WO2003081867A1 - Transmitting method and transmitting apparatus - Google Patents

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Definitions

  • the present invention relates to a transmission method and a transmission device mainly used in a digital radio communication system, and more particularly, to a radio frequency (Radio Frequency: hereinafter).
  • a radio frequency Radio Frequency: hereinafter.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a conventional system for compensating for nonlinear distortion.
  • the system includes a nonlinear distortion compensation processing unit 11, a quadrature modulator 13, a high-power amplifier 14, a quadrature demodulator 15 and a nonlinear distortion compensation coefficient calculation unit 17 It has.
  • the device shown in FIG. 9 is intended for multi-level quadrature modulation (QAM), and a general baseband quasi-synchronous system is applied as a digital demodulation system.
  • QAM multi-level quadrature modulation
  • I ch and Q ch are used for each component (channel) in phase and quadrature.
  • the nonlinear distortion compensation processing unit 11 has a function of executing nonlinear distortion compensation on the I-channel and Q-ch vespand signals input to the terminals 1 and 2 and outputting the signals.
  • the quadrature modulator 13 has a function of quadrature modulating the I-ch and Q-ch base-spread signals, for which nonlinear distortion compensation has been performed, and outputting a quadrature-modulated signal.
  • High power amplifier 1 4 Amplifies the quadrature modulated signal and outputs it as a modulated signal.
  • the modulated signal has the function of being output from terminal 3 to the outside.
  • the quadrature demodulator 15 has a function of outputting quadrature demodulated signals I ′ ch and Q ′ ch generated by performing quadrature demodulation on the quadrature modulation signal output from the high-power amplifier 14.
  • the nonlinear distortion compensation coefficient calculation unit 17 receives the baseband signals Ich and Qch and the quadrature demodulated signals I′ch and Q′ch, and based on the inverse characteristic of the nonlinear characteristic according to the amplitude of the baseband signal. It has the function of calculating and outputting the nonlinear distortion compensation coefficient.
  • the nonlinear distortion compensation processing unit 11 has a function of multiplying the baseband signals Ich and Qch by nonlinear distortion compensation coefficient data to perform predistortion (adding an inverse characteristic of the nonlinear distortion characteristic). I have.
  • the characteristics of the high-power amplifier 14 are expressed in decibels (dB).
  • the input level of the high output amplifier 14 is defined as Pi
  • the output level is defined as Po
  • the amplification gain is defined as G
  • the saturation output level is defined as Psat.
  • the input / output characteristics of the high-power amplifier 14 are expressed by the following equation (1).
  • Equation (2) if the saturated output level P sat is defined as the reference point (0 dB), Pi + G is defined as the operating point of the amplifier, and the output level is defined as Pop, then the high output amplifier 14 The relationship between the operating point and the output level is expressed by the following equation (3).
  • the horizontal axis indicates the operating point of the amplifier
  • the vertical axis indicates the output level.
  • the amplitude compression coefficient ⁇ ⁇ ⁇ increases, the characteristic difference from the ideal amplifier increases, and the degree to which linear operation is not performed before the operating point level exceeds the saturation point (OdB) increases. I understand.
  • the modulation signal targeted by the demodulator shown in Fig. 9 is a multilevel quadrature (QAM) modulation signal. Since the signal point has a plurality of amplitudes, when the above-described nonlinear operation occurs, at each signal point, the influence of nonlinear distortion having a different compression ratio appears depending on the signal amplitude.
  • QAM multilevel quadrature
  • FIG. 11 illustrates a signal point arrangement in a multilevel quadrature modulation signal targeted by the demodulation device of FIG.
  • Fig. 11 (a) shows the normal signal constellation of a QAM signal, which is a 16-level multilevel quadrature modulated signal.
  • Fig. 11 (b) shows the signal constellation shown in Fig. 11 (a).
  • a signal point arrangement in which only the first quadrant of the arrangement is extracted is shown.
  • black circles indicate signal points
  • + marks indicate normal positions of signal points.
  • FIG. 11 shows a state where the black circle of the signal point and the + mark of the signal point overlap.
  • the normal signal point constellation of the 16-level quadrature modulated signal is the same for each of four points on the first to fourth quadrants defined by the horizontal axis Ich and the vertical axis Qch. It can be seen that they exist with the same amplitude.
  • the signal point arrangement will be described only in the first quadrant. This is because the amplitudes of the second to fourth quadrants are the same, and the operation is similar.
  • the four points in the signal point constellation in the first quadrant are named points A, B, C, and D for convenience, as shown in Fig. 11 (b).
  • FIG. 12 shows a signal point arrangement in the first quadrant in the case of being affected by nonlinear distortion of a 16-level quadrature modulated signal.
  • a black circle indicates a signal point
  • a + sign indicates a normal position of the signal point.
  • FIG. 12 shows a state in which the black dot of the signal point is shifted from the signal point + mark under the influence of the nonlinear distortion.
  • the outer signals with large amplitudes points A, B, and D
  • point C the inner signals with small amplitudes
  • the + sign is normal. It can be seen that the amount of deviation from the signal point position is large. In particular, the shift is remarkable at the outermost signal point having a large amplitude, such as point B.
  • the margin between the demodulated signal point and the decision area is As the signal becomes smaller, the outside signal is more affected by noise and the error rate is degraded.
  • the boundary indicated by the broken line in FIG. 12 is a delimiter of the signal determination area.
  • equation (5) is obtained, in which the input is the output power and the output is the operating point power.
  • the amplitude ratio between the output power and the operating point power is defined as the amplitude compensation ratio Re
  • the output power amplitude is the input amplitude of the quadrature demodulator 15
  • the amplitude with respect to the input amplitude of the quadrature demodulator 15 The compensation ratio characteristics can be represented as shown in FIG.
  • the ratio to the amplitude of the saturation power is displayed in decibels. Therefore, if the operating point of the output signal of the high-power amplifier can be estimated, the input amplitude of the nonlinear distortion compensation processing unit 11 is expressed in dB. By converting it into an expression, the amplitude support rate can be obtained.
  • the operating point of the average signal power is defined as the average operating point.
  • the average operating point is followed, the amplitude compensation rate is derived from the operating point of the detected average signal power and the input amplitude of the nonlinear distortion compensation processing unit 11, and the input signal is multiplied by the amplitude compensation rate.
  • the effect of the amplitude distortion can be compensated.
  • FIG. 15 is a block diagram illustrating a configuration of the nonlinear distortion compensation coefficient calculation unit 17.
  • the nonlinear distortion compensation coefficient calculator 17 includes a sum-of-squares calculation circuit 23, an amplitude compensation ratio calculation table processing circuit 24, an average operating point estimation circuit 25, and a compensation pole. And a determination circuit 27, terminals 56 to 59, and a terminal 60. Terminals 56 and 57 receive baseband signals Ich and Qch, respectively.
  • the sum-of-squares calculation circuit 23 calculates the sum of the sum-of-squares at each amplitude of the baseband signals I ch and Q ch and outputs the signal to the amplitude compensation ratio calculation table processing circuit 24. Output as
  • Terminals 58 and 59 receive quadrature demodulated signals Ich ′ and Qch ′ from the quadrature demodulator 15, respectively.
  • the determination circuit 27 determines a transmission symbol based on the quadrature demodulated signals Ich ′ and Qch ′, and generates and outputs a data signal and an error signal.
  • the compensation polarity detection circuit 26 determines the appropriateness of amplitude distortion compensation based on the compensation polarity region defined by the boundary where the vector of the input error signal is perpendicular to the vector of the data signal. Accordingly, a control signal for adjusting the compensation amount in the amplitude distortion compensation is generated and output to average operating point estimation circuit 25.
  • FIG. 16 is a diagram showing an example of a compensation polarity detection area for detecting the influence of distortion from a signal point arrangement.
  • the compensation polarity detection circuit 26 estimates the area where data exists from the data signal output from the judgment circuit 27, and determines the influence of distortion from the judgment reference data that changes according to the area where the signal exists and the error signal. To detect. Specifically, the compensation polarity detection circuit 26 connects the origin 0 of the signal point arrangement with the normal signal point position with a straight line, sets a straight line that intersects at right angles with the straight line as a boundary line, and the inside of the boundary line (origin 0). Is determined as the area affected by the positive nonlinear distortion, and the area outside the boundary ( Is determined as a region affected by negative nonlinear distortion, and an adaptive operation is performed such that both determination regions occur with equal probability.
