WO2004057783A1

WO2004057783A1 - Ofdm送受信装置

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Publication number: WO2004057783A1
Application number: PCT/JP2002/013261
Authority: WO
Inventors: Hiroyuki Kiyanagi; Mitsuo Kobayashi; Shinya Ookawa; Takanori Iwamatsu
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2002-12-19
Filing date: 2002-12-19
Publication date: 2004-07-08
Anticipated expiration: 2005-06-19
Also published as: JPWO2004057783A1; EP1575202B1; EP1575202A4; EP1575202A1; JP4083746B2

Abstract

　第1､第2のOFDM送信回路から出力する送信信号を互いに直交するする２つの偏波を利用して送信するOFDM送信装置において、各OFDM送信回路に共通に１つの搬送波発生部を設け､各OFDM送信回路内の周波数変換部は、搬送波発生部から出力する共通の搬送波をべースバンド信号に乗算して無線信号に変換する。

Description

明細書

OFDM送受信装置

技術分野

本発明は直交周波数分割多重（OFDM) 送受信装置に係わり、特に、 OFDM 通信を複数の偏波を利用して行う OFDM送信装置及ぴ OFDM受信装置に関する。背景技術

広帯域無線通信においては、マルチパス環境による周波数選択性フェージングが発生する。このため、伝送帯域幅を周波数選択性フェージングが生じないような狭帯域（キャリア）に分割し並列伝送するマルチキャリア変調方式が有用となる。現在、デジタル T V /音声放送（日本、欧州）や無線 L A N (IEEE802.11a) などの規格がマルチキヤリァ変調方式の一種である直交周波数分割多重（OFDM) 伝送方式をベースとして標準化されている。また、次世代移動通信システムにおいても OFDMペースの変調方式が提案されている

図 9 の（a)はマルチキヤリァ伝送方式の概略構成図であり、シリアルパラレル変換部 1は直列データを並列データに変換し、各ローパスフィルタ 2 a〜 2 dを介して直交変調部 3 a〜 3 dに入力する。図では 4シンポル S1〜S4よりなる並列データに変換する。各シンボルは同相成分（In-Phase 成分）及び直交成分 ( Quadrature成分）を含んでいる。直交変調部 3 a〜 3 dは各シンボルを図 9 の (b)に示す周波数 f 〜 f ₄を有するキヤリァで直交変調し、合成部 4は各直交変調信号を合成し、図示しない送信部は合成信号を高周波数信号にアップコンパ一ジョンして送信する。マルチキヤリァ伝送方式では、キヤリァ間の直交性を満足するために、スぺクトルが重ならないように図 9 の（b)に示すように周波数が配置される。

直交周波数分割多重（OFDM)伝送方式では、マルチキヤリア伝送の n 番目のキャリァによって伝送される変調波帯域信号と（n+1)番目のキャリアによって伝送される変調波帯域信号の相関が零となるように周波数間隔が配置される。図 10の (a)は OFDM伝送方式による送信装置の構成図であり、シリアルパラレル変換部 5 は直列データを M個のシンボルよりなる並列データに変換する。 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 6は M個のシンボルを図 10の（b)に示す間隔の周波数を有するキヤリァで伝送するものとして周波数データに逆離散フーリェ変換を施して時間データに変換し、ガードィンターパル挿入部 7でガードィンターパル GIを揷入し、実数部、虚数部を口一パスフルタ 8a, 8bを通して直交変調部 9に入力する。直交変調部 9 は入力データに直交変調を施し、図示しない送信部で変調信号を高周波数信号にアップコンパージョンして送信する。 OFDM 伝送方式によれば、図 10 の（b)に示す周波数配置が可能となり周波数利用効率を向上することができる。

図 11 は直交周波数分割多重（OFDM) 通信装置の従来の構成図であり、 TR ま送信系、 RV は受信系である。送信系 TR において、シリアル Zパラレル変換部 (S/P) 10はシリアル形式で入力する送信データを Mビッ卜の並列データに変換し、マツビング部 11は各キヤリァの変調方式に基づいて Mビッ卜並列データを N個のキャリアにマッピングする。例えば、全てのキャリアで QPSK変調するものとすれば、 M ビット並列データを N組の 2 ビットに分割し、分割した N組の 2 ビットデータを各キヤリァにマッビングする。図 12 はキヤリァ配置説明図であり、パイロットを送信するためのキヤリアが挿入されている。

