WO2004099727A1

WO2004099727A1 - 変位検出装置

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Publication number: WO2004099727A1
Application number: PCT/JP2004/005830
Authority: WO
Inventors: Masahisa Niwa
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
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Priority date: 2003-04-22
Filing date: 2004-04-22
Publication date: 2004-11-18
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Abstract

コアの変位に対するコイルのインピーダンスの温度係数の変化を補償できる変位検出装置を提供する。この変位検出装置は、交流電流を含む定電流を出力する定電流供給手段と、定電流が供給されるコイル部と、所定の可動範囲内においてコイル部に対して可動に保持される磁性体コアと、定電流のコイル部への供給下、コイル部の出力電圧の変化に基づいてコイル部に対するコアの変位を求める信号処理回路と、コイル部の出力電圧から特徴値（V1）を抽出する特徴値抽出手段と、特徴値にレベルシフト電圧（Vsh）を加えるレベルシフト回路を含み、特徴値（V1）とレベルシフト電圧（Vsh）の和（V2）のコアの可動範囲における温度係数変動幅が、特徴値（V1）の前記可動範囲における温度係数変動幅より小さい。

Description

明細書

変位検出装置

技術分野

本発明は、移動体の変位を検出する非接触式の変位検出装置に関するちのである。

従来、コイル部へのコアの挿入によって生じるコイル部のインピーダンス変化を検出し、コイル部に対するコアの位置変位を示す信号を提供する変位検出装置が提案されている。

この種の変位検出装置は、米国特許第 5003258号、米国特許第 486 4232号、米国特許第 5898300号に記載されているちのがある。例えば、図 43に示すように、米国特許第 5003258号に記載されている位置検出装置は、コア 1の磁性体 2 1によるインピーダンス Z (インダクタンス成分）の温度変化と非磁性体 22によるインピーダンス Z (渦電流成分）の温度変化とを相殺するようにコイル部 2が作製されている。すなわち、コイル部のインピーダンス Zの温度係数がコァ "1の変位に依存するという問題点に対して、コイル部及びその周辺の構造を改良することにより、インピーダンス Zの温度係数の変位依存性を小さくしている。しかしながら、部品点数が多くなるとともに、部品間の位置決めが困難になる。また、コイル部の設計自由度が小さく、コストアップと汎甩性に乏しいという問題もある。

ま、別の従来例として、日本公開特許公報 2000— 1 86903号公報は高周波磁気式の無接触式ポジションセンサを開示している。このポジションセンサは、図 44に示すよ oに、被検出体に連動回転する回転シャフ卜 20 1 と、回転シャフト 20 1と連結片 202 cで連結されて回転シャフト 20 1を中心とする円周上を回転シャフ卜 20 1の回転に連動して移動する円弧状の可動金属体 202と、円周上に固定配置され、移動する可動金属体 202の腕体 202 a, 202 bが夫の中心透孔に出入りして磁路に対する占有量が可変自在となるように中心軸を円弧状に湾曲させた 2つのセンサコイル 203 (2 03 a, 203 b) を駆動励起して高周波数の変調磁界を発生させ、腕体 20 2a, 202bのセンサコイル 203a, 203bに対する出入りに J©じて生じる磁気的変化を検出するセンサ回路 204と、センサコイル 203 a， 20 3 bに流れるコイル電流を検出するための抵抗器 205a, 205bとから構成されている。このセンサによれば、可動金属体 202の腕体 202 a, 20 2bを 2つのセンサコイル 203a， 203 bに相補的に貫入させ、センサコィル 203a， 203bの各インピーダンスの変化をセンサ回路 204で検出するので、精密位置決めが不要であるといメリツ卜がある。

しかしながら、センサコイル 203a, 203bに可動金属体 202の腕体 202a, 202bが貫入していない角度状態では、センサコイル 203a， 203 bのコイルインピーダンスはコイル巻線のインピーダンスだけであってその温特（温度係数）の要素おコイル巻線のみとなり、センサコイル 203 a， 203bに腕体 202a, 202 bが貫入している角度状態では、センサコィル 203a， 203bのコイルインピーダンスは、コイル巻線のインピーダンスに加えて腕体 202a, 202bの貫入によるコイルインピーダンスの増加分（インダクタンスの増大分、渦電流損、ヒステリシス損など）がある。したがってその温度係数はインピーダンス増加分の各要因別に異なった温度係数の合計となるので、必然的にセンサコイル 203 a， 203bに腕体 202a， 202bが貫入していない角度状態時の温度係数とは異なる。これは、貫入蜃 (角度）によって温度係数が変わることを意味する。したがって、センサ回路 204の補正回路 210でデジタル卜リミングし温度補正を行うにしてち、角度によってその増幅率 ¾変えるといラ厄介な補正をしない限り正確な出力を E C Uに出力できないという点で依然として改善の予知がある。発明の開示

そこで、本発明は上記事由に鑑みてなされちのであり、その目的はコアの変位に対するコイル部のインピーダンスの温度係数変化を補儻して検出精度を改善できる変位挨出装置を提供することにある。

すなわち、本発明の変位検出装置は、交流電流を含 ¾定電流を出力する定電流供給手段と、定電流が供給されるコイル部と、所定の可動範囲内においてコィル部に対して可動に保持される磁性体コアと、定電流のコイル部への供給下、コイル部の出力電圧の変化に基づいてコイル部に対するコアの変位を求める信号処理回路を含み、定電流供給手段は交流電流に直流電流を重畳し定電流をコイル部に供給し、交流電圧成分 (Vac) と直流電圧成分（Vdc) の和でなるコイル部の出力電圧のピーク値（V1 )の前記可動範囲における温度係数変動幅が、交流電圧成分（Vac) の前記可動範囲における温度係数変動幅より小さいことを特徴とする。

本発明によれば、コイル部の設計自由度を高めることができるととちに、コィル部のインピーダンスの温度係数の変位依存性を回路上の定数を設定することで容易に低減でき、結果的にコアの変位に対するコイル部のインピーダンスの温度係数の変化を簡単な回路で補償できる。

具体的には、上記の変位検出装置において、定電流の直流電流と交流電流の割合と、コイル部のインピーダンスの交流成分と直流成分の割合と、定電流の直流電流と交流電流の割合の温度特性と、コイル部のインピーダンスの交流成分と直流成分の割合の温度特性の少なくとち "1つを、ピーク値（V1 )の温度係数変動幅が交流電圧成分 (Vac) の温度係数変動幅より小さくなるように決定することが好ましい。

また、上記の変位検出装置の好ましい実施形態として、コイル部は所定の曲率を有する湾曲コイルを含み、コアは湾曲コイルと同じ曲率を有するととちに、回転軸の周りに回動可能であり、回転軸周りのコアの回動によりコアのコイル内への挿入量が変化する。これにより、コイルのインピーダンスの変化を大きくできる。ま、この場合、コイル部の出力電圧の直流電圧成分の温度係数は、湾曲コイル内へのコアの挿入量が最小の場合のコイル部の出力電圧の交流電圧成分の温度係数より、湾曲コイル内へのコアの挿入量が最大の場合のコイル部の出力電圧の交流電圧 ^分の温度係数に近いことが好ましい。コイル部の出力電圧のピーク値の温度係数の変動幅を小さくできる。

上記の変位検出装置の好ましい実施形態において、定電流供給手段は、直流電圧を交流電圧に重璺した電圧を発生する発信回路と電圧電流変換回路とを含み、前記電圧の直流電圧と交流電圧の割合は、ピーク値（V1 )の温度係数変動幅が交流電圧成分（Vac)の温度係数変動幅より小さくなるように決定される。尚、発振回路が出力する交流電圧は三角波であることが好ましい。また、上記の変位検出装置の別の好ましい実施形態において、定電流供給手段は、直流電圧を交流電圧に重璺した電圧を発生する発信回路と電圧電流変換回路とを含み、発信回路は直流電圧の値を決定する抵抗を有し、前記抵抗の値の温度係数は、ピーク馗（V1)の温度係数変動幅が交流電圧成分 (Vac) の温度係数変動幅より小さくなるよに決定される。

上記の変位検出装置のさらなる好ましい実施形態において、定電流供給手段は、直流電圧を交流電圧に重璺した電圧を発生する発信回路と電圧電流変換回路とを含み、交流電圧の周波数の温度特性は、ピーク値の温度係数変動幅が交流電圧成分 (Vac)の温度係数変動幅より小さ <なるように決定される。この場合は、定電流回路が I C等で構成されて回路上の定数設定を行い難い場合でち、交流電圧の発振周波数を決定するめの抵抗ゆコンデンサが外付けになっていれば、これらの抵抗ゆコンデンサの温度係数を選択することによって、コイル部のインピーダンスの交流成分の温度特性を設定することができる。上記の変位檢出装置のさらに別の好ましい実施形態において、定電流供給手段は、直流定電流回路と交流定電流回路を含み、直流定電流回路の提供する直

/ 垂電流値の温度特性と、交流定電流回路の提供する交流電流の周波数の温度特性と、交流定電流回路の提供する交流電流の振幅の温度特性の少なぐとち一つは、ピーク値（V1 )の温度係数変動幅が交流電圧成分（Vac)の温度係数変動幅より小さくなるよ 5に決定される。尚、交流定電流回路が出力する交流電流は三角波であることが好ましい。

さらに、上記の変位検出装置の好ましい実施形態において、コイル部は、コィルと、コイルに直列接続に接続され、コアの変位にインピーダンスが変化しない回路素子を含み、回路素子のインピーダンスの交流成分及び直流成分と、回路素子のインピーダンスの交流成分及び直流成分の温度係数のろち少な <とち 1つは、ピーク値（V1 )の温度係数変動幅が交流電圧成分（Vac) の温度係数変動幅より小さ <なるよラに決定される。

上記の変位検出装置の好ましい実施形態において、上記回路素子は、抵抗およびインダクタのいずれか一方である。コイル部の直流抵抗と交流インピーダンスの制御を安価に行える。上記の変位検出装置の好まし Ι 実施形態において、定電流供給手段は、直流電流の大きさ、交流電流の周波数及び振幅を設定する抵抗と、前記抵抗の値を設定するデジタル卜りミング手段とを備える集積回路からなり、前記抵抗の値は、デジタルトリミング手段によってピーク値（V1 )の温度係数変動幅が交流電圧成分（Vac) の温度係数変動幅より小さくなるよに決定される。

上記の変位検出装置において、信号処理回路は、整流回路と、整流回路の出力をピークホールドする回路とを含¾ことが好ましい。

上記の変位検出装置において、上記信号処理回路はコイル部の出力電圧のピ —ク値の温度係数とは逆極性の温度係数を有する増幅器を備え、増幅器の出力に基づいてコイル部に対するコアの位置情報を示す変位信号を出力することが好ましい。増幅器の出力は温度補償済の変位だけに依存する信号であり、この出力を処理することで温度補償済みの変位信号を得ることができる。

