WO1997025775A1 - Linearisierter wechselspannungs-verstärker - Google Patents

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Stefan Wehmeier
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3217—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion in single ended push-pull amplifiers
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    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
    • H03F3/3001—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor with field-effect transistors

Definitions

  • the invention relates to a linearized AC amplifier with a signal input for an input voltage and a signal output for an output voltage, an operational amplifier being provided behind the signal input and two transistors electrically connected to one another in front of the signal output.
  • the invention is based on the object of forming an linearized alternating voltage amplifier of the type mentioned in the introduction in such a way that takeover distortions can also be largely eliminated even in the area of high-frequency alternating voltages or only arise to a considerably lesser extent.
  • a linearization network is provided at the output of the operational amplifier, which is designed as an active four-pole and that the active four-pole is connected to the two operating voltage connections and the output of the operational amplifier and to ground.
  • This linearized AC voltage amplifier designed according to the invention operates without an additional stable operating voltage of the linearization network.
  • M OSFETs metal oxide semiconductor field effect transistors
  • the four-pole is connected to ground via a capacitance.
  • This enables a simple realization of a logarithmic current rise of the linearization network at high frequencies.
  • a simple adjustment of the logarithmic function of the driver stage to the exponential function of the power MOSFETs is also possible by adapting the output capacitance of the linearization network to the input capacitance of the MOSFETs.
  • the linearization network is expediently designed as a complementary emitter follower in B mode, which is bridged by an ohmic resistor and whose output is connected to ground via a capacitor. This is the least complex circuit for implementing the amplifier principle in question.
  • the linearization network be designed as a complementary measurement follower in the AB mode, the quiescent current of which has a certain non-zero value.
  • the quiescent current is expediently to be kept constant via a high-impedance common emitter resistance of the complementary emitter follower. - This has the further advantage that additional temperature compensation of the complementary emitter follower is not required in AB mode.
  • the amplifier can be designed such that the emitter resistance of the complementary emitter follower is bridged by two capacitors connected in series, their connection is connected to ground via the resistor. - That means a high pulse current l p of the complementary emitter follower with a low and stable quiescent current IQ + .
  • the amplifier can furthermore be constructed in such a way that the transistors represent N-channel transistors and are designed as metal oxide semiconductor field-effect transistors and directly in push-pull mode from the sum of the positive and negative operating currents of the operational amplifier and the linearization network ⁇ switches and must be switched off accelerated indirectly via switch-off transistors.
  • the metal oxide semiconductor field effect transistors are expediently in thermal contact with an NTC resistor, which are each connected directly between the connections GATE and SOURCE of the metal oxide semiconductor field effect transistors.
  • the metal oxide semiconductor field-effect transistor is expediently controlled for the positive half-waves of the alternating voltage from a bias voltage via a current mirror, the bias voltage being above the positive operating voltage.
  • a DC voltage source that can be switched on and off is connected to the two operating voltage connections of the operational amplifier.
  • the symmetrical switching on and off of the two DC voltage sources via the voltages + U S and -U s leads to completely symmetrical conditions when switching the amplifier on and off. In addition, there is no need for the relay at the signal output.
  • the two transistors provided in front of the signal output are designed as metal oxide semiconductor field-effect transistors.
  • FIG. 2 shows a detail from FIG. 1 according to a first version
  • FIG. 3 shows a detail from FIG. 1 according to a second version
  • FIG. 4 shows a detail from FIG. 1 according to a third version
  • FIG. 5 shows a detail from FIG. 1 according to a fourth version.
  • a negative feedback network 7 is provided, which is connected via a line 8 to the signal output 9 of the amplifier.
  • At one operating voltage connection 10 are a DC voltage source 11 with a bipolar transistor 12 and a current mirror 13 with two bipolar transistors 14, 15 which is connected via a line 16 to one pole 17 of a constant DC voltage source 18 of 12 volts .
  • the current mirror 13 is further connected via a diode 19, an ohmic resistor 20 and a metal oxide semiconductor field-effect transistor 21 to the other pole 22 of the Gieichstromquelle 18.
