WO1999043114A1

WO1999043114A1 - Method and apparatus for signal reception, and medium

Info

Publication number: WO1999043114A1
Application number: PCT/JP1999/000734
Authority: WO
Inventors: Yasunari Ikeda; Takahiro Okada
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1998-02-20
Filing date: 1999-02-19
Publication date: 1999-08-26
Anticipated expiration: 2000-08-20
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Description

明細書

信号受信装置および方法、並びに提供媒体技術分野

本発明は、信号受信装置および方法、並びに提供媒体に関する

背景技術

地上波を用いたデジタル放送の伝送方式として、最近、 OFDM ( Orthogonal Frequency Divi s ion Mul tiplex)変調方式 ( ίΜ父周波数分割多重方式）が注目されている。この OFDM変調方式を用いたサ一ビスとして、欧州においては、 Eureka 147 DAB (Digi tal Aud io Broadcast ing)方式を用いたラジオサ一ビスが既に開始されている。また、テレビジョン放送に関しても、欧州において、既に DVB CDigital Video Broadcasting) -T 方式が開発されてお、 IT U-R (International Telecommuni cation Union-Recommendation; においても、標準化が勧告されている。

既にサービスが開始されている Eureka 147 DAB方式では、主たるサービスとして、移動体音声信号を前提にしているため、 OFDM の各搬送波は、 7Γ Z 4オフセット差動 QPSK ( Quadrature Phase S hift Keying)が用いられている。これは、この方式が移動体を前提にしているところから、フヱーディングに対して耐性を持つことが必要条件になるため、振幅方向に情報を持たず、また、絶対位相を再生する必要もないことなどが、その採用の理由と考えられる。

一方、テレビジョン放送においては、音声を対象とした放送サ一ビスとは異なり、移動体への対応はそれほど大きな必要性がない代わりに、情報量の大きなビデオ情報を主に送信する必要があることから、高い伝送速度が求められる。すなわち、移動体音声サービスにおいては、劣悪な環境下でも、信頼性の高い伝送が要求されるのに対し、テレビジョン放送サ一ビスにおいては、高速伝送が要求される。このような背景から、テレビジョン放送サービスを前提にした DVB- T 方式においては、 OFDMの各搬送波の変調に、 QPSK，64QAM， 16QAMなどの変調方式を用いることが提案されている。

また、地上波伝送においては、一般的に、マルチパスが存在し、このマルチパスにより受信信号の周波数特性が歪むことになるので、このマルチパスの影響を軽減することが大きな課題となる。そこで、 OFDM方式では、本来伝送すべき信号の一部をコピーした信号をガ一ドイン夕バルとして付加するようにしている。このガ一ドィンタバルを付加することにより、ガ一ドィンタバルよりも短いマルチパスに関しては、受信側で適切な信号処理を施すことで、マルチパスの影響を除去することが可能となる。

各搬送波の変調方式に QAM 系の変調を用いる DVB- T 方式のような OFDM変調方式においては、マルチパスによる歪みが発生すると、各搬送波毎に、その振幅や位相が、送信側の振幅や位相と異なるものとなるので、これらが等しくなるように、マルチパスによる歪みを受けた信号を等化する（補正する）必要がある。 OFDM方式では、受信側で FFT (Fast Fouri er Transform) (高速フーリエ変換）を行って、 OFDM変調を行うため、伝送信号中にパイロット信号を散在させておき、このパイロット信号の振幅や位相を受信側において監視することで、伝送路の特性を推定し、この推定した伝送路の特性で受信信号を等化するようにしている。

DVB- T方式においては、図 9 に示すようなパタ一ンでパイロット信号を挿入することが提案されている。同図において、横軸は周波数 f を、縦軸は時間 t をそれぞれ示す。同図に示すように、この例においては、 1 つの OFDMシンボルの 1 2本の搬送波（その周波数を f 0で表わす）に対して 1本の割合で、パイロット用の搬送波信号（黒丸にて示す）が挿入され、さらに OFDMシンボル毎に、パイ口ット用の搬送波信号の挿入位置が、 3搬送波ずっシフトされるようになされている。尚、白丸は情報用搬送波信号を示す。又、 t gはガードインタバルを示す。

