WO2000054446A1 - Interference signal eliminator - Google Patents

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WO2000054446A1
WO2000054446A1 PCT/JP2000/001253 JP0001253W WO0054446A1 WO 2000054446 A1 WO2000054446 A1 WO 2000054446A1 JP 0001253 W JP0001253 W JP 0001253W WO 0054446 A1 WO0054446 A1 WO 0054446A1
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channel estimation
threshold value
interference signal
signal
estimation value
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PCT/JP2000/001253
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Hiroki Haga
Katsuhiko Hiramatsu
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Panasonic Holdings Corp
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Matsushita Electric Industrial Co Ltd
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    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
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    • H04B1/7103—Interference-related aspects the interference being multiple access interference
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70707—Efficiency-related aspects
    • H04B2201/70709—Efficiency-related aspects with discontinuous detection

Definitions

  • the present invention relates to a CDMA (Code Division Multiple Access) communication device, and more particularly to an interference signal elimination device that eliminates interference using a matrix operation.
  • CDMA Code Division Multiple Access
  • JD joint detection
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a conventional interference signal canceller using JD.
  • FIG. 2 is a schematic diagram showing a frame format used in a conventional interference signal elimination device using JD.
  • a received signal is sent to a delay unit 11 and matched filters 12-1 to 12-n.
  • the received signal is received by an antenna (not shown) and then subjected to predetermined processing such as frequency conversion by a radio unit (not shown).
  • predetermined processing such as frequency conversion by a radio unit (not shown).
  • the delay unit 11 the received signal is delayed by a predetermined time, and will be described later. It is sent to the multiplier 14.
  • the channel estimation is performed for each user using the midamble portion (see Fig. 2) in the time slot of the received signal. That is, matched filter 1 2— :! 1 to n, the correlation between the known midamble assigned to each of the users 1 to n and the midamble portion in the received signal is within the range of the assumed maximum delay width. As a result, a channel estimation value (matrix) for each user is obtained. After this, Alignment Phil 1 2— :! The channel estimation values for each user of users 1 to n are sent to Joint Detection (hereinafter, referred to as “JD”) unit 13 from 11 2 to n.
  • JD Joint Detection
  • the JD unit 13 performs the following matrix operation using the channel estimation value for each user. That is, first, the channel estimation value for each user, the spreading code assigned to each user, and the convolution operation are performed to obtain the convolution operation result (matrix) for each user. can get.
  • system matrix a matrix in which the convolution operation results for each user are regularly arranged.
  • system matrix is expressed as [A].
  • [A] H is the conjugate transpose of the system matrix
  • ([ ⁇ ] ⁇ ⁇ [ ⁇ ]) -1 is the inverse matrix of [ ⁇ ] ⁇ ⁇ [A].
  • the matrix [B] obtained by the above matrix operation is sent to the multiplier 14.
  • the multiplication unit 14 performs a multiplication process between the data portion of the received signal sent from the delay unit 11 (see FIG. 2) and the matrix sent from the JD unit 13 to obtain Data for each user from which interference has been removed is obtained.
  • the data obtained for each user obtained at this time is sent to the classifier 15.
  • the discriminator 15 the data for each user sent from the multiplier 14 is subjected to a hard decision to obtain demodulated data. It is.
  • demodulation data with no interference can be obtained without performing despreading and Rake synthesis.
  • the conventional interference signal elimination device using JD has a problem that the accuracy of demodulated data may be reduced due to the factors described below.
  • Match Phil 1 2— Since the channel estimation value for each user obtained by 112-n may include an error, the matrix operation result obtained by the JD unit 13 also includes an error. As a result, there is a possibility that the accuracy of the demodulated data obtained by the multiplier 14 is degraded.
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing a delay profile of a certain user obtained by channel estimation in a conventional interference signal canceller using JD.
  • the path of a certain user and the delay time of the path can be obtained from the channel estimation value estimated by the matched filter. That is, effective paths 31 and 32 with high estimated power are obtained, and the delay time of each effective path is also obtained.
  • a certain user here, user 2 uses DTX to mix
  • the conventional JD-based interference signal elimination device receives the midamble from user 2 and recognizes that it also receives the data from user 2 overnight. become.
  • JD ⁇ I 3 the above-described matrix operation is performed based on the recognition that the data portion is received from user 2.
  • the demodulated data obtained by multiplying the matrix operation result from the JD unit 13 by the reception signal includes an error. Furthermore, an attempt to demodulate the signal of user 2 which does not exist originally may lead to abnormal operation of the entire apparatus.
  • the conventional interference signal elimination device using JD has a problem that the accuracy of the obtained demodulated data may be reduced. Disclosure of the invention
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide an interference signal elimination apparatus that can extract demodulated data with high accuracy.
  • This object is achieved by performing a threshold decision on the estimated power value calculated based on the channel estimation value obtained from the received signal, and using the threshold decision result in a matrix operation.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a conventional JD-based interference signal canceller
  • FIG. 2 is a schematic diagram illustrating a frame format used in the conventional JD-based interference signal canceller
  • Figure 3 is a schematic diagram showing a delay profile obtained by channel estimation in a conventional interference signal elimination device using JD;
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of an interference signal canceling apparatus according to Embodiment 1 of the present invention
  • FIG. 5 is a schematic diagram showing a delay profile obtained by a power operation on a channel estimation value in the interference signal canceling apparatus according to Embodiment 1;
  • FIG. 6 is a schematic diagram showing a delay profile obtained by threshold processing in the interference signal elimination device according to the first embodiment
  • FIG. 7 is a graph showing the accuracy of demodulated data obtained by the interference signal elimination device according to the first embodiment
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of an interference signal elimination device according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the interference signal elimination device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the following description is given assuming that the number of users is n.
  • a delay unit 101 delays a received signal by a predetermined time and sends it to a multiplying unit 105 described later.
