WO2003045026A1 - Radio reception apparatus, symbol timing control method, and symbol timing control program - Google Patents

Radio reception apparatus, symbol timing control method, and symbol timing control program Download PDF

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WO2003045026A1 PCT/JP2002/012031 JP0212031W WO03045026A1 WO 2003045026 A1 WO2003045026 A1 WO 2003045026A1 JP 0212031 W JP0212031 W JP 0212031W WO 03045026 A1 WO03045026 A1 WO 03045026A1
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deviation
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Katsutoshi Kawai
Nobuhiro Masaoka
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Sanyo Telecommunications Co Ltd
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Sanyo Electric Co Ltd
Sanyo Telecommunications Co Ltd
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    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset
    • H04L2027/0036—Correction of carrier offset using a recovered symbol clock

Definitions

  • the present invention relates to a wireless receiver, a symbol timing control method, and a symbol timing control program.
  • the present invention relates to a radio receiving apparatus, a symbol timing control method, and a symbol timing control program, and more particularly, to a mobile communication system that realizes high-speed and large-capacity communication such as data communication, TECHNICAL FIELD
  • the present invention relates to a wireless reception device, a symbol timing control method, and a symbol timing control program used in a computer. Background art
  • a mobile communication system such as a PHS (Personal Handyphone System), for example, a / 4 QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) system has been adopted as a modulation system.
  • PHS Personal Handyphone System
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • FIG. 13 is a functional block diagram showing a configuration of a conventional PHS adopting such a modulation scheme, for example, a configuration of a radio receiving apparatus constituting a base station.
  • a radio frequency analog reception signal received by antenna 1 is provided to frequency conversion circuit 2 and converted to an intermediate frequency analog reception signal.
  • the analog reception signal of this intermediate frequency is converted by the analog / digital converter 3 into a digital reception signal of a predetermined sampling frequency.
  • This digital reception signal is provided to the quadrature detector 4 where it is subjected to quadrature detection.
  • the output from the quadrature detector 4 is composed of an in-phase component (I component) and a quadrature component (Q component) to be precise, but for convenience of illustration, it is shown by one signal line in FIG. I do.
  • the output of the quadrature detector 4 is supplied to a sampling frequency converter 5, which samples the given digital reception signal intermittently (by decimating the signal) to obtain a digital reception signal. Sampling The frequency is being converted to a lower sampling frequency.
  • the digital signal output of the sampling frequency converter 5 is provided to a band limiting filter 6 for band limitation.
  • the band limiting filter 6 is a roll-off filter including a well-known FIR (Finite Impulse Response) filter or the like.
  • the output of the band limiting filter 6 is provided to a symbol timing detection circuit 7 and also to a symbol timing extractor 8.
  • the symbol timing detection circuit 7 detects, based on the digital signal output of the band-limiting filter 6 and the known reference data, the timing at which the symbol point is present in the given digital signal output, and indicates the timing.
  • the signal is provided to a symbol timing extractor 8.
  • the symbol timing extractor 8 extracts data at a symbol point from the digital signal output of the band-limiting filter 6 based on the timing signal from the symbol timing detection circuit 7.
  • the data at the symbol points extracted by the symbol timing extractor 8 is supplied to a carrier phase / frequency offset compensator 9 to compensate for the carrier phase and frequency offset.
  • the output of the carrier phase / frequency offset compensator 9 is supplied to the decision unit 10 to determine the symbol point on the IQ coordinate plane based on the well-known 7c / 4 QPSK method, and the result is output as demodulated data. .
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating the configurations of the symbol timing detection circuit 7 and the symbol timing extractor 8 shown in FIG. 13 in more detail.
  • the I component and the Q component constituting the digital signal output from band-limiting filter 6 in FIG. 13 are provided to correlator 7 a of symbol timing detection circuit 7.
  • Known reference data is given to the correlator 7a for each of the I component and the Q component.
  • the correlator 7a calculates the correlation value between the band-limited I and Q components and the I and Q components of the reference data, and the absolute value circuit 7b calculates the real part of the calculation result.
  • the absolute value circuit 7c squares the imaginary part of the multiplication result.
  • the squares of the real part and the imaginary part are added by an adder 7 d to obtain a correlation.
  • the value is given to the maximum value detection unit 7e as the square of the value.
  • FIG. 15 is a graph showing an example of a change in the square value of the correlation value obtained by the adder 7d.
  • the horizontal axis represents time
  • the vertical axis represents the square of the correlation value.
  • the maximum value detector 7e detects the timing at which the square of the correlation value becomes maximum as the timing of the symbol point in the graph shown in FIG. 15, and outputs a timing signal indicating the timing of the symbol point as the I component and It is generated for each of the components and provided to the symbol timing extractor 8.
  • the symbol timing extractor 8 includes switches 8a and 8b for supplying the I-component and Q-component signal components from the band-limiting filter 6 to the carrier phase / frequency offset compensator 9, respectively.
  • these switches 8a and 8b are closed when the timing signal from the maximum value detector 7e indicates the timing of the symbol point, and the I and Q components output from the band-limiting filter 6 And outputs it as a symbol point signal. Otherwise, these switches 8a, 8b are open. In this way, the symbol timing signal is extracted from the band-limited digital reception signal by the symbol timing detection circuit 7 and the symbol timing extraction device 8, and is subjected to decoding processing by the circuit at the subsequent stage.
  • the sampling frequency converter 5 is provided in the radio receiving apparatus shown in FIG. 13 .
  • the sampling frequency of the digital signal output from the analog / digital converter 3 depends on the intermediate frequency output from the frequency conversion circuit 2, and requires, for example, twice or more the frequency.
  • a sampling frequency converter 5 is provided to convert the sampling frequency (for example, 80 samples Z symbols) of the digital signal output of the quadrature modulator 4 to a lower sampling frequency (for example, 8 samples / symbol).
  • the amount of signal processing of the band limiting filter 6 can be reduced, and the time required for signal processing can be reduced.
  • FIG. 15 is a schematic diagram showing a change in the square value of the above-described correlation value obtained by the adder 7 d of the symbol timing detection circuit 7 as a result of sampling the signal in the sampling frequency converter 5 of FIG. 13. It is a graph shown in FIG. The curve shown by the broken line in FIG. 15 represents the square value of the correlation value that would correspond to the digital signal of the high sampling frequency output from the quadrature detector 4, and the white circle on the curve represents the sampling frequency converter. 5 represents the square of the correlation value corresponding to the sampled symbol point.
  • the sampling frequency converter 5 in the example of FIG. 15, a symbol point that happens to correspond to a peak of a digital signal is sampled. That is, the sampling point indicated by the upward arrow in FIG. 15 happens to be correct.
  • the sampling frequency converter 5 does not particularly know at which timing to perform sampling, and performs sampling at an arbitrary timing.
  • FIG. 16 shows another example of the change in the square value of the aforementioned correlation value obtained by the adder 7 d of the symbol timing detection circuit 7 as a result of the signal sampling in the sampling frequency converter 5 of FIG. 13. It is a graph which shows an example typically.
  • the curve shown by the dashed line in FIG. 16 represents the square value of the correlation value that would correspond to the digital signal of a high sampling frequency output from the quadrature detector 4 as in FIG.
  • the X mark indicates the square value of the correlation value corresponding to the symbol point sampled by the sampling frequency converter 5.
  • symbol points corresponding to the peaks of the digital signal happened to be sampled in the sampling frequency converter 5, but in the example of FIG. 16, the symbol points corresponding to the peaks were sampled accurately. Not. That is, the sun indicated by the upward arrow in FIG. The pulling point is shifted from the correct sampling timing shown in FIG.
  • sampling timing in the sampling frequency converter 5 was not particularly controlled, sampling at a shifted timing as shown in FIG. 16 was sometimes performed, and the sampling timing was supplied to a symbol timing detection circuit at a subsequent stage.
  • a well-known 7c / 4 QPSK system is generally used as a modulation system, and thus the timing of the symbol points sampled in this way is not changed. Even if the timing deviated, no reception error or the like occurred during signal processing.
  • an object of the present invention is to provide a mobile communication system in which even if a multi-level modulation scheme is adopted in order to enable high-speed and large-capacity transmission, the symbol points are supported.
  • An object of the present invention is to provide a wireless reception device, a symbol timing control method, and a symbol timing control program that prevent occurrence of a reception error due to a shift in sampling timing. Disclosure of the invention
  • a wireless receiving apparatus that receives a multi-level modulated signal and performs digital processing includes: a signal converting unit, a frequency converting unit, a symbol timing detecting unit, a signal extracting unit, A signal processing unit; and a timing deviation detecting unit.
  • the signal conversion means converts the received signal into a first digital signal having a first sampling frequency.
  • the frequency conversion means samples the first digital signal and converts it to a second digital signal having a second sampling frequency.
  • the symbol timing detecting means detects timing of a symbol point in the second digital signal.
  • the signal extracting means extracts a detected symbol point of the timing from the second digital signal.
  • the signal processing means performs predetermined digital signal processing on the extracted symbol points.
  • the timing deviation detecting means detects a deviation of the timing of the symbol point detected by the symbol timing detecting means from the timing of the correct symbol point.
  • the frequency conversion means samples the first digital signal so that the symbol timing is detected at the correct symbol point timing by the symbol timing detection means in accordance with the timing deviation detected by the timing deviation detection means. To adjust.
  • the symbol timing detecting means determines a timing at which a correlation value between the second digital signal and a predetermined reference signal takes a maximum value as a timing of a symbol point in the second digital signal.
  • the timing deviation detecting means calculates the magnitude and direction of the deviation based on the relationship between the magnitude of the correlation value before and after the maximum value and the magnitude of the maximum value.
  • the timing deviation detecting means calculates a difference between squares of respective magnitudes of the correlation values before and after the maximum value, and divides the calculated difference by a square of the magnitude of the maximum value; Comparing the value obtained as a result of the above with a predetermined threshold value, and accumulating the obtained value if the obtained value is larger than the threshold value; and dividing and accumulating means by the dividing means.
  • the frequency conversion means corrects the reference position for sampling the first digital signal based on the magnitude and direction of the calculated shift.
  • the wireless reception device further includes a filter provided between the frequency conversion unit and the symbol timing detection unit and configured to limit the band of the second digital signal.
  • a radio receiving apparatus that receives a multi-level modulated signal with a plurality of antennas and performs digital processing includes: a plurality of signal conversion units; a plurality of frequency conversion units; , A signal extracting means, a signal processing means, and a timing deviation detecting means.
  • the plurality of signal conversion units convert each of the plurality of signals received by the plurality of antennas into a plurality of first digital signals having a first sampling frequency.
  • the plurality of frequency conversion units sample the plurality of first digital signals, respectively, and convert the plurality of first digital signals into a plurality of second digital signals having a second sampling frequency.
  • the symbol timing detection means detects the timing of a symbol point in the second digital signal having a relatively high signal level among the plurality of second digital signals.
  • the signal extracting means extracts a symbol point at the detected timing from a second digital signal having a relatively high signal level among the plurality of second digital signals.
  • the signal processing means performs predetermined digital signal processing on the extracted symbol points.
  • the timing deviation detecting means detects a deviation of the timing of the symbol point detected by the symbol timing detecting means from the timing of the correct symbol point.
  • Each of the plurality of frequency conversion means corresponds to a first signal corresponding to the timing shift detected by the timing shift detection means so that the symbol timing is detected at the correct symbol point timing by the symbol timing detection means. Adjust the timing of sampling the digital signal.
  • the symbol timing detecting means determines the timing at which the correlation value between the second digital signal having a relatively high signal level and a predetermined reference signal takes the maximum value, the timing of the symbol point in the second digital signal. Is determined.
  • the timing deviation detecting means calculates the magnitude and direction of the deviation based on the relationship between the magnitude of the correlation value before and after the maximum value and the magnitude of the maximum value.
  • the timing deviation detecting means calculates a difference between squares of respective magnitudes of the correlation values before and after the maximum value, and divides the calculated difference by a square of the magnitude of the maximum value; Comparing the value obtained as a result of the above with a predetermined threshold value, accumulating means for accumulating the obtained value if the obtained value is larger than the threshold value; dividing by the dividing means and accumulating by the accumulating means.
  • the number of deviations is determined based on the magnitude of the accumulation result of the accumulator after the predetermined number of times, and the direction of the deviation is determined based on the sign of the accumulation result. Determination means.
  • each of the plurality of frequency conversion means corrects the sampling reference position of the corresponding first digital signal based on the calculated magnitude and direction of the displacement.
  • the wireless reception device further includes a plurality of filter means provided between the plurality of frequency conversion means and the symbol timing detection means, and each of which limits a band of the plurality of second digital signals.
  • a radio receiving apparatus that receives a multi-level modulated signal with a plurality of antennas and performs adaptive array processing includes a plurality of signal converting units, a plurality of frequency converting units, It comprises a symbol timing detecting means, a plurality of signal extracting means, a signal processing means, a timing deviation detecting means, and a receiving directivity synthesizing means.
  • the plurality of signal conversion units convert each of the plurality of signals received by the plurality of antennas into a plurality of first digital signals having a first sampling frequency.
  • the plurality of frequency converters sample the plurality of first digital signals, respectively, and convert them into a plurality of second digital signals having a second sampling frequency.
  • the symbol timing detection means detects timing of a symbol point in the plurality of second digital signals.
  • the plurality of signal extracting means extracts symbol points from the plurality of second digital signals.
  • the signal processing means performs predetermined digital signal processing on the extracted symbol points.
  • the timing deviation detecting means detects a deviation of the timing of the symbol point detected by the symbol timing detecting means from the timing of the correct symbol point.
  • the reception directivity combining means adapts the plurality of second digital signals to the plurality of second digital signals.
  • the active array processing is performed to form an array composite output whose reception directivity is controlled.
  • the symbol timing detection means calculates data relating to a correlation value between the array combined output and a predetermined reference signal and supplies the calculated data to the timing deviation detection means.