図 13はマッビングを説明するための信号点配置図であり、（a)は BPSK変調する場合で 1 ビット（bo)づっキャリアにマッピングする。（b)は QPSK 変調する場合で 2 ビット（bob づつキヤリアにマッピングする。（c) は 16QAM変調する場合で 4 ビット（bob i l^ b s )づっキヤリァにマッビングする。（d)は 64QAM変調する場合で 6 ビット（bob i ^ b s l^ b s )づっキヤリアにマッピングする。

図 11に戻って、 IFFT演算部 12は Nキヤリァのシンボルデータに IFFT演算処理を施し、実数（Ich成分）及び虚数（Qch成分）の 2つの時間波形信号 (PCM波形信号）に変換する。 GI挿入部 13はそれぞれの信号に GI (ガードィンターパル）を挿入し、波形整形部 14は波形整形して IQ変調器（QPSK直交変調器） 15に入力する。直交変調器 15 は入力する Ich信号、 Qch信号に対して直交変調し、混合器 16 はベースバンドの変調信号に、搬送波棻生器 17から入力する高周波の搬送波を乗算して周波数変換し、送信増幅器 18 は送信信号を増幅してアンテナ ATT より送信する。

受信系 RVにおいて、無線部の高周波増幅器 20はアンテナ ATRの受信信号を増幅し、混合器 21は受信信号に、搬送波発生器 22から入力する高周波の搬送波を乗算してペースパンド信号に周波数変換して IQ復調器（QPSK直交復調器） 23 に入力する。直交復調器 23は入力信号を直交復調して Ich信号と Q_Ch信号を復調出力し、波形整形部 2 4はそれぞれの信号の波形を整形してローテータ 25 に入力する。ローテータ 25は、既知のパイ口ッ卜信号から位相誤差情報を検出し、該位相誤差が零なるように入力信号の位相を回転する。 GI 除去部 26 は各成分の入力信号より GI (ガードィンターパル）を除去し、 FFT演算部 27は入力する時間波形信号に FFT演算処理を施し、 N個のキャリア成分を出力する。デマッピング部 28はキャリア毎にデマッピング（マッピングと逆の処理）を行って Mビットのパラレルデータを出力し、パラレル /シリアル変換部（P/S)29 は M ビットのパラレルデータをシリアルデータに変換して出力する。

ところで、 IEEE802. 11b ( ARIB STD T71 ) にて規定されている最大で 54Mbp s の通信速度を有する通信方法は、現在の無線 LAN 等の通信環境を考えると十分といえなくなつている。一方、 5GHz 以下の無線帯域は既に飽和状態であり、安易に周波数専有帯域幅の拡大はできない状況である。有線 LAN は lOOB ase -TX(lOOMbp s)での構成が一般的であり、これと同等の通信速度を持つ無線 LANシステムが必要とされている。

周波数帯域を変えずに伝送容量を拡大する方法にコチャネル伝送方法がある。このコチャネル伝送とは、図 14 に示すように電波の偏波（永平偏波、垂直偏波）を変えて同一周波数帯で別個のデータ通信を行うことであり、トータルとして伝送速度は 2倍になる。コチャネル伝送方法により OFDM伝送するには、 OFDM送受信機が 2台必要となり、アンテナの偏波角度のずれによって、偏波間干渉が発生する。また、降雨その他に応じた伝送路の歪によっても偏波間干渉が生じる。.このため、これら偏波間干渉を除去できるように OFDM送受信機を構成する必要がある。

OFDM の隣接キヤリァ間では直交性が成立している。従って、図 15 の（a)に示すようにキャリア CAと隣接キヤリア CBは必ず、直交関係にあり干渉しない。また、キャリア CAとキャリア C _Dには干渉が生じるが、キャリア CAとキャリア C _Eは直交関係にあり偏波間の干渉は生じない。キャリア CA とキャリア . C _Dの偏波間干渉は従来のキャンセラーを用いた干渉補償技術により除去することが可能である。

しかし、アンテナの偏波角度のずれなどによって図 15 の（b)に示すように垂直偏波と水平偏波の間に位相偏差 Θ が発生すると、キャリア CAとキャリア C_Dに干渉が生じると共に、キャリア CAとキャリア C_E間に干渉が発生する。このため、位相偏差に起因するキャリア CAとキャリア C_D間の干渉とキャリア CAとキャリア C_E間の干渉を除去する必要がある。

