WO2003015262A1 - Schaltungsanordnung zur spannungs-/stromwandlung - Google Patents

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WO2003015262A1
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Michael Asam
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Infineon Technologies AG
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/4508—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using bipolar transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45098—PI types
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
    • H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only

Definitions

  • the present invention relates to a circuit arrangement for voltage / current conversion.
  • a Gilbert multiplier When such a Gilbert multiplier is operated as a high-frequency mixer, it usually has a linear and a switching input. A differential amplifier is usually connected to the linear input and converts a symmetrical voltage signal into a symmetrical current signal. This current signal is fed to a transistor quartet which is triggered by switching with a local oscillator signal and which carries out the actual multiplication.
  • a negative feedback differential amplifier as specified, for example, in the document Tietze, Schenk: Semiconductor Circuit Technology, 10th edition, 1993, page 73, enables a reduction in the nonlinearity of the voltage / current conversion which occurs due to the strongly nonlinear transmission characteristic of transistors.
  • the negative feedback differential amplifier However, ker requires additional current sources at the emitter connections and, due to the current requirement correlated with the linearity properties, has a relatively high current consumption for good linearity. In addition, additional transistor levels must be inserted between the reference and supply potential, so that only relatively small signal amplitudes can be achieved at low supply voltages.
  • Operational amplifier circuits also offer the possibility of linear conversion of a voltage signal into a current signal due to the high input and low output resistance.
  • this requires a large amount of space. Due to the large number of components required to form an operational amplifier, mismatches occur, so that circuit offsets result.
  • Operational amplifier circuits can still become unstable and have relatively poor noise properties.
  • a transistor in an emitter circuit with current feedback or voltage feedback could be used.
  • the linearity properties are determined by the direct current flow through the resistor, which is required for negative feedback, so that a high current consumption results in such a circuit.
  • the voltage range available for modulation at the transistor output is severely limited in the case of relatively large negative feedback voltages.
  • the object of the present invention is therefore to provide a circuit arrangement for converting a voltage signal into a current signal, which has a low current requirement, is suitable for operation with low supply voltages, has good noise properties and offers good linearity properties.
  • the object is achieved by a circuit arrangement for voltage / current conversion, comprising the features of the present patent claim 1.
  • the output current has a linear dependence on the input voltage in a working range.
  • the transmission characteristic is the relationship between the input voltage, that is to say the base-emitter voltage, and between the output current, that is to say the collector current.
  • the transfer characteristic determines the relationship between drain current and gate-source voltage.
  • the non-linear transmission characteristic of the usually occurs Component distortions.
  • an active component for example a bipolar transistor, a metal oxide semiconductor (MOS) field-effect transistor, a tube, etc.
  • MOS metal oxide semiconductor
  • the non-linear transmission characteristic of the usually occurs Component distortions.
  • a known output current can be used to draw conclusions about the underlying input voltage. Accordingly, by knowing the output current, an associated voltage with the same nonlinear characteristic curve as in the voltage / current conversion can be generated and opposed to the original input voltage and thus the nonlinearities can be compensated for.
  • the principle given creates a strongly linear relationship between output current and input voltage.
  • the predistortion of the input voltage by generating a feedback voltage from the output current in compensating render way replaces a negative feedback for the linearization of the characteristic curve in the present principle.
  • the predistorted voltage accordingly has non-linear components which are just opposite to those of the active circuit, such that an output current which is linear with respect to the input voltage results at the output.
  • the voltage generated from the output current and superimposed on the input voltage is preferably generated by means of a transistor which has the same non-linear characteristic as that transistor which carries out the actual voltage / current conversion.
  • the circuit arrangement according to the present principle enables high linearity to be achieved with at the same time low power consumption.
  • the circuit can be implemented with relatively few components and thus offers the possibility of integration with a small footprint with good matching and thus low offsets.
  • the present principle enables operation at low supply voltages with a high modulation range.
  • a current mirror is provided for feedback of the output current to the input transistor, which current mirror couples the output transistor to the input transistor.
  • the coupling of the current paths in the output and input transistor by means of a current mirror offers precise current transmission with a high degree of freedom from distortion. This ensures that the same current flows through the input and output transistors, but in opposite directions.
  • the input transistor and the output transistor have an opposite conductivity type.
  • one of the two transistors is designed as an NPN transistor and the other of the two transistors as a PNP transistor.
  • the circuit is designed using MOS circuit technology, one of the two transistors is designed as an n-channel transistor and the other of the two transistors is designed as a p-channel transistor.
  • the input and output transistors are of an opposite conductivity type, so that the desired compensating superimposition of the input voltage on the one hand and the voltage derived from the output current on the other results.
  • the circuit arrangement is constructed symmetrically, with two input transistors and two output transistors, with a cross coupling being provided for the feedback of the output transistors to the input transistors.
  • the superimposition of the output signal on the input signal in the opposite manner is possible in a particularly simple manner in the case of an input and output signal carried differentially, ie as a push-pull signal on a symmetrical line, by the cross coupling described.
  • input and output transistors have the same
  • all transistors can be of the same conductivity type, that is to say all transistors can be designed as NPN or PNP transistors.
  • the overlay in opposite as described above, this takes place on the basis of the cross coupling with the respective push-pull signal.
  • the output transistor is in a first
  • a second current path which comprises a decoupling transistor, is provided, the second current path being connected in parallel to the first current path and also being controlled by the superimposed control signal.
  • the second current path couples the output transistor to the signal output of the circuit arrangement.
  • the further current path which preferably has a transistor that has the same electrical properties as the output transistor, a feedback-free coupling of the output signal with good linearity with respect to the input signal is possible while maintaining the good linearity between input voltage and output current.
  • the input transistor is operated in the collector circuit and the output transistor in the emitter circuit.
  • the input transistor accordingly works as an emitter follower, so that the input voltage is provided at its emitter connection at a level increased by the base-emitter voltage and predistorted with the characteristic curve of the input transistor.
  • the base terminal of the output transistor operated in a collector circuit is connected to the emitter terminal of the input transistor, so that the desired linear current arises due to the described superimposition of a superposition signal dependent on the output current.
  • the output transistor has an emitter No more an emitter resistor connected to a reference potential connection.
  • the emitter resistor is used for the actual voltage to current change, so that a current is generated which is used for the desired predistortion to compensate for the nonlinearities of the active transistor.
  • the signal output is connected to an input of a multiplier circuit for supplying a signal to be multiplied.
  • multiplier circuits which are designed as high-frequency mixers, require that at least one of these signals to be multiplied is provided as a current signal in order to control them with two signals to be multiplied at one input of the multiplier.
  • This is usually to be fed to the emitter terminal of the transistor quartet, which forms two cross-coupled differential amplifiers, and for example a useful signal, which is provided by a preceding stage, for example a baseband signal processing chain.
  • Such signals to be transferred between function blocks are usually available as a voltage signal, so that the signal input of the multiplier supplemented with the present circuit arrangement has the advantages which can be achieved with the present circuit.