この図 9 に示した、時間方向と周波数方向に離散的に配列されたパイロット信号を 2次元フーリエ変換して、その標本化格子点構造を調べ、伝送帯域幅を調べると、図 1 0 に示すようになる。同図より、伝送路に時間方向の変動がない場合の伝送帯域幅は、 3本分の搬送波間隔に相当する時間以内であることが判る。換言すれば、 OFDMシンボルの有効時間（ガードインタバルを除いた OF DMシンボルの継続時間）の 1 Z 3 の伝送帯域幅があるので、 DVB - T 方式のパイロット信号パターンは、 OFDM有効シンボル長の 1 / 3以内の時間に対する等化能力があることになる。

図 1 1 は、このようなパイ口ット信号から伝送路特性を推定し

、受信信号を等化（補正）する、従来の信号受信装置の構成例を表している。チューナ 2 は、アンテナ 1で受信した信号を中間周波数（IF信号）に変換し、乗算器 3 と乗算器 4に出力している。乗算器 3 と乗算器 4には、搬送波生成回路 7で生成された位相が相互に 9 0度異なる搬送波が供給されている。乗算器 3 と乗算器

4 は、それぞれ、入力された中間周波数信号と搬送波とを乗算し、ベースバンド（基底帯域）の OFDM信号に変換して、 FFT 回路 5 に出力している。 FFT 回路 5 は、入力された信号を FFT 処理することで、ベースバンドの OFDM信号を OFDM復調する。

FFT ウィンドウ回路 6 は、乗算器 3 と乗算器 4の出力するべ一スバンドの OFDM信号から、 OFDM信号のガードインタバルの相関を利用して、 FFT 回路 5の FFT 演算の開始の基準となるウィンドウを生成し、 FFT 回路 5 に出力している。搬送波生成回路 7 は、 FF T ウィンドウ回路 6の出力から、位相が 9 0度異なる搬送波を生成し乗算器 3 と乗算器 4 に出力している。

FFT 回路 5が出力する OFDM信号の各搬送波は、等化回路 1 3を構成する除算回路 1 0 とパイロット信号抽出回路 8 に供給される。パイ口ット信号抽出回路 8 は、入力された信号からパイロット信号を抽出し、補間フィルタ 9 に出力している。補間フィルタ 9 は、入力されたパイ口ット信号を補間処理することで、 0FM信号の各搬送波の伝送路特性を推定し、推定結果を除算回路 1 0に出力している。除算回路 1 0 は、 FFT 回路 5 より入力された OFDM信号の各搬送波を、補間フィルタ 9 より入力された伝送路特性で除算し、伝送路での歪みを除去し、デマッピング回路 1 1 に出力するようになされている。デマッピング回路 1 1 は、除算回路 1 0 より入力された信号の信号点より伝送情報を復元する。デマツピング回路 1 1 の後段に畳み込み符号などの誤り訂正回路が存在する場合には、このデマッピング回路 1 1 において、ビタビ復号器に供給するためのメトリックが生成される。

TPS 検出回路 1 2 は、 FFT 回路 5 の出力から、 TPS (Transfer P arameter Signal )と称される伝送制御信号を抽出する。この伝送制御信号は、次のスーパーフレーム（ 8個のフレームにより 1 つのスーパーフレームが構成されている）における畳み込み符号の符号化率、 OFDM搬送波の変調方式、ガードィンタバル情報などを含んでいる。 TPS 検出回路 1 2 は、抽出した伝送制御信号に基づいて、各回路を制御する。例えば、伝送制御信号に含まれる OFDM 搬送波の変調方式に基づいて、デマッピング回路 1 1を制御し、 QPSK, 1 6 QAM, 6 4 QAM などの変調方式に対応したデマッピング処理を実行させる。

次に、その動作について説明する。チューナ 2 は、アンテナ 1 で受信した信号を中間波信号に変換し、乗算器 3 と乗算器 4に出力する。乗算器 3 と乗算器 4 には、搬送波生成回路 7 で生成した、位相が 9 0度異なる搬送波が供給されている。この伝送波は、乗算器 3 と乗算器 4の出力から、 FFT ウィンドウ回路 6が、ガードインタバルの相関を利用して検出した位相誤差に対応して生成されたものである。乗算器 3 と乗算器 4は、それぞれチューナ 2 より入力された OFDM信号の中間周波数信号と、搬送波生成回路 7 より供給された搬送波とを乗算し、ベースバンドの OFDM信号を生成し、 FFT 回路 5 に出力する。 FFT 回路 5 は、入力されたベースバンドの OFDM信号を FFT 処理して、 0FM信号を復調する。

