WO2003071302A1

WO2003071302A1 - Gps receiver apparatus and receiving method

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Publication number: WO2003071302A1
Application number: PCT/JP2003/001924
Authority: WO
Inventors: Koichiro Teranishi; Katsuyuki Tanaka; Katsuya Hori
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2002-02-25
Filing date: 2003-02-21
Publication date: 2003-08-28
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Description

明細

G P S受信機および受信方法技術分野

この発明は、例えば、携帯型ナビゲーシヨンシステムや自動車、航空機、船舶などのいわゆる移動体のナビゲーシヨンシステムなどに用いられる G P S (G l o b a 1 P o s i t i o n i n g S y s t e m) 受信機および G P S信号の受信方法に関する。背景技術

人工衛星（G P S衛星）を利用して移動体などの位置を測定する G P Sシステムにおいて、 G P S受信機は、 4個以上の G P S 衛星からの信号を受信し、その受信信号から受信機の位置を計算し、ユーザに知らせることが基本機能である。

G P S受信機は、 G P S衛星からの信号を復調して G P S衛星の軌道データを獲得し、 G P S衛星の軌道および時間情報と受信信号の遅延時間から、自受信機の 3次元位置を連立方程式により導き出す。受信信号を得る G P S衛星が 4個必要となるのは、 G P S受信機内部の時間と衛星の時間とで誤差があり、その誤差の影響を除去するためである。

民生用 G P S受信機の場合には、 G P S衛星からの L 1帯、 C / A ( C 1 e a r a n d A q u i s i t i o n ) コードと呼ばれるスペクトラム拡散信号電波を受信して、測位演算を行う。

C / Aコードは、送信信号速度（チップレート）が 1. 0 2 3 MH z 、符号長が 1 0 2 3 の P N ( P s e u d o r a n d o m N o i s e ；擬似ランダム雑音）系列の符号、例えば G o 1 d符号で、 5 0 b p s のデータを拡散した信号により、周波数が 1 5 7 5. 4 2 MH z の搬送波（以下、キャリアという。）を B P S K ( B i n a r y P h a s e S h i f t K e y i n g ) 変調した信号である。この場合、符号長が 1 0 2 3であるので、 C ノ Aコードは、 P N系列の符号が、第 2 8図（A) に示すように、 1 0 2 3チップを 1周期（したがって、 1周期 = 1 ミリ秒）として、繰り返すものとなっている。

この CZAコ一ドの P N系列の符号は、 G P S衛星ごとに異なつているが、どの G P S衛星が、どの P N系列の符号を用いているかは、予め G P S受信機で検知できるようにされている。また、後述するような航法メッセージによって、 G P S受信機では、どの G P S衛星からの信号を、その地点およびその時点で受信できるかが判るようになつている。したがって、 G P S受信機では、例えば 3次元測位であれば、その地点およびその時点で取得できる 4個以上の G P S衛星からの電波を受信して、スぺクトラム逆拡散し、測位演算を行って、自分の位置を求めるようにする。

そして、第 2 8図（B ) に示すように、衛星信号データの 1 ビットは、 P N系列の符号の 2 0周期分、つまり、 2 0 ミリ秒単位として伝送される。つまり、デ一夕伝送速度は、 5 0 b p sである。 P N系列の符号の 1周期分の 1 0 2 3チップは、ビットが " 1 " のときと、 " 0 " のときとでは、反転したものとなる。第 2 8図（ C) に示すように、 G P Sでは、 3 0 ビット（ 6 0 0 ミリ秒）で 1 ヮードが形成される。そして、第 2 8図（D) に示すように、 1 0 ワードで、 1サブフレーム（ 6秒）が形成される。第 2 8図（ E ) に示すように、 1サブフレームの先頭のヮードには、データが更新されたときであっても常に規定のビットパターンとされるプリアンブルが挿入され、このプリアンブルの後にデータが伝送されてくる。

さらに、 5サブフレームで、 1 フレーム（ 3 0秒）が形成される。そして、航法メッセージは、この 1 フレームのデータ単位で伝送されてくる。この 1 フレームのデータのうちの始めの 3個のサブフレームは、ェフエメリス情報と呼ばれる衛星固有の情報である。この情報には、衛星の軌道を求めるためのパラメ一夕と、衛星からの信号の送出時刻とが含まれる。

G P S衛星のすべては、原子時計を備え、地上局の監視のもと、各 G P S衛星は、共通の時刻情報を用いることができるようにしている。 G P S衛星からの航法メッセージのエフェメリス中にはウイ一クナンパと、 T OW (タイム · ォブ ' ウィーク）という時刻を表現するデ一夕がある。

ウイ一クナンバは、 1 0 ビット、 0〜： L 0 2 3のデータであり、 1 9 8 0年 1 月 6 日（日曜日）を第 0週として週毎にカウントァップされるものである。 T OWは、 1 7 ビット、 0〜： L 0 0 8 0 0 (= 3 6 0 0 X 2 4 X 7 / 6 ) のデータであり、日曜日の午前 0時を 0 として 6秒毎にカウントアップされるものである。

G P S受信機は、受信した航法データから上述のウイ一クナンバと T O Wとを取得して絶対時刻を求めることができる。なお、 6秒以下の値は、 G P S衛星からの信号に G P S受信機が口ックするように動作する過程で、 G P S受信機の持っている基準発振器の精度で G P S衛星の時刻に同期するようにすることができる。また、 G P S衛星の P N系列の符号は、原子時計に同期したものとして生成される。エフェメリス情報の軌道情報は、数時間ごとに更新されるが、その更新が行われるまでは、同一の情報となる。しかし、ェフエメリス情報の軌道情報は、これを G P S受信機のメモリに保持しておくことにより、数時間は、同じ情報を、精度良く使用することができるものである。

1 フレームのデータの残りの 2サブフレームの航法メッセ一ジは、アルマナック情報と呼ばれる全ての衛星から共通に送信される情報である。このアルマナック情報は、全情報を取得するために 2 5 フレーム分必要となるもので、各 G P S衛星のおおよその位置情報や、どの G P S衛星が使用可能かを示す情報などからなる。

このアルマナック情報は、少なくとも 6 日に 1 回などの所定のタイミングで更新されるが、その更新が行われるまでは、同一の情報となる。しかし、このアルマナック情報は、 G P S衛星のおおよその位置を知るという使い方では、その寿命は数か月である, しかし、 G P S受信機としては、適宜更新して新しいデータとするほうが望ましい。

G P S衛星からの信号を受信して、上述のデータを得るためには、まず、キャリアを除去した後、 G P S受信機に用意される受信しょうとする G P S衛星で用いられている C /Aコードと同じ P N系列の符号（以下、 P N系列の符号を P N符号という。）を用いて、その G P S衛星からの信号について、 C ZAコードの位相同期を取ることにより G P S衛星からの信号を捕捉し、スぺクトラム逆拡散を行う。 C ZAコードとの位相同期が取れて、逆拡散が行われると、ビットが検出されて、 G P S衛星からの信号から時刻情報等を含む航法メッセージを取得することが可能になる。

G P S衛星からの信号の捕捉は、 CZ Aコードの位相同期検索により行われるが、この位相同期検索においては、 G P S受信機の P N符号と G P S衛星からの信号の P N符号との相関を検出し、例えば、その相関検出結果の相関値が予め定めた値よりも大きい時に、両者が同期していると判定する。そして、同期が取れていないと判別されたときには、何らかの同期手法を用いて、 G P S受信機の P N符号の位相を制御して、 G P S衛星からの信号の P N符号と同期させるようにしている。

ところで、上述したように、 G P S衛星からの信号（G P S信号）は、データを P N符号（拡散符号）で拡散した信号によりキャリアを B P S K変調した信号であるので、当該 G P S信号を G P S受信機が受信するには、拡散符号のみでなく、キャリアおよぴデータの同期をとる必要があるが、拡散符号とキャリアの同期は独立に行うことはできない。

そして、 G P S受信機では、 G P S信号は、そのキャリア周波数を数 MH z以内の中間周波数に変換して、その中間周波数信号で、上述の同期検出処理するのが普通である。この中間周波数信号におけるキャリアには、主に G P S衛星の移動速度に応じたドップラーシフトによる周波数誤差と、 G P S信号を中間周波数信号に変換する際に、 G P S受信機内部で発生させる局部発信器の周波数誤差分が含まれる。

したがって、これらの周波数誤差要因により、中間周波数信号におけるキャリア周波数は未知であり、その周波数サーチが必要となる。また、 P N符号の 1周期内での同期点（同期位相）は、 G P S受信機と G P S衛星との位置関係に依存するのでこれも未知であるから、上述のように、何らかの同期手法が必要となる。従来の G P S受信機では、キャリアについての周波数サーチとスライディング相関器 + D L L (D e l a y L o c k e d L o o p ) +コスタスループによる同期手法を用いている。これについては、以下に説明を加える。

G P S受信機の P N符号の発生器を駆動するクロックは、 G P S受信機に用意される基準周波数発振器を分周したものが、一般に用いられている。この基準周波数発振器としては、高精度の水晶発振器が用いられており、この基準周波数発振器の出力から、 G P S衛星からの受信信号を中間周波数信号に変換するのに用いる局部発振信号を生成する。

第 2 9図は、この周波数サーチを説明するための図である。すなわち、 G P S受信機の P N符号の発生器を駆動するクロック信号の周波数が、ある周波数 f 1であるときに、 P N符号についての位相同期検索、つまり、 P N符号の位相を 1チップずつ順次ずらして、それぞれのチップ位相のときの G P S受信信号と P N符号との相関を検出し、相関のピーク値を検出することにより、同期が取れる位相を検出するようにする。

前記のクロック信号の周波数が f 1の時において、 1 0 2 3チップ分の位相検索の全てで同期する位相が存在しなければ、例えば基準周波数発振器に対する分周比を変えて、前記の駆動クロック信号の周波数を周波数 f 2 に変更し、同様に 1 0 2 3チップ分の位相検索を行う。これを、第 2 9図のように、前記の駆動クロック信号の周波数をステップ的に変更して繰り返す。以上の動作が周波数サーチである。

そして、この周波数サーチにより、同期可能とされる駆動クロック信号の周波数が検出されると、そのクロック周波数で最終的な ; P N符号の位相同期が行われる。これにより、水晶周波数発振器の発振周波数ずれがあっても、衛星信号を捕捉することが可能になる。

ところで、従来、 G P S衛星からの信号を連続的に受信して測位し続ける場合、キャリアおよび P N符号の同期を捕捉し、捕捉した同期を保持するために、 G P S受信機内の回路、特に D L L およびコスタスループの回路は連続的に動作させるようにしている。

また、測位演算するためには、第 3 0図に示すように、 G P S 衛星 S T 1 、 S T 2 と受信機 Pとの距離（レンジ）が必要になる。このレンジは、例えば、 0 · 5秒ごと、 1秒ごと、あるいは、 2 秒ごとなどの所定の周期で取得すれば十分であるものである。しかし、通常、このレンジは、例えば、第 3 1図に示すように、 0 . 1秒（ 1 0 0 ミリ秒）間隔などのように、比較的に短い間隔で測定するようにし、常に精度良くレンジを取得することができるようにしている。

このため、 G P S受信機は、常時、フルに動作している状態となり、 G P S受信機の消費電力は大きいものとなっていた。 G P S受信機は、移動体に搭載されて、あるいは、ユーザによって持ち運ばれて使用されるものであり、ノツテリからの電源によってできるだけ長い時間、精度良く動作できるようにしておくことが重要である。

そこで、 G P S受信機の消費電力を小さくする目的で G P S受信機の電源のオン/オフを繰り返すようにし、間欠的に動作させるようにすることが考えられている。しかしながら、 G P S受信機を間欠動作させる場合、常時電源が入っている状態に比べ、 G P S受信機の測位感度や測位スピードといった性能を犠牲にしてしまう場合がある。つまり、 G P S 受信機を間欠動作させるようにすると、正確な測位ができなくなり、 G P S受信機の大まかな位置しか検出できなくなったり、あるいは、正確な位置を検出するまでに時間がかかったりするようになる場合がある。

上述の問題点は、ユーザの手動による間欠動作や、レンジデー夕の取得周期や G P S受信機の現在位置を示す測位情報の出力周期などを無視した周期で間欠動作を行うようにした場合には、特に問題となる。

以上のことにかんがみ、この発明は、測位感度や測位スピードなどの性能を劣化させること無く、レンジの計算に必要となるレンジでデ一夕を周期的に取得することができるとともに、消費電力の省力化をも実現する G P S受信機および G P S信号の受信方法を提供することを目的どする。発明の開示

上記課題を解決するため、本発明（ 1 ) の G P S受信機は、送信データが拡散符号によりスぺクトラム拡散された信号により搬送波が変調されて人工衛星から送信されてくる高周波 G P S信号を、中間周波 G P S信号に変換する周波数変換手段と、前記周波数変換手段からの前記中間周波 G P S信号の供給を受けて、前記搬送波の同期と前記拡散符号の位相同期とを捕捉して保持するようにし、前記送信データを取得するようにする同期保持手段と、前記同期保持手段を動作させて前記送信データを取得した後に前記同期保持手段の動作を停止させ、一定時間経過後に直前の停止時の搬送波周波数と拡散符号位相とを初期値として用いて前記同期保持手段を動作させる間欠動作を繰り返すように制御する制御手段と、

前記同期保持手段を通じて取得された前記送信データを用いて測位演算を行い現在位置を示す測位情報を求めて、これを出力する測位演算手段と

を備えることを特徴とする。

この本発明（ 1 ) の G P S受信機によれば、人工衛星からの高周波 G P S信号は、周波数変換手段において中間周波 G P S信号にダウンコンバートされ、同期保持手段に供給される。同期保持手段は、周波数変換手段からの中間周波 G P S信号のキャリアの同期と拡散符号の位相同期とを捕捉して保持し、人工衛星からの送信デ一夕が取得できるようにされる。