  • the timing deviation detection means performs quadratic curve approximation of the maximum symbol value and the values before and after the maximum symbol point of the correlation value data provided from the symbol timing detection means, thereby obtaining the largest symbol. Detecting the deviation of the timing of the point from the timing of the correct symbol point, and controlling the sampling timing of the plurality of first digital signals of the plurality of frequency conversion means based on the detected deviation of the timing; and The timing of symbol point extraction by the signal extraction means is controlled.
  • a symbol timing control method in a wireless receiving apparatus that receives a multi-level modulated signal and digitally processes the signal, comprising: a first digital signal having a first sampling frequency; Converting the first digital signal to a second digital signal having a second sampling frequency, and detecting a timing of a symbol point in the second digital signal. Extracting the detected symbol points of the timing from the second digital signal, performing predetermined digital signal processing on the extracted symbol points, and correcting the timing of the detected symbol points. Detecting the deviation of the symbol point from the timing. The step of sampling the first digital signal adjusts the timing of sampling the first digital signal according to the detected timing shift so that the symbol point is detected at the correct symbol point timing.
  • the timing at which the correlation value between the second digital signal and the predetermined reference signal takes the maximum value is determined as the timing of the symbol point in the second digital signal.
  • the magnitude and direction of the deviation are calculated based on a relationship between the magnitude of the correlation value before and after the maximum value and the magnitude of the maximum value.
  • the step of detecting a timing shift includes calculating a difference between squares of respective magnitudes of correlation values before and after the maximum value, and calculating the calculated difference as a square of the magnitude of the maximum value.
  • Dividing the value obtained by the division with a predetermined threshold value, and accumulating the obtained value if the obtained value is larger than the threshold value; and setting the division and the accumulation. Includes a step that repeats the number of times and a step that determines the magnitude of the deviation based on the magnitude of the accumulation result after repeating the predetermined number of times and determines the direction of the deviation based on the sign of the accumulation result .
  • the step of sampling the first digital signal corrects a reference position for sampling the first digital signal based on the direction of the calculated displacement.
  • the symbol timing control method further includes a step of band-limiting the second digital signal.
  • a symbol timing control method in a radio receiving apparatus that receives a multi-level modulated signal with a plurality of antennas and performs adaptive array processing. Converting each of the signals to a plurality of first digital signals having a first sampling frequency; and sampling each of the plurality of first digital signals to form a plurality of first digital signals having a second sampling frequency. Converting the symbol points into a plurality of second digital signals; detecting symbolon timing of the plurality of second digital signals; extracting symbol points from the plurality of second digital signals; Performing the predetermined digital signal processing and the correct symbol of the timing of the detected symbol point.
  • the step of detecting the timing of the symphony point includes a step of calculating data relating to a correlation value between the array synthesized output and a predetermined reference signal.
  • the step of detecting the timing deviation is performed by applying a quadratic curve approximation to the value of the maximum symbol point and the values before and after the maximum symbol point in the data relating to the correlation value, thereby obtaining the timing of the maximum symbol point.
  • a symbol timing control program in a wireless receiving apparatus that receives a multi-modulated signal and digitally processes the modulated signal includes: Converting the first digital signal into a second digital signal having a second sampling frequency; and converting a timing of a symbol point in the second digital signal into a second digital signal having a second sampling frequency. Detecting, from the second digital signal, extracting a symbol point at the detected timing, performing predetermined digital signal processing on the extracted symbol point, A step to detect the deviation of the timing from the timing of the correct symbol point. Make. In the step of sampling the first digital signal, the timing of sampling the first digital signal is adjusted according to the detected timing shift so that the symbol point is detected at the correct symbol point timing.
  • the timing at which the correlation value between the second digital signal and the predetermined reference signal takes the maximum value is determined as the timing of the symbol point in the second digital signal.
  • the magnitude and direction of the deviation are calculated based on a relationship between the magnitude of the correlation value before and after the maximum value and the magnitude of the maximum value.
  • the step of detecting the timing deviation includes: calculating a difference between squares of respective magnitudes of correlation values before and after the maximum value; and dividing the calculated difference by a square of the magnitude of the maximum value. Comparing the value obtained as a result of the division with a predetermined threshold value, and accumulating the obtained value if the obtained value is greater than the threshold value; and repeating the division and accumulation a predetermined number of times. Determining the magnitude of the deviation based on the magnitude of the accumulation result after repeating the predetermined number of times, and determining the direction of the deviation based on the sign of the accumulation result.
  • the step of sampling the first digital signal corrects a reference position for sampling the first digital signal based on the calculated magnitude and direction of the shift.
  • the symbol timing control program further includes a step of band-limiting the second digital signal.
  • a symbol timing control program in a wireless receiving device that receives a multi-level modulated signal with a plurality of antennas and performs an adaptive array process includes: Converting the plurality of signals into a plurality of first digital signals having a first sampling frequency, respectively, sampling the plurality of first digital signals, and having a second sampling frequency. Converting to a plurality of second digital signals; detecting timing of symbol points in the plurality of second digital signals; extracting symbol points from the plurality of second digital signals; Performing predetermined digital signal processing on the detected symbol points, and tying the detected symbol points.
  • the step of detecting the timing of the symbol point includes the step of calculating data relating to a correlation value between the array combined output and a predetermined reference signal.
  • the step of detecting the timing deviation is performed by applying a quadratic curve approximation to the value of the maximum symbol point and the values before and after the maximum symbol point in the data relating to the correlation value, thereby obtaining the timing of the maximum symbol point.
  • Detecting a deviation from the timing of the correct symbol point controlling the timing of sampling the plurality of first digital signal signals based on the detected deviation of the timing, and controlling the timing of extracting the symbol point. including. Therefore, according to the present invention, even when the multi-level modulation scheme is adopted in the mobile communication system, the deviation of the sampling timing of the symbol point in the frequency conversion means is corrected to the original correct timing, so that the sampling timing can be improved. It is possible to prevent the occurrence of a reception error due to the deviation.
  • FIG. 1 is a functional block diagram showing a configuration of a wireless reception device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • 2A and 2B are waveform diagrams illustrating the principle of Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3 is a flowchart illustrating an operation of the wireless reception device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an operation of the wireless reception device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a flowchart illustrating the operation of the conventional wireless receiving apparatus.
  • FIG. 6 is a flowchart illustrating an operation of the wireless reception device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a functional block diagram showing an example of application of the wireless receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention to a PHS base station.
  • FIG. 8 is a functional block diagram showing a configuration of the wireless reception device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a waveform diagram illustrating the principle of Embodiment 2 of the present invention.
  • FIGS. 10 to 12 are flowcharts illustrating the operation of the wireless reception device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a functional block diagram showing a configuration of a conventional radio receiving apparatus.
  • FIG. 14 is a functional block diagram showing the configurations of the symbol timing detection circuit 7 and the symbol timing extractor 8 shown in FIG.
  • FIG. 15 is a diagram showing a change in the square value of the correlation value.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating another embodiment of a change in the square value of the correlation value.
  • FIG. 1 is a functional block diagram showing a configuration of a radio receiving apparatus applied to a base station of a mobile communication system such as a PHS according to Embodiment 1 of the present invention.
  • a well-known 16 QAM is adopted as a multi-level modulation scheme. Therefore, in the final stage decision section 10, 16 Q AM Is used to determine the symbol point.
  • the wireless receiving apparatus shown in FIG. 1 is the same as the conventional wireless receiving apparatus shown in FIG. 13 except for the following parts. That is, the symbol timing detection circuit 17 has basically the same configuration as the symbol timing detection circuit 7 shown in FIG. 14, and the square of the correlation value output from the adder 7d in FIG. The data is supplied not only to the maximum value detector 7e but also to the outside. Also, a signal indicating the timing at which the square of the correlation value becomes maximum is supplied from the maximum value detection unit 7e to the outside.
  • the square data and the maximum value timing data of the correlation value supplied to the outside are supplied to the symbol timing deviation detection circuit 18.
  • the symbol timing shift detection circuit 18 generates a timing signal for adjusting the sampling timing in the sampling frequency converter 15 based on the squared data of the correlation value and the maximum value timing data, and generates the sampling frequency converter 1 Give 5
  • FIG. 2A and 2B are waveform diagrams schematically showing the principle that the symbol timing shift detecting circuit in FIG. 1 corrects the sampling timing shift in the sampling frequency converter 15.
  • - Figures 2A and 2B are enlarged graphs showing the peak portion of the square of the correlation value supplied from the symbol timing detection circuit 17 shown in Fig. 15 or Fig. 16, respectively. Open circles indicate signal points of the square of the correlation value.
  • FIG. 2A shows the peak of the square of the correlation value when sampling is performed at the correct timing in sampling frequency converter 15 as shown in FIG.
  • the point a2 showing the maximum value is at the peak of the square of the correlation value, and therefore the square points a1 and a3 of the correlation value before and after the point a2 have almost the same size.
  • FIG. 2B shows a peak portion of the square of the correlation value when sampling is performed at a shifted timing in the sampling frequency converter 15 as shown in FIG.
  • the point b2 indicating the maximum value is not at the peak of the square of the correlation value, and therefore the points b1 and b3 of the square of the correlation value before and after that point are different in size.
  • the two correlation values before and after the maximum value of the square of the correlation value (a 2, b 2)
  • the magnitude of the difference between the squares (a 1 and a 3, bl and b 3) and the direction of change, it is possible to determine in which direction and how much the maximum value of the correlation value deviates from the peak position. It is possible to determine in which direction and how much the sampling timing of the sampling frequency converter 15 is shifted from the original timing.
  • the symbol points can be extracted at the correct timing.
  • the functions subsequent to the quadrature detector 4 can be realized by software using a digital signal processing unit 20 such as a digital signal processor (DSP). Can be.
  • DSP digital signal processor
  • the operation of the radio receiving apparatus according to the first embodiment of the present invention described above is actually executed by software according to the flowcharts shown in FIGS. 3, 4, and 6.
  • the DSP 20 reads out a program including each step of the following flow charts from a memory (not shown) and executes the program. This program can be installed externally.
  • FIG. 3 is a flowchart showing the operation of detecting the squared data of the magnitude of the correlation value and the timing of the maximum value in the symbol timing detection circuit 17 of FIG.
  • step S1 a start position is set in the correlation value calculation position. Then, in step S2, it is determined whether the correlation value calculation position is the end position.
  • step S3 the correlation value and the square value of the magnitude are obtained by complex multiplication and addition of the digital reception signal at the correlation value calculation position and the known reference data.
  • step S4 the correlation value calculation position is set to the next position.
  • step S2 the processes in steps S3 and S4 are repeated until it is determined that the correlation value calculation position has reached the end position.
  • step S5 The timing position where the square of the magnitude of the correlation value becomes maximum is found.
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing an operation of forming sampling timing change data in the symbol timing detection circuit 18 of FIG.
  • step S11 the data of the square of the magnitude of the correlation value obtained by the processing in FIG. 3 and the data indicating the timing position of the maximum value are acquired.
  • step S12 the difference between the squares of the correlation values before and after the maximum value is determined, and the difference is divided by the maximum value of the square of the correlation values. And let the result be
  • step S13 it is determined whether or not a is larger than a predetermined threshold. If not, in step S14, j3, which is the accumulated value of ⁇ , is set to zero, and the value of the counter C N T that counts the number of processes is set to zero.
  • step S13 determines whether the currently calculated ⁇ is added to the accumulated value of ⁇ . If it is determined in step S13 that is larger than the threshold value, the currently calculated ⁇ is added to the accumulated value of ⁇ . Then, the counter CNT is incremented by one. .
  • step S16 it is determined whether or not CNT is equal to or greater than a predetermined threshold. If not, the process ends. Then, if the next data is calculated in the processing of FIG. 3, the data is obtained in step S11, and the processing of step S16 is repeated from step S12 while incrementing the CNT by one. It is. After repeating the process a certain number of times, if it is determined in step S16 that CNT has become equal to or greater than the threshold, the process proceeds to step S17.
  • step S 17 the absolute value of a X multiplied by a predetermined coefficient a is compared with the accumulated result of ⁇ obtained in the processing up to that point, and the change amount of the sampling timing, that is, the sampling frequency converter 1 5 Sampling timing correction amount.
  • the sign of [3] is the direction in which the sampling timing changes, that is, the direction in which the sampling frequency converter 15 corrects the sampling timing.
  • FIG. 5 is a flowchart showing the operation of the conventional sampling frequency converter 5 of FIG. 13 for the purpose of comparison.
  • the input signal is sampled from an arbitrary reference timing position at a timing of (value of (input signal sampling frequency) ⁇ (output signal sampling frequency)). Pulled and output. '
  • FIG. 6 is a flowchart showing a sampling timing changing operation in sampling frequency converter 15 of FIG.
  • step S30 data of a X calculated in the process of FIG. 4 is obtained.
  • step S31 the symbol timing shift detection circuit 18 detects the reference timing at which sampling is started in the sampling frequency converter 15 by adding aX0 to an arbitrary reference reference timing position. It is possible to correct the magnitude and direction of the sampling timing shift.
  • symbol points are extracted at the correct timing in the symbol timing extractor 8, and symbol points are correctly determined by the subsequent determiner 10 by the 16QAM method.
  • FIG. 7 is a functional block diagram showing a configuration in a case where the wireless receiving apparatus according to the above-described embodiment is applied to a PHS base station that receives signals with a plurality of antennas.
  • analog receiving signals provided from four antennas (not shown) through four corresponding frequency converting circuits (not shown) respectively correspond to analog / digital converters 3a to 3a. It is converted to a digital signal by 3d.
  • the outputs of the quadrature detectors 4a to 4d are supplied to sampling frequency converters 15a to 15d, and the sampling frequency converters 15a to 15d intermittently convert the received digital reception signals.
  • the sampling frequency of the digital reception signal is converted to a lower sampling frequency by sampling at a lower frequency.