  • a control resistor 23, a switch-off transistor 24, a controllable resistor 25 and a capacitor 26 are connected in parallel with the diode 19, the resistor 20 and the transistor 21.
  • the other operating voltage connection 27 of the operational amplifier 5 is connected via a DC voltage source 28 and a bipolar transistor 29 as well as via a diode 30, an ohmic resistor 31 and a metal oxide semiconductor field effect transistor 32 to the one pole 33 of the signal output 9 .
  • a control resistor 34, a switch-off transistor 35, a thermistor 36 and a capacitor 37 are connected in parallel with the diode 30, the resistor 31 and the metal oxide semi-conductor field effect transistor 32, which are connected via a line 38 to the other pole 39 a voltage source (+ UB / -UB) is connected.
  • a resistor 42 is arranged at the output 40 of the operational amplifier 5 in a node 41.
  • a linearization network 43 designed as an active four-pole network contains a resistor 44, two bipolar transistors 45, 46 and a capacitor 47.
  • the four-pole network 43 is connected via a line 48 to the node 41 or the output 40 of the operational amplifier 5.
  • the base 49 of the transistor 45 and the base 50 of the transistor 46 are connected to one another and to the resistor 44 via a node 51.
  • the collector 52 of the transistor 45 and the collector 53 of the transistor 46 are connected to the operating voltage lines 54, 55 of the operational amplifier 5.
  • the capacitor 47 is connected to ground 56.
  • a resistor 56 and a potentiometer 57 are connected in series with the active four-pole network or the linearization network 43.
  • the source connection 58 is connected to the drain current connection 60 via a line 59. 2 shows the linearization network 43 with four connections 61, 62, 63, 64.
  • FIG. 3 shows the linearization network 43, which has the capacitor 47 compared to the illustration according to FIG. 2.
  • FIG. 4 shows the linearization network 43, which has the same components as the linearization network shown in FIG. 1.
  • FIG. 5 shows a modified linearization network 65 in which a constant current source 66 and a constant current source 67 are arranged.
  • capacitors 68, 69 are arranged, a resistor 70 also being connected to ground 71.
  • a variable resistor 72 is connected between the transistors 45 and 46.
  • the output of the operational amplifier 5 is connected via the node 41 to a resistor 43 and via a further node 51 to two resistors 73, 74.
  • the linearized AC voltage amplifier is a voltage-controlled voltage source, which amplifies an AC voltage at the signal input by a constant factor defined by the negative feedback network, at the signal output.
  • the input resistance essentially determines the input impedance of the amplifier.
  • the low-pass filter attenuates input voltages that are too fast for the slew rate of the AC voltage amplifier.
  • the operational amplifier forms, together with the two DC voltage sources, a bipolar cascode, the output currents I + and I- of which drive the power M OSFETs directly in push-pull.
  • the current mirror transforms the control current I + into the current I + of the same size, so that an N-channel MOSFET which is significantly more powerful than a P-channel MOSFET can also be used for the positive half-wave.
  • the operational amplifier is operated with the constant voltage +/- (U s - 0.7V). The constant quiescent current ml 0 thus flows through it.
  • the current l 0 + is set with the potentiometer r such that the voltage drops across the control resistors are so far above the gate threshold voltage of the MOSFETs and the flow voltage of the diodes are such that the quiescent current of the AC voltage amplifier assumes the low, stable value 10.
  • the temperature stability of IQ conductors to the MOS FET 'by ei ⁇ nen thermal contact of the heat reaches s.
  • the operational amplifier regulates the current I s in such a way that the shape of the output voltage at the signal output has exactly the shape of the input voltage regardless of the connected load.
  • the linearization network now generates the pulse current l p + , which can exceed l s by a multiple.
  • I p + is added to the control current I + , which now accelerates strongly at the beginning of the signal edge with an approximately logarithmic course MOSFET with its exponential transfer characteristic. This results in a linear increase in the output voltage at the signal output, starting from the zero point, even with rectangular input voltages.