パイ口ット信号抽出回路 8 は、 FFT 回路 5 の出力からパイ口ット信号を抽出し、補間フィルタ 9 に出力する。補間フィルタ 9 は、パイ口ット信号抽出回路 8 より入力されたパイロット信号を捕間処理することで、各搬送波の振幅と位相成分を、その搬送波の伝送路特性として検出し、これを除算回路 1 0 に出力する ^除算回路 1 0 は、 FFT 回路 5 より入力された復調信号を、捕間フィル夕 9から供給された振幅と位相で除算し、伝送路特性に起因する歪み成分を除去する。例えば、 FFT 回路 5 より入力される搬送波の振幅が、本来の振幅の 1 / 2である場合、補間フィルタ 9 より振幅情報として、 1 / 2が供給される。そこで、除算回路 1 0で、 FFT 回路 5 より入力された信号の振幅を補間フィルタ 9の振幅情報で除算すれば、元の 1 ( = ( 1 / 2 ) / ( 1 / 2 ) ) の振幅の信号を得ることができる。同様に、位相についても、複素演算を行うことで、元の位相の信号を得ることができる。

デマッビング回路 1 1 は、除算回路 1 0 より出力された信号の信号点をデマッピングする。 TPS 検出回路 1 2は、このため、 FF

T 回路 5 より出力される信号に含まれる伝送制御信号を検出し、その伝送制御信号から OFDM信号の変調方式に関する情報を検出し、その検出結果をデマッピング回路 1 1 に出力する。デマツピング回路 1 1 は、 TPS 検出回路 1 2からの変調方式情報に対応してデマッピング処理を行い、処理結果を出力する。

ところで、 DVB-T 方式においては、ガードィンタバルの長さの、有効シンボル長の長さに対する割合として、 1 Z 4， 1 / 8 , 1 Z 1 6 、または 1 / 3 2の 4種類が定義されている。補間フィル夕 9 は、 4種類のうちのいずれの長さのガ一ドィン夕バルの信号が受信されたとしても等化処理を行うことができるように、ガ — ドインタバルが最大の長さの 1 Z 4の帯域幅に設定（固定）されている。

このように、従来の装置は、補間フィルタ 9の帯域幅が、ガ一ドインタバルが最も長い 1 / 4の場合に固定されているため、ガ — ドインタバルが、それより短い OFDM信号を受信した場合には、そのとき、本来必要とされない信号成分の帯域を処理することとなり、結局、その信号に付随してノイズも多くなり、ノイズの影響により、より正確な伝送路推定処理が実現できなくなるという問題があつた。

本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、伝送路におけるノィズの影響をより効果的に抑制することができるようにした、信号受信装置および方法、並びに提供媒体を提案するものである。発明の開示

本発明の信号受信装置は、 OFDM方式で伝送された信号を受信する受信手段と、受信手段で受信した OFDM信号を復調する復調手段と、復調手段で復調した信号を等化する等化手段と、受信手段で受信した OFDM信号のガードィンタバルの長さを検出する検出手段と、検出手段の検出結果に対応して、等化手段を制御する制御手段とを備えることを特徴とするものである。本発明の信号受信方法は、 OFDM方式で伝送された信号を受信する受信ステップと、受信ステツプで受信した OFDM信号を復調する復調ステップと、復調ステツプで復調した復調信号を等化する等化ステップと、受信ステップで受信した OFDM信号のガードインタバルの長さを検出する検出ステップと、検出ステップでの検出結果に対応して、等化ステップでの等化処理を制御する制御ステップとを含むことを特徴とするものである。

