WO1997026742A1 - Synchronisation de symboles multiporteurs - Google Patents

Synchronisation de symboles multiporteurs Download PDF

Info

Publication number
WO1997026742A1
WO1997026742A1 PCT/FR1997/000099 FR9700099W WO9726742A1 WO 1997026742 A1 WO1997026742 A1 WO 1997026742A1 FR 9700099 W FR9700099 W FR 9700099W WO 9726742 A1 WO9726742 A1 WO 9726742A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
symbols
impulse response
echo
time
receiver
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/FR1997/000099
Other languages
English (en)
Inventor
Jean-François Helard
Pierre Combelles
Damien Castelain
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Telediffusion de France ets Public de Diffusion
Orange SA
Original Assignee
Telediffusion de France ets Public de Diffusion
France Telecom SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Telediffusion de France ets Public de Diffusion, France Telecom SA filed Critical Telediffusion de France ets Public de Diffusion
Priority to EP97901117A priority Critical patent/EP0879523B1/fr
Priority to US09/101,881 priority patent/US6459744B1/en
Priority to DE69728383T priority patent/DE69728383T2/de
Priority to JP52575597A priority patent/JP3892043B2/ja
Publication of WO1997026742A1 publication Critical patent/WO1997026742A1/fr
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2662—Symbol synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2662—Symbol synchronisation
    • H04L27/2665—Fine synchronisation, e.g. by positioning the FFT window
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
    • H04L27/2676—Blind, i.e. without using known symbols
    • H04L27/2679—Decision-aided
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/2605—Symbol extensions, e.g. Zero Tail, Unique Word [UW]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals

Definitions

  • the field of the invention is that of the transmission of multicarrier digital signals, that is to say of signals using a plurality of subcarriers emitted simultaneously and each modulated by separate data elements. More specifically, the invention relates to the time synchronization of receivers of such signals.
  • Multicarrier signals are generally referred to as FDM (Frequency Division Multiplex).
  • FDM Frequency Division Multiplex
  • OFDM Orthogonal frequency division Multiplex
  • An OFDM signal is for example used in the digital broadcasting system described in particular in French patent FR 86 09622 filed on July 2, 1986 and in the document "Principles of modulation and channel coding in digital broadcasting to mobiles (M. Alard and R. Lassalle; Revue de l'UER, n ° 224, August 1987, pp. 168-190), and known as the COFDM system (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplex).
  • This COFDM system was notably developed within the framework of the European project DAB (Digital Audio Broadcasting). It is also a candidate for standardization for terrestrial broadcasting of digital television (DVB-T standard in particular). More generally, the COFDM system allows the transmission of any type of digital (or analog signals sampled, but not necessarily quantified).
  • This system is particularly suitable for broadcasting high-speed digital signals (a few megabits per second) in channels affected by multiple paths whose characteristics vary over time (mobile reception in urban areas).
  • the actual modulation process overcomes the problems associated with selectivity in the presence of the channel. It consists in distributing the information to be transmitted on a large number of juxtaposed and modulated carriers at low speed. A system for interleaving the information to be transmitted is associated with the coding process, so that the maximum statistical independence of the samples is ensured at the input of the decoder.
  • the time synchronization of a COFDM receiver consists in determining, in the frame of the received OFDM signal, the location of the useful part of each symbol (consisting of a guard interval and a useful part) in order to apply it the FFT window allowing the selection of the useful part of each symbol. This time synchronization information is also used to control the clock of the receiver in order to implement the timing recovery device.
  • This receiver time synchronization function generally breaks down into rough time synchronization (during the acquisition period) and fine time synchronization.
  • the time synchronization can be based on special symbols, provided for this purpose, and generally placed at the start of the frame.
  • each frame advantageously begins with at least two particular symbols SI and S2, used for synchronization. It then includes a number of useful symbols, each comprising a plurality of modulated orthogonal carriers.
  • the symbol SI is a null symbol, allowing on the one hand to carry out a rough synchronization.
  • the symbol S2 is a second synchronization symbol constituted by an unmodulated multiplex of all the carrier frequencies, with a substantially constant envelope. This makes it possible to recalculate the synchronization more precisely by analyzing the impulse response of the channel.
  • the role and the embodiment of these symbols S I and S2 are described in patent FR 88 15216, filed on 18.1 1.88 in the name of the same applicants.
  • the symbol S2 is also known as the symbol CAZAC and symbol TFPC, in other embodiments. It is now envisaged to produce COFDM signals not presenting any such special symbols dedicated to time synchronization. This is particularly the case for digital television signals undergoing standardization.
  • the guard interval of an OFDM symbol consists of the repetition of samples from the end of said OFDM symbol.
  • the method consists in calculating the correlation between the samples constituting the guard interval and the samples at the end of the symbol in order to extract a "peak" of correlation. After temporal filtering, this correlation "peak” can then be used as synchronization pulse to determine the length of the OFDM symbol and the guard interval ⁇ , and therefore the start of the FFT window. This operation is performed before the demodulation FFT on the COFDM signal received in the time domain.
  • FIG. 1 represents the measurement of the correlation obtained after time filtering in the case of an ideal noisy (1 1) and non-noisy (12) transmission and with an impulse response h (t) 13 of the channel single trip 14.
  • the correlation peak obtained is very distorted and spreads out more or less depending on the spread of the echoes.
  • FIG. 2 represents the measurement of the correlation obtained after time filtering in the case of a noisy (21) and non-noisy (22) transmission but characterized by an impulse response h (t) 23 of the channel having two paths 24 d and 24 2 spaced the length of the guard interval ⁇ and received with identical power.
  • the correlation peak 25 can then be used to determine the length of an OFDM symbol and generate the coarse time synchronization, but its precision is insufficient to deduce a fine time synchronization. Indeed, when the reception conditions change over time, which is the case in portable and mobile reception, the form of the measure of the correlation of the guard interval is very fluctuating. A fine time synchronization generated only from this information, even if this information is filtered temporally, would then be affected by a significant jitter. In addition, the measurement of the correlation of the guard interval will be highly polluted in the presence of intersymbol interference due to the presence of echoes.
  • the invention particularly aims to overcome these drawbacks of the state of the art.
  • an objective of the invention is to provide a method and a device for time synchronization for receivers of multicarrier signals which do not require the emission of synchronization symbols specific to this function.
  • an objective of the invention is to provide such a method and such a device, which are compatible with the signal structure currently proposed for terrestrial broadcasting of digital television.
  • Another objective of the invention is to provide such a method and such a device, which allow fine synchronization of good quality, even in the presence of a highly disturbed received signal.
  • the invention aims to allow correct operation in the presence of long echoes, and possibly longer than the duration of the guard interval.
  • Yet another objective of the invention is to provide a method and such a device, which can be easily implemented in any type of receiver, with limited technical complexity and cost.
  • a method of time synchronization of a receiver of a multicarrier signal consisting of a series of symbols each formed of a plurality of frequencies carriers each modulated by a modulation coefficient, some of said carrier frequencies, of position in time-frequency space known to said receiver, being reference carrier frequencies, carrying a reference coefficient of known value to said receiver, method comprising a phase of fine synchronization comprising the following steps: estimation of the impulse response h n of the transmission channel of said signal, from reference coefficients belonging to at least two symbols received; determination of the start of the useful part of each of said symbols and / or slaving of a clock of the receiver, by analysis of said estimation of the impulse response h n .