  • the average operating point estimating circuit 25 adaptively changes the average operating point estimated value according to the control signal output from the compensation polarity detecting circuit 26, and outputs the generated value.
  • the amplitude compensation ratio calculation table processing circuit 24 substitutes the average operating point estimated value output from the average operating point estimating circuit 25 and the input amplitude output from the root-sum-square calculating circuit 23 by substituting it. It has an amplitude compensation ratio calculation table that can derive the amplitude compensation ratio, outputs the data of the amplitude compensation ratio derived from the table, and outputs the data of the amplitude compensation ratio to the outside from terminal 60. Is done.
  • FIG. 17 is a block diagram illustrating a configuration of the nonlinear distortion compensation processing unit 11.
  • the nonlinear distortion compensation processing unit 11 includes terminals 51 to 55 and two multipliers 21.
  • Terminals 51 and 52 receive baseband signals I ch and Q ch from terminals 1 and 2, respectively.
  • Terminal 55 receives an amplitude compensation rate signal.
  • Each multiplier 21 multiplies the input baseband signals I ch and Q ch by the amplitude compensation rate signal and outputs the result.
  • the signal output from each multiplier 21 is output from terminals 53 and 54, respectively.
  • the nonlinear distortion compensation operation described above uses the results obtained by numerical calculations based on the expected characteristics of the high-power amplifier 14, the amplitude delay of the quadrature modulator 13 and the high-power amplifier 14 has There was a problem in that the expected nonlinear distortion compensation characteristics could not be achieved when affected by imperfections in the characteristics and the inherent deviation.
  • An object of the present invention is to provide a transmission apparatus capable of executing ideal nonlinear distortion compensation by eliminating the influence of imperfections and inherent deviations of the amplitude delay characteristics of an amplifier.
  • a transmission method is a transmission method for compensating for nonlinear distortion generated when a modulated signal obtained by modulating a baseband signal into a radio frequency band is compensated for by the nonlinear distortion compensation.
  • a configuration is adopted in which linear distortion compensation is performed by adding the inverse characteristic of the linear distortion characteristic of the amplified modulated signal.
  • the above-described linear distortion compensation may be performed before performing the nonlinear distortion compensation, or the nonlinear distortion compensation function may be performed before performing the linear distortion compensation function.
  • linear distortion compensation is performed by adding the inverse characteristic of the linear distortion characteristic of the amplified modulated signal. Is performed.
  • the linear distortion compensation since the influence of imperfections and inherent deviations of the amplitude delay characteristic of the analog circuit is eliminated by the linear distortion compensation, the accuracy of the predistortion for the nonlinear distortion compensation in the high power amplifier is improved. And ideal nonlinear distortion compensation can be realized.
  • the transmitting apparatus for implementing the transmitting method of the present invention includes a nonlinear distortion generated when a modulated signal obtained by modulating a baseband signal into a radio frequency band is amplified.
  • a quadrature demodulator that outputs a quadrature demodulated signal obtained by demodulating the modulated signal, and a linear distortion compensation coefficient for compensating for linear distortion included in the quadrature demodulated signal.
  • the configuration includes a linear distortion compensation coefficient operation unit that calculates and outputs the linear distortion compensation coefficient, and a linear distortion compensation processing unit that multiplies the baseband signal by the linear distortion compensation coefficient and outputs the result.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a transmitting device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing an example of a configuration of a phase uncertainty removing circuit.
  • FIG. 3 is a block diagram showing an example of a configuration of a linear distortion compensation coefficient calculation unit.
  • FIG. 4 is a block diagram showing an example of a configuration of a linear distortion compensation coefficient operation circuit.
  • FIG. 5 is a block diagram illustrating an example of a configuration of a linear distortion compensation processing unit.
  • FIG. 6 is a block diagram showing an example of the configuration of a transversal filter.
  • FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a transmitting apparatus when the phase uncertainty removing circuit is omitted.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a modification of the configuration of the transmission device.
  • FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of a conventional system for compensating for nonlinear distortion.
  • FIG. 10 is a graph showing the output characteristic of the operating point of the amplifier.
  • FIG. 11 is a signal point arrangement diagram of a multilevel quadrature modulation signal targeted by the demodulation device of the present embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram showing a signal point arrangement in the first quadrant in the case of being affected by nonlinear distortion of a 16-level quadrature modulation signal.
  • FIG. 13 is a diagram showing characteristics of an operating point level with respect to an output level.
  • Fig. 14 shows amplitude compensation for the input amplitude of the quadrature demodulator.
  • T JP03 / 01822 shows amplitude compensation for the input amplitude of the quadrature demodulator.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of a nonlinear distortion compensation coefficient calculation unit.
  • FIG. 16 is a diagram showing an example of a compensation polarity detection area for detecting the influence of distortion from a signal point arrangement.
  • FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of the nonlinear distortion compensation processing section.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a transmission device according to the present embodiment.
  • the transmission method according to the present invention is a transmission method for compensating for non-linear distortion generated when a modulated signal obtained by modulating a baseband signal into a radio frequency band is compensated for.
  • linear distortion compensation is performed by adding the inverse characteristic of the linear distortion characteristic of the amplified modulated signal.
  • the transmitting device for implementing the transmission method is shown in FIG.
  • the transmission device further includes a linear distortion compensation processing unit 12, a phase uncertainty removal circuit 16, and a linear distortion compensation coefficient operation unit 18. Note that the linear distortion compensation may be performed before the nonlinear distortion compensation is performed, or the nonlinear distortion compensation function may be performed before the linear distortion compensation function is performed.
  • the transmission device of the present embodiment compensates for nonlinear distortion generated in the high-output amplifier 14 in the RF band by the nonlinear distortion compensation processing unit 11, and furthermore, in order to sufficiently exhibit the above-described effect of nonlinear distortion compensation. It has a function of compensating for imperfections and inherent deviations of the amplitude delay characteristics of the quadrature modulator 13 and the high-output amplifier 14.
  • the linear distortion compensation coefficient calculation unit 18 shown in FIG. 1 is configured based on the quadrature demodulation signals I'ch and Q'ch output from the phase Estimate linear distortion characteristics caused by imperfections in analog circuits such as amplifiers 14 PC leak 22
  • the linear distortion compensation processing unit 12 converts the data of the linear distortion compensation coefficient output from the linear distortion compensation coefficient calculation unit 18 into baseband signals Ich and Qch output from the nonlinear compensation processing unit 11. It has the function of performing predistortion (adding the inverse characteristic of linear distortion characteristics) by adding.
  • the non-linear distortion compensation coefficient calculator 17 shown in FIG. 1 mainly outputs the quadrature modulator 13 and the high-output signal based on the quadrature demodulated signals I'ch and Q'ch output from the phase uncertainty removing circuit 16. It has a function of estimating nonlinear distortion characteristics caused by imperfections of analog circuits such as the amplifier 14 and calculating and outputting a nonlinear distortion compensation coefficient for compensating for nonlinear distortion.
  • the nonlinear distortion compensation processing unit 11 adds the nonlinear distortion compensation coefficient data output from the nonlinear distortion compensation coefficient calculation unit 17 to the baseband signals Ich and Qch from the terminals 1 and 2 to perform predistortion ( (Adding the inverse characteristic of the nonlinear distortion characteristic).
  • the linear distortion compensation coefficient calculation section 18 Based on 'ch' and 'Q'ch, linear distortion characteristics mainly due to imperfections in analog circuits such as quadrature modulator 13 and high-power amplifier 14 are estimated to compensate for linear distortion A linear distortion compensation coefficient for calculating the linear distortion is calculated, and the data is output to the linear distortion compensation processing unit 12. Further, when the data of the linear distortion compensation coefficient from the linear distortion compensation coefficient calculator 18 is input to the linear distortion compensation processor 12, the linear distortion compensation processor 12 performs nonlinear compensation on the data of the linear distortion compensation coefficient. Pre-distortion (adding the inverse characteristic of linear distortion characteristic) is performed by adding to the baseband signals Ich and Qch output from the processing unit 11.