  • Matching filters 1 0 2— 1 to 1 0 2—n correspond to users 1 to! ! , And sends the extracted channel estimation values to the threshold processing sections 103-1-1 to 103-n, respectively.
  • Threshold processor 1 0 3— :! 1103-n performs threshold processing on the estimated powers obtained based on the channel estimation values for users 1 ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ n, respectively, and the result of the threshold processing is referred to as Joint Detection (hereinafter “JD”). Send to Part 104.
  • JD Joint Detection
  • JD section 104 performs a matrix operation using the channel estimation values sent from each of threshold processing sections 103-1 to 103-n, and outputs the matrix operation result to multiplication section 105. send.
  • the multiplication unit 105 includes the matrix operation result from the JD unit 104 and the delay unit 101 The received signal from is multiplied by, and the multiplication result is sent to the discriminator 106.
  • the discriminator 106 performs a hard decision on the multiplication result from the multiplier 105 to extract demodulated data.
  • the interference signal elimination device having the above configuration.
  • the received signal after a signal transmitted according to the time slot shown in FIG. 2 described above is received via an antenna (not shown), predetermined processing such as frequency conversion is performed by a radio unit (not shown). Things. Note that the time slots shown in FIG. 2 are the same as those described above, and thus detailed description will be omitted.
  • the received signal is a delay unit 101 and a matching filter 102:-! ⁇ 10 2—n
  • the received signal is delayed by a predetermined time and sent to the multiplier 105.
  • the matching filter 102-1-1 to 102-n channel estimation is performed for each user using the midamble part (see Fig. 1) in the received signal time slot. That is, in the matched filters 102-1 to 102-n, the maximum delay that can be assumed to have a correlation between the known midamble assigned to the users l to n and the midamble portion in the received signal, respectively. By taking the range of the width, the channel estimation value (matrix) for each user can be obtained. Note that the channel estimation value is represented by a complex number including an I component and a Q component.
  • the channel estimation values for each of the users l to n are obtained from the matched filter 10 2 — 1 to 10 2 — n by the threshold processing unit 10 3 — 1 to 10 3 — n Sent to
  • the threshold processing units 103-1-1 to 103-n the power calculation is performed on the channel estimation values of users 1-n sent from the matched filters 102-1-1 to 102-n, respectively.
  • Threshold processing is performed on the estimated power obtained.
  • the threshold processing of each threshold processing unit will be described with an example of a threshold processing unit 1033-1 that handles the channel estimation value of user 1. This will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 5 is a schematic diagram showing a delay profile of user 1 obtained by a power operation on the channel estimation value of the matching filter 102-1 in the interference signal removing apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 6 is a schematic diagram showing a delay profile of user 1 obtained by threshold processing of threshold processing section 103-1 in the interference signal elimination apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 5 shows the magnitude of the power of the channel estimation value for each time.
  • the estimated value power is calculated by power calculation on the channel estimated value, that is, the sum of squares of the I component and the Q component in the channel estimated value.
  • path 201 and path 202 are determined as valid paths, and all other estimated power values are determined as invalid paths.
  • the invalid path is the path of a user other than the user 1 or power of an estimated value generated by various other factors.
  • portions (chip units) corresponding to portions other than the effective path in the channel estimation value are removed, and the removed result is used as the channel estimation value after threshold processing of user 1 in the JD section 104. Sent.
  • the above threshold is set as follows. That is, an appropriate threshold value can be obtained based on the accuracy of the demodulation data obtained by performing the multiple recovery tone processing and the threshold value set in each time. As a result, the value obtained by subtracting X [clB] from the maximum power of the estimated value power can be set as the optimal threshold value.
  • a threshold value when the accuracy of demodulated data is good among the threshold values in each demodulation process is extracted.
  • the value obtained by taking the average of the different values can be set as the optimum threshold value.
  • the threshold value can be appropriately changed according to not only the above method but also various other conditions such as the accuracy of demodulated data, the state of the transmission path, and the like.
  • a value obtained by appropriately increasing or decreasing the optimum threshold value set as described above according to various conditions can be used as a new threshold value.
  • the above is the threshold processing.
  • the following matrix operation using the above-described channel estimation value for each user is performed. That is, first, the channel estimation value for each user, the spreading code assigned to each user, and the convolution operation are performed to obtain the convolution operation result (matrix) for each user.
  • the convolution operation result matrix
  • system matrix a matrix in which the convolution operation results for each user are regularly arranged.
  • system matrix is expressed as [A].
  • a matrix [B] is obtained by performing a matrix multiplication using the system matrix according to the above equation (2).
  • the matrix [B] obtained by the above matrix operation is sent to the multiplication unit 105.
  • the multiplication unit 105 performs multiplication between the data part of the received signal sent from the delay unit 101 (see Fig. 1) and the matrix sent from the JD unit 104. As a result, data for each user from which interference has been removed can be obtained.
  • the data obtained for each user at this time is sent to the classifier 105.
  • demodulated data is obtained by making a hard decision on the data for each user sent from the multiplication unit 104.
  • FIG. 7 shows the accuracy of the demodulation data obtained by the interference signal elimination device according to the present embodiment compared to the accuracy of the conventional device. It is a graph shown in comparison with.
  • the ratio of the noise power density of the received signal (“NO” in the figure) to the average code energy per bit of the received signal (“E b” in the figure) ) are shown for each of the interference signal elimination apparatus according to the present embodiment and the conventional apparatus.
  • the ⁇ plot is a value measured by the interference signal elimination device according to the present embodiment
  • the ⁇ plot is a value measured by the conventional interference signal elimination device.
  • the present embodiment it is possible to reduce the transmission power required to maintain the B ER of demodulated data at a certain level as compared with the conventional method. That is, according to the interference signal removing apparatus according to the present embodiment, not only can the accuracy of demodulated data be improved, but also the transmission power at the transmitting device can be suppressed without affecting the accuracy of demodulated data. it can. As a result, interference with other users can be suppressed.