本発明の提供媒体は、 OFDM方式で伝送された信号を受信する受信ステップと、受信ステップで受信した 0FM信号を復調する復調ステップと、復調ステップで復調した復調信号を等化する等化ステツプと、受信ステップで受信した OFDM信号のガ一ドインタバルの長さを検出する検出ステップと、検出ステップでの検出結果に対応して、等化ステップでの等化処理を制御する制御ステップとを含む処理を、 OFDM方式で伝送された信号を受信する信号受信装置に実行させるコンピュータが読み取り可能なプログラムを提供することを特徴とするものとする。図面の簡単な説明

図 1 は、本発明の信号受信装置の第 1の実施の形態の構成例を示すブロック図である。図 2は、図 1の FFT ウィンドウ回路の構成例を示すブロック図である。図 3は、図 2の FFT ウィンドウ回路の動作を説明するフローチャートである。図 4 A及び Bは、図 2の複素相関計算回路に入力される OFDM信号を説明する図である。図 5 A及び Bは、図 2の複素相関計算回路の計算結果を説明する図である。図 6 は、本発明の信号受信装置の第 2の実施の形態の構成例を示すブロック図である。図 7 は、本発明の信号受信装置の第 3の実施の形態の構成例を示すプロック図である。図 8 は、図 7の制御回路の動作を説明するフローチヤ一卜である。図 9 は、 DVB- T 方式の伝送特性推定用パイ口ット搬送波を説明する図である。図 1 0 は、'パイロッ卜搬送波の 2次元フーリェ変換による標本化格子構造を説明する図である。図 1 1 は、従来の信号受信装置の構成例を示すプロック図である。発明を実施するための最良の形態

以下に図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。図 1 は、本発明を適用した信号受信装置の構成例を示すプロック図であり、図 1 1 に対応する部分には、同一の符号を付してあり、その説明は、適宜省略する。

すなわち、図 1 の信号受信装置は、基本的に、図 1 1 に示した信号受信装置と同様の構成を有しているが、 FFT ウィンドウ回路 6がガードインタバルの長さを検出し、その検出信号を制御回路 2 1 に出力するとともに、制御回路 2 1カ^ FFT ウィンドゥ回路 6からの信号に対応して、補間フィルタ 9を制御するようになされている点が、図 1 1の例とは異なっている。その他の構成は、図 1 1 における場合と同様である。

図 2 は、図 1の FFT ウィンドウ回路 6の構成例を表している。乗算器 3 と乗算器 4 の出力は、それぞれ、有効時間遅延回路 3 1 と有効時間遅延回路 3 2 により、有効シンボル長に対応する時間てだけ遅延された後、複素相関計算回路 3 3に入力されている。複素相関計算回路 3 3 にはまた、乗算器 3 と乗算器 4より出力されたベースバンドの OFDM信号が、そのまま入力されている。複素相関計算回路 3 3 は、乗算器 3 より入力された信号を f ( t ) とし、有効時間遅延回路 3 1 より入力された信号を f ( t 一て）とするとき、次式から、両者の相関 i を演算する。

Χ_Δ f ( t ) f * (t - r ) dt ( 1 )

同様の処理が乗算器 4の出力に対しても行われ、相関 qが出力される。ここで、 ί ( t ) と f * ( t ) とは複素共役の関係にある。

複素相関計算回路 3 3 の出力 i と Qは、絶対値回路 3 4 と位相検出回路 3 7 に供給されている。絶対値回路 3 4 は、入力された信号 i と Qの絶対値を、（ i ² + q ² ) ^{1 2} として乗算する。絶対値回路 3 4 の出力は、ピーク検出回路 3 5 に供給される。ピーク検出回路 3 5 は、絶対値回路 3 4 より入力された絶対値と、予め設定されている所定の基準値とを比較し、基準値以上の絶対値が得られたとき、所定の相関が得られたと判定し、検出信号を判定回路 3 6 に出力している。

判定回路 3 6 は、図 3 のフローチャートに示す処理を実行して、 FFT 回路 5 に内蔵するカウンタの出力を、 FFT 回路 5が F T 演算を開始するタイミングの基準となる基準パルス（ウィンドウ）として、 FFT 回路 5 に出力するとともに、ガードインタバ丄レ長を検出し、検出結果を制御回路 2 1 に出力する。判定回路 3 6はまた、図 3のフローチャートに示す処理を実行して、複素相関計算回路 3 3に、相関計算における積分の期間 Δを更新させるための信号を出力する。