  • the invention proposes to create a fictitious time synchronization symbol, by grouping together several reference elements belonging to several symbols.
  • the fictitious symbol thus obtained makes it possible to determine an estimate of the impulse response, and to deduce a fine synchronization from it.
  • This distribution of the reference carriers (staggered) is of course only an example, and many other distributions can be envisaged.
  • the reference carriers of a single symbol can be used, but in this case the impulse response is strongly subsampled.
  • the time range [0, t ma ⁇ ] over which said estimate of the impulse response h n extends is divided into two fields: a first field, called field in advance, extending from l instant 0 at an instant t
  • tii m can for example be chosen greater than or equal to the duration ⁇ of the guard interval preceding the useful part of each of said symbols.
  • the method of the invention also comprises a coarse synchronization phase, implemented in parallel with said fine synchronization phase, and comprising a step of correlation of the guard interval
  • the correlation of the guard interval can be used in a new way to further improve the fine synchronization of the invention, in certain particular cases.
  • the method then comprises a step of distinguishing between a long echo and a pre-echo, when said pulse representative of the first path is in said delay field, by analysis of the measurement of the correlation of the interval guard, consisting in determining the number of samples of said measurement of the correlation greater than a decision threshold, said pulse representative of the first path being considered as a long echo when said number of samples is greater than a predetermined value.
  • said decision threshold is substantially proportional to the lowest amplitude among the two amplitudes corresponding to the highest pulse of each of said fields "early" and "late".
  • Such a device for time synchronization of a receiver of a multicarrier signal comprises fine synchronization means comprising: means for estimating the impulse response h n of the transmission channel of said signal, from reference coefficients belonging to the minus two symbols received; means for determining the start of the useful part of each of said symbols, by analyzing said estimate of the impulse response k-
  • FIG. 1 and 2 illustrate the principle of the known technique of rough synchronization by correlation of the guard interval, already commented on in the preamble, in cases where the impulse response of the transmission channel has a single path and two paths respectively;
  • FIG. 3 shows an example of distribution of reference carriers in time-frequency space;
  • FIG. 4 illustrates an example of estimation of the impulse response of the transmission channel obtained from the reference elements of FIG. 3, according to the method of the invention;
  • FIGS. 6A and 6B illustrate a method of differentiation between a pre-echo (FIG. 6A) and a long echo (FIG. 6B), using the measurement of correlation of the guard interval;
  • FIG. 7 is a block diagram of a device for acquiring time synchronization according to the invention.
  • the invention applies to the acquisition of time synchronization in COFDM signal receivers that do not include dedicated synchronization symbols.
  • the preferred embodiment described below applies in particular to receivers of digital television signals according to the DVB-T standard.
  • the transmitted signal consists of a series of modulation symbols forming a multiplex of N orthogonal carriers.
  • fO is the carrier frequency of the COFDM multiplex.
  • a guard interval of duration ⁇ is inserted before each signal ⁇ J ⁇ t (t), in order to absorb the intersymbol interference.
  • the channel is modeled by the relation:
  • H j , k Hj, k Cj, ic + Nj, k
  • H j , k is the complex response of the channel at frequency f k and at time jTs.
  • N jk is a complex Gaussian noise.
  • Y Jjk is the symbol obtained after projection of the COFDM signal received on each carrier k and at each instant j.
  • the couple (j, k) defines what is called a cell, that is to say a carrier (k) during a symbol time (j).
  • the COFDM signal includes certain so-called reference carriers, judiciously distributed in the time-frequency domain. This technique is described in particular in patent FR-90 01491, in the name of the same applicants as the present patent application.
  • the invention also proposes to use these reference carriers for another purpose, namely time synchronization.
  • Y j, k is the sample obtained for each carrier k and at each instant jTs after the Fourier transform for demodulation of the COFDM signal.
  • the carrier recovery device used in coherent demodulation must ability to provide estimate of channel response: for all symbols j and all frequencies k.
  • the COFDM signal therefore comprises certain reference carriers, judiciously distributed in the time-frequency domain, which are used as pilot reference frequencies of phase and amplitude. From the samples Y j ⁇ (obtained at the output of the Fourier Transform) and knowing the symbols C jk having modulated the reference carriers, it is possible to obtain an estimate of the quantities H jk corresponding to said reference carriers by noting that :
  • FIG. 3 An example of the time-frequency distribution of the reference carriers staggered is shown in FIG. 3.
  • reference pilot carriers 31 are represented by dots
  • useful carriers 32 are represented by crosses.
  • H k for k nR, n: 0 .... (N / R) -1
  • M 4 consecutive symbols
  • This estimate comprises (after thresholding) 4 peaks, a first peak 41 corresponding to the first path, or path, received (direct path in general) from the transmission channel, and peaks 42 corresponding to the secondary paths of this channel.
  • This analysis consists in determining which is the first pulse of the response h n corresponding to the first path received which it is necessary to take into account. This is done simply by comparing the amplitude of the different samples of the estimate of the response h n to a threshold, then determining which is the first significant pulse corresponding to the first path received.
  • the horizon of the estimate h n of the impulse response is equal to t s / 3. If we consider that the maximum value of the guard interval ⁇ is equal to t s / 4, the border 45 delimiting the two fields could be chosen equal to t s / 4.
  • the first significant pulse 53 that is to say greater than the threshold
  • the method of the invention using this analysis of the impulse response obtained from the pilot carriers, is in many cases satisfactory for generating fine time synchronization. However, in the presence of a very long echo, it has a drawback when used in isolation.
  • the estimate h n will include a pulse situated between t s / 4 and t s / 3. This pulse will then be considered (cf. FIG. 5A) by error by the receiver not as an echo but as a pre-echo.
  • the receiver will align the FFT window with what it believes to be the first path, which will greatly degrade performance.
  • the receiver will then be poorly synchronized in time.
  • T t s / 4.
  • the estimate h n 62A and 62 ⁇ calculated by the receiver of the impulse response of the channel is identical, with a peak 65 at t s / 3 - T.
  • the measure of the correlation of the guard interval is much more spread out (63 ⁇ ) in the case of long echo 64 than (63A) in the case of pre-echo 69.
  • the level of this decision threshold 66 can advantageously be set as follows. The aim is to distinguish in the "uncertainty" zone a pre-echo from an echo long. In the previously discussed case, this area of uncertainty is located between t s / 4 and t s / 3.
  • FIG. 7 is a simplified diagram of a device according to the invention, implementing the various aspects discussed above.
  • the received signal x (t) is sampled (71), at the frequency H s , then transformed in the frequency space, using an N-point FFT 72, to supply the signal
  • Y jk H jk -C jk + N j, k following the processing chain.
  • the object of the invention is to correctly position the FFT window 73, in order to select the useful part of each symbol, and to control the clock H s 74 of the receiver.
  • the device comprises means 75 for processing the signal, supplied on the one hand by means 76 for measuring the correlation of the guard interval, and on the other hand by means 77 for calculating the estimate of the impulse response.
  • the means 76 for measuring the correlation of the guard interval comprise a correlator-accumulator-summator 761, supplied on the one hand by the sampled signal x (t), and on the other hand by the same signal x (t) , delayed (762) by the duration t s .
  • This fictitious symbol is normalized by multiplication 772 by CV IC ⁇ I, then subjected to an inverse Fourier transformation 773 on N / R points, to provide the estimate of the impulse response h n .
  • the processing means 75 then perform: rough synchronization, using the measure of correlation of the guard interval; and fine synchronization, using the estimation of the impulse response h n , according to the invention, and taking into account the measure of correlation of the guard interval if necessary, as described previously.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)