本発明の別の目的は、上記と同じ目的を達成するための別の構成でなる変位挨出装置を提供するちのであり、上記した変位検出装置が交流電流に直流電流を重臺した定電流をコイル部に供給するのに対し、本変位検出装置は、コィル部の出力電圧から抽出した特徴値 (V1 ) にレベルシフト電圧（Vsh) を加える点で異なる。

すなわち、本発明の変位検出装置は、交流電流を含 ¾定電流を出力する定電流供給手段と、定電流が供給されるコイル部と、所定の可動範囲内においてコィル部に対して可動に保持される磁性体コアと、定電流のコイル部への供給下、コイル部の出力電圧の変化に基づいてコイル部に対するコアの変位を求める信号処理回路に加えて、コイル部の出力電圧から特徴鐘（V1 ) を抽出する特徴値抽出手段と、特徴値にレベルシフ卜電圧（Vsh) を加えるレベルシフ卜回路を含み、特徴値 (V1 ) とレベルシフ卜電圧（Vsh) の和（V2) の前記可動範囲における温度係数変動幅が特徴値（V1 )の前記可動範囲における温度係数変動幅より小さいことを特徴とする。

本発明によれば、消費電流が温度特性の調整のために変化してしまとい o 不具合の発生を回避することができ、且つ巻線材料の直流抵抗の温度係数に依存しないで調整を行ろことができるので、コアの変位に対するコイル部のインピーダンスの温度係数の変化を簡単な回路で補償できるという効果がある。換言すれば、レベルシフ卜回路によって比較的小さなレベルシフ卜値を特徴值に加算することによって本発明の目的を達成できるので、消費電流に制約がある場合に特に有効であり、上記し交流電流に直流電流を重畳し定電流をコィル部に供給する 7≥めの定電流供給手段を採用する変位検出装置と比較してち、さらなる効果を提供できるちのである。

上記の変位検出装置において、上記レベルシフ卜電圧の大きさと温度係数の少なくとも一方を調整する手段を含 ¾ことが好ましい。製造ロッ卜に起因する温度特性のばらつきを調整して、より高精度に温度特性の調整を行える。尚、レベルシフ卜回路によってレベルシフ卜電圧の所定のデジタル量の大きさを調整してちょい。

上記の変位検出装置において、信号処理回路は、特徴値抽出手段としてのピークホールド回路と、ピークホールド回路とレベルシフ卜回路との間に配置され、特徴値をデジタル信号に変換する A/D変換回路と、レベルシフ卜回路の出力に対して温度補償を実行する温度補儻回路とを含むことが好ましい。キヤリブレ一シヨン（較正）を簡単、正確に行うことができる。

上記の変位検出装置において、上記特徴値はコイル部の出力電圧のピーク値、コイル部の出力電圧のポ卜ム値、およびコイル部の出力電圧の振幅に比例する値のいずれかであることが好ましい。

上記の変位検出装置の各において、コイル部は、所定の曲率を有する湾曲コイルを有し、湾曲コイルはその曲率変化を矯正する手段を有する八ウジングに固定されることが好ましい。湾曲コイルの曲率変化を矯正、防止することがでさる。

上記した変位検出装置の各の好ましい実施形態として、コアは、同じ曲率を有するととちに、単一の回転軸の周りに回動可能に保持される複数の湾曲コァであり、コイル部は、前記湾曲コアと同じ曲率を有し、前記回転軸の軸方向に互いから離して配置される複数のコイルを含み、前記回転軸周りの各コアの回動によって各コアのコイル内への挿入量が変化する。湾曲コイルの巻線の見込み角度、可動ブロックの機械的回転角度を大きくとることができ、しだがつてコイル部のインピーダンスの直線性が良好な回転角度の範囲が広がるという効果がある。さらに、 2つのコイルの仕様を同じにできるので、 2つのコイルの特性を同一にでき、巻線加工、コス卜面で利点がある。

上記の変位検出装置の各の別の好ましい実施形態において、コイルは、異なる曲率を有し、互いに略並行に湾曲するように配置される一対の内側コイルと外側コイルであり、コアは、前記内側コイルと同じ曲率で湾曲するととちに回転軸周りに回動可能に保持される第 1コアと、外側コイルと同じ曲率で湾曲するととちに前記回転軸周りに回動可能に保持される第 2コアを有し、しかるに、前記回転軸周りの第 1コアの回動によって第 1コアの内側コイル内への挿入量が変化し、前記回転軸周りの第 2コアの回動によって第 2コアの外側コィル内への挿入璗が変化する。湾曲コイルの巻線の見込み角度、可動ブロックの機械的回転角度を大き <とることができ、したがってコイルのインピーダンスの直線性が良好な回転角度の範囲が広がるという効果がある。さらに、簿型化が可能となる。

上記の変位挨出装置の各々のさらなる好ましい実施形態において、信号処理回路は、コイル部の出力電圧のピーク値をデジタル信号に変換する A/D変換回路と、デジタル信号をデジタル卜りミングする補正回路とを有する信号補正回路を含。変位検出装置の出力を受けてこれを処理するシステム（E C U) がデジタル回路である場合、変 ^検出装置の出力がアナログ信号であると余計な AD変換、 DA変換を繰り返すことによって誤差が生じ、且つ麻答遅れを伴が、変位検出装置の出力はデジタル出力であるのでこのような問題は発生しない。また、アナログ出力に比べて信号伝達の際に外部ノイズの影響を受けにくし、という長所がある。

本発明のさらなる特徴およびそれがちらす効果は，以下に述べる発明を実施するための最良の形態からより明確に理解されるだろラ。図面の簡単な説明

図 1は、本発明の第 1実施形態にかかる変位検出装置の回路図である。

図 2は、同変位検出装置の上面図である。

図 3は、図 2の A— A '線における変位検出装置の断面図である。

図 4は、図 3の部分拡大図である。図 5は、同変位検出装置のコイルの出力電圧の波形図である。

図 6は、同変位検出装置のコアの回転角度とコイルのインピーダンスの関係を示す図である。

図 7は、同変位検出装置のコアの回転角度とコイルの出力電圧の関係を示す図である。

図 8は、同変位検出装置のコアの回転角度とコイルの出力電圧の温度係数の関係を示す図である。

図 9は、同変位検出装置のコアの回転角度とコイルのピーク電圧の温度係数の関係を示す図である。

図 1 0は、同変位検出装置の定電流回路と信号処理回路の一例を示す回路図である。

図 1 1は、同変位検出装置の発振回路の一例を示す回路図である。

図 1 2は、同変位検出装置の電圧一電流変換回路の一例を示す回路図である。囡1 3は、同変位検出装置の定電流回路の他例を示す回路図である。

図 1 4は、同変位検出装置の回路構成の他例を示す図である。

図 1 5は、コアの回転角度とコイルの出力電圧の温度係数の関係を示す参考図である。

図 1 6は、本発明の第 2実施形態のコイルの等価回路を示す図である。

図 1了は、表皮効果による銅線の抵抗値変動を示す図である。

図 1 8は、近接効果による銅線の抵抗値変動を示す図である。

m^ 9は、本発明の第 1実施形態の変位検出装置の回路図である。

図 20は、本発明の第 3実施形態にかかる変位検出装置の回路図である。図 2 1は、同変位検出装置の上面図である。

図 22は、同変位検出装置のコァの回転角度とコィ Jレの交流ィンピ一ダンスの温度係数の関係を示す図である。

図 23は、図 1 9の変位検出装置におけるコアの回転角度とコイルの出力電圧の温度係数の関係を示す図である。

図 24は、図 20の変位検出装置におけるコアの回転角度とピークホールド回路の出力信号の温度係数の関係を示す図である。

図 25は、図 20の変位検出装置におけるコアの回転角度とピークホールド回路の出力信号の温度係数の関係を示す図である。

図 26は、同変位検出装置の他例を示す回路図である。

図 2了は、本発明の第 4実施形態にかかる変位横出装置の回路図である。

図 28は、本発明の第 5実施形態のコアに使用される磁性材料の特性を示す図である。

H129八〜 29Eは、各周波数における磁性材料の角度スパンとコイルの交流ィンピ一ダンスの直進性の関係を示す図である。

図 30A〜30Dは、コアの端部形状を示す図である。

図 3 1は、直線ス卜ローク型の変位検出装置の断面図である。

図 32A〜図 32Eは、エッジを除去しコアの端部を示す図である。

図 33は、両端部に保持 ·固定用部材を設け 7≥コイルの平面図である。

図 34は、本発明の第 6実施形態にかかる 2つのコイル部を備える変位検出装置の上面図である。

図 35は、囡 34の変位検出装置の部分断面図である。

図 36は、本発明の第 6実施形態にかかる 2つのコイル部を備える別の変位検出装置の上面図である。

図 3了は、図 36の変位検出装置の部分断面図である。

図 38Aおよび図 38Bは、本発明の第 7実施形態における変位信号を示す図である。

図 39 Aおよび図 39Bは、本発明の第 7実施形態における別の変位信号を示す図である。

図 4 OAおよび図 4 OBは、本発明の第 7実施形態における更に別の変位信号を示す図である。

図 41は、本発明の第 0実施形態にかかる変検出装置の断面図である。図 42は、図 41の変位検出装置の回路図である。

図 43は、従来の変位検出装置の断面図である。

囡44は、従来の他の変位検出装置を示す概略図である。発明を実施するための最良の形態以下、添付図面を参照しながら、好ましい実施形態に基づいて本発明の変位接出装置を詳細に説明する。

(第 1実施形態）

図 1〜図 4に示すよラに、本実施形態の変位横出装置は、断面コの字型で内側にコーティング 11を施され、一定の曲率で湾曲する湾曲ボビン 10に巻回されたコイル 2と、湾曲したコイル 2の曲率の中心を回転軸とする円柱体の外側に突部 13 aを形成した可動プロック 13と、突部 13 aに一端が接続され、コイル 2の中空部分に貫入可能に配置される一定の曲率で湾曲する磁性体コア 1と、コイル 2の曲率変化を矯正するための曲率矯正用部材 12と、固定面上に各部品を配置して固定する八ウジング 14と、所定の大きさの直流電流 I d cに所定の周波数 f及び振幅 I a cの交流電流を重畳した定電流 I dをコイル 2に出力する定電流回路 3と、定電流回路 3が出力する定電流 I d及びコイル 2のインピーダンス Zにより決まるコイル 2の両端電圧 Vs (検出信号）のピーク値 V1に麻じて、コア 1とコイル 2との位置情報を示す変位信号 Vou t を出力する信号処理回路 4とを具備する。コイル 2は、定電流 I dが供給され、検出信号を出力するコイル部 Aを含。なお、湾曲ボビン 10の断面形状は、コの字型以外の形状としてちよい。また、コイルの巻線としては、例えば、二クロム、マンガニン、銅一ニッケル合金のちいずれかを用いることが好ましし^ 尚、本実施形態では、可動ブロック 13が回転し、回転角 0が 0° から 9 0° になるにしたがって、コイル 2に貫入しているコア 1の部分が少なくなる。定電流回路 3は、所定の大きさの直流電圧 Vdc' に所定の周波数 f及び振幅 Vac' の交流電圧を重畳した定電圧 Vd' を発生する発振回路 3 aと、発振回路 3 aが出力する定電圧 Vd' を定電流 I dに変換する電圧一電流変換回路 3 bとで構成される。