そして、同期保持手段を通じて送信データが取得された後に、制御手段の制御により、同期保持手段の動作を停止させる。そして、取得された送信データを用いて、測位演算が行われ、現在位置を示す測位情報が求められて、これが所定の周期で出力される, 測位情報が出力されると、すなわち、同期保持手段が停止するようにされてから一定時間経過すると、直前の停止時の搬送波周波数と拡散符号位相を初期値として用いて、同期保持手段の動作が再開される。この同期保持手段の動作と停止とを繰り返すようにして、間欠動作が行われる。

これにより、同期保持手段を通じて、所定周期ごとに精度良く送信データを取得することができるとともに、送信データ取得後. 次の送信デ一夕の取得のタイミングまで同期保持手段の動作を停止させることができるので、消費電力の省力化を図ることができる。しかも、所定の周期ごとに精度良くレンジデータを取得してレンジを算出することができるようにされる。

また、本発明（ 2 ) の G P S受信機は、本発明（ 1 ) の G P S 受信機であって、

前記制御手段は、前記測位情報の出力周期に応じて、前記動作保持手段の動作時間を変えることができるようにされていることを特徴とする。

この本発明（ 2 ) の G P S受信機によれば、 G P S受信機が間欠動作を行う場合に、測位情報の出力周期が長くなると、同期保持手段の停止時間が長くなり、直前の停止時点の搬送波周波数、拡散符号位相は、実際のものとの差が大きくなつて引き込みにかかる時間が長くなる。逆に、測位情報の出力周期が短くなると、停止時間が短くなり、直前の停止時点の搬送波周波数、拡散符号位相は、実際のものとの差がさほど大きくならないために引き込みにかかる時間が短くて済む。

そこで、制御手段の制御によって、測位データの出力周期に応じて同期保持手段の動作時間が変えられるように調整され、精度良く、しかもできるだけ迅速に送信デ一夕を取得することができるようにされる。この場合、送信データ取得後においては、送信データの次の取得タイミングまで、同期保持手段は停止するようにされるので、伝送データを周期的に取得することができるとともに、 G P S受信機の消費電力を低減させることができる。

また、本発明（ 3 ) の G P S受信機は、本発明（ 1 ) の G P S 受信機であって、既に取得されている前記送信データに基づいて、前記初期値として用いられる前記搬送波周波数と前記拡散符号位相とを予測する初期値予測手段を備え、

前記制御手段は、前記初期値予測手段において予測された前記初期値としての前記搬送波周波数と前記拡散符号位相とを用いて前記同期保持手段を制御することができることを特徴とする。

この本発明（ 3 ) に記載の G P S受信機によれば、測位情報の出力周期が長かったり、あるいは、 G P S受信機を搭載した移動体の加速が大きかったりした場合には、同期保持手段の停止時の搬送波周波数、拡散符号位相を初期値として用いて同期保持手段の動作を再開するようにしても、誤差が大きく同期を捕捉し保持するようにするまでに時間がかかる場合がある。

そこで、既に取得されている人工衛星からの送信データに基づいて、初期値予手段により、同期保持手段の動作再開時の搬送波周波数、拡散符号位相が予測される。初期値予測手段により予測された搬送波周波数、拡散符号位相を用いて、制御手段により同期保持手段が制御するようにされる。

これにより、測位情報の出力周期が長かったり、あるいは、 G P S受信機を搭載した移動体の加速が大きかったりした場合には、初期値予測手段により予測された搬送波周波数、拡散符号位相を用いて同期保持手段を動作させることができるので、同期保持手段の動作を再開させた後に、搬送波の同期と拡散符号の位相同期とを捕捉し、その同期を保持するようにするまでに長い時間を要することなく、精度良く、迅速に同期を捕捉し、これを保持して送信データを取得することができるようにされる。

また、本発明（ 4 ) の G P S受信機は、本発明（ 2 ) の G P S 受信機であって、

前記測位情報の出力周期に応じて、前記初期値として用いられる前記搬送波周波数と前記拡散符号位相とを既に取得されている前記送信データを用いて予測する初期値予測手段と、

前記測位情報の出力周期に応じて、前記同期保持手段の動作時間を予測する動作時間予測手段と

を備え、

前記制御手段は、前記初期値予測手段において予測された前記搬送波周波数と前記拡散符号位相と、前記動作時間予測手段において予測された予測動作時間とに基づいて前記同期保持手段を制御することを特徴とする。

この本発明（ 4 ) の G P S受信機によれば、 G P S受信機が間欠動作を行う場合に、測位情報の出力周期が長くなると、同期保持手段の停止時間が長くなり、直前の停止時点の搬送波周波数、拡散符号位相は、実際のものとの差が大きくなつて、搬送波の同期および拡散符号の位相同期を取るのに時間がかかる。

この場合に、初期値予測手段により、同期保持手段において初期値として用いる搬送波周波数と拡散符号位相とを予測するとともに、動作時間予測手段により、同期保持手段の動作時間を予測するようにする。そして、これら予測した搬送波周波数、拡散符号位相、予測動作時間に基づいて、制御手段により同期保持手段が制御される。これにより、測位感度、測位スピードを落とすことなく、人工衛星からの送信データを取得することができるようにされる。

また、本発明（ 5 ) の G P S受信機は、本発明（ 1 ) の G P S 受信機であって、前記制御手段は、前記同期保持手段の動作/停止に合わせて、前記周波数変換手段の動作停止を制御することを特徴とする。

この本発明（ 5 ) の G P S受信機によれば、同期保持手段が動作していない場合には、人工衛星からの信号を受信してダウンコンバートする必要もないので、制御手段により、同期保持手段の動作 Z停止に合わせて、周波数変換手段が間欠動作するように制御される。これにより、同期保持手段に加えて、周波数変換手段の消費電力をも省力化することができる。

また、本発明（ 6 ) の G P S受信機は、本発明（ 1 ) の G P S 受信機であって、

前記同期保持手段は、前記搬送波の同期を捕捉し保持するようにするコスタスループ部と、前記拡散符号の位相同期を捕捉し保持するようにするディレイロックループ部とからなることを特徴とする G P S受信機。

この本発明（ 6 ) の G P S受信機によれば、同期保持手段は、コスタスループ部と、ディレイロックループ部とからなり、従来は連続的に動作するようにされていた部分である。この連続的に動作するようにされていたコスタスループ部とディレイロックループ部とが間欠動作するようにされる。

これにより、消費電力の省力化が効率よく実される。また、コスタスループ部とディレイロックループ部で用いる初期値や動作時間を予測し、予測結果を用いてコスタスル一プ部およびディレイロックループ部を制御することにより、測位感度、測位スピ一ドが劣化しないようにされる。

また、本発明（ 7 ) の G P S受信機は、本発明（ 1 ) の G P S 受信機であって、前記搬送波の同期と前記拡散符号の位相同期とを高速に捕捉し、捕捉後の搬送波周波数と拡散符号位相とを出力する同期捕捉手段を備え、

前記制御手段は、少なくとも電源の立ち上げ時においては、前記同期捕捉手段からの前記搬送波周波数と拡散符号位相とを前記初期値として用いて前記同期保持手段を動作させるようにし、前記同期保持手段を動作させた後に、前記同期捕捉手段を前記同期保持手段の動作 Z停止の周期と同じか、あるいは、それよりも長い周期で動作と停止とを繰り返すように制御することを特徴とする。

この本発明（ 7 ) の G P S受信機によれば、例えば、 F F T (高速フーリエ変換）などの手法を用いて、中間周波 G P S信号の搬送波の同期と、拡散符号の位相同期とを高速に捕捉することが可能な同期捕捉手段が設けられ、この同期捕捉手段により捕捉された搬送波周波数、拡散符号位相とが用いられて、制御手段により同期保持手段が制御される。

そして、同期保持手段は、制御手段により間欠動作するように制御されるとともに、同期捕捉手段もまた制御手段により間欠動作するようにされる。同期捕捉手段は、少なくとも同期保持手段と同じか、同期保持手段よりも長い周期で動作と停止とが行われるように制御される。

これにより、測位精度、測位スピードをさらに向上させるとともに、同期保持手段、同期捕捉手段の間欠動作により消費電力を低減させることができるようにされる。図面の簡単な説明第 1図は、この発明による G P S受信機の一実施の形態を説明するためのブロック図である。

第 2図は、第 1 図に示した G P S受信機の周波数変換部の一例を説明するためのブロック図である。

第 3図は、第 1 図に示した G P S受信機の同期捕捉部の一例を説明するためのブロック図である。

第 4図は、第 1 図に示した同期捕捉部の D S Pの機能と D S P において行われる同期捕捉処理を説明するためのブロック図である。

第 5図は、相関検出出力のスペクトラムの例を示す図である。第 6図は、同期捕捉処理の他の例を説明するための図である。第 7図は、同期捕捉処理の他の例を説明するための図である。第 8図は、第 1 図に示した同期捕捉部の D S Pの機能と D S P において行われる同期捕捉処理との他の例（ 1 ) を説明するためのブロック図である。

第 9図は、第 8図に示した機能を有する D S Pにおける動作を説明するためのフローチャートの一部である。

第 1 0図は、第 8図に示した機能を有する D S Pにおける動作を説明するためのフローチャートの一部である。

第 1 1 図は、第 1 図に示した同期捕捉部の D S Pにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（ 2 ) を説明するためのブロック図である。

第 1 2図は、第 1 図に示した同期捕捉部の D S Pにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（ 2 ) を説明するためのブロック図である。

第 1 3図は、第 1 図に示した同期捕捉部の D S Pにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（ 2 ) を説明するためのブロック図である。

第 1 4図は、第 1 図に示した同期捕捉部の D S Pにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（ 3 ) を説明するための図である。

第 1 5図は、第 1 図に示した同期捕捉部の D S Pにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（ 3 ) を説明するための図である。

第 1 6図は、第 1 図に示した同期捕捉部の D S Pにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（ 3 ) を説明するための図である。

第 1 7図は、第 1 図に示した同期捕捉部の D S Pにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（ 3 ) を説明するための図である。

第 1 8図は、第 1 図に示した同期捕捉部の D S Pにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（ 3 )の要部の説明に用いる図である。

第 1 9図は、第 1 図に示した同期捕捉部の D S Pにおいて行われる同期捕捉処理の他の例（ 3 )の要部の説明に用いる図である。

第 2 0図は、第 1 3図に示した D S Pにおける動作を説明するためのフローチヤ一トの一部である。

第 2 1 図は、第 1 3図に示した D S Pにおける動作を説明するためのフローチヤ一トの一部である。

第 2 2図は、第 1 図に示した G P S受信機の同期保持部の一例を説明するためのブロック図である。

第 2 3図は、第 1 図に示した G P S受信機の制御部の一例を説明するためのブロック図である。

第 2 4図は、第 1 図に示した G P S受信機において行われる間欠動作を説明するための図である。

第 2 5図は、第 1 図に示した G P S受信機において行われる間欠動作を説明するためのフローチャートである。第 2 6 A図乃至第 2 6 C図は、間欠動作時の動作時間の変更について説明するための図である。

第 2 7図は、この発明の実施の形態の説明に用いる計算式を示す図である。

第 2 8図は、 G P S衛星からの信号の構成を示す図である。第 2 9図は、従来のキャリアおよび拡散符号の同期処理を説明するための図である。

第 3 0図は、 G P S受信機において測位演算に用いられるレンジについて説明するための図である。

第 3 1 図は、従来の G P S受信機においてのレンジの測定タイミングを説明するための図である。発明を実施する最良の形態

以下、図を参照しながら、この発明による G P S受信機、受信方法の一実施の形態について説明する。

第 1 図は、この発明による G P S受信機、受信方法が適用されたこの実施の形態の G P S受信機を説明するためのブロック図である。第 1 図に示すように、この実施の形態の G P S受信機は、アンテナ 1 と、増幅器 2 と、 B P F (B a n d P a s s F i 1 t e r ) 3 と、周波数変換部 4 と、同期捕捉部 5、同期保持部 6、制御部 7 と、各部分に供給するクロック信号を形成するタイミング発生器 8 と、電源制御部 9 と、水晶発振器（第 1 図においては、 X〇と記載。） 1 0 と、温度補償回路付き水晶発振器（以下、 T C X Oという。） 1 1 とを備えたものである。

さらに、この実施の形態の G P S受信機には、第 1 図に示すように、電源供給オン/オフスィッチ 2 1、 2 2、 2 3、 2 4が設けられている。スィッチ 2 1 は、周波数変換部 4に対する電源の供給をオンオフするためのものであり、スィッチ 2 2は、同期捕捉部 5 に対する電源の供給をオン Zオフするためのものである。また、スィッチ 2 3は、同期保持部 6 に対する電源の供給をオン/オフするためのものであり、スィッチ 2 4は、制御部 7 に対する電源の供給をオン/オフするためのものである。

スィッチ 2 1 、 2 2、 2 3、 2 4のそれぞれは、制御部 7 によつて制御される電源制御部 9からの対応する切換制御信号 C T 1、 C T 2、 C T 3、 C T 4によって切換制御される。すなわち、周波数変換部 4、同期捕捉部 5、同期保持部 6、制御部 7のそれぞれごとに電源のオンノオフ制御を行うことができるようにしている。

この電源制御部 9 と、スィッチ 2 1、 2 2、 2 3、 2 4 とにより、各回路部分の間欠動作を実現し、測位感度や測位スピードを落とすことなく、消費電力の省力化を実現するようにしている。なお、第 1 図において、点線で囲んだ部分が、 1個の I C (集積回路）として構成するようにされる。

まず、この実施の形態の G P S受信機の間欠動作を説明する前に、この実施の形態の G P S受信機の構成と動作について説明する。 G P S衛星からの高周波 G P S信号は、アンテナ 1 により受信され、増幅器 2 に供給される。

高周波 G P S信号は、前述もしたように、各 G P S衛星から送信される信号であり、 5 0 b p s の送信デ一夕を送信信号速度が 1. 0 2 3 MH z 、符号長が 1 0 2 3で、 G P S衛星ごとに決められるパターンの P N符号（拡散符号）によりスぺクトラム拡散した信号（C ZAコード）により、周波数が 1 5 7 5. 4 2 MH z のキャリアを B P S K変調したものである。