Abstract

L'invention concerne notamment un procédé de synchronisation temporelle d'un récepteur d'un signal multiporteur constitué d'une suite de symboles formés chacun d'une pluralité de fréquences porteuses modulées chacune par un coefficient de modulation, certaines desdites fréquences porteuses, de position dans l'espace temps-fréquence connue dudit récepteur, étant des fréquences porteuses de référence, portant un coefficient de référence de valeur connue dudit récepteur, procédé comprenant une phase de synchronisation fine comprenant les étapes suivantes: estimation (773) de la réponse impulsionnelle hn du canal de transmission dudit signal, à partir de coefficients de référence appartenant à au moins deux symboles reçus; détermination (75) du début de la partie utile de chacun desdits symboles et/ou asservissement d'une horloge du récepteur, par analyse de ladite estimation de la réponse impulsionnelle hn.

Description

SYNCHRONISATION DE SYMBOLES MULTIPORTEURS
Le domaine de l'invention est celui de la transmission de signaux numériques multiporteuses, c'est-à-dire de signaux mettant en oeuvre une pluralité de sous-porteuses émises simultanément et modulées chacune par des éléments de données distincts. Plus précisément, l'invention concerne la synchronisation temporelle de récepteurs de tels signaux.
Les signaux multiporteuses sont généralement désignés par le terme FDM (Frequency Division Multiplex (multiplex de fréquences)). Un exemple particulier de ces signaux, auquel s'applique notamment l'invention, est les signaux OFDM (Orthogonal
Frequency Division Multiplex (multiplexage de fréquences orthogonales)).
Un signal OFDM est par exemple utilisé dans le système de diffusion numérique décrit notamment dans le brevet français FR 86 09622 déposé le 2 juillet 1986 et dans le document "Principes de modulation et de codage canal en radiodiffusion numérique vers les mobiles (M. Alard et R. Lassalle ; Revue de l'UER, n° 224, août 1987, pp. 168-190), et connu sous le nom de système COFDM (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplex (multiplexage de fréquences orthogonales codées)).
Ce système COFDM a notamment été développé dans le cadre du projet européen DAB (Digital Audio Broadcasting (diffusion audionumérique)). Il est également candidat à la normalisation pour la diffusion terrestre de la télévision numérique (standard DVB-T notamment). Plus généralement, le système COFDM permet la transmission de tout type de signaux numériques (ou analogiques échantillonnés, mais non nécessairement quantifiés).
Il est basé sur l'utilisation conjointe d'un dispositif de codage de canal et d'un procédé de modulation par multiplexage de fréquences orthogonales. Ce système est particulièrement adapté à la diffusion de signaux numériques de haut débit (quelques mégabits par seconde) dans des canaux affectés de trajets multiples dont les caractéristiques varient dans le temps (réception mobile en milieu urbain).
Le procédé de modulation proprement dit permet de s'affranchir des problèmes liés à la sélectivité en présence du canal. Il consiste à répartir l'information à transmettre sur un grand nombre de porteuses juxtaposées et modulées à bas débit. Un système d'entrelacement de l'information à transmettre est associé au procédé de codage, de telle manière que l'indépendance statistique maximale des échantillons soit assurée à l'entrée du décodeur. La synchronisation temporelle d'un récepteur COFDM consiste à déterminer, dans la trame du signal OFDM reçu, l'emplacement de la partie utile de chaque symbole (constitué d'un intervalle de garde et d'une partie utile) afin d'y appliquer la fenêtre FFT permettant la sélection de la partie utile de chaque symbole. Cette information de synchronisation temporelle est également utilisée pour asservir l'horloge du récepteur afin de mettre en œuvre le dispositif de récupération de rythme.
Cette fonction de synchronisation temporelle du récepteur se décompose généralement en une synchronisation temporelle grossière (durant la période d'acquisition) et en une synchronisation temporelle fine.
Selon une technique connue, mise en oeuvre notamment dans le programme de diffusion numérique DAB, la synchronisation temporelle peut s'appuyer sur des symboles spéciaux, prévus à cet effet, et généralement placés en début de trame.
Dans ce cas, chaque trame débute avantageusement par au moins deux symboles particuliers SI et S2, utilisés pour la synchronisation. Elle comprend ensuite un certain nombre de symboles utiles, comprenant chacun une pluralité de porteuses orthogonales modulées.
Le symbole SI est un symbole nul, permettant d'une part d'effectuer une synchronisation grossière. Le symbole S2 est un second symbole de synchronisation constitué par un multiplex non modulé de toutes les fréquences porteuses, à enveloppe sensiblement constante. Cela permet de recalculer plus précisément la synchronisation par analyse de la réponse impulsionnelle du canal. Le rôle et le mode de réalisation de ces symbole S I et S2 sont décrits dans le brevet FR 88 15216, déposé le 18.1 1.88 au nom des mêmes déposants.
Le symbole S2 est également connu sous les noms de symbole CAZAC et symbole TFPC, dans d'autres modes de réalisation. II est maintenant envisagé de produire des signaux COFDM ne présentant pas de tels symboles spéciaux dédiés à la synchronisation temporelle. C'est notamment le cas des signaux numériques de télévision en cours de normalisation.
D'autres méthodes de synchronisation doivent donc être développées. On connaît ainsi une technique, dite de corrélation de l'intervalle de garde, qui permet d'effectuer une synchronisation grossière.
L'intervalle de garde d'un symbole OFDM est constitué de la répétition des échantillons de la fin dudit symbole OFDM. La méthode consiste à calculer la corrélation entre les échantillons constituant l'intervalle de garde et les échantillons de la fin du symbole afin d'en extraire un "pic" de corrélation. Après filtrage temporel, ce "pic" de corrélation peut alors être utilisé comme impulsion de synchronisation pour déterminer la longueur du symbole OFDM et de l'intervalle de garde Δ, et donc le début de la fenêtre FFT. Cette opération est effectuée avant la FFT de démodulation sur le signal COFDM reçu dans le domaine temporel.
Si on appelle x(t) le signal COFDM reçu dans le domaine temporel, la mesure de la corrélation à l'instant t = Tn peut être donnée par l'expression suivante:
Figure imgf000005_0001
où * signifie "conjugué" d'un nombre complexe et I I signifie "module" d'un nombre complexe. La mesure de la corrélation est effectuée sur des blocs de longueur Tj égale, ou inférieure, à la longueur de l'intervalle de garde Δ. Dans le cas où le récepteur ne sait pas a priori quelle est la longueur de l'intervalle de garde (on prévoit, dans certains systèmes, des tailles variables, selon l'application), la mesure de la corrélation peut être faite au départ sur des blocs de longueur égale à la longueur minimale de l'intervalle de garde. Dans les conditions idéales où il n'y a pas de bruit, pas de multitrajets et pas d'interférences co-canal, le "pic" (ou "impulsion") de corrélation obtenu peut être exploité pour générer la synchronisation temporelle "grossière".
A titre d'exemple, la figure 1 représente la mesure de la corrélation obtenue après filtrage temporel dans le cas d'une transmission idéale bruitée (1 1) et non bruitée (12) et avec une réponse impulsionnelle h(t) 13 du canal à un seul trajet 14. Cette information peut être également utilisée pour la synchronisation temporelle fine : en mesurant la distance 15 séparant 2 "pics" de corrélation successifs, on peut déduire la longueur Ts = ts + Δ d'un symbole OFDM et donc la longueur de l'intervalle de garde Δ. En revanche, en présence d'échos importants ou d'un niveau élevé d'interférences, le pic de corrélation obtenu est très déformé et s'étale plus ou moins en fonction de l'étalement des échos.
La figure 2 représente la mesure de la corrélation obtenue après filtrage temporel dans le cas d'une transmission bruitée (21) et non bruitée (22) mais caractérisée par une réponse impulsionnelle h(t) 23 du canal présentant deux trajets 24 j et 242 espacés de la longueur de l'intervalle de garde Δ et reçus avec une puissance identique.
Le pic de corrélation 25 peut alors être exploité pour déterminer quelle est la longueur d'un symbole OFDM et générer la synchronisation temporelle grossière, mais sa précision est insuffisante pour en déduire une synchronisation temporelle fine. En effet, lorsque les conditions de réception évoluent dans le temps, ce qui est le cas en réception portable et mobile, la forme de la mesure de la corrélation de l'intervalle de garde est très fluctuante. Une synchronisation temporelle fine générée uniquement à partir de cette information, même si cette information est filtrée temporellement, serait alors affectée d'une gigue importante. De plus, la mesure de la corrélation de l'intervalle de garde sera fortement polluée en présence d'interférences intersymboles dues à la présence d'échos.
L'invention a notamment pour objectif de pallier ces inconvénients de l'état de la technique.
Plus précisément, un objectif de l'invention est de fournir un procédé et un dispositif de synchronisation temporelle pour des récepteurs de signaux multiporteuses ne nécessitant pas l'émission de symboles de synchronisation spécifiques à cette fonction.
Notamment, un objectif de l'invention est de fournir un tel procédé et un tel dispositif, qui soient compatibles avec la structure de signal actuellement proposée pour la diffusion terrestre de la télévision numérique. Un autre objectif de l'invention est de fournir un tel procédé et un tel dispositif, qui permettent d'effectuer une synchronisation fine de bonne qualité, même en présence d'un signal reçu fortement perturbé. En particulier, l'invention a pour objectif de permettre un fonctionnement correct en présence d'échos longs, et éventuellement supérieurs à la durée de l'intervalle de garde. Encore un autre objectif de l'invention est de fournir un procédé et un tel dispositif, qui puissent être mis en oeuvre aisément dans tout type de récepteurs, avec une complexité technique et un coût de revient limités.
Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints selon l'invention par un procédé de synchronisation temporelle d'un récepteur d'un signal multiporteuse constitué d'une suite de symboles formés chacun d'une pluralité de fréquences porteuses modulées chacune par un coefficient de modulation, certaines desdites fréquences porteuses, de position dans l'espace temps-fréquence connue dudit récepteur, étant des fréquences porteuses de référence, portant un coefficient de référence de valeur connue dudit récepteur, procédé comprenant une phase de synchronisation fine comprenant les étapes suivantes : estimation de la réponse impulsionnelle hn du canal de transmission dudit signal, à partir de coefficients de référence appartenant à au moins deux symboles reçus ; détermination du début de la partie utile de chacun desdits symboles et/ou asservissement d'une horloge du récepteur, par analyse de ladite estimation de la réponse impulsionnelle hn . En d'autres termes, l'invention propose de créer un symbole de synchronisation temporelle fictif, en regroupant plusieurs éléments de référence appartenant à plusieurs symboles. Le symbole fictif ainsi obtenu permet de déterminer une estimation de la réponse impulsionnelle, et d'en déduire une synchronisation fine.
Cette technique est tout à fait nouvelle et inventive pour l'homme du métier, qui a toujours considéré qu'il était nécessaire qu'au moins un symbole particulier de synchronisation soit émis pour déterminer une estimation de la réponse impulsionnelle.
Par ailleurs, elle nécessite des adaptations non évidentes, présentées ci-dessous, lorsque, comme c'est généralement le cas, la réponse impulsionnelle obtenue selon l'invention est sous-échantillonnée.
De façon avantageuse, ladite étape d'estimation de la réponse impulsionnelle hn comprend les étapes suivantes : extraction des coefficients de référence appartenant à M symboles comprenant des porteuses de référence successifs, lesdites porteuses de référence étant séparées par L porteuses utiles dans un même symbole et décalées de R porteuses entre deux symboles comprenant des porteuses de référence successifs, avec M et L supérieurs ou égaux à 2 et R = (L+1)/M ; - regroupement desdits coefficients de référence extraits, de façon à former un symbole fictif de synchronisation, sous-échantillonné d'un facteur R ; transformation de Fourier dudit symbole fictif de synchronisation, de façon à obtenir une estimation de la réponse impulsionnelle hn s'étendant sur une durée de ts/R, ts étant la durée utile d'un symbole. Cette répartition des porteuses de référence (en quinconce) n'est bien sûr qu'un exemple, et de nombreuses autres répartitions peuvent être envisagées. A la limite, les porteuses de référence d'un seul symbole peuvent être utilisées, mais dans ce cas la réponse impulsionnelle est fortement sous-échantillonnée.
Comme mentionné ci-dessus, le sous-échantillonnage introduit, dans certaines situations, des incertitudes sur la correction de synchronisation à apporter (avance ou retard). Pour pallier ce problème, ladite analyse de l'estimation de la réponse impulsionnelle h„ comprend avantageusement les étapes suivantes : recherche d'une impulsion représentative du premier trajet du signal dans le canal de transmission ; - analyse de ladite impulsion représentative du premier trajet, de façon à déterminer s'il s'agit d'un écho ou d'un pré-écho, et ladite étape de détermination du début de la partie utile de chacun desdits symboles contrôle le positionnement d'une fenêtre temporelle de sélection sur le signal reçu, de façon à positionner ladite impulsion représentative du premier trajet sensiblement à l'instant t = 0 dans ladite estimation de la réponse impulsionnelle hn , ladite fenêtre devant être retardée s'il s'agit d'un écho et avancée s'il s'agit d'un pré-écho.
Préférentiellement, dans ce cas, la plage de temps [0, tmaχ] sur laquelle s'étend ladite estimation de la réponse impulsionnelle hn est divisée en deux champs : un premier champ, dit champ en avance, s'étendant de l'instant 0 à un instant t|im, et un second champ, dit champ en retard, s'étendant de l'instant tam à l'instant tmax, ladite impulsion représentative du premier trajet étant considérée comme un écho si elle se trouve dans ledit champ en avance, et comme un pré-écho si elle se trouve dans ledit champ en retard. tiim peut par exemple être choisi supérieur ou égal à la durée Δ de l'intervalle de garde précédent la partie utile de chacun desdits symboles.
De façon préférentielle, le procédé de l'invention comprend également une phase de synchronisation grossière, mise en oeuvre parallèlement à ladite phase de synchronisation fine, et comprenant une étape de corrélation de l'intervalle de garde
(connue en soi et décrite en préambule), consistant à rechercher un pic de corrélation entre le contenu d'un intervalle de garde précédent la partie utile de chacun desdits symboles et la fin de la partie utile dudit symbole, de façon à déterminer la durée dudit symbole.
Outre la synchronisation grossière, la corrélation de l'intervalle de garde peut être utilisée d'une façon nouvelle pour améliorer encore la synchronisation fine de l'invention, dans certains cas particuliers.
En effet, avantageusement, le procédé comprend alors une étape de distinction entre un écho long et un pré-écho, lorsque ladite impulsion représentative du premier trajet se trouve dans ledit champ en retard, par analyse de la mesure de la corrélation de l'intervalle de garde, consistant à déterminer le nombre d'échantillons de ladite mesure de la corrélation supérieur à un seuil de décision, ladite impulsion représentative du premier trajet étant considérée comme un écho long lorsque ledit nombre d'échantillons est supérieur à une valeur prédéterminée.
Cette technique permet de lever l'incertitude de certains cas limites entre un écho très long et un pré-écho. Avantageusement, ledit seuil de décision est sensiblement proportionnel à l'amplitude la plus faible parmi les deux amplitudes correspondant à l'impulsion la plus élevée de chacun desdits champs "en avance" et "en retard".
L'invention concerne également les dispositifs mettant en oeuvre le procédé décrit ci-dessus. Un tel dispositif de synchronisation temporelle d'un récepteur d'un signal multiporteuse comprend des moyens de synchronisation fine comprenant : des moyens d'estimation de la réponse impulsionnelle hn du canal de transmission dudit signal, à partir de coefficients de référence appartenant à au moins deux symboles reçus ; - des moyens de détermination du début de la partie utile de chacun desdits symboles, par analyse de ladite estimation de la réponse impulsionnelle k-
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation préférentiel de l'invention, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés parmi lesquels : les figures 1 et 2 illustrent le principe de la technique connue de synchronisation grossière par corrélation de l'intervalle de garde, déjà commentée en préambule, dans les cas où la réponse impulsionnelle du canal de transmission présente respectivement un seul trajet et deux trajets ; la figure 3 présente un exemple de répartition de porteuses de référence dans l'espace temps-fréquence ; la figure 4 illustre un exemple d'estimation de la réponse impulsionnelle du canal de transmission obtenue à partir des éléments de référence de la figure 3, selon le procédé de l'invention ; les figures 5A et 5B présentent deux exemples d'estimation de la réponse impulsionnelle susceptibles d'être rencontrés selon l'invention, et correspondant respectivement à un pré-écho et à un écho ; les figures 6A et 6B illustrent une méthode de différenciation entre un pré- écho (figure 6A) et un écho long (figure 6B), à l'aide de la mesure de corrélation de l'intervalle de garde ; la figure 7 est un schéma synoptique d'un dispositif d'acquisition de la synchronisation temporelle selon l'invention.
L'invention s'applique à l'acquisition de la synchronisation temporelle dans les récepteurs de signaux COFDM n'incluant pas de symboles dédiés de synchronisation. Le mode de réalisation préférentiel décrit ci-dessous s'applique notamment aux récepteurs de signaux de télévision numéπque selon la norme DVB-T.
Avant de décrire en détail l'invention, on rappelle brièvement les caractéristiques principales du signal émis. Le signal émis est constitué par une suite de symboles de modulation formant un multiplex de N porteuses orthogonales.
Soit {fk} l'ensemble des fréquences porteuses considérées avec : fk = k/ts, k = 0 à N - 1 où ts représente la durée allouée à un symbole de modulation. On définit alors une base de signaux élémentaires
\|/μ(t) avec k = 0 à N - 1, j = - ∞ à +°° ;
Figure imgf000011_0001
avec : 0 < t < ts : gk (t) = e 2ιπfιt ailleurs : gk (t) = 0 Soit alors un ensemble de nombres complexes { C,jc } prenant ses valeurs dans un alphabet fini.
Le signal OFDM associé s'écrit :
Figure imgf000011_0002
où fO est la fréquence porteuse du multiplex COFDM.
Pour s'affranchir de tout problème de sélectivité en fréquence du canal, un intervalle de garde du durée Δ est inséré devant chaque signal ψJιt(t), afin d'absorber le brouillage intersymboles. ts représente désormais la durée du signal utile, Δ la durée de l'intervalle de garde et Ts = ts + Δ, la durée du symbole.
On définit alors les signaux émis par la relation : ψj,t(t) = gk (t - jTs) avec -Δ < t < ts : gk (t) = e 2ιπfkt ailleurs : gk (t) = 0
Le canal est modélisé par la relation :
Yj,k = Hj,k Cj,ic + Nj,k où : Hj,k est la réponse complexe du canal à la fréquence fk et à l'instant jTs. Nj k est un bruit gaussien complexe.
YJjk est le symbole obtenu après projection du signal COFDM reçu sur chaque porteuse k et à chaque instant j. Le couple (j,k) définit ce qu'on appelle une cellule, c'est-à-dire une porteuse (k) pendant un temps symbole (j). En réception, pour mettre en œuvre la démodulation cohérente du multiplex
OFDM, il est nécessaire d'estimer la réponse du canal en phase et en amplitude à tout instant et pour toutes les fréquences du multiplex. Dans ce but, le signal COFDM comprend certaines porteuses dites de référence, judicieusement réparties dans le domaine temps-fréquence. Cette technique est notamment décrite dans le brevet FR-90 01491, au nom des mêmes déposants que la présente demande de brevet.
L'invention propose d'utiliser également ces porteuses de référence dans un autre but, à savoir la synchronisation temporelle.
Lors de la transmission, le canal peut être modélisé par la relation : Yj,k = Hj,k Cj,k + Nj,k où Hj k est la réponse complexe du canal à la fréquence fk et à l'instant jTs, Nj^ est un bruit gaussien complexe,
Yj,k est l'échantillon obtenu pour chaque porteuse k et à chaque instant jTs après la Transformée de Fourier de démodulation du signal COFDM. Le dispositif de récupération de porteuse utilisé en démodulation cohérente doit pouvoir fournir une estimation de la réponse du canal:
Figure imgf000013_0001
pour tous les symboles j et toutes les fréquences k.
Pour cela, le signal COFDM comporte donc certaines porteuses de référence, judicieusement réparties dans le domaine temps-fréquence, qui sont utilisées comme fréquences pilotes de référence de phase et d'amplitude. A partir des échantillons Yj^ (obtenus en sortie de la Transformée de Fourier) et connaissant les symboles Cj k ayant modulées les porteuses de référence, il est possible d'obtenir une estimation des quantités Hj k correspondant auxdites porteuses de référence en remarquant que :