  • the digital signal outputs of the sampling frequency converters 15a to 15d are provided to band limiting filters 6a to 6d for band limiting.
  • the outputs of the band limiting filters 6 a to 6 d are provided to a symbol timing detection circuit 27 and to a symbol timing extractor 29.
  • the symbol timing detection circuit 27 outputs the digital signal output of the band limiting filters 6a to 6d. Selects the signal with the highest reception level, detects the timing at which the symbol point is present in the selected digital signal output based on the digital signal and the known reference data, and extracts the timing signal indicating that timing as the symbol timing Give to container 29.
  • the symbol timing extractor 29 selects, based on the timing signal from the symbol timing detection circuit 27, the signal having the highest reception level among the digital signal outputs of the band-limiting filters 6a to 6d, and Extract the data of the symbol points of the digital signal.
  • the data of the symbol points extracted by the symbol timing extractor 29 is supplied to the reception directivity control circuit 30, and the directivity of the reception signal is controlled by a well-known adaptive array process or the like.
  • the output of the reception directivity control circuit 30 is supplied to a decision unit 10 to determine a symbol point on an IQ coordinate plane based on the well-known 16 QAM system, and the result is outputted as demodulated data. .
  • the symbol timing detection circuit 27 operates in the same manner as the symbol timing detection circuit 17 in FIG. 1 except that the signal having the highest reception level is selected from the four received signals. 28 supplies the detected signal for timing correction to the four sampling frequency converters 15a to 15d in common.
  • the present invention can be applied to a base station provided with a plurality of radio receiving apparatuses (for example, an adaptive array base station), and has the same effect.
  • FIG. 8 is a functional block diagram showing a configuration of the wireless reception device according to the second embodiment of the present invention.
  • Embodiment 2 of the present invention shown in FIG. 8 is an improvement of the wireless receiving device of Embodiment 1 described above.
  • the detection of the symbol timing and the detection of the deviation of the symbol timing are performed by using the output of the band limiting filter as it is.
  • adaptive array reception can be performed using a plurality of antennas.
  • detection of symbol timing and symbol timing are performed using an array synthesized output calculated as a result of the adaptive array processing of the received signal. Misalignment is detected.
  • Embodiment 2 in place of the method of detecting a shift in symbol timing in Embodiment 1 (see FIGS. 2A to 4), a method of quadratic curve approximation described below is employed in Embodiment 2.
  • the analog received signals given from the four antennas 1 a to ld constituting the array antenna via the corresponding four frequency conversion circuits 2 a to 2 d are as follows.
  • the signal is converted into a digital signal by the corresponding analog / digital converter (A / D) 3 a to 3 d.
  • the outputs of the quadrature detectors 4a to 4d are given to sampling frequency converters 31a to 31d, and the sampling frequency converters 31a to 31d intermittently convert the given digital reception signals.
  • the sampling frequency of the digital reception signal is converted to a lower sampling frequency by sampling at a lower frequency.
  • the digital signal outputs of the sampling frequency converters 31a to 31d are respectively supplied to corresponding symbol timing extractors 32a to 32d via a band limiting filter (not shown) for band limiting. Is provided to the reception directivity synthesis circuit 34.
  • the symbol timing extractors 32a to 32d extract the data of the symbol points of the input digital signal as described later.
  • the data of the symbol points extracted by the symbol timing extractors 32a to 32d are supplied to the reception directivity control circuit 33, and the directivity of the reception signal is controlled by well-known adaptive array processing or the like. .
  • Adaptive array processing is based on signals received from terminals by a wireless receiving device, for example, an array antenna composed of a plurality of antennas of a base station, and is used for each antenna. This is a process to accurately extract the signal from a specific terminal by calculating the reception weight vector consisting of the reception coefficient (weight) and performing adaptive control.
  • a reception weight vector calculator for calculating such a reception weight vector for each symbol of a received signal.
  • the reception weight vector calculator calculates a complex between the reception signal and the calculated reception weight vector in a known reference signal section ( ⁇ it estimation section) provided at the beginning of each frame of the reception signal. Processing to converge the reception weight vector so as to reduce the square of the error between the sum of products (array synthesized output signal) and the known reference signal, that is, an adder that converges the reception directivity from a specific terminal Perform petit array processing.
  • such convergence of the reception weight vector is adaptively performed according to time and fluctuations in the propagation path characteristics of the signal radio wave, and interference components and noise are removed from the reception signal, and a specific The signal received from the terminal user is extracted.
  • RLS is an algorithm that performs weight learning by the steepest descent method MMSE (Minimum Mean Square Error) based on the square of the error between the array synthesized output signal and the reference signal.
  • MMSE Minimum Mean Square Error
  • LMS Least Mean Square
  • SMI Sample Matrix Inversion
  • Such RLS algorithm, LMS algorithm, SMI algorithm and the like are well-known techniques in the field of adaptive array processing.
  • the output of the reception / directivity control circuit 33 is supplied to a decision unit 10, where a symbol point on the IQ coordinate plane is decided based on the well-known 16 QAM system, and the result is outputted as demodulated data.
  • the reception directivity forming information calculated by the reception directivity control circuit 33 as described above, that is, the reception weight vector is provided to the reception directivity synthesis circuit 34.
  • the reception directivity synthesis circuit 34 is supplied with digital signals from the sampling frequency converters 31a to 31d.
  • the reception directivity synthesis circuit 34 outputs an array synthesis output that is a complex multiplication sum of the input digital signal from the sampling frequency converters 31a to 31d and the reception weight vector from the reception directivity control circuit 33. It is provided to the symbol timing detection circuit 35.
  • the symbol timing detection circuit 35 basically has the same configuration as the symbol timing detection circuit 7 (and the symbol timing detection circuit 17 of the first embodiment) shown in FIG.
  • the output of the band limiting filter is used as an input to obtain the square data of the correlation value with the reference data
  • the symbol timing detection circuit 35 The square data of the correlation value between the array synthesis output and the reference data is calculated and given to the symbol timing deviation detection circuit 36.
  • FIG. 9 is a diagram showing the waveform of the squared data of the correlation value between the array synthesized output and the reference data, which is provided from the symbol timing detection circuit 35 to the symbol timing detection circuit 36.
  • a method of calculating a symbol timing shift by the symbol timing shift detection circuit 36 of the second embodiment will be described.
  • the curve shown by the broken line represents the squared data of the correlation value corresponding to the digital signal of the high sampling frequency before being lowered by the sampling frequency converters 31a to 31d. It shows the square data of the correlation value corresponding to the symbol point sampled by the sampling frequency converters 31a to 31d.
  • the peak value is a
  • the value immediately before the peak is b
  • the value immediately after the peak is c.
  • the interval between sampling points is assumed to be m t.
  • the symbol timing is finally determined by performing an averaging process on the symbol timing estimation obtained as described above in order to eliminate the influence of data variation. As a result, the accuracy of the symbol timing estimation can be improved.
  • the symbol timing deviation detection circuit 36 adjusts the sampling timing of the sampling frequency converters 31a to 31d based on the correct symbol timing calculated as described above. Further, the symbol timing shift detection circuit 36 adjusts the symbol point extraction timing of the symbol timing extractors 32a to 32d based on the correct symbol timing calculated as described above. As a result, symbol points can be extracted at the correct timing.
  • the functions subsequent to the quadrature detectors 4a to 4d are realized by software using a digital signal processing unit such as a digital signal processor (DSP).
  • DSP digital signal processor
  • the operation of the above-described radio receiving apparatus according to the second embodiment of the present invention is actually executed by software according to the flowcharts shown in FIGS. 10 to 12.
  • the DSP reads and executes a program including the steps in the following flowcharts from a memory (not shown). This program can be installed externally.
  • the flow chart of FIG. 10 corresponds to the flow chart of FIG. 4 in the first embodiment, and shows an operation of forming data of correct symbol timing.
  • step S41 the symbol timing deviation detection circuit 36 generates the squared data of the correlation value calculated by the symbol timing detection circuit 35.
  • the maximum value a of FIG. 9 and the square data values b and c before and after it are obtained from the symbol timing detection circuit 35.
  • step S42 the symbol timing shift detecting circuit 36 calculates the shift width of the symbol point from the original peak point when these three points are approximated by a quadratic curve.
  • step S43 the difference between the peak timing at the previous calculation and the instantaneous peak timing is calculated, and the difference is multiplied by a coefficient ( ⁇ ⁇ 1), and the previous peak timing is multiplied by a coefficient (1—).
  • the peak timing is the sum of the calculated values.
  • step S44 input values to the symbol timing extractors 32a to 32d are calculated from the current peak timing. That is, the integer value of the result obtained by multiplying the current peak timing value by the peak timing sampling time and dividing it by the symbol timing sampling time is calculated and used as the input value.
  • step S45 input values to the sampling frequency converters 31a to 31d are calculated from the current peak timing and the input values to the symbol timing extractor described above. That is, the result of dividing the input value to the symbol timing extractor by the sampling time of the peak timing and the sampling time of the symbol timing is subtracted from the current peak timing, and the result of the subtraction is the result of the sampling of the peak timing.
  • the integer part of the result of multiplying the time and dividing by the sampling time of the sampling frequency converter is calculated and used as the input value.
  • the flow chart of FIG. 11 corresponds to the flow chart of FIG. 6 in the first embodiment, and shows the operation of changing the sampling timing in sampling frequency converters 31a to 31d.
  • step S50 the input values to the sampling frequency converters 31a to 31d calculated in step S45 of FIG. 10 by the sampling timing deviation detection circuit 36 in step S45.
  • step S51 the sampling frequency converters 31a to 31d divide the sampling frequency of the input signal by the sampling frequency of the output signal based on the input value to the sampling frequency converter. Outputs data every time.
  • the flow chart of FIG. 12 shows the extraction operation of the symbol timing in the sampling timing extractors 32a to 32d.
  • step S60 the input values to symbol timing extractors 32 a to 32 d calculated by sampling timing deviation detection circuit 36 in step S44 of FIG. To get.
  • the symbol timing extractors 32a to 32d extract the symbol points at the correct timing, and the subsequent determiner 10 correctly determines the symbol points by the 16QAM method.
  • symbol timing detection is performed based on an array synthesized output obtained by adaptive array processing.
  • the adaptive array technology used in the reception directivity control circuit 33 of FIG. 8 applies appropriate weighting to signals obtained by a plurality of antennas and then combines them to obtain noise and interference waves. This is to remove unnecessary signal components such as.
  • the reception directivity forming information output from the reception directivity control circuit 33 is, as described above, the reception weight vector used for such weighting, and the reception weight vector before being extracted by the symbol timing extractor.
  • Symbol timing detection is performed by using the correlation value between the array signal with reduced unnecessary signal components and reference data, which is obtained by weighting the digital signal with such a reception weight vector. Accuracy can be improved.
  • the multi-level modulation system to which the present invention is applied is not limited to the 16 Q AM system.
  • the present invention can be applied to other multi-level modulation schemes.
  • a case has been described where the present invention is applied to a PHS base station.
  • the present invention can be applied to a mobile station as well as a base station. .
  • the PHS controls the time division multiple access (TDMA) according to the above-described embodiment for each time-division user for each user.
  • TDMA time division multiple access
  • CDMA Code Division Multiple Access
  • the radio receiving apparatus As described above, according to the radio receiving apparatus, the symbol timing control method, and the symbol timing control program according to the present invention, even if the sampling frequency is low, it is possible to correct the deviation of the sampling timing of the symbol point to the original correct timing. This is particularly useful in a radio receiver of a mobile communication system employing a multi-level modulation scheme.