  • the Ausschalttransistoren Set ting si ⁇ cher that the M's are each OSFET safely off before the opposing MOSFET 's speeds is turned on.

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Abstract

Bei einem linearisierten Wechselspannungs-Verstärker mit einem Signaleingang für eine Eingangsspannung und einem Signalausgang für eine Ausgangsspannung, wobei hinter dem Signaleingang ein Operationsverstärker und vor dem Signalausgang zwei elektrisch miteinander verbundene Transistoren vorgesehen sind, ist vorgesehen, dass am Ausgang des Operationsverstärkers ein Linearisierungsnetzwerk vorgesehen ist, das als aktiver Vierpol ausgebildet ist, und dass der aktive Vierpol mit den beiden Betriebsspannungsanschlüssen und dem Ausgang des Operationsverstärkers sowie mit Masse verbunden ist.

Description

Linearisierter Wechselspannunos- Verstärker
Die Erfindung betrifft einen linearisierten Wechseispannungs-Ver¬ stärker mit einem Signaleingang für eine Eingangsspannung und ei¬ nem Signalausgang für eine Ausgangsspannung, wobei hinter dem Signaleingang ein Operationsverstärker und vor dem Signalausgang zwei elektrisch miteinander verbundene Transistoren vorgesehen sind .
Bei einem linearisierten Wechseispannungs-Verstärker bzw. bei der Verstärkung einer Wechselspannung ist es bekannt, daß die Übertragungskennlinie der Endstufentransistoren bei Wechselspannungsverstärkern in AB-Einstellung zu deutlichen Übernahmeverzerrungen führt. Derartige Verzerrungen würden bei einem linearen Zusammenhang zwischen Spannung und Strom n icht eintreten . Daher ist es zur Vermeidung dieser Verzerrungen be¬ kannt, eine weitere logarithmische Übertragungskennlinie mit der exponentiellen Kennlinie zusammenzufassen mit dem Ziel , aus dem Produkt aus der exponentiellen Kennlinie und der logarithmischen Kennlinie eine möglichst lineare zusammengefaßte Kennlinie zu er¬ zeugen. Bei niedrigen Frequenzen der Eingangsspannung wirkt die Gegen¬ kopplung derart, daß Übernahmeverzerrungen weitgehend eliminiert werden können , da die Schleifenwirkung zur Eliminierung von Über¬ nahmeverzerrungen bei niedrigfrequenten Wechselspannungen groß genug ist.
Jedoch können die Übernahmeverzerrungen durch eine Gegenkopp¬ lung bei hohen Frequenzen nicht vollständig eliminiert werden , da die Schieifenverstärkung aufgrund zunehmender Schwingneigung nicht unendlich groß gemacht werden kann.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen l inearisierten Wechseispannungs-Verstärker der einleitend genannten Art so wei¬ ter zu bilden, daß Übernahmeverzerrungen auch im Bereich hochfrequenter Wechselspannungen weitgehend elimin iert werden können bzw. nur in erheblich geringerem Maß entstehen .
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß am Aus¬ gang des Operationsverstärkers ein Linearisierungsnetzwerk vorge¬ sehen ist, das als aktiver Vierpol ausgebildet ist und daß der aktive Vierpol mit den beiden Betriebsspannungsanschlüssen und dem Ausgang des Operationsverstärkers sowie mit Masse verbunden ist.
Dieser erfindungsgemäß ausgebildete linearisierte Wechselspan¬ nungsverstärker arbeitet ohne zusätzliche stabile Betriebsspannung des Linearisierungsnetzwerkes. Hinzu kommt eine automatische Addition der positiven und der negativen Betriebsströme des Opera¬ tionsverstärkers und des Linearisierungsnetzwerkes zur Ansteue¬ rung der Metalloxydhalbleiter-Feldeffekt-Transistoren (M OSFETs) .