  • the nonlinear distortion compensation coefficient calculation unit 17 mainly performs the quadrature modulator 13 and the high-output amplifier based on the quadrature demodulated signals I′ch and Q′ch. Estimate nonlinear distortion characteristics caused by imperfections of analog circuits such as 14 and calculate nonlinear distortion compensation coefficients to compensate for nonlinear distortion. Output to section 11. Further, when the nonlinear distortion compensation coefficient data from the nonlinear distortion compensation coefficient calculating section 17 is input to the nonlinear distortion compensation processing section 11, the nonlinear distortion compensation processing section 11 converts the nonlinear distortion compensation coefficient data into data. Predistortion (adding the inverse characteristic of nonlinear distortion characteristics) is performed by adding the signals to baseband signals Ich and Qch from pins 1 and 2.
  • the linear distortion of the amplified modulated signal Since linear distortion compensation is performed by adding an inverse characteristic of the characteristic (predistortion), the transmission symbol input from the terminals 1 and 2 in the transmission apparatus of the present embodiment is converted to the nonlinear distortion compensation processing unit 11 1 And a predistortion process in the linear distortion compensation processing unit 12, and is modulated into an RF band signal by the quadrature modulator 13, amplified by the high power amplifier 14, and output from the terminal 3.
  • the baseband signals (quadrature demodulated signals) I′ch and Q′ch are input independently, that is, input as two-dimensional feedback, and the nonlinear distortion compensation coefficient calculation unit 17 and the linear In order to operate the distortion compensation coefficient calculator 18, the phase uncertainty removing circuit 16 removes the phase uncertainty of the orthogonally demodulated feedback signal.
  • FIG. 2 is a block diagram showing an example of the configuration of the phase uncertainty removing circuit 16 shown in FIG. As shown in FIG. 2, the phase uncertainty removing circuit 16 PC picture 22
  • the comparison circuit 41 compares the 'ch' and 'Q' ch and determines the phase difference between them.
  • the output from the phase rotation adding circuits 42 to 45 is selected according to the determination result of the comparison circuit 41, and the phase And a selection circuit 39 for outputting the quadrature demodulated signals I'ch and Q'ch from which the determinism has been removed.
  • the quadrature demodulation signals I'ch and Q'ch from the quadrature demodulator 15 are input to the terminals 75 and 76 of the phase uncertainty elimination circuit 16, and the terminals 77 and 78 of the phase uncertainty elimination circuit 16 are input to the terminals 77 and 78, respectively. Is the transmission symbol from terminals 1 and 2.
  • the quadrature demodulator 15 outputs quadrature demodulated signals I ′ ch and Q ′ ch obtained by demodulating the modulated signal amplified by the high-power amplifier 14.
  • the delay adjustment circuit 40 adjusts the timing delay between the transmission symbol and the quadrature demodulated signal, and compares the signal with a comparison circuit. Output to 41.
  • the comparison circuit 41 transmits the quadrature demodulated signals I′ch and Q′ch to the transmission circuit.
  • the quadrature demodulated signals I′ch and Q′ch are compared with the signals whose delay has been adjusted by the delay adjustment circuit 40 so that the timings of the symbols match, and the comparison circuit 41 determines that the phase difference between the two signals is 0. , / 2, ⁇ , or 3 ⁇ 2.
  • the selection circuit 39 outputs the outputs (0, ⁇ 2, 0) of the phase rotation addition circuits 42, 43, 44, and 45 according to the determination result of the comparison circuit 41.
  • the output of the selection circuit 39 is output from the terminals 79 and 80 to the nonlinear distortion coefficient calculator 17 and the linear distortion compensation coefficient calculator 18.
  • FIG. 3 is a block diagram showing an example of the configuration of the linear distortion compensation coefficient calculator 18 shown in FIG.
  • the linear distortion compensation coefficient calculation unit 18 includes a linear distortion compensation coefficient for compensating for linear distortion included in the quadrature demodulated signals I′ch and Q′ch from the phase uncertainty removal circuit 16. It has a function to calculate and output the signals. Terminals 66 to 68, two judgment circuits 34, and four systems of linear distortion compensation coefficient calculation of Ich in-phase, Ich quadrature, Qch in-phase, and Qch quadrature And a circuit 35.
  • the quadrature demodulation signals I′ch and Q′ch output from the phase uncertainty removal circuit 16 are input to terminals 66 and 67, respectively.
  • the two determination circuits 34 determine the transmission symbols from the quadrature demodulated signals input from the terminals 66 and 67, and determine the data signals (reproduction of the transmission signals) ID and QD of each channel and the error signals IE and QE, respectively. It has a function to play and output.
  • the data signal ID from the determination circuit 34 is input to the Ich in-phase and Qch quadrature linear distortion compensation coefficient calculation circuit 35, respectively, and the error signal IE is the Ich in-phase and Ich quadrature linear distortion compensation. Each of them is input to the coefficient operation circuit 35.
  • the data signal QD from the determination circuit 34 is input to a Qch in-phase and Ich quadrature linear distortion compensation coefficient calculation circuit 35, respectively, and the error signal QE is a Qch in-phase and Qch quadrature linear distortion compensation coefficient.
  • the signals are input to the arithmetic circuit 35, respectively.
  • the circuit 34 is configured to transmit the data signal of each channel (the transmission signal Reproduce) Reproduces ID and QD and error signals IE and QE, respectively, and outputs them to the four linear distortion compensation coefficient calculation circuits 35 of Ich in-phase, Ich quadrature, Qch in-phase, and Qch quadrature. I do.
  • the linear distortion compensation coefficient calculation circuit 35 performs linear distortion compensation for compensating for linear distortion included in the quadrature demodulated signals I ′ ch and Q ′ ch based on the data signal ID and QD and the error signals IE and QE, respectively.
  • the coefficient that is, the data signal ID of each channel, the ID and the error signals IE and QE, and calculating the in-phase and quadrature linear distortion compensation coefficients for each channel, respectively, and calculating the linear distortion compensation coefficient ( CII, CQI, CIQ, CQQ) data is output from terminal 68.
  • FIG. 4 is a block diagram showing an example of the configuration of each linear distortion compensation coefficient calculation circuit 35 shown in FIG. As shown in FIG. 4, the linear distortion compensation coefficient calculation circuit 35 includes terminals 72 and 73 to which a data signal (ID, QD) and an error signal (IE, QE) from the determination circuit 34 are input, and three delay elements.
  • ID, QD data signal
  • IE, QE error signal
  • the linear distortion compensation coefficient operation circuit 35 shown in FIG. 4 is a three-tap transversal filter tap coefficient operation circuit.
  • the tap coefficients (C + l, C0, Cl) performed in the linear distortion compensation coefficient operation circuit 35 The operation of is the same as the operation of a generally known linear equalizer, and a detailed description thereof will be omitted.
  • FIG. 5 is a block diagram showing an example of the configuration of the linear distortion compensation processing section 12 shown in FIG.
  • the linear distortion compensation processing unit 12 applies a linear distortion compensation coefficient calculation to the baseband signal (Ich, Qch) from the nonlinear distortion compensation processing unit 11. It has the function of multiplying and outputting the data of the linear distortion compensation coefficient from the unit 18, and the terminals 61, 62 to which the baseband signal from the nonlinear distortion compensation processing unit 11 is input, and the four transformers. It comprises one monkey filter 29 and two adders 30.
  • the four transversal filters 29 are four transversal filters of I-ch in-phase, I-ch quadrature, Q-ch in-phase, and Q-ch quadrature, respectively.
  • the baseband signal I ch input to terminal 61 is , And input to the transversal filter 29 of the Ich in-phase and Qch quadrature, respectively, and the baseband signal Qch inputted to the terminal 62 is the transversal filter of the Qch in-phase and Ich quadrature. , Respectively.
  • the four systems of the trans-channel filters 29 of I-ch in-phase, I-ch quadrature, Q-ch in-phase, and Q-ch quadrature provide a linear distortion compensation coefficient ( Data of CII, CQI, CIQ, CQQ) are input, and linear distortion compensation is performed based on the input data of linear distortion compensation coefficients (CII, CQL CIQ, CQQ).
  • Each linear distortion compensation coefficient (CII, CQL CIQ, CQQ) data contains three tap coefficients (C + l, C0, C-l).
  • the adder 30 adds the in-phase component of the transversal filter of the I-channel in-phase and the quadrature component from the transversal filter of the I-ch quadrature and outputs the result.
  • the adder 30 adds the in-phase component of the Q-channel in-phase transversal filter 29 and the quadrature component of the Q-channel quadrature transversal filter 29 and outputs the result. Also, the output signal from each adder 30 is output from the terminals 63 and 64 to the quadrature modulator 13.