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Description

無線受信装置、 シンボルタイミング制御方法、 およびシンボルタィミング制御プログラム 技術分野
この発明は、 無線受信装置、 シンボルタイミング制御方法、 およびシンボルタ イミング制御プログラムに関し、 より特定的には、 データ通信のような高速かつ 大容量の通信を実現する移動体通信システムにおいて、 たとえばその基地局に用 いられる、 無線受信装置、 シンボルタイミング制御方法、 およびシンボルタイミ ング制御プログラムに関する。 背景技術
従来、 P H S (Personal Handyphone System) のような移動体通信システムに おいては、 変調方式として、 たとえば / 4 Q P S K (Quadrature Phase Shift Keying) 方式が採用されている。
図 1 3は、 そのような変調方式を採用した従来の P H Sの、 たとえば基地局を 構成する無線受信装置の構成を示す機能プロック図である。
図 1 3を参照して、 アンテナ 1で受信した無線周波数のアナログ受信信号は、 周波数変換回路 2に与えられ、 中間周波数のアナログ受信信号に変換される。 こ の中間周波数のアナログ受信信号は、 アナログ/デジタル変換器 3によって所定 のサンプリング周波数のデジタル受信信号に変換される。
このデジタル受信信号は、 直交検波器 4に与えられ、 直交検波される。 なお、 正確には、 直交検波器 4からの出力は、 同相成分 （I成分） および直交成分 （Q 成分） からなるが、 図示の便宜上、 図 1 3においては 1本の信号線で示すことと する。
直交検波器 4の出力は、 サンプリング周波数変換器 5に与えられ、 サンプリン グ周波数変換器 5は、 与えられたデジタル受信信号を間欠的にサンプリングする ことによって （信号を間引くことによって） 、 デジタル受信信号のサンプリング 周波数をより低いサンプリング周波数に変換している。
サンプリング周波数変換器 5のデジタル信号出力は、 帯域制限のために帯域制 限フィルタ 6に与えられる。 帯域制限フィルタ 6は、 周知の F I R (Finite Impulse Response) フィルタなどで構成されるロールオフフィルタである。
帯域制限フィルタ 6の出力は、 シンボルタイミング検出回路 7に与えられると ともに、 シンボルタイミング抽出器 8に与えられる。 シンポルタイミング検出回 路 7は、 帯域制限フィルタ 6のデジタル信号出力および既知の参照データに基づ いて、 与えられたデジタノレ信号出力のうち、 シンボル点の存在するタイミングを 検出し、 そのタイミングを示すタイミング信号をシンボルタイミング抽出器 8に 与える。
シンボルタイミング抽出器 8は、 シンボルタイミング検出回路 7からのタイミ ング信号に基づいて、 帯域制限フィルタ 6のデジタル信号出力のうち、 シンボル 点のデータを抽出する。
シンボルタイミング抽出器 8で抽出されたシンボル点のデータは、 キヤリァ位 相 ·周波数オフセット補償器 9に与えられ、 キヤリァの位相および周波数オフセ ットが補償される。
キャリア位相 ·周波数オフセット補償器 9の出力は、 判定器 1 0に与えられ、 周知の 7c / 4 Q P S K方式に基づく I Q座標平面上のシンポル点の判定がなされ、 その結果が復調データとして出力される。
図 1 4は、 図 1 3に示したシンボルタイミング検出回路 7およびシンボルタイ ミング抽出器 8の構成をより詳細に説明するブロック図である。
図 1 4を参照して、 図 1 3の帯域制限フィルタ 6から出力されたデジタル信号 を構成する I成分および Q成分は、 シンボルタイミング検出回路 7の相関器 7 a に与えられる。 相関器 7 aには、 I成分および Q成分のそれぞれごとに、 既知の 参照データが与えられる。
• 相関器 7 aは、 帯域制限された I成分および Q成分と、 参照データの I成分お よび Q成分との相関値を計算し、 絶対値回路 7 bは、 その計算結果の実数部を二 乗し、 絶対値回路 7 cは、 その乗算結果の虚数部を二乗する。
実数部および虚数部のそれぞれの二乗は、 加算器 7 dによって加算され、 相関 値の二乗として最大値検出部 7 eに与えられる。
図 1 5は、 加算器 7 dによって得られる相関値の二乗の値の変化の一例を示す グラフである。 図 1 5において、 横軸は時間を、 縦軸は相関値の二乗を表わして いる。
最大値検出部 7 eは、 図 1 5に示したグラフにおいて、 相関値の二乗が最大と なるタイミングをシンボル点のタイミングとして検出して、 シンボル点のタイミ ングを示すタイミング信号を I成分および Q成分のそれぞれに発生してシンボル タイミング抽出器 8に与える。 ：. シンボルタイミング抽出器 8は、 帯域制限フィルタ 6からキャリア位相■周波 数オフセット補償器 9に I成分および Q成分の信号成分をそれぞれ供給するため のスィッチ 8 a , 8 bを含んでいる。
すなわち、 これらのスィッチ 8 a , 8 bは、 最大値検出部 7 eからのタイミン グ信号が、 シンボル点のタイミングを示すときに閉じて、 帯域制限フィルタ 6か ら出力される I成分および Q成分の信号を取り出してシンボル点の信号として出 力する。 それ以外の場合は、 これらのスィッチ 8 a , 8 bは開いた状態にある。 このようにして、 シンボルタイミング検出回路 7およびシンボルタイミング抽 出器 8により、 帯域制限されたデジタル受信信号のうち、 シンボル点の信号が抽 出されて後段の回路により復号処理を受けることになる。
ところで、 図 1 3に示した無線受信装置において、 サンプリング周波数変換器 5を設けた理由について説明する。 通常、 アナログ/デジタル変換器 3から出力 されるデジタノレ信号のサンプリング周波数は、 周波数変換回路 2の出力である中 間周波数に依存し、 たとえばその 2倍以上の周波数を要する。
このため、 このように高いサンプリング周波数 （たとえば 8 0サンプル/シン ボル） のデジタノレ信号を、 帯域制限フィルタ 6によって帯域制限しょうとすると、 帯域制限フィルタ 6を構成する F I Rフィルタにおけるデジタル信号処理量が増 大し、 信号処理に非常に時間を要することになる。
そこで、 サンプリング周波数変換器 5を設け、 直交変調器 4のデジタル信号出 力のサンプリング周波数 (たとえば 8 0サンプル Zシンボル） をより低いサンプ リング周波数 (たとえば 8サンプル/シンボル) に変換するものである。 これにより、 帯域制限フィルタ 6の信号処理量を軽減し、 信号処理に要する時 間を短縮することができる。
上述のようにサンプリング周波数変換器 5を用いて、 直交検波器 4の出力信号 を単にサンプリングする （間引く） だけであれば、 後段のシンボルタイミング検 出回路 7およびシンボルタイミング抽出器 8において正しいシンボル点をとらえ ることができなくなるという問題がある。
図 1 5は、 図 1 3のサンプリング周波数変換器 5における信号のサンプリング の結果、 シンボルタイミング検出回路 7の加算器 7 dによって得られる前述の相 関値の二乗の値の変化の様子を模式的に示すグラフである。 図 1 5において破線 で示す曲線は、 直交検波器 4から出力される高いサンプリング周波数のデジタル 信号に対応するであろう相関値の二乗の値を表わし、 曲線上の白丸は、 サンプリ ング周波数変換器 5でサンプリングされたシンボル点に対応する相関値の二乗の 値を表わしている。
図 1 5の例では、 サンプリング周波数変換器 5において、 たまたまデジタル信 号のピークに相当するシンボル点がサンプリングされている。 すなわち、 図 1 5 において上向き矢印で示したサンプリング点がたまたま正しかったことになる。 しかしながら、 一般に、 サンプリング周波数変換器 5では、 どのタイミングで サンプリングするかは特に認識しておらず、 任意のタイミングでサンプリングが 行なわれる。
図 1 6は、 図 1 3のサンプリング周波数変換器 5における信号のサンプリング の結果、 シンボルタイミング検出回路 7の加算器 7 dによって得られる前述の相 関値の二乗の値の変化の様子の他の例を模式的に示すグラフである。 図 1 6にお いて破線で示す曲線は、 図 1 5と同様に直交検波器 4から出力される高いサンプ リング周波数のデジタル信号に対応するであろう相関値の二乗の値を表わし、 曲 線上の X印は、 サンプリング周波数変換器 5でサンプリングされたシンボル点に 対応する相関値の二乗の値を表わしている。 図 1 5の例では、 サンプリング周波 数変換器 5において、 たまたまデジタル信号のピークに相当するシンボル点がサ ンプリングされていたが、 図 1 6の例ではピークに相当するシンボル点が正確に サンプリングされていない。 すなわち、 図 1 6において上向き矢印で示したサン プリング点は、 図 1 5に示した正しいサンプリングタイミングからずれているこ とになる。
サンプリング周波数変換器 5におけるサンプリングタイミングは特に制御され ていなかったため、 図 1 6に示すようなずれたタイミングでのサンプリングが行 われることがあり、 後段のシンボルタイミング検出回路に与えられていた。
しかし、 P H Sのような従来の移動体通信システムでは、 一般に、 変調方式と して、 周知の 7c / 4 Q P S K方式が採用されているため、 このようにサンプリン グされたシンボル点のタイミングが本来のタイミングからずれていても、 信号処 理時に受信エラーなどは発生していなかった。
より詳細に説明すると、 7T / 4 Q P S K変調方式では、 周知のように I Q座標 平面上で各象限ごとに 1つのシンボル点が配置されるだけである。 すなわち、 こ の方式では各象限に 1つしかシンボル点がないため、 たとえシンボル点のタイミ ングが若干ずれていても、 シンボル点が本来の象限内にある限り当該シンボル点 と正しく認識され、 後段の信号処理に受信エラーが生じることはなかった。
ところで、 最近の移動体通信システムでは、 データ通信のように、 従来の音声 通信に比べて高品質、 大容量の伝送が要求されるようになっており、 そのために 上述の π Ζ4 (3 Ρ S K方式に比べてより多値の変調方式の適用が検討されている。 このような多値変調方式の一例として、 周知の 1 6 Q A M ( Quadrature Amplitude Modulation) 方式が既にある種のデータ通信で実用化されている。 こ の 1 6 Q AM方式では、 周知のように I Q座標平面上で各象限ごとに 4個格子状 に配置された、 座撢平面全体で合計 1 6個の信号点のいずれかに受信信号のシン ボル点が対応している。
このため、 P H Sの変調方式としてこの 1 6 QAM方式を採用した場合、 図 1 6に示すようにシンボル点のサンプリングのタイミングが不適切であれば、 I Q 座標平面のある象限に格子状に配された 4個のシンポル点のいずれかに本来対応 するシンボルが隣接する別のシンボル点と誤認され、 後段の信号処理において受 信ェラ一が生じるとレヽぅ問題があつた。
それゆえに、 この発明の目的は、 移動体通信システムにおいて、 高速かつ大容 量の伝送を可能にするために多値変調方式を採用した場合でも、 シンボル点のサ ンプリングタイミングのずれに起因する受信エラーの発生を防止した、 無線受信 装置、 シンボルタイミング制御方法、 およびシンボルタイミング制御プログラム を提供することである。 発明の開示
この発明の 1つの局面によれば、 多値変調された信号を受信しデジタル処理す る無線受信装置は、 信号変換手段と、 周波数変換手段と、 シンボルタイミング検 出手段と、 信号抽出手段と、 信号処理手段と、 タイミングずれ検出手段とを備え る。 信号変換手段は、 受信した信号を第 1のサンプリング周波数を有する第 1の デジタル信号に変換する。 周波数変換手段は、 第 1のデジタル信号をサンプリン グして、 第 2のサンプリング周波数を有する第 2のデジタル信号に変換する。 シ ンボルタイミング検出手段は、 第 2のデジタル信号におけるシンボル点のタイミ ングを検出する。 信号抽出手段は、 第 2のデジタル信号から、 検出されたタイミ ングのシンボル点を抽出する。 信号処理手段は、 抽出されたシンボル点に対し所 定のデジタル信号処理を施す。 タイミングずれ検出手段は、 シンボルタイミング 検出手段によって検出されたシンボル点のタイミングの、 正しいシンボル点のタ イミングからのずれを検出する。 周波数変換手段は、 タイミングずれ検出手段で 検出されたタイミングのずれに応じて、 シンポルタイミング検出手段によって正 しいシンボル点のタイミングでシンボル点が検出されるように、 第 1のデジタル 信号をサンプリングするタイミングを調整する。
好ましくは、 シンボルタイミング検出手段は、 第 2のデジタル信号と、 所定の 参照信号との相関値が最大値を取るタイミングを、 第 2のデジタル信号における シンボル点のタイミングと判定する。
好ましくは、 タイミングずれ検出手段は、 最大値の前後の相関値の大きさと、 最大値の大きさとの関係に基づいて、 ずれの大きさおよび方向を算出する。 好ましくは、 タイミングずれ検出手段は、 最大値の前後の相関値のそれぞれの 大きさの二乗の差を算出し、 算出された差を最大値の大きさの二乗で除算する除 算手段と、 除算の結果得られた値を所定の閾値と比較し、 得られた値が閾値より も大きければ得られた値を累算する累算手段と、 除算手段による除算と累算手段 による累算とを所定回数繰返す反復手段と、 所定回数繰返した後の累算手段の累 算結果の大きさに基づいてずれの大きさを決定し、 かつ累算結果の符号に基づい てずれの方向を決定する決定手段とを含む。
好ましくは、 周波数変換手段は、 第 1のデジタル信号のサンプリングの基準位 置を前記算出されたずれの大きさおよび方向に基づいて補正する。
好ましくは、 無線受信装置は、 周波数変換手段とシンボルタイミング検出手段 との間に設けられ、 第 2のデジタル信号を帯域制限するフィルタ手段をさらに備 える。
この発明の他の局面によれば、 多値変調された信号を複数のアンテナで受信し デジタル処理する無線受信装置は、 複数の信号変換手段と、 複数の周波数変換手 段と、 シンボルタイミング検出手段と、 信号抽出手段と、 信号処理手段と、 タイ ミングずれ検出手段とを備える。 複数の信号変換手段は、 複数のアンテナで受信 した複数の信号をそれぞれ、 第 1のサンプリング周波数を有する複数の第 1のデ ジタル信号に変換する。 複数の周波数変換手段は、 複数の第 1のデジタル信号を それぞれサンプリングして、 第 2のサンプリング周波数を有する複数の第 2のデ ジタル信号に変換する。 シンボルタイミング検出手段は、 複数の第 2のデジタル 信号のうち信号レベルの相対的に高い第 2のデジタル信号におけるシンボル点の タイミングを検出する。 信号抽出手段は、 複数の第 2のデジタノレ信号のうち信号 レベルの相対的に高い第 2のデジタル信号から、 検出されたタイミングのシンポ ル点を抽出する。 信号処理手段は、 抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル 信号処理を施す。 タイミングずれ検出手段は、 シンボルタイミング検出手段によ つて検出されたシンボル点のタイミングの、 正しいシンボル点のタイミングから のずれを検出する。 複数の周波数変換手段の各々は、 タイミングずれ検出手段で 検出されたタイミングのずれに応じて、 シンボルタイミング検出手段によって正 しいシンボル点のタイミングでシンボル点が検出されるように、 対応する第 1の デジタル信号をサンプリングするタイミングを調整する。
好ましくは、 'シンボルタイミング検出手段は、 信号レベルの相対的に高い第 2 のデジタル信号と、 所定の参照信号との相関値が最大値を取るタイミングを、 第 2のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングと判定する。 好ましくは、 タイミングずれ検出手段は、 最大値の前後の相関値の大きさと、 . 最大値の大きさとの関係に基づいて、 ずれの大きさおよび方向を算出する。
好ましくは、 タイミングずれ検出手段は、 最大値の前後の相関値のそれぞれの 大きさの二乗の差を算出し、 算出された差を最大値の大きさの二乗で除算する除 算手段と、 除算の結果得られた値を所定の閾値と比較し、 得られた値が閾値より も大きければ得られたィ直を累算する累算手段と、 除算手段による除算と累算手段 による累算とを所定回数繰返す反復手段と、 所定回数繰返した後の累算手段の累 算結果の大きさに基づいてずれの大きさを決定し、 かつ累算結果の符号に基づい てずれの方向を決定する決定手段とを含む。
好ましくは、 複数の周波数変換手段の各々は、 対応する第 1のデジタル信号の サンプリングの基準位置を算出されたずれの大きさおょぴ方向に基づいて補正す る。
好ましくは、 無線受信装置は、 複数の周波数変換手段とシンボルタイミング検 出手段との間に設けられ、 複数の第 2のデジタル信号をそれぞれ帯域制限する複 数のフィルタ手段をさらに備える。