Figure imgf000013_0002
Un exemple de répartition dans l'espace temps-fréquence des porteuses de référence disposées en quinconce est représenté sur la figure 3.
Sur cette figure, les porteuses pilotes de référence 31 sont représentées par des points, et les porteuses utiles 32 (portant des données utiles) sont représentées par des croix.
Dans cet exemple, on note que : dans un même symbole, deux porteuses de référence consécutives sont séparées par L = 11 porteuses utiles ; - la première porteuse de référence d'un symbole donné est décalée de
R = 3 porteuses, par rapport au symbole précédent (modulo 12) ; en conséquence, le même motif se présente tous les M = (L+l)/R = 4 symboles. En regroupant plusieurs symboles OFDM comportant des porteuses de référence disposées en quinconce à raison d'une toutes les R porteuses, on peut former un symbole fictif comprenant N/R éléments de référence, connus du récepteur. Il est alors possible, comme proposé selon l'invention, d'obtenir une estimation entachée de bruit de la réponse fréquentielle sous-échantillonnée du canal représentée par:
Hk pour k = n.R, n: 0....(N/R)-1 Pour le cas représenté sur la figure 3, on peut vérifier qu'en regroupant M = 4 symboles consécutifs, on obtient une estimation des N/3 quantités Hk pour k = 3n, représentant une réponse fréquentielle du canal sous-échantillonnée d'un rapport 3.
Il est alors possible, à partir de cette estimation de la réponse fréquentielle sous- échantillonnée du canal, d'obtenir en appliquant une Transformée de Fourier Discrète inverse sur N/R points, une estimation de la réponse impulsionnelle h„ du canal. Cette estimation hn de la réponse impulsionnelle du canal, représentée sur N/R échantillons, a un horizon de ts/R.
Un exemple d'une telle estimation est représenté en figure 4. Cette estimation comprend (après seuillage) 4 pics, un premier pic 41 correspondant au premier trajet, ou chemin, reçu (trajet direct en général) du canal de transmission, et des pics 42 correspondant aux trajets secondaires de ce canal.
L'analyse de cette réponse hn permet de déterminer l'emplacement de la partie utile de chaque symbole dans la trame du signal COFDM reçu, afin d'y appliquer la fenêtre FFT. Une synchronisation temporelle fine est ainsi générée. Cette analyse consiste à déterminer quelle est la première impulsion de la réponse hn correspondant au premier chemin reçu qu'il est nécessaire de prendre en compte. Ceci est effectué simplement en comparant l'amplitude des différents échantillons de l'estimation de la réponse hn à un seuil, puis en déterminant quelle est la première impulsion significative correspondant au premier chemin reçu. Pour cela, on partage l'horizon (égal à ts/R) de la réponse impulsionnelle du canal en deux champs (un champ "en avance" 43 et un champ "en retard" 44) pour décider si la fenêtre FFT est, au vu de l'analyse, en avance ou en retard par rapport à la position idéale.
Par exemple, pour le cas représenté sur la figure 3, l'horizon de l'estimation hn de la réponse impulsionnelle est égal à ts/3. Si on considère que la valeur maximale de l'intervalle de garde Δ est égale à ts/4, la frontière 45 délimitant les deux champs pourrait être choisie égale à ts/4.
Ainsi, en se référant à la figure 5A, cela veut dire qu'une impulsion 51 de valeur supérieure au seuil d'amplitude située entre ts/4 et ts/3 serait considérée non pas comme un écho mais comme un pré-écho. Cette impulsion 51 correspondant au premier chemin reçu, il faudra donc avancer (52) la fenêtre FFT afin de "l'aligner" sur ce premier trajet.
En revanche, si la première impulsion significative 53, c'est-à-dire supérieure au seuil, est située entre O et ts/4, il faudra retarder (54) la fenêtre FFT afin de l'aligner sur ce premier trajet, ainsi que cela est illustré en figure 5B). La méthode de l'invention, utilisant cette analyse de la réponse impulsionnelle obtenue à partir des porteuses pilotes, est dans beaucoup de cas satisfaisante pour générer une synchronisation temporelle fine. Cependant, en présence d'un écho très long, elle présente un inconvénient lorsqu'elle est utilisée isolément.
Pour décrire cet inconvénient, on se réfère à l'exemple de la figure 3, caractérisé par un horizon de la réponse impulsionnelle égal à ts/3, la frontière séparant les deux champs "avance" et "retard" étant située à ts/4.
Dans le cas d'un écho long de retard supérieur à ts/4 et inférieur à ts/3, l'estimation hn comportera une impulsion située entre ts/4 et ts/3. Cette impulsion sera alors considérée (cf. figure 5A) par erreur par le récepteur non pas comme un écho mais comme un pré-écho. Le récepteur alignera la fenêtre FFT sur ce qu'il croit être le premier trajet, ce qui dégradera fortement les performances. Le récepteur sera alors mal synchronisé temporellement.
Pour éviter ce genre de situation, il est proposé d'utiliser simultanément la méthode de l'invention et la méthode de corrélation de l'intervalle de garde déjà décrite, qui s'avèrent être complémentaires.
Le problème rencontré avec la méthode de l'invention et décrit ci-dessus résulte du fait que le récepteur ne sait pas, en analysant la réponse impulsionnelle, faire la différence entre un écho long (supérieur à la frontière séparant les deux champs "avance" et "retard") et un pré-écho. Pour lever cette ambiguïté, il est proposé d'analyser la mesure de la corrélation de l'intervalle de garde.
On a vu précédemment que l'évaluation de la distance séparant deux "pics" successifs de la mesure de la corrélation de l'intervalle de garde permet de déterminer la longueur Ts = ts + Δ d'un symbole OFDM et donc la longueur Δ de l'intervalle de garde. De plus, l'étalement de la mesure de cette corrélation dépend directement de l'étalement des trajets. Ceci est bien mis en évidence par la comparaison des deux figures 1 et 2 représentant la mesure de la corrélation obtenue avec respectivement un et deux trajets espacés de Δ. Il est donc possible, en comptant le nombre d'échantillons dépassant un seuil donné, d'évaluer l'étalement des échos et donc différencier un pré-écho et un écho long.
On considère toujours l'exemple de répartition des porteuses de référence de la figure 3 permettant d'obtenir une estimation de la réponse impulsionnelle du canal sur un horizon de ts/3.
Les figures 6A et 6B représentent la réponse impulsionnelle h(t) 61 j du canal, l'estimation hn 62; calculée par le récepteur de cette réponse, et la mesure de la corrélation de l'intervalle de garde 63; pour les deux cas suivants : figure 6A : apparition d'un pré-écho 69 en -T, le récepteur étant initialement bien synchronisé sur l'unique trajet 68 existant en t = 0 ; les deux trajets sont reçus avec une puissance identique, la transmission est non bruitée ; figure 6B : apparition d'un écho long 64 de retard ts/3 - T, le récepteur étant également initialement bien synchronisé sur l'unique trajet 67 existant en t = 0 ; les deux trajets sont reçus avec une puissance identique, la transmission est non bruitée. La mesure de la corrélation de l'intervalle de garde est effectuée sur des blocs de longueur T;=ts/4. Dans les deux cas, l'estimation hn 62A et 62β calculée par le récepteur de la réponse impulsionnelle du canal est identique, avec un pic 65 à ts/3 - T.
En revanche, la mesure de la corrélation de l'intervalle de garde est beaucoup plus étalée (63β) dans le cas de l'écho long 64 que (63A) dans le cas du pré-écho 69. En comptant le nombre d'échantillons de cette mesure dépassant un seuil de décision donné 66 (ou le rapport du nombre d'échantillons supérieur à ce seuil sur le nombre d'échantillons inférieurs au seuil), il est donc possible de lever l'ambiguïté et de différencier un pré-écho d'un écho long.
Le niveau de ce seuil de décision 66 peut avantageusement être fixé de la façon suivante. Le but est de distinguer dans la zone "d'incertitude" un pré-écho d'un écho long. Dans le cas discuté précédemment, cette zone d'incertitude est situé entre ts/4 et ts/3.
Pour cela, on cherche à évaluer l'écart temporel réel entre deux impulsions significatives situées respectivement dans le premier champ 43 ("en avance") et dans le second champ 44 ("en retard", ou encore "zone d'incertitude"). On peut notamment évaluer quelle est l'amplitude de la plus grande impulsion dans chacun des deux champs 43 et 44. Afin d'être sûr de bien prendre en compte les contributions de ces deux principaux trajets, le niveau du seuil de décision peut être alors fonction de l'amplitude la plus faible de ces deux impulsions maximales. Ainsi, lorsque l'amplitude maximale des impulsions situées dans la zone d'incertitude est faible, le niveau de décision appliqué à la corrélation de l'intervalle de garde sera abaissé, et il sera possible de différencier sans ambiguïté un pré-écho d'un écho long.
La figure 7 est un schéma simplifié d'un dispositif selon l'invention, mettant en oeuvre les différents aspects discutés ci-dessus.
Le signal reçu x(t) est échantillonné (71), à la fréquence Hs, puis transformé dans l'espace des fréquences, à l'aide d'une FFT 72 à N points, pour fournir le signal
Yj k = Hj k-Cj k + Nj,k à la suite de la chaîne de traitement.
L'invention à pour but de positionner correctement la fenêtre FFT 73, afin de sélectionner la partie utile de chaque symbole, et d'asservir l'horloge Hs 74 du récepteur.
Pour cela, le dispositif comprend des moyens 75 de traitement du signal, alimentés d'une part par des moyens 76 de mesure de la corrélation de l'intervalle de garde, et d'autre part par des moyens 77 de calcul de l'estimation de la réponse impulsionnelle.
Les moyens 76 de mesure de la corrélation de l'intervalle de garde comprennent un corrélateur-accumulateur-sommateur 761 , alimenté d'une part par le signal échantillonné x(t), et d'autre part par le même signal x(t), retardé (762) de la durée ts.
Les moyens 77 de calcul de l'estimation de la réponse impulsionnelle comprennent des moyens 771 de reconstitution d'un symbole fictif de synchronisation, par extraction et regroupement des échantillons correspondant à des porteuses de référence, fournissant un symbole sous-échantillonné Yk = = Hk . Ck + Nk (N/R échantillons). Ce symbole fictif est normalisé par multiplication 772 par CV IC\I, puis soumis à une transformation de Fourier inverse 773 sur N/R points, pour fournir l'estimation de la réponse impulsionnelle hn .
Les moyens 75 de traitement effectuent alors : une synchronisation grossière, à l'aide de la mesure de corrélation de l'intervalle de garde ; et une synchronisation fine, à l'aide de l'estimation de la réponse impulsionnelle hn , selon l'invention, et en tenant compte de la mesure de corrélation de l'intervalle de garde si nécessaire, ainsi que décrit précédemment.