上記し構成でなる変位検出装置において、図 1に示すよ oに、定電流回路 3からコイル 2に交流電流 I a cと同時に直流電流 I dcを供給する。コイル 2の直流抵抗を Zdc、交流電流 I a cの発振周波数 fにおける交流インピーダンスを Zac、コイル 2の両端電圧を Vsとすると、電圧 Vsは、直流電圧 Vdcと交流電圧 V a cとの和として、

Vs = Vdc + Vac = !dc * Zdc + lac * Zac . . . (1 ) と表すことができる。上記の式（1) において諸量は複素数であるが、電圧 V sのピーク電圧 V 1のみを考えると、

V1 二 Vdc + Vac = Idc * Zdc + lac * Zac . . . (2) となり、上記の式（2)における諸璗は実数として扱うことができ、その波形は図 5に示すよろに、ピーク電圧 V1を有する、直流電圧 Vdcと交流電圧 V a cとの和になる。

そして、本実施形態の変位検出装置は、交流電圧成分 (Vac) と直流電圧成分 (Vdc)の和でなるコイル 2の出力電圧のピーク値（V1)の可動範囲における温度係数変動幅が、交流電圧成分（Vac)の可動範囲における温度係数変動幅より小さいことを特徴とする。

ところで、変位検出装置では、所定の変位区間における検出信号の出力直線性誤差が常温において規定され、それに一定のマージンを与えて全動作温度範囲での値を規定する。例えば、「位置挨出の角度範囲 0=0〜90° で、検出信号の直線性誤差が常温で ±1%FS以下、一 40〜十 "130°Cで ±2%FS 以下」といよ oに規定される。この場合、温度変動要因による直線性誤差の悪化が約 ±1%FS程度に抑えなければならないことを意味する。また、室温を 30°Cとすると、高温側には 100°Cの温度幅があるので、コイル部 Aの挨出信号が温度に対して直線的な変化をすると仮定した場合、温度変化率（温度係数）の変動幅を ±100 ppmZK以下に抑えなければならないことになる。また、所望の変位区間内の任意の変位においても、コイル 2の両端電圧 Vs のピーク値 V 1の温度係数の変動幅 Δ (dV1/dT)が ±100ppmZK 以下であれば、一定温度係数の簡単な温度補償回路を付加することにより、温度補償後の電圧をその変位における常温値土 1 OOp pm/Kにすることができる。これが本^明の目指すところである。

さて、図 6は、銅ニッケル合金線（GCN15線）で巻回しコイル 2のィンピーダンスの実測値を元に作成したサンプルデータであり、コイル 2の直流抵抗 Zdcと交流ィンピ一ダンス Z a cとを、図 2の回転角 Θを横軸としたグラフにプロッ卜しものである。ここでは、インピーダンス Zが回転角 0に対して完全に直線的に変化するよに設定した。これは、実測値にかなり近い値となっている。 H6には、周囲温度：一 40°C、 +25°C、 +85°C、 +13 0°Cでのデータが Zacと Zdcのそれぞれについて示されている。

周囲温度 +25°Cにおし、て、直流抵抗 Zdcは 188Ω、温度係数は 51 1 pomZKであり、交流インピーダンス Zacは、

Zac = (ZO + Z ' * Θ) * {1 + (/SO + '* Θ) *T} . . . (3) と表され、 Ζ0= 636Ω、 Ζ ' =—3. 48Q/6 e gx yS0=478ppm Κ、 β ' =-2. AQppmZK/degであり、 0は回転角、 Tは周囲の摂氏温度を表す。ここで、交流インピーダンス Zacの温度係数は 0 = 0° では 4了 8piDm/K、 0 = 90° では 254 p pm/Kであるので、その変動幅△ (dZac/dT) は 224ppmZKに達している。

次に、定電流回路 3が直流電流 I d c =1. 5mA、交流電流 I a c = 0. 3mAを出力する場合、簡単のめ直流電流 I d c、交流電流 I a c及び周波数 fの温度変化率をゼロとして上記の式（2) より、コイル 2両端の直流電圧 Vd c, 交流電圧 Vac、及びコイル 2兩端のピーク電圧 V1をプロッ卜し結果を図 7に、それらの温度係数を図 8に示す。

図 8から分かるよ 5に、回転角 0=0° 〜90° に亘つて、ピーク電圧 V1 の温度係数は略 450〜500ppm/Kであり、その変動幅△ (dV1 /d T) は略 50ppm/Kであり、交流インピーダンス Zacの変動幅に比べ非常に狭い変動幅に収まっている。従って、ピーク電圧 V1に 470piDm/K 程度の温度補償を施せば、補僂後の電圧はほとんど誤差なぐ常温値に戻すことができる。

また、定電流回路 3が出力する交流電流 I ac = 0. 3mAのまま、直流電流 I d cを変化させ場合のピーク電圧 V1の温度係数を図 8と同様に計算した結果を図 9に示す。直流電流 I dc二 0であれば、その温度係数の変位依存性はコイル 2のインピーダンス Zの変位依存性と同一となる。しかし、直流電流 I d cを増ゆすに従って、直流電圧 V d cの温度係数に近付いて行く。また、コア 1のコイル 2に对する貫入量が少ないほど（本実施形態の場合は回転角 0 が大きい領域ほど）、ピーク電圧 V1に占める直流電圧 Vdcの割合が大きいので（図 6参照）、直流電圧 Vdcの影響を受けやすい。

そして、直流電流 I dcを少しでも混ぜると、直流電流 I dc = 0の場合よりち、ピーク電圧 V1の温度係数の変動幅 Δ (dV1 /dT) はかなり改善され、直流電流 I dcを増やすほど、ピーク電圧 V1の温度係数の変動幅厶（d V1 /dT)は小さし、ものになるが、あるレベルで飽和する。しがって、直流電流 I dcを増やすことは消費電流の増加につながることちあり、許容される消費電流と、ピーク電圧 V1の温度係数の変動幅 Δ (dVlZdT)の値とから直流電流 I dcの適正値を選べばよいことになる。このとき、発振回路 3 aが発生する直流電圧 Vdc' と交流電圧 Vac' とを各設定することで、定電流 I dの直流電流 I d cと交流電流 I a cとの割合を設定することができる。

また、発振回路 3 aが発生する交流電圧 Vac' の周波数 fが高いほど、直流電圧 V d cに対する交流電圧 V a cの比率が増大するので、周波数 fを適正に選択することによって V d cと V a cとの比率を適正に設定することができる。上記の説明では、直流電流 I dc，交流電流 I ac、周波数 fの各温度変化率をゼロとしが、これらに温度係数がある場合には、図 8において、直流電圧 V d cゆ交流電圧 V a cの各温度係数が上下にシフ卜し、その分ピーク電圧 V 1の温度特性ち変化する。

図 8ゆ図 9からわかるよに、（dV1 ZdT)はコア 1の貫入量が少ない場合には、（dVdcZdT)の影響を大きく受け、コア 1の挿入量が多い場合には、（dVacZdT)の影響を大き <受ける。それはピーク電圧 V1に占める直流電圧 V d cと交流電圧 V a cの構成比から当然そろなる。

また、コア 1の貫入量によらず、（dVIZdT)の値は、（dVdc/d T)の值と（dVac/dT)の値との間にある。さらに、コア 1の貫入量が多い（本実施形態では回転角 0 = 0° 近辺）場合の（dVd c/dT)の籠と、 (dVac/dT)の値とをできるだけ近づけるよう設定すると、（dVI/⁷ dT)は、コア 1の貫入量が多い場合（交流電圧 Vacの温度係数の影響を受けゆすいが、直流電圧 Vdcと交流電圧 Vacが近 ( )にも、コア 1の貫入量が少ない場合（ちとちと直流電圧 Vd cの温度係数の影響を受けゆすい）にも、 (dVdc/dT)に近い値となり、ピーク電圧 V1の温度係数の変動幅△ (d V1/dT)を小さくしゅすい。

さらに、 (dVdc/dT)の値が、コア 1の貫入量最小の場合の（dVa c/dT)値に近い場合と、コア 1の貫入鼉最大の場合の（dVacZdT) 値に近い場合とでは、後者の方がピーク電圧 V1の温度係数の変動幅厶（dV 1/dT)を小さくできる。

具体的には、後述するような方法で、直流抵抗 Zdc、交流インピーダンス Zac、直流電流 I dc、交流電流 I ac、及び周波数 fの各温虔係数を適正瘧に設定して、（dVdcZdT)や（dVacZdT)を制御することがでまず、直流抵抗 Zdcの温度係数は、コイル 2の巻線材料の選択で決まる。巻線材料としては、通常の銅線では温度係数が非常に大きいめ、ニクロム線ゆマンガニン線、銅ニッケル合金線（GCN線）を用いるのが実用的であり、銅ニッケル合金線の場合、銅とニッケルの合金比率によって、体積抵抗率とその温度係数を選択することができる。

次に、直流電流 I dc、交流電流 I ac、及び周波数 fに適当な温度係数を与える方法について述べる。定電流回路 3は、図 10に示すよに、 Vdc' 土 V a c ' の電圧を出力する発振回路 3 aと電圧一電流変換回路 3 bとから構成される。発振回路 3aは、図 11に示すように、コンパレータ CP1と、コンパレータ CP 1の非反転入力端子と出力端子との間に接続した抵抗 R 3と、コンパレータ CP 1の反転入力端子とグランド間に接続して電圧 Vc を出力する直流電源 E 1と、コンパレータ CP 1の出力端子に一端を接続し抵抗 R4と、反転入力端子に抵抗 R 4の他端を接続し、非反転入力端子に直流電源 E 1を接続したオペアンプ OP 1と、オペアンプ OP 1の反転入力端子と出力端子との間に接続したコンデンサ C 2と、オペアンプ OP 1の出力端子とコンパレータ CP 1の非反転入力端子との間に接続し抵抗 R 2と、オペアンプ OP 1の出力端子と制御電源 Vc cとの間に接続した抵抗 R 5， R6の直列回路とから構成される。