この発明のさらに他の局面によれば、 多値変調された信号を複数のアンテナで 受信しァダプティブアレイ処理する無線受信装置は、 複数の信号変換手段と、 複 数の周波数変換手段と、 シンボルタイミング検出手段と、 複数の信号抽出手段と、 信号処理手段と、 タイミングずれ検出手段と、 受信指向性合成手段とを備える。 複数の信号変換手段は、 複数のアンテナで受信した複数の信号をそれぞれ、 第 1 のサンプリング周波数を有する複数の第 1のデジタル信号に変換する。 複数の周 波数変換手段は、 複数の第 1のデジタル信号をそれぞれサンプリングして、 第 2 のサンプリング周波数を有する複数の第 2のデジタル信号に変換する。 シンボル タイミング検出手段は、 複数の第 2のデジタル信号におけるシンボル点のタイミ ングを検出する。 複数の信号抽出手段は、 複数の第 2のデジタル信号からシンポ ル点を抽出する。 信号処理手段は、 抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル 信号処理を施す。 タイミングずれ検出手段は、 シンボルタイミング検出手段によ つて検出されたシンボル点のタイミングの、 正しいシンボル点のタイミングから のずれを検出する。 受信指向性合成手段は、 複数の第 2のデジタル信号にァダプ ティブアレイ処理を施して、 受信指向性が制御されたアレイ合成出力を形成する。 シンボルタイミング検出手段は、 アレイ合成出力と、 所定の参照信号との相関値 に関するデータを算出してタイミングずれ検出手段に与える。 タイミングずれ検 出手段は、 シンボルタイミング検出手段から与えられる相関値に関するデータの、 最大のシンポル点の値と、 最大のシンボル点の前後の値とに 2次曲線近似を施す ことにより、 最大のシンボル点のタイミングの、 正しいシンボル点のタイミング からのずれを検出し、 かつ検出したタイミングのずれに基づき、 複数の周波数変 換手段の複数の第 1のデジタル信号のサンプリングのタイミングを制御し、 かつ 複数の信号抽出手段のシンボル点抽出のタイミングを制御する。
この発明のさらに他の局面によれば、 多値変調された信号を受信しデジタル処 理する無線受信装置におけるシンボルタイミング制御方法は、 受信した信号を第 1のサンプリング周波数を有する第 1のデジタル信号に変換するステップと、 第 1のデジタル信号をサンプリングして、 第 2のサンプリング周波数を有する第 2 のデジタル信号に変换するステップと、 第 2のデジタル信号におけるシンボル点 のタイミングを検出するステップと、 第 2のデジタル信号から、 検出されたタイ ミングのシンボル点を抽出するステップと、 抽出されたシンボル点に対し所定の デジタル信号処理を施すステップと、 検出されたシンボル点のタイミングの、 正 しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するステップとを備える。 第 1の デジタル信号をサンプリングするステップは、 検出されたタイミングのずれに応 じて、 正しいシンボル点のタイミングでシンボル点が検出されるように、 第 1の デジタル信号をサンプリングするタイミングを調整する。
好ましくは、 シンボル点のタイミングを検出ステップは、 第 2のデジタル信号 と、 所定の参照信号との相関値が最大値を取るタイミングを、 第 2のデジタル信 号におけるシンボル点のタイミングと判定する。
好ましくは、 タイミングのずれを検出するステップは、 最大値の前後の相関値 の大きさと、 最大値の大きさとの関係に基づいて、 ずれの大きさおよび方向を算 出する。
好ましくは、 タイミングのずれを検出するステップは、 最大値の前後の相関値 のそれぞれの大きさの二乗の差を算出し、 算出された差を最大値の大きさの二乗 で除算するステップと、 除算の結果得られた値を所定の閾値と比較し、 得られた 値が閾値よりも大きければ得られた値を累算するステップと、 除算と累算とを所 定回数繰返すステツプと、 所定回数繰返した後の累算結果の大きさに基づいてず れの大きさを決定し、 かつ累算結果の符号に基づいてずれの方向を決定するステ ップとを含む。
好ましくは、 第 1のデジタル信号をサンプリングするステップは、 第 1のデジ タル信号のサンプリングの基準位置を前記算出されたずれの大きさおょぴ方向に 基づいて補正する。
好ましくは、 シンボルタイミング制御方法は、 第 2のデジタル信号を帯域制限 するステップをさらに備える。
この発明のさらに他の局面によれば、 多値変調された信号を複数のアンテナで 受信しァダプティブァレイ処理する無線受信装置におけるシンボルタイミング制 御方法は、 複数のアンテナで受信した複数の信号をそれぞれ、 第 1のサンプリン グ周波数を有する複数の第 1のデジタル信号に変換するステップと、 複数の第 1 のデジタル信号をそれぞれサンプリングして、 第 2のサンプリング周波数を有す る複数の第 2のデジタル信号に変換するステップと、 複数の第 2のデジタル信号 におけるシンボノレ点のタイミングを検出するステップと、 複数の第 2のデジタル 信号からシンボル点を抽出するステップと、 抽出されたシンボル点に対し所定の デジタル信号処理を施すステップと、 検出されたシンボル点のタイミングの、 正 しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するステップと、 複数の第 2のデ ジタル信号にァダプティブアレイ処理を施して、 受信指向性が制御されたアレイ 合成出力を形成するステップとを備える。 シンポノレ点のタイミングを検出するス テツプは、 アレイ合成出力と、 所定の参照信号との相関値に関するデータを算出 するステップを含む。 タイミングずれを検出するステップは、 相関値に関するデ ータの、 最大のシンボル点の値と、 最大のシンボル点の前後の値とに 2次曲線近 似を施すことにより、 最大のシンボル点のタイミングの、 正しいシンボル点のタ ィミングからのずれを検出するステップと、 検出したタイミングのずれに基づき、 複数の第 1のデジタル信号のサンプリングのタイミングを制御し、 かつシンボル 点抽出のタイミングを制御するステップとを含む。 この発明のさらに他の局面によれば、 多 ：変調された信号を受信しデジタル処 理する無線受信装置におけるシンボルタイミング制御プログラムは、 コンビユー タに、 受信した信号を第 1のサンプリング周波数を有する第 1のデジタル信号に 変換するステップと、 第 1のデジタル信号をサンプリングして、 第 2のサンプリ ング周波数を有する第 2のデジタル信号に変換するステップと、 第 2のデジタル 信号におけるシンボル点のタイミングを検出するステップと、 第 2のデジタル信 号から、 検出されたタイミングのシンボル点を抽出するステップと、 抽出された シンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施すステップと、 検出されたシンポ ル点のタイミングの、 正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するステ ップとを実行させる。 第 1のデジタル信号をサンプリングするステップは、 検出 されたタイミングのずれに応じて、 正しいシンボル点のタイミングでシンボル点 が検出されるように、 第 1のデジタル信号をサンプリングするタイミングを調整 する。
好ましくは、 シンボル点のタイミングを検出ステップは、 第 2のデジタル信号 と、 所定の参照信号との相関値が最大値を取るタイミングを、 第 2のデジタル信 号におけるシンボル点のタイミングと判定する。
好ましくは、 タイミングのずれを検出するステップは、 最大値の前後の相関値 の大きさと、 最大値の大きさとの関係に基づいて、 ずれの大きさおよび方向を算 出する。
好ましくは、 タイミングのずれを検出するステップは、 最大値の前後の相関値 のそれぞれの大きさの二乗の差を算出し、 算出された差を最大値の大きさの二乗 で除算するステップと、 除算の結果得られた値を所定の閾値と比較し、 得られた 値が閾 ί直よりも大きければ得られた値を累算するステップと、 除算と累算とを所 定回数繰返すステップと、 所定回数繰返した後の累算結果の大きさに基づいてず れの大きさを決定し、 かつ累算結果の符号に基づいてずれの方向を決定するステ ップとを含む。
好ましくは、 第 1のデジタル信号をサンプリングするステップは、 第 1のデジ タル信号のサンプリングの基準位置を算出されたずれの大きさおよび方向に基づ いて補正する。 好ましくは、 シンボルタイミング制御プログラムは、 第 2のデジタル信号を帯 域制限するステップをさらに備える。
この発明のさらに他の局面によれば、 多値変調された信号を複数のアンテナで 受信しァダプティプアレイ処理する無線受信装置におけるシンボルタィミング制 御プログラムは、 コンピュータに、 複数のアンテナで受信した複数の信号をそれ ぞれ、 第 1のサンプリング周波数を有する複数の第 1のデジタル信号に変換する ステップと、 複数の第 1のデジタル信号をそれぞれサンプリングして、 第 2のサ ンプリング周波数を有する複数の第 2のデジタル信号に変換するステップと、 複 数の第 2のデジタル信号におけるシンボル点のタィミングを検出するステップと、 複数の第 2のデジタノレ信号からシンボル点を抽出するステップと、 抽出されたシ ンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施すステップと、 検出されたシンボル 点のタイミングの、 正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するステツ プと、 複数の第 2のデジタル信号にァダプティブアレイ処理を施して、 受信指向 性が制御されたアレイ合成出力を形成するステップとを実行させる。 シンボル点 のタイミングを検出するステップは、 アレイ合成出力と、 所定の参照信号との相 関値に関するデータを算出するステップを含む。 タイミングずれを検出するステ ップは、 相関値に関するデータの、 最大のシンボル点の値と、 最大のシンボル点 の前後の値とに 2次曲線近似を施すことにより、 最大のシンボル点のタイミング の、 正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するステップと、 検出した タイミングのずれに基づき、 複数の第 1のデジタノレ信号のサンプリングのタイミ ングを制御し、 かつシンボル点抽出のタイミングを制御するステップとを含む。 したがって、 この発明によれば、 移動体通信システムにおいて多値変調方式を 採用した場合でも、 周波数変換手段におけるシンボル点のサンプリングタイミン グのずれを本来の正しいタイミングに補正することにより、 サンプリングタイミ ングのずれに起因する受信エラーの発生を防止することができる。 図面の簡単な説明
図 1は、 この発明の実施の形態 1による無線受信装置の構成を示す機能プロッ ク図である。 図 2 Aおよび 2 Bは、 この発明の実施の形態 1の原理を説明する波形図である。 図 3は、 この発明の実施の形態 1による無線受信装置の動作を説明するフロー 図である。
図 4は、 この発明の実施の形態 1による無線受信装置の動作を説明するフ口一 図である。
図 5は、 従来の無線受信装置の動作を説明するフロー図である。
図 6は、 この発明の実施の形態 1による無線受信装置の動作を説明するフロー 図である。
図 7は、 この発明の実施の形態 1による無線受信装置の P H S基地局への適用 例を示す機能プロック図である。
図 8は、 この発明の実施の形態 2による無線受信装置の構成を示す機能プロッ ク図である。
図 9は、 この発明の実施の形態 2の原理を説明する波形図である。
図 1 0〜図 1 2は、 この発明の実施の形態 2による無線受信装置の動作を説明 するフロー図である。
図 1 3は、 従来の無線受信装置の構成を示す機能ブロック図である。
図 1 4は、 図 1 3に示したシンボルタイミング検出回路 7およびシンボルタイ ミング抽出器 8の構成を示す機能プロック図である。
図 1 5は、 相関値の二乗の値の変化を示す図である。
図 1 6は、 相関値の二乗の値の変化の他の態様を示す図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 この発明の実施の形態を図面を参照して詳しく説明する。 なお、 図中同 一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
[実施の形態 1 ]
図 1は、 この発明の実施の形態 1による、 たとえば P H.Sのような移動体通信 システムの基地局に適用される無線受信装置の構成を示す機能ブロック図である。 なお、 以下に説明する各実施の形態では、 多値変調方式として周知の 1 6 Q AM を採用するものとする。 したがって、 最終段の判定部 1 0においては 1 6 Q AM によるシンボル点の判定がなされる。
図 1に示した無線受信装置は、 図 1 3に示した従来の無線受信装置と以下の部 分を除いて同じである。 すなわち、 シンボルタイミング検出回路 1 7は、 基本的 に図 1 4に示したシンボルタィミング検出回路 7と同じ構成を有しており、 図 1 4の加算器 7 dから出力される相関値の二乗のデータが、 最大値検出部 7 eに与 えられるだけでなく、 外部にも供給される。 また、 最大値検出部 7 eからは相関 値の二乗が最大となるタイミングを示す信号が外部に供給される。
この外部に供給された相関値の二乗のデータおよび最大値タイミングデータは、 シンボルタイミングずれ検出回路 1 8に与えられる。 シンボルタイミングずれ検 出回路 1 8は、 相関値の二乗のデータおよび最大値タイミングデータに基づいて、 サンプリング周波数変換器 1 5におけるサンプリングのタイミングを調整するタ ィミング信号を発生してサンプリング周波数変換器 1 5に与える。
図 2 Aおよび 2 Bは、 図 1のシンボルタイミングずれ検出回路が、 サンプリン グ周波数変換器 1 5におけるサンプリングのタイミングずれを補正する原理を模 式的に示す波形図である。- 図 2 Aおよび 2 Bはそれぞれ、 図 1 5または図 1 6に示した、 シンボルタイミ ング検出回路 1 7から供給される相関値の二乗のグラフのピーク部分を拡大して 示すグラフであり、 白丸はそれぞれ相関値の二乗の信号点を示している。
図 2 Aは、 図 1 5に示すように、 サンプリング周波数変換器 1 5において正し いタイミングでサンプリングがなされた場合の相関値の二乗のピーク部分を表わ している。 この図では、 最大値を示す点 a 2が相関値の二乗のピークにあり、 し たがってその前後の相関値の二乗の点 a 1， a 3がほぼ同じ大きさを有している。 これに対し、 図 2 Bは、 図 1 6に示すように、 サンプリング周波数変換器 1 5 においてずれたタイミングでサンプリングがなされた場合の相関値の二乗のピー ク部分を表わしている。 この図では、 最大値を示す点 b 2が相関値の二乗のピー クにはなく、 したがってその前後の相関値の二乗の点 b 1， b 3は大きさが異な つている。
このことから、 相関値の二乗の最大値 （a 2， b 2 ) の前後の 2つの相関値の 二乗 （a 1および a 3 , b lおよび b 3 ) の差の大きさおよび変化の方向を検出 することによって、 相関値の最大値がピークの位置からどちらの方向にどれだけ ずれているのか、 すなわちサンプリング周波数変換器 1 5のサンプリングのタイ ミングが本来のタイミングからどちらの方向にどれだけずれているかを判定する ことができる。
そして、 検出されたずれの大きさおよび方向だけ、 サンプリング周波数変換器 1 5のサンプリングのタイミングを補正すれば、 正しいタイミングでシンボル点 を抽出することができるようになる。
図 1に示した無線受信装置の構成のうち、 直交検波器 4から後段の機能は、 た とえばデジタル■シグナル 'プロセッサ （D S P ) などのデジタル信号処理部 2 0を用いてソフトウェアで実現することができる。 上述のこの発明の実施の形態 1による無線受信装置の動作は、 実際には、 図 3 , 図 4および図 6に示すフロー 図に従ってソフトウェアで実行されるものである。 この D S P 2 0は、 以下の各 フロー図の各ステップを備えるプログラムを図示しないメモリから読み出して実 行する。 このプログラムは、 外部からインストールすることができる。
図 3は、 図 1のシンボルタイミング検出回路 1 7における相関値の大きさの二 乗のデータ、 およびその最大値のタイミングを検出する動作を示すフロー図であ る。
図 3を参照して、 ステップ S 1において、 相関値計算ポジションに開始位置を 入れる。 そして、 ステップ S 2において、 相関値計算ポジションが終了位置であ るか否かが判定される。
終了位置でないと判定されると、 ステップ S 3に進み、 相関値計算ポジション のデジタル受信信号と既知の参照データとの複素乗算および複素加算により、 相 関値およびその大きさの二乗値が求められる。
次に、 ステップ S 4において、 相関値計算ポジションを次の位置にする。 ステップ S 2において、 相関値計算ポジションが終了位置になったことが判定 されるまで、 ステップ S 3および 4の処理が繰り返され、 終了位置になったこと が判定されると、 ステップ S 5において、 相関値の大きさの二乗が最大となるタ ィミング位置が見出される。 図 4は、 図 1のシンボルタイミング検出回路 1 8におけるサンプリングタイミ ング変更データを形成する動作を示すフ口一図である。
まず、 ステップ S 1 1において、 図 3の処理で得られた、 相関値の大きさの二 乗のデータと、 その最大値のタイミング位置を示すデータとを取得する。
次に、 ステップ S 1 2において、 最大値の前後の相関値の二乗の大きさの差を 求め、 その差を、 相関値の二乗の大きさの最大値で除算する。 そしてその結果を とする。
次に、 ステップ S 1 3において、 aが所定の閾値より大きいか否か判定される。 大きくなければ、 ステップ S 1 4において、 αの累算値である j3をゼロとし、 処 理の回数をカウントするカウンタ C N Tの値をゼロとする。
一方、 ステップ S 1 3において、 が閾値より大きいと判定されると、 αの累 算値である に、 今回算出された αが加算される。 そしてカウンタ C N Tを 1だ けインクリメントする。 .