コチャネル伝送方式の干渉補償方法は特開昭 61'5642 号公報、特開平 5-48567 号公報、特開平 6-181464号公報に開示されている。又、コチャネル伝送方式により OFDM送信することは特表平 8-504544号公報（特許 3265578号）に開示されている。

しかし、特開昭 61-5642号公報、特開平 5-48567号公報、特開平 6-181464号公報に開示されている干渉補償技術は、上記位相偏差によるキャリア CA とキヤリ了 C_E間の干渉を除去することは出来ない。又、特表平 8-504544 号公報（特許 3265578号）はコチャネル伝送方式により OFDM送信することが開示しているけれど、キャリア CAとキャリア C_E間の干渉を除去する技術を何も開示していなレ、。以上から本発明の目的は、偏波間で位相偏差が生じないようにすることである。本発明の別の目的は、偏波間干渉を除去するキャンセラーの構成を簡単にすることである。

発明の開示

第 1 の発明は、第 1、第 2の 2つの OFDM送信回路から出力する信号を互いに直交するする 2つの偏波を利用して送信する OFDM送信装置である。この OFDM 送信装置において、各 OFDM 送信回路に共通に 1 つの搬送波発生部を設け、各 OFDM送信回路内の周波数変換部は、前記搬送波発生部から出力する搬送波をべ一スパンド信号に乗算して無線信号に変換する。この OFDM送信装置によれば、第 1、第 2の OFDM送信回路における送信搬送波を共通にすることにより、垂直偏波と水平偏波間に位相偏差が生じないようにできる。

第 2発明は、互いに直交する 2つの偏波を利用して送信された信号をそれぞれ復調する第 1、第 2 の OFDM 受信回路を備えた OFDM 受信装置である。この OFDM 受信装置は、各 OFDM 受信回路に共通に搬送波発生部を設け、各 OFDM 受信回路内の周波数変換部は、前記搬送波発生部から出力する搬送波を無線信号に乗算してベースパンド信号に変換し、該ベースパンド信号を復調部に入力する。第 1、第 2の OFDM受信回路における搬送波を共通にすることにより、垂直偏波側と水平偏波側の高周波信号を周波数変換して得られたキャリア信号間に位相偏差が生じないようにできる。

OFDM 受信回路は、前記ベースバンド信号を復調する復調部、復調信号に FFT 処理を施す FFT演算部、 FFT演算により得られた各キヤリァ信号に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成部、該誤差信号と他方の OFDM受信回路の復調信号とを用いて異偏波干渉補償信号を生成して前記復調部の出力信号を補正する異偏波干渉キャンセラーを備えている。この異偏波干渉キャンセラーにより、アンテナの偏波角度のずれや降雨その他に応じた伝送路の歪に起因して生じる偏波間干渉を除去することができる。

別の OFDM 受信回路は、前記ベースバンド信号を復調する復調部、復調信号に FFT処理を施す FFT演算部、 FFTにより得られた各キヤリァ信号に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成部、該誤差信号と他方の OFDM受信回路の復調信号とを用いて異偏波干渉補償信号を生成して前記 FFT の各キャリア信号を補正する異偏波干渉キャンセラー、を備えている。このように、 FFT演算部の後に異偏波干渉キャンセラーを設けると、各キャリアの 1 シンボル当りの速度は、キヤリァ数を N とすれば 1 /N となり、干渉波の遅延量は相対的に小さくなり、キャンセラーを構成する FIRのタップ数を少なくでき、全体的に回路規模を減少できる。図面の簡単な説明