増幅器 2は、これに供給された高周波 G P S信号を所定のレべルにまで増幅し、 B P F 3 に供給する。 B P F 3は、これに供給された高周波 G P S信号から不要成分を除去し、不要成分除去後の高周波 G P S信号を周波数変換部 4に供給する。

[周波数変換部について]

周波数変換部 4は、これに供給された高周波 G P S信号を中間周波数の信号である中間周波 G P S信号にダウンコンバートし、これをアナログ /デジタル変換して、中間周波データ（以下、 I Fデータという。）を形成し、これを同期捕捉部 5 と同期保持部 6 とに供給するものである。

第 2図は、周波数変換部 4の構成例を説明するための図である第 2図に示すように、周波数変換部 4は、増幅器 4 1 、中間周波変換回路（以下、 I F変換回路という。） 4 2、増幅器 4 3、 L P F (L o wP a s s F i I t e r ) 4 4、アナログ Zデジ夕ル変換器（以下、 AZD変換器と略称する。） 4 5、周波数シンセサイザの構成とされた局部発振回路 4 6 を備えたものである。

そして、 B P F 3からの 1 5 7 5. 4 2 MH z の高周波 G P S 信号は、増幅器 4 1 を通じて I F変換回路 4 2 に供給される。また、 T C X〇 1 1からの出力が局部発振回路 4 6 に供給され、これより T C X 0 1 1 の出力周波数と周波数比が固定された局部発振出力が得られる。

局部発振回路 4 6からの局部発振出力は、 I F変換回路 4 2 に供給されて、 1 5 7 5. 4 2 MH z の高周波 G P S信号（R F) が、 1 . 0 2 3 M H z の中間周波 G P S信号（ I F ) に低域変換される。この中間周波 G P S信号は、増幅器 4 3で増幅され、 L P F 4 4で帯域制限された後、 A /D変換器 4 5 に供給される。 A/D変換器 4 5 は、これに供給された中間周波 G P S信号をデジ夕ル信号に変換して I Fデータを形成し、これを同期捕捉部 5 と、同期保持部 6 とに供給する。

[同期捕捉部について]

同期捕捉部 5は、これに供給された I Fデータを所定期間分蓄積するようにし、この I Fデータに対して、キャリア周波数（搬送波周波数）の同期と、 CZAコードの位相同期とを高速に捕捉する処理を行い、 C/Aコード位相、キャリア周波数、相関ピークレベル、衛星番号を検出して、これを制御部 7 に供給するものである。

第 3図は、同期捕捉部 5の構成例を説明するためのブロック図である。第 3図に示すように、同期捕捉部 5は、サンブラ 5 1 、

R AM (R a n d o m A c c e s s M e m o r y 5 2、 D S P ( D i g i t a 1 S i g n a l P r o c e s s e r ) 5

3 , R AM 5 4 R OM (R e a d O n l y M e m o r y)

5 5 を備えたものである。

そして、周波数変換部 4からの I Fデ一夕は、サンブラ 5 1 に供給される。サンブラ 5 1 は、これに供給された I Fデータを所定の周波数の信号でサンプリングし、サンプリングした I Fデータを R AM 5 2 に書き込むことによって、所定量の I Fデ一夕を

R AM 5 2に格納するようにする。

R AM 5 4は、主に D S P 5 3 において行われる処理の作業領域として用いられるものであり、 R OM 5 5は、 D S P 5 3 において実行されるプログラムや処理に必要となるデータを記憶しているものである。そして、 D S P 5 3 は、 R AM 5 2 に格納された I Fデータと、自機が発生させる P N符号とについて、 F F T ( F s t F o u r i e r T r a n s f o r m) を用いた同期捕捉処理を行うことにより、前述もしたように、 C ZAコード位相、キャリア周波数、相関ピ一クレベルを検出する。

[同期捕捉部の具体的な構成と動作について]

第 4図は、 D S P 5 3の具体的な動作を説明するためのブロック図である。 D S P 5 3は、拡散符号発生部 5 3 4、 F F T処理部 5 3 1 、 5 3 5、乗算部 5 3 3、逆 F F T処理部 5 3 7、相関点検出部 5 3 8の機能を備え、いわゆるデジタルマッチドフィル夕の構成とされたものである。

同期捕捉部 5 の R AM 5 2 に書き込まれた信号（ I Fデータ (受信信号））は、 Cノ Aコードの 1周期分（ 1 0 2 3チップ）ずつ、読み出されて F F T処理部 5 3 1で F F T処理され、その F F T結果がメモリ 5 3 2に書き込まれる。このメモリ 5 3 2 としては、第 4図において括弧内に示したように、例えば、 R AM 5 2の空き領域が用いられるようにされる。そして、メモリ 5 3 2に書き込まれた I Fデータの F F T結果は、詳しくは後述するように、その読み出し位置が制御されて読み出され、乗算部 5 3 3に供給される。

一方、この実施の形態において D S P 5 3は、例えば、 R OM 5 5に記憶保持されている情報に基づいて、所定の符号パターンの P N符号のうち、そのときに D S P 5 3 において処理対象となつている G P S衛星からの信号に使用されている P N符号と同じ系列の 1周期分（ 1 0 2 3チップ）の P N符号を発生させる。

D S P 5 3 において発生するようにされだ 1周期分の P N符号は、 F F T処理部 5 3 5 に供給されて F F T処理され、その結果がメモリ 5 3 6 に書き込まれる。このメモリ 5 3 6 としては、第 4図において括弧内に示したように、例えば、 R A M 5 4が用いられるようにされる。このメモリ 5 3 6からは、通常の場合と同様に、 F F T結果が低い周波数から順に読み出されて乗算部 5 3 3 に供給される。

乗算部 5 3 3では、メモリ 5 3 2からの受信信号である I Fデ —夕の F F T結果と、メモリ 5 3 6からの P N符号の F F T結果とが乗算され、周波数領域における I Fデータと P N符号との相関の度合いが演算される。ここで、乗算部 5 3 3での乗算は、受信信号の離散フーリエ変換結果と、拡散符号の離散フーリエ変換結果とのどちらか一方の複素共役と他方とを乗算する演算となる。そして、その乗算結果は逆 F F T処理部 5 3 7 に供給されて、周波数領域の信号が時間領域の信号に戻される。

逆 F F T処理部 5 3 7から得られる逆 F F T結果は、 I Fデー夕と P N符号との時間領域における相関検出信号となっており、この相関検出信号は、相関点検出部 5 3 8 に供給される。相関点検出部 5 3 8では、 I Fデータと P N符号との同期が取れたかどうかを検出し、同期が取れたと検出した場合には、相関検出信号のピ一ク値の位相を相関点として検知する。

この相関検出信号は、拡散符号の 1周期分の各チップ位相における相関値を示すものとなっており、 I Fデータ中の拡散符号と拡散符号発生部 5 3 4からの拡散符号（ P N符号）とが同期している場合には、第 5図に示すように、 1 0 2 3チップのうちのある 1つの位相での相関が、予め決められるスレツショールド値を超えるようなピーク値を示す相関波形が得られる。このピーク値の立つチップ位相が、相関点の位相となる。

一方、 I Fデータ中の拡散符号と、拡散符号発生部 5 3 4からの拡散符号とが同期していない場合には、第 5図のようなピーク値が立つ相関波形は得られず、いずれのチップ位相においても、予め定められるスレツショールド値を超えるようなピークは立たない。

相関点検出部 5 3 8は、例えば、予め定めた値を超えるピーク値が、この相関点検出部 5 3 8 に供給される相関検出信号に存在するかどうかにより、受信信号である I Fデ一夕とこの G P S受信機において発生させるようにした P N符合との同期がとれたかどうかを検出し、同期が取れたと検出した場合には、上述のピ —ク値の位相を相関点として検知する。

以上の説明では、受信信号である I Fデータのキャリア成分については考慮していないが、実際には、受信信号 r ( n ) は、第 2 7図の式（ 3 )に示すようにキャリアを含んでいる。この式（ 3 ) においては、 Aは振幅、 d ( n ) はデータ、 f oは中間周波信号におけるキャリア角周波数、 n ( n ) はノイズを表している。サンプラ 5 1でのサンプリング周波数を f s、サンプリング数を N (したがって、 0≤ nく N、 0≤ k <N) とすると、離散フーリエ変換後の離散周波数 kと実周波数 f との関係は、 0≤ k≤ N ノ 2では、 f = k · fs/N、 N/ 2 < kく Nでは f = ( k 一 N ) · fsZN ( f < 0 )である。なお、離散フ一リエ変換の性質により、 R ( k )、 C ( k ) は、 k < 0、 k≥Nでは循環性を示す。

そして、受信信号 r ( n ) から、データ d ( n ) を得るためには、拡散符号 c ( n ) とキャリア c o s 2 7r n f 。との同期をとつてキャリア成分を除去する必要がある。すなわち、後述する第 2 7図の式（ 2 ) で、 R ( k ) のみにキャリア成分が含まれている場合には、第 5図のような相関波形が得られない。

この実施の形態では、 F F Tによる周波数領域での処理のみの簡単な構成により、拡散符号 c ( n ) とキャリア c o s 2 7r n f 。との同期をとつてキャリア成分を除去することができるようにしている。

すなわち、 F F T処理部 5 3 1から得られる G P S衛星からの受信信号である I Fデータの F F T結果は、通常は、受信信号の周波数成分の周波数が低いものから順にメモリ 5 3 2から読み出されて、乗算部 5 3 3 に供給されるが、この実施の形態では、メモリ 5 3 2からは、 D S P 5 3が読み出しアドレス制御部として機能し、 D S P 5 3からの制御に従って、読み出しアドレスがシフト制御されて、順次、 I Fデータの F F T結果が読み出される。

D S P 5 3 には、受信信号を得た G P S衛星についてのドッブラーシフト量を正確に見積もり、かつ、 G P S受信機内部の発振周波数および時間情報を正確に校正することに基づいて検出した受信信号のキャリア周波数の情報が供給される。このキャリア周波数の情報は、 G P S受信機内部でのみ作成することもできるが、通常は、例えば、通信ネットワーク等を通じて外部から取得するようにすることもできる。

そして、 D S P 5 3は、この取得したキャリア周波数の情報に基づいて、そのキャリア周波数分だけ、読み出しァドレスをシフトして、メモリ 5 3 2から受信信号である I Fデータの F F T結果を、，順次、読み出し、乗算部 5 3 3 に供給するようにする。

このように受信信号 r ( n ) の F F T結果を、メモリ 5 3 2から、受信信号のキャリア周波数分だけシフトして読み出すことにより、後述するように、キャリア成分を除去した受信信号の F F T結果と等価な F F T結果を得ることができ、そのキャリア成分を除去した F F T結果と、拡散符号の 1周期分の F F T結果との乗算結果を逆拡散することにより、確実に第 5図のように相関点でピークを生じる相関検出出力が得られる。

なお、後述もするように、メモリ 5 3 2からの F F T結果の読み出しアドレスを制御するのではなく、メモリ 5 3 6からの拡散符号の F F T結果の読み出しアドレスを制御することにより、拡散符号の F F T結果に、受信信号 r ( n ) のキャリア分を加え、乗算部 5 3 3での乗算によって、実質的によりキャリア成分の除去を行うようにすることもできる。

以下に、メモリ 5 3 2 または 5 3 6からの読み出しアドレスの制御によって、受信信号のキャリアと P N符号（拡散符号）との同期によるキャリア成分の除去について、 D S P 5 3でのデジタルマッチドフィル夕の処理の動作説明と共に、さらに詳細に説明する。

この実施の形態において、 D S P 5 3では、デジタルマッチドフィル夕の処理が行われるものであるが、このデジタルマッチドフィル夕の処理の原理は、第 2 7図の式（ 1 ) に示すように、時間領域での畳み込みのフーリエ変換が周波数領域では乗算になるという定理に基づくものである。

この式（ 1 ) において、 r ( n ) は時間領域の受信信号、 R ( k ) はその離散フーリエ変換を表す。また、 c ( n ) は拡散符号発生部からの拡散符号、 C ( k ) はその離散フーリエ変換を表す。 n は離散時間、 kは離散周波数である。そして、 F 门は、フー'リェ変換を表している。

2つの信号 r ( n )、 c ( n ) の相関関数を改めて f ( n ) と定義すると、 f ( n ) の離散フ一リエ変換 F ( k ) は、第 2 7図の式（ 2 ) のような関係になる。したがって、 r ( n ) を第 2図の AZD変換器 4 5からの信号とし、 c ( n ) を拡散符号発生部 5 3 4からの拡散符号とすれば、 r ( n ) とじ ( n ) の相関関数 f ( n ) は、通常の定義式によらず、前記式（ 2 ) により以下の手順で計算できる。

• 受信信号 r ( n ) の離散フーリエ変換 R ( k ) を計算する。 · 拡散符号 c (n ) の離散フーリエ変換 C ( k ) の複素共役を計算する。

• R ( k )、 C ( k ) の複素共役より、式（ 2 ) の F ( k ) を計算する。

• F ( k ) の逆離散フーリエ変換により相関関数 f ( n ) を計算する。

ところで、前述したように、受信信号 r (n ) に含まれる拡散符号が、拡散符号発生部 5 3 4からの拡散符号 c ( n ) と一致していれば、上記手順により計算した相関関数 f ( n ) は、第 5図のように相関点でピークを生ずる時間波形となる。上述したように、この実施の形態では、離散フーリエ変換および逆フーリエ変換に、 F F Tおよび逆 F F Tの高速化アルゴリズムを適用したので、定義に基づいて相関を計算するより、かなり高速に計算を行うことができる。

次に、受信信号 r ( n ) に含まれるキャリアと拡散符号との同期について説明する。

前述したように、受信信号 r ( n ) は、第 2 7 図の式（ 3 ) に示すようにキャリアを含んでいる。受信信号 r ( n ) から、デー夕 d ( n ) を得るためには、拡散符号 c ( n ) とキャリア c o s 2 π n f 。との同期をとつて除去する必要がある。すなわち、前述の第 2 7図の式（ 2 ) で、 R ( k ) のみにキャリアが含まれている場合には、第 5図のような相関波形が得られない。