一方、電圧一電流変換回路 3bは、制御電源 Vccに一端を接続した抵抗 R 1と、抵抗 R1の他端にェミッタを接続し、発振回路 3 aにベースを接続し、コイル 2にコレクタを接続した PNP型トランジスタ Q1とから構成される。信号処理回路 4はピーク電圧 V1をとりだす具体的な回路としてピークホールド型の整流回路を用いており、その回路は、制御電源 Vc cに一端を接続しだ定電流源 I 1と、定電流源 I 1の他端にコレクタを接続し、ベース一コレクタ閭を^続し、コイル 2にェミッタを接続し 7£NPN型卜ランジスタ Q2と、制御電源 Vc cにコレクタを接続し、トランジスタ Q2のベースにベースを接続し NPN型トランジスタ Q3と、トランジスタ Q3のェミッタとグランドとの間に接続したコンデンサ C1, 定電流源 I 2の並列回路とから構成される。コンデンサ C1の両端電圧は、コイル 2両端電圧 Vsを整流してピークホールドした電圧、すなわちピーク電圧 V1となり、変位信号 Voutとして出力される。

尚、コイルに重畳する高周波ノイズの影響を取り除くため、信号処理回路の入力（部）側にローパスフィルタを設けることが好ましい。高周波ノイズにはコイル駆動電流の高調波成分と外部からの輻射ノイズの両方があるが、これらのし、ずれの影響を除去する場合にち有効である。

定電流回路 3が出力る交流電流は三角波であることが好ましい。上記しだ回路において、オペアンプ ΟΡΊの出力 Vo s cは Vc cZ2を才フセッ卜中心とする三角波となり、出力 Voscを抵抗 R5, R6で分圧することによつて直流電圧 Vdc' ，交流電圧 Vac' が決定される。このような三角波発振回路は、正弦波発振回路に比べて、温度変化に対して安定な回路を簡単な構成で実現できる。尚、コイル 2に方形波電流を与えてち方形波電流の d iZdt に起因する制御しがたい信号電圧が発生するだけなので、方形波発振回路は使用できない。その点、三角波であれば、正弦波と同様にコアの回転角 0を反映した出力電圧を得ることができる。

図 11において、交流電圧 Vac' の発振周波数 fは、（R3ノ CC2XR 4XR2) )に比例し、振幅は（R2/R3)に比例する。従って、抵抗 R2 〜R 6、及びコンデンサ C 2の値及び温度係数を適正に選択することによって直流電圧 V d c ' ゆ交流電圧 V a c ' の鐘及び温度係数を制御することができる。特に、定電流回路 3全体がモノリシック I Cとなる場合でも、コンデンサ C 2は外付けされることが多し、ため、コンデンサ C 2で温度係数を調整する方法は有効である。

さらに、定電流回路 3全体がモノリシック I C化される場合、抵抗 R1〜R 5の一部まは全部の抵抗値をデジタル卜りミングによって設定して、直流電流 I d c、交流電流 I a c、及び周波数 fに適当な温度係数を与えることちできる。この場合、コア 1ゆコイル 2、及びその変位区間等が変わづても I Cを代えることなく使えるので汎用性が高い。

ここで、デジタル卜リミングとは、調整する抵抗に予め並列に、抵抗とスィツチ素子との並列回路を接続しておき、デジタルデータによってスィッチ素子をオン ·オフすることによって抵抗調整を行うものである。具体的にデジタル卜リ Sングを行ラ揚合は、電気的特性をモニターしながらデジタルデータの最適コードを決定し、決定した最適コードを I Cの ROMに書き込んだり、 I C 内に設けられているデータ記憶のためのヒューズを焼き切ることで、 I Cに最適コードを与え、 I C内の抵抗はこの最適コードに対麻する値に設定される。尚、三角波発生回路は図 11に示す回路構成以外の他の回路構成としてもよい。また、図 10の電圧一電流変換回路 3 bにおいては、卜ランジスタ Q1のべ一ス一ェミッタ間電圧 Vb eの温度特性によって、発振回路 3 aが発生する直流電圧 Vdc' の温度係数がゼロであってち、コイル 2に供給される直流電流 I dcは正の温度係数を有することになる。ここで、直流電流 I dcの温度係数を正の温度係数にしくない場合は、図 10に示す電圧一電流変換回路 3 b の卜ランジスタ Q1のェミッタを反転入力端子に接続し、卜ランジスタ Q1のベースを出力端子に接続したオペアンプ O P 2を付加した図 12に示す電圧一電流変換回路 3b' を用いて、オペアンプ OP 2の非反転入力端子に発振回路 3 aの出力を接続すればよい。

図 13は、図 1 Oの定電流回路 3とは異なる定電流回路 3' の回路構成であり、定電流回路 3' は、交流電流供給回路 S a cと直流電流供給回路 S d cとから構成される。交流電流供給回路 Sacは、 NPN型卜ランジスタ Q4と P NP型卜ランジスタ Q6との直列回路と、トランジスタ Q4, Q6の接続中点に接続し; £交流電源 ACと、制御電源 V cc-Vee間に接続した P N P型卜ランジスタ Q8、 NPN型卜ランジスタ Q5、抵抗 R了， R8、 PNP型卜ランジスタ Q7、 NPN型トランジスタ Q10の直列回路と、 PNP型トランジスタ Q9、 NPN型卜ランジスタ Q11の直列回路とからなり、卜ランジスタ Q4, Q5、卜ランジスタ Q6, Q了、卜ランジスタ Q8, Q9、卜ランジスタ Q10， GM 1の各ゲー卜は互いに接続され、卜ランジスタ Q8， Q10の各ベース一コレクタ間は短絡されている。直流電流供給回路 Sdcは、卜ランジスタ Q9， Q11の接続中点にコレクタを接続し、制御電源 Vc cにェミッタを接続しだ PNP型トランジスタ Q1 2, Q13と、トランジスタ Q13のコレクタとグランド間に接続した抵抗 R 9とからなり、トランジスタ 2, Q13の各ゲートは互いに接続され、トランジスタ Q13のベース一コレクタ間は短絡されている。

コイル 2は、トランジスタ Q9, Q12の接続中点に一端を接続しており、交流電流 I a cを供給する交流電流供給回路 S a cと直流電流 I d cを供給する直流電流供給回路 S d cとが独立に存在しているので、交流電流 I a cと直流電流 I dcとの比率ゆ温度係数の制御をシンプルに行ラことができる。さらには、デジタル卜りミングによる設定ち可能である。

まだ、信号処理回路 4がコイル部 Aの出力電圧のピーク値 V1の温度係数とは逆極性の温度係数を有する増幅器を備え、この増幅器の出力に基づし、て変位信号 Vou tを出力すれば、増幅器の出力は温度補償済の変位だけに依存する信号であり、この出力を処理することで温度補償済みの変位信号を得ることができる。

また、定電流回路 3を調整するのみではなく、直流抵抗 Zdcゆ交流インピ一ダンス Z a cの値及び温度係数を制御することち可能である。図 1の説明で述べてきコイル部 Aの代わりに、図 14のよラにコイル 2と直列に直流抵抗 Zdc' 、交流インピーダンス Z a c' を有する回路素子 5を設けたコイル部 Aを用いる。このとき、回路素子 5の直流抵抗 Zdc' 、交流インピーダンス Zac' はコア 1の回転角 0には無関係であり、直流抵抗 Zdc' 、交流インピーダンス Z ac' の値ゆ温度係数を適当に選択すればコイル部 Aの両端電圧のピーク值ゅ温度係数を制御することができる。

例えば、回路素子 5が純抵抗である場合には、交流インピーダンス Z' ac 二 R (抵抗値）となる。また、回路素子 5がインダクタンスであれば直流抵抗 Z' dcと交流インピーダンス Z' a cの両方を備えていることになる。さらに、回路素子 5としてダイオードを設けると、コイル 2の両端電圧 Vsの直流成分 Vd cだけに影響を与えることができる。

上記の説明のよろに、コイル 2に交流電流 I a cのみならず直流電流 I dc を与えることによって、変位区間（回転角） Θにおける信号電圧の温度係数の変動幅 Δ (dVI ZdT) を相当程度小さくできるが、やはり△ (dZac/ dT)そのものが小さい方が、 △ (dV1 /dT)をさらに小さくできることは言うまでちない。

ま、 Δ (dZac/dT)を小さくするめには、コア 1は透磁率ゆ抵抗率の温度係数の小さな磁性体であることが望ましい。透磁率の温度係数は、たとえば一 40〜+13〇°C程度の温度範囲ではどの磁性体でちあまり大きくないので、特に抵抗率の温度係数の小さい材料が適している。たとえば、ニッケル一クロム合金、ニッケル一クロム一鉄合金、鉄一クロムーアルミ合金、銅一ニッケル合金、マンガニン等がそれにあたる。これらの金属材料は、電熱線用途に多く使用されるちのであり、線材として非常に安価に入手できる。従って、所望の長さに切断し^電熱線を曲げ加工してコア 1を形成すると、コアが貫入している場合のコイルのインピーダンスの温度変動をより小さ <することができ、且つ材料のロスを少なくすることができ、温度特性に優れだコア 1を安価に製造できる。

尚、直流電流 I d c、交流電流 I a c、直流抵抗 Z d c、交流抵抗 Z a c、及びそれらの各温度係数の設定が適正でないと Δ (dV1 /dT)が厶（dZ ac/dT)よりも大きくなり得ることを説明しておく。例えば、コイル 2として、直流抵抗 Zdc = 1 ΟΟΩ (温度係数 δΟρρΓπΖΚ) 、女流インピーダンス Z a cは上記の式（3) において、 Ζ0 = 800Ω、 Ζ' =-8Q/d e g、 ^0 = 346ppm/Kx β、 =-2. 35 p pm/K/d e gであるものがあり、それに対して直流電流 I d c = 0. 2m A、交流電流 I a c二 1. OmA (とちに温度係数 0) を与えた場合の図 8に相当するプロッ卜が図 15 である。厶（dV1 /dT)が△ (dZac/dT)よりも大きくなつていることが分かる。以上のょラに、単に直流電流 I dcを与えさえすれば△ (dV 1 /dT)が減少するわけではない。

本実施形態ではコアの変位方向が曲線である変位検出装置を説明しが、コァの変位方向が直線である変位検出装置についてち同様の効果が得られる。 (第 2実施形態）

本実施形態では、 △ (dZacZdT)が最小となる理想の状態として、コィル 2のインピーダンス Zの温度変化が、コア 1とコイル 2との相対変位によつて変わらないようにする 7eめの第 1の温度補償方法について説明する。本実施形態の変位検出装置の構成は第 1実施形態と同様であり、同様の構成には同一の符号を付してその説明は省略する。