  • a matrix operation is performed using a result obtained by removing a portion corresponding to an invalid path in a channel estimation value, and demodulated data is extracted using the matrix operation result.
  • a highly accurate demodulation data can be obtained. Further, since the transmission power of the transmitting device can be suppressed without affecting the accuracy of the demodulated data, interference with other users can be suppressed. (Embodiment 2)
  • Embodiment 2 is a mode in which Embodiment 1 is adapted to cope with a signal transmitted using DTX.
  • the interference signal elimination apparatus according to the present embodiment will be described with reference to FIG.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of the interference signal removing device according to Embodiment 2 of the present invention. Note that the same components as those in the first embodiment (FIG. 4) in FIG. 8 are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 4, and detailed description is omitted.
  • the interference signal elimination device according to the second embodiment will be described with respect to differences from the first embodiment. Only the following will be described.
  • a transmitting device that transmits a signal to the interference signal canceling device transmits a transmission signal including information on DTX in advance. That is, the transmitting device transmits information indicating whether or not to use DTX in the midamble portion of the above-described time slot (see FIG. 2). Transmits a signal with information indicating whether or not to transmit.
  • the signal transmitted by the transmitting apparatus as described above is received by the interference signal removing apparatus according to the present embodiment.
  • the channel estimation values obtained by the matched filters 102-1 to 102-n are respectively transmitted to the control unit via switches 301-1-1 to 301-n and paths (not shown). Sent to 500.
  • the control section 500 uses the channel estimation results from the matching filter 102-1 to 102-n to determine whether the signal transmitted by each user is a signal transmitted using DTX. Is determined. Further, from the control unit 500, the switch 301- :! Signals related to switching control are transmitted to 33101-n.
  • the control unit 500 transmits the signal to the switch.
  • a signal indicating that the channel estimation value is to be transmitted to the reset unit is transmitted.
  • the operation is performed on that switch.
  • a signal indicating that the channel estimation value is to be transmitted to the threshold value processing unit is sent.
  • the switches 301-1-1 to 301-n according to the control signal from the control unit 500 described above, the channels sent from the matching filters 102-1-1 to 102-n, respectively.
  • switches 3 0 1-:! The channel estimates sent from .about.301 n are reset.
  • the reset result is sent to JD part 104.
  • the reset result is equivalent to the output result when this user does not exist.
  • JD section 104 the user signal transmitted using DTX is treated as a non-existent user signal, and the above-described matrix operation is performed. As a result, highly accurate demodulated data can be obtained from the discriminator 106.
  • the channel estimation value corresponding to a user having no data portion in the received signal is reset according to the information on DTX included in the midamble portion of the received signal, Matrix operations can be performed accurately. As a result, highly accurate demodulation data can be obtained.
  • the interference signal elimination device described in the above embodiment can be mounted on a base station device and a wireless communication terminal device in a CDMA wireless communication system.
  • An interference signal elimination device includes: a matched filter calculating unit that performs a correlation process between received signals from a plurality of communication partners and a known signal to calculate a channel estimation value; and an estimation obtained from the channel estimation value.
  • a threshold value determining means for performing a threshold value determination on the power value, and a joint detection calculating means for performing a joint detection operation on the threshold value determination result to obtain demodulated data are adopted.
  • the interference signal elimination device of the present invention includes extraction means for extracting an identification signal indicating presence / absence of data from a received signal, wherein the threshold value determination means determines a channel corresponding to a communication partner whose identification signal indicates no data. The value is reset and sent to the joint detection calculation means.
  • the threshold value determination unit sets the channel estimation value corresponding to the estimated power value less than the threshold value to zero, and sets the channel estimation value corresponding to the estimated power value exceeding the threshold value to zero.
  • a configuration is used in which only the value is sent to the joint detection calculation means.
  • a portion corresponding to an invalid path can be removed from the channel estimation value, so that a matrix operation can be performed with high accuracy. As a result, highly accurate demodulated data can be extracted.
  • the interference signal removing apparatus employs a configuration in which the matched filter operation means performs the matched filter operation only for a predetermined period in consideration of the delay of the received signal. According to this configuration, channel estimation can be performed in consideration of the delay time of each user in the received signal, so that the channel estimation value can be obtained more reliably. Thereby, more accurate demodulated data can be extracted.
  • the base station apparatus of the present invention includes an interference signal elimination apparatus, and the interference signal elimination apparatus performs a correlation process between received signals from a plurality of communication partners and a known signal to calculate a channel estimation value. Calculating means; threshold value determining means for performing a threshold value determination on the estimated power value obtained from the channel estimation value; and joint detection operation on the threshold value determination result to perform demodulation data. And a joint detection operation means for obtaining evening.
  • a communication terminal device of the present invention performs wireless communication with a base station device provided with an interference signal elimination device, and the interference signal elimination device performs a correlation process between received signals from a plurality of communication partners and a known signal. Matched filter calculating means for calculating a channel estimation value; threshold value determining means for performing threshold value determination on an estimated power value obtained from the channel estimation value; And a joint detection operation means for performing demodulation data by performing a calculation operation.
  • an interference signal elimination device capable of extracting demodulated data with high accuracy is mounted, it is possible to provide a base station device and a communication terminal device that realize good communication.
  • An interference signal elimination method includes: a matched filter operation step of calculating a channel estimation value by performing a correlation process between received signals from a plurality of communication partners and a known signal; and an estimated power obtained from the channel estimation value.
  • An interference signal elimination method includes an extraction step of extracting an identification signal indicating presence or absence of data from a received signal, and the threshold determination step includes a step of estimating a channel corresponding to a communication partner whose identification signal indicates no data. The method of resetting the value and sending it to the joint detection calculation process is adopted.