In weiterer Ausgestaltung der Erfindung kann vorgesehen sein , daß der Vierpol über eine Kapazität mit Masse verbunden ist. Hierdurch ist eine einfache Realisierung eines logarithmischen Stromanstiegs des Linearisierungsnetzwerkes bei hohen Frequenzen möglich . Darüber hinaus ist ebenfalls eine einfache Abstim mung der Logarithmusfunktion der Treiberstufe auf die Exponentialfunktion der Leistungs-MOSFETs durch Anpassung der Ausgangskapazität des Linearisierungsnetzwerkes an die Eingangskapazität der MOSFETs möglich.
Zweckmäßig ist das Linearisierungsnetzwerk als komplementärer Emitterfolger im B-Betrieb ausgebildet ist, der von einem Ohmschen Widerstand überbrückt ist und dessen Ausgang über einen Konden¬ sator mit Masse verbunden . Es handelt sich hierbei um d ie am we¬ nigstens aufwendige Schaltung zur Realisierung des hier in Rede stehenden Verstärkerprinzips.
Des weiteren empfiehlt es sich, daß das Linearisieru ngsnetzwerk als komplementärer Ermitterfolger im AB-Betrieb ausgebildet ist, dessen Ruhestrom einen bestimmten von Null abweichenden Wert hat.
Diese Maßnahme führt zu einer besonders guten Linearität der Ge¬ samtschaltung in Nullpunktnähe. Außerdem ist kein zusätzlicher Strompfad für IQ+ erforderlich.
Zweckmäßig ist der Ruhestrom über einen hochohmigen ge meinsa¬ men Emitterwiderstand des komplementären Emitterfolgers konstant zu halten . - Das ist mit dem weiteren Vorteil verbunden, daß eine zusätzliche Temperaturkompensation des komplementären Emitter- folgers im AB-Betrieb nicht erforderlich ist.
Des weiteren kann der Verstärker so ausgebildet sein, daß der Emitterwiderstand des komplementären Emitterfolgers mit zwei in Reihe geschalteten Kondensatoren überbrückt ist, deren Verbindung über den Widerstand mit Masse verbunden ist. - Das bedeutet ei nen hohen Impulsstrom lp des komplementären Emitterfolgers bei gleichzeitig niedrigem und stabilem Ruhestrom IQ+.
Der Verstärker kann des weiteren so aufgebaut sein , daß die Tran¬ sistoren N-Kanal Transistoren darstellen und als Metalloxydhalblei¬ ter-Feldeffekt-Transistoren ausgebildet sind und von der Summe der positiven und negativen Betriebsströme des Operationsverstär¬ kers und des Linearisierungsnetzwerkes direkt im Gegentakt einge¬ schaltet und indirekt über Ausschalttransistoren beschleunigt aus¬ zuschalten sind.
H iermit ist der Vorteil einer schnellen Auf- und Endladung der pa¬ rasitären GATE-Kapazitäten der Leistungs-MOSFETs mit geringst¬ möglichem Aufwand verbunden. Au ßerdem ist eine zusätzliche Kü h¬ lung der Treiberstufe nicht erforderlich .
Zweckmäß ig stehen die Metalloxydhalbleiter-Feldeffekt-Transisto¬ ren in thermischem Kontakt mit je einem NTC-Widerstand, die je¬ weils direkt zwischen den Anschlüssen GATE und SOURCE der Me¬ talloxydhalbleiter-Feldeffekt-Transistoren geschaltet sind .
Das bedeutet eine hohe thermische Stabilität der Schaltung bei niedrigen Signalfrequenzen. Sourcewiderstände für die Leistungs- M OSFETs zur Temperaturkompensation sind nicht erforderlich. Au¬ ßerdem hat die Schaltung einen sehr geringen dynamischen Innen¬ widerstand bei gleichzeitig hoher Nullpunktstabilität. Eine Verlänge¬ rung der Anschlußdrähte der MTC-Widerstände ist nicht erforder¬ lich, da beide Anschlüsse direkt mit den Anschlüssen GATE und SOURCE der Leistungs-MOSFETs verbunden sind.