まず、温度補償の第 1の方法として、コア 1がコイル 2に貫入していない場合のインピーダンス Zの温度変化率をコア 1がコイル 2に貫入した場合の温度変化率に合わせる方法について説明する。

コアが貫入していない場合のコイル部のインピーダンスを制御して、インピ一ダンスの温度変化が、コアとコイルとの相対変位によって変わらないようにするためには、例えば、コイル部の巻線のターン数、巻線の巻ピッチ、及び前記コイル部に入力される定電流の周波数を、コイル部のインピーダンスの温度係数と、コアがコイル部に対して相対変位することに起因するコイル部のインピーダンスの温度係数とが等しくなるように各値を設定することが好ましい。図 1 6に示すように、. コイル 2のインピーダンス Zは、抵抗成分 R sとインダクタンス成分 L sとの直列回路と等価である。インダクタンス成分 L sには表皮効果による成分があり、表皮厚さが十分薄く、周波数一定の場合の表皮効果は体積抵抗率 /0の 1ノ 2乗に比例するので、温度係数も体積抵抗率 pの 1 / 2乗の影響を受ける。図 1 7は、表皮効果による銅線の抵抗値変動を示すグラつで、周波数と銅線の抵抗値との関係を示す。線径が 0. 32mm， 0. 1 6 mm, 0. 1 Omm, 〇. 0了 mmの時に曲線 Y7, Υ 8, Υ9, Υ 1 0が各対 Ji しており、表皮効果の影響で、コイルの線径と周波数とにより抵抗の変化の具合が変わる。

また、抵抗成分 R sの温度係数は、巻線材の体積抵抗率 ρの温度係数に六きぐ依存し、抵抗成分 R sは近接効果の影響ち受ける。図 1 8は、近接効果による銅線の抵抗値変動を示すグラフで、周波数と銅線の抵抗値との関係を示す。線径及び巻数が 0. 1 6mm 40 T, 0. 07mm 60 Tの時に曲線丫 1 1， Y 1 2が各対している。近接効果は、コイルの巻線の巻きピッチが狭い場合に、電流が巻線内を一様に流れなくなる現象であり、巻線ピッチが狭いほど影響が強いが、線径によってち影響は異なる。近接効果による成分は、体積抵抗率 pの一 1乗の依存性があるので、その温度係数も体積抵抗率。の一 1 乗の影響を受ける。すなわち、線径が太いか、あるいは周波数が高い場合、表皮効果、近接効果により、コア 1が貫入して.いない睹のインピーダンス Zの温度係数が小さくなる。しがって、巻線材の体積抵抗率 0、線径、巻数、巻きピッチ及び周波数を適切に設定することにより、コア 1が貫入していない変位状態での直流抵抗成分、表皮効果成分、近接効果成分のバランスを制御して、コイル 2のインピ

—ダンス Zの温度係数を小さくすることができる。しがって、変位璗によつて温度係数が変わるとい従来の問題点を解消することができる。

巻線材としては、銅の体積抵抗率の温度係数が非常に大きいめ、銅よりも体積抵抗率 pの温度係数が小さいものを選択することが望ましい。具体的には、ニクロム、マンガニン、銅一ニッケル合金のうちいずれかでコイル 2の巻線を形成すれぱよい。特に銅一ニッケル合金は、その成分比を変えることで体積抵抗率 pの値を制御できるので好適である。

次に、コア 1がコイル 2に貫入している場合のインピーダンス Zの温度変化率をコア 1がコイル 2に貫入していない場合の温度変化率に合わせる第 2の温度補償方法について説明する。

コアが貫入している場合のコイル部のインピーダンスを制御して、インピーダンスの温度変化が、コアとコイル部との相対変位によって変わらないようにするには、例えば、コイル部のインピーダンスの温度係数と、コアがコイルに相対変位することに起因するコイルのインピーダンスの温度係数とが等しくなる材料でコアを形成することが好ましい。あるいは、コイルのインピーダンスの温度係数と、コアがコイル部に相対変位することに起因するコイル部のインピーダンスの温度係数とが等しくなるようにコアに表面処理を施すことが好ましい。

コア 1がコイル 2に貫入することによるコイル 2のインピーダンス Zの増加は、そのコア 1の体積抵抗率 ø、透磁率に起因する。したがって、その温度係数ちコア 1の体積抵抗率 D、透磁率の温度係数に関係するのであるから、コア 1がコイル 2に貫入している場合の温度係数を、コア 1がコイル 2に貫入していない場合の温度係数に合わせるよ 5に適した体積抵抗率 ρ、透磁率を有するコア 1を選択する、またはコア 1の表面が適し体積抵抗率; o、透磁率 uとなるような表面処理を施せばよし、。：で、一般に変位検出装置を使用する雰囲気温度はせいぜい 1 20- 1 3 0°Cであり、その雰囲気温度よりちコア 1のキュリー温度は十分に高い。透磁率は、キュリー温度付近で急激に小さくなる特性を有しており、逆に変位検出装置を使用する温度領域では透磁率 aはほとんど変化しない。

しがって、コイル 2のインピーダンス Zの増加に起因するちラ "1つの要素である体積抵抗率 /0の変化が小さな材料で少なぐとちその表面が形成されたコァ 1を用いることによって、インピーダンス Zの温度係数を小さくして、コィル 2のインピーダンス Zの温度による変動を小さくすることができる。

例えば、第 1実施形態のコイル 2のインピーダンス変化によって位置検出を行変位検出装置では、このインピーダンスの内訳の大部分はインダクタンスであり、コイル 2に定電流が流れて発生する磁界はコイル 2の軸方向となる。すると、この軸方向の磁界を消そうとする環状の電流（いわゆる渦電流）がコァ "1の内部に流れる。この環状電流はコイル 2のインダクタンスを低下させる作用があり、大きさは印加される磁界の大きさゆ周波数（定電流、固定周波数であれば変動しない）以外に、コア 1の体積抵抗率が関係する。すなわちコア 1の体積抵抗率が大きいほど環状電流は小さくなり、インダクタンスを低下させる作用は小さぐなる。それゆえ、コア 1の体積抵抗率に温度特性があればィンダクタンスにも温度特性ができ、インダクタンスの温度特性はインピーダンスの温度特性に大きく影響する。

実際にコイル 2をインピーダンス要素として用いる場合にはコイル 2に供給する電流は数十 K H z〜数百 K H zで駆動することが多いので、その周波数ではコイル 2が発生する磁界はコア 1の内部には届かず、表面付近に集まることになる。

そこで、体積抵抗率 /0の小さな材料であるニッケル一クロム合金、ニッケル一クロム一鉄合金、鉄一クロム一アルミ合金、銅一ニッケル合金、マン力'ニンのろちいずれかでコア 1の少なくとも表面を形成すればよい。コアが貫入している場合のコイルのインピーダンスの温度変動を小さくすることができる。これらの材料は電熱用材料と呼ぱれており、抵抗の温度係数が小さぐ、また、鉄ゆ二ッケルは磁性材料なので合金としてち磁性を有するちのがあ Ό、コイル 2 のィンピーダンス変化を大きく取れる。しかしながら、表面だけでなく、バルク状に形成した体積抵抗率の小さいコァ 1であれば、より優れた温度特性を有することができる。この場合、ニッケル一クロム合金、ニッケル一クロム一鉄合金、鉄一クロムーアルミ合金、銅一ニッケル合金、マンガニン等の電熱用材料を用いることになるが、これらは、平板から打ち抜きでコア 1の形状を得るには材料ロスが多くなつて高価になる。そこで、これらの材料は電熱線として市場に出回っていることから、ニッケル —クロム合金、ニッケル一クロム一鉄合金、鉄一クロ厶ーアルミ合金、銅一二ッケル合金、マンガニン等からなる電熱線を必要な長さに切断した後、必要な曲げ加工（まは伸ばし加工）を施して用いると経済的であり、無用な産業廃棄物の発生を防ぐことができる。

尚、本実施形態の第 1と第 2の温度補儻方法の組み合わせてち、温度補償を効果的に行うことができる。

(第 3実施形態）

第 1実施形態の変位梭出装置は、直流電流 I d cと交流電流 I a cとをコィル 2に供給し、結果としてコイル 2の両端に発生する直流電圧 Vd cと交流電圧 Vacとの比で、変位信号 Vou tの温度係数がコイル 2とコア 1との相対変位によって変動する幅（温度係数の変位依存性）の最小化を図ってい。そして図 1 9に示すよろに、信号処理回路 4を、例えばピークホールド回路 4 a、温度補償回路 4c、非線形性補償回路 4 e、増幅回路 4 dで構成して、ピ —クホールド回路 4 aがコイル 2の両端電圧 Vsのピーク値 V1を抽出し、温度補償回路 4 cはピーク值 V1に、ピーク値 V1の温度係数とは逆極性の温度係数で温度補償し、非線形性補償回路 4eはコイル 2とコア 1との相対変位に対する直線性を補償して、増幅回路 4dは信号増幅を行って変位信号 Vou t を出力する。

これに対して本実施形態の変位検出装置は、図 20に示すよラに、信号処理回路 4を、ピークホールド回路 4 a、レベルシフ卜回路 4 b、温度補償回路 4 c、増幅回路 4dで構成して、どークホールド回路 4 aがコイル 2の両端電圧 Vsのピーク値 V1を抽出し、レベルシフ卜回路 4bはピーク値 V1にレベルシフト値 Vs hを加算した信号 V2を出力し、温度補 ί黉回路 4cは信号 V 2に、信号 V 2の温度係数とは逆極性の温度係数で温度補償し信号 V 3を出力し、増幅回路 4 dは信号 V 3の増幅を行って変位信号 V o u tを出力する。

尚、コイルに重畳する高周波ノイズの影響を取り除くため、信号処理回路の入力（部）側に口一パスフィルタを設けることが好ましい。高周波ノイズにはコイル駆動電流の高調波成分と外部からの輻射ノイズの両方があるが、これらのし、ずれの影響を除去する揚合にち有効である。

上記しよろに、本実施形態の変位検出装置は、特徴値抽出手段としてのピークホールド回路 4 aによりコイルの出力電圧から特徴値 (V1)を抽出し、この特徴値にレベルシフト回路がレベルシフ卜電圧（Vsh)を加え、コアの可動範囲における前記特徴値（V1)とレベルシフト電圧（Vsh)の和（V2)の温度係数変動幅が、前記可動範囲における特徴値（V1)の温度係数変動幅よ iQ小さいことを特徴とする。

このようにレベルシフト回路 4bがピーク値 V1にレベルシフ卜値 Vs hを加算することによって、コイル 2へ供給する直流電流 I dcは 0あるいは小さな値であってちょく、消費電流に制約がある場合には有利である（図 3では直 2S壁 «5 dc = 0としている）。これに対して、第 1実施形態ではピーク値 V 1の変位依存性を最小にするために、 I d c / I a cの値を大きく設定しなけれぱならず、消費電流が増加する恐れがある。