  • FIG. 1 shows a first exemplary embodiment of a voltage / current conversion based on the present principle
  • FIG. 2 shows a development of the circuit according to FIG. 1 for symmetrical signals
  • FIG. 3 the present principle according to FIG. 1, applied to a differential amplifier
  • FIG. 4 shows a further embodiment of the circuit arrangement based on the principle of FIG. 2, applied to a differential amplifier
  • Figure 5 shows the present circuit arrangement in a development of the embodiment of Figure 2, applied to a mixer circuit and
  • Figure 6 shows the known, non-linear transfer characteristic of a bipolar transistor.
  • Figure 1 shows a circuit arrangement for voltage / current conversion, which is constructed in bipolar circuit technology.
  • An input voltage can be fed to a signal input 1, and an output current can be derived from a signal output 2, which is in a linear relationship to the input voltage.
  • the signal input 1 is connected to the base terminal of an input transistor 3, which is connected as an emitter follower.
  • the transistor 3 is designed as a PNP transistor and its emitter connection is connected to the base connection of an output transistor 4, which is operated in an emitter circuit.
  • the base connection of a coupling transistor 5 is connected to the emitter connection and the base connection of input or output transistor 3, 4, which, like the output transistor 4, is designed as an NPN transistor.
  • Coupling transistor 5, like output transistor 4, is in emitter switching tion operated.
  • the signal output 2 is formed by the collector connection of the coupling transistor 5. Furthermore, a current mirror 6, 7 is provided which couples the collector terminal of the output transistor 4 to the emitter terminal of the input transistor 2 and comprises a PNP transistor 6 connected as a diode with a PNP transistor 7 connected downstream. The current mirror transistors 6, 7 are each connected with their emitter connection to a supply potential connection 8. The emitter connections of output transistor 4 and coupling transistor 5 are each connected via a resistor 9, which have the same resistance values, to a reference potential connection 10, to which the collector connection of input transistor 3 is also connected.
  • the input transistor 1 serves as a level shifter or level shifter and provides the necessary predistortion of the input voltage with its characteristic curve. Apart from the non-linearities of its transmission characteristic, a voltage increased by its base-emitter voltage is available at the emitter output of the input transistor with respect to the input voltage of the transistor.
  • the output transistor 4, which is connected to the emitter output of the input transistor 3, provides at its emitter output the voltage present at its base reduced by its base-emitter voltage. At the emitter terminal of the output transistor 4 there is therefore, apart from distortions, the input voltage present at the signal input 1.
  • the resistor 9 connected to the emitter terminal of the output transistor 4 effects a voltage to current conversion, the current generated in this way being used for the necessary predistortion of the input signal.
  • the transistors 6, 7 forming a current mirror ensure that the same amount of current flows through the input and output transistors 3, 4. This ensures in the input and output transistors 3, 4 that the same, current-related, non-linear fluctuations occur with respect to their base-emitter voltages. Since the base-emitter paths of the transistors 3, 4 are opposite in the signal path of the circuit arrangement between the signal input and output 1, 2, these nonlinearities cancel each other out.
  • the collector current of transistor 4, that is to say of the output transistor, is therefore linearly dependent on the input voltage present at signal input 1.
  • the output transistor 4 including the emitter resistor 9 is provided in copy, namely as a coupling transistor 5, to the emitter connection of which an emitter resistor 9 of the same size as that of the output transistor 4 is also connected.
  • the base connections of output transistor 4 and coupling transistor 5 are directly connected to one another, so that the same collector current flows in the collector of transistor 5 as in the collector of transistor 4 due to this and due to the identical resistance values and the same transistor types. Accordingly, the output current, which is provided at the collector terminal of the coupling transistor 5, is linearly dependent on the input voltage.
  • the circuit according to FIG. 1 with the predistortion of the input voltage described makes a negative feedback superfluous and offers a particularly low current requirement with high linearity. Since current sources can be saved with respect to known voltage / current converter circuits or current sources with lower current requirements can be used, the circuit has improved noise behavior. The noise is further reduced by the fact that the predistortion circuit does not attenuate the input signal, as would be the case, for example, when predistortion of a differential amplifier by means of diodes.
  • the predistortion circuit Since the predistortion circuit has a very low output resistance as in FIG. 1, noise currents at the input of the active components, that is to say the transistors, are practically not converted into noise voltages. However, since the useful signal is present as a voltage at the input of the transistors, there is a good signal-to-noise ratio. Since only one transistor and no transistors connected in series are provided at the output of the circuit, there is a large voltage control range at the output, so that the circuit is suitable for low supply voltages with large signal amplitudes.
  • the coupling-out transistor 5 with connected emitter resistor 9 can also be designed to form a transmission ratio not equal to one so that an output current is available at the output 2 which is a multiple of the current flowing through the input and output transistor 3, 4.
  • FIG. 2 shows a development of the circuit according to FIG. 1, in which the signal input and output are designed symmetrically.
  • two input transistors 11, 12 are provided, each of which is connected with its base connection to the symmetrically designed signal input 1, 1 '.
  • the emitter connections of the input transistors 11, 12 are each with an output transistor 13, 14 each connected to its base terminal.
  • Cross-coupling is provided for the feedback of the output current from the output transistor 13, 14 to input transistors 11, 12, such that the collector connection of the output transistor 13 is connected to the emitter connection of the input transistor 12 and the collector connection of the output transistor 14 is connected to the emitter connection of the input transistor 11.
  • the signal output 2, 2 ' is formed on the collector connections of the coupling transistors 15, 16.
  • the coupling transistors 15, 16 are an electrical image of the output transistors 13, 14 and therefore, like these, each have an emitter resistor against a reference potential terminal 10.
  • the collector connections of the input transistors 11, 12 are connected to the supply potential connection 8 on the collector side.
  • the respectively complementary output current of the transistors 13, 14 is used for a suitable predistortion. Accordingly, the same current flows through the transistors 11, 14 and the same current flows through the transistors 12, 13 as well. The base currents are neglected in each case. Consequently, the same base-emitter voltages also form on the respective transistors, namely the base-emitter voltage U ß Ei un ⁇ ä on the transistors 11, 14
  • Transistors 12, 13 each have the base-emitter voltage Ugg2. The result is between signal input 1, 1 'and resistor 9 accordingly on both sides the same total voltage drop U ß El + UßE2 'which is calculated from the sum of the two base-emitter voltages. Therefore, the differential input voltage is also present between the emitter connections of the transistors 13, 14, each reduced by the sum of the base-emitter voltages. The differential current between the emitter nodes of the transistors 13, 14 accordingly results from the quotient of the input differential voltage and twice the resistance value of the resistor 9. The relationship between the output current and the input voltage is therefore linear and independent of non-linear transistor characteristics.
  • the transistors 15, 16 with the emitter resistors 9 are constructed as duplicates of the output resistors 13, 14 with emitter resistors 9, therefore the same current flows at the signal output 2, 2 '.