  • the present invention is suitable for use in the field of CDMA (Code Division Multiple Access) type communication devices.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Description

明 細 書 干渉信号除去装置 技術分野
本発明は、 CDMA (Code Division Multiple Access) 方式の通信装置に関 し、 特に、 行列演算を用いて干渉を除去する干渉信号除去装置に関する。 背景技術
従来、 マルチパスフェージングによる千涉、 シンボル間干渉および多元接続 干渉等の様々な干渉を除去して復調信号を取り出す方法として、 ジョイント - ディテクシヨン （J o i n t De t e c t i on ;以下 「 J D」 という。 ） を用いた干渉信号除去方法がある。 この J Dについては、 "Zero Forcing and Minimum Mean-Square-Error Equalization for Multiuser Detect ion in Code-Division Mul t iple-Access Channels" (Klein A.， Kaleh G. K.， Baier P. W. , IEEE Trans. Vehicular Technology, vol.45, pp.276-287, 1996.) により、 開 示されている。
以下、 従来の J Dを用いた干渉信号除去方法を実現する装置について、 図 1 および図 2を参照して説明する。なお、復調するユーザ数を nとして、 として、 以下の説明を行う。
図 1は、 従来の J Dを用いた干渉信号除去装置の構成を示すプロック図であ る。 図 2は、 従来の J Dを用いた干渉信号除去装置において使用されるフレー ムフォ一マツトを示す模式図である。
図 1において、 受信信号は、 遅延器 1 1と整合フィルタ 12— 1〜12— n とに送られる。 なお、 上記受信信号は、 アンテナ （図示しない） により受信さ れた後、 無線部 （図示しない） により周波数変換等の所定の処理がなされたも のである。 遅延器 11では、 受信信号は、 所定の時間だけ遅延され、 後述する 乗算器 1 4に送られる。
整合フィルタ 1 2— 1〜1 2— nでは、 受信信号のタイムスロットにおける ミツドアンブル部分 （図 2参照） が用いられて、 それぞれのユーザ毎にチヤネ ル推定がなされる。 すなわち、 整合フィルタ 1 2—：！〜 1 2— nでは、 それぞ れュ一ザ 1〜nに割り当てられた既知のミツドアンブルと、 上記受信信号にお けるミツドアンブル部分と、 の相関が想定される最大遅延幅の範囲においてと られることにより、 各ユーザ毎のチャネル推定値 （行列） が得られる。 この後、 整合フィル夕 1 2—：！〜 1 2— nより、 ユーザ 1〜nの各ュ一ザに対するチヤ ネル推定値は、 Joint Detection (以下、 「J D」 という。 ） 部 1 3に送られる。
J D部 1 3では、 上記各ユーザ毎のチャネル推定値を用いた以下に述べる行 列演算が行われる。 すなわち、 まず、 各ユーザ毎のチャネル推定値と、 それぞ れのュ一ザに割り当てられた拡散コードと、 のたたみ込み演算が行われること により、 各ユーザ毎のたたみ込み演算結果 （行列） が得られる。
これにより、 各ユーザ毎のたたみ込み演算結果を規則的に配置した行列 （以 下 「システムマトリクス」 という。 ） が得られる。 ここでは、 説明を簡単にす るために、 システムマトリクスを [A]と表現する。
さらに、 システムマ卜リクスを用いて次式に示す行列乗算が行われることに より、 次式に示す行列 [B]が得られる。
[B] = ([A]H · [A]) 1 · [A]H —①
ただし、 [A]Hは、 システムマトリクスの共役転置行列であり、 （[Α]Η · [Α]) -1は、 [Α]Η · [A]の逆行列である。
上記のような行列演算により得られた行列 [B]は、 乗算部 1 4に送られる。 乗算部 1 4では、 遅延器 1 1から送られた受信信号のデ一夕部分 （図 2参照） と、 J D部 1 3から送られた行列と、 の間で乗算処理がなされることにより、 干渉が除去された各ユーザ毎のデータが得られる。 このとき得られた各ユーザ 毎のデ一夕は、 識別器 1 5に送られる。 識別器 1 5では、 乗算部 1 4から送ら れた各ユーザ毎のデータは、 硬判定がなされることにより、 復調データが得ら れる。
以上のように、 従来の J Dを用いた干渉信号除去装置によれば、 逆拡散およ び R A K E合成を行うことなく、 干渉を除去した復調デ一夕が得られる。
しかしながら、 従来の J Dを用いた干渉信号除去装置においては、 以下に述 ベるような要因により、 復調データの精度が低下する可能性が少なからずある という問題がある。
まず第 1に、 整合フィル夕 1 2—：！〜 1 2— nにより得られる各ユーザごと のチャネル推定値には、 誤差が含まれる可能性があるため、 J D部 1 3で得ら れる行列演算結果もまた誤差を含んだものとなる。 この結果、 乗算部 1 4によ り得られる復調デー夕の精度が劣化する可能性がある。
ここで、 チャネル推定値に含まれる誤差について図 3を参照して説明する。 図 3は、 従来の J Dを用いた干渉信号除去装置におけるチャネル推定により得 られたあるユーザの遅延プロファイルを示す模式図である。
図 3に示すように、 整合フィルタにて推定されたチャネル推定値により、 あ るユーザのパスと、 そのパスの遅延時間が得られる。 すなわち、 推定値電力の 高い有効パス 3 1と有効パス 3 2とが得られ、 さらに、 各有効パスの遅延時間 も得られる。