Des weiteren empfiehlt es sich, den Verstärker so auszubilden, daß ausschließlich der DRAIN-Anschluß des Metalloxydhalbleiter- Feldeffekt-Transistors für die positiven Halbwellen der Wechselspannung an der positiven Betriebsspannung liegt. - Damit ist ein maximaler Ausgangsspannungshub verbunden. Des weiteren liegt eine völlige Symmetrie der Gesamtschaltung trotz ausschließli¬ cher Verwendung von N-Kanal-MOSFETs vor.
Zweckmäßig ist der Metalloxydhalbleiter-Feldeffekt-Transistor für die positiven Halbwellen der Wechselspannung von einer Vorspannung über einen Stromspiegel anzusteuern , wobei die Vorspannung oberhalb der positiven Betriebsspannung liegt.
In weiterer Ausgestaltung der Erfindung kann vorgesehen sein , daß an den beiden Betriebsspannunganschlüssen des Operationsver¬ stärkers je eine ein- und ausschaltbare Gleichspannungsquelle angeschlossen ist. - Durch das symmetrische Ein- und Ausschalten der beiden Gleichspannungsquellen über die Spannungen + US und -Us gelangt man zu völlig symmetrischen Verhältnissen beim Ein- und Ausschalten des Verstärkers. Hinzu kommt, daß auf das Relais am Signalausgang verzichtet werden kann.
Des weiteren empfiehlt es sich, daß die zwei vor dem Signalausgang vorgesehenen Transistoren als Metalloxydhalbleiter-Feldeffekt- Transistoren ausgebildet sind.
In der Zeichnung ist ein Ausführungsbeispiel der Erfindung in meh¬ reren Varianten dargestellt. Es zeigt
Fig. 1 die Schaltung eines linearisierten Wechselspannungs-Verstärkers,
Fig . 2 einen Ausschnitt aus Figur 1 gemäß einer ersten Version,
Fig. 3 einen Ausschnitt aus Figur 1 gemäß einer zweiten Version ,
Fig. 4 einen Ausschnitt aus Figur 1 gemäß einer dritten Version und
Fig. 5 einen Ausschnitt aus Figur 1 gemäß einer vierten Version.
Parallel zu einem Signaleingang 1 liegt ein Eingangswiderstand 2 , hinter dem ein Tiefpaßfilter 3 geschaltet ist, welches über den einen Eingang 4 mit einem Operationsverstärker 5 verbunden ist. An dem anderen Eingang 6 des Operationsverstärkers 5 ist ein Gegenkopp¬ lungsnetz 7 vorgesehen, welches über eine Leitung 8 mit dem Si¬ gnalausgang 9 des Verstärkers verbunden ist.
An dem einen Betriebsspannungsanschluß 10 sind eine Gleichspan¬ nungsquelle 1 1 mit einem Bipolartransistor 12 sowie ein Stromspie¬ gel 13 mit zwei Bipolartransistoren 14, 15, der über eine Leitu ng 16 mit dem einen Pol 17 einer konstanten Gleichspannu ngsquelle 18 von 12 Volt verbunden ist. Der Stromspiegel 13 ist des weiteren über eine Diode 19 , einen ohmschen Widerstand 20 und einen Metalloxydhalbleiter-Feldeffekt-Transistor 21 mit dem anderen Pol 22 der Gieichstromquelle 18 verbunden . Parallel zu der Diode 19, dem Widerstand 20 und dem Transistor 21 sind ein Steuerwiderstand 23, ein Ausschalttransistor 24, ei n regel¬ barer Widerstand 25 und ein Kondensator 26 geschaltet.