  • FIG. 3 shows a development of the circuit according to FIG. 1, applied to a differential amplifier, for the additional linearization thereof.
  • a signal input 1 is connected to an input transistor 3, an output transistor 4 and current mirror transistors 6, 7.
  • a coupling transistor 5 is also connected to the output transistor 4, on which the signal output 2 is formed on the collector side.
  • the circuit according to FIG. 3 corresponds in structure and function to that of FIG. 1 and is not explained again in detail.
  • the emitter connection of transistor 5 is connected directly to the emitter connection of transistor 4 and this emitter node is connected to reference potential connection 10 via a direct current source 17.
  • Such a subcircuit is also provided as a mirror image according to FIG.
  • the mirrored components each being identified by a corresponding reference symbol, however, provided with quotation marks.
  • the two mirrored subcircuits are on the emitter side with respect to the output transistors 4, 4 'either directly or, as shown, via an optional negative feedback resistor 18 connected to each other.
  • the negative feedback resistor 18 offers an enlarged modulation range, that is to say the maximum amplitude of the differential voltage signal which can be fed to the signal inputs 1, 1 'is enlarged.
  • the negative feedback resistor 18 is not required for the high linearity.
  • the output signal of the circuit according to FIG. 3 can be tapped at the differential current output 2, 2 'of the decoupling transistors 5, 5'.
  • FIG. 4 also shows the linearization principle described by predistortion of the input signal, applied to a differential amplifier, but with a cross coupling of the symmetrical currents as shown in FIG. 2.
  • the circuit according to FIG. 4 largely corresponds in structure and function to the circuit shown in FIG. 2.
  • the circuit according to FIG. 4 differs from this in that the emitter resistors 9 of the transistors 13 to 16 are omitted. Instead, the emitter connections of the transistors 13, 15 are connected to one another directly and via a current source 17 to the reference potential connection 10. Accordingly, mirror-symmetrically, output transistor 14 and decoupling transistor 16 are also connected directly to one another on the emitter side and to reference potential terminal 10 via current source 17.
  • the emitter connections of the output transistors 13, 14 are connected via a negative feedback resistor 18, which can also be omitted in alternative embodiments. Also in the circuit according to FIG. 4, the negative feedback resistor 18 is required to enlarge the modulation range at the input 1, 1 ', but not to linearize the circuit.
  • the coupling transistors 5, 5 ', 15, 16 and the resistors 9 can either be designed as duplicates of the output transistors, or be scaled as desired to increase or decrease the output current by a constant factor.
  • FIG. 5 finally shows a further development of the circuit according to FIG. 2 with a multiplier core connected to the signal output 2, 2 ′, which represents the electrical equivalent of a multiplication.
  • FIG. 2 The circuit structure of FIG. 2 is found in the circuit in FIG. 5 with the same reference numerals in structure and function and is therefore not repeated here. Only the couplings A and B, which are not shown in the drawing in FIG. 2, are shown in a resolved manner in FIG. 5.
  • the transistors 11, 12, 13, 14, 15, 16 are each formed twice in the circuit according to FIG. 5.
  • the multiplier core comprises two transistor pairs, each of which is connected like a differential amplifier, that is to say coupled to one another in pairs on the emitter side. These emitter nodes of the transistor pairs 19, 20 and 21, 22 are connected to the signal output 2, 2 'of the voltage / current converter circuit.
  • the transistor pairs 19, 20; 21, 22 connected in parallel to form a further signal input, this input connected in parallel being connected to a local oscillator input 23, 24 to which a second signal to be multiplied can be supplied.
  • the first signal to be multiplied can be supplied at voltage input 1, 1 '.
  • the transistor pairs 19, 20; 21, 22 connected to one another in a cross coupling and form the circuit output 25, 26 of the multiplier, at which the multiplied or mixed signal can be tapped.
  • the mixer circuit described offers high linearity with low power consumption and a large modulation range when operating with a low supply voltage.
  • FIG. 6 shows the known transmission characteristic of a bipolar transistor, which indicates the relationship between the input voltage and the output current. According to the diagram shown, the collector current is given as a function of the base-emitter voltage.
  • the transistors in particular the input, output and coupling transistors according to FIGS. 1 to 5, can each have transmission characteristics as shown in FIG. 6, for example.

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Abstract

Es ist eine Schaltungsanordnung zur Konversion eines Spannungssignals in ein Stromsignal angegeben, bei der ein Ausgangstransistor (4) mit einer Steuerspannung angesteuert wird, welche aus einer Überlagerung einer Eingangsspannung und einer rückgekoppelten Spannung besteht. Die rückgekoppelte Spannung ist dabei aus dem Ausgangsstrom des Transistors (4) abgeleitet und mittels eines weiteren Transistors (3) gebildet, welche die gleiche nichtlineare Kennlinie wie Transistor (4) aufweist, wobei die rückgekoppelte Spannung Nichtlinearitäten im Transistor (4) entgegenwirkt. Hierdurch ist bei geringem Strombedarf eine hohe Linearität erzielt. Die Schaltung ist insbesondere für Hochfrequenzanwendungen, beispielsweise zur Eingangsbeschaltung von Hochfrequenzmischern, in analoger Schaltungstechnik geeignet.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung zur Spannungs- /Strorawandlung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Spannungs-/Stromwandlung.
In der analogen Schaltungstechnik liegen elektrische Signale zwischen einzelnen Funktionsblöcken üblicherweise als Span- nung vor, das heißt, daß der Informationsgehalt des Signals durch den Spannungswert desselben repräsentiert ist. Beispielsweise in Hochfrequenz-Schaltungen ist es gewünscht, ein derartiges Spannungssignal mit möglichst guter inearität in ein Stromsignal umzuwandeln. Dies ist normalerweise eingangs- seitig an Multipliziererschaltungen erforderlich, die vom
Gilbert-Typ sind und das elektrische Äquivalent einer Multiplikation repräsentieren. Wird ein derartiger Gilbert-Multiplizierer als Hochfrequenzmischer betrieben, so weist er üblicherweise einen linearen und einen schaltenden Eingang auf. Am linearen Eingang ist üblicherweise ein Differenzverstärker angeschlossen, der ein symmetrisches Spannungssignal in ein symmetrisches Stromsignal wandelt . Dieses Stromsignal wird einem mit einem Lokaloszillatorsignal schaltend angesteuerten Transistorquartett zugeführt, welches die eigentliche Multi- plikation durchführt.