  • the four channels of transversal filters 29 of I ch in-phase, I ch quadrature, Q ch in-phase, and Q ch quadrature receive the linear distortion compensation coefficient (input from the linear distortion compensation coefficient calculator 18 via the terminal 65) ( Performs linear distortion compensation based on CII, C QI, C IQ, C QQ) data.
  • One adder 30 adds and outputs the in-phase component and the quadrature component of the I-ch transversal filter 29, and the other adder 30 adds the in-phase component and the quadrature component of the Q-ch transversal filter 29. Is added and output.
  • the output of each adder 30 is output to the outside from terminals 63 and 64, respectively.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating an example of the configuration of the transversal filter 29 shown in FIG.
  • the transversal filter 29 is a transversal filter that operates at the clock speed, and is composed of two delay elements 31, three multipliers 32, and one adder 33. It is configured as a tap linear equalizer. '
  • the tap coefficient C + l, CO, C-1 output from the linear distortion compensation coefficient operation circuit 35 is input via the terminal 71, and the first multiplier 32 is connected to the terminal 6
  • the signal from 9 is directly input, the signal passed through one delay element 31 is input to the second multiplier 32, and the two delay elements 31 are input to the third multiplier 32.
  • the signal that has passed through is input.
  • the signal from the three multipliers 32 is input to the adder 33, and the signal from the adder 33 is output from the terminal 70 to the adder 30 shown in FIG. I have.
  • each tap coefficient of the transversal filter is calculated and supplied by the linear distortion compensation coefficient calculation unit 18.
  • the transversal filter 2 9 The operation of is the same as the operation of a generally known linear equalizer, and a detailed description thereof will be omitted.
  • the transmission device of the present embodiment compensates for nonlinear distortion that occurs when amplifying a modulated signal, and also performs linear distortion compensation.
  • the linear distortion compensation eliminates the effects of imperfections and inherent deviations of the amplitude delay characteristics of the analog circuit, so that ideal nonlinear distortion compensation can be performed.
  • the phase is determined by the phase uncertainty removing circuit 16 in order to increase the accuracy of the predistortion. Instead, it can also perform linear and non-linear distortion compensation.
  • FIG. 7 shows the configuration of the transmitting apparatus when the phase uncertainty removing circuit is omitted.
  • the nonlinear distortion compensation processing unit 11 is provided before the linear distortion compensation processing unit 12 and performs the nonlinear distortion compensation, and then performs the linear distortion compensation.
  • the distortion compensation processing unit 12 may be provided before the nonlinear distortion processing unit 11 to perform linear distortion compensation, and then execute nonlinear distortion compensation.
  • FIG. 8 shows the configuration of the transmitting apparatus in that case. Industrial applicability
  • pre-distortion for compensating for linear distortion in addition to non-linear distortion due to imperfection of an analog circuit, it is possible to compensate for linear distortion of a high-power amplifier.
  • the accuracy of predistortion can be improved, and ideal nonlinear distortion compensation can be performed.

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Description

送信方法及び送信装置
技術分野
本発明は、 主としてディジタル無線通信システムにおいて用いられる送信方 法及び送信装置に関し、 さらに詳細には、 無線周波数 （ Radio Frequency：以 明
下、 R Fという） 帯の信号を増幅する際に生じる非線形歪みを補償する送信方 法及び送信装置に関する。 田 書
背景技術
ディジ夕ル無線通信システムに用いる復調器においては、 従来から R F帯の 信号を増幅する際に生じる非線形歪みの補償が行われている。 図 9は、 従来の 非線形歪みを補償するためのシステムの構成を示すブロック図である。 図 9に 示すように、 このシステムは、 非線形歪み補償処理部 1 1と、 直交変調器 1 3 と、 高出力増幅器 1 4と、 直交復調器 1 5と、 非線形歪み補償係数演算部 1 7 とを備えている。なお、図 9に示す装置は、多値直交変調（ Q AM ; Quadrature ampl i tude modulat ion ) を対象としており、 ディジタル復調方式として一般 的なベースバンド準同期方式が適用されるものとし、 また、 図 9に示す装置の 動作説明において、 同相と直交の各成分 （チャネル） に対して、 一般的な表記 I c h、 Q c hが用いられるものとする。