Der andere Betriebsspannungsanschluß 27 des Operationsverstär¬ kers 5 ist über eine Gleichspannungsquel le 28 und einen Bipolar¬ transistor 29 sowie über eine Diode 30, ei nen oh mschen Widerstand 31 und einen Metalloxydhalbleiter-Feldeffekt-Transistor 32 mit dem einen Pol 33 des Signalausganges 9 verbunden. Parallel zu der Diode 30 , dem Widerstand 31 und dem Metalloxyd halbleite r-Feldef¬ fekt-Transistor 32 sind ein Steuerwiderstand 34, ein Ausschalttran¬ sistor 35, ein Heißleiter 36 und ein Kondensator 37 geschaltet, die über eine Leitung 38 mit dem anderen Pol 39 einer Spannungsquel le (+ U B/-U B) verbunden ist.
Am Ausgang 40 des Operationsverstärkers 5 ist in ei nem Knoten¬ punkt 41 ein Widerstand 42 angeordnet. Ein als aktiver Vierpol aus¬ gebildetes Linearisierungsnetzwerk 43 enthält einen Widerstand 44, zwei bipolare Transistoren 45,46 und einen Kondensator 47. Der Vierpol 43 ist über eine Leitung 48 mit dem Knoten 41 bzw. dem Ausgang 40 des Operationsverstärkers 5 verbunden . Au ßerdem sind d ie Basis 49 des Transistors 45 und die Basis 50 des Transistors 46 über einen Knotenpunkt 51 miteinander sowie mit dem Widerstand 44 verbunden. Außerdem sind der Kollektor 52 des Transistors 45 und der Kollektor 53 des Transistors 46 mit den Betriebsspannungs¬ leitungen 54,55 des Operationsverstärkers 5 verbunden . Der Kon¬ densator 47 ist mit Masse 56 verbunden.
Parallel zu dem aktiven Vierpol bzw. dem Linearisieru ngsnetzwerk 43 sind in Reihe ein Widerstand 56 und ei n Potentiometer 57 geschaltet.
Der Sourceanschluß 58 ist über eine Leitung 59 mit dem Drainstromanschluß 60 verbunden. In Figur 2 ist das Linearisierungsnetzwerk 43 m it vier Ansch lüssen 61 ,62,63,64 dargestellt.
Figur 3 zeigt das Linearisierungsnetzwerk 43, weiches gegenüber der Darstellung gemäß Figur 2 den Kondensator 47 aufweist.
In Figur 4 ist das Linearisierungsnetzwerk 43 dargestellt, welches die gleichen Bauteile aufweist wie das in Figur 1 gezeigte Lineari¬ sierungsnetzwerk. In Figur 5 ist ein abgewandeltes Linearisierungs¬ netzwerk 65 dargestellt, in dem eine Konstantstromquelle 66 und ei¬ ne Konstantstromquelle 67 angeordnet sind .
Au ßerdem sind zusätzlich zu den Transistoren 45,46 Kondensatoren 68,69 angeordnet, wobei des weiteren ein Widerstand 70 mit Masse 71 verbunden ist. Außerdem ist zwischen den Transistoren 45 und 46 ein veränderlicher Widerstand 72 geschaltet. Der Ausgang des Operationsverstärkers 5 ist über den Knotenpunkt 41 mit einem Wi ¬ derstand 43 und über einen weiteren Knoten 51 mit zwei Widerstän¬ den 73 ,74 verbunden .
Der linearisierte Wechselspannungsverstärker ist eine span nungs¬ gesteuerte Spannungsquelle, die eine Wechselspannung am Signal¬ eingang um einen durch das Gegenkopplungsnetzwerk festgelegten , konstanten Faktor verstärkt, an den Signalausgang legt.