Es sind mehrere Möglichkeiten bekannt, ein Spannungssignal linear in ein Stromsignal zu konvertieren und die üblicherweise bei Übertragungskennlinien von Transistoren auftreten- den Nichtlinearitäten zu kompensieren:
Ein gegengekoppelter Differenzverstärker, wie beispielsweise in dem Dokument Tietze, Schenk: Halbleiter-Schaltungstechnik, 10. Auflage, 1993, Seite 73 angegeben, ermöglicht eine Redu- zierung der Nichtlinearität der Spannungs-/Stromwandlung, die aufgrund der stark nichtlinearen Übertragungskennlinie von Transistoren auftritt. Der gegengekoppelte Differenzverstär- ker benötigt jedoch zusätzliche Stromquellen an den Emitteranschlüssen und weist aufgrund des mit den Linearitätseigen- schaften korrelierten Strombedarfs für eine gute Linearität einen verhältnismäßig hohen Stromverbrauch auf. Zudem müssen zusätzliche Transistorebenen zwischen Bezugs- und Versorgungspotential eingefügt werden, so daß sich bei geringen VersorgungsSpannungen lediglich verhältnismäßig kleine Signalamplituden erzielen lassen.
Auch Operationsverstärkerschaltungen bieten die Möglichkeit der linearen Umwandlung eines Spannungssignals in ein Stromsignal aufgrund des hohen Eingangs- und des geringen Ausgangswiderstands. Da der Aufbau eines Operationsverstärkers jedoch aufwendig ist, erfordert dies einen großen Platzbe- darf. Aufgrund der hohen Anzahl von erforderlichen Bauelementen zur Bildung eines Operationsverstärkers treten Fehlanpassungen auf, so daß sich Schaltungsoffsets ergeben. Operationsverstärkerschaltungen können weiterhin instabil werden und haben verhältnismäßig schlechte Rauscheigenschaften.
Schließlich könnte ein Transistor in Emitterschaltung mit Stromgegenkopplung oder Spannungsgegenkopplung eingesetzt werden. Auch hier gilt wie beim Differenzverstärker jedoch, daß die Linearitätseigenschaften vom Gleichstromdurchfluß durch den Widerstand, der zur Gegenkopplung benötigt wird, bestimmt werden, so daß sich in einer derartigen Schaltung ein hoher Stromverbrauch ergibt. Zudem ist bei verhältnismäßig großen GegenkopplungsSpannungen der zur Aussteuerung zur Verfügung stehende Spannungsbereich am Transistorausgang stark eingeschränkt.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, eine Schaltungsanordnung zur Wandlung eines Spannungssignal in ein Stromsignal anzugeben, welche einen geringen Strombedarf auf- weist, für den Betrieb mit geringen Versorgungsspannungen geeignet ist, gute Rauscheigenschaften hat und gute Linearitätseigenschaften bietet. Erfindungsgemäß wird die Aufgabe gelöst durch eine Schaltungsanordnung zur Spannungs-/Stromwandlung, umfassend die Merkmale des vorliegenden Patentanspruchs 1.
Gemäß vorliegendem Prinzip weist der Ausgangsstrom in einem Arbeitsbereich eine lineare Abhängigkeit von der Eingangsspannung auf .
Als Übertragungskennlinie ist bei Bipolar-Transistoren der Zusammenhang zwischen Eingangsspannung, das heißt Basis- Emitter-Spannung, und zwischen Ausgangsstrom, das heißt Kollektorstrom verstanden. Bei Feldeffekt-Transistoren bestimmt die Übertragungskennlinie den Zusammenhang zwischen Drain- ström und Gate-Source-Spannung.
Bei der Umwandlung einer Spannung in einen Strom mit einen aktiven Bauelement, beispielsweise einem Bipolar-Transistor, einem Metal Oxide Semiconductor (MOS) -Feldeffekttransistor, einer Röhre et cetera, welches als spannungsgesteuerte Stromquelle dient, treten aufgrund der üblicherweise immer vorhandenen, nichtlinearen Übertragungskennlinie des Bauelementes Verzerrungen auf. Es ist jedoch nicht nur jeder Eingangsspannung ein fester Ausgangsstrom-Wert zugeordnet, sondern auch umgekehrt kann mit einem bekannten Ausgangsstrom auf die zugrundeliegende EingangsSpannung zurückgeschlossen werden. Dementsprechend kann durch Kenntnis des Ausgangsstromes wieder eine zugehörige Spannung mit der gleichen nichtlinearen Kennlinie wie bei der Spannungs-/Stromwandlung erzeugt und der ursprünglichen Eingangsspannung entgegengesetzt und damit die Nichtlinearitäten kompensierend überlagert werden. Insgesamt entsteht durch das angegebene Prinzip ein stark linearer Zusammenhang zwischen Ausgangsstrom und Eingangsspannung.
Die Vorverzerrung der Eingangsspannung durch Erzeugen einer rückkoppelnden Spannung aus dem Ausgangsstrom in kompensie- render Weise ersetzt demnach bei vorliegendem Prinzip eine Gegenkopplung zur Linearisierung der Kennlinie.
Die vorverzerrte Spannung weist demnach nichtlineare Kompo- nenten auf, die denjenigen der aktiven Schaltung gerade entgegengesetzt sind, derart, daß sich am Ausgang ein bezüglich der EingangsSpannung linearer Ausgangsstrom ergibt.
Die aus dem Ausgangsstrom erzeugte, sich mit der Eingangs- Spannung überlagernde Spannung wird bevorzugt mittels eines Transistors erzeugt, der die gleiche nichtlineare Kennlinie wie derjenige Transistor aufweist, der die eigentliche Spannungs-/Stromwandlung durchführt.
Da auf eine herkömmliche Strom- oder Spannungsgegenkopplung verzichtet wird, ermöglicht die Schaltungsanordnung gemäß dem vorliegenden Prinzip das Erzielen einer hohen Linearität bei zugleich geringem Stromverbrauch. Die Schaltung ist mit verhältnismäßig wenigen Bauelementen realisierbar und bietet hierdurch die Integrationsmöglichkeit mit geringem Flächenbedarf bei gutem Matching und hierdurch geringen Offsets. Schließlich ermöglicht das vorliegende Prinzip den Betrieb an geringen VersorgungsSpannungen bei zugleich hohem Aussteuerbereich.
In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist zur Rückkopplung des Ausgangsstroms auf den Eingangstransistor ein Stromspiegel vorgesehen, der den Ausgangstransistor mit dem Eingangstransistor koppelt.
Die Kopplung der Strompfade in Ausgangs- und Eingangstransistor mittels eines Stromspiegels bietet eine präzise Stromübertragung bei hoher Verzerrungsfreiheit. So ist sichergestellt, daß Eingangs- und Ausgangstransistor vom gleichen Strom, jedoch gegensinnig durchflössen sind. In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung haben der Eingangstransistor und der Ausgangs- transistor einen entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp.