図 1 は本発明の原理図ある。

図 2は送信搬送波を共通にした場合の垂直偏波と水平偏波の説明図である。図 3は本発明の OFDM送信装置の構成図である。

図 4は本発明の OFDM受信装置の構成図である。

図 5はローテータの構成図である。

図 6は誤差信号生成部の構成図である。

図 7は異偏波干渉キヤンセラーの構成図である。図 8 は OFDM受信装置の別の構成例である。

図 9はマルチキヤリァ伝送方式説明図である。

図 1 0は OFDM伝送方式の説明図である。

図 1 1 は直交周波数分割多重（OFDM) 通信装置の従来の構成図である。

図 1 2はキャリア配置説明図である。

図 1 3はマッビングを説明するための信号点配置図である。

図 1 4はコチャネル伝送における偏波（水平偏波、垂直偏波）説明図である。

図 1 5は従来の永平偏波、垂直偏波の直交関係説明図である。

発明を実施するための最良の形態

(A)本発明の原理

図 1は本発明の原理図である。 OFDM送信装置 100は、第 1、第 2の OFDM送信回路（OFDM TX1, OFDM TX2)101, 102を備え、各 OFDM送信回路 101, 102に共通に搬送波発生部 103 を備えている。シリアル/パラレル変換部（S/P)104 は直列データを並列デ.一タに変換し、並列データの半分を OFDM 送信回路（OFDM TXD101に入力し、他の半分を OFDM送信回路（OFDM TX2)) 102に入力する。各 OFDM送信回路 101,102内の図示しない周波数変換部は、搬送波発生部 103 から出力する搬送波をベースパンド信号に乗算して無線信号に変換し、 OFDM送信回路 101 はアンテナ 105 から垂直偏波で無線信号を送信し、 OFDM 送信回路 102はアンテナ 106から水平偏波で無線信号を送信する。

OFDMにおける隣接キヤリァの直交性を考慮すると、偏波間搬送波を共通にすることにより，異偏波間で偏波干渉が生じたとしても、隣接キヤリァの直交性を保つことが可能となる。すなわち、送信搬送波を共通にすることにより、図 2 に示すように垂直偏波と水平偏波間に位相偏差が生じないようにできる。これによりキャリア CAとキャリア C_E間、キャリア C_Bとキャリア C_D間の直交性を保持でき、これらキャリア間では干渉が生じない。

OFDM受信装置 200 は、互いに直交する 2つの偏波を利用して送信された信号をアンテナ 203, 204 で受信してそれぞれ復調する第 1、第 2 の OFDM 受信回路 201,202を備え、各 OFDM受信回路 201,202に異偏波干渉キャンセラー 205,206 を設けている。異偏波干渉キャンセラー 205, 206 は、送信搬送波または受信搬送波を偏波間で共通にすることで、偏波干渉成分の抽出が可能となりキャンセルが可能となる。すなわち、異偏波干渉キヤンセラー 205 は第 2 の OFDM受信回路 202 の復調信号を用'いて異偏波干渉補償信号 ACを生成し、第 1の OFDM受信回路 201 はこの異偏波干渉補償信号. ACを用いて復調部の出力信号を補正する。又、異偏波干渉キヤンセラー 206 は第 1 の OFDM受信回路 201 の復調信号を用いて異偏波干渉補償信号 B Cを生成し、第 2 の OFDM受信回路 202はこの異偏波干渉補償信号 B C を用いて復調部の出力信号を補正する。パラレルノシリアル変換部 207は、第 1、第 2の OFDM受信回路 201 , 202から出力する並列データを合成し、シリアルデータに変換して出力する。

OFDMにおける隣接キヤリァの直交性は、高速離散逆フーリェ変換の原理を利用すれば、周知の事実である。図 2のキャリア CAとキャリア C _Bは必ず、直交関係にあり干渉しない。また、キャリア CAとキャリア CDは偏波間の干渉が生じるが、偏波間で送信搬送波を共通に使用しなかった場合、キャリア C_Aとキャリア C _Eも送信搬送波の周波数差分の干渉が発生する。これを防ぐために送信搬送波を共通にすることにより、キャリア CAとキャリア C _Eの直交性を保つことが可能となる。また、キャリア CAとキャリア CDの偏波間干渉は、異偏波干渉キャンセラ一 205, 206にて異偏波干渉補償信号を生成して各 OFDM受信回路 201, 202でキヤンセルすることにより偏波間干渉を除去することが可能となる。

なお、送信搬送波もしくは、受信搬送波の少なくともどちらか一方を共通にすることで干渉波 A と干渉成分 A'が共通となり、キャンセラー部 205 で偏波間干渉補償信号を発生して異偏波干渉を除去することが可能となる。

(B) OFDM送信装置

図 3は本発明の OFDM送信装置の構成図であり、図 1 と同一部分には同一符号を付している。第 1、第 2の OFDM送信回路 101、 102は、送信信号を直交偏波方式により、すなわち、 2つの偏波（例えば、90 角度が違う）に分けて伝送する。シリアル /パラレル変換部（S/P) 104 はシリアル形式で入力する送信データを M ビッ卜の並列データに変換し、並列データの半分を第 1 の OFDM送信回路 101 に入力し、他の半分を第 2の OFDM送信回路 102に入力する。