ドップラーシフト量が正確に見積もられ、かつ、 G P S受信機内部の発振周波数および時間情報が正確であれば、受信信号 r (n ) のキャリア周波数 f 。が既知となる。その場合には、第 6 図に示すように、 F F T処理部 5 3 1 の前段に乗算部 5 4 1 を設け、この乗算部 5 4 1 において受信信号 r ( n ) と信号発生部 5 4 2からの周波数 f _Q のキャリアとを乗算して周波数変換することにより、 F F Tを行う前に受信信号 r ( n ) からキャリア成分を除くことができる。

その場合には、メモリ 5 3 2からは、そのキヤリァ成分が除去された受信信号 r ( n ) の F F T結果が得られ、この F F T結果と、拡散符号 c ( n ) の F F T結果とが乗算部 5 3 3で乗算されるので、逆 F F T処理部 5 3 7の出力としては、第 5図のように相関点にピークを生じる時間波形が確実に得られる。

なお、第 6図で括弧内に記載したように、受信信号 r (n ) からキャリア成分を除去するのではなく、拡散符号 c ( n ) についての F F T処理部 5 3 5の前段に乗算部 5 4 1 を設けて、この乗算部 5 4 1 において拡散符号 c ( n ) と信号発生部 5 4 2からの周波数。のキャリアとを乗算して周波数変換することにより、拡散符号にキャリア成分を加えるようにしても同様である。

すなわち、その場合には、メモリ 5 3 2から読み出した受信信号の F F T結果に含まれるキヤリァ成分と、メモリ 5 3 6から読み出した拡散符号の F F T結果に含まれる、加えられたキャリア成分とが同期しているため、逆 F F T処理部 5 3 7カゝらは、第 5 図のように相関点でピークを生じる相関検出出力が得られる。

しかし、以上説明したような第 6図のように時間領域の信号にキャリア周波数の信号を乗算する方法による場合には、キャリア成分を除くための乗算部が特に必要になり、構成が複雑になると共に、その乗算演算の分だけ、処理速度が遅くなるという不利益がある。

ところで、 F F Tの性質として、上述のような周波数乗算は、第 2 7図の式（ 4 ) のように表すことができる。この式（ 4 ) で、 F 门は離散フーリエ変換、 φ ₀ はキャリアとの位相差、 k。は f 0 に対応する kであって、 f _fl = k_fl · i s ZNである。この式（ 4 ) より、受信信号 r ( n) を第 6図のように周波数変換した信号の F F Tは、 r ( n ) の F F Tである R ( k ) を、キヤリァ周波数分 k。だけシフトした形になる。

以上のことから、第 6図の構成は、第 7図のような構成に置換可能となる。すなわち、受信信号 r ( n ) や拡散符号 c ( n ) にキャリア周波数を乗算する代わりに、受信信号の F F T結果または拡散符号の F F T結果をメモリ 5 3 2 またはメモリ 5 3 6からの読み出す際の読み出しアドレスを、キャリア周波数分だけシフトするようにするものである。

この場合に、第 7図で、受信信号 r ( n ) をシフトする場合はダウンコンバージョンで、 k _D〉 0 とし、また、拡散符号 c ( n ) をシフトする場合はアップコンバージョンで、 k。 < 0 とする。以上説明したように、式（ 4 ) に示した F F Tの性質を利用すれば、第 6図の信号発生部 5 4 2は不要になり、第 7図のように、 F F T結果のメモリからの読み出しアドレス位相をシフトするだけでよくなり、構成が簡単になると共に、処理の高速化に繋がる。

なお、前述の式（ 4 ) における位相差 φ ₀ は未知であるため、第 4図では無視しているが、例えば、第 2 7図の式（ 5 ) により計算される F ' ( k ) の逆 F F Tの演算結果として得られる相関関数 f ' ( n ) ( 0≤ n <N) は複素数となり、その実部を： f _R， ( n)、虚部を ' （ n) とすると、相関ピークの振幅 I ί ' ( η ) I は、第 2 7図の式（ 6 ) に示すようにして得られ、位相 Φ は、第 2 7図の式（ 7 ) に示すようにして得られるので、式（ 4 ) の右辺の e X p ( j φ。）の乗算は省略してよい。なお、位相 Φ は、式（ 3 ) のデータ d ( n ) の符号に対応した冗だけ異なる 2つの値に式（ 4 ) の位相差 φ。が加わった値となる。

そして、第 4図の各ブロックの出力には、上述したような信号出力 r ( n )、 c ( n ) および演算結果 R ( k )、 C ( k )、 f ' ( n ) が示されている。

このように、この実施の形態の G P S受信機において、 F F T を利用してデジタルマッチドフィルタを構成する場合に、第 4図のように受信信号の F F T結果を、キャリア周波数分だけメモリのアドレスをシフトして、拡散符号と乗算する構成によって、相関点 n pが、例えば第 4図に示すような波形で得られ、 4個の G P S衛星、つまり 4種類の拡散符号 c ( n ) について、相関点 n Pが判れば、 G P S受信機位置の計算が可能になる。

すなわち、この実施の形態によれば、 F F Tを利用したデジ夕ルマッチドフィルタ処理を行う場合において、受信信号のキヤリァと拡散符号との同期を取るために、時間領域で乗算を行うことなく、受信信号の F F T結果と拡散符号の F F T結果同士の周波数領域での乗算の際に、受信信号の F F T結果と拡散符号の F F T結果のうちの一方の F F T結果をシフ卜するという簡便な方法により、受信信号のキャリア成分を除去することができる。

なお、第 4図の例では、受信信号の F F T結果 R ( k ) の方の、メモリの読み出しアドレスをシフトさせたが、拡散符号の F F T 結果 C ( k ) の方のメモリの読み出しアドレスを、受信信号の F F T結果 R ( k ) の場合とは逆方向にシフト（乗算器でのアップコンバージョンの形になる）しても良い。

また、上述の実施の形態の説明においては、拡散符号発生部 5 3 4 と F F T処理部 5 3 5 とを別々に設けるようにしたが、それぞれの G P S衛星に対応する拡散符号をあらかじめ F F Tしておいたものをメモリに記憶させておくことで、衛星信号の受信時における拡散符号 c ( n )の F F T計算を省略することができる。

このように、この実施の形態の G P S受信機の同期捕捉部 5は F F Tを用いて同期捕捉処理を高速に行い、 C ZAコード位相、キャリア周波数、相関ピークレベル、衛星番号を検出して、これらを制御部 7 に通知し、制御部 7 は、これらを同期保持部 6 に供給することになる。

なお、第 1 図において点線で示したように、同期捕捉部 5 において検出するようにした C / Aコード位相、キャリア周波数、相関ピークレベル、衛星番号を直接に、同期捕捉部 5から同期保持部 6に通知するようにすることもできる。

[同期捕捉部の具体的な構成と動作の他の例（ 1 ) について] 第 4図に示した例の場合には、 G P S衛星からの受信信号のキャリア周波数が既知である場合であつたが、以下に説明する他の 0301924

31 例は、キャリア周波数が未知である場合である。第 8図は、この例の同期捕捉部 5 の具体的な構成と動作について説明するためのブロック図である。この第 8図において、第 4図を用いて前述した G P S受信機の同期捕捉部 5 と同一部分には、同一番号を付してある。

この例では、第 8図に示すように、相関点検出部 5 3 8の相関検出出力を、読み出しアドレス制御部 5 3 9 に供給する。読み出しアドレス制御部 5 3 9は、受信信号 r ( n ) の F F T結果のメモリ 5 3 2からの読み出しアドレスの前記シフト量を、過去のデ —夕から決定した予測アドレスを中心に、相関点検出部 5 3 8の相関検出出力に基づいて変更制御して、相関点検出部 5 3 8で第 5図に示したようなピークが得られるようにする。相関点検出部 5 3 8で第 5図に示したようなピークが得られたときには、読み出しアドレス制御部 5 3 9は、読み出しアドレスのシフト制御を、そのときのシフト量で停止する。

この例における同期捕捉部 5の D S P 5 3での処理の流れを、第 9 図および第 1 0 図のフロ一チャートを参照しながら説明する。なお、この第 9図および第 1 0図のフロ一チヤ一トは、 D S P 5 3でのソフトウェア処理に対応するものである。

まず、周波数変換部 4の AZD変換器 4 5 にてデジタル信号に変換された I F信号（受信信号）を信号 r ( n) としてメモリ 5 2 に取り込む（ステップ S l )。次に、この信号 r ( n ) を F F T処理部 5 3 1で F F Tし、その F F T結果 R ( k ) をメモリ 5 3 2 に書き込む（ステップ S 2 )。次に、信号を受信した G P S 衛星に対応する拡散符号の F F T結果 C ( k ) をメモリ 5 3 6 にセットする（ステップ S 3 )。次に、受信信号 r ( n ) の F F T結果 R ( k ) のメモリ 5 3 2 からの読み出しアドレスのシフト量の初期値 k。' を、過去のデ —夕から決定する（ステップ S 4 )。そして、決定した初期値 k ₀' を、メモリ 5 3 2からの F F T結果の読み出しアドレスのシフト量 k 'として設定すると共に、シフト制御の変更回数 mを初期値 m= 0 にセットする（ステップ S 5 )。

次に、メモリ 5 3 2から、受信信号 r ( n)の F F T結果 R ( k ) を、読み出しアドレスを、 k 'だけシフトして読み出す（ステツプ S 6 )。そして、読み出した F F T結果 R ( k - k ' ) と、拡散符号の F F T結果とを乗算して相関関数 F ' ( k ) を求める（ステツプ S 7 )。

次に、この相関関数 F ' ( k ) の逆 F F Tを行って時間領域の関数 ' (n ) を求める（ステップ S 8 )。そして、この関数 f ' ( n ) について、ピーク値 f ' ( n p) を求め（ステップ S 9 )、そのピーク値 f ' ( 11 P ) が予め設定されているスレツショールド値 f t hより大きいかどうか判別する（ステップ S 1 1 )。

ステップ S 1 1 での判別の結果、ピーク値 f ' ( n p ) が、予め設定されているスレツショ一ルド値 f t h以下であるときには、相関点が検出できなかったとして、シフト制御の変更回数 mが予め設定された最大値 m_fflaxよりも小さいかどうか判別する（ステップ S 1 6 )。そして、シフト制御の変更回数 mが予め設定された最大値 m_maxよりも小さいと判別したときには、シフト制御の変更回数 mを 1 だけインクリメント（m = m+ l ) すると共に、新たなシフト量 k 'を、

k ' = k ' + (一 1 ) ^m Xmとして設定し（ステップ S 1 7 )、その後、ステップ S 6 に戻る。そして、上述したステップ S 6以降の処理を繰り返す。

また、ステップ S 1 6で、シフト制御の変更回数 mが、予め設定された最大値 m_max以上であると判別したときには、すべての衛星について、上述の拡散符号同期サーチ処理が終了したか否か判別し（ステップ S 1 4 )、すべての衛星についての拡散符号同期サーチ処理が終了したと判別したときには、サーチ動作を終了する（ステップ S 1 8 )。

また、ステップ S 1 4で、拡散符号同期サーチが終了していない衛星があると判別したときには、次に拡散符号同期サーチを行う衛星を選択し、その選択した衛星が用いる拡散符号 c ( n ) に拡散符号を変更する（ステップ S 1 5 )。そして、ステップ S 3 に戻り、上述したステップ S 3以降の処理を実行する。

また、ステップ S 1 1 において、ピーク値 f ' ( n p ) が、予め設定されているスレツショールド値 f th より大きいと判別したときには、そのピーク値 ί ' ( η ρ ) を取る離散時間（拡散符号の位相） η ρを相関点として検出すると共に、前記 F F T結果 R ( k ) のメモリ 5 3 2からの読み出しアドレスのシフト量の初期値 k _Q' を、そのときのシフト量 k 'に設定し直す（ステップ S 1 2 )。

そして、検出した相関点 n pが、 4個目であるか否か判別し（ステツプ S 1 3 )、 4個目であると判別したときには、後述もするように受信機位置計算処理および同期保持部 6 における同期保持処理へ移行する。なお、ステップ S 1 2で検出した相関点 n p が得られるときの読み出しアドレスシフト量 k 'から、当該受信中の G P S衛星についてのドップラーシフト量および G P S受信機の発振周波数の誤差を推定することができる。すなわち、受信信号のキャリア周波数を検知することができる。

ステップ S 1 3で、検出した相関点 n pが、 4個未満であると判別したときには、すべての衛星について、上述の拡散符号同期サーチ処理が終了したか否か判別し（ステップ S 1 4 )、すべての衛星についての拡散符号同期サーチ処理が終了したと判別したときには、サーチ動作を終了する（ステップ S 1 8 )。

また、ステップ S 1 4で、拡散符号同期サーチが終了していない衛星があると判別したときには、次に拡散符号同期サーチを行う衛星を選択し、その選択した衛星が用いる拡散符号 c ( n ) に拡散符号を変更する（ステップ S 1 5 )。そして、ステップ S 3 に戻り、上述したステップ S 3以降の処理を実行する。なお、上述したような信号出力および演算結果は、第 8図中にも示してある。

以上のようにして、この例によれば、 G P S衛星からの受信信号のキャリア周波数が未知であっても、 F F Tによる周波数領域での処理を積極的に用いて、受信信号のキャリアと拡散符号との同期検出を行って、キャリア成分を除去することができる。したがって、 F F Tを利用したデジタルマッチドフィルタによる G P S受信信号と拡散符号との相関点の検出を、高速、かつ簡単な構成で実現することができる。

なお、この例においても、それぞれの衛星に対応する拡散符号をあらかじめ F F Tしておいたものをメモリに記憶させておくことで、衛星信号の受信時における拡散符号 c ( n ) の F F T計算を省略することができる。

[同期捕捉部の具体的な構成と動作の他の例（ 2 ) について] 上述したように、デジタルマッチドフィルタによって受信信号と拡散符号の相関点を検出する場合には、その相関点を検出する単位データ長は、拡散符号の 1周期長とするのが通常である。