このようにして、 各ュ一ザ毎にチャネル推定が行われる。 しかし、 】 0咅1^ 1 3に送られるチャネル推定結果は、 上述した有効パス以外だけでなく、 これ以 外の誤差を含んだものとなっているので、 J D部 1 3により得られる行列演算 結果の制度が低下することになる。
第 2に、 C D MA方式の通信においては、 他のユーザに対する干渉を低減す るために、送信側装置の送信電力を必要最小限な範囲に抑えることが望ましい。 このため、 通話時において送信するデータがない場合には、 上述したタイムス ロット （図 2参照） におけるミツドアンブル部分のみを送信するという方法が 採られる。 なお、 この方法は、 D T Xと呼ばれる。
ところで、 あるユーザ （ここでは、 ユーザ 2とする。 ) が D T Xを用いてミ ッドアンブルのみを送信した場合には、 従来の J Dを用いた干渉信号除去装置 においては、 ユーザ 2からのミツドアンブル部分を受信するため、 ユーザ 2か らデ一夕部分も受信していると認識することになる。 この結果、 J D咅 I 3で は、 ユーザ 2からデータ部分を受信しているとの認識のもとに、 上述した行列 演算が行われる。
ところ力 実際には、 ユーザ 2はデータ部分を送信していないので、 J D部 1 3からの行列演算結果と受信信号との乗算結果により得られる復調デー夕は、 誤差を含んだものとなる。 さらに、 本来存在しないユーザ 2の信号を復調しよ うとするために、 装置全体の異常動作に至る可能性がある。
以上のように、 従来の J Dを用いた干渉信号除去装置においては、 得られる 復調デー夕の精度が低下する可能性があるという問題がある。 発明の開示
本発明は、 かかる点に鑑みてなされたものであり、 高精度な復調データを取 り出すことができる干渉信号除去装置を提供することを目的とする。
この目的は、 受信信号から得られたチャネル推定値に基づいて算出された推 定電力値に対してしきい値判定を行い、 しきい値判定結果を行列演算に用いる ことにより、 達成される。 図面の簡単な説明
図 1は、 従来の J Dを用いた干渉信号除去装置の構成を示すブロック図； 図 2は、 従来の J Dを用いた干渉信号除去装置において使用されるフレーム フォーマツトを示す模式図；
図 3は、 従来の J Dを用いた千渉信号除去装置におけるチャネル推定により 得られた遅延プロファイルを示す模式図；
図 4は、 本発明の実施の形態 1に係る干渉信号除去装置の構成を示すブロッ ク図； 図 5は、 実施の形態 1に係る干渉信号除去装置におけるチャネル推定値に対 するパワー演算により得られた遅延プロファイルを示す模式図；
図 6は、 実施の形態 1に係る干渉信号除去装置におけるしきい値処理により 得られた遅延プロファイルを示す模式図；
図 7は、 実施の形態 1に係る干渉信号除去装置により得られた復調データの 精度を示すグラフ；
図 8は、 本発明の実施の形態 2に係る干渉信号除去装置の構成を示すプロッ ク図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施の形態について、 図面を参照して詳細に説明する。
(実施の形態 1 )
図 4は、 本発明の実施の形態 1に係る干渉信号除去装置の構成を示すプロッ ク図である。 なお、 ここでは、 ユーザ数を nとして、 以下の説明を行う。
図 4において、 遅延器 1 0 1は、 受信信号を所定の時間だけ遅延させて後述 する乗算部 1 0 5に送る。 整合フィル夕 1 0 2— 1〜 1 0 2— nは、 受信信号 を用いて相関をとることにより、 それぞれユーザ 1〜！！に対するチャネル推定 値を取り出し、 取り出したチャネル推定値をそれぞれしきい値処理部 1 0 3 - 1〜 1 0 3— nに送る。
しきい値処理部 1 0 3—：！〜 1 0 3— nは、 それぞれユーザ 1〜 nに対する チャネル推定値に基づいて求められる推定値電力に対してしきい値処理を行い、 しきい値処理結果を Joint Detection (以下 「J D」 という。 ） 部 1 0 4に送る。 なお、 しきい値処理部 1 0 3— 1〜 1 0 3— nのしきい値処理の詳細について は、 後述する。
J D部 1 0 4は、 しきい値処理部 1 0 3— 1〜 1 0 3— nのそれぞれから送 られたチャネル推定値を用いて行列演算を行い、 行列演算結果を乗算部 1 0 5 に送る。 乗算部 1 0 5は、 J D部 1 0 4からの行列演算結果と、 遅延器 1 0 1 からの受信信号と、 の乗算を行い、 乗算結果を識別器 1 0 6に送る。
識別器 1 0 6は、 乗算器 1 0 5からの乗算結果に対して硬判定を行い、 復調 データを取り出す。
次いで、 上記構成の干渉信号除去装置の動作について説明する。受信信号は、 上述した図 2に示すタイムスロットに従って送信された信号が、 アンテナ （図 示しない） を介して受信された後、 無線部 （図示しない） により周波数変換等 の所定の処理がなされたものである。 なお、 図 2に示すタイムスロットについ ては、 上述したものと同様であるので、 詳しい説明を省略する。
まず、 上記受信信号は、 遅延器 1 0 1と整合フィル夕 1 0 2— :！〜 1 0 2— nとに送られる。 遅延器 1 0 1では、 受信信号は、 所定の時間だけ遅延され、 乗算器 1 0 5に送られる。
整合フィル夕 1 0 2— 1〜1 0 2— nでは、 受信信号のタイムスロッ卜にお けるミツドアンブル部分 （図 1参照） が用いられて、 それぞれのユーザ毎にチ ャネル推定がなされる。すなわち、整合フィルタ 1 0 2— 1〜 1 0 2— nでは、 それぞれュ一ザ l〜nに割り当てられた既知のミツドアンブルと、 上記受信信 号におけるミツドアンブル部分と、 の相関が想定される最大遅延幅の範囲にお いてとられることにより、 各ユーザ毎のチャネル推定値 （行列） が得られる。 なお、 上記チャネル推定値は、 I成分と Q成分とからなる複素数で表現される ものである。
この後、 整合フィル夕 1 0 2 — 1〜 1 0 2—nより、 ユーザ l〜nの各ユー ザに対するチャネル推定値は、 それぞれしきい値処理部 1 0 3— 1〜 1 0 3— nに送られる。