次に、 ステップ S 1 6において、 C N Tが所定の閾値以上か否かが判定され、 以上でなければ処理を終了しする。 そして、 図 3の処理において次のデータが算 出されれば、 ステップ S 1 1においてそのデータを取得して、 ステップ S 1 2が らステップ S 1 6の処理が、 C N Tを 1インクリメントしながら繰返される。 そして、 ある回数、 処理を繰返した後、 ステップ S 1 6において C N Tが閾値 以上になったと判定されると、 ステップ S 1 7に進む。
ステップ S 1 7では、 それまでの処理でえられた αの累算結果である に対し、 所定の係数 aを乗算した a X の絶対値を、 サンプリングタイミングの変化量、 すなわちサンプリング周波数変換器 1 5 おけるサンプリングタイミングの補正 量とする。
また、 ]3の符号を、 サンプリングタイミングの変化方向、 すなわちサンプリン グ周波数変換器 1 5におけるサンプリングタイミングの補正方向とする。
図 5は、 対比の目的で、 図 1 3の従来のサンプリング周波数変換器 5の動作を 示すフロー図である。 従来のサンプリング周波数変換器 5では、 ステップ S 2 0 において、 任意の基準タイミング位置から、 （入力信号のサンプリング周波数） ÷ (出力信号のサンプリング周波数） の'値ごとのタイミングで、 入力信号をサン プリングして出力していた。 '
これに対し、 図 6は、 図 1のサンプリング周波数変換器 1 5におけるサンプリ ングタイミング変更動作を示すフロー図である。
図 6を参照して、 まずステップ S 3 0において、 図 4の処理で算出された a X のデータを取得する。
そして、 ステップ S 3 1において、 任意の基.準タイミング位置に a X 0を加え ることにより、 サンプリング周波数変換器 1 5においてサンプリングを開始する 基準タイミングを、 シンボルタイミングずれ検出回路 1 8によって検出されたサ ンプリングタイミングのずれの大きさおよび方向に関して、 補正することが可能 になる。
この結果、 シンボ^タイミング抽出器 8では正しいタイミングでシンボル点が 抽出され、 後段の判定器 1 0において 1 6 Q AM方式により正しくシンボル点の 判定がなされる。 ，
図 7は、 上述の実施の形態による無線受信装置を、 複数アンテナで信号を受信 する P H Sの基地局に適用した場合の構成を示す機能プロック図である。
図 7を参照して、 図示しない 4本のアンテナからそれぞれ対応する図示しない 4個の周波数変換回路を介して与えられたアナ口グ受信信号は、 対応するアナ口 グ/デジタル変換器 3 a〜3 dによってデジタル信号に変換される。
これらのデジタル受信信号は、 対応する直交検波器 4 a〜4 dに与えられ、 直 交検波される。
直交検波器 4 a〜4 dの出力は、 サンプリング周波数変換器 1 5 a〜l 5 dに 与えられ、 サンプリング周波数変換器 1 5 a〜l 5 dは、 与えられたデジタル受 信信号を間欠的にサンプリングすることによって、 デジタル受信信号のサンプリ ング周波数をより低いサンプリング周波数に変換している。
サンプリング周波数変換器 1 5 a〜 1 5 dのデジタル信号出力は、 帯域制限の ために帯域制限フィルタ 6 a〜6 dに与えられる。
帯域制限フィルタ 6 a〜6 dの出力は、 シンボルタイミング検出回路 2 7に与 えられるとともに、 シンボルタイミング抽出器 2 9に与えられる。 シンボルタイ ミング検出回路 2 7は、 帯域制限フィルタ 6 a〜 6 dのデジタル信号出力のうち、 受信レベルが最大の信号を選択し、 そのデジタル信号および既知の参照データに 基づいて、 選択したデジタル信号出力のうち、 シンボル点の存在するタイミング を検出し、 そのタイミングを示すタイミング信号をシンボルタイミング抽出器 2 9に与える。
シンボルタイミング抽出器 2 9は、 シンボルタイミング検出回路 2 7からのタ イミング信号に基づいて、 帯域制限フィルタ 6 a〜6 dのデジタル信号出力のう ち、 受信レベルが最大の信号を選択し、 そのデジタル信号のシンポル点のデータ を抽出する。
シンボルタイミング抽出器 2 9で抽出されたシンボル点のデータは、 受信指向 性'制御回路 3 0に与えられ、 周知のァダプティブアレイ処理などにより受信信号 の指向性が制御される。
受信指向性制御回路 3 0の出力は、 判定器 1 0に与えられ、 周知の 1 6 Q AM 方式に基づく I Q座標平面上のシンボル点の判定がなされ、 その結果が復調デー タとして出力される。
シンボルタイミング検出回路 2 7は、 4系統の受信信号のうち受信レベルが最 大の信号を選択する点を除いて、 図 1のシンボルタイミング検出回路 1 7と同じ 動作をし、 シンボルタイミングずれ検出回路 2 8は、 検出されたタイミング捕正 用の信号を、 4個のサンプリング周波数変換器 1 5 a〜l 5 dに共通に与える。 このように、 この発明は、 無線受信装置が複数系列設けられた基地局 （たとえ ばァダプティブアレイ基地局） においても適用可能であり、 同等の効果を奏する。
[実施の形態 2 ]
図 8は、 この発明の実施の形態 2による無線受信装置の構成を示す機能プロッ ク図である。
図 8に示したこの発明の実施の形態 2は、 上述の実施の形態 1の無線受信装置 を改良したものである。
すなわち、 図 1および図 7に示した実施の形態 1による無線受信装置装置では、 帯域制限フィルタの出力をそのまま用いてシンボルタイミングの検出、 ひいては シンポノレタイミングのずれの検出を行なっていたが、 以下に説明する実施の形態 2による無線受信装置では、 複数アンテナを用いてァダプティブアレイ受信が可 能なァダプティプアレイ無線受信装置 （たとえば P H Sにおけるァダプティプア レイ基地局） において、 受信信号のァダプティプアレイ処理の結果算出されるァ レイ合成出力を用いて、 シンポノレタイミングの検出およびシンボルタイミングの ずれの検出を行なっている。
さらに、 実施の形態 1におけるシンボルタイミングのずれの検出方法 （図 2 A 〜図 4参照） に代えて、 実施の形態 2では、 以下に説明する 2次曲線近似の方法 を採用している。
これらの改良点についていは、 以下に詳細に説明する。
まず図 8を参照して、 アレイアンテナを構成する 4本のアンテナ 1 a〜l d力 らそれぞれ対応する 4個の周波数変換回路 2 a〜2 dを介して与えられたアナ口 グ受信信号は、 対応するアナログ/デジタル変換器 (A/D ) 3 a〜3 dによつ てデジタル信号に変換される。
これらのデジタル受信信号は、 対応する直交検波器 4 a〜4 dに与えられ、 直 交検波される。
直交検波器 4 a〜4 dの出力は、 サンプリング周波数変換器 3 1 a〜3 1 dに 与えられ、 サンプリング周波数変換器 3 1 a〜3 1 dは、 与えられたデジタル受 信信号を間欠的にサンプリングすることによって、 デジタル受信信号のサンプリ ング周波数をより低いサンプリング周波数に変換している。
サンプリング周波数変換器 3 1 a〜3 1 dのデジタル信号出力はそれぞれ、 帯 域制限のための図示しない帯域制限フィルタを介して、 対応するシンポルタイミ ング抽出器 3 2 a〜3 2 dに与えられるとともに、 受信指向性合成回路 3 4に与 えられる。
シンボルタイミング抽出器 3 2 a〜 3 2 dは、 後述するように、 入力デジタル 信号のシンボル点のデータを抽出する。
シンボルタィミング抽出器 3 2 a〜 3 2 dで抽出されたシンポル点のデータは、 受信指向性制御回路 3 3に与えられ、 周知のァダプティブアレイ処理などにより 受信信号の指向性が制御される。
ァダプティブアレイ処理とは、 無線受信装置、 たとえば基地局の複数のアンテ ナからなるアレイァンテナで端末から受信した信号に基づいて、 アンテナごとの 受信係数 （ウェイ ト） からなる受信ウェイトべク トルを計算して適応制御するこ とによって、 特定の端末からの信号を正確に抽出する処理である。
このようなァダプティプアレイ処理を採用したァダプティブァレイ基地局にお いては、 受信信号のシンボルごとにこのような受信ウェイ トべク トルを計算する 受信ウェイトべク トル計算機が設けられ、 この受信ウェイ トべクトル計算機は、 受信信号の各フレームの先頭部分に設けられた既知の参照信号区間 （ゥ イ ト推 定区間） において、 受信信号と算出された受信ウェイ トベク トルとの複素乗算和 (アレイ合成出力信号） と、 当該既知の参照信号との誤差の 2乗を減少させるよ う受信ウェイトべク トルを収束させる処理、 すなわち特定の端末からの受信指向 性を収束させるァダプティプアレイ処理を実行する。
ァダプティブアレイ処理では、 このような受信ウェイトベク トルの収束を、 時 間や信号電波の伝搬路特性の変動に応じて適応的に行ない、 受信信号中から干渉 成分やノイズを除去し、 特定の端末ユーザからの受信信号を抽出している。
このような受信ウェイトべク トル計算機では、 アレイ合成出力信号と参照信号 との誤差の 2乗に基づく最急降下法 MM SE (Minimum Mean Square Error) に より ウェイ トの学習を行うアルゴリズムである、 R L S (Recursive Least Squares) アルゴリズム、 LMS (Least Mean Square) ァノレゴリズム、 SMI (Sample Matrix Inversion) ァノレコリスムなどの/タ 7アイプアレイァノレゴリ ズムを使用している。 このような RLSアルゴリズム、 LMSアルゴリズム、 S M Iアルゴリズムなどは、 ァダプティブァレイ処理の分野では周知の技術である。 このようなァダプティブアレイ処理を採用した無線受信装置については、 たと えば、 飯沼敏範他著、 「ァダプティブアレイアンテナ方式 PHS基地局」 、 SA NYO .TECHN I CAL REV I EW (三洋電機技報） 、 三洋電機株式会 社、 2000年 5月 1日発行、 第 32卷、 第 1号、 p. 80— 88などに詳細に 開示されているので、 ここではァダプティブアレイ処理の詳細についての説明は 省略する。
受信.指向性制御回路 33の出力は、 判定器 10に与えられ、 周知の 16 Q AM 方式に基づく I Q座標平面上のシンボル点の判定がなされ、 その結果が復調デー タとして出力される。 一方、 受信指向性制御回路 3 3で上述のように算出された受信指向性形成情報、 すなわち受信ウェイトベク トルは、 受信指向性合成回路 3 4に与えられる。 また、 この受信指向性合成回路 3 4には、 サンプリング周波数変換器 3 1 a〜3 1 d力、 らのデジタル信号が与えられる。
受信指向性合成回路 3 4は、 サンプリング周波数変換器 3 1 a〜3 1 dからの 入力デジタル信号と、 受信指向性制御回路 3 3からの受信ウェイトベクトルとの 複素乗算和であるアレイ合成出力を形成し、 シンボルタイミング検出回路 3 5に 与える。