ここで、本実施形態では上記式（2)で表されるピーク値 V1に対して、信号 V2は、

V2 二 (Idc * Zdc + Vsh) + lac * Zac . . . (4) と表され、（I dc * Zdc + Vsh)が直流電圧 Vdcとなる。そして、レベルシフ卜値 Vshの大きさ（絶対値）または温度係数を適正に設定することは、第 1実施形態のように直流電流 I d cと交流電流 I a cとの比ゆ温度係数を適正に設定することと同じことになる。さらに、レベルシフト値 Vsh以外に、直流電流 I dc、交流電流 I ac、直流抵抗 Zdc、交流インピーダンス Z a cの各値及び温度係数の oちいずれか 1つ以上を適正に設定した揚合も、信号 V 2の直流電圧 V d cと交流電圧 V a cとの比及び温度係数を適正に設定することになるので、信号 V 2の温度係数の変動幅を最小にすることができる。本実施形態の変位検出装置の形状は第 1実施形態と同様であるが、本実施形態では図 21に示すように可動ブロック 13が回転し、回転角 0が 0° から 9 流

屬

流

〇° になるにしたがって、コイル 2に貫入しているコア 1の部分が多くなる構成としている。図 22はこの回転角 0に対するコイル 2の交流インピーダンス Z a cの温度係数を示しており、交流インピーダンス Z a cは変位依存性を持つており、回転角 0が大きいほどコア 1のコイル 2に対する貫入量が多くなつて、増大している（回転角 0 = 0〜100° で約 470ppm/°Cの差がある）。交流ィンピーダンス Z a cの測定周波数は 70 K H z、直流抵抗 Z d cは 58 Ω (25°C)で、直流抵抗 Zdcの温度係数は 3900ppm/°Cである。ここで図 19の構成で抽出しピーク値 V1の温度係数を図 23に示す。交流電流 I a c二 1mAとして、 I dc/l a cを変化させることでピーク値 V 1の温度係数の変位依存性を制御することができ、 l dc/l ac = 1. 0程度の場合に、ピーク値 V1の温度係数の変位依存性を最小にすることができる。なお、簡単のために直流電流 I d c、交流電流 I ac、周波数には温度変化がないと仮定している（以下同様）。

—方、図 24は、図 20の本実施形態の構成でレベルシフ卜值 Vshを Om Vから 200mVまで変化させ場合の信号 V2の温度係数を示しており、直 d cを 0、レベルシフ卜値 V s hの温度係数 hを 300〇ppm/°C としている。この場合、レベルシフ卜値 Vshを変化させることで信号 V 2の温度係数の変位依存性を制御することができ、 Vsh = 1 OOmV程度の場合に、信号 V 2の温度係数の変位依存性を最小にすることができて、'上記囡19 の場合と同様の効果を得ることができる。

さらに、図 25は、図 20の本実施形態の構成でレベルシフト値 Vshの温度係数 hを 0 p p m ^Cからから 5 OOOpp m/°Cまで変化させた揚合の信号 V2の温度係数を示しており、直流電流 I dcを〇、レペルシフ卜値 Vsh を 1 OOmVとしている。この場合、温度係数 hを変化させることで信号 V2 の温度係数の変位依存性を制御することができ、 h = 2000p pm/°C程度の場合に、信号 V 2の温度係数の変位依存性を最小にすることができて、上記図 19の場合と同様の効果を得ることができる。

このようにして得られ信号 V2に、温度補償回路 4 cで変位に依らない温度補償（例えば図 23の場合、約一 1200iDpmZ°C、図 24の場合、約一 1450ppm/°C、図 25の場合、約一 1300ppmZ°C)を行って得られる信号 V 3は周囲温度に依らず、常温でのその変位での信号 V 2にほぼ等しい値となる。そして増幅回路 4 dで信号 V 3に所定の増幅を行ろことで変位信号 V o u tを出力している。（特に増幅の必要がなければ信号 V 3を変位信号 V o u tとして出力する。）なお、温度補牍回路 4 cは、必ずしも温度に対して 1次の補償を行ろちのに限るちのではなく、温度について 2次あるいはその他の非線形の方程式で表現される補償を行う回路でもよい。同様に、増幅回路 4 dち信号 V 3について非線形の方程式で表現される増幅度を有する回路でちよしヽ。

また、図 26に示すようにレベルシフト回路 4 bをコイル 2とピークホールド回路 4 aとの間に接続してち、信号 V 2は上記の式（4) で表されるため、同様の効果を得ることができる。

そして本実施形態のレベルシフ卜艟 V s hゆレベルシフ卜値 V s hの温度係数 h、さらには温度補償の温度係数、増幅のめの回路定数、係数等を E E P ROM等に記憶できるようにして、個別の製品毎にその値ゆ係数、定数を最適値に設定できるようにすれば、コイル 2や信号処理回路 4の温度特性の個体差に左右されないため、温度変化による特性変動を最小限にすることができる。次に、変位検出装置の製造工程で個別に行うレベルシフ卜値 V s hゆレベルシフト値 V s hの温度係数 hのキャリブレーションについて、以下説明する。まず、図 24のよラにレベルシフ卜値 V s hを制御して温度特性の変位依存性を最小化する場合には、温度サイクルによって各変位（各回転角）でのピーク値 V 1、信号 V2の温度特性を測定して最適なレベルシフ卜値 V s hを求め、そのレベルシフ卜值 V s hに基づいて増幅回路 4 dの係数（回路定数）を決める。そして、増幅回路 4 dの係数設定後、はじめて変位信号 V o u tが得られるため、変位信号 V o u tの温度特性を確認するためには、温度サイクルを再度行う必要がある。 .

一方、囪 25のよラにレベルシフ卜値 V s hの温度係数 hを制御して温度特性の変位依存性を最小化する揚合は、まず常温状態（温度補償回路 4 cのゲインは 1になる）で増幅回路 4 dの係数を決めることができる。その後、温度サィクルによって各変位（各回転角）でのピーク値 V 1、信号 V 2の温度特性を測定して最適な温度係数 h 温度補償回路 4 cの温度係数を決めることができ、この温度サイクルで変位信号 Vo U tも同時に確認することができるので、 2 回目の温度サイクルを行う必要はない。このようにレベルシフ卜値 V s hを制御するよりもレベルシフ卜値 V s hの温度係数 hを制御するほラがキヤリブレ —ジョンは簡単に実施できる。

尚、第 1実施形態のようにコイル 2にバイアス電流を供給して制御する場合は、図 23のよラに I d c/ l a cを制御するよりち、直流電流 I d c、交流電流 I a c、まは周波数の温度係数を制御するほラがキャリブレーションは簡単に実施でさる。

また上記説明では、コイル 2の両端電圧のピーク値 V 1を元の信号として信号処理を行っているが、コイル 2の両端電圧のボ卜厶電圧を元の信号として信号処理を行ってもよく、この場合は式（2) 、式（4) の代わりに、

V1 二 Vdc + Vac = Idc * Zdc - lac * Zac . . . (5)

V2 = (Idc * Zdc + Vsh)一 lac * Zac . . . (6) となる。この場合も、レベルシフト値 V s h、レベルシフト値 V s hの温度係数 hを適正に設定することで（少なくともいずれか一方を負の値にする）上記と同様の効果を得ることができる。さらには、コイル 2の両端電圧のピ一クーピーク電圧ゆ実効値を元の信号として、その元の信号にレベルシフ卜を施しても上記と同様の効果を得ることができる。

このよラに本実施形態ではコイル 2の直流抵抗 Z d cの温度係数を利用する必要はなく、コイル 2の両端電圧から交流電圧 V a cのみを取り出して、レべルシフ卜回路 4 bで直流電圧（レベルシフ卜値 V s h) を与えればよく、回路設計の自由度が向上している。

(第 4実施形態） '

本実施形態の変位検出装置の構成は、図 27に示すように、第 3実施形態のピークホールド回路 4 aの次段に AD変換回路 4 f を接続し、 AD変換回路 4 f の次段にはレベルシフ卜部 41、温度補償部 42、増幅部 43を構成するデジタル演算ブロック 4 gを接続している。そして、コイル 2の両端電圧のピーク値 V 1を AD変換回路 4 fでデジタル信号 DV 1に変換し、以降、デジタル演算ブロック 4 gではデジタル信号演算としてレベルシフ卜部 41で所定のデジタル量を加算してレベルシフ卜を行ったデジタル信号 DV2を出力し、温度補償部 42では温度補儻を実行する演算をデジタル信号 DV 2に対して行い、増幅部 43では温度補償部 42が出力するデジタル信号を増幅して、デジタル信号の変位信号 V o u ΐを出力する。

このように信号をデジタル化すると、 1回の温度サイクルでピーク値 V 1の温度特性のみを測定すれば、レベルシフ卜のデジタル量やその温度係数、温度補償の温度係数ゆ、増幅の係数等は計算によって求めることができ、且つ出力される変位信号 V o u tの温度特性も計算で確認できる（実際の出力と計算で ^¾め出力との誤差は量子化誤差以下となる）とい長所がある。ま、デジタル演算結果を DA変換してアナログ信号出力とすることちできる。

(第 5実施形態）

本実施形態では、出力の直線性の改善について説明する。本実施形態の変位検出装置の構成は第 1乃至第 4実施形態のいずれかと同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。

まず、直線性改善の第 1の方法としては、コア 1の材料に適正なものを選択し、且つ交流電流 I a cの周波数 f も適正に設定することである。発明者は第 1実施形態で例をあげたコイル 2において、コア材質を変えて交流インピーダンス Z a cの直線性に関する実験を行なった。図 28は用い金属材料：電磁軟鉄，パーマロイ，電磁ステンレス， S U S 430, 鉄クロムと、それらの推定特性値：抵抗率である。図 28の中で「電磁ステンレス」と記されたちのは、 C r 1 1 %の他、 S i、 M n、 P、 N i、 T iなどを添加した金属で電磁弁ゆリレーのヨーク等に使用されるものである。また、各金属はいずれも各の磁気特性を引き出すめに、各金属固有の条件で熱処理が施されており、形状は同一である。