しきい値処理部 1 0 3— 1〜 1 0 3— nでは、 それぞれ整合フィル夕 1 0 2 — 1〜 1 0 2—nから送られたユーザ 1〜nのチャネル推定値に対してパワー 演算が施されることにより求められた推定値電力に対してしきい値処理がなさ れる。 ここで、 簡略化のために、 各しきい値処理部のしきい値処理について、 ユーザ 1のチャネル推定値を扱うしきい値処理部 1 0 3— 1を例にとり、 さら に図 5および図 6を参照して説明する。
図 5は、 本発明の実施の形態 1に係る千渉信号除去装置における整合フィル 夕 1 0 2— 1のチャネル推定値に対するパワー演算により得られたユーザ 1の 遅延プロファイルを示す模式図である。 図 6は、 本発明の実施の形態 1に係る 干渉信号除去装置におけるしきい値処理部 1 0 3— 1のしきい値処理により得 られたユーザ 1の遅延プロファイルを示す模式図である。
図 5において、各時間ごとのチャネル推定値の電力の大きさが示されている。 ここで、 推定値電力は、 チャネル推定値に対するパワー演算、 すなわち、 チヤ ネル推定値における I成分および Q成分の 2乗和により、 算出されたものであ る。
まず、 すべての推定値電力のうち、 その大きさが、 しきい値以上であるもの については、 有効パスとして判定され、 しきい値を下回るものについては、 無 効パスとして判定される。 この結果、 パス 2 0 1とパス 2 0 2は、 有効パスと して判定され、 これら以外の推定値電力は、すべて無効パスとして判定される。 なお、 この無効パスは、 ユーザ 1以外のユーザのパス、 または、 その他の様々 な要因により生じた推定値の電力である。 このようにして、 有効パスとして用 いられるものは、 図 6に示すように、 パス 2 0 1とパス 2 0 2のみとなる。 この後、 チャネル推定値において、 有効パス以外に対応する部分 （チップ単 位） が除去され、 除去された結果は、 ユーザ 1のしきい値処理後のチャネル推 定値として、 J D部 1 0 4に送られる。
上記しきい値は、 以下のようにして設定される。 すなわち、 複数回復調処理 を行うことにより得られた復調デ一夕の精度と、 各回において設定したしきい 値と、 に基づいて適切なしきい値が得られる。 これにより、 最適なしきい値と して、 推定値電力の最大電力から X [ cl B]差し引いた値を設定することができ る。
また、 上記以外に、 複数回復調処理を行い、 各回の復調処理におけるしきい 値のうち復調データの精度が良好であつた場合のしきい値を抽出し、 このしき い値の平均値をとつた値を最適なしきい値として設定することができる。なお、 しきい値としては、 上述の方法だけでなく、 復調データの精度、 伝送路の状態 等の他様々な条件に応じて、 適宜変更することが可能である。
さらに、 上記のようにして設定した最適なしきい値を様々な条件に応じて、 適宜増減した値を新たなしきい値として用いることができる。 以上が、 しきい 値処理である。
しきい値処理部 1 0 3—：！〜 1 0 3— nによるしきい値処理後のチャネル推 定値は、 J D部 1 0 4に送られる。
J D部 1 0 4では、 上記各ユーザ毎のチャネル推定値を用いた以下に述べる 行列演算が行われる。 すなわち、 まず、 各ユーザ毎のチャネル推定値と、 それ ぞれのユーザに割り当てられた拡散コードと、 のたたみ込み演算が行われるこ とにより、 各ユーザ毎のたたみ込み演算結果 （行列） が得られる。
これにより、 各ユーザ毎のたたみ込み演算結果を規則的に配置した行列 （以 下 「システムマトリクス」 という。 ） が得られる。 ここでは、 説明を簡単にす るために、 システムマトリクスを [A]と表現する。
さらに、 システムマトリクスを用いて、 上述した式①に従って行列乗算が行 われることにより、 行列 [B ]が得られる。
上記のような行列演算により得られた行列 [B]は、 乗算部 1 0 5に送られる。 乗算部 1 0 5では、 遅延器 1 0 1から送られた受信信号のデータ部分 （図 1参 照） と、 J D部 1 0 4から送られた行列と、 の間で乗算処理がなされることに より、 干渉が除去された各ユーザ毎のデータが得られる。 このとき得られた各 ユーザ毎のデ一夕は、 識別器 1 0 5に送られる。 識別器 1 0 5では、 乗算部 1 0 4から送られた各ユーザ毎のデータは、 硬判定がなされることにより、 復調 データが得られる。
次いで、 本実施の形態に係る干渉信号除去装置により得られた復調データの 精度について、 図 7を参照して説明する。 図 7は、 本実施の形態に係る干渉信 号除去装置により得られた復調デ一夕の精度を、 従来方式の装置における精度 と比較して示すグラフである。
図 7において、 受信信号の雑音電力密度 （図中 「N O」 ） と受信信号の 1ビ ット当りの平均符号エネルギー （図中 「E b」 ） との比、 に対する復調データ の B E R (ビット誤り率） が、 本実施の形態に係る干渉信号除去装置と従来方 式の装置のそれぞれについて示されている。 なお、 同図において、 〇プロット は、本実施の形態に係る干渉信号除去装置で測定した値であり、△プロットは、 従来の干渉信号除去装置で測定した値である。
同図から明らかなように、 本実施の形態によれば、 復調データの B E Rをあ る水準に保っために必要な送信電力を、従来方式に比べて抑えることができる。 すなわち、 本実施の形態に係る千渉信号除去装置によれば、 復調データの精度 を向上させることができるだけでなく、 復調データの精度に影響を与えること なく送信側装置における送信電力を抑えることができる。 これにより、 他のュ —ザに対する千渉を抑えることができる。