Claims

REVENDICATIONS
1 . Procédé de synchronisation temporelle d'un récepteur d'un signal multiporteuse constitué d'une suite de symboles formés chacun d'une pluralité de fréquences porteuses modulées chacune par un coefficient de modulation, certaines desdites fréquences porteuses, de position dans l'espace temps-fréquence connue dudit récepteur, étant des fréquences porteuses de référence, portant un coefficient de référence de valeur connue dudit récepteur, caractérisé en ce qu'il comprend une phase de synchronisation fine comprenant les étapes suivantes : - estimation (773) de la réponse impulsionnelle hn du canal de transmission dudit signal, à partir de coefficients de référence appartenant à au moins deux symboles reçus ; détermination (75) du début de la partie utile de chacun desdits symboles et/ou asservissement d'une horloge du récepteur, par analyse de ladite estimation de la réponse impulsionnelle hn .
2 . Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que ladite étape d'estimation de la réponse impulsionnelle hn comprend les étapes suivantes : extraction (771) des coefficients de référence appartenant à M symboles comprenant des porteuses de référence successifs, lesdites porteuses de référence étant séparées par L porteuses utiles dans un même symbole et décalées de R porteuses entre deux symboles comprenant des porteuses de référence successifs, avec M et L supérieurs ou égaux à 2 et R = (L+1)/M ; regroupement (771) desdits coefficients de référence extraits, de façon à former un symbole fictif de synchronisation, sous-échantillonné d'un facteur R ; transformation de Fourier inverse (773) dudit symbole fictif de synchronisation, de façon à obtenir une estimation de la réponse impulsionnelle hn s'étendant sur une durée de ts/R, ts étant la durée utile d'un symbole.
3 . Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que ladite analyse de l'estimation de la réponse impulsionnelle hn comprend les étapes suivantes : recherche d'une impulsion (41, 51, 53) représentative du premier trajet du signal dans le canal de transmission ; analyse de ladite impulsion représentative du premier trajet, de façon à déterminer s'il s'agit d'un écho (53) ou d'un pré-écho (51), et en ce que ladite étape de détermination du début de la partie utile de chacun desdits symboles contrôle le positionnement d'une fenêtre temporelle (73) de sélection sur le signal reçu, de façon à positionner ladite impulsion représentative du premier trajet sensiblement à l'instant t = 0 dans ladite estimation de la réponse impulsionnelle hn , ladite fenêtre devant être retardée s'il s'agit d'un écho et avancée s'il s'agit d'un pré-écho.
4 . Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que la plage de temps [0, tmax] sur laquelle s'étend ladite estimation de la réponse impulsionnelle hn est divisée en deux champs : un premier champ (43), dit champ en avance, s'étendant de l'instant 0 à un instant tijm, et un second champ (44), dit champ en retard, s'étendant de l'instant i\\m à l'instant tmax, ladite impulsion représentative du premier trajet étant considérée comme un écho si elle se trouve dans ledit champ en avance, et comme un pré-écho si elle se trouve dans ledit champ en retard.
5 . Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que t|;m est supérieur ou égal à la durée Δ de l'intervalle de garde précédent la partie utile de chacun desdits symboles.
6 . Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce qu'il comprend une phase de synchronisation grossière (76), mise en oeuvre parallèlement à ladite phase de synchronisation fine, comprenant une étape de corrélation de l'intervalle de garde, consistant à rechercher un pic de corrélation entre le contenu d'un intervalle de garde précédent la partie utile de chacun desdits symboles et la fin de la partie utile dudit symbole, de façon à déterminer la durée dudit symbole. 97/26742 PC17FR97/00099
19
7 . Procédé selon les revendications 4 et 6, caractérisé en ce qu'il comprend une étape de distinction entre un écho long et un pré-écho, lorsque ladite impulsion représentative du premier trajet se trouve dans ledit champ en retard, par analyse de la mesure (63;) de la corrélation de l'intervalle de garde, consistant à déterminer le nombre d'échantillons de ladite mesure de la corrélation supérieur à un seuil de décision (66), ladite impulsion représentative du premier trajet étant considérée comme un écho long lorsque ledit nombre d'échantillons est supérieur à une valeur prédéterminée.
8 . Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que ledit seuil de décision (66) est sensiblement proportionnel à l'amplitude la plus faible parmi les deux amplitudes correspondant à l'impulsion la plus élevée de chacun desdits champs "en avance" et "en retard".
9 . Dispositif de synchronisation temporelle d'un récepteur d'un signal multiporteuse constitué d'une suite de symboles formés chacun d'une pluralité de fréquences porteuses modulées chacune par un coefficient de modulation, certaines desdites fréquences porteuses, de position dans l'espace temps-fréquence connue dudit récepteur, étant des fréquences porteuses de référence, portant un coefficient de référence de valeur connue dudit récepteur, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de synchronisation fine comprenant : des moyens (773) d'estimation de la réponse impulsionnelle hn du canal de transmission dudit signal, à partir de coefficients de référence appartenant à au moins deux symboles reçus ; des moyens (75) de détermination du début de la partie utile de chacun desdits symboles, par analyse de ladite estimation de la réponse impulsionnelle hn .
PCT/FR1997/000099 1996-01-18 1997-01-17 Synchronisation de symboles multiporteurs Ceased WO1997026742A1 (fr)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP97901117A EP0879523B1 (fr) 1996-01-18 1997-01-17 Procédé et dispositif de synchronisation temporelle d'un récepteur d'un signal multiporteuse
US09/101,881 US6459744B1 (en) 1996-01-18 1997-01-17 Multi-carrier symbol synchronization
DE69728383T DE69728383T2 (de) 1996-01-18 1997-01-17 Verfahren und Apparat für Zeitsynchronisierung in einem Empfänger für ein Mehrträgersignal
JP52575597A JP3892043B2 (ja) 1996-01-18 1997-01-17 多重搬送波信号の受信機の時間的同期方法とその装置

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR96/00766 1996-01-18
FR9600766A FR2743967B1 (fr) 1996-01-18 1996-01-18 Procede et dispositif de synchronisation temporelle d'un recepteur d'un signal multiporteuse

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO1997026742A1 true WO1997026742A1 (fr) 1997-07-24

Family

ID=9488392

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/FR1997/000099 Ceased WO1997026742A1 (fr) 1996-01-18 1997-01-17 Synchronisation de symboles multiporteurs

Country Status (7)

Country Link
US (1) US6459744B1 (fr)
EP (1) EP0879523B1 (fr)
JP (1) JP3892043B2 (fr)
DE (1) DE69728383T2 (fr)
ES (1) ES2218654T3 (fr)
FR (1) FR2743967B1 (fr)
WO (1) WO1997026742A1 (fr)

Cited By (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0829988A3 (fr) * 1996-09-16 1998-03-25 NOKIA TECHNOLOGY GmbH Synchronisation par symbole et réglage de la fréquence d'échantillonnage dans un récepteur pour MDFO
GB2320871A (en) * 1996-12-28 1998-07-01 Daewoo Electronics Co Ltd Frame synchronization in digital communication systems utilizing OFDM
EP0881804A1 (fr) * 1997-05-27 1998-12-02 Koninklijke Philips Electronics N.V. Procédé de détermination d'un format d'émission de symboles dans un système de transmission et système
EP0895387A1 (fr) * 1997-07-28 1999-02-03 Deutsche Thomson-Brandt Gmbh Détection du mode de transmission d'un signal vidéo numérique télédiffusé
EP0896457A1 (fr) * 1997-08-05 1999-02-10 Industrial Technology Research Institute Synchronisation de symbole pour signaux multiporteurs à interval de garde
EP0841787A3 (fr) * 1996-11-07 2001-06-27 Kabushiki Kaisha Kenwood Synchronisation dans un récepteur multiporteur
WO2001065794A1 (fr) * 2000-02-29 2001-09-07 3Com Corporation Procede de synchronisation de symboles de multiporteuse au moyen d'une correlation
EP1148673A2 (fr) 2000-04-18 2001-10-24 Lucent Technologies Inc. Identification d'une station de base, par l'utilisation de séquences de saut, qui sont basées sur des carrés latins, dans des systèmes multiporteuse à spèctres étalé
US6421401B1 (en) 1998-05-07 2002-07-16 Nokia Corporation Method and apparatus for achieving and maintaining symbol synchronization particularly in an OFDM system
EP1006699A3 (fr) * 1998-11-30 2003-02-05 Kabushiki Kaisha Toshiba Synchronisation de symboles pour transmission multiporteuse
FR2840142A1 (fr) * 2002-05-24 2003-11-28 Dibcom Procede et dispositif de synchronisation a la reception d'un signal et d'echos
EP1143678A3 (fr) * 2000-04-07 2004-01-21 Sony Corporation Synchronisation dans un récepteur de radiodiffusion
US6735255B1 (en) 1999-05-28 2004-05-11 3Com Corporation Correlation based method of determining frame boundaries of data frames that are periodically extended
US6785349B1 (en) 1999-05-28 2004-08-31 3Com Corporation Correlation based method of determining frame boundaries of data frames that are periodically extended
EP1387544A3 (fr) * 2002-07-05 2004-09-01 British Broadcasting Corporation Synchronisation dans des récepteurs multiporteuses
US6985498B2 (en) 2002-08-26 2006-01-10 Flarion Technologies, Inc. Beacon signaling in a wireless system
US7110387B1 (en) 1999-09-29 2006-09-19 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method for compensating timing error using pilot symbol in OFDM/CDMA communication system
US7133354B2 (en) 2002-08-26 2006-11-07 Qualcomm Incorporated Synchronization techniques for a wireless system
US7212564B2 (en) 2001-06-21 2007-05-01 Qualcomm Incorporated Method of tone allocation for tone hopping sequences
US7366200B2 (en) 2002-08-26 2008-04-29 Qualcomm Incorporated Beacon signaling in a wireless system
US7379446B2 (en) 2004-10-14 2008-05-27 Qualcomm Incorporated Enhanced beacon signaling method and apparatus
US7388845B2 (en) 2002-08-26 2008-06-17 Qualcomm Incorporated Multiple access wireless communications system using a multisector configuration
US7715845B2 (en) 2004-10-14 2010-05-11 Qualcomm Incorporated Tone hopping methods and apparatus
EP1983673A4 (fr) * 2006-02-06 2011-07-06 Sony Corp Dispositif, méthode et programme de démodulation
US8116195B2 (en) 2004-07-27 2012-02-14 Zte (Usa) Inc. Transmission and reception of reference preamble signals in OFDMA or OFDM communication systems
US8351405B2 (en) 2006-07-14 2013-01-08 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for signaling beacons in a communication system