以下、 図 9に示す装置の各構成要素について詳細に説明する。 非線形歪み補 償処理部 1 1は、 端子 1、 2にそれぞれ入力された I c h用、 Q c h用のベ一 スパンド信号に対して非線形歪み補償を実行して出力する機能を有する。 直交 変調器 1 3は、 非線形歪み補償が行われた I c h用、 Q c h用のベ一スパンド 信号を直交変調して直交変調信号を出力する機能を有する。 高出力増幅器 1 4 は、 直交変調信号を増幅し変調信号として出力する。 その変調信号は、 端子 3 から外部に出力される機能を有する。
直交復調器 1 5は、 高出力増幅器 1 4から出力された直交変調信号を直交復 調することによって生成した直交復調信号 I ' c h、 Q ' c hを出力する機能 を有する。 非線形歪み補償係数演算部 1 7は、 ベースバンド信号 I c h、 Q c hと直交復調信号 I ' c h、 Q ' c hとを入力し、 ベースバンド信号の振幅に 応じた非線形特性の逆特性に基づいて非線形歪み補償係数を演算して出力す る機能を有する。 非線形歪み補償処理部 1 1は、 ベースバンド信号 I c h、 Q c hに非線形歪み補償係数のデータを乗算して、 プリディストーション （非線 形歪み特性の逆特性を付加） を行う機能を有している。
ここで、 R F (Radio Fre uency) 帯の高出力増幅器 1 4で生じる非線形歪 みと、その非線形歪みが送信信号に与える影響について簡単に説明する。なお、 高出力増幅器 1 4に関する特性は、 デシベル （d B ) で表すものとする。 高出 力増幅器 1 4の入力レベルを P i、 出力レベルを P o、 増幅利得を G、 飽和出 カレベルを P s a tと定義する。 高出力増幅器 1 4が理想的な特性を有してい るとすると、 出力レベル P oが飽和出力レベル P s a t以上とならない限り、 入力レベル P iに増幅利得 Gを足した値が出力される。 そのため、 高出力増幅 器 1 4の入出力特性は以下の式 （1 ) で表される。
Figure imgf000004_0001
ところが、 実際の電気回路で高出力増幅器 1 4を構成した場合には、 出カレ ベル P oが飽和出力レベル P s a tに近づくにしたがって、 出力レベル P oが 徐々に圧縮され、実際の増幅器と理想の増幅器との特性差が大きくなる。なお、 文献 [Behavioral Modeling Of Nonlinear RF and Microwave Device (Thomas r. Turlington ) Artec House] によれば、 この圧縮効果をふまえた増幅器の 入出力特性は、 以下の式 （2) で近似することができる。
*o = c± + G— · locri Q 1 + iol κ (2) ここで、 κは正の数であり、 増幅器の特性を示す振幅圧縮係数である。 κが 大きいほど増幅器の特性は悪化し、 逆に、 Κが 0に近づくほど、 その増幅器の 特性は、 先の理想増幅器の特性に近づく。
さらに、 式.（2) に対して、 飽和出力レベル P s a tを基準点 （0 dB) と し、 Pi + Gを増幅器の動作点、 出力レベルを P o pとそれぞれ定義すると、 高出力増幅器 14の動作点と出力レベルの関係は以下の式 （3) で表される。
(3)
Figure imgf000005_0001
さらに、 縦軸を出力レベルとし、 0、 Κ=3、 5、 7とした場合の増幅 器の動作点の対出力特性を図 10に示す。 ここで、 横軸は増幅器の動作点を示 し、 縦軸は出力レベルを示す。 図 10に示すように、 理想的な増幅器（Κ→0) の場合には、 飽和出力になるまでは動作点が線形に動作し、 飽和出力に達する と直ちに出力が飽和点にクリップされることがわかる。 また、 振幅圧縮係数 Κ が大きくなるにつれて、 理想的な増幅器との特性差は大きくなり、 動作点レべ ルが飽和点 （OdB) を越える以前に、 線形動作を行わなくなる度合いが大き くなることがわかる。
図 9に示す復調装置が対象とする変調信号は、 多値直交 （QAM) 変調信号 であり、 信号点が複数の振幅を有しているため、 上述の非線形動作が発生した 場合には、 各信号点において、 信号振幅に応じて異なる圧縮率の非線形歪みの 影響が表れる。
図 1 1は、 図 9の復調装置が対象とする多値直交変調信号における信号点配 置を例示したものである。 図 1 1 (a) には、 16値の多値直交変調信号であ る QAM信号の正規の信号点配置が示され、 図 1 1 (b) には、 図 1 1 (a) に示す信号配置のうち第 1象限のみを取り出した信号点配置が示されている。 ただし、 図 1 1 (a) , (b) では、 黒丸が信号点を示し、 +印が信号点の正 規位置を示すものとする。 図 1 1には、 信号点の黒丸と信号点の +印とが重な つている状態を示している。
図 1 1 (a) に示すように、 16値直交変調信号の正規信号点配置は、 横軸 I c h、 縦軸 Qc hで規定される第 1〜第 4象限上において、 同様に 4点ずつ 同じ振幅で存在しているのがわかる。 以降、 信号点配置に関しては、 第 1象限 のみで説明する。 これは、 第 2〜第 4象限も振幅は同じであり、 同様な動作で あるためである。 また、 第 1象限の信号点配置における 4点を、 図 1 1 (b) に示すように、 便宜上それぞれ A点、 B点、 C点、 D点と名付ける。
図 1 2は、 16値直交変調信号の非線形歪みの影響を受けた場合の第 1象限 上における信号点配置を示したものである。 ただし、 ここでも黒丸が信号点を 示し、 +印が信号点の正規位置を示すものとする。 図 1 2では、 非線形歪みの 影響を受けて、 信号点の黒丸が信号点 +印に対してずれた状態を示している。 図 12に示すように、 振幅が小さい内側の信号 （C点） と比較して、 振幅の 大きい外側の信号 （A、 B、 D点） は、 非線形歪みの影響を強く受け、 +印の 正規信号点位置からのずれ量が大きいことがわかる。 特に、 B点のように、 振 幅の大きい最も外側の信号点ではそのずれが顕著となる。
このような信号を復調した場合には、 復調信号点と判定領域とのマージンが 小さくなるため、 外側の信号ほど、 雑音の影響が大きくなつて誤り率が劣化す る。 なお、 図 1 2の破線で示した境線が信号判定領域の区切りである。
式 （3) について、 動作点電力を変数 x、 出力電力を一般関数 F (X) で表 現すると、 以下の式 （4) となる。
Po = P(P0p) , F(x) = χ - Κ · logio 1 + lot) (4)
F (χ) の逆関数を用いれば、 逆に入力が出力電力で、 出力が動作点電力と なる式 （5) が求められる。
Ρ00 = ?_1(¾) ■ · ' ( 5) 式 （5) で用いた逆関数を数式で表現することは困難であるが、 式 （4) の Ρ ο ρと Ρ οとの関係は 1対 1であるので、 パラメ一夕 Κを代入すれば数値計 算によって式 （5) の関係を図 13に表現することができる。 図 13では、 R F帯の増幅器で生じる非線形歪みが、 出力レベル [dB] に対する動作点レべ ル [dB] の特性で示されている。 横軸の出力レベルは非線形歪み補償処理部 1 1への入力電力に対応し、 縦軸である動作点レベルはプリディストーション 実行後の出力電力に対応する。
さらに、 出力電力と動作点電力との振幅比を振幅補償率 R eとして定義し、 出力電力の振幅を直交復調器 1 5の入力振幅とした場合、 直交復調器 1 5の入 力振幅に対する振幅補償率特性を図 14のように表すことができる。
図 14の横軸では、 飽和電力の振幅との比がデジベル表示されているので、 高出力増幅器の出力信号の動作点を推定することができれば、 非線形歪み補償 処理部 1 1の入力振幅をデシベル表現に変換することによって振幅補債率が 求まる。 以降、 平均信号電力の動作点を平均動作点と定義するが、 適応動作に PC蘭顧 822
6
よって平均動作点を追随させ、 検出した平均信号電力の動作点と非線形歪み補 償処理部 1 1の入力振幅より振幅補償率を導出し、 入力信号に振幅補償率を乗 じることによつて振幅歪みの影響を補償することができる。
図 1 5は、 非線形歪み補償係数演算部 1 7の構成を示すブロック図である。 図 1 5に示すように、 非線形歪み補償係数演算部 1 7は、 2乗和根計算回路 2 3と、 振幅補償率演算表処理回路 2 4と、 平均動作点推定回路 2 5と、 補償極 性検出回路 2 6と、 判定回路 2 7と、 端子 5 6〜5 9と、 端子 6 0とを備えて いる。 端子 5 6、 5 7には、 ベースバンド信号 I c h、 Q c hがそれぞれ入力 される。 2乗和根計算回路 2 3は、 ベースバンド信号 I c h、 Q c hのそれぞ れの振幅における 2乗和根を計算した結果の信号を振幅補償率演算表処理回 路 2 4への入力振幅として出力する。
端子 5 8、 5 9には、 直交復調器 1 5からの直交復調信号 I c h ' 、 Q c h ' がそれぞれ入力される。 判定回路 2 7は、 直交復調信号 I c h ' 、 Q c h ' に 基づいて送信シンボルを判定し、 データ信号と誤差信号とを生成して出力する。 補償極性検出回路 2 6は、 入力された誤差信号のべクトルがデータ信号のべク トルと直角となる境界線で規定される補償極性領域に基づいて振幅歪み補償 の適正度を判定した結果に応じて振幅歪み補償における補償量を調整するた めの制御信号を生成して平均動作点推定回路 2 5に出力する。