しかし、 G P S衛星からの受信信号では、前述したように、デ —夕の 1 ビットは、拡散符号の 2 0周期分であり、この 2 0周期分では、すべて同じパターンの符号となっている。この例では、この特質を生かして、デジタルマッチドフィルタによって受信信号と拡散符号の相関点を検出する単位データ長は、拡散符号の複数周期長とする。

このように、受信信号について、拡散符号の複数周期分単位で F F T演算処理をすることにより、受信感度が向上し、同じ時間領域の信号を累積加算する方法に比べてキャリア周波数のサ一チがし易くなる。以下、この例（他の例（ 2 ) ) にいて、さらに説明する。

時間領域において、拡散符号の M周期（Mは 2以上の整数）に渡って累積加算を行った 1周期長のデータに対して相関点を検出する先行例がある（例えば米国特許 4 9 9 8 1 1 1号明細書または「An Introduction to Snap Track" Server - Aided GPS Technology, ION GPS- 9 8 ProceedingsJ 参照）。

すなわち、第 1 1 図に示すように、この先行例の方法においては、受信信号 r ( n ) について、拡散符号との乗算結果を、 M周期分に渡って累積加算するものである。この先行例の方法は、 G P S衛星からの受信信号の周期性とノイズの統計的な性質とを利用して C/Nを高めるもので、受信信号のキャリアと拡散符号の同期が事前にとれている状態であれば、 C / Nが M倍に改善され、したがって受信感度（相関点の検出感度）は M倍に向上する。

しかし、受信信号のキャリアと拡散符号との同期がとれていないと位相の異なる M個のキャリアが加算合成されてしまい、累積加算した結果においては肝心の G P S信号が相殺されてしまつて相関ピークは検出できなくなる。

このため、受信信号のキャリア周波数が未知の場合には、キヤリア周波数をサーチする必要があり、サーチする各々の周波数毎に累計加算を行うといった効率の悪い操作を行わざるを得なくなる。

これに対して、第 4図、第 8図を用いて上述した例では、上述したようにして周波数領域において、 F F T結果のメモリからの読み出しアドレスをシフトするという簡便な方法により、受信信号のキャリアと拡散符号との同期がとれるので、累積加算の効果を最大限に発揮させることができる。

この例では、第 8図を用いて前述した方式と同様に、 G P S衛星からの受信信号のキャリア周波数は未知として、キャリア周波数のサーチを行うのであるが、その場合に、受信信号 r ( n ) については、拡散符号の M周期分毎に F F Tを行うようにする。そして、この拡散符号の M周期分毎に、受信信号の F F T結果のメモリからの読み出しァドレスのシフト量の制御による受信信号のキヤリア周波数のサーチを行う。

前述した第 2 7図の式（ 3 ) 中のデータ d ( n ) は、 M≤ 2 0 とすれば、拡散符号の M周期中では 1 または一 1 の固定値になるので無視できる。すると、式（ 3 ) は、

r ( n ) = A · c ( n ) c o s 2 7c n f 。 + n ( n ) となり、これを M周期長で離散フーリエ変換すると、デ一夕の数は M XN (Nは拡散符号の 1周期分のデ一夕数）なので、離散フーリエ変換後の kと実周波数 f の関係は、サンプリング周波数 f s に対して 0≤ k≤MNZ 2では、 f = k f s /MNとなり、 MNZ 2 < k < M Nでは、 f = ( k - M N ) f s /M N ( f < 0 ) となって、分解能が M倍になる。

しかし、拡散符号 c ( n ) は周期信号であり、その 1周期長の時間を T ( G P Sの CZAコードでは T = l ミリ秒）とすると、： f = 1 ΖΤ以下の精度の周波数成分はない。したがって、受信信号 ( n ) の離散フーリエ変換後の F F T結果 R ( k ) (ただし、 0≤ k <MN) 中の拡散符号 c ( n ) の周波数成分は M個おき、すなわち、 MN個のデータのうちの N個の点に集中し、その振幅は、 M周期分が累積加算されるため、 1周期長での同じ周波数成分の M倍になる。 M= 4 としたときのスぺクトラム例を第 1 2図に示す。

第 1 2図の例では、信号のスぺクトラムが 4個おきにあり、それらの間には信号成分はない。 N個の点以外では、拡散符号 c ( n ) の周波数成分は 0 になる。一方、ノイズ n ( n ) は、多くの場合、非周期信号であるから、 MN個の全周波数成分にェネルギ一が分散される。したがって、受信信号 r ( n ) の F F T結果 ( k ) 中における拡散符号 c ( n ) の N個の周波数成分の総和において、時間領域での累積加算と同様に、 CZNが M倍向上することになる。

受信信号 r ( n ) 中に、第 2 7図の式（ 3 ) に示したキャリア成分 c o s 2 π n f 。がなければ、 F F T結果 R ( k ) 中の拡散符号 c ( n ) の周波数成分は、 k = i XM ( 0≤ i <N) に集中するが、キヤリア成分が存在するので、この例では、メモリからの F F T結果 R ( k ) の読み出しアドレスを、拡散符号の 1周期当たりについて、 k = ( i XM) 一 k。として、キャリア周波数 4

38 分の。だけ循環的にシフトするようにする。

以上説明した例の全体の構成は、第 8図に示した場合と同様となるが、メモリ 5 2 に取り込まれる I Fデータは、拡散符号の M 周期分となる上述の処理動作を、その D S P 5 3の内部構成に反映させた構成図を第 1 3図に示す。ただし、図においては、 0≤ K<MN， 0≤ k <Nとしている。

すなわち、 F F T処理部 5 3 1からは、 F F T演算処理単位を拡散符号の M周期とする F F T結果 R (K) が得られ、メモリ 5 3 2 に書き込まれる。そして、このメモリ 5 3 2から、読み出しアドレスがシフト制御されて F F T結果が読み出されて乗算部 5 3 3に供給され、メモリ 5 3 6からの拡散符号 c ( n ) の F F T結果と乗算される。

この例の場合、この乗算部 5 3 3から得られる相関関数 F ( k ) は、第 2 7図の式（ 8 ) に示すようなものとなるようにされる。なお、式（ 8 ) で、 kは、拡散符号の F F T結果 C ( k ) の複素共役における kであり、 k _Q については、 f 。 = k。 · f s /M Nである。

このとき、第 1 3図において、逆 F F T処理部 5 3 7から得られる相関関数 f ' ( n ) のピークは、 R (K) が M周期の拡散符号を含むので、 0≤ n <MNの範囲において M個現れることになる。しかし、相関点の検出は、拡散符号の 1周期についての 1個でよいので、逆 F F T処理部 5 3 7での計算は、第 4図、第 8図を用いて説明した例の場合と同様に、 0≤ nく Nの範囲だけで済み、 N≤ n < M Nにおける計算は必要ない。

以上のようにして、この例によれば、受信信号 r ( n ) の F F Tを拡散符号の 1周期の M倍とすることにより、相関点の検出感度、したがって、受信感度を向上させることができる。

[同期捕捉部の具体的な構成と動作の他の例（ 3 ) について] 前述の同期捕捉部の具体的な構成と動作の他の例（ 2 ) では、拡散符号の M周期（M> 1 ) 分を含む受信信号 r (n ) を F F T 処理することで、未知のキャリア周波数のサーチを可能にすると共に、受信感度の向上を図ることができるものであるが、デ一夕サンプルの数が、拡散符号 1周期分の場合の N個から M倍の MN 個になるため、 F F Tの計算時間および第 1 3図におけるメモリ 5 3 2の容量が大きくなる。この例（他の例（ 3 ) ) は、このメモリ容量の問題を改善したものである。

第 1 2図の例のように、拡散符号の M周期（M> 1 ) を F F T 処理単位とした場合の F F T結果 R (K) 中の周波数成分は M個おきにしか存在しないので、それらの M個おきの周波数成分の間の成分は不要である。

ここで、 F F T結果 R (K) (ただし、 0≤K<MN) を、 R ( i XM)、 R ( i XM + l )、 R ( ί ΧΜ+ 2 )、 · · · 、 R ( i XM + M— 1 ) ( 0≤ i < N ) の M組に分ける。 M= 4組に分けた場合の、それぞれの組の分割スぺクトラムの例を第 1 4図〜第 1 7 図に示す。キャリア周波数は未知であるが、 M組のうちの 1 組に、相関を検出する対象となる G P S信号のエネルギーがある第 1 4図〜第 1 7図の例では、第 1 4図の R ( i XM) の組に、受信信号 r (n) の周波数成分が含まれ、それ以外の 3つの分割スペクトラムにはノイズしかない状態を表している。

なお、実際の信号ではキャリア周波数 k。は、正確には k ' = k 。でないため、例えば k。が k。，と k。， + 1 との間にあったとすると、 k ' = k。，と k ' = k。， + 1 との両方で相関が検出され、 k。に近い方が大きな相関を示す。

F F T結果 R (K) を前記のように M組に分割した場合、が 2のべき乗であれば、 F F T計算手順の性質から、各組は、それぞれ独立に計算できる。

第 1 8図は、 8個のデ一夕 g ( 0 ) 〜 g ( 7 ) の F F T計算の信号の流れ図である。第 1 8図の F F T結果 G (K) を、 4個おきのデ一夕に分けるとすると、（G ( 0 )， G ( 4 ))、 ( G ( 1 )， G ( 5 ))、 ( G ( 2 ), G ( 6 ))、 ( G ( 3 ), G ( 7 )) の 4組となる。この中の（G ( 0 ), G ( 4 )) に注目すると、第 1 9図に示す部分だけの計算でよいことが判る。そして、この計算の構造は、他の組（G ( 1 )， G ( 5 ))、（ G ( 2 ), G ( 6 ))、（G ( 3 )， G ( 7 )) においても同様となるものである。

この 4組のデータを 1組ずつ調べることにすると、まず、（ G ( 0 ), G ( 4 )) を計算し、調べ終わったら（G ( 0 ), G ( 4 )) を格納したメモリを開放して次の組に進む。（G ( 1 ), G ( 5 ))、 ( G ( 2 )， G ( 6 ))、 (G ( 3 )， G ( 7 )) と、順次計算して調ベ終わったらメモリを開放するという操作を行うことにより、メモリは、 G ( 0 ) 〜 G ( 7 ) を一括して F F Tを求めるのに比べて、 1 Z 4のメモリ容量でよくなる。乗算回数は、 M個に分割して計算した場合と全体を一括して F F T計算をした場合とでは同じになる。

上記の例と同様のことが、 Mを 2 のべき乗にすることで、 R ( i X M) , R ( i XM + l )、 R ( i XM + 2 )、 · · · 、 R ( i XM + M - 1 ) に適用でき、 F F T結果を格納するメモリの容量は、 ΜΝの 1 ΖΜ、すなわち、 Νで済む。また、 R ( i XM)、 R ( i XM + 1 )、 R ( i XM+ 2 )、 * · · 、 R ( i XM + M— 1 ) の順で相関を検出する際に、途中の組で相関点が検出できてしまえば, 残る組については調べる必要がなくなるので、拡散符号の M周期毎の受信信号を一括して F F T処理して検出するより、処理時間が短くなると期待できる。

以上説明したこの例の場合の拡散符号およびキャリア同期のフローチャートを、第 2 0図および第 2 1 図に示す。第 2 0図および第 2 1 図の例では F F Tの回数を最小にするため、キャリア周波数のサーチを、各 F F Tの組毎に、対象とする衛星すべてについて相関検出を行うようにしている。なお、この第 2 0図および第 2 1図のフローチヤ一トは、同期捕捉部 5の D S P 5 3でのソフトウェア処理に対応するものである。

まず、 R (K) ( 0≤ Kく MNであり、 Κ = i X Μ + j ) の分割組数についての変数： i ( 0≤ j ≤ M ) を初期化し（ステップ S 2 1 )、次に、周波数変換部 4の A/D変換器 4 5 にてデジタル信号に変換された受信信号を信号 r ( n ) (ただし、 0≤ n≤M N ) としてメモリ 5 2 に取り込む (ステップ S 2 2 )。次に、この信号 r ( n ) を F F T処理部 5 3 1で F F Tし、その F F T結果 R (K) (ただし、 K= i XM+ j ) をメモリ 5 3 2 に書き込む（ステップ S 2 3 )。次に、信号を受信した G P S衛星に対応する拡散符号の F F T結果 C ( k ) をメモリ 5 3 6 にセッ卜する (ステップ S 2 4 )。

次に、受信信号 r ( n ) の F F T結果 R (K) のメモリ 5 3 2 1924

42 からの読み出しアドレスのシフト量の初期値 k。 ' を、例えば過去のデ一夕から決定する（ステップ S 2 5 )。そして、決定した初期値 k。' を、メモリ 5 3 2からの F F T結果の読み出しアドレスのシフト量 k 'として設定すると共に、シフト制御の変更回数 mを、初期値 m= 0にセットする（ステップ S 2 6 )。

次に、メモリ 5 3 2から、受信信号 r ( n )の F F T結果 R (K) を、その読み出しアドレスを、 k 'だけシフトして読み出す（ステツプ S 2 7 )。そして、読み出した F F T結果 R (K - k ' ) と、拡散符号の F F T結果とを乗算して相関関数 F ' ( k ) を求める (ステップ S 2 8 )。

次に、この相関関数 F ' ( k ) の逆 F F Tを行って時間領域の関数 ' ( n ) を求める（ステップ S 2 9 )。そして、この関数 f ' ( n ) について、ピーク値 f ' ( n p) を求め（ステップ S 3 0 )、そのピ一ク値 f ' ( n p ) が予め設定されているスレツショ一ルド値 f th より大きいかどうか判別する（ステップ S 3

1 ) o

ステップ S 3 1での判別の結果、ピーク値 f ' ( n p ) が、予め設定されているスレツショールド値 f th以下であるときには、相関点が検出できなかつたとして、シフト制御の変更回数 mが予め設定された最大値 m_naxよりも小さいかどうか判別する（ステツプ S 3 2 )。そして、シフト制御の変更回数 mが予め設定された最大値 m_maxよりも小さいと判別したときには、シフト制御の変更回数 mを 1だけインクリメント（m = m+ l ) すると共に、新たなシフト量 k 'を、

k ' = k ' + (— 1 ) ^m X mとして (ステップ S 3 3 )、ステップ S 2 7に戻る。そして、上述したステップ S 2 7以降の処理を繰り返す。