Falls die Schaltungsanordnung in bipolarer Schaltungstechnik ausgebildet ist, so ist gemäß der bevorzugten Weiterbildung einer der beiden Transistoren als NPN- und der andere der beiden Transistoren als PNP-Transistor ausgebildet. Ist die Schaltung in MOS-Schaltungstechnik ausgebildet, so ist einer der beiden Transistoren als n-Kanal -Transistor und der andere der beiden Transistoren als p-Kanal -Transistor ausgebildet. Hierdurch sind Eingangs- und Ausgangstransistor von einem entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp, so daß sich die gewünschte, kompensierende Überlagerung von EingangsSpannung einerseits und aus dem Ausgangsstrom abgeleiteter Spannung andererseits ergibt.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist die Schaltungsanordnung symmetrisch aufge- baut, mit zwei Eingangstransistoren und zwei Ausgangstransistoren, wobei zur Rückkopplung der Ausgangstransistoren auf die Eingangstransistoren eine Kreuzkopplung vorgesehen ist. Die Überlagerung des Ausgangs- auf das Eingangssignal in entgegengesetzter Weise ist bei einem differentiell , das heißt als Gegentaktsignal auf einer symmetrischen Leitung geführten Ein- und Ausgangssignal in besonders einfacher Weise durch die beschriebene Kreuzkopplung möglich.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen- den Erfindung haben Ein- und Ausgangstransistoren gleichen
Leitfähigkeitstyp .
Wenn, wie oben beschrieben, ein symmetrischer Schaltungsaufbau zum Betrieb mit Gegentaktsignalen vorgesehen ist, können alle Transistoren vom gleichen Leitfähigkeitstyp sein, das heißt alle Transistoren können als NPN- oder als PNP- Transistoren ausgebildet sein. Die Überlagerung in entgegen- gesetzter Weise erfolgt dabei, wie oben beschrieben, aufgrund der Kreuzkopplung mit dem jeweiligen Gegentaktsignal.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen- den Erfindung ist der Ausgangstransistor in einem ersten
Strompfad angeordnet, und zum Auskoppeln des Ausgangsstroms ist ein zweiter Strompfad, der einen Auskoppeltransistor umfaßt, vorgesehen, wobei der zweite Strompfad parallel zum ersten Strompfad geschaltet ist und ebenfalls vom überlagerten Steuersignal angesteuert ist. Der zweite Strompfad koppelt dabei den Ausgangstransistor mit dem Signalausgang der Schal - tungsanordnung .
Mit dem weiteren Strompfad, der bevorzugt einen Transistor aufweist, der die gleichen elektrischen Eigenschaften wie der Ausgangstransistor hat, ist unter Beibehaltung der guten Li- nearität zwischen Eingangsspannung und Ausgangsstrom eine rückwirkungsfreie Auskopplung des Ausgangssignals bei guter Linearität bezüglich des Eingangssignals möglich.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der Eingangstransistor in Kollektorschaltung und der Ausgangstransistor in Emitterschaltung betrieben.
Der Eingangstransistor arbeitet demnach als Emitterfolger, so daß an seinem Emitteranschluß die Eingangsspannung mit einem um die Basis-Emitterspannung erhöhten Pegel und vorverzerrt mit der Kennlinie des Eingangstransistors bereitgestellt ist. An den Emitteranschluß des Eingangstransistors ist der Basisanschluß des in Kollektorschaltung betriebenen Ausgangstransistors angeschlossen, so daß sich der gewünschte, lineare Strom aufgrund der beschriebenen Überlagerung eines vom Ausgangsstrom abhängigen Überlagerungssignal einstellt.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist der Ausgangstransistor einen Emitteran- Schluß mit einem gegen einen Bezugspotentialanschluß geschalteten Emitterwiderstand auf.
Der Emitterwiderstand dient zur eigentlichen Spannungs- zu Strom- andlung, so daß ein Strom erzeugt wird, der zur gewünschten Vorverzerrung zur Kompensation der Nichtlinearitä- ten des aktiven Transistors verwendet wird.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen- den Erfindung ist der Signalausgang mit einem Eingang einer Multipliziererschaltung zur Zuführung eines zu multiplizierenden Signals verbunden.
Insbesondere Multipliziererschaltungen, die als Hochfrequenz- mischer ausgebildet sind, erfordern zu ihrer Ansteuerung mit zwei zu multiplizierenden Signalen an je einem Eingang des Multiplizierers, daß zumindest eines dieser zu multiplizierenden Signale als Stromsignal bereitgestellt ist. Dieses ist üblicherweise am Emitteranschluß des Transistorquartetts, welches zwei kreuzgekoppelte Differenzverstärker bildet, zuzuführen, und beispielsweise ein Nutzsignal, welches von einer vorangehenden Stufe, beispielsweise einer Basisband- Signalverarbeitungskette, bereitgestellt ist. Derartige, zwischen Funktionsblöcken zu übergehende Signale stehen übli- cherweise als Spannungssignal bereit, so daß der mit vorliegender Schaltungsanordnung ergänzte Signaleingang des Multiplizierers die mit vorliegender Schaltung erzielbaren Vorteile aufweist.
Weitere Einzelheiten der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche .
Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbei- spielen anhand der Zeichnungen näher erläutert .
Es zeigen: Figur 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer Spannungs-/Stromwandlung gemäß dem vorliegenden Prinzip,
Figur 2 eine Weiterbildung der Schaltung gemäß Figur 1 für symmetrische Signale,
Figur 3 das vorliegende Prinzip gemäß Figur 1, angewendet auf einen Differenzverstärker,
Figur 4 eine weitere Ausführungsform der Schaltungsanordnung gemäß dem Prinzip von Figur 2 , angewendet auf einen Differenzverstärker,
Figur 5 die vorliegende Schaltungsanordnung in einer Weiterbildung des Ausführungsbeispiels von Figur 2, angewendet auf eine Mischerschaltung und
Figur 6 die bekannte, nichtlineare Übertragungskennlinie eines Bipolar-Transistors .
Figur 1 zeigt eine Schaltungsanordnung zur Spannungs-/Stromwandlung, welche in bipolarer Schaltungstechnik aufgebaut ist. Dabei ist an einem Signaleingang 1 eine Ein- gangsspannung zuführbar, und an einem Signalausgang 2 ist ein Ausgangsstrom ableitbar, der in einem linearen Zusammenhang zur Eingangsspannung steht. Der Signaleingang 1 ist mit dem Basisanschluß eines Eingangstransistors 3 verbunden, der als Emitterfolger geschaltet ist. Der Transistor 3 ist als PNP- Transistor ausgebildet und mit seinem Emitteranschluß mit dem Basisanschluß eines Ausgangstransistors 4 verbunden, welcher in Emitterschaltung betrieben ist. Weiterhin ist an den Emitteranschluß und den Basisanschluß von Eingangs- beziehungsweise Ausgangstransistor 3, 4 der Basisanschluß eines Koppel- transistors 5 angeschlossen, der ebenso wie der Ausgangstransistor 4 als NPN-Transistor ausgebildet ist. Koppeltransistor 5 ist ebenso wie Ausgangstransistor 4 in Emitterschal- tung betrieben. Der Signalausgang 2 ist durch den Kollektoranschluß des Koppeltransistors 5 gebildet. Weiterhin ist ein Stromspiegel 6, 7 vorgesehen, welcher den Kollektoranschluß des Ausgangstransistors 4 mit dem Emitteranschluß des Eingangstransistors 2 koppelt und einen als Diode geschalteten PNP-Transistor 6 mit nachgeschaltetem PNP-Transistor 7 umfaßt. Die Stromspiegeltransistoren 6, 7 sind jeweils mit ihrem Emitteranschluß mit einem Versorgungspotentialanschluß 8 verbunden. Die Emitteranschlüsse von Ausgangstransi- stör 4 und Koppeltransistor 5 sind über je einen Widerstand 9, welche gleiche Widerstandswerte haben, an einen Bezugspotentialanschluß 10 angeschlossen, mit dem auch der Kollektoranschluß des Eingangstransistors 3 verbunden ist .