図 29A〜図 29Eに交流電流 I a cの周波数 f を 1 OKH z、 30KH z、 50KH z、 70 KH z、 90KH zに対する、各金属の交流インピーダンス Z a cの直線性の実験結果を示す。電磁軟鉄ゆ純鉄に比べ、磁性ステンレス (電磁ステンレス）は良好な直線性を有することが分かる。特に、 S U S 430 ( 1 8C r系フェライ卜系ステンレス）は、角度スパンに対しても周波数に対しても良好な直線性を有する上、耐食性ち備え、且つ安価であるので変位検出装置のコア材料として好適であるといえる。これらの直線性は抵抗率、透磁率のパランスと周波数特性で決定されるものと考えられる。鉄クロムも 50 k H z以上では良好な直線性を有するので、耐食性についての対策さえ施せば、前述の抵抗率温度変化率の利点と合わせて良好なコア材料となり得ることがわかる。第 2の改善方法としては、従来技術の問題点として挙げた端部効果を低減するめの対策を施すことである。例えば、コアの端部から所定の長さの部分を、他の部分より磁束を通しゆす <しだり、コアの端部から所定の長さの部分を他の部分より太くしたり、コアの端部から所定の長さの部分を他の部分より透磁率が高い材料で形成することが好ましい。端部効果が軽減され、出力の直線性が確保できる区間が広げることができる。

図 30Aおよび図 30Bは、コア 1の形状を工夫することでコア先端部 1 a または 1 bの、交流インピーダンス Z a cに対する寄与率を高める方法である。図 30Aにおいては、先端部 1 aに略直角の段差を設けて太 <したもので、図 30Bにおいては、先端部 1 bを楔状に太くしものである。いずれも、先端部 1 aまたは 1 bが他の部分より太くなつているめ、巻線間の鎖交磁束量を多くすることができ、よりインダクタンスの増加に寄与することができる。ま、このとき、エッチングゆ金属射出成形でコア 1を形成する場合でち、製造コストのアップを招かない。

図 30Cは、コア 1の先端部 1 cをコア本体より透磁率の高い材料で構成することにより、コア先端部 1 cでの鎖交磁束量を多くすることができ、よりィンダクタンスの増加に寄与することができるものである。図 30A、図 30Bが先端部以外の部分を細くしなければならず、若干の感度低下を伴ラのに対し、図 30Cの場合は感度低下が起こらない。また、コアの太さを一定にできるので力学的に安定となり、 2部材の組み合わせでも容易に形成できる。

まだ、コアの端部から所定の長さの部分を、他の部分より透磁率が高い材料で表面処理しり、コアは端部から所定の長さの部分の表面をパーマロイめつきし電磁ステンレスで形成したり、コアの端部に面取り処理を行ってエッジを除去することも好ましい。

図 30Dは、高透磁率の材料でコア先端部 1 dに表面処理（めっき等）を施した例である。図 30Cが製造上、手間がかかり、位置決めち難しいことを改善することができる。ま、コアの太さを一定にすることができるので、力学的に安定となり、湾曲したコアでも容易に形成できる。尚、めっきだけでなく、とえば高透磁率の箔体を貼り付ける等の構成でもよい。

図 3 1に示す変位検出装置は、中空のポビン 1 5に巻回されたコイル 2と、コイル 2の巻軸方向 Xに変位してボビン 1 5の中空部分に貫入するコア 1とを備え、定電流回路と信号処理回路とは（図示なし）、第 1乃至第 4実施形態のいずれかと同様に設けられている。この例は、コア 1は従来のまの形状であ Ό、巻線がコイル 2の端部で太く（すなわち、巻層数が多く）巻かれている例である。しがって、コア 1の先端部のみの貫入に対しても、多くの巻線の磁束が鎖交するため、よりインダクタンスが増加するものである。

さらに、コア 1とコイル 2のボビン内壁との引っ掛かりをなくするために、図 3 2Α〜図 32Εの例では、コア 1の先端部に面取り、 R付けなどのエッジ除去構造を取り入れることにより、引っ掛かりをな <して直線性の悪化を防止できる。図 32 Α〜図 32Eは図 3 OA〜図 3 ODに示しコア 1の先端に面取り、 Rづけを施し^ちのである。

ま、コア 1及びコイル 2の断面図である図 4においては、コア 1が貫入する湾曲ポビン 1 0の内面に銅などの非磁性金属を蒸着しコーティング 1 1を施して、コア 1の引っ掛かりをなくしている。コーティング 1 1に金属等、導電性を有する物質を用いる場合には、物質が断面内で閉ループを形成しなし、よにする必要がある。なお、金属蒸着等の代りに、貫通穴側面の一部を板金部品で形成してちょいし、フッ素コーティングなど摺動性と耐摩耗性を有する物質であれば同じ効果を発揮することができる。このようにすることで、コア 1 として箔体ゅ線状体（特にアモルファスなど）を用い、湾曲ポビン"！ 0の貫通の側面に沿わせて変位させることもできるので、簿型化ゆ小径化が図れるとともに直線性の向上にち効果がある。

また、パーマロイめつきを施した電磁ステンレスを採用する場合は、コアの端部と他の部分との透磁率のパランスがよく、また耐食性にも優れているという効果がある。さらに、スプリングコイルを用し、てコイル 2の巻線を形成し、スプリングコイルを湾曲ポビン 1 0に挿入すれば、度方向に均一なピッチの巻線が容易に形成できる。まだ、図 2に示すように、ハウジングは、コイル 2の巻線テンションで変形し、曲率が減少し 7ά湾曲ポビンを元の形に戻すための曲率矯正用部材 1 2を備えており、曲率矯正用部材 1 2はコイル 2と略同様の曲率に形成された溝を形成しており、その溝にコイル 2を入れ込ことによって、コイル 2の内側半径部分と底面側とが曲率矯正用部材 1 2に当接して、湾曲ボビン 1 0の曲率の減少を矯正している。尚、ハウジングの曲率矯正用部材 1 2は、コイルの内側半径部分の少なくとち一部に当接することによって、コイルの曲率変化を矯正すればよい。また、囡2では八ウジング 1 4が曲率矯正用部材 1 2を備えているが、ハウジング 1 4そのものに同様の溝を形成してもよい。

このような曲率矯正用部材 1 2を用いる構造には、別の意味でもメリツ卜がある。このような構造をとらないコイル 2では、図 33に示すように保持固定のための保持 ·固定用部材 1 6をコイル 2の両端部の鍔付近外側に設ける必要がある。この保持 ·固定用部材 1 6があると、コア 1のス卜ローク（機械的変位量）が制限されてしまラ。しかし、保持固定の構造が鍔の外側にない図 2の場合は、コア 1のス卜ロークを長 <とることができ、あるいは、ス卜ロークを長くとる代りに、湾曲ボビン 1 0の巻線部の角度を広くとることができ、これらも、直線性の改善に有効である。

(第 6実施形態）

図 34〜 37に示す本実施形態の変位検出装置は、自動車用（例えばァクセルペダルポジションを検出するめのポジションセンサ等）に使用することを考慮し、フェールセーフシステムの思想に基づいて、図 2，図 3に示す変位検出装置のコイル部を 2重にしちのであり、囡34，図 3 5では、同一の曲率で湾曲した 2つのコイル 2 a, 2 bと、可動プロ、ク 1 3の回転軸を中心に回転することで 2つのコイル 2 a， 2 bに各貫入する同一の曲率で湾曲した 2 つのコア 1 a， 1 bとを備え、 2つのコイル 2 a， 2 bは、コア 1 a, 1 の回転軸方向に重ねて配置されている。図 44に示す同一平面上に 2つのコイルを配置する構成に比べて、コイル 2 a, 2 bの巻き線部の見込角度も、可動ブロック 1 3の機械的回転角度も増える。したがって、コイル 2 a， 2 bの各ィンピ一ダンス Zの直線性が良好な回転角度 0の範囲が広がる。また、コイル 2 a, 2 bの仕様が同一であるので、 2つのコイル 2 a, 2 bの特性を略同一にすることができ、巻線加工、コス卜面で有利である。

さらに、図 36，図 37に示す変位検出装置は、小さい曲率で湾曲したコィル 2aと、大きい曲率で湾曲したコイル 2bと、可動ブロック 13の回転軸を中心に回転することで 2つのコイル 2 a， 2 bに各貫入する小さい曲率で湾曲したコア 1 aと、大きい曲率で湾曲しコア 1 bとを備え、コイル 2a， 2 bは、コア 1 a, 1 bの回転軸に対して同一回転角度 0上、且つ同一平面上に配置されている。しだがつて、図 34，図 35に示す変位検出装置と同様に、コイル 2a， 2bの巻き線部の見込角度も、可動ブロック 13の機械的回転角度も増えて、コイル 2a， 2bの各インピーダンス Zの直線性が良好な回転角度 0の範囲が広がり、さらに薄型化も可能となる。

ここで、本実施形態のコイル 2a, 2bを湾曲ポビン 10a, 1 Obに巻回し/ £後、組み立て前に、コイル 2a, 2bと湾曲ポビン 10a， 10bとを一体的に樹脂 17でモールドすれば、組み立て時、振動 ·衝撃時の ifi線防止になり、 2つのコイル 2 a， 2b間の位置関係がずれることがないので、組み立て時の位置ずれによる 2系統間の出力変動が発生しない。さらに、一体的に成形して 2つのコイル部で 1つの部品になるので、可動プロック 13との位置決めが容易になり、組み立て時間も短時間となる。また、湾曲ポビン 10 a, 10 bの変形を矯正した状態で樹脂モールドすることにより、八ウジング 14側に湾曲ボビン 1〇a， 1 Obの変形を矯正する特別な部材を設ける必要がなくなる。さらに、 2つのコイル 2 a, 2bを各巻回し 2つのボビンを組み立て前に一体に樹脂モールドしたり、 2つのコイルに貫入する 2つのコア 1 a， 1 bを一体に樹脂モールドすることも好ましい。上記した効果に加えて、 2つのコイルの位置関係がずれることがなく、組立て時の位置ずれによる 2系統のコィ )レ部間の出力変動が生じないという効果がある。

(第 7実施形態）

本実施形態の変位検出装置の構成は、第 1乃至第 6実施形態のうちいずれかと同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。

本実施形態では、信号処理回路 4が出力する変位信号 Vou tの構成について説明する。変位検出装置の信号を受けて処理するシステムである ECUがデジタル回路である場合、変位信号 V o u tがアナログ信号であると余計な A/ D変換ゆ DZA変換を繰り返すことにより誤差が生じ、且つ^答遅れを伴うが、変位信号 V o u tがデジタル信号であればアナログ信号のょラな前記問題はな <、さらに信号伝達の際の外部ノイズの影響を受けにくい。そこで、信号処理回路 4が出力する変位信号 V o u tをデジタル信号で構成した例を示す。ここで信号処理回路 4は、コイル部 Aの出力電圧のピーク値 V 1をデジタル信号に変換する AZD変換回路と、前記デジタル信号をデジタル卜リミングする補正回路とを備える信号補正回路とを具備している。