このように、 本実施の形態によれば、 チャネル推定値における無効パスに対 応する部分を除去した結果を用いて行列演算を行った後、 この行列演算結果を 用いて復調データを取り出すので、 高精度な復調デ一夕を得ることができる。 さらに、 復調データの精度に影響を与えることなく、 送信側装置の送信電力を 抑えることができるので、 他のユーザに与える千渉を抑えることができる。 (実施の形態 2 )
実施の形態 2は、 実施の形態 1において、 D T Xを用いて送信された信号に 対応できるようにした形態である。 以下、 本実施の形態に係る干渉信号除去装 置について、 図 8を参照して説明する。
図 8は、 本発明の実施の形態 2に係る千渉信号除去装置の構成を示すプロッ ク図である。 なお、 図 8における実施の形態 1 (図 4 ) と同様の構成について は、 図 4におけるものと同一の符号を付して、 詳しい説明を省略する。 以下、 実施の形態 2に係る干渉信号除去装置において、 実施の形態 1と相違する点の みについて説明する。
まず、 本実施の形態に係る干渉信号除去装置に対して信号を送信する送信側 装置においては、あらかじめ D T Xに関する情報を含んだ送信信号を送信する。 すなわち、 送信側装置は、 上述したタイムスロット （図 2参照） のミツドアン ブル部分に、 D T Xを用いるか否かを示す情報、 換言すれば、 ミツドアンブル 部分のみを送信するのかデータ部分を含むすべての信号を送信するのかを示す 情報を、 付加した信号を送信する。
上記のようにして送信側装置により送信された信号が、 本実施の形態に係る 千渉信号除去装置により受信される。
図 8において、 整合フィルタ 1 0 2— 1〜 1 0 2— nにより得られたチヤネ ル推定値は、 それぞれスィツチ 3 0 1— 1〜 3 0 1— nと図示しない経路を介 して制御部 5 0 0とに送られる。
制御部 5 0 0では、 整合フィル夕 1 0 2— 1〜1 0 2— nからのチャネル推 定結果を用いて、 各ユーザが送信した信号が D T Xを用いて送信された信号で あるか否かの判定がなされる。 さらに、 制御部 5 0 0からは、 上記判定結果に 応じて、 スィッチ 3 0 1—：！〜 3 0 1— nに対して、 切替制御に関する信号が 送信される。
すなわち、 制御部 5 0 0は、 スィッチ 3 0 1— 1〜 3 0 1— nのうち、 対応 するュ一ザの信号が D T Xを用いて送信されたものである場合には、 そのスィ ツチに対して、チャネル推定値をリセット部に送信する旨の信号を送り、逆に、 対応するユーザの信号が D T Xを用いずに送信されたものである場合には、 そ のスィッチに対して、 実施の形態 1と同様にチャネル推定値をしきい値処理部 に送信する旨の信号を送る。
スィッチ 3 0 1— 1〜3 0 1— nでは、 上述した制御部 5 0 0からの制御信 号に応じて、 それぞれ整合フィル夕 1 0 2— 1〜1 0 2— nから送られたチヤ ネル推定値を、 リセット部 3 0 2—：！〜 3 0 2— nまたはしきい値処理部 1 0 3— 1〜1 0 3— nに対して送る。 リセット部 3 0 2— 1〜 3 0 2— nでは、 それぞれスィツチ 3 0 1—：！〜 3 0 1 nから送られたチャネル推定値はリセッ卜される。 リセッ卜された結果 は、 J D部 1 0 4に送られる。 ここで、 リセットされた結果というのは、 この ユーザが存在しない場合における出力結果と等価である。
J D部 1 0 4では、 D T Xを用いて送信されたュ一ザの信号は、 存在しない ユーザの信号として扱われて、 上述した行列演算が行われる。 この結果、 識別 器 1 0 6からは、 高精度な復調データが得られる。
このように、 本実施の形態によれば、 受信信号におけるミツドアンブル部分 に含まれた D T Xに関する情報に応じて、 受信信号においてデ一夕部分が存在 しないユーザに対応するチャネル推定値をリセットするので、 正確に行列演算 が行うことができる。 これにより、 高精度な復調デ一夕を取り出すことができ る。
なお、 上記実施の形態において説明した干渉信号除去装置は、 C D MA方式 の無線通信システムにおける基地局装置および無線通信端末装置に搭載可能な ものである。
以上説明したように、 本発明によれば、 高精度な復調デ一夕を取り出すこと ができる千渉信号除去装置を提供することができる。 本発明の干渉信号除去装置は、 複数の通信相手からの受信信号と既知信号と の間の相関処理を行いチャネル推定値を算出するマッチドフィル夕演算手段と、 前記チャネル推定値から求められた推定電力値に対してしきい値判定を行うし きい値判定手段と、 しきい値判定結果に対してジョイントディテクシヨン演算 を行って復調データを得るジョイントディテクション演算手段と、 を具備する 構成を採る。
この構成によれば、 受信信号から得られたチャネル推定値に基づいて算出し た推定電力としきい値とを比較することにより、 チャネル推定値における無効 パスに対応する部分を除去することができるので、 高精度な復調データを取り 出すことができる。
本発明の干渉信号除去装置は、 受信信号からデータの有無を示す識別信号を 抽出する抽出手段を具備し、 しきい値判定手段が、 識別信号がデータ無しを示 す通信相手に対応するチャネル推定値を、 リセットしてジョイントディテクシ ョン演算手段に送る構成を採る。
この構成によれば、 デ一夕部分を含まない通信相手に対応するチャネル推定 値をリセッ卜することにより、 正確な行列演算処理を行うことができるので、 高精度な復調デ一夕を取り出すことができると同時に、 装置の異常動作を防止 することができる。
本発明の干渉信号除去装置は、 しきい値判定手段が、 しきい値未満の推定電 力値に対応するチャネル推定値を零にして、 しきい値を超える推定電力値に対 応するチャネル推定値のみをジョイントディテクシヨン演算手段に送る構成を 採る。
この構成によれば、 チャネル推定値において、 無効パスに対応する部分を取 り除くことができるので、高精度に行列演算を行うことができる。 これにより、 高精度な復調データを取り出すことができる。