また、ステップ S 3 2で、シフト制御の変更回数 mが、予め設定された最大値 m _{n a x}以上であると判別したときには、すべての衛星について、上述の拡散符号同期サーチ処理が終了したか否か判別し（ステップ S 3 6 )、すべての衛星についての拡散符号同期サーチ処理が終了したと判別したときには、変数 j がその最大値 Mより小さいかどうか判別し（ステップ S 3 8 )、小さいときには、変数 j をインクリメントし（ステップ S 3 9 )、その後、ステツプ S 2 3 に戻り、このステップ S 2 3以降の処理を繰り返すまた、ステップ S 3 8で、変数〗が最大値 Mに等しいあるいは最大値 Mより大きいと判別したときには、サーチ動作を終了する (ステップ S 4 0 )。

また、ステップ S 3 6で、拡散符号同期サーチが終了していない衛星があると判別したときには、次に拡散符号同期サーチを行う衛星を選択し、その選択した衛星が用いる拡散符号 c ( n ) に拡散符号を変更する（ステップ S 3 7 )。そして、ステップ S 2 4に戻り、上述したステップ S 2 4以降の処理を実行する。

また、ステップ S 3 1 において、ピーク値 f ' ( n p ) が、予め設定されているスレツショールド値 f t h より大きいと判別したときには、そのピーク値 f ' ( n p ) を取る離散時間（拡散符号の位相） n pを相関点として検出すると共に、前記 F F T結果 R ( k ) のメモリ 5 3 2からの読み出しアドレスのシフト量の初期値 k。' を、そのときのシフト量 k 'に設定し直す（ステップ S 3 4 )。

そして、検出した相関点 n pが、 4個目であるか否か判別し（ステツプ S 3 5 )、 4個目であると判別したときには、受信機位置計算処理および同期保持処理へ移行する。なお、ステップ S 3 4 で検出した相関点 n pが得られるときのシフト量 k 'から、当該受信中の G P S衛星についてのドップラーシフト量および G P S受信機の発振周波数の誤差が推定することができる。

ステップ S 3 5で、検出した相関点 n pが、 4個未満であると判別したときには、ステップ S 3 6 に進み、上述したステップ S 3 6以降の処理を実行する。

なお、第 4図を用いて説明した方式の場合のように、キャリア周波数が既知である場合には、 R ( i XM)、 R ( i XM + l )、 R ( i XM + 2 )、 · · · 、 R ( i XM + M— 1 ) の中で該当するものだけを計算すれば、拡散符号の多周期分を含む時間分を単位として受信信号を F F Tする方法は、同様に適用できる。

以上説明した 4つの例の G P S受信機の拡散符号およびキヤリアの同期捕捉方法は、従来の手法であるスライディング相関器が原理的に時間を要するのに対し、高速な D S P等の活用で処理時間の大幅な短縮が期待できる。

なお、以上の実施の形態の説明では、 G P S衛星からの受信信号の場合に、この発明を適用したが、この発明は、 G P S衛星からの信号に限らず、拡散符号でデータをスペクトラム拡散した信号により搬送波が変調されている受信信号の拡散符号およびキャリアの同期捕捉を行う場合のすべてに適用可能である。

[同期保持部について]

同期保持部 6は、制御部 7 を通じて供給される同期捕捉部 5からの CZAコード位相、キャリア周波数、衛星番号に応じて、これらの情報を設定し、周波数変換部 4からの I Fデータに対してキャリア周波数の同期と、 C ZAコードの位相同期とを迅速に捕捉し、捕捉したキャリア周波数の同期と、 C /Aコードの位相同期とを保持するように動作する。

この場合、同期保持部 6は、同期捕捉部 5 において捕捉されたキャリア周波数の同期と、 C /Aコードの位相同期とを用いて、瞬時にキャリア周波数の同期と、 C ZAコードの位相同期とを捕捉し、この同期が取れた状態を保持するように動作する。そして、この実施の形態において、同期保持部 6は、コスタスループと D L L (D e 1 a y L o c k e d L o o p ) とにより構成されたものである。

第 2 2図は、同期保持部 6の構成例を説明するためのブロック図である。第 2 2図において、参照符号 6 1 2〜 6 1 9が付された部分がコスタスループ 6 1である。また、第 2 2 図において、参照符号 6 2 1〜 6 4 4が付された部分が D L L 6 2である。

コスタスループ 6 1 は、キャリア周波数の同期の保持、送信デ —夕である航法メッセージの抽出を行う部分であり、 D L L 6 2 は、 C/Aコードの位相同期の保持を行う部分である。そして、コスタスループ 6 1 と D L L 6 2 とが協働し、受信信号である I Fデータをスぺクトラム拡散している P N符号と同じ P N符号を用いてスぺクトラム逆拡散を行ってスぺクトラム拡散前の信号を得るとともに、このスぺクトラム拡散前の信号を復調して航法メッセ一ジを得て、これを制御部 7 に供給する。以下、コス夕スループ 6 1 と D L L 6 2 との動作について具体的に説明する。

(コスタスループ 6 1 について）

周波数変換部 4からの I Fデータは、同期保持部 6 の乗算器 6 1 1、 6 2 1、 6 3 1 に供給される。これら乗算器 6 1 1、 6 2 1 、 6 3 1 のそれぞれには、第 2 2図に示すように、 P N符号発生器（第 2 2図においては P N Gと記載。） 6 4 4からの一致（プロンブト） P N符号 P、進み（アーリ） P N符号 E、遅れ（レート） P N符号 Lのそれぞれが供給される。

P N符号発生器 6 4 4は、後述もするように、 N C 06 4 3からの信号に基づいて、一致 P N符号 Pと、進み P N符号 Eと、遅れ P N符号 L とを発生させる。この場合、 N C 0 6 4 3は、同期捕捉部 5 の捕捉結果に基づいて制御部 7 において設定される周波数情報の供給を受け、同期保持しょうとしている目的とする受信信号である I Fデータをスぺクトラム拡散している P N符号と、同じ P N符号であって、位相が一致する進み遅れのない P N 符号を発生させるように P N符号発生器 6 4 4 を制御する信号を形成し、これを P N符号発生器 6 4 4に供給する。

P N符号発生器 6 4 4は、 N C O 6 4 3からの信号に基づいて上述もしたように、同期保持しょうとしている目的とする I Fデ一夕をスペクトラム拡散している P N符号と同じ P N符号であつて、位相が一致する進み遅れのない一致（プロンプト） P N符号 P と、一致（プロンプト） P N符号 Pに対して位相が所定量分進むようにされた P N符号である進み（アーリ） P N符号 Eと、一致（プロンプト） P N符号 Pに対して、位相が所定量分遅れるようにされた P N符号である遅れ（レート） P N符号 Lを形成し、乗算器 6 1 1、 6 2 1、 6 3 1 のそれぞれに供給する。

コスタスループ 6 1 の前段に設けられた乗算器 6 1 1 は、周波数変換部 4からの I Fデ一夕と P N符号発生器 6 4 4からの一致 P N符号 P とを乗算することにより、スぺクトラム逆拡散を行い、この逆拡散がなされた信号をコスタスループ 6 1 に供給するコスタスループ 6 1 は、第 2 2図に示すように、数値制御型発振器（以下、 N C〇と略称する。） 6 1 2 と、乗算器 6 1 3、 6 1 4 と、 L P F ( L o w P a s s

F i l t e r ) 6 1 5、 6 1 6 と、位相検出器 6 1 7 と、ル一プフィル夕 6 1 8 と、相関検出器 6 1 9 とからなっている。

乗算器 6 1 1 において逆拡散された信号は、コスタスループ 6 1 の乗算器 6 1 3、 6 1 4に供給される。第 2 2図に示すように、乗算器 6 1 3 には、制御部 7からの周波数情報であるキャリア周波数に応じて N C〇 6 1 2 において形成される直交位相の I ( S i n e ) 信号と、 Q ( C o s i n e ) 信号とのうち、 I信号が供給され、乗算器 6 1 4には、 Q信号が供給される。

乗算器 6 1 3 においては、逆拡散された I Fデータと N C 06 1 2からの I 信号とが乗算され、その結果が L P F 6 1 5 を通じて位相検出器 6 1 7 に供給される。また、乗算器 6 1 4においては、逆拡散された I Fデータと N C 06 1 2からの Q信号とが乗算され、その結果が L P F 6 1 6 を通じて位相検出器 6 1 7 に供給される。

L P F 6 1 5、 6 1 6は、制御部 7からのカット · オフ周波数情報の供給を受け、これに供給された信号の帯域外ノイズを除去するものである。位相検出器 6 1 7は、 L P F 6 1 5、 6 1 6からの出力信号に基づいて、 I Fデ一夕のキャリアと N C〇 6 1 2 が発生させた信号との位相誤差を例えば 1 ミリ秒間隔で検出し、この位相誤差をループフィル夕 6 1 8 を介して N C 0 6 1 2 に供給する。これにより N C 0 6 1 2が制御されて、 N C〇 6 1 2 からの出力キャリア信号の位相が、受信信号のキャリア成分に追従するようにされる。

なお、コスタスループ 6 1 のループフィルタ 6 1 8は、制御部 7から供給されるパラメータに応じて、位相検出器 6 1 7からの位相誤差情報を積分して、 N C 0 6 1 2 を制御する N C〇制御信号を形成するものである。 N C 0 6 1 2は、ループフィルタ 6 1 8からの N C O制御信号によって、前述したように、 N C 0 6 1 2からの出力キャリア信号の位相が、受信信号のキャリア成分に追従するようにされるのである。

また、コスタスル一プ 6 1 の L P F 6 1 5、 6 1 6からの出力は、相関検出器 6 1 9に供給される。相関検出器 6 1 9は、これに供給される L P F 6 1 5、 6 1 6からの出力信号を自乗して加算し、これを出力する。この相関検出器 6 1 9からの出力は、 I Fデータと P N符号発生器 6 4 4からの一致 P N符号 P との相関値（ P ) 示すものである。この相関値（P ) は、例えば、図示しないレジス夕に格納され、制御部 7が用いることができるようにされる。

制御部 7 は、相関検出器 6 1 9からの相関値（ P ) から、キヤリア周波数の同期がロックしているか、アンロックなのかを判定し、アンロックである場合には、キャリア周波数を引き込んで口ックするように、コスタスループ 6 1 を制御することになる。そして、送信データの復調出力は、 L P F 6 1 5から得られ、これがデコードされて航法メッセージ (ナビゲーションメッセ一ジ）として制御部 7 において用いることができるようにされる。

(D L L 6 2について）

一方、乗算器 6 2 1 は、周波数変換部 4からの I Fデータと P N符号発生器 6 4 4からの進み P N符号 E とを乗算することにより、スペクトラム逆拡散を行い、この逆拡散がなされた信号を D L L 6 2 の乗算器 6 2 2、 6 2 3 に供給する。そして、乗算器 6 2 2 には、前述したように、 N C O 6 1 2 において形成される I信号が供給され、乗算器 6 2 3 には、 N C O 6 1 2 において形成される Q信号が供給される。

乗算器 6 2 2は、逆拡散された I Fデータと N C 06 1 2からの I信号とを乗算し、その結果を L P F 6 2 4を通じて相関検出器 6 2 6 に供給する。同様に、乗算器 6 2 3は、逆拡散された I Fデ一夕と N C 0 6 1 2からの Q信号とを乗算し、その結果を L P F 6 2 5 を通じて相関検出器 6 2 6 に供給する。なお、 L P F 6 2 4、 6 2 5は、コスタスループ 6 1 の L P F 6 1 5、 6 1 6 と同様に、制御部 7からのカツト ·オフ周波数情報の供給を受け、これに供給された信号の帯域外ノイズを除去するものである。相関検出器 6 2 6は、これに供給される L P F 6 2 4、 6 2 5 からの出力信号を自乗して加算し、これを出力する。この相関検出器 6 2 6からの出力は、 I Fデータと、 P N符号発生器 6 4 4 からの進み P N符号 Eとの相関値（ E) 示すものである。この相関値（ E ) は、位相検出器 6 4 1 に供給されるとともに、例えば、図示しないレジス夕に格納され、制御部 7が用いることができるようにされる。

同様に、乗算器 6 3 1 は、周波数変換部 4からの I Fデ一夕と P N符号発生器 6 4 4からの遅れ P N符号 L とを乗算することにより、スぺクトラム逆拡散を行い、この逆拡散がなされた信号を D L L 6 2の乗算器 6 3 2、 6 3 3 に供給する。乗算器 6 3 2 には、前述したように、 N C 0 6 1 2 において形成される I信号が供給され、乗算器 6 3 3 には、 N C〇 6 1 2 において形成される Q信号が供給される。

乗算器 6 3 2は、逆拡散された I Fデータと N C 0 6 1 2から 4

50 の I 信号とを乗算し、その結果を L P F 6 3 4を通じて相関検出器 6 3 6に供給する。同様に、乗算器 6 3 3は、逆拡散された I Fデータと N C 0 6 1 2からの Q信号とを乗算し、その結果を L P F 6 3 5 を通じて相関検出器 6 3 6 に供給する。 L P F 6 3 4、 6 3 5は、前述の L P F 6 2 4、 6 2 5 と同様に、制御部 7からのカット · オフ周波数情報の供給を受け、これに供給された信号の帯域外ノィズを除去するものである。

相関検出器 6 3 6は、これに供給される L P F 6 3 4、 6 3 5 からの出力信号を自乗して加算し、これを出力する。この相関検出器 6 3 6からの出力は、 I Fデ一夕と、 P N符号発生器 6 4 4 からの遅れ P N符号 Lとの相関値（L ) を示すものである。この相関値（ L ) は、位相検出器 6 4 1 に供給されるとともに、例えば、図示しないレジス夕に格納され、制御部 7が用いることができるようにされる。