位相検出回路 3 7 は、複素相関計算回路 3 3より入力された信号 i と Qの位相差を tan—¹ ( q / i ) として検出し、検出した位相誤差を搬送波生成回路 7 に出力している。

次に、図 3のフローチャートを参照して、 FFT ウィンドウ回路 6の動作を中心に、図 1の実施の形態の、従来例とは異なる動作について説明する。最初にステップ S 1 において、 1 つの OFDMシンボルの相関値のピークを検出する処理が実行される。すなわち

、複素相関計算回路 3 3には、乗算器 3， 4より、図 4 Aに示すシンボル ( t ) が入力されるとともに、有効時間遅延回路 3 1 ， 3 2を介して、図 4 Bに示すシンボル f ( t 一て）が入力される。シンボル f ( t — て）は、シンボル ( t ) に対して、有効シンボル長に対応する時間てだけ遅延されており、図 4に示すように、シンボル ( t ) とシンボル f ( t — て）のガードインタバルが、同一のタイミングで複素相関計算回路 3 3 に入力されることに 7よ。

複素相関計算回路 3 3 は、上記式（ 1 ) に従って、シンボル f ( t ) とシンボル ί ( t 一て）の複素相関を演算する。

この演算は、乗算器 3 の出力する信号と、有効時間遅延回路 3 1 の出力する信号との間で行われるとともに、乗算器 4の出力する信号と、有効時間遅延回路 3 2の出力する信号との間において行われる。前者の演算結果が i として出力され、後者の演算結果力 Q として出力される。

絶対値回路 3 4 は、信号 i を自乗した値と信号 qを自乗した値との和の平方根を絶対値として演算し、ピーク検出回路 3 5に出力する。

複素相関計算回路 3 3が、上記式（ 1 ) において、積分処理を行う期間 Δが、図 4 に示すように、ガードインタバル G I の期間 Δ。と等しい場合、絶対値回路 3 4 の出力する絶対値は、図 5 A に示すように、ガードィンタバル G I の期間において大きな値を有するものとなる。これに対して、複素相関計算回路 3 3が行う積分の期間 Δが、ガードィンタバル G I の期間△。と等しくない場合、絶対値回路 3 4の出力は、図 5 Bに示すように、それほど大きな値にはならない。しかしながら、いずれの場合においても、ガードインタバル G I の期間においては、ガードインタバル G I でない期間に較べて大きな値となる。ピーク検出回路 3 5の基準値は、図 5 Aに示す場合と、図 5 Bに示す場合のいずれの場合をも検出するように、その基準値が予め設定されている。

ピーク検出回路 3 5 より、基準値以上の絶対値が検出されたことを表す検出信号が入力されたとき、判定回路 3 6 は、ステップ S 2 において、内蔵するタイマのそのときの現在時刻を t p 1 に設定する。

次に、ステップ S 3 において、上述したステップ S 1 における場合と同様の処理が、次の OFDMシンボルについて実行される。ステツプ S 4 において、上述したステップ S 2 における場合と同様の処理が実行され、基準値以上の絶対値が検出された時刻が、 t p 2 に設定される。

判定回路 3 6 は、ステップ S 5 において、ステップ S 4で求められた時刻 t p 2 と、ステップ S 2で求められた時刻 t p 1の差

( t p 2 — t p 1 ) 力く、有効シンボル長てと、複素相関計算回路 3 3で積分処理が行われた時間厶の和（て + Δ) に近い値であるか否か、すなわち、次式が成立するか否かを判定する。

I ( t p 2 - t p l ) - （て + Δ η ) I ≤ R！ ( 2 ) ここで、は、充分小さい基準値である。従って、上記（ 2

) 式が成立するということは、複素相関計算回路 3 3における積分期間 Δが、ガードインタバルの期間 Δ。にほぼ等しいことを意味する。逆に、上記式（ 2 ) が満足されないということは、複素相関計算回路 3 3 における積分期間 Δが、ガードインタバルの期間 Δ。と等しくないことを意味する。この場合、ステップ S 6に進み、判定回路 3 6 は、複素相関計算回路 3 3に積分期間 Δを更新させる処理を実行する。すなわち、上述したように、ガードィンタバルの期間としては、 1 Ζ 4， 1 / 8， 1 / 1 6 , 1 / 3 2 の 4種類が用意されているので、例えば、いま Δが 1 / 4に対応する値に設定されている場合には、次に、 △を 1 / 8 に対応する値に更新させる。そして、ステップ S 1 に戻り、同様の処理が繰り返し実行される。