Der Eingangstransistor 1 dient als Level-Shifter beziehungsweise Pegelschieber und stellt die notwendige Vorverzerrung der EingangsSpannung mit seiner Kennlinie bereit. Abgesehen von Nichtlinearitäten seiner Übertragungskennlinie steht eine um seine Basis-Emitter-Spannung erhöhte Spannung am Emitter- ausgang des Eingangstransistors bezüglich der Eingangsspannung des Transistors bereit. Der Ausgangstransistor 4, der mit dem Emitterausgang des Eingangstransistors 3 verbunden ist, stellt an seinem Emitterausgang die an seinem Basis anliegende Spannung um seine Basis-Emitter-Spannung vermindert bereit. Am Emitteranschluß des Ausgangstransistors 4 liegt demnach, abgesehen von Verzerrungen, die am Signaleingang 1 anliegende Eingangsspannung an. Der am Emitteranschluß des Ausgangstransistors 4 angeschlossene Widerstand 9 bewirkt eine Spannung- zu Strom-Wandlung, wobei der hierbei erzeugte Strom für die notwendige Vorverzerrung des Eingangssignals verwendet wird.
Im Unterschied zu einer Stromgegekopplung mittels eines Emitterwiderstands eines in Emitterschaltung betriebenen Transi- stors fällt bei vorliegender Schaltung über dem Emitterwiderstand 9 lediglich eine geringe Gleichspannung ab, so daß zum einen ein geringer Strombedarf erzielt ist und zum anderen ein großer Aussteuerbereich erzielt ist bei zugleich kleiner VersorgungsSpannung. Bei vorliegender Schaltung ist der Emitterwiderstand lediglich zur Spannungs-/Stromwandlung, nicht jedoch zur eigentlichen Stromgegenkopplung erforderlich.
Die einen Stromspiegel bildenden Transistoren 6, 7 stellen sicher, daß durch Ein- und Ausgangstransistor 3, 4 der betragsmäßig gleiche Strom fließt. Hierdurch ist in Ein- und Ausgangstransistor 3, 4 sichergestellt, daß jeweils die glei- chen, strombedingten, nichtlinearen Schwankungen bezüglich ihrer Basis-Emitter-Spannungen entstehen. Da die Basis- Emitter-Strecken der Transistoren 3 , 4 im Signalpfad der Schaltungsanordnung zwischen Signalein- und -ausgang 1, 2 entgegengesetzt liegen, heben sich diese Nichtlinearitäten gegenseitig auf. Der Kollektorstrom des Transistors 4, das heißt des Ausgangstransistors, ist demnach linear von der am Signaleingang 1 anliegenden Eingangsspannung abhängig. Zum Auskoppeln dieses Kollektorstromes ist der Ausgangstransistor 4 inklusive Emitterwiderstand 9 in Kopie vorgesehen, nämlich als Koppeltransistor 5, an dessen Emitteranschluß ebenfalls ein gleich großer Emitterwiderstand 9 wie am Ausgangstransistor 4 angeschlossen ist. Die Basisanschlüsse von Ausgangstransistor 4 und Koppeltransistor 5 sind unmittelbar miteinander verbunden, so daß hierdurch und aufgrund der identischen Widerstandswerte und der gleichen Transistortypen der gleiche Kollektorstrom im Kollektor des Transistors 5 wie im Kollektor des Transistors 4 fließt. Demnach ist auch der Ausgangsstrom, der am Kollektoranschluß des Koppeltransistors 5 bereitgestellt ist, linear von der Eingangsspannung abhän- gig.
Aufgrund der exponentiellen Kennlinie der gezeigten Bipolar- Transistoren könnte jeweils in Serie zu den Emitterwiderständen 9 je eine Diode geschaltet werden. Hierdurch erhöht sich der Arbeitspunkt am Eingang, wobei ebenfalls alle Nichtlinearitäten kompensiert werden. Die Schaltung gemäß Figur 1 mit der beschriebenen Vorverzerrung der Eingangsspannung macht eine Gegenkopplung überflüssig und bietet bei hoher Linearität einen besonders geringen Strombedarf. Da bezüglich bekannter Spannungs-/Stromwandler- Schaltungen Stromquellen eingespart werden können, beziehungsweise Stromquellen mit geringerem Strombedarf verwendet werden können, weist die Schaltung ein verbessertes Rauschverhalten auf. Eine weitere Reduzierung des Rauschens erfolgt dadurch, daß die Vorverzerrungsschaltung das Eingangssignal nicht bedämpft, wie es beispielsweise bei der Vorverzerrung eines Differenzverstärkers mittels Dioden der Fall wäre.
Da die Vorverzerrungsschaltung wie in Figur 1 einen sehr niedrigen Ausgangswiderstand aufweist, werden Rauschströme am Eingang der aktiven Bauelemente, das heißt der Transistoren, praktisch nicht in Rauschspannungen umgewandelt. Da das Nutzsignal am Eingang der Transistoren jedoch als Spannung vorliegt, ergibt sich ein gutes Signal -Rausch-Verhältnis . Da am Ausgang der Schaltung lediglich ein Transistor und keine in Serie geschalteten Transistoren vorgesehen sind, ergibt sich ein großer spannungsmäßiger Aussteuerbereich am Ausgang, so daß die Schaltung für niedrige VersorgungsSpannungen bei großen Signalamplituden geeignet ist.
Der Auskoppeltransistor 5 mit angeschlossenem Emitterwiderstand 9 kann zur Bildung eines Übersetzungsverhältnisses ungleich eins auch so ausgelegt sein, daß am Ausgang 2 ein Ausgangsstrom bereitsteht, der ein Vielfaches des durch Ein- und Ausgangstransistor 3, 4 fließenden Stroms ist.
Figur 2 zeigt eine Weiterbildung der Schaltung gemäß Figur 1, bei der Signalein- und -ausgang symmetrisch ausgeführt sind.