マッビング部 l l la, ll lbはキヤリァの変調方式に基づいて l 2ビットの並列データを N個のキャリアにマッピングする。例えば、全キヤリァで QPSK変調するものとすれば、 MZ 2 ビットの並列データを N組の 2 ビットに分割し、分割した N 組の 2 ビットデータを各キャリアにマッピングする。実際には、マッピング部 llla, lllb は、各キャリアの S/N比に基づいて 4QAM〜64QAM の変調方式に基づいてマッピングする。

IFF 演算部 112a, 112bは Nキヤリァのシンボルデータに IFFT演算処理を施し、実数（Ich成分）及び虚数（Qch成分）の 2つの時間波形信号（PCM波形信号）に変換する。 GI 挿入部 113a, 113b はそれぞれの信号に GI (ガードインターパル）を揷入し、波形整形部 114a, 114b は波形整形して IQ 変調器（QPSK 直交変調器） 115a, 115bに入力する。直交変調器 115a, 115bは入力する Ich信号、 Qch信号に対レて直交変調し、混合器 116a, 116b は直交変調器 115a, 115b から出力されるべ一スバンドの変調信号に、搬送波発生器 103 から入力する高周波の搬送波を乗算して周波数変換し、送信増幅器 117a, 117b は送信信号を増幅してアンテナ 105、 106 より搬送波の偏波面を互いに直交させて送信する。

OFDMにおける隣接キヤリァの直交性を考慮すると、偏波間搬送波を共通にすることにより，異偏波間で偏波干渉が生じたとしても、隣接キヤリァの直交性を保つことが可能となる。すなわち、送信搬送波を共通にすることにより、図 2 に示すように垂直偏波と水平偏波間に位相偏差が生じないようにできる。これによりキャリア CAとキャリア C_E間、キャリア C _Bとキャリア C _D間の直交性を保持でき、これらキャリア間では干渉が生じない。キャリア CAとキャリア CD間、キャリア C _Bとキャリア CE間は干渉するが、 OFDM 受信装置において従来と同様にキャンセラーを用いてこの干渉をキャンセルすることができる。

(C) OFDM受信装置

図 4は本発明の OFDM受信装置の構成図であり、図 1 と同一部分には同一符号を付している。

第 1、第 2の OFDM受信回路 201, 20 の LNA部（低雑音増幅器） 201a,202aは偏波が違う 2つのアンテナ 203, 204 の受信信号を增幅し、混合器 201b, 202b は受信信号に、搬送波発生器 208 から入力する高周波の搬送波を乗算してベースパンド信号に周波数変換して IQ復調器（QPSK直交復調器 201c,202cに入力する。なお、混合器 201b, 202bはベースパンド信号を発生するために搬送波発生器 208から出力する受信搬送波を用いて周波数変換するが、送信搬送波を同一にしているため（図 3参照）、受信搬送波としては 2つの偏波に対して共通のものを使用しても別のものを使用してもよい。但し、送信搬送波を共通にしない場合には、受信搬送波を共通にする必要がある。

直交復調器 201c_; 202cは入力信号を直交復調して Ich信号と Qch信号を復調出力し、波形整形部 201d,202d はそれぞれの信号の波形を整形してローテータ 201e, 202eに入力する。ローテータ 201e，202e は、既知のパイ口ット信号から位相誤差情報を検出し、該位相誤差が零なるように入力信号の位相を回転する。

異偏波干渉キャンセラー 205 は、第 2 の OFDM受信回路 202 の復調信号（口一テータ 202e の出力信号）と後述の誤差信号とを用いて異偏波干渉補償信号を生成し、加算部 201f はローテータ 201e の出力信号から異偏波干渉補償信号を減算して干渉を除去する。同様に、異偏波干渉キャンセラー 206 は、第 1 の OFDM 受信回路 201 の復調信号（ローテータ 201e の出力信号）と誤差信号とを用いて異偏波干渉補償信号を生成し、加算部' 202f はローテータ 202e の出力信号から異偏波干渉補償信号を減算して干渉を除去する。