Families Citing this family (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0895388B1 (fr) * 1997-07-28 2004-09-22 Deutsche Thomson-Brandt Gmbh Synchronisation de symbôles et détéction de mode pour signaux multiporteurs
KR100224863B1 (ko) * 1997-08-20 1999-10-15 윤종용 Ofdm 수신기를 위한 등화 방법과 등화기
KR100224864B1 (ko) * 1997-08-20 1999-10-15 윤종용 Ofdm 수신기를 위한 등화 방법과 등화기
KR100234330B1 (ko) * 1997-09-30 1999-12-15 윤종용 Ofdm 시스템 수신기의 보호 구간 종류 검출장치 및 그 방법
JP3981898B2 (ja) * 1998-02-20 2007-09-26 ソニー株式会社 信号受信装置および方法、並びに記録媒体
FR2790344B1 (fr) * 1999-02-26 2001-05-18 St Microelectronics Sa Demodulateur cofdm avec compensation de deplacement de fenetre d'analyse fft
US7023938B1 (en) * 1999-04-08 2006-04-04 Nec Usa, Inc. Receiver for discrete multitone modulated signals having window function
GB2352369A (en) * 1999-07-19 2001-01-24 Oak Technology Inc Controlling the sampling rate of a receiver
GB2352368A (en) * 1999-07-19 2001-01-24 Oak Technology Inc Receiver circuit
FR2799597B1 (fr) 1999-10-08 2004-02-20 Mitsubishi Electric Inf Tech Procede de transmission de donnees sur porteuses multiples d'un emetteur a un recepteur et recepteur prevu pour la mise en oeuvre dudit procede
US6650617B1 (en) * 2000-02-22 2003-11-18 Thomson Licensing S.A. Reduced complexity FFT window synchronization for an orthogonal frequency division multiplexing system
US6728326B1 (en) * 2000-03-20 2004-04-27 Ericsson Inc. Reduced complexity for initial mobile terminal synchronization
GB2364865B (en) * 2000-07-12 2004-01-21 Conexant Systems Inc Receiver circuit
FR2814303A1 (fr) * 2000-09-20 2002-03-22 France Telecom Signal multiporteuse a symbole de reference concu pour limiter l'interference, procede de reception, procede de construction, recepteur et dispositif correspondants
EP1267536A1 (fr) 2001-06-13 2002-12-18 Conexant Systems, Inc. Récepteur multiporteuse avec détéction du mode de transmission et de la longueur de l'intervalle de garde
GB2376855A (en) * 2001-06-20 2002-12-24 Sony Uk Ltd Determining symbol synchronisation in an OFDM receiver in response to one of two impulse response estimates
EP1296493A3 (fr) * 2001-09-19 2006-08-16 Electronics and Telecommunications Research Institute Synchronisation de symboles dans un récepteur multiporteuse
US7394877B2 (en) * 2001-12-20 2008-07-01 Texas Instruments Incorporated Low-power packet detection using decimated correlation
US6996189B1 (en) 2002-07-26 2006-02-07 Jabil Circuit, Inc. Symmetric spherical QAM constellation
KR20040009938A (ko) * 2002-07-26 2004-01-31 주식회사 오픈솔루션 초기심볼 동기 검출장치 및 그 방법
GB2395094A (en) * 2002-10-28 2004-05-12 Sony Uk Ltd Determining a symbol synch time in an OFDM receiver
US7324612B2 (en) * 2003-02-21 2008-01-29 Conexant, Inc. Carrier tracking circuit and method including dual numerically controlled oscillators and feedforward phase correction coefficient
DE102004039016A1 (de) * 2004-08-11 2006-02-23 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Verfahren und Vorrichtung zum Schätzen der Frequenz und/oder der Phase mit blockweiser Grobschätzung
US7602852B2 (en) * 2005-04-21 2009-10-13 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Initial parameter estimation in OFDM systems
DE602006009496D1 (de) * 2005-04-21 2009-11-12 Ericsson Telefon Ab L M Doppler-spreizungsschätzung für ofdm-systeme
US8009745B2 (en) * 2005-11-15 2011-08-30 Qualcomm Incorporated Time tracking for a receiver with guard interval correlation
US8144818B2 (en) * 2005-12-15 2012-03-27 Qualcomm Incorporated Apparatus and methods for determining timing in a communication system
US8130726B2 (en) * 2005-12-20 2012-03-06 Qualcomm Incorporated Coarse bin frequency synchronization in a communication system
US8031816B2 (en) * 2006-07-17 2011-10-04 Mediatek Inc. Method and apparatus for determining boundaries of information elements
WO2008101252A1 (fr) * 2007-02-16 2008-08-21 Maxlinear, Inc. Détection d'écho long et estimation de canal pour systèmes mrof
US7684313B2 (en) * 2007-03-30 2010-03-23 Zoran Corporation System and method for FFT window timing synchronization for an orthogonal frequency-division multiplexed data stream
US7778318B1 (en) * 2007-08-15 2010-08-17 Agilent Technologies, Inc. OFDM gain compression measurement
US7903750B2 (en) * 2007-09-11 2011-03-08 Zoran Corporation System and method for determining transmission parameters in an orthogonal frequency-division multiplexed data stream
JP5098553B2 (ja) * 2007-10-10 2012-12-12 富士通セミコンダクター株式会社 Ｏｆｄｍ受信装置およびｏｆｄｍ受信方法
JP4412387B2 (ja) * 2007-10-30 2010-02-10 ソニー株式会社 受信装置、受信方法、およびプログラム
JP5320198B2 (ja) * 2009-07-21 2013-10-23 ラピスセミコンダクタ株式会社 伝送路推定器及びｏｆｄｍ復調器
CN103297376B (zh) * 2013-06-05 2016-08-10 北京邮电大学 一种ofdm系统的符号同步方法
GB2539130B (en) 2015-06-04 2017-10-25 Imagination Tech Ltd Channel centering at an OFDM receiver
WO2018024241A1 (fr) * 2016-08-05 2018-02-08 李明 Procédé de communication de données et système
CN111600825B (zh) * 2020-05-16 2023-05-12 青岛鼎信通讯股份有限公司 一种基于等间隔时间脉冲的同步方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0441731A1 (fr) * 1990-02-06 1991-08-14 ETAT FRANCAIS représenté par le Ministre des P.T.T. (Centre National d'Etudes des Télécommunications-CNET) Procédé de diffusion de données à entrelacement temps-fréquence et démodulation cohérente
EP0499560A1 (fr) * 1991-01-17 1992-08-19 France Telecom Procédé d'estimation de canal pour un système de transmission "COFDM"
EP0656706A2 (fr) * 1993-11-12 1995-06-07 Kabushiki Kaisha Toshiba Synchronisation de signaux MDFO
EP0689314A1 (fr) * 1994-06-16 1995-12-27 NOKIA TECHNOLOGY GmbH Synchronisation de trâme dans un récepteur de radiodiffusion numérique

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2658017B1 (fr) * 1990-02-06 1992-06-05 France Etat Procede de diffusion de donnees numeriques, notamment pour la radiodiffusion a haut debit vers des mobiles, a entrelacement temps-frequence et aide a l'acquisition de la commande automatique de frequence, et recepteur correspondant.
US5450456A (en) * 1993-11-12 1995-09-12 Daimler Benz Ag Method and arrangement for measuring the carrier frequency deviation in a multi-channel transmission system

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0441731A1 (fr) * 1990-02-06 1991-08-14 ETAT FRANCAIS représenté par le Ministre des P.T.T. (Centre National d'Etudes des Télécommunications-CNET) Procédé de diffusion de données à entrelacement temps-fréquence et démodulation cohérente
EP0499560A1 (fr) * 1991-01-17 1992-08-19 France Telecom Procédé d'estimation de canal pour un système de transmission "COFDM"
EP0656706A2 (fr) * 1993-11-12 1995-06-07 Kabushiki Kaisha Toshiba Synchronisation de signaux MDFO
EP0689314A1 (fr) * 1994-06-16 1995-12-27 NOKIA TECHNOLOGY GmbH Synchronisation de trâme dans un récepteur de radiodiffusion numérique

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
LE FLOCH ET AL.: "Démodulation cohérente du système de transmission multiporteuse COFDM dans un canal de radio mobile", COLLOQUE SUR LE TRAITEMENT DU SIGNAL ET DES IMAGES, 16 September 1991 (1991-09-16) - 20 September 1991 (1991-09-20), pages 413 - 416, XP000242802 *