Der Eingangswiderstand bestimmt im wesentlichen die Eingangsim¬ pedanz des Verstärkers. Der Tiefpaßfilter schwächt Eingangsspan¬ nungen ab, die für die Anstiegsgeschwindigkeit des Wechselspan¬ nungsverstärkers zu schnell sind . Der Operationsverstärker bildet zusammen mit den beiden Gleichspannungsquellen eine bipolare Kaskode , deren Ausgangsströme l+ und I- die Leistungs-M OSFET s direkt im Gegentakt ansteuern. Der Stromspiegel transformiert den Steuerstrom l+ in den gleich großen Strom I +, damit auch für die positive Halbwelle ein gegenüber einem P-Kanal MOSFET wesent¬ lich leistungsfähigerer N-Kanal MOSFET eingesetzt werden kann . Der Operationsverstärker wird mit der konstanten Spannung +/- (Us - 0,7V) betrieben. Somit fließt durch ihn der konstante Ruhestro m l0. Ohne Eingangssignal ist ls=0 und
Figure imgf000011_0001
l0 + l0 +, sowie l_ = I0+O+* •=u r θ i n e AB-Einstellung wird mit dem Potentiomete r der Strom l0 + so eingestellt, daß die Spannungsabfälle an den Steuer¬ widerständen soweit über der Gate-Schwellenspannung der MOS- FET's und der Durchflußspannung der Dioden liegen, daß der Ru¬ hestrom des Wechselspannungsverstärkers den niedrigen, stabilen Wert l^o annimmt. Die Temperaturstabilität von I Q wird durch ei¬ nen thermischen Kontakt der Heiß leiter mit den MOS FET's erreicht.
Liegt am Signaleingang eine sinusförmige Wechselspannung an, entsteht eine g leichphasige, in etwa sinusförmige Wechselspan nung am Ausgang des Operationsverstärkers. Du rch den Widerstand , der etwa so dimensioniert ist wie die Steuerwiderstände fl ießt der Wechselstorm ls , der sich je nach Polarität zu den Steuerströmen l + und l_ addiert und die MOSFET's im Gegentakt aufsteuert.
Durch das Gegenkopplungsnetzwerk regelt der Operationsverstärker de n Strom ls derart, daß die Form der Ausgangsspannung am Si¬ gnalausgang unabhängig von der angeschlossenen Last exakt die Form der Eingangsspannung aufweist.
Bei einem schnellen Spannungssprung am Signaleingang von Null auf eine positive Spannung, steigt auch die Ausgangsspannu ng des Operationsverstärkers mit maximaler Anstiegsgeschwindigkeit in etwa linear gegen +US.
Zusätzlich zu ls erzeugt das Linearisierungsnetzwerk jetzt den Im¬ pulsstrom lp+, der ls um ein Vielfaches übersteigen kann. Ip + ad¬ diert sich zu dem Steuerstrom l + , der jetzt am Anfang der Signal¬ flanke stark beschleunigt mit annähernd logarithmischen Verlauf den MOSFET mit seiner exponentiellen Übertragungskenn linie aufsteu¬ ert. Damit ergibt sich ein vom Nullpunkt ausgehender, linearer An¬ stieg der Ausgangsspannung am Signalausgang auch bei rechteck- förmigen Eingangsspannungen. Die Ausschalttransistoren stel len si¬ cher, daß die M OSFET's jeweils sicher ausgeschaltet sind, bevor der gegenüberliegende MOSFET's beschleunigt aufgesteuert wird .