GI除去部 201g, 202gは干渉が除去された信号の各 I, Q成分より GI (ガードィンタ一バル）を除去し、 FFT演算部 201h, 2021i は入力時間波形信号に FFT演算処理を施し、 N個のキヤリァ成分を出力する。デマッビング部 201 i , 202 i はキャリア毎にデマッピング（マッピングと逆の処理）を行って M/2 ビットのパラレルデータを出力し、パラレルノシリアル変換部（P/S)207は Mビットのパラレルデ一タをシリアルデータに変換して出力する。

誤差信号生成部 209, 210はデマッビングされたパイ口ット信号の誤差信号を作成し、該誤差信号を異懾波干渉キヤンセラー 205, 206に入力する。

図 5 はローテータ 201e、202 e の構成図である。パイ口ット信号検出部 301 はデマッビング部 201 iから出力されるパイ口ット信号を検出し、該検出パイ口ット信号と既知のパイ口ット信号とを比較して位相誤差 0 を求め、該位相誤差が 0 となるように NCO (数値制御発振器） 302を制御し、 sin/cos変換部 303より cos 0、 βϊη θ を発生し、乗算部 304, 305 はこれら co s 0、 sin Θ を波形整形回路 201dから出力する Ich 信号、 Qch 信号にそれぞれ乗算する。この結果、伝播路において発生した位相回転が元に戻される。

図 6 は誤差信号生成部 209, 210 の構成図であり、識別部 401は所定キヤリァ例えばパイロットキャリアのデマッピングデータを硬判定し、誤差信号発生部 402 はデマッビングデータ（軟判定データ）と硬判定データを比較して誤差信号 e を発生する。

図 Ίは異偏波干渉キャンセラー 205 の構成図であり、異偏波干渉キャンセラー 206 も同様の構成を備えている。異偏波干渉キャンセラー 205 はトランスバーサルフィルタ構成に成っており、Ich, Qch の異偏波干渉補償信号 YIC , YQ Cを発生し、加算部 20 は該異偏波干渉補償信号 YI C, YQ Cをローテータ 201e力ら出力する Ich 信号、 Qch信号 YI , YQに加算して干渉成分を除去する。

異偏波干渉キャンセラー 205 は， Ich の異偏波干渉補償信号 Yicを発生する為に、タップ係数更新部 501 と FIR フィル 502を備え、また Qchの異偏波干渉補償信号 YQCを発生する為に、タップ係数更新部 503と FIRフィル 504を備えている。タップ係数更新部 501は異偏波の Ich信号 Xiと誤差信号の Ich成分 e Iとに基づいてタップ係数を更新して FIRフィルタ 502に設定し、 FIRフィルタ 502は Ich 信号 Xiとタップ係数との畳み込み演算を実行して Ichの干渉補償信号 Yicを発生する。

タップ係数吏新部 503は異偏波の Qch信号 X_Qと誤差信号の Qch成分 e gとに基づいてタップ係数を更新して FIRフィルタ 504に設定し、 FIRフィルタ 504は Qch信号 X_Qとタップ係数との畳み込み演算を実行して Qch の干渉補償信号 YQC を発生する。

異偏波干渉キャンセラーによりアンテナの偏波角度のずれや降雨その他に応じた伝送路の歪に起因して生じる偏波間干渉を除去することができる。

( D ) OFDM受信装置の別の構成

図 8 は OFDM受信装置の別の構成例であり、図 4の OFDM受信装置と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、異偏波干渉キヤンセルを FFT演算の後で行うように構成している点である。すなわち、異なる点は、

①図 4の異偏波干渉キヤンセラー 205、 206をまとめてキャンセラー 211 としている点、

② FI 演算部 201h, 202hの後に、キャンセラ一 211 と加算器 201f, 202 f を設けている点である。

送信搬送波が同一のため、図 2中のキャリア CAとキャリア CD、キャリア CBとキャリア C_E のように異偏波間で上下対応したキヤリァ間だけの干渉除去を行うだけで良い。これは、上下対応しないキヤリァは干渉し'ないからである。よって、図 8に示すように FFT 演算部 201h, 202hにおいて各キヤリァ成分に変換した後で、キヤリァ毎に偏波間干渉を除去できる。