Cited By (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0829988A3 (fr) * 1996-09-16 1998-03-25 NOKIA TECHNOLOGY GmbH Synchronisation par symbole et réglage de la fréquence d'échantillonnage dans un récepteur pour MDFO
US6125124A (en) * 1996-09-16 2000-09-26 Nokia Technology Gmbh Synchronization and sampling frequency in an apparatus receiving OFDM modulated transmissions
EP0841787A3 (fr) * 1996-11-07 2001-06-27 Kabushiki Kaisha Kenwood Synchronisation dans un récepteur multiporteur
GB2320871B (en) * 1996-12-28 2001-08-08 Daewoo Electronics Co Ltd Frame synchronization method and apparatus for use in digital communication system utilizing OFDM method
GB2320871A (en) * 1996-12-28 1998-07-01 Daewoo Electronics Co Ltd Frame synchronization in digital communication systems utilizing OFDM
US6172993B1 (en) 1996-12-28 2001-01-09 Daewoo Electronics Co., Ltd. Frame synchronization method and apparatus for use in digital communication system utilizing OFDM method
EP0881804A1 (fr) * 1997-05-27 1998-12-02 Koninklijke Philips Electronics N.V. Procédé de détermination d'un format d'émission de symboles dans un système de transmission et système
US6314113B1 (en) 1997-05-27 2001-11-06 U.S. Philips Corporation Method of determining a symbol transmission format in a transmission system and system
US6330293B1 (en) 1997-07-28 2001-12-11 Deutschethomson-Brandt Gmbh Method for receiving multicarrier digital signals
EP0895387A1 (fr) * 1997-07-28 1999-02-03 Deutsche Thomson-Brandt Gmbh Détection du mode de transmission d'un signal vidéo numérique télédiffusé
EP0896457A1 (fr) * 1997-08-05 1999-02-10 Industrial Technology Research Institute Synchronisation de symbole pour signaux multiporteurs à interval de garde
US6421401B1 (en) 1998-05-07 2002-07-16 Nokia Corporation Method and apparatus for achieving and maintaining symbol synchronization particularly in an OFDM system
EP1006699A3 (fr) * 1998-11-30 2003-02-05 Kabushiki Kaisha Toshiba Synchronisation de symboles pour transmission multiporteuse
US6735255B1 (en) 1999-05-28 2004-05-11 3Com Corporation Correlation based method of determining frame boundaries of data frames that are periodically extended
US6785349B1 (en) 1999-05-28 2004-08-31 3Com Corporation Correlation based method of determining frame boundaries of data frames that are periodically extended
US7110387B1 (en) 1999-09-29 2006-09-19 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method for compensating timing error using pilot symbol in OFDM/CDMA communication system
WO2001065794A1 (fr) * 2000-02-29 2001-09-07 3Com Corporation Procede de synchronisation de symboles de multiporteuse au moyen d'une correlation
US6956812B2 (en) 2000-04-07 2005-10-18 Sony Corporation Reception apparatus
EP1143678A3 (fr) * 2000-04-07 2004-01-21 Sony Corporation Synchronisation dans un récepteur de radiodiffusion
EP1148673A2 (fr) 2000-04-18 2001-10-24 Lucent Technologies Inc. Identification d'une station de base, par l'utilisation de séquences de saut, qui sont basées sur des carrés latins, dans des systèmes multiporteuse à spèctres étalé
EP1148673A3 (fr) * 2000-04-18 2004-01-07 Flarion Technologies, INC. Identification d'une station de base, par l'utilisation de séquences de saut, qui sont basées sur des carrés latins, dans des systèmes multiporteuse à spèctres étalé
US6961364B1 (en) 2000-04-18 2005-11-01 Flarion Technologies, Inc. Base station identification in orthogonal frequency division multiplexing based spread spectrum multiple access systems
US7397838B2 (en) 2000-04-18 2008-07-08 Qualcomm Incorporated Base station identification in orthogonal frequency division multiplexing based spread spectrum multiple access systems
US7463669B2 (en) 2001-06-21 2008-12-09 Qualcomm Incorporated Method of tone allocation for tone hopping sequences
US7212564B2 (en) 2001-06-21 2007-05-01 Qualcomm Incorporated Method of tone allocation for tone hopping sequences
WO2003101066A1 (fr) * 2002-05-24 2003-12-04 Dibcom Procede et dispositif de synchronisation a la reception d'un signal et d'echos
FR2840142A1 (fr) * 2002-05-24 2003-11-28 Dibcom Procede et dispositif de synchronisation a la reception d'un signal et d'echos
EP1387544A3 (fr) * 2002-07-05 2004-09-01 British Broadcasting Corporation Synchronisation dans des récepteurs multiporteuses
EP1755300A3 (fr) * 2002-07-05 2007-05-02 British Broadcasting Corporation Synchronisation dans des récepteurs multiporteuses
US7133354B2 (en) 2002-08-26 2006-11-07 Qualcomm Incorporated Synchronization techniques for a wireless system
US7366200B2 (en) 2002-08-26 2008-04-29 Qualcomm Incorporated Beacon signaling in a wireless system
US7388845B2 (en) 2002-08-26 2008-06-17 Qualcomm Incorporated Multiple access wireless communications system using a multisector configuration
US7995527B2 (en) 2002-08-26 2011-08-09 Qualcomm Incorporated Multiple access wireless communications system using a multi-sector configuration
US6985498B2 (en) 2002-08-26 2006-01-10 Flarion Technologies, Inc. Beacon signaling in a wireless system
US8116195B2 (en) 2004-07-27 2012-02-14 Zte (Usa) Inc. Transmission and reception of reference preamble signals in OFDMA or OFDM communication systems
US7379446B2 (en) 2004-10-14 2008-05-27 Qualcomm Incorporated Enhanced beacon signaling method and apparatus
US7715845B2 (en) 2004-10-14 2010-05-11 Qualcomm Incorporated Tone hopping methods and apparatus
US8619698B2 (en) 2004-10-14 2013-12-31 Qualcomm Incorporate Enhanced beacon signaling method and apparatus
EP1983673A4 (fr) * 2006-02-06 2011-07-06 Sony Corp Dispositif, méthode et programme de démodulation
US8351405B2 (en) 2006-07-14 2013-01-08 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for signaling beacons in a communication system

Also Published As

Publication number Publication date
JP2000503494A (ja) 2000-03-21
FR2743967A1 (fr) 1997-07-25
ES2218654T3 (es) 2004-11-16
FR2743967B1 (fr) 1998-03-27
EP0879523B1 (fr) 2004-03-31
DE69728383D1 (de) 2004-05-06
JP3892043B2 (ja) 2007-03-14
EP0879523A1 (fr) 1998-11-25
US6459744B1 (en) 2002-10-01
DE69728383T2 (de) 2005-02-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0879523B1 (fr) Procédé et dispositif de synchronisation temporelle d&#39;un récepteur d&#39;un signal multiporteuse
EP0499560B1 (fr) Dispositif et procédé d&#39;estimation de canal pour un système de transmission &#34;COFDM&#34;
EP0441730B2 (fr) Procédé de diffusion de données à entrelacement temps-fréquence utilisant des signaux de référence de fréquence
EP1302016B1 (fr) Synchronisation, dans une station de base, de signaux emis par plusieurs terminaux, pour des systemes de communication fdma
EP0881804B1 (fr) Procédé de détermination d&#39;un format d&#39;émission de symboles dans un système de transmission et système associé
EP0441731A1 (fr) Procédé de diffusion de données à entrelacement temps-fréquence et démodulation cohérente
EP2503750A1 (fr) Procede de traitement d&#39;un signal multiporteuses a bancs de filtre pour la synchronisation par preambule
EP2039095B1 (fr) Procédés d&#39;émission et de réception d&#39;un signal multiporteuse de type OFDM OQAM et pilotes correspondants
EP2327190B1 (fr) Methode d&#39;estimation aveugle de parametres de modulation OFDM selon un critere de maximum de vraisemblance
EP0762703A1 (fr) Démodulation d&#39;un signal multiporteur diminuant une distorsion blanche en fréquence
EP1391095B1 (fr) Procede d&#39;estimation de la fonction de transfert d&#39;un canal de transmission d&#39;un signal multiporteuse et recepteur correspondant
WO2016051062A1 (fr) Procédé d&#39;émission d&#39;un signal multi-porteuses, procédé de réception, dispositifs, et programmes d&#39;ordinateurs associés mettant en oeuvre une modulation de type oqam
EP0762702A1 (fr) Procédé et dispositif de démodulation d&#39;un signal multiporteur tenant compte d&#39;une estimation de la réponse du canal de transmission et d&#39;une estimation d&#39;une distorsion blanche en fréquence
FR2658018A1 (fr) Dispositif de reception de donnees numeriques a entrelacement temps-frequence, notamment pour la radiodiffusion a haut debit vers des mobiles a fenetre temporelle de nyquist.
EP1081855B1 (fr) Procédé et dispositif de synchronisation d&#39;un recepteur de communication
EP4105673B1 (fr) Méthode d&#39;estimation de caractéristiques d&#39;un signal ultra large bande impulsionnel émis par plusieurs antennes
FR2854009A1 (fr) Signal multiporteuse concu pour reduire les interferences cellulaires au sein d&#39;un reseau de radiocommunication, procede de construction, procede de reception, recepteur et emetteur correspondants
EP1826973B1 (fr) Procédé et dispositif d&#39;estimation de la fonction de transfert du canal de transmission pour démodulateur COFDM
EP2201735B1 (fr) Synchronisation trame dans un systeme de communication ofdm
EP4290814B1 (fr) Procédé et dispositif de synchronisation d&#39;un signal radio numérique
EP2146457A1 (fr) Procédé de synchronisation temporelle d&#39;un signal numérique, dispositif et produit programme d&#39;ordinateur correspondants
EP2153601B1 (fr) Procédé de synchronisation d&#39;un signal multiporteuse, procédé d&#39;émission, dispositifs et programmes d&#39;ordinateur correspondants
WO2021053137A1 (fr) Procédé de marquage d&#39;un signal de diffusion, procédé d&#39;identification d&#39;un signal de marquage, produits programme d&#39;ordinateur et dispositifs correspondants
EP2063595A1 (fr) Procédé de generation d&#39;un retard dans le cadre de la transmission d&#39;un signal multiporteuse, produit programme d&#39;ordinateur, moyen de stockage et dispositif correspondant
WO1998059475A1 (fr) Procede et dispositif de correction frequentielle en modulation a frequence porteuse variable et plusieurs sous-porteuses

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): JP US

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): DE ES FI GB IT SE

DFPE Request for preliminary examination filed prior to expiration of 19th month from priority date (pct application filed before 20040101)
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 1997901117

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 09101881

Country of ref document: US

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 1997901117

Country of ref document: EP

WWG Wipo information: grant in national office

Ref document number: 1997901117

Country of ref document: EP