一方、ステップ S 5 において、上記式（ 2 ) が満足されたと判定された場合、ステップ S 7 に進み、判定回路 3 6 は、そのときのガードィン夕バルの長さに対応する値を制御回路 2 1 に出力する。制御回路 2 1 に入力される。制御回路 2 1 は、入力されたガ — ドィンタバルの長さに対応するように、補間フィルタ 9 の帯域幅を制御する。ガードインタバルの長さが長いとき、補間フィノレ夕 9 の帯域幅は長くされ、ガードインタバルの長さが短いとき、補間フィルタ 9 の帯域幅は短くされる。従って、補間フィルタ 9 の帯域幅は、ガードインタバルが 1 / 4のとき最も長くなり、 1 / 3 2のとき最も短くなるように制御される。これにより、補間フィルタ 9 は、必要最小限の範囲のパイ口ット信号だけを処理することになり、その分だけ、余分な信号と雑音の影響を受けることが防止される。

さらに、ステップ S 8 において、判定回路 3 6 は、内蔵する力ゥンタにて + Δを設定し、所定のクロックをカウントさせ、そのカウント値力くて + Δに達したとき、所定のパルスを FFT 回路 5 に出力させる。 FFT 回路 5 は入力されたこのパルスを基準として（ウィンドウとして）、乗算器 3， 4より入力された OFDM信号の FF T 演算処理を実行する。

一方、位相検出回路 3 7 は、信号 i と信号 Qの値から、位相誤差 tan—¹ ( q / i ) を演算し、これを搬送波生成回路 7 に出力する。搬送波生成回路 7 は、入力された位相誤差に対応して搬送波を生成する。

その他の動作は、図 1 1の場合と同様であるので、その説明は省略する。

図 6 は、第 2の実施の形態の構成例を表している。この構成例においては、 TPS 検出回路 1 2が、伝送制御信号に含まれるガ一ドィンタバル情報を検出し、その検出した結果を制御回路 2 1 に出力している。すなわち、伝送制御信号中には、畳み込み符号の復号化率や OFDM搬送波の変調方式の他、ガードィン夕バルに関する情報も含まれている。 TPS 検出回路 1 2 は、このガードインタバルに関する情報から、ガードィン夕バルの長さに関する情報を抽出し、これを制御回路 2 1 に出力する。制御回路 2 1 は、入力されたガードインタバルの長さに対応して補間フィルタ 9を制御する。この場合においても、図 1 の実施の形態と同様の効果を奏することができる。

図 7 は、第 3の実施の形態の構成例を表している。この構成例においては、 FFT ウィンドウ回路 6 により検出されたガードイン夕バルの長さの情報と、 TPS 検出回路 1 2 により検出されたガ一ドインタバルの長さに関する情報が、制御回路 2 1 に供給され、制御回路 2 1 は、両方のガードィンタバルの長さに関する情報を利用して、補間フィルタ 9 を制御するようになされている。

すなわち、制御回路 2 1 は、図 8 のフローチャートに示すように、最初に、ステップ S 1 1 において、 TPS 検出回路 1 2のエラ一フラグを検出する。 TPS 検出回路 1 2は、 FFT 回路 5 より入力された TPS の誤りを検出し、誤りがあれば、これを訂正する誤り訂正回路を内蔵している。そして、誤り訂正の結果、誤り訂正が不能であつた場合、誤り訂正不能であることを示すフラグを制御回路 2 1 に出力する。制御回路 2 1 は、ステップ S I 1 で、この

TPS 検出回路 1 2 からのエラ一フラグを検出し、ステップ S 1 2 において、そのエラ一フラグが 1であるか否か、すなわち、訂正不能の誤りがあるか否かを判定する。