位相検出器 6 4 1 は、相関検出器 6 2 6からの相関値（ E)と、相関検出器 6 3 6からの相関値（ L ) との供給を受け、両者の位相誤差を検出し、これに基づき相関値（E) と相関値（L ) とが同じレベルとなるように、 P N符号発生器 6 4 4に供給する N C Oからの出力信号を調整するようにするための信号を形成して、これをループフィルタ 6 4 2 を介して N C 0 6 4 3 に供給する。

N C 06 4 3 は、前述もしたように、同期捕捉部 5の捕捉結果に応じた制御部 7からの初期周波数を示す周波数情報の供給を受け、目的とする G P S衛星からの信号である I Fデ一夕をスぺクトラム拡散している P N符号と同期の合った P N符号を発生させるように P N符号発生器 6 4 4 を動作させる信号を発生させるが、上述のように、ループフィルタ 6 4 2 を介して位相検出 0301924

51 器 6 4 1からの信号に基づいて、 P N符号発生器 6 4 4【こ供給する信号の位相を調整する。

これにより、 N C 0 6 4 3からの信号に応じて P N符号発生器 6 4 4において発生させる P N符号の位相が調整され、 P N符号発生器 6 4 4において発生させる一致 P N符号 Pが、 I Fデータをスぺクトラム拡散している P N符号に追従するようにされ、一致 P N符号 Pを用いて I Fデータについて正確に逆スぺクトラム拡散することができ、コスタスループ 6 1 において、受信デー夕の復調ができるようにされる。

なお、 D L L 6 2のループフィルタ 6 4 2は、前述したコス夕スループ 6 1 のループフィル夕 6 1 8 と同様に、制御部 7から供給されるパラメ一夕に基づいて、位相検出器 6 4 1からの位相誤差情報を積分して、 N C O 6 4 3 を制御する N C O制御信号を形成するものである。

このようにして、スぺクトラム拡散変調された I Fデータについて、同期保持部 6 において同期保持し、送信データとしての航法メッセージが同期保持部 6 のコスタスル一プ 6 1 により復調される。そして、航法メッセージの復調出力は、前述もしたように、 L P F 6 1 5から得られ、これが図示しないデータ復調回路に供給されて制御部 7 に供給可能なデータに復調された後、これが制御部 7 に供給されて測位計算に用いられることになる。

なお、実際には、異なる複数個の G P S衛星からの信号を受信して並行して処理することができるように、少なくとも 4つ以上のコスタスループ 6 1 と D L L 6 2 とからなる部分が同期保持部 6内に設けられるようにされ、この並列に設けられた各コスタスループ 6 1 と D L L 6 2 とからなる部分において、上述のようなキャリア周波数と C /Aコードについて、同期の捕捉（同期の引き込み）、および、同期の保持が行われ、航法メッセージが取得するようにされる。

[制御部について]

制御部 7は、この実施の形態の G P S受信機の各部を制御するとともに、同期保持部 6からの航法メッセージの供給を受け、測位演算を行ったり、各種の時間検出（時間計測）を行ったりする部分である。

第 2 3図は、制御部 7の構成例を説明するための図である。第 2 3図に示すように、制御部 7は、 C P U ( C e n t r a 1 P r o c e s s i n g U n i t ) 7 1 , R O M (R e a d O n 1 y M e m o r y ) 7 2 , R AM (R a n d o m A c c e s s M e m o r y ) 7 3、タイムカウンタ 7 4、 R T C ( R e a 1 T i m e C l o c k ) 7 5 を備えたものである。

ここで、 R〇M 7 2は、 C P U 7 1 において実行するプログラムゃ処理に用いる各種のデ一夕が格納されているものである。 R AM 7 3 は、各種の処理においての途中結果を一時記憶するなど. 主に作業領域として用いられるものである。また、タイムカウンタ 7 4、 R T C 7 5 は、各種の時間検出（時間計測）を行う場合に用いられるものである。

そして、前述もしたように、第 1 図に示したこの実施の形態の G P S受信機の制御部 7は、同期捕捉部 5 を制御して高速に受信信号のキャリア周波数の同期、 Aコードの位相同期を捕捉するようにし、この捕捉結果に基づいて、同期保持部 6 を制御して、受信信号のキャリア周波数の同期、 C ZAコードの位相同期を瞬時に引き込み、これを保持して、ナビゲーシヨンデータとしてのビット · データを得て、測位演算を行い、現在位置を正確に算出して、これをホスト I /0端子 3 1 を通じて出力するなどのことができるようにされている。

なお、第 1 図においてタイミング発生器 8は、 T C X O l 1からの基準周波数信号の供給を受け、これを避倍/分周して、各部に供給するクロック信号を形成し、これを C P U、同期捕捉部 5、同期保持部 6などの各部に供給し、その各部の目的とする部分を動作することができるようにするものである。

[間欠動作について]

そして、この実施の形態の G P S受信機は、第 1 図に示したように、制御部 7 によって制御される電源制御部 9 により、周波数変換部 4、同期捕捉部 5、同期保持部 6、制御部 7 のそれぞれに対応して設けられた電源のオン/オフを行うスィッチ 2 1、 2 2 2 3、 2 4のそれぞれを個別に制御することができるようにしている。

この実施の形態の G P S受信機においては、いわゆる帰還ル一プの構成とされた同期保持部 6への電源供給を制御し、同期保持部 6 を間欠動作させることにより、 G P S受信機の消費電力を低減させるようにしている。

この実施の形態の G P S受信機は、第 3 1 図に示したように、例えば、 1 0 0 ミリ秒ごとなどの非常に短い周期でレンジを測定するのではなく、使用に十分耐えうる時間間隔である 1秒ごとにレンジを測定して当該 G P S受信機の現在位置を示す測位情報を算出して出力するようにしている。以下、当該 G P S受信機の現在位置を示す測位情報を 1秒ごとに算出して出力するようにした場合における、当該 G P S受信機の間欠動作について説明する。

まず、この実施の形態の G P S受信機の電源スィッチが押下操作されることにより、この実施の形態の G P S受信機に電源が投入するようにされると、 G P S受信機の各部に電源が供給するようにされる。この場合、電源制御部 9は、スィッチ 2 1 、 2 2、 2 4のそれぞれをオンにする。したがって、周波数変換部 4、同期捕捉部 5、制御部 7 のそれぞれも動作状態とされる。

そして、 G P S衛星からの高周波 G P S信号は、アンテナ 1 により受信され、増幅器 2、 B P F 3 を通じて周波数変換部 4に供給され、ここで中間周波 G P S信号にダウンコンバートされるとともに、同期捕捉部 5、同期保持部 6 とに供給される。

同期捕捉部 5は、前述したように、いわゆるマッチドフィルタの構成とされたものであり、 F F Tを用いて高速にキャリア周波数の同期と、 C ZAコードの位相同期とを捕捉し、捕捉したキヤリア周波数と C Z Aコードの位相同期とを制御部 7 に供給する。制御部 7は、同期捕捉部 5からの情報に基づいて、キャリア周波数、 C ZAコードの位相同期などの必要な情報を初期値として同期保持部 6 に設定する。そして、電源制御部 9は、制御部 7 の制御により、スィッチ 2 3 をオフからオンに切り換える切換制御信号 C T 3 を形成し、これをスィッチ 2 3 に供給してスィッチ 2 3 をオンにする。これにより、同期保持部 6 に電源が供給され、同期保持部 6は、目的とする G P S衛星からの G P S信号を迅速に捕捉し、これを保持するように動作する。

前述もしたように、同期捕捉部 5 において、比較的広範な範囲でキャリア周波数と、 C /Aコードの位相同期を、サーチして捕捉するようにされ、この捕捉結果が用いられて同期保持部が制御されるので、同期保持部 6 においは、ごく限られた範囲において、キャリア周波数と C / Aコードの位相同期をサーチすればよいので、捕捉を極めて迅速に行うことができるようにされる。

ここで、キャリア周波数と C Z Aコードの位相同期が合うまで待つことになる。ここで、待つ時間は、 C P U 7 1 の処理スピードゃ他の条件などにより、捕捉にかかる時間が変わることもあるキャリア周波数の同期と、 C Z Aコードの位相同期とが捕捉できたら、これを保持するようにし、位置計算に必要となる G P S信号の送信時刻などのレンジデ一夕を取得して制御部 7 に供給する。このとき、レンジのばらつきを低減させるフィルタを考慮して、必要な分のレンジデータを取得するようにしてもよい。

必要な分のレンジデ一夕が取得できたならば、制御部 7は、電源制御部 9 を制御し、スィッチ 2 3 をオフに切り換えるようにする。すなわち、電源制御部 9は、スィッチ 2 3 をオンからオフに切り換える切換制御信号 C T 3 を形成し、これをスィッチ 2 3 に供給してスィッチ 2 3 をオフにする。これにより、同期保持部 6 への電源の供給が停止され、同期保持部 6の動作が停止し、消費電力を低減させる。

この後、制御部 7は、取得したレンジデータにより位置計算を行い、計算して得た当該 G P S受信機の現在位置を示す測位情報を当該 G P S受信機から出力する処理を行う。そして、前述もしたように、 1秒ごとに当該 G P S受信機の現在位置を示す測位情報を出力するものとし、この測位情報を得るために必要なレンジデ一夕の取得に 0 . 5秒かかったとすると、レンジデータの取得が終了し、測位情報を計算して出力するまでの 0 . 5秒間は、同期保持部 6の動作を停止させることができるのである。第 2 4図は、この例の同期保持部 6の動作期間と停止期間について説明するための図である。第 2 4図に示すように、 1秒（ 1 s e c ) ごとに、当該 G P S受信機の位置を示す測位情報を計算して出力する場合、同期保持部 6 においてのレンジデータの取得に 0 . 5秒（ 0 . 5 s e c ) かかる場合には、レンジデータ取得後、測位情報を出力するまでの 0 . 5秒間は、同期保持部 6 を停止させることができる。

そして、測位情報出力後において、停止していた同期保持部 6 に電源を供給して動作させ、前述したように、同期の引き込み及び保持を行いレンジデータを取得した後、同期保持部 6への電源の供給を停止させるというように、動作と停止とを、ほぼ 0 . 5 秒づっ行うようにすることにより、同期保持部 6 の動作時間を常時動作されている場合のほぼ半分程度とすることができ、その分 G P S受信機の消費電力を低減させることができる。

なお、ここでは、同期保持部 6だけを間欠動作させる場合を例にして説明したが、これに限るものではない。例えば、同期保持部 6の動作/停止に一致させて、周波数変換部 4の動作/停止を制御するようにしても良い。これは、同期保持部 6が動作していない場合には、受信信号である G P S信号が同期保持部 6 に供給されても何ら処理されず、同期保持部 6が停止している間は、周波数変換部 4の動作を停止しても何ら問題ないためである。

また、測位情報の出力が 1秒ごとであるこの例の場合、レンジデータの取得後、測位情報を算出するまでの時間が 1秒より短い場合には、その間においては、同期捕捉部 5、制御部 7などの全体の回路部分への電源の供給を停止させるか、あるいは、動作を停止させることによって、さらに消費電力を低減させることができる。

上述した主に同期保持部 6 の間欠動作について、第 2 5 図のフローチャートを用いてさらに説明する。第 2 5図は、この実施の形態の G P S受信機の間欠動作を説明するためのフローチヤ一トであり、例えば、この実施の形態の G P S受信機に電源が投入された場合に実行される処理である。

第 1 図に示したこの実施の形態の G P S受信機に電源が投入されると、同期保持部 6以外の各部に電源が供給され、周波数変換部 4からの I Fデータの供給を受ける同期捕捉部 5は、高速に同期捕捉処理を実行し、キャリア周波数、 C Z Aコード位相などの情報を得る（ステップ S 1 0 1 )。

そして、ステップ S 1 0 1で得たキャリア周波数、 C Z Aコ一ドなどの情報に基づいて、同期保持部 6の動作に必要となる情報の初期値を設定する（ステップ S 1 0 2 )。この実施の形態の G P S受信機においては、同期保持部 6への初期値の設定は、制御部 7 を介して行われることになる。

この後、制御部 7は、電源制御部 9 を制御して、同期保持部 6 に対して設けられているスィッチ 2 3 をオンにして、同期保持部 6 を動作させる（ステップ S 1 0 3 )。

なお、この例においては、同期保持部 6の電源のオン Zオフに同期させて、周波数変換部 4の電源のオン Zオフも制御する。しかし、周波数変換部 4は、同期捕捉のために電源投入直後に電源がオンにされている。このため、第 2 5図に示すように、繰り返し実行されることになるステップ S 1 0 3 の 1 回目の処理においては周波数変換部 4の電源をオンにする処理は省略する。

そして、 2回目以降のステップ S 1 0 3 の処理においては、周波数変換部 4 に対して設けられているスィッチ 2 1 をオンにすることにより、電源オフ状態にある周波数変換部 4を同期捕捉部 6 に同期して動作させるようにすることになる。

ステップ S 1 0 3の処理の後、同期保持部 6は、制御部 7 を通じて初期設定される同期捕捉部 5からの捕捉の結果得られた情報に基づいて、 G P S信号について迅速に同期捕捉を行うので、同期が捕捉されるまで待ち（ステップ S 1 0 4 )、同期の捕捉ができたときには、その後においても同期を保持するようにし、レンジを計算するために必要となるレンジデータを取得し制御部 7 に供給する（ステップ S 1 0 5 )。

制御部 7は、レンジデ一夕を取得すると、電源制御部 9 を制御し、同期保持部 6 に対して設けられているスィッチ 2 3 と、周波数変換部 4に対して設けられているスィッチ 2 1 をオフにし、同期保持部 6 と周波数変換部 4の動作を停止させる（ステップ S 1 0 6 ) ₀

そして、制御部 7は、取得したレンジデータを用いて当該 G P S受信機の位置を計算し（ステップ S 1 0 7 )、計算して得た当該受信機の位置を示す情報（測位情報）を出力する（ステップ S 1 0 8 )。この後、第 2 5 図に示すように、ステップ S 1 0 2からの処理を繰り返す。