シンボルタイミング検出回路 3 5は、 基本的に、 図 1 4に示したシンボルタイ ミング検出回路 7 (および実施の形態 1のシンボルタイミング検出回路 1 7 ) と 同様の構成を有しており、 図 1 4のシンボルタイミング検出回路 7においては、 帯域制限フィルタの出力を入力として参照データとの相関値の二乗データを得て いるのに対し、 この実施の形態 2では、 シンボルタイミング検出回路 3 5は、 ァ レイ合成出力と参照データとの相関値の二乗データを演算してシンボルタイミン グずれ検出回路 3 6に与える。
図 9は、 シンボルタイミング検出回路 3 5からシンポノレタイミングずれ検出回 路 3 6に与えられる、 ァレイ合成出力と参照データとの相関値の二乗データの波 形を示す図である。 この波形図を参照して、 この実施の形態 2のシンボルタイミ ングずれ検出回路 3 6によるシンボルタイミングずれの演算方法について説明す る。
図 9において、 破線で示す曲線は、 サンプリング周波数変換器 3 1 a〜3 1 d によって低くされる前の高いサンプリング周波数のデジタル信号に対応する相関 値の二乗データを表わし、 曲線上の X印は、 サンプリング周波数変換器 3 1 a〜 3 1 dでサンプリングされたシンボル点に対応する相関値の二乗データを表わし ている。
図 9を参照して、 X印の二乗データのうち、 ピーク値を aとし、 ピークの 1つ 前の値を bとし、 ピークの 1つ後の値を cとする。 そしてサンプリング点の間隔 を厶 tとする。
これらの 3点を 2次曲線近似した場合の、 本来のピーク点からのシンボル点の ずれ幅は、 次式により算出される。
一 { ( c - b ) / ( c + b - 2 a ) } X ( A t / 2 )
図 9のピーク値 aのシンポルタイミングに対して、 この式で表わされるずれ幅 だけずらすことにより、 本来のピークに対応する正しいシンボルタイミングを得 ることができる。 なお、 この実施の形態 2では、 データのばらつきの影響を排除 するため、 上述のように得られたシンボルタイミング推定 に対し、 平均化処理 を施すことによりシンボルタイミングを最終的に決定する。 これにより、 シンポ ノレタイミング推定の精度を向上させることができる。
図 8に戻って、 シンボルタイミングずれ検出回路 3 6は、 上述のようにして算 出した正しいシンボルタイミングに基づいて、 サンプリング周波数変換器 3 1 a 〜3 1 dのサンプリングのタイミングを調整する。 また、 シンボルタイミングず れ検出回路 3 6は、 上述のようにして算出した正しいシンボルタイミングに基づ いて、 シンボルタイミング抽出器 3 2 a〜3 2 dのシンボル点抽出のタイミング を調整する。 これにより、 正しいタイミングでシンボル点を抽出することができ るようになる。
図 8に示した無線受信装置の構成のうち、 直交検波器 4 a〜 4 dから後段の機 能は、 たとえばデジタル ·シグナル ·プロセッサ （D S P ) などのデジタル信号 処理部を用いてソフトウェアで実現することができる。 上述のこの発明の実施の 形態 2による無線受信装置の動作は、 実際には、 図 1 0〜図 1 2に示すフロー図 に従ってソフトウェアで実行されるものである。 この D S Pは、 以下の各フロー 図の各ステップを備えるプログラムを図示しないメモリから読み出して実行する。 このプログラムは、 外部からインストールすることができる。
図 8のシンボルタイミング検出回路 3 5におけるアレイ合成出力と参照データ との相関値の大きさの二乗のデータを検出する動作は、 実施の形態 1において図 3に示した動作と同様であるので、 ここでは説明を省略する。
図 1 0のフロー図は、 実施の形態 1における図 4のフロー図に対応し、 正しい シンボルタィミングのデータを形成する動作を示している。
図 1 0を参照して、 ステップ S 4 1において、 シンボルタイミングずれ検出回 路 3 6は、 シンボルタイミング検出回路 3 5で算出された相関値の二乗データ (図 9 ) の最大値 aと、 その前後の二乗データの値 b , cとをシンボルタイミン グ検出回路 3 5から取得する。
次に、 ステップ S 4 2において、 シンボルタイミングずれ検出回路 3 6は、 こ れらの 3点を 2次曲線近似した場合の、 本来のピーク点からのシンボル点のずれ 幅を演算する。
すなわち、 前述したように、 （c— b ) ÷ ( c + b - 2 a ) Χ Δ 1: ÷ 2で表わ されるずれを算出し、 その算出結果を、 前回の演算の際に得られたピークのタイ ミングから減算する。 そしてその結果を瞬時ピークタイミングとする。
ステップ S 4 3において、 前回の演算時のピークタイミングと瞬時ピークタイ ミングとの差を算出し、 これに係数ひ ( α < 1 ) を乗算したものと前回のピーク タイミングに係数 （1— ） を乗算したものを加えたものを今回のピークタイミ ングとする。
次に、 ステップ S 4 4において、 今回のピークタイミングからシンボルタイミ ング抽出器 3 2 a〜3 2 dへの入力値を計算する。 すなわち、 今回のピークタイ ミング値にピークタイミングのサンプリング時間を乗算したものを、 シンボルタ イミングのサンプリング時間で除算した結果の整数部を算出して入力値とする。 次に、 ステップ S 4 5において、 今回のピークタイミングと、 上述のシンボル タイミング抽出器への入力値とから、 サンプリング周波数変換器 3 1 a〜3 1 d への入力値を算出する。 すなわち、 今回のピークタイミングから、 シンボルタイ ミング抽出器への入力値をピークタイミングのサンプリング時間で除算した結果 にシンボルタイミングのサンプリング時間を乗算したものを減算し、 その減算結 果にピークタイミングのサンプリング時間を乗算し、 さらにサンプリング周波数 変換器のサンプリング時間で除算した結果の整数部を算出して入力値とする。 次に、 図 1 1のフロー図は、 実施の形態 1における図 6のフロー図に対応し、 サンプリング周波数変換器 3 1 a〜3 1 dにおけるサンプリングタイミングの変 更動作を示している。
図 1 1を参照して、 まずステップ S 5 0において、 図 1 0のステップ S 4 5で サンプリングタイミングずれ検出回路 3 6で算出されたサンプリング周波数変換 器 3 1 a〜3 1 dへの入力値を取得する。 次に、 ステップ S 5 1において、 サンプリング周波数変換器 3 1 a〜3 1 dは、 サンプリング周波数変換器への入力値に基づいて、 入力信号のサンプリング周波 数を出力信号のサンプリング周波数で除算した値ごとに、 データを出力する。 次に、 図 1 2のフロー図は、 サンプリングタイミング抽出器 3 2 a〜3 2 dに おけるシンボルタイミングの抽出動作を示している。
図 1 2を参照して、 まずステップ S 6 0において、 図 1 0のステップ S 4 4で サンプリングタイミングずれ検出回路 3 6で算出されたシンボルタイミング抽出 器 3 2 a〜3 2 dへの入力値を取得する。
次に、 ステップ S 6 1において、 シンボルタイミング抽出器 3 2 a〜3 2 dは、 シンボルタイミング抽出器への入力値に基づいて、 入力信号のサンプリング周波 数をシンボルレート （= 1 ÷シンボル時間） で除算した値ごとに、 データを出力 する。
以上の処理により、 シンボルタイミング抽出器 3 2 a〜3 2 dでは正しいタイ ミングでシンボル点が抽出され、 後段の判定器 1 0では 1 6 Q AM方式により正 しくシンボル点の判定がなされる。
特に、 この実施の形態 2ではァダプティブァレイ処理によって得られたァレイ 合成出力に基づいてシンボルタイミング検出を行なっている。 すなわち、 図 8の 受信指向性制御回路 3 3で用いられるァダプティプアレイ技術は、 複数のアンテ ナで得られる信号に適切な重み付けをした後、 それらを合成することによって、 雑音や干渉波などの不要な信号成分を除去するものである。
受信指向性制御回路 3 3から出力される受信指向性形成情報は、 前述のように、 このような重み付けに用いられる受信ウェイ トべク トルであり、 シンボルタイミ ング抽出器で抽出される前のデジタル信号にこのような受信ウェイトべク トルで 重み付けした、 不要信号成分が低減されたアレイ合成信号と、 参照データとの相 関値を用いてシンボルタイミングの検出を行なうことにより、 シンボルタイミン グ検出の精度を向上させることができる。
上述の各実施の形態では多値変調方式として、 1 6 Q AM方式を採用した場合 について説明したが、 この発明の対象となる多値変調方式は、 1 6 Q AM方式に 限られるものではなく、 他の多値変調方式にも適用可能である。 なお、 上述の各実施の形態では、 P H Sの基地局にこの発明を適用した場合に ついて説明したが、 基地局に限らず、 移動局にも適用できることはいうまでもな い。 .
また、 P H Sは、 時分割多元接続 （T DMA： Time Division Multiple Access) により、 時分割された各ユーザごとに上述の実施の形態による制御を行 なっている。 しかしながらこの発明は、 そのような T DMA方式に限らず、 たと えば符号分割多元接続 ( C DMA： Code Division Multiple Access) による移 動体通信システムにも適用可能である。
また、 上述の各実施の形態では、 帯域制限フィルタをデジタルフィルタで実現 する例を示したが、 アナログ B P F (バンドパスフィルタ） で実現した場合にも この発明は適用可能である。
また、 上述の各実施の形態では、 複数アンテナを用いる場合として 4本の場合 を記したが、 4本以外であってもこの発明は適用可能である。
以上のように、 この発明によれば、 P H Sのような移動体通信システムにおい て、 高速かつ大容量の伝送を可能にするために 1 6 Q AMのような多値変調方式 を採用した場合でも、 周波数変換手段におけるシンボル点のサンプリングタイミ ングのずれを本来の正しいタイミングに補正することにより、 サンプリングタイ ミングのずれに起因する受信エラーの発生を防止することができる。 産業上の利用可能性
以上のように、 この発明に係る無線受信装置、 シンポ タイミング制御方法、 およびシンボルタイミング制御プログラムによれば、 サンプリング周波数が低い 場合でもシンボル点のサンプリングタイミングのずれを本来の正しいタイミング に補正することができるので、 多値変調方式を採用した移動体通信システムの無 線受信装置において特に有用である。

Claims

請求の範囲
1 . 多値変調された信号を受信しデジタル処理する無線受信装置であって、 受信した信号を第 1のサンプリング周波数を有する第 1のデジタル信号に変換 する信号変換手段 （3 ) と、
前記第 1のデジタル信号をサンプリングして、 第 2のサンプリング周波数を有 する第 2のデジタル信号に変換する周波数変換手段 （1 5 ) と、
前記第 2のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングを検出するシンボル タイミング検出手段 （1 7 ) と、 .