Im einzelnen sind zwei Eingangstransistoren 11, 12 vorgese- hen, welche mit jeweils ihrem Basisanschluß mit dem symmetrisch ausgebildeten Signaleingang 1, 1' verbunden sind. Die Emitteranschlüsse der Eingangstransistoren 11, 12 sind mit je einem Ausgangstransistor 13, 14 jeweils an dessen Basisanschluß verbunden. Zur Rückkopplung des Ausgangsstroms vom Ausgangstransistor 13, 14 auf Eingangstransistoren 11, 12 ist eine Kreuzkopplung vorgesehen, derart, daß der Kollektoran- Schluß des Ausgangstransistors 13 mit dem Emitteranschluß des Eingangstransistors 12 und der Kollektoranschluß des Ausgangstransistors 14 mit dem Emitteranschluß des Eingangstransistors 11 verbunden ist.
Zur Signalauskopplung ist wie bei der Schaltung gemäß Figur 1 der Signalausgang 2, 2' an den Kollektoranschlüssen der Koppeltransistoren 15, 16 gebildet. Die Koppeltransistoren 15, 16 sind ein elektrisches Abbild der Ausgangstransistoren 13, 14 und weisen deshalb wie diese je einen Emitterwiderstand gegen einen Bezugspotentialanschluß 10 auf. Die Kollektoranschlüsse der Eingangstransistoren 11, 12 sind kollektorseitig mit Versorgungspotentialanschluß 8 verbunden.
Die Kreuzkopplung der Eingangstransistoren 11, 12 mit den Ausgangstransistoren 13, 14 ist aus Übersichtlichkeitsgründen nicht eingezeichnet, sondern jeweils durch die miteinander verbundenen Schaltungsknoten A und B bezeichnet. Dabei sind jeweils Schaltungsknoten mit gleichem Bezugszeichen miteinander elektrisch verbunden.
Bei der Schaltung gemäß Figur 2, die auf dem Prinzip gemäß der Schaltung von Figur 1 beruht, wird der jeweils komplementäre Ausgangsstrom der Transistoren 13, 14 für eine geeignete Vorverzerrung verwendet. Demnach sind die Transistoren 11, 14 vom gleichen Strom durchflössen und ebenso sind die Transistoren 12, 13 vom gleichen Strom durchflössen. Die Basisströme sind bei dieser Betrachtung jeweils vernachlässigt. Folglich bilden sich an den jeweiligen Transistoren auch die gleichen Basis-Emitter-Spannungen aus, nämlich an den Transi- stören 11, 14 die Basis-Emitter-Spannung UßEi un<ä an den
Transistoren 12, 13 jeweils die Basis-Emitter-Spannung Ugg2 • Zwischen Signaleingang 1, 1' und Widerstand 9 ergibt sich demnach auf beiden Seiten der gleiche Summen-Spannungsabfall UßEl + UßE2 ' der sich aus der Summe der beiden Basis-Emitter- Spannungen berechnet. Daher liegt die differentielle Eingangsspannung auch zwischen den Emitteranschlüssen der Tran- sistoren 13, 14 an, jeweils um die Summe der Basis-Emitter- Spannungen vermindert. Der differentielle Strom zwischen den Emitterknoten der Transistoren 13, 14 ergibt sich demnach aus dem Quotienten aus der Eingangs-Differenzspannung und dem zweifachen Widerstandswert des Widerstands 9. Daher ist der Zusammenhang zwischen Ausgangsstrom und EingangsSpannung linear und unabhängig von nichtlinearen Transistorkennlinien. Die Transistoren 15, 16 mit den Emitterwiderständen 9 sind als Duplikate der Ausgangswiderstände 13, 14 mit Emitterwiderständen 9 aufgebaut, daher fließt der gleiche Strom am Signalausgang 2, 2'.
Figur 3 zeigt eine Weiterbildung der Schaltung gemäß Figur 1, angewendet auf einen Differenzverstärker, zu dessen zusätzlicher Linearisierung. Dabei ist wie in Figur 1 ein Signalein- gang 1 mit einem Eingangstransistor 3, einem Ausgangstransistor 4 sowie Stromspiegeltransistoren 6, 7 verschaltet. Ebenso wie in Figur 1 ist weiterhin ein Koppeltransistor 5 an den Ausgangstransistor 4 angeschlossen, an dem der Signalausgang 2 kollektorseitig gebildet ist. Bezüglich dieser Bauelemente entspricht die Schaltung nach Figur 3 in Aufbau und Funktion der von Figur 1 und wird nicht noch einmal im einzelnen erläutert. Im Unterschied zu Figur 1 ist an dem Emitteranschluß des Transistors 4 jedoch unmittelbar der Emitteranschluß des Transistors 5 angeschlossen und dieser Emitterknoten ist über eine Gleichstromquelle 17 mit Bezugspotentialanschluß 10 verbunden. Eine derartige Teilschaltung ist gemäß Figur 3 weiterhin spiegelbildlich vorgesehen, wobei die gespiegelten Bauelemente jeweils mit einem entsprechenden, jedoch mit Hochkomma ' versehenen Bezugszeichen gekennzeichnet sind. Zur Bildung des Differenzverstärkers sind die beiden gespiegelten Teilschaltungen emitterseitig bezüglich der Ausgangstransistoren 4, 4' miteinander unmittelbar oder, wie gezeigt, über einen optionalen Gegenkopplungswiderstand 18 miteinander verbunden. Der Gegenkopplungswiderstand 18 bietet einen vergrößerten Aussteuerbereich, das heißt die maximale Amplitude des differentiellen Spannungssignals, welches an den Signalein- gangen 1, 1' zuführbar ist, ist vergrößert. Für die hohe Li- nearität ist der Gegenkopplungswiderstand 18 jedoch nicht erforderlich.
Das Ausgangssignal der Schaltung gemäß Figur 3 kann am diffe- rentiellen Stromausgang 2, 2' der Auskopplungstransistoren 5, 5' abgegriffen.
Figur 4 zeigt ebenfalls das beschriebene Linearisierungsprinzip durch Vorverzerrung des Eingangssignals, angewendet auf einen Differenzverstärker, jedoch mit einer Kreuzkopplung der symmetrischen Ströme wie in Figur 2 gezeigt. Die Schaltung gemäß Figur 4 entspricht dabei in Aufbau und Funktion weitgehend der in Figur 2 gezeigten Schaltung. Gegenüber dieser unterscheidet sich die Schaltung gemäß Figur 4 jedoch dadurch, daß die Emitterwiderstände 9 der Transistoren 13 bis 16 entfallen. Stattdessen sind die Emitteranschlüsse der Transistoren 13, 15 miteinander unmittelbar sowie über eine Stromquelle 17 mit Bezugspotentialanschluß 10 verbunden. Spiegelsymmetrisch sind dementsprechend auch Ausgangstransistor 14 und Auskopplungstransistor 16 emitterseitig unmittelbar miteinander und über Stromquelle 17 mit Bezugspotentialanschluß 10 verbunden. Zur Bildung eines Differenzverstärkers sind die Emitteranschlüsse der Ausgangstransistoren 13, 14 über einen Gegenkopplungswiderstand 18, der in alternativen Ausführungs- formen auch entfallen kann, verbunden. Auch bei der Schaltung gemäß Figur 4 ist der Gegenkopplungswiderstand 18 zur Vergrößerung des Aussteuerbereichs am Eingang 1, 1', nicht jedoch zur Linearisierung der Schaltung erforderlich.