図 8 の構成による効果としては、各キャリアのデータ速度を遅くできるため、 1 シンボルあたりの周期が遅くなり、マルチパスによる干渉波の遅延量が相対的に小さくなる。仮にクロック周波数が 10MHzでキャリア数が 48の場合、 1キャリア当りのデータ速度は 1/48 となるため、周期は 100nsから 48倍の 5 μ s となる。電波環境にもよるが、マルチパスによる遅延は、数程度といわれている。つまり、シンポル間の干渉はシンボル周期が 100nsであれば、1 μ sのマルチパスがおきると 10 シンボル分の FIR フィルタがキャンセラ一に必要になる'。しかし、周期が 6 μ sであれば、 1 シンポルもしくは 2 シンポル程度の FIR フィルタで十分である。このようにデータ速度を落とすことによってキャンセラーの回路規模を大幅に小さくすることができる。従って、キャンセラーから出力する異偏波干渉補償信号を各キヤリァ共通に使用することで全体の回路構成を簡略化できる。

以上本発明によれば、第 1、第 2 の OFDM送信回路における送信搬送波を共通にすることにより、垂直偏波と水平偏波間に位相偏差が生じないようにできる。また、本発明によれば、第 1、第 2 の OFDM受信回路における搬送波を共通にすることにより、垂直偏波側と水平偏波側の高周波信号を周波数変換して得られたキヤリァ信号間に位相偏差が生じないようにできる。

又、本発明によれば、異偏波干渉キヤンセラーにより、アンテナの偏波角度のずれゃ降雨その他に応じた伝送路の歪に起因して生じる偏波間干渉を除去することができる。

又、本発明によれば、 FFT 演算部の後に異偏波干渉キャンセラーを設けることにより、各キャリアの 1 シンボル当りの速度は、キャリア数を N とすれば 1 /N となり、干渉波の遅延量は相対的に小さくなり、キヤンセラーを構成する FIR のタップ数を少なくでき、全体的に回路規模を減少することができる。

Claims

請求の範囲

1 . 第 1、第 2 の 2つの OFDM送信回路から出力する信号を互いに直交する. 2 つの偏波を利用して送信する OFDM送信装置において、

各 OFDM送信回路に共通に 1つの搬送波発生部を設け、

各 OFDM送信回路内の周波数変換部は、前記搬送波発生部から出力する搬送波をベースパンド信号に乗算して無線信号に変換する、

ことを特徴とする OFDM送信装置。

2 . 互いに直交する 2つの偏波を利用して送信された信号をそれぞれ復調する第 1、第 2の OFDM受信回路を備えた OFDM受信装置において、

各 OFDM受信回路に共通に 1つの搬送波発生部を設け、

各 OFDM受信回路内の周波数変換部は、前記搬送波発生部から出力する搬送波を無線信号に乗算してベースパンド信号に変換し、該ベースパンド信号を復調部に入力する、

ことを特徴とする OFDM受信装置。

3 . 前記 OFDM受信回路は、

前記ベースパンド信号を復調する復調部、

復調信号に FFT処理を施す FFT演算部、

FFT により得られた各キヤリァ信号に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成部、

該誤差信号と他方の OFDM 受信回路の復調信号とを用いて異偏波干渉補償信号を生成して前記復調部の出力信号を補正する異偏波干渉キャンセラー、を備えたことを特徴とする請求項 2記載の OFDM受信装置。

4 . 前記 OFDM受信回路は、

前記ベースバンド信号を復調する復調部、

復調信号に FFT処理を施す FFT演算部、

FFT に.より得られた各キヤリァ信号に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成部、

該誤差信号と他方の OFDM 受信回路の復調信号とを用いて異偏波干渉補償信号を生成して前記 FFTの各キヤリァ信号を補正する異偏波干渉キャンセラー、を備えたことを特徴とする請求項 2記載の OFDM受信装置。

5 - 互いに直交する 2つの偏波を利用して送信された信号をそれぞれ復調する第 1、第 2の OFDM受信回路を備えた OFDM受信装置において、

前記 OFDM受信回路は、

搬送波を無線信号に乗算してベースパンド信号に変換する周波数変換部、前記ベースパンド信号を復調する復調部、

復調信号に FFT処理を施す FFT演算部、 ' FFT により得られた各キヤリァ信号に基づいて誤差信号を生成する誤差信号生成部、

該誤差信号と他方の OFDM 受信回路の復調信号とを用いて異偏波干渉補償信号を生成して前記 FFT から出力する各キャリア信号を補正する異偏波干渉キヤンセラ一、

を備えたことを特徴とする OFDM受信装置。