本発明の千渉信号除去装置は、 マッチドフィルタ演算手段が、 受信信号の遅 延を考慮した所定の期間のみについてマッチドフィル夕演算を行う構成を採る。 この構成によれば、 受信信号における各ュ一ザの遅延時間を考慮して、 チヤ ネル推定を行うことができるので、 より確実にチャネル推定値を求めることが できる。 これにより、 さらに正確な復調データを取り出すことができる。
本発明の基地局装置は、干渉信号除去装置を備え、前記干渉信号除去装置は、 複数の通信相手からの受信信号と既知信号との間の相関処理を行いチャネル推 定値を算出するマッチドフィル夕演算手段と、 前記チャネル推定値から求めら れた推定電力値に対してしきい値判定を行うしきい値判定手段と、 しきい値判 定結果に対してジョイントディテクシヨン演算を行つて復調デー夕を得るジョ イントディテクシヨン演算手段と、 を具備する構成を採る。 本発明の通信端末装置は、 干渉信号除去装置を備えた基地局装置と無線通信 を行い、 前記干渉信号除去装置は、 複数の通信相手からの受信信号と既知信号 との間の相関処理を行いチャネル推定値を算出するマッチドフィル夕演算手段 と、 前記チャネル推定値から求められた推定電力値に対してしきい値判定を行 うしきい値判定手段と、 しきい値判定結果に対してジョイントディテクシヨン 演算を行って復調デ一夕を得るジョイントディテクシヨン演算手段と、 を具備 する構成を採る。
これらの構成によれば、 高精度な復調データを取り出すことができる干渉信 号除去装置を搭載するので、 良好な通信を実現する基地局装置および通信端末 装置を提供することができる。
本発明の干渉信号除去方法は、 複数の通信相手からの受信信号と既知信号と の間の相関処理を行いチャネル推定値を算出するマッチドフィルタ演算工程と、 前記チャネル推定値から求められた推定電力値に対してしきい値判定を行うし きい値判定工程と、 しきい値判定結果に対してジョイントディテクシヨン演算 を行って復調データを得るジョイントディテクシヨン演算工程と、 を具備する を方法を採る。
この方法によれば、 受信信号から得られたチャネル推定値に基づいて算出し た推定電力としきい値とを比較することにより、 チャネル推定値における無効 パスに対応する部分を除去することができるので、 高精度な復調デ一夕を取り 出すことができる。
本発明の干渉信号除去方法は、 受信信号からデータの有無を示す識別信号を 抽出する抽出工程を具備し、 しきい値判定工程が、 識別信号がデータ無しを示 す通信相手に対応するチャネル推定値を、 リセッ卜してジョイントディテクシ ョン演算工程に送る方法を採る。
この方法によれば、 データ部分を含まない通信相手に対応するチャネル推定 値をリセットすることにより、 正確な行列演算処理を行うことができるので、 高精度な復調デ一夕を取り出すことができると同時に、 装置の異常動作を防止 することができる。 本明細書は、 1 999年 3月 6日出願の特願平 1 1— 1 03047号に基づ くものである。 この内容をここに含めておく。 産業上の利用可能性
本発明は、 CDMA (Code Division Multiple Access) 方式の通信装置の分 野に利用するのに好適である。

Claims

請求の範囲
1 . 複数の通信相手からの受信信号と既知信号との間の相関処理を行いチヤネ ル推定値を算出するマッチドフィルタ演算手段と、 前記チャネル推定値から求 められた推定電力値に対してしきい値判定を行うしきい値判定手段と、 しきい 値判定結果に対してジョイントディテクシヨン演算を行って復調データを得る ジョイントディテクション演算手段と、 を具備する干渉信号除去装置。
2 . 受信信号からデータの有無を示す識別信号を抽出する抽出手段を具備し、 しきい値判定手段は、 識別信号がデータ無しを示す通信相手に対応するチヤネ ル推定値を、 リセットしてジョイントディテクシヨン演算手段に送る請求項 1 に記載の千渉信号除去装置。
3 . しきい値判定手段は、 しきい値未満の推定電力値に対応するチャネル推定 値を零にして、 しきい値を超える推定電力値に対応するチャネル推定値のみを ジョイントディテクシヨン演算手段に送る請求項 1に記載の千渉信号除去装置。
4 . マッチドフィル夕演算手段は、 受信信号の遅延を考慮した所定の期間のみ についてマッチドフィル夕演算を行う請求項 1に記載の干渉信号除去装置。
5 . 干渉信号除去装置を備えた基地局装置であって、前記干渉信号除去装置は、 複数の通信相手からの受信信号と既知信号との間の相関処理を行いチャネル推 定値を算出するマッチドフィル夕演算手段と、 前記チャネル推定値から求めら れた推定電力値に対してしきい値判定を行うしきい値判定手段と、 しきい値判 定結果に対してジョイントディテクシヨン演算を行って復調デ一夕を得るジョ イントディテクシヨン演算手段と、 を具備する。
6 . 干渉信号除去装置を備えた基地局装置と無線通信を行う通信端末装置であ つて、 前記干渉信号除去装置は、 複数の通信相手からの受信信号と既知信号と の間の相関処理を行いチャネル推定値を算出するマッチドフィル夕演算手段と、 前記チャネル推定値から求められた推定電力値に対してしきい値判定を行うし きい値判定手段と、 しきい値判定結果に対してジョイン卜ディテクシヨン演算 を行って復調データを得るジョイントディテクション演算手段と、を具備する。
7 . 複数の通信相手からの受信信号と既知信号との間の相関処理を行いチヤネ ル推定値を算出するマッチドフィルタ演算工程と、 前記チャネル推定値から求 められた推定電力値に対してしきい値判定を行うしきい値判定工程と、 しきい 値判定結果に対してジョイントディテクション演算を行って復調データを得る ジョイントディテクシヨン演算工程と、 を具備する干渉信号除去方法。
8 . 受信信号からデータの有無を示す識別信号を抽出する抽出工程を具備し、 しきい値判定工程は、 識別信号がデータ無しを示す通信相手に対応するチヤネ ル推定値を、 リセットしてジョイントディテクシヨン演算工程に送る請求項 7 に記載の干渉信号除去方法。
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