図 1 6は、 信号点配置より歪みの影響を検出するための補償極性検出領域の 一例を示す図である。 補償極性検出回路 2 6は、 判定回路 2 7の出力のデータ 信号からデータが存在する領域を推定し、 信号が存在する領域に合わせて変化 する判定基準データと、 誤差信号とから歪みの影響を検出する。 具体的には、 補償極性検出回路 2 6は、 信号点配置の原点 0と正規の信号点位置とを直線で 結び、 その直線と直角に交わる直線を境界線とし、 境界線の内側 （原点 0側、 斜線なし） を正の非線形歪みの影響を受けた領域と判定し、 境界線の外側 （斜 線部分） を負の非線形歪みの影響を受けた領域と判定し、 両判定領域が等確率 で発生するような適応動作が行われる。
平均動作点推定回路 2 5は、 補償極性検出回路 2 6から出力された制御信号 に応じて平均動作点推定値を適応変化した上で生成して出力する。 振幅補償率 演算表処理回路 2 4は、 平均動作点推定回路 2 5から出力される平均動作点推 定値と 2乗和根計算回路 2 3から出力される入力振幅とを代入することによ つて振幅補償率を導出可能な振幅補償率演算表テーブルを有しており、 そのテ 一ブルより導出された振幅補償率のデータを出力し、 その振幅補償率のデータ を端子 6 0から外部に出力される。
図 1 7は、 非線形歪み補償処理部 1 1の構成を示すブロック図である。 図 1 7に示すように、 非線形歪み補償処理部 1 1は、 端子 5 1〜5 5と、 2つの乗 算器 2 1とから構成される。 端子 5 1、 5 2には、 端子 1， 2からのベースバ ンド信号 I c h、 Q c hがそれぞれ入力される。 端子 5 5には、 振幅補償率信 号が入力される。 各乗算器 2 1は、 入力したベースバンド信号 I c h、 Q c h と振幅補償率信号とをそれぞれ乗算して出力する。 各乗算器 2 1から出力され た信号は、 それぞれ端子 5 3、 5 4から出力される。
しかしながら、 以上述べた非線形歪み補償動作は、 高出力増幅器 1 4の期待 特性に基づいて数値計算で求めた結果を利用しているため、 直交変調器 1 3や 高出力増幅器 1 4が有する振幅遅延特性の不完全性や固有偏差の影響を受け た場合、 期待した非線形歪み補償特性を発揮することができないという問題が あった。
つまり、 従来の復調器では、 送信装置側で非線形補償のみを実施しているた め、 アナログ回路の振幅遅延特性の不完全性や固有偏差に起因した線形歪みが 軽減されず、 その線形歪みの影響によって、 非線形歪み補償特性の効果を十分 に発揮することができないという問題があった。 以上のように、 従来の送信装置では、 非線形補償のみを実施しているため、 アナログ回路の振幅遅延特性の不完全性や固有偏差に起因した線形歪みの影 響により、 非線形歪み補償特性の効果を十分に発揮することができないという 問題があった。
本発明は、 増幅器が有する振幅遅延特性の不完全性や固有偏差の影響を排除 して、 理想的な非線形歪み補償を実行することができる送信装置を提供するこ とを目的とする。
発明の開示
上記課題を解決するために、 本発明に係る送信方法は、 ベースバンド信号を 無線周波数帯に変調して得られる変調信号を増幅する際に生じる非線形歪み を補償する送信方法において、 前記非線形歪み補償に加えて、 増幅された変調 信号が有する線形歪み特性の逆特性を付加することによって線形歪み補償を 行うという構成を採っている。 なお、 前記非線形歪み補償を実行する前に、 前 記線形歪み補償を実行してもよく、 或いは前記線形歪み補償機能を実行する前 に、 前記非線形歪み補償機能を実行してもよい。
以上のように本発明の送信方法では、 変調信号を増幅する際に生じる非線形 歪みを補償することに加えて、 増幅された変調信号が有する線形歪み特性の逆 特性を付加することによって線形歪み補償が行われる。
したがって、 本発明によれば、 線形歪み補償によってアナログ回路が有する 振幅遅延特性の不完全性や固有偏差の影響が排除されるため、 高出力増幅器に おける非線形歪み補償のためのプリディストーシヨンの精度を高め、 理想的な 非線形歪み補償を実現することができる。
さらに、 本発明の送信方法を実施するための送信装置は、 ベースバンド信号 を無線周波数帯に変調して得られる変調信号を増幅する際に生じる非線形歪 みを補償する送信装置において、 前記変調信号を復調することによって得られ る直交復調信号を出力する直交復調器と、 前記直交復調信号に含まれる線形歪 みを補償するための線形歪み補償係数を演算して出力する線形歪み補償係数 演算部と、 前記線形歪み補償係数を前記ベースバンド信号に乗算して出力する 線形歪み補償処理部とを備えるという構成を採っている。
したがって、 本発明によれば、 線形歪み補償によってアナログ回路が有する 振幅遅延特性の不完全性や固有偏差の影響を排除することができ、 その結果、 高出力増幅器における非線形歪み補償のためのプリディスト一ションの精度 を高め、 理想的な非線形歪み補償を実現することができる。 図面の簡単な説明
第 1図は、 本発明の第 1の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図 である。第 2図は、位相不確定除去回路の構成の一例を示すブロック図である。 第 3図は、 線形歪み補償係数演算部の構成の一例を示すブロック図である。 第 4図は、 線形歪み補償係数演算回路の搆成の一例を示すブロック図である。 第 5図は、線形歪み補償処理部の構成の一例を示すプロック図である。第 6図は、 トランスバーサルフィルタの構成の一例を示すブロック図である。 第 7図は、 位相不確定除去回路を除いた場合の送信装置の構成を示す図である。 第 8図は、 送信装置の構成の変形例を示すブロック図である。 第 9図は、 従来の非線形歪 みを補償するためのシステムの構成を示すブロック図である。 第 1 0図は、 増 幅器の動作点の対出力特性を示すグラフである。 第 1 1図は、 本実施形態の復 調装置が対象とする多値直交変調信号における信号点配置図である。 第 1 2図 は、 1 6値直交変調信号の非線形歪みの影響を受けた場合の第 1象限上におけ る信号点配置を示す図である。 第 1 3図は、 出力レベルに対する動作点レベル の特性を示す図である。 第 1 4図は、 直交復調器の入力振幅に対する振幅補償 T JP03/01822
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率特性を示す図である。 第 1 5図は、 非線形歪み補償係数演算部の構成を示す ブロック図である。 第 1 6図は、 信号点配置より歪みの影響を検出するための 補償極性検出領域の一例を示す図である。 第 1 7図は、 非線形歪み補償処理部 の構成を示すブロック図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施形態に係る送信装置について図面を参照して詳細に説明 する。 図 1は、 本実施形態の送信装置の構成を示すブロック図である。 図 1に 示すように、 本発明の送信方法は、 ベースバンド信号を無線周波数帯に変調し て得られる変調信号を増幅する際に生じる非線形歪みを補償する送信方法に おいて、 前記非線形歪み補償に加えて、 増幅された変調信号が有する線形歪み 特性の逆特性を付加することによつて線形歪み補償を行うものであり、 その送 信方法を実施するための送信装置は、 図 9に示す送信装置の構成に加えて、 さ らに、 線形歪み補償処理部 1 2と、 位相不確定除去回路 1 6と、 線形歪み補償 係数演算部 1 8とを備えている。 なお、 前記非線形歪み補償を実行する前に、 前記線形歪み補償を実行してもよく、 或いは前記線形歪み補償機能を実行する 前に、 前記非線形歪み補償機能を実行してもよい。
本実施形態の送信装置は、 R F帯の高出力増幅器 1 4で発生する非線形歪み を非線形歪み補償処理部 1 1で補償しており、 さらに、 上述の非線形歪み補償 の効果を十分に発揮させるため、 直交変調器 1 3や高出力増幅器 1 4が有する 振幅遅延特性の不完全性や固有偏差を補償する機能を備えている。
次に、 本実施形態の送信装置を具体的に説明する。 図 1に示す線形歪み補償 係数演算部 1 8は、 位相不確定除去回路 1 6から出力される直交復調信号 I ' c h、 Q ' c hに基づいて、 主に、 直交変調器 1 3や高出力増幅器 1 4などの アナログ回路の不完全性に起因して発生する線形歪み特性を推定し、 線形歪み PC漏細 22
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を補償するための線形歪み補償係数を演算して出力する機能を備えている。 線 形歪み補償処理部 1 2は、 線形歪み補償係数演算部 1 8から出力される線形歪 み補償係数のデータを非線形補償処理部 1 1から出力されるベースバンド信 号 I c h、 Q c hに加算することによってプリディスト一シヨン （線形歪み特 性の逆特性を付加すること） を行う機能を備えている。