Bei den Schaltungen gemäß Figur 1 bis 4 können die Koppel - transistoren 5, 5', 15, 16 sowie die Widerstände 9 entweder als Duplikate der Ausgangstransistoren ausgebildet sein, oder in gewünschter Weise skaliert sein, um den Ausgangsstrom um einen konstanten Faktor zu erhöhen oder zu erniedrigen.
Figur 5 schließlich zeigt eine Weiterbildung der Schaltung gemäß Figur 2 mit einem an den Signalausgang 2, 2' angeschlossenen Multipliziererkern, der das elektrische Äquivalent einer Multiplikation repräsentiert.
Der Schaltungsaufbau von Figur 2 findet sich bei der Schal - tung in Figur 5 mit gleichen Bezugszeichen versehen in Aufbau und Funktion wieder und wird daher an dieser Stelle nicht noch einmal wiederholt. Lediglich die Kopplungen A und B, die in der Zeichnung von Figur 2 nicht durchverbunden gezeichnet sind, sind bei Figur 5 aufgelöst gezeichnet.
Die Transistoren 11, 12, 13, 14, 15, 16 sind bei der Schaltung gemäß Figur 5 aus Integrationsgründen jeweils doppelt ausgebildet .
Der Multipliziererkern umfaßt zwei Transistorpaare, die jeweils wie Differenzverstärker verschaltet, das heißt paarweise emitterseitig miteinander gekoppelt sind. Diese Emitterknoten der Transistorpaare 19, 20 sowie 21, 22 sind mit dem Signalausgang 2, 2 ' der Spannungs-/Stromwandlerschaltung ver- bunden. Basisseitig sind die Transistorpaare 19, 20; 21, 22 zur Bildung eines weiteren Signaleingangs parallel geschaltet, dabei ist dieser parallel geschaltete Eingang mit einem Lokaloszillator-Eingang 23, 24 verbunden, dem ein zweites zu multiplizierendes Signal zuführbar ist. Das erste zu multi- plizierende Signal ist wie bereits erwähnt am Spannungseingang 1, 1' zuführbar. Kollektorseitig sind die Transistorpaare 19, 20; 21, 22 in einer Kreuzkopplung miteinander verbunden und bilden den Schaltungsausgang 25, 26 des Multiplizierers, an dem das multiplizierte beziehungsweise gemischte Si- gnal abgreifbar ist. Die beschriebene Mischerschaltung bietet eine hohe Linearität bei geringem Strombedarf sowie einen großen Aussteuerbereich bei Betrieb mit geringer VersorgungsSpannung.
Figur 6 zeigt die bekannte Übertragungskennlinie eines Bipo- lar-Transistors, die den Zusammenhang zwischen Eingangsspannung und Ausgangsstrom angibt. Gemäß dem gezeigten Schaubild ist der Kollektorstrom in Abhängigkeit von der Basis-Emitter- Spannung angegeben .
Die Transistoren, insbesondere die Eingangs-, Ausgangs- und Koppeltransistoren gemäß Figuren 1 bis 5 können beispielsweise jeweils Übertragungskennlinien wie in Figur 6 gezeigt haben.
Man erkennt, daß auch bei einer Kleinsignal-Aussteuerung eines Transistors aufgrund der gezeigten, nichtlinearen Übertragungskennlinie normalerweise Nichtlinearitäten, das heißt Verzerrungen auftreten. Diese sind bei den Schaltungsanord- nungen gemäß vorliegendem Prinzip wie beschrieben kompensiert .
Bezugszeichenliste
1 Signaleingang
2 Signalausgang 3 Eingangstransistor
4 Ausgangstransistor
5 Koppeltransistor
6 Stromspiegel
7 Stromspiegel 8 Versorgungspotentialanschluß
9 Widerstand
10 Bezugspotentialanschluß
11 Eingangstransistor
12 Eingangstransistor 13 Ausgangstransistor
14 Ausgangstransistor
15 Koppeltransistor
16 Koppeltransistor
17 Stromquelle 18 Widerstand
19 Transistor
20 Transistor
21 Transistor
22 Transistor 23 Eingang
24 Eingang
25 Ausgang 26 Ausgang

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zur Spannungs-/Stromwandlung, aufweisend - einen Signaleingang (1) zum Zuführen einer Eingangsspannung,
- einen Signalausgang (2) zum Bereitstellen eines Ausgangsstroms,
- einen Ausgangstransistor (4), der mit dem Signalausgang (2) gekoppelt ist und in Abhängigkeit von einem überlagerten
Steuersignal den Ausgangsstrom bereitstellt, und
- einen Eingangstransistor (3), der eine Übertragungskennlinie mit einem festen Verhältnis zu der Übertragungskennlinie des Ausgangstransistors (4) aufweist, der den Si- gnaleingang (1) mit dem Ausgangstransistor (4) koppelt und der zur Bereitstellung des überlagerten Steuersignals der Eingangsspannung ein vom Ausgangsstrom abhängiges Spannungssignal überlagert, wobei Eingangstransistor und Aus- gangstransistor so miteinander verschaltet sind, daß durch beide ein betragsmäßig gleicher Strom fließt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß zur Rückkopplung des Ausgangsstroms auf den Eingangstransi - stör (3) ein Stromspiegel (6, 7) vorgesehen ist, der den Ausgangstransistor (4) mit dem Eingangstransistor (3) koppelt.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Eingangstransistor (3) und der Ausgangstransistor (4) einen entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp haben.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Schaltungsanordnung symmetrisch aufgebaut ist mit zwei
Eingangstransistoren (11, 12) und mit zwei Ausgangstransistoren (13, 14), und daß zur Rückkopplung von den Ausgangstran- sistoren (13, 14) auf die Eingangstransistoren (11, 12) eine Kreuzkopplung vorgesehen ist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Eingangstransistoren (11, 12) und die Ausgangstransistoren (13, 14) von einem gleichen Leitfähigkeitstyp sind.
6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Ausgangstransistor (4) in einem ersten Strompfad angeordnet ist und daß zum Auskoppeln des Ausgangsstroms ein zweiter Strompfad mit einem Auskoppeltransistor (5) vorgesehen ist, der ebenfalls vom überlagerten Steuersignal angesteuert wird und der den Ausgangstransistor (4) mit dem Signalausgang (2) der Schaltungsanordnung koppelt .
7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Eingangstransistor (3) in Kollektorschaltung und der Aus- gangstransistor (4) in Emitterschaltung betrieben ist.
8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Ausgangstransistor (4) einen Emitteranschluß mit einem gegen einen Bezugspotentialanschluß geschalteten Emitterwiderstand (9) aufweist.
9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Signalausgang (2) mit einem Eingang einer Multipliziererschaltung (19, 20; 21, 22) zur Zuführung eines zu multiplizierenden Signals verbunden ist.
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