Bezuqszeichenliste
1 Signaleingang
2 Eingangswiderstand
3 Tiefpaßfilter
4 Eingang
5 Operationsverstärker
6 Eingang
7 Gegenkopplungsnetz
8 Leitung
9 Signalausgang
10 Betriebsspannungsleitung
1 1 Gleichstromquelle
12 Bipolartransistor
13 Stromspiegel
14 Bipolartransistor
15 Bipolartransistor
16 Leitung
17 Pol
18 Spannungsquelle
19 Diode
20 Ausschalttransistor
21 Transistor
22 Pol
23 Steuerwiderstand
24 Bipolartransistor
25 Widerstand
26 Kondensator
27 Betriebsspannungsleitung
28 Gleichspannungsquelle
29 Bipolartransistor
30 Diode
31 Widerstand
32 Transistor
33 Pol 34 Steuerwiderstand
35 Transistor
36 Widerstand
37 Kondensator
38 Leitung
39 Pol
40 Ausgang
41 Knoten
42 Widerstand
43 Linearisierungsnetzwerk
44 Widerstand
45 Transistor
46 Transistor
47 Kondensator
48 Leitung
49 Basis
50 Basis
51 Knoten
52 Kollektor
53 Kollektor
54 Leitung
55 Leitung
56 Masse
57 Widerstand
58 Sourceanschluß
59 Leitung
60 Drainstromanschluß
61 Knoten
62 Knoten
63 Knoten
64 Knoten
65 Leitung
66 Konstantstromquelle
67 Konstantstromquelle
68 Kondensator 69 Kondensator
70 Widerstand
71 Masse
72 Widerstand
73 Widerstand
74 Widerstand
75 Widerstand

Claims

Patentansprüche
1 . Linearisierter Wechseispannungs-Verstärker mit einem Signal¬ eingang für eine Eingangsspannung und einem Signalausgang für eine Ausgangsspannung , wobei hinter dem Signaleingang ein Operationsverstärker und vor dem Signalausgang zwei elektrisch miteinander verbundene Transistoren vorgesehen sind, dadurch gekennzeich net, daß am Ausgang des Operati¬ onsverstärkers ein Linearisierungsnetzwerk vorgesehen ist, das als aktiver Vierpol ausgebildet ist und daß der aktive Vierpol m it den beiden Betriebsspannungsanschlüssen und dem Aus¬ gang des Operationsverstärkers sowie mit Masse verbu nden ist.
2. Verstärker nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß der Vierpol über eine Kapazität mit Masse verbunden ist.
3. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch geken nze ichnet, daß das Linearisierungsnetzwerk als komplementärer Emitter¬ folger im B-Betrieb ausgebildet ist, der von einem Ohmschen Widerstand überbrückt ist und dessen Ausgang über einen Kon¬ densator mit Masse verbunden ist.
4. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche , dadurch gekennzeichnet, daß das Linearisierungsnetzwerk als komple¬ mentärer Ermitterfolger im AB-Betrieb ausgebildet ist, dessen Ruhestrom einen bestimmten von Null abweichenden Wert hat.
5. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Ruhestrom über einen hochohmigen gemeinsamen Emitterwiderstand des komplementären Emitter¬ folgers konstant zu halten ist.
6. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche , dadurch gekennzeichnet, daß der Emitterwiderstand des komplementä¬ ren Emitterfolgers mit zwei in Reihe geschalteten Kondensato¬ ren überbrückt ist, deren Verbindung über den Widerstand mit Masse verbunden ist.
7. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren N-Kanal Transistoren darstellen und als Metalloxydhalbleiter-Feldeffekt-Transistoren ausgebildet sind und von der Summe der positiven und negati¬ ven Betriebsströme des Operationsverstärke rs und des Li neari¬ sierungsnetzwerkes direkt im Gegentakt eingeschaltet und indi¬ rekt über Ausschalttransistoren beschleunigt auszuschalten sind.
8. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansp rüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Metalloxydhalbleiter-Feldeffekt-Tran¬ sistoren in thermischem Kontakt mit je einem NTC-Widerstand stehen, die jeweils direkt zwischen den Anschlüssen GATE und SOURCE der Metalloxydhalbleiter-Feldeffekt-Transistoren ge¬ schaltet sind.
9. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ausschließlich der DRAIN-Anschlu ß des Metalloxydhalbleiter-Feldeffekt-Transistors für die positiven Halbwellen der Wechselspannung an der positiven Betriebsspannung liegt.
10. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche , dadurch gekennzeichnet, daß der Metalloxydhalbleiter-Feldeffekt- Transistor für die positiven Halbwellen der Wechselspannung von einer Vorspannung über einen Stromspiegel anzusteuern ist, wobei die Vorspannung oberhalb der positiven Betriebsspannung liegt.
1 1 . Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß an den beiden Betriebsspannunganschlüs¬ sen des Operationsverstärkers je eine ein- und ausschaltbare Gleichspannungsquelle angeschlossen ist.
12. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die zwei vor dem Signalausgang vorgese¬ henen Transistoren als Metalloxydhalbleiter-Feldeffekt-Tran¬ sistoren ausgebildet sind.
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