図 1に示す非線形歪み補償係数演算部 1 7は、 位相不確定除去回路 1 6から 出力される直交復調信号 I ' c h、 Q ' c hに基づいて、 主に、 直交変調器 1 3や高出力増幅器 1 4などのアナログ回路の不完全性に起因して発生する非 線形歪み特性を推定し、 非線形歪みを補償するための非線形歪み補償係数を演 算して出力する機能を備えている。 非線形歪み補償処理部 1 1は、 非線形歪み 補償係数演算部 1 7から出力される非線形歪み補償係数のデータを端子 1 , 2 からのベースバンド信号 I c h、 Q c hに加算することによってプリディスト ーション（非線形歪み特性の逆特性を付加すること）を行う機能を備えている。 したがって、位相不確定除去回路 1 6から出力される直交復調信号 I ' c h、 Q ' c hが線形歪み補償係数演算部 1 8に入力すると、 線形歪み補償係数演算 部 1 8は、 直交復調信号 I ' c h、 Q ' c hに基づいて、 主に、 直交変調器 1 3や高出力増幅器 1 4などのアナログ回路の不完全性に起因して発生する線 形歪み特性を推定し、 線形歪みを補償するための線形歪み補償係数を演算して、 そのデータを線形歪み補償処理部 1 2に出力する。 さらに、 線形歪み補償係数 演算部 1 8からの上記線形歪み補償係数のデータが線形歪み補償処理部 1 2 に入力すると、 線形歪み補償処理部 1 2は、 上記線形歪み補償係数のデータを 非線形補償処理部 1 1から出力されるベースバンド信号 I c h、 Q c hに加算 することによってプリディストーシヨン (線形歪み特性の逆特性を付加するこ と） を行う。
また、 位相不確定除去回路 1 6から出力される直交復調信号 Γ c h、 Q ' c hが非線形歪み補償係数演算部 1 7に入力すると、 非線形歪み補償係数演算 部 1 7は、 直交復調信号 I ' c h、 Q ' c hに基づいて、 主に、 直交変調器 1 3や高出力増幅器 1 4などのアナログ回路の不完全性に起因して発生する非 線形歪み特性を推定し、 非線形歪みを補償するための非線形歪み補償係数を演 算して、 そのデ一夕を非線形歪み補償処理部 1 1に出力する。 さらに、 非線形 歪み補償係数演算部 1 7からの上記非線形歪み補償係数のデータが非線形歪 み補償処理部 1 1に入力すると、 非線形歪み補償処理部 1 1は、 上記非線形歪 み補償係数のデータを端子 1， 2からのベースバンド信号 I c h、 Q c hに加 算することによってプリディスト一ション （非線形歪み特性の逆特性を付加す ること） を行う。
以上のように、 ベースバンド信号を無線周波数 （R F ) 帯に変調して得られ る変調信号を増幅する際に生じる非線形歪みを補償することに加えて、 増幅さ れた変調信号が有する線形歪み特性の逆特性を付加する （プリディスト一ショ ン） ことによって線形歪み補償が行われるため、 本実施形態の送信装置では、 端子 1、 2から入力された送信シンポルは、 非線形歪み補償処理部 1 1や線形 歪み補償処理部 1 2においてそれぞれプリディストーション処理され、 直交変 調器 1 3によって R F帯の信号に変調され、 高出力増幅器 1 4において増幅さ れ、 端子 3より出力される。
なお、 本実施形態の送信装置では、 ベースバンド信号 （直交復調信号） I ' c h、 Q ' c hを独立に、 すなわち 2次元のままフィードバック入力して非線 形歪み補償係数演算部 1 7及び線形歪み補償係数演算部 1 8を動作させるた め、 位相不確定除去回路 1 6において、 直交復調した帰還信号の位相不確定性 を除去している。
図 2は、 図 1に示す位相不確定除去回路 1 6の構成の一例を示すブロック図 である。 図 2に示すように、 位相不確定除去回路 1 6は、 直交復調器 1 5から PC画細 22
13
出力される直交復調信号 I， c h、 Q' c hの位相不確定性を除去する機能を 備えるものであり、 端子 1， 2に接続された端子 77, 78から入力される送 信シンポルと直交復調器 1 5からの直交復調信号 I ' c h、 Q' c hとのタイ ミングを調整する遅延調整回路 40と、 端子 77 ' 78から入力される送信シ ンポルと直交復調器 15からの直交復調信号 I ' c h、 Q' c hとを比較し、 それらの位相差を判定する比較回路 41と、 当該比較回路 41の判定結果に応 じて位相回転付加回路 42〜45からの出力を選択して位相不確定性が除去 された直交復調信号 I ' c h、 Q' c hを出力する選択回路 39とから構成さ れている。 また、 位相不確定除去回路 16の端子 75、 76には、 直交復調器 1 5からの直交復調信号 I ' c h、 Q' c hが入力され、 位相不確定除去回路 1 6の端子 77、 78には、 端子 1， 2からの送信シンポルが入力される。 ま た、 直交復調器 1 5は、 高出力増幅器 14で増幅された変調信号を復調するこ とによって得られる直交復調信号 I ' c h、 Q' c hを出力するようになって いる。
したがって、 位相不確定除去回路 16の遅延調整回路 40に端子 77, 78 から送信シンボルが入力すると、 遅延調整回路 40が送信シンポルと直交復調 信号とのタイミングの遅延調整を行い、 その信号を比較回路 41に出力する。 前記遅延調整された信号と端子 7 5， 76からの直交復調信号 I ' c h、 Q' c hとが比較回路 24に入力すると、比較回路 41は、直交復調信号 I ' c h、 Q' c hと送信シンボルとのタイミングが一致するように、 遅延調整回路 40 で遅延調整された信号と直交復調信号 I ' c h、 Q' c hとを比較し、 比較回 路 41は、 前記両信号の位相差が 0、 / 2、 π、 3 πΖ 2のいずれであるか を判定する。 比較回路 41からの比較結果の信号が選択回路 39に入力すると、 選択回路 39は、 比較回路 41での判定結果に応じた位相回転付加回路 42、 43、 44、 45の出力 （0、 ττΖ2、 π、 3 π/2) のいずれかを選択する ことにより直交復調信号 I ' c h、 Q' c hの位相不確定性を除去し、 その位 相不確定性が除去された直交復調信号 I ' c h、 Q' c hを出力する。 当該選 択回路 39の出力は、 端子 79、 80から非線形歪み係数演算部 17及び線形 歪み補償係数演算部 18に出力される。
図 3は、 図 1に示す線形歪み補償係数演算部 18の構成の一例を示すプロッ ク図である。 図 3に示すように、 線形歪み補償係数演算部 18は、 位相不確定 除去回路 1 6からの直交復調信号 I ' c h， Q' c hに含まれる線形歪みを補 償するための線形歪み補償係数を演算して出力する機能を備えており、 端子 6 6〜68と、 2つの判定回路 34と、 I c h同相， I c h直交， Qc h同相， Q c h直交の 4系統の線形歪み補償係数演算回路 35とから構成される。
端子 66、 67には、 位相不確定除去回路 1 6 (図 2の端子 79， 80 ) 力、 ら出力される直交復調信号 I ' c h， Q' c hがそれぞれ入力される。 2つの 判定回路 34は、 端子 66, 67から入力される直交復調信号から送信シンポ ルを判定し、 各チャネルのデータ信号 （送信信号の再生） I D, QDと誤差信 号 I E， QEとをそれぞれ再生し出力する機能を備えている。
ここで、 判定回路 34からのデータ信号 I Dは、 I c h同相と Qc h直交の 線形歪み補償係数演算回路 35にそれぞれ入力し、 その誤差信号 I Eは、 I c h同相と I c h直交の線形歪み補償係数演算回路 3 5にそれぞれ入力するよ うになつている。 また、 判定回路 34からのデータ信号 QDは、 Qc h同相と I c h直交の線形歪み補償係数演算回路 35にそれぞれ入力し、 その誤差信号 QEは、 Qc h同相と Qc h直交の線形歪み補償係数演算回路 35にそれぞれ 入力するようになっている。
したがって、 位相不確定除去回路 1 6からの直交復調信号 I ' c h， Q' c hが端子 66， 67から判定回路 34に入力すると、 直交復調信号 I ' c h、 Q' c h毎に、 2つの判定回路 34は、 各チャネルのデ一夕信号 （送信信号の 再生） I D， QDと誤差信号 I E， QEとをそれぞれ再生して、 これらを、 I c h同相， I c h直交， Qc h同相， Q c h直交の 4系統の線形歪み補償係数 演算回路 35にそれぞれ出力する。すると、線形歪み補償係数演算回路 35は、 それぞれ上記データ信号 I D， QDと誤差信号 I E， QEに基づいて直交復調 信号 I ' c h、 Q' c hに含まれる線形歪みを補償するための線形歪み補償係 数、 すなわち各チャネルのデータ信号 I D， I Dと誤差信号 I E, QEを入力 として、 各チャネル毎の同相， 直交の線形歪み補償係数をそれぞれ演算し、 そ の演算結果である線形歪み補償係数 （CII、 CQI、 CIQ、 CQQ) のデータを端 子 68から出力する。 なお、 図 3に示す各線形歪み補償係数演算回路 35の端 子 68に至るラインには、 " 符号 3， 斜線 Z" を付し、 各線形歪み補償係数演 算回路 35は、 3つの端子 （図 4の端子 74) から線形歪み補償係数としての タップ係数 （C + l、 C0、 C-l) を出力するものであることを示している。 図 4は、 図 3に示す各線形歪み補償係数演算回路 35の構成の一例を示すプ ロック図である。 図 4に示すように、 線形歪み補償係数演算回路 35は、 判定 回路 34からのデータ信号 （I D, QD) と誤差信号 （ I E, QE) とが入力 する端子 72, 73と、 3つの遅延素子 36と、 3つの相関器 37と、 3つの 積分回路 38と、 当該積分回路 38からのタップ係数 （C + l、 C0、 C-l) の デ一夕が出力される端子 74とから構成されている。 図 4に示す線形歪み補償 係数演算回路 35は、 3タップのトランスバーサルフィル夕のタップ係数演算 回路であり、 この線形歪み補償係数演算回路 35において行われるタップ係数 (C + l、 C0、 C-l) の演算については、 一般によく知られている線形等化器 の動作と同じであるため、 詳細な説明を省略する。