訂正不能の誤りが存在すると、ステップ S 1 2 において判定された場合、ステップ S 1 3 に進み、制御回路 2 1 は、 TPS 検出回路 1 2から供給されるガードィンタバルの長さに関する情報を利用せずに、 FFT ウィンドウ回路 6 より入力されるガードインタバルの長さに対応して、補間フィルタ 9の帯域幅を制御する。これに対して、ステップ S 1 2 において、エラーフラグが 1ではない ( 0である）と判定された場合（訂正不能エラーが存在しないと判定された場合）、ステップ S 1 4 に進み、制御回路 2 1 は FFT ウィンドウ回路 6 より供給されたガードインタバルの長さではなく、 TPS 検出回路 1 2 より供給されたガードインタバルの長さに対応して補間フィルタ 9 の帯域幅を制御する。

ステップ S 1 3 またはステップ S 1 4の処理の次に、ステップ S 1 1 に戻り、それ以降の処理が繰り返し実行される。

このように、第 3の実施の形態においては、例えば、電源立上げ時ゃチャンネル切替時などで、 TPS に訂正不能のエラーが発生したときは、 FFT ウィンドウ回路 6の出力を利用して、補間フィルタ 9が制御され、定常状態時においては、 TPS 検出回路 1 2 の出力するガードィンタバルの長さに対応して、補間フィルタ 9力く制御される。これにより、より正確な制御が可能となる。

以上、本発明の DVB-T 方式の信号受信装置を例として説明した力く、本発明は、その他の方式の信号受信装置においても適用することが可能である。

なお、上記したような処理を行うコンピュータプログラムをュ一ザに提供する提供媒体としては、磁気ディスク、 CD-R0M、固体メモリなどの記録媒体の他、ネットワーク、衛星などの通信媒体を利用することができる。

以上のごとく、本発明の信号受信装置、本発明の信号受信方法、および本発明の提供媒体によれば、受信した OFDM信号のガードインタバルの長さを検出し、その検出結果に対応して、等化処理を制御するようにしたので、伝送路におけるノイズの影響をより効果的に抑制することができ、正確に等化処理を行うことが可能となる。

Claims

請求の範囲

. OFDM方式で伝送された信号を受信する信号受信装置において前記 OFDM方式で伝送された信号を受信する受信手段と、前記受信手段で受信した前記 OFDM信号を復調する復調手段と前記復調手段で復調した信号を等化する等化手段と、前記受信手段で受信した前記 OFDM信号のガードィンタバルの長さを検出する検出手段と、

前記検出手段の検出結果に対応して、前記等化手段を制御する制御手段と

を備えることを特徴とする信号受信装置。

. 前記等化手段は、

前記 OFDM方式で伝送された信号に含まれるパイ口ット信号を抽出する抽出手段と、

前記抽出手段で抽出された前記パイロット信号から、前記 OF DM信号の伝送特性を補間する捕間手段と、

前記補間手段で補間した伝送特性で、前記復調手段で復調された信号を除算する除算手段と

を備えることを特徴とする請求項 1 に記載の信号受信装置。 . 前記検出手段は、前記ガードインタバルの相関を利用して、前記ガードィンタバルの長さを検出する

ことを特徴とする請求項 1 に記載の信号受信装置。

. 前記検出手段は、前記 OFDM信号に含めて伝送されてくるガードインタバル情報から、前記ガードインタバルの長さを検出する

ことを特徴とする請求項 1 に記載の信号受信装置。

. OFDM方式で伝送された信号を受信する信号受信装置の信号受信方法において、

前記 OFDM方式で伝送された信号を受信する受信ステップと、前記受信ステップで受信した前記 OFDM信号を復調する復調ステツプと、

前記復調ステツプで復調した復調信号を等化する等化ステツプと、

前記受信ステップで受信した前記 OFDM信号のガードィンタバルの長さを検出する検出ステップと、

前記検出ステップでの検出結果に対応して、前記等化ステツプでの等化処理を制御する制御ステップと

を含むことを特徴とする信号受信方法。

. OFDM方式で伝送された信号を受信する受信ステップと、

前記受信ステップで受信した前記 OFDM信号を復調する復調スアップと、

前記受信ステップで受信した前記 OFDM信号のガードインタバルの長さを検出する検出ステップと、

を含む処理を、前記 0FM方式で伝送された信号を受信する信号受信装置に実行させるコンピュー夕が読み取り可能なプログラムを提供することを特徴とする提供媒体。