前記第 2のデジタル信号から、 前記検出されたタイミングのシンボル点を抽出 する信号抽出手段 （8 ) と、
前記抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施す信号処理手段 ( 9， 1 0 ) と、
前記シンボルタイミング検出手段によって検出されたシンボル点のタイミング の、 正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するタイミングずれ検出手 段 （1 8 ) とを備え、
前記周波数変換手段は、 前記タイミングずれ検出手段で検出されたタイミング のずれに応じて、 前記シンボルタイミング検出手段によって正しいシンボル点の タイミングでシンボル点が検出されるように、 前記第 1のデジタル信号をサンプ リングするタイミングを調整する、 無線受信装置。
2 . 前記シンボルタイミング検出手段は、 前記第 2のデジタル信号と、 所定の参 照信号との相関値が最大値を取るタイミングを、 前記第 2のデジタル信号におけ るシンボル点のタイミングと判定する、 請求項 1に記載の無線受信装置。
3 . 前記タイミングずれ検出手段は、 前記最大値の前後の相関値の大きさと、 前 記最大値の大きさとの関係に基づいて、 前記ずれの大きさおよび方向を算出する、 請求項 2に記載の無線受信装置。
4 . 前記タイミングずれ検出手段は、
前記最大値の前後の相関値のそれぞれの大きさの二乗の差を算出し、 算出され た差を前記最大値の大きさの二乗で除算する除算手段と、 前記除算の結果得られた値を所定の閾値と比較し、 前記得られた値が前記閾値 よりも大きければ前記得られた値を累算する累算手段と、
前記除算手段による除算と前記累算手段による累算とを所定回数繰返す反復手 段と、
前記所定回数繰返した後の前記累算手段の累算結果の大きさに基づいて前記ず れの大きさを決定し、 かつ前記累算結果の符号に基づいて前記ずれの方向を決定 する決定手段とを含む、 請求項 3に記載の無線受信装置。
5 . 前記周波数変換手段は、 前記第 1のデジタル信号のサンプリングの基準位置 を前記算出されたずれの大きさおよび方向に基づ！/、て補正する、 請求項 3に記載
6 . 前記周波数変換手段と前記シンボルタイミング検出手段との間に設けられ、 前記第 2のデジタル信号を帯域制限するフィルタ手段をさらに備える、 請求項 1 に記載の無線受信装置。
7 . 多値変調された信号を複数のァンテナで受信しデジタル処理する無線受信装 置であって、
前記複数のアンテナで受信した複数の信号をそれぞれ、 第 1のサンプリング周 波数を有する複数の第 1のデジタル信号に変換する複数の信号変換手段 （3 a _ 3 d ) と、
前記複数の第 1のデジタル信号をそれぞれサンプリングして、 第 2のサンプリ ング周波数を有する複数の第 2のデジタル信号に変換する複数の周波数変換手段 ( 1 5 a - 1 5 d ) と、
前記複数の第 2のデジタル信号のうち信号レベルの相対的に高い第 2のデジタ ノレ信号におけるシンボル点のタイミングを検出するシンボルタイミング検出手段 ( 2 7 ) と、
前記複数の第 2のデジタノレ信号のうち信号レベルの相対的に高い第 2のデジタ ル信号から、 前記検出されたタイミングのシンボル点を抽出する信号抽出手段 ( 2 9 ) と、
前記抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施す信号処理手段 ( 3 0， 1 0 ) と、 前記シンボルタイミング検出手段によって検出されたシンボル点のタイミング の、 正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するタイミングずれ検出手 段 （2 .8 ) とを備え、
前記複数の周波数変換手段の各々は、 前記タイミングずれ検出手段で検出され たタイミングのずれに応じて、 前記シンボルタイミング検出手段によって正しい シンボル点のタイミングでシンボル点が検出されるように、 対応する前記第 1の デジタル信号をサンプリングするタイミングを調整する、 無線受信装置。
8 . 前記シンボルタイミング検出手段は、 前記信号レベルの相対的に高い第 2の デジタル信号と、 所定の参照信号との相関値が最大値を取るタイミングを、 前記 第 2のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングと判定する、 請求項 7に記
9 . 前記タイミングずれ検出手段は、 前記最大値の前後の相関 の大きさと、 前 記最大値の大きさとの関係に基づいて、 前記ずれの大きさおよび方向を算出する、 請求項 8に記載の無線受信装置。
1 0 . 前記タイミングずれ検出手段は、
前記最大値の前後の相関値のそれぞれの大きさの二乗の差を算出し、 算出され た差を前記最大値の大きさの二乗で除算する除算手段と、
前記除算の結果得られた値を所定の閾値と比較し、 前記得られた値が前記閾値 よりも大きければ前記得られた値を累算する累算手段と、
前記除算手段による除算と前記累算手段による累算とを所定回数繰返す反復手 段と、
前記所定回数繰返した後の前記累算手段の累算結果の大きさに基づいて前記ず れの大きさを決定し、 かつ前記累算結果の符号に基づいて前記ずれの方向を決定 する決定手段とを含む、 請求項 9に記載の無線受信装置。
1 1 . 前記複数の周波数変換手段の各々は、 対応する前記第 1のデジタル信号の サンプリングの基準位置を前記算出されたずれの大きさおよび方向に基づいて補 正する、 請求項 9に記載の無線受信装置。
1 2 . 前記複数の周波数変換手段と前記シンボルタイミング検出手段との間に設 けられ、 前記複数の第 2のデジタル信号をそれぞれ帯域制限する複数のフィルタ 手段をさらに備える、 請求項 7に記載の無線受信装置。
1 3 . 多値変調された信号を複数のアンテナで受信しァダプティブアレイ処理す る無線受信装置であって、
前記複数のアンテナで受信した複数の信号をそれぞれ、 第 1のサンプリング周 波数を有する複数の第 1のデジタル信号に変換する複数の信号変換手段 （ 3 a〜 3 d ) と、
前記複数の第 1のデジタル信号をそれぞれサンプリングして、 第 2のサンプリ ング周波数を有する複数の第 2のデジタル信号に変換する複数の周波数変換手段 ( 3 1 a〜3 1 d ) と、
前記複数の第 2のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングを検出するシ ンボルタィミング検出手段 （3 5 ) と、
前記複数の第 2のデジタル信号からシンボル点を抽出する複数の信号抽出手段 ( 3 2 a〜3 2 d ) と、
前記抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施す信号処理手段 ( 3 3 , 1 0 ) と、
前記シンボルタイミング検出手段によって検出されたシンボル点のタイミング の、 正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するタイミングずれ検出手 段 （3 6 ) と、
前記複数の第 2のデジタル信号にァダプティブアレイ処理を施して、 受信指向 性が制御されたアレイ合成出力を形成する受信指向性合成手段 （3 4 ) とを備え、 前記シンボルタイミング検出手段は、 前記アレイ合成出力と、 所定の参照信号 との相関値に関するデータを算出して前記タイミングずれ検出手段に与え、 前記タイミングずれ検出手段は、 前記シンボルタイミング検出手段から与えら れる前記相関値に関するデータの、 最大のシンボル点の値と、 前記最大のシンポ ル点の前後の値とに 2次曲線近似を施すことにより、 前記最大のシンボル点のタ ィミングの、 正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出し、 かつ前記検出 したタイミングのずれに基づき、 前記複数の周波数変換手段の前記複数の第 1の デジタル信号のサンプリングのタイミングを制御し、 かつ前記複数の信号抽出手 段のシンボル点抽出のタイミングを制御する、 無線受信装置。
1 4 . 多 ^(直変調された信号を受信しデジタル処理する無線受信装置における ボルタイミング制御方法であって、
受信した信号を第 1のサンプリング周波数を有する第 1のデジタル信号に変換 するステップと、
前記第 1のデジタル信号をサンプリングして、 第 2のサンプリング周波数を有 する第 2のデジタル信号に変換するステップと、
前記第 2のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングを検出するステップ と、
前記第 2のデジタル信号から、 前記検出されたタイミングのシンポル点を抽出 するステップと、
前記抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施すステップと、 前記検出されたシンボル点のタイミングの、 正しいシンボル点のタイミングか らのずれを検出するステップとを備え、
前記第 1のデジタル信号をサンプリングするステップは、 前記検出されたタイ ミングのずれに応じて、 正しいシンボル点のタイミングでシンボル点が検出され るように、 前記第 1のデジタル信号をサンプリングするタイミングを調整する、 シンボルタイミング制御方法。
1 5 . 前記シンボル点のタイミングを検出ステップは、 前記第 2のデジタル信号 と、 所定の参照信号との相関値が最大値を取るタイミングを、 前記第 2のデジタ ル信号におけるシンボル点のタイミングと判定する、 請求項 1 4に記載のシンポ ノレタイミング制御方法。
1 6 . 前記タイミングのずれを検出するステップは、 前記最大値の前後の相関値 の大きさと、 前記最大値の大きさとの関係に基づいて、 前記ずれの大きさおよび 方向を算出する、 請求項 1 5に記載のシンボルタイミング制御方法。
1 7 . 前記タイミングのずれを検出するステップは、
前記最大^ f直の前後の相関値のそれぞれの大きさの二乗の差を算出し、 算出され た差を前記最大値の大きさの二乗で除算するステップと、
前記除算の結果得られた値を所定の閾値と比較し、 前記得られた値が前記閾値 よりも大きければ前記得られた値を累算- O 03/045026
前記除算と前記累算とを所定回数繰返- 前記所定回数繰返した後の累算結果の大きさに基づいて前記ずれの大きさを決 定し、 かつ前記累算結果の符号に基づいて前記ずれの方向を決定するステツプと を含む、 請求項 1 6に記載のシンボルタイミング制御方法。
1 8 . 前記第 1のデジタル信号をサンプリングするステップは、 前記第 1のデジ タル信号のサンプリングの基準位置を前記算出されたずれの大きさおよび方向に 基づいて補正する、 請求項 1 6に記載のシンボルタイミング制御方法。
1 9 . 前記第 2のデジタル信号を帯域制限するステップをさらに備える、 請求項 1 4に記載のシンボルタイミング制御方法。
2 0 . 多値変調された信号を複数のアンテナで受信しァダプティブアレイ処理す る無線受信装置におけるシンボルタイミング制御方法であって、
前記複数のアンテナで受信した複数の信号をそれぞれ、 第 1のサンプリング周 波数を有する複数の第 1のデジタル信号に変換するステップと、
前記複数の第 1のデジタル信号をそれぞれサンプリングして、 第 2のサンプリ ング周波数を有する複数の第 2のデジタル信号に変換するステップと、
前記複数の第 2のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングを検出するス テツプと、
前記複数の第 2のデジタノレ信号からシンボル点を抽出するステップと、 前記抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施すステップと、 前記検出されたシンボル点のタイミングの、 正しいシンボル点のタイミングか らのずれを検出するステップと、
前記複数の第 2のデジタル信号にァダプティプアレイ処理を施して、 受信指向 性が制御されたァレイ合成出力を形成するステップとを備え、
前記シンボル点のタイミングを検出するステップは、 前記アレイ合成出力と、 所定の参照信号との相関値に関するデータを算出するステップを含み、
前記タイミングずれを検出するステツプは、
前記相関値に関するデータの、 最大のシンボル点の値と、 前記最大のシンボル 点の前後の値とに 2次曲線近似を施すことにより、 前記最大のシンボル点のタイ ミングの、 正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するステップと、 前記検出したタイミングのずれに基づき、 前記複数の第 1のデジタル信号のサ ンプリングのタイミングを制御し、 かつ前記シンボル点抽出のタイミングを制御 するステップとを含む、 シンボルタイミング制御方法。
2 1 . 多値変調された信号を受信しデジタル処理する無線受信装置におけるシン ボルタィミング制御プログラムであって、 コンピュータに、
受信した信号を第 1のサンプリング周波数を有する第 1のデジタル信号に変換 するステップと、
前記第 1のデジタル信号をサンプリングして、 第 2のサンプリング周波数を有 する第 2のデジタル信号に変換するステップと、
前記第 2のデジタル信号におけるシンボル点のタイミングを検出するステップ と、
前記第 2のデジタル信号から、 前記検出されたタイミングのシンボル点を抽出 前記抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施- 前記検出されたシンボル点のタイミングの、 正しいシンボル点のタイミングか らのずれを検出するステップとを実行させ、
前記第 1のデジタル信号をサンプリングするステップは、 前記検出されたタイ ミングのずれに応じて、 正しいシンボル点のタイミングでシンボル点が検出され るように、 前記第 1のデジタル信号をサンプリングするタイミングを調整する、 シンボルタイミング制御プログラム。
2 2 . 前記シンボル点のタイミングを検出ステップは、 前記第 2のデジタル信号 と、 所定の参照信号との相関値が最大値を取るタイミングを、 前記第 2のデジタ ノレ信号におけるシンボル点のタイミングと判定する、 請求項 2 1に記載のシンポ ルタィミング制御プログラム。
2 3 . 前記タイミングのずれを検出するステップは、 前記最大値の前後の相関値 の大きさと、 前記最大値の大きさとの関係に基づいて、 前記ずれの大きさおよび 方向を算出する、 請求項 2 2に記載のシンボルタイミング制御プログラム。
2 4 . 前記タイミングのずれを検出するステップは、 ' 前記最大値の前後の相関値のそれぞれの大きさの二乗の差を算出し、 算出され O 03/045026
た差を前記最大値の大きさの二乗で除算- 前記除算の結果得られた値を所定の閾値と比較し、 前記得られた値が前記閾値 よりも大きければ前記得られた値を累算- 前記除算と前記累算とを所定回数繰返- 前記所定回数繰返した後の累算結果の大きさに基づいて前記ずれの大きさを決 定し、 かつ前記累算結果の符号に基づいて前記ずれの方向を決定するステップと を含む、 請求項 2 3に記載のシンボルタイミング制御プログラム。
2 5 . 前記第 1のデジタル信号をサンプリングするステップは、 前記第 1のデジ タル信号のサンプリングの基準位置を前記算出されたずれの大きさおよび方向に 基づいて補正する、 請求項 2 3に記載のシンボルタイミ.ング制御プログラム。
2 6 . 前記第 2のデジタル信号を帯域制限するステップをさらに備える、 請求項 2 1に記載のシンボルタイミング制御プログラム。
2 7 . 多直変調された信号を複数のアンテナで受信しァダプティブアレイ処理す る無線受信装置におけるシンボルタイミング制御プログラムであって、 コンビュ ータに、
前記複数のアンテナで受信した複数の信号をそれぞれ、 第 1のサンプリング周 波数を有する複数の第 1のデジタノレ信号に変換するステップと、
前記複数の第 1のデジタル信号をそれぞれサンプリングして、 第 2のサンプリ ング周波数を有する複数の第 2のデジタノレ信号に変換するステップと、
前記複数の第 2のデジタノレ信号におけるシンボル点のタイミングを検出するス テツプと、 - 前記複数の第 2のデジタル信号からシンボル点を抽出するステップと、 前記抽出されたシンボル点に対し所定のデジタル信号処理を施すステップと、 前記検出されたシンボ^/点のタイミングの、 正しいシンボル点のタイミングか らのずれを検出するステップと、
前記複数の第 2のデジタル信号にァダプティブァレイ処理を施して、 受信指向 性が制御されたァレイ合成出力を形成するステップとを実行させ、
前記シンボル点のタイミングを検出するステップは、 前記アレイ合成出力と、 所定の参照信号との相関値に関するデータを算出するステップを含み、 O 03/045026
前記タイミングずれを検出するステップは、
前記相関値に関するデータの、 最大のシンボル点の" f直と、 前記最大のシンボル 点の前後の値とに 2次曲線近似を施すことにより、 前記最大のシンボル点のタイ ミングの、 正しいシンボル点のタイミングからのずれを検出するステツプと、 前記検出したタイミングのずれに基づき、 前記複数の第 1のデジタル信号のサ ンプリングのタイミングを制御し、 かつ前記シンボル点抽出のタイミングを制御 するステップとを含む、 シンポノレタイミング制御プログラム。
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