図 5は、 図 1に示す線形歪み補償処理部 1 2の構成の一例を示すブロック図 である。 図 5に示すように、 線形歪み補償処理部 1 2は、 非線形歪み補償処理 部 1 1からのベースバンド信号 （I c h， Qc h) に、 線形歪み補償係数演算 部 1 8からの線形歪み補償係数のデータを乗算して出力する機能を備えてお り、 非線形歪み補償処理部 1 1からのベースバンド信号が入力する端子 6 1， 6 2と、 4つのトランスバ一サルフィルタ 2 9と、 2つの加算器 3 0とから構 成される。
4つのトランスバーサルフィルタ 2 9は、それぞれ I c h同相、 I c h直交、 Q c h同相、 Q c h直交の 4系統のトランスバーサルフィル夕であり、 端子 6 1に入力されるべ一スバンド信号 I c hは、 I c h同相及び Q c h直交のトラ ンスバーサルフィルタ 2 9にそれぞれ入力し、 端子 6 2に入力されるべ一スバ ンド信号 Q c hは、 Q c h同相及び I c h直交のトランスバーサルフィル夕 2 9にそれぞれ入力するようになっている。
さらに、 I c h同相、 I c h直交、 Q c h同相、 Q c h直交の 4系統のトラ ンスバ一サルフィル夕 2 9は、 線形歪補償係数演算部 1 8より端子 6 5を介し て線形歪み補償係数 （CII、 CQI、 CIQ、 CQQ) のデ一夕が入力し、 その入力 した線形歪み補償係数 （CII、 CQL CIQ、 CQQ) のデータに基づいて線形歪 み補償を行うようになっている。 各線形歪み補償係数 （CII、 CQL CIQ、 C QQ) のデータには、 それぞれ 3つのタップ係数 （C + l、 C0、 C-l) のデータ が含まれている。
また、 一方の加算器 3 0は、 I c h同相のトランスバ一サルフィル夕 2 9力、 らの同相成分と I c h直交のトランスバーサルフィル夕 2 9からの直交成分 とを加算して出力し、 他方の加算器 3 0は、 Q c h同相のトランスバーサルフ ィル夕 2 9の同相成分と Q c h直交のトランスバーサルフィル夕 2 9の直交 成分とを加算して出力するようになっている。 また、 各加算器 3 0からの出力 信号が端子 6 3， 6 4から直交変調器 1 3に出力するようになっている。
したがって、 非線形歪み補償処理部 1 1からのべ一スバンド信号 I c h、 Q c hが端子 6 1， 6 2に入力すると、 これらのベースバンド信号 I c h、 Q c P 画細 22
17
hが上述したように 4つのトランスバーサルフィル夕 2 9に入力する。 すると、 I c h同相、 I c h直交、 Q c h同相、 Q c h直交の 4系統のトランスバーサ ルフィルタ 2 9は、 線形歪補償係数演算部 1 8より端子 6 5を介して入力する 線形歪み補償係数 （C I I、 C QI、 C IQ、 C QQ) のデータに基づいて線形歪み補 償を行う。 一方の加算器 3 0は、 I c hトランスバーサルフィルタ 2 9の同相 成分と直交成分を加算して出力し、 もう一方の加算器 3 0は、 Q c hトランス バーサルフィルタ 2 9の同相成分と直交成分を加算して出力する。 各加算器 3 0の出力は、 端子 6 3、 6 4より外部にそれぞれ出力される。
図 6は、 図 5に示すトランスバーサルフィル夕 2 9の構成の一例を示すプロ ック図である。 図 6に示すように、 トランスバーサルフィルタ 2 9はクロック 速度で動作するトランスバーサルフィルタであり、 2つの遅延素子 3 1、 3つ の乗算器 3 2、 1つの加算器 3 3から構成される 3タップの線形等化器として 構成してある。 '
乗算器 3 2には、 線形歪み補償係数演算回路 3 5から出力されるタップ係数 C + l, C O, C -1が端子 7 1を介して入力され、 第 1の乗算器 3 2には端子 6 9からの信号が直接に入力し、 第 2の乗算器 3 2には 1つの遅延素子 3 1を通 過した信号が入力し、 第 3の乗算器 3 2には 2つの遅延素子 3 1を通過した信 号が入力するようになっている。 そして、 加算器 3 3には、 3つの乗算器 3 2 からの信号が入力し、 加算器 3 3からの信号が端子 7 0から図 5に示す加算器 3 0に出力されるようになっている。
トランスバーサルフィル夕 2 9のタップ数に制限はなく、 図 6に示すクロッ ク速度で動作するトランスバ一サルフィル夕でなく、 クロックのてい倍の速度 で動作するフラクショナル形のトランスバーサルフィル夕を適用することも できる。 卜ランスバーサルフィル夕の各タップ係数は、 線形歪み補償係数演算 部 1 8において演算され、 供給される。 なお、 トランスバーサルフィルタ 2 9 の動作については、 一般に知られている線形等化器の動作と同じであるため、 詳細な説明を省略する。
以上述べたように、 本実施形態の送信装置は、 変調信号を増幅する際に生じ る非線形歪みを補償するとともに、 線形歪み補償も行う。 このようにすれば、 線形歪み補償によってアナログ回路が有する振幅遅延特性の不完全性や固有 偏差の影響が排除されるため、 理想的な非線形歪み補償を実行することができ る。
なお、 本実施形態の送信装置では、 プリディストーションの精度を高めるた めに位相不確定除去回路 1 6において位相確定を実行しているが、 位相不確定 除去回路 1 6による位相確定を実行することなく、 線形歪み補償および非線形 歪み補償を実行することもできる。 図 7に、 位相不確定除去回路を除いた場合 の送信装置の構成を示す。
また、 本実施形態の送信装置では、 非線形歪み補償処理部 1 1を線形歪み補 償処理部 1 2よりも前段に設け、 非線形歪み補償を実行した後に、 線形歪み補 償を実行したが、 線形歪み補償処理部 1 2を非線形歪み処理部 1 1よりも前段 に設け、 線形歪み補償を実行し、 その後に非線形歪み補償を実行するようにし てもよい。 その場合の送信装置の構成を図 8に示す。 産業上の利用可能性
以上述べたように、 本発明では、 アナログ回路の不完全さに起因する非線形 歪みに加えて、 線形歪みを補償するためのプリディストーションを行うことに よって、 高出力増幅器の線形歪み補償のためのプリディストーションの精度を 高め、 理想的な非線形歪み補償を行うことができる。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . ベースバンド信号を無線周波数帯に変調して得られる変調信号を増幅する 際に生じる非線形歪みを補償する送信方法において、 前記非線形歪み補償に加 えて、 増幅された変調信号が有する線形歪み特性の逆特性を付加することによ つて線形歪み補償を行うことを特徴とする送信方法。
2 . 前記非線形歪み補償を実行する前に、 前記線形歪み補償を実行する請求の 範囲第 1項記載の送信方法。
3 . 前記線形歪み補償を実行する前に、 前記非線形歪み補償を実行する請求の 範囲第 1項記載の送信方法。
4 . ベースバンド信号を無線周波数帯に変調して得られる変調信号を増幅する 際に生じる非線形歪みを補償する送信装置において、 前記変調信号を復調する ことによって得られる直交復調信号を出力する直交復調器と、 前記直交復調信 号に含まれる線形歪みを補償するための線形歪み補償係数を演算して出力す る線形歪み補償係数演算部と、 前記線形歪み補償係数のデータを前記ベースバ ンド信号に乗算して出力する線形歪み補償処理部とを備えることを特徴とす る送信装置。
5 . 前記線形歪み補償係数演算部は、 前記直交復調信号から送信シンポルを判 定し、 各チャネルのデ一夕信号と誤差信号とを再生し出力する判定回路と、 前 記各チャネルのデータ信号と誤差信号を入力として、 各チャネル毎の同相、 直 交の線形歪み補償係数をそれぞれ演算して出力する線形歪み係数演算回路と を備える請求の範囲第 4項記載の送信装置。
6 . 前記線形歪み補償処理部は、 クロック速度で動作するトランスバーサルフ ィル夕を含む請求の範囲第 4項記載の送信装置。
7 . 前記トランスバーサルフィル夕に代えて、 クロックのてい倍の速度で動作 するフラクショナル形のトランスバーサルフィルタを用いた請求の範囲第 6 項記載の送信装置。
8 . さらに、 前記直交復調信号の位相不確定性を除去する位相不確定除去回路 を備える請求の範囲第 4から 7項のいずれか 1項記載の送信装置。
9 . 前記位相不確定除去回路は、 前記送信シンポルと前記直交復調信号との夕 イミングを調整する調整回路と、 前記送信シンポルと前記直交復調信号とを比 較し、 それらの位相差を判定する比較回路と、 該比較回路の判定結果に応じて 調整された前記直交復調信号を出力する選択回路とを備える請求の範囲第 8 項記載の送信装置。
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