そして、測位情報を出力する周期が 1秒である場合には、第 2 5図に示すように、周波数変換部 4、同期保持部 6 を動作させておかなければならないのは、例えば、約 0 . 5秒間であるので、レンジデータ取得後から測位データを出力するまでの、約 0 . 5 秒間は、周波数変換部 4、同期保持部 6 を停止させることにより、当該 G P S受信機の一連の測位処理に影響を及ぼすことなく、当該 G P S受信機の消費電力を低減させることができる。

なお、前述の実施の形態においては、測位情報を 1秒ごとに出力する場合を例にして説明したが、測位情報の出力周期（出力する間隔）は 1秒に限るものでない。測位情報の出力周期を 1秒より短くしたり、逆に長くしたりすることができる。しかし、測位情報の出力周期を 2秒、 3秒と増すようにすることにより、消費電力を低減させることができる割合を高めることができる。

ただし、測位情報を出力する周期が長い場合、同期保持部 6 に設定する初期値の誤差が大きくなり、キャリア同期、 C Z Aコードの位相同期を捕捉するまでにかかる時間が長くなつてしまう。このため、測位情報を出力する周期に応じて、同期保持部 6の、あるいは、同期保持部 6および周波数変換部 4の動作時間を変えることができるようにしておく。

第 2 6 A図乃至第 2 6 C図は、例えば同期保持部の動作時間を変えることができるようにした場合を説明するための図である。第 2 6 A図に示すように、例えば標準モードとして、測位情報の出力周期が Tである場合、同期の引き込み及び保持処理からレンジデータの取得までかかる時間は、 T Z 2程度であるとする。この場合、少なくとも、 T Z 2程度は、同期保持部 6 を停止させ、この間に取得したレンジデータを用いて測位演算を行い、測位情報を出力するようにする。

しかし、第 2 6 B図に示すように、測位情報の出力周期が第 2 6 A図に示した標準モードの周期 Tよりも短い周期 T Sのいわゆるショートモードの場合には、同期保持部 6 に設定されたキヤリア周波数などの値が、同期保持部 6の停止中にずれる割合が少なく、同期の引き込みおよび保持処理からレンジデータの取得ま 4

60 でかかる時間は、 T S / 2以下である。すなわち、標準モードの場合よりも、同期の引き込みからレンジデータの取得にかかる時間は短くて済むと考えられる。このような場合には、同期保持部 6の動作時間を短くすることができるようにしておく。

逆に、第 2 6 C図に示すように、測位情報の出力周期が第 2 6 A図に示した標準モードの周期 Tよりも長い周期 T Lのいわゆるロングモードの場合には、同期保持部 6 に設定されたキャリア周波数などの値が、同期保持部 6の停止中にずれる割合が大きく同期の引き込み及び保持処理からレンジデータの取得までかかる時間は、標準モードの場合よりも、同期の引き込みからレンジデータの取得にかかる時間は長くなる。このような場合には、同期保持部 6の動作時間を長くすることができるようにしておく。

しかし、第 2 6 C図に示したいわゆるロングモードの場合に、同期の引き込み及び保持処理からレンジデータの取得までかかる時間が、 T L 2よりも短くなれば、同期保持部 6 を停止させておくことができる時間を長く取ることができるので、消費電力の省力化の割合を高めることができるのである。

なお、同期保持部 6の動作時間は、この実施の形態においては、第 1 図に示したスィッチ 2 3 のオン Zオフ制御により変えることができる。すなわち、同期保持部 6の動作時間を長くしたければ、スィッチ 2 3がオンになっている状態を長くすればよいし、逆に、同期保持部 6の動作時間を短くしたければ、スィツチ 2 3 がオンになっている状態を短くすればよい。

また、同期保持部 6 を停止させておく時間は、同期保持部 6 を動作させておく時間に応じて変えるようにすることもできるし、また、測位演算に必要な時間として固定的に定めることもできるまた、上述したように、測位情報の出力周期が長い場合には、同期保持部 6 において用いるキャリア周波数などの値がずれてしまうために同期の引き込みに時間がかかってしまう。同様に、測位情報の出力周期が短くても、 G P S受信機の加速が大きい場合には、 G P S受信機は短時間に大きく移動することになり、同期保持部 6 においての同期の引き込みが困難なほど、同期保持部 6で用いられるキャリア周波数などの値がずれてしまう場合もあると考えられる。

そこで、測位情報の出力周期が長い場合、あるいは、 G P S受信機の加速が所定の値よりも大きな場合には、現在までに制御部 7が取得した G P S衛星の軌道情報、位置情報、速度デ一夕、時間データなどの情報から、制御部 7が同期保持部 6 において用いるキャリア周波数などの所定の値を予測し、これを同期保持部に設定し直した後に、同期保持部 6 を起動させるようにしてもよいこのようにした場合には、同期保持部 6においての同期の引き込みにかかる時間が非常に長くなることを防止することができるので、 G P S受信機の消費電力の低減を図ることができる。

また、測位データの出力周期に応じて、同期保持部 6の動作時間を変えるようにした場合に、同期保持部 6 に設定するキャリア周波数などの初期値や動作時間は、制御部 7 において予測するようにし、これを用いて動作停止の制御を行うようにしてもよいこの場合、測位情報の出力周期、軌道情報、位置情報、速度データ、時間データなどの情報から予測することができる。

なお、前述の実施の形態においては、同期保持部 6 を、または、同期保持部 6および周波.数変換部 4 を間欠動作するようにしたが、これに限るものではない。例えば、第 2 5図のフローチヤ一卜に示したように、同期捕捉部 5は、電源投入直後においてのみ、 G P S信号に対する同期捕捉を高速に行うが、その後においては、用いられることは無くなる。

そこで、第 2 5図におけるステップ S 1 0 1 の処理の後、同期捕捉部 5 に対するスィッチ 2 2 をオフにして、同期捕捉部 5の動作を停止させるようにしてもよい。また、前述したように、同期保持部 6 に設定するようにするキャリア周波数などの情報の制御部 7 における予測に変えて、必要に応じて同期捕捉部を動作させて、キャリア周波数の同期、 C Z Aコードの位相同期を捕捉するようにし、その結果を同期保持部 6 に設定するようにしてもよい。 '

したがって、同期捕捉部 5 にオン/オフを同期保持部 6のオンノオフに一致するように制御するようにしてもよいし、同期捕捉部 5は、同期捕捉を行って正確なキャリア周波数や C Z Aコード位相の同期捕捉が必要になる比較的に長い周期で、つまり、同期保持部 6のオン Zオフ制御よりも長い周期で、同期捕捉部 5のォン Zオフを行うようにしてもよい。

また、高速な同期捕捉が可能な同期捕捉部 5 を備えない G P S 受信機を構成することも可能であるが、この場合には、前述もしたように、同期保持部、あるいは、同期保持部および周波数変換部の間欠動作を行うようにすることによって G P S受信機の消費電力を省力化することができる。すなわち、コスタスループと D L Lからなる同期捕捉、同期保持を行うようにする G P S受信機にこの発明を適用することができる。

また、同期保持部は、コスタスループと D L Lとからなるものに限るものではなく、他の方法によって、キャリア周波数の同期と C / Aコードの位相同期とを捕捉、保持し、送信データの復調、抽出が可能な回路により構成されていてももちろんよい。

なお、前述した実施の形態においては、 G P S受信機の各プロックに供給する電源の供給を制御することにより、間欠動作を行うようにしたが、これに限るものではない。電源の供給を制御するのではなく、例えば、クロック信号の供給を停止させることにより、目的とするブロックの処理を停止させ、消費電力を低減させるようにしてもよい。

以上説明したように、この発明によれば、例えば所定の周期で連続的に測位情報を出力する場合でも、 G P S受信機の消費電力を低減させることができる。

また、動機保持部等の動作時間を変更できるようにしておくことにより、測位感度、測位スピードなどの G P S受信機の性能を低下させることなく、 G P S受信機の消費電力の低減の割合を変え、 G P S受信機の消費電力を効率的に低減させることができるまた、同期保持部等の部分を間欠動作させた場合でも、 G P S 信号により提供される航法データは効率よく取得することができる。

また、必要な航法データを取得した後に、間欠動作が行うようにされるので、停止後の動作再開は、航法データが何も得られていない状態からの動作となるのではなく、既に取得したデータを利用して、迅速な同期捕捉、同期保持、レンジデータの取得が可能となる。

Claims

請求の範囲

1 . 送信データが拡散符号によりスペクトラム拡散された信号により搬送波が変調されて人工衛星から送信されてくる高周波 G P S信号を、中間周波 G P S信号に変換する周波数変換手段と前記周波数変換手段からの前記中間周波 G P S信号の供給を受けて、前記搬送波の同期と前記拡散符号の位相同期とを捕捉して保持するようにし、前記送信データを取得するようにする同期保持手段と、

前記同期保持手段を動作させて前記送信デ一夕を取得した後に前記同期保持手段の動作を停止させ、一定時間経過後に直前の停止時の搬送波周波数と拡散符号位相とを初期値として用いて前記同期保持手段を動作させる間欠動作を繰り返すように制御する制御手段と、

を備えることを特徴とする G P S受信機。

2. 請求の範囲第 1項に記載の G P S受信機であって、

前記制御手段は、前記測位情報の出力周期に応じて、前記動作保持手段の動作時間を変えることができるようにされていることを特徴とする G P S受信機。

3. 請求の範囲第 1項に記載の G P S受信機であって、

既に取得されている前記送信デ一夕に基づいて、前記初期値として用いられる前記搬送波周波数と前記拡散符号位相とを予測する初期値予測手段を備え、前記制御手段は、前記初期値予測手段において予測された前記初期値としての前記搬送波周波数と前記拡散符号位相とを用いて前記同期保持手段を制御することができることを特徴とする G P S受信機。

4 . 請求の範囲第 2項に記載の G P S受信機であって、

前記測位情報の出力周期に応じて、前記初期値として用いられる前記搬送波周波数と前記拡散符号位相とを既に取得されている前記送信デ一夕を用いて予測する初期値予測手段と、

を備え、

前記制御手段は、前記初期値予測手段において予測された前記搬送波周波数と前記拡散符号位相と、前記動作時間予測手段において予測された予測動作時間とに基づいて前記同期保持手段を制御することを特徴とする G P S受信機。

5 . 請求の範囲第 1項に記載の G P S受信機であって、

前記制御手段は、前記同期保持手段の動作/停止に合わせて、前記周波数変換手段の動作 Z停止を制御することを特徴とする G P S受信機。

6 . 請求の範囲第 1項に記載の G P S受信機であって、

7 . 請求の範囲第 1項に記載の G P S受信機であって、

前記搬送波の同期と前記拡散符号の位相同期とを高速に捕捉し、捕捉後の搬送波周波数と拡散符号位相とを出力する同期捕捉手段を備え、

前記制御手段は、少なくとも電源の立ち上げ時においては、前記同期捕捉手段からの前記搬送波周波数と拡散符号位相とを前記初期値として用いて前記同期保持手段を動作させるようにし、前記同期保持手段を動作させた後に、前記同期捕捉手段を前記同期保持手段の動作 Z停止の周期と同じか、あるいは、それよりも長い周期で動作と停止とを繰り返すように制御することを特徴とする G P S受信機。

8 . 送信データが拡散符号によりスペクトラム拡散された信号により搬送波が変調されて人工衛星から送信されてくる高周波 G P S信号を順次に周波数変換処理して、中間周波 G P S信号を形成し、

前記中間周波 G P S信号について、前記搬送波の同期と前記拡散符号の位相同期とを捕捉し保持するようにする同期保持処理を行って、前記送信データを取得するようにし、

前記送信データを取得した後に前記同期保持処理を一旦停止し、一定時間経過後に前記同期保持処理の直前の停止時における搬送波周波数と拡散符号位相とを初期値として用いて前記同期保持処理を再開する間欠動作を繰り返すようにし、

取得した前記送信データを用いて測位演算を行い現在位置を示す測位情報を求めて、これを出力することを特徴とする G P S 信号の受信方法。

9 . 請求の範囲第 8項に記載の受信方法であって、

前記測位情報の出力周期に応じて、前記同期保持処理の実行時間を変えることを特徴とする G P S信号の受信方法。

1 0 . 請求の範囲第 8項に記載の受信方法であって、

既に取得されている前記送信データに基づいて、前記初期値として用いる前記搬送波周波数と拡散符号位相とを予測し、

一旦停止させた前記同期保持処理を再開させる場合に、予測して得た前記初期値としての前記搬送波周波数と前記拡散符号位相とを用いることを特徴とする G P S信号の受信方法。

1 1 . 請求の範囲第 9項に記載の受信方法であって、

前記測位情報の出力周期に応じて、前記初期値として用いる前記搬送波周波数と前記拡散符号位相とを既に取得されている前記送信データを用いて予測し、

前記測位情報の出力周期に応じて、前記同期保持処理の実行時間を予測し、

予測して得た前記初期値としての前記搬送波周波数と拡散符号位相と、予測して得た前記実行時間とを用いて、一旦停止させた前記同期保持処理を再開するようにすることを特徴とする G P S信号の受信方法。

1 2 . 請求の範囲第 8項に記載の受信方法であって、

前記同期保持処理の実行 Z停止に合わせて、前記周波数変換処理の実行 Z停止を制御することを特徴とする G P S信号の受信方法。

1 3 . 請求の範囲第 8項に記載の受信方法であって、

前記同期保持処理は、コスタスループ部による前記搬送波の同期の保持処理と、ディレイロックループ部による前記拡散符号の位相同期の保持処理とを平行して行うことを特徴とする G P S 信号の受信方法。

1 4 . 請求の範囲第 8項に記載の受信方法であって、前記搬送波の同期と前記拡散符号の位相動機とを高速に捕捉し、捕捉後の搬送波周波数と拡散符号位相とを出力する同期捕捉処理を行うようにし、

少なくとも電源の立ち上げ時においては、前記同期捕捉処理を行って得た前記搬送波周波数と拡散符号位相とを前記初期値として用いて前記同期保持処理を実行するとともに、前記同期保持処理を実行するようにした後に、前記同期捕捉処理を前記同期保持処理と同じ周期で、あるいは、前記同期保持処理よりも長い周期で実行と停止とを繰り返すようにすることを特徴とする G P S信号の受信方法。