信号処理回路が出力する変位信号は、出力開始信号と、この出力関始信号が出力してから位置情報に廂じた時間を経て出力されるパルス信号、記出力開始信号に続いて出力される前記位置情報に^じたデューティ比のパルス信号、出力開始信号に続いて出力される前記位置情報に麻じパルス幅のパルス信号、出力開始信号に続いて出力される前記位置情報に麻じた数のパルス信号のいずれかとで構成することが好ましし

図 38Aおよび図 38Bは、信号処理回路 4が出力する変位信号 V o u tの第 1の例を示し、変位信号 V o u tは、基準パルス V rのパルス幅 3個分の巾 i

T 1を有する出力開始信号と、出力開始信号が出力してから位麈情報に jigじ時間 Τ 2を経て出力されるパルス信号とから構成される。 E C U側では出力閧始信号のパルス幅 T 1と、パルス信号が表れるまでの時間 T 2とをタイマで測定することによって、コア 1とコイル 2との相対位置を判断することができる。図 39Aおよび図 39Bは、信号処理回路 4が出力する変位信号 V o u tの第 2の例を示し、変位信号 V o u tは、基準パルス V rのパルス幅 3個分の幅を有する出力開始信号と、出力開始信号に続いて出力される位置情報に麻じ数のパルス信号とから構成される。 E C U側では出力開始信号に続くパルス信号の数をカウンタで計数することによって、コア 1とコイル 2との相対位置を判断することができる。図 4 OAおよび図 4 OBは、信号処理回路 4が出力する変位信号 V o u tの第 3の例を示し、変位信号 V o u tは、位置情報に廂じデューティ比のパルス信号とから構成され、そのデューティ比のオン，才フ時間は基準パルス V rのパルス数によって各決められる。 E CU側では周期とパルス幅とをタイマで計測することによって、コア 1とコイル 2との相対位置を判断することができる。なお、必要ビッ卜数のデジタル出力を確保すると変位検出装置一 E C U間の配線数が増えてしまうが、上記の構成とすれば信号線は 1本で済。変位信号 V o u tは、位置情報に応じ 7£パルス幅のパルス信号とから構成されてもよい。ま^、信号線の数が問題にならなければ、変位信号 V o u tを位置検出に必要な分解能を満たすビッ卜数のデジタル信号で.構成してちよい。必¾な分解能を満たすビッ卜数のデジタル信号であるので、 E C U側はリアルタイムに読出しを行うことができ、且つ処理を迅速に行うことができる。

(第 8実施形態）

本実施形態の変位挨出装置のコイルの断面構造、回路構成を、図 4 1，図 4 2に各示す。なお、信号処理回路 4 a， 4 bの構成は第 1、第 3、第 4実施形態のいずれかと同様である。

本実施形態の変位検出装置は、車載用に使用することを考慮して、フェールセーフシステムの思想に基づし、てセンサのコイル部を 2重にしたものである。変位検出装置は、中空のポビン 1 5に各巻回されて巻軸方向に対向して配置されたコイル 2 a， 2 bと、コイル 2 a, 2 bの巻軸方向 Xに変位してボビン 1 5の中空部分に貫入するコア 1と、定電流 I d a, I d bをコイル 2 a, 2 bに各々出力する定電流回路 3と、定電流回路 3が出力する定電流 I d a及びコイル 2 aのインピーダンス Z aにより決まるコイル 2 aの両端電圧のピーク碹をコア 1とコイル 2 aとの位置情報を示す変位信号に変換する信号処理回路 4 aと、定電流回路 3が出力する定電流 I d b及びコイル 2 bのインピーダンス Z bにより決まるコイル 2 bの両端電圧のピーク碹をコア 1とコイル 2 との位置情報を示す変位信号に変換する信号処理回路 4 bとを備える。

本実施形態において I 、 2つのコイル 2 a， 2 bは構造部材（図示なし）に取り付けられた同一のコア 1を共用すること、同一の定電流回路 3が所定の周波数及び振幅の定電流 I d a， I d bを 2つのコイル 2 a， 2 bに各々出力することによって、コイル部の 2重化に伴うコス卜アップを低減することができる。

また、定電流回路 3、信号処理回路 4 a， 4 bの能動回路部をモノリシック I Cで構成すれば、 I C部は最もコス卜の高い部品であるので、コイル部の 2 匿化に伴うコス卜アップをさらに低減することができる。以下、第 1乃至第 8実施形態の変位検出装置の具体的な使い方について説明する。まず、車載のアクセルペダル検出用ポジションセンサとして用いる場合は、検出角度が 30° 程度と狭いので、同一平面内に同一曲率の湾曲ボビンを配置することができ、コイルのインピーダンスを相補的とすることができる。ま、車室内に配置されるため、動作上限温度はそれほど高くない。さらに、検出角度に対して、十分大きなス卜ロークがあるめ、コアの材質ゆ形状にあまり工夫を施さなくても、ス卜ローク中央部分の直線性のよい部分をも用いることができる。

次に、ス口ッ卜ルポジションセンサとして用いる場合は、検出角度が 90° 以上と大きく、且つ機械的ストロークも大きくする必要があるため、図 34, 35に示す湾曲ボビンの 2段重ねか、ある ( は図 36, 3了に示すように、同一 ^面内の同一角度範囲に異なる曲率を有する湾曲ポビンを並べる構造が適している。ま、検出角度に対する機械的ス卜ロークの余裕が限られているめ、コアとしては S U S 430等のコイルインピーダンスの直線性が得られゆすい材料を選択することが望ましい。スロッ卜ルポジションセンサはエンジンル一厶内に配置される^め、高い勣作上限温度が要求され、コアとして直線性が得られやすい材料を選択し上で、適度なバイアス電流をコイルに与え、角度変位による温度特性（温度係数）を最小限にすることが望ましい。

まだ、発電設備等のプラン卜用に用いるポジションセンサは、高温にさらされるめ、コア材料としては鉄クロ厶を用いた上、適度なバイアス電流をコィルに与え、角度変位による温度特性（温度係数）を最小限にする工夫が望ましし、。

さらに、原動機付き自転車に用いる角度検出用のポジションセンサはコス卜面からコイル部を 1系統のみとしている場合があるが、一般に自動車に用いられる角度検出用のポジションセンサは、システムとしての信頼性を確保するためにコイル部の 2重化を図ってもよい。産業上の利用可能性

上記しだよ ¾に、本発明の変位検出装置によれば、比較的シンプルな回路搆成でコアの変位に対するコイル部のインピーダンスの温度係数の変化を補償することができ、定電流回路が I C等で構成され、回路上の定数設定を行い難い場合には特に有効である。ま、コイル部の出力電圧から特徴値（V1 ) を抽出する特徴値抽出手段と、特徴値にレベルシフ卜電圧（Vsh) を加えるレベルシフ卜回路を含¾構成を採用し場合は、レベルシフ卜回路によって比較的小さなレベルシフ卜値を特徴籠に加算することによって本発明の目的を達成できるので、消費電流に制約がある場合に最適である。

しがつて、上記のょラな効果を奏する本発明の変位検出装置 I 、自動車用のギアポジションセンサ、ス口ッ卜ルポジションセンサだけでなく、原動機付き自転車に用いる角度検出用のポジションセンサや発電設備等のプラン卜用ポジションセンサ等の広範な用途で使用が期待されるものである。

Claims

請求の範囲

1 . 交流電流を含 ¾定電流を出力する定電流供給手段と、前記定電流が供給されるコイル部と、所定の可動範囲内において前記コイル部に対して可動に保持される磁性体コアと、前記定電流のコイル部への供給下、コイル部の出力電圧の変化に基づいて前記コイル部に対するコアの変位を求める信号処理回路を含変位検出装置であって、

前記定電流供給手段は前記交流電流に直流電流を重畳した定電流をコイル部に供給し、交流電圧成分と直流電圧成分の和でなる前記コイル部の出力電圧のピーク値の前記可動範囲における温度係数変動幅が、前記交流電圧成分の前記 ¾動範囲における温度係数変動幅より小さいことを特徴とする変位検出装置。

2. 請求項 1に記載の変位検出装置において、

上記定電流の直流電流と交流電流の割合と、上記コイル部のインピーダンスの交流成分と直流成分の割合と、上記定電流の直流電流と交流電流の割合の温度特性と、上記コイル部のインピーダンスの交流成分と直流成分の割合の温度特性の少なくとち 1つは、上記ピーク値の温度係数変動幅が上記交流電圧成分の温度係数変動幅より小さ <なるよラに決定される。

3. 請求項 1に記載の変位検出装置において、

上記コイル部は所定の曲率を有する湾曲コイルを含み、上記コアは前記湾曲コイルと同じ曲率を有するとともに、回転軸の周りに回動可能であり、回転軸周りのコアの回動によりコアの前記コイル内への挿入量が変化する。

4. 請求項 3に記載の変位検出装置において、

上記コイル部の出力電圧の直流電圧成分の温度係数は、上記湾曲コイル内へのコアの挿入量が最小の場合の上記コイル部の出力電圧の交流電圧成分の温度係数より、上記湾曲コイル内へのコアの挿入量が最大の場合の上記コイル部の出力電圧の交流電圧成分の温度係数に近い。

5. 請求項 1に記載の変位検出装置において、

上記定電流供給手段は、直流電圧を交流電圧に重畳した電圧を発生する発信回路と電圧電流変換回路とを含み、前記電圧の直流電圧と交流電圧の割合は、上記ピーク値の温度係数変動幅が、上記交流電圧成分の温度係数変動幅より小さぐなるよ Oに決定される。

6. 請求項 1に記載の変位検出装置において、

上記定電流供給手段は、直流電圧を交流電圧に重畳した電圧を発生する発信回路と電圧電流変換回路とを含み、前記発信回路は前記直流電圧の値を決定する抵抗を有し、前記抵抗の値の温度係数は、上記ピーク値の温度係数変動幅が、上記流電圧成分の温度係数変動幅より小さくなるよ oに決定される。

7. 請求項 1に記載の変位検出装置において、

上記定電流供給手段は、直流電圧を交流電圧に重畳した電圧を発生する発信回路と電圧電流変換回路とを含み、前記交流電圧の周波数の温度特性は、上記ピーク値の温度係数変動幅が、上記交流電圧成分の温度係数変動幅より小さ < なるよラに決定される。

8. 請求項 1に記載の変位検出装置において、

上記定電流供給手段は、直流定電流回路と交流定電流回路を含み、直流定電 ί2¾

0 回路の提供する直流電流の値の温度特性と、交流定電流回路の提供する交流電流の周波数の温度特性と、交流定電流回路の提供する交流電流の値の温度特性の少なくとも一つは、上記ピーク値の温度係数変動幅が、上記交流電圧成分の温度係数変動幅より小さくなるよに決定される。

9. 請求項 1に記載の変位検出装置において、

上記コイル部は、コイルと、前記コイルに直列接続に接続される、上記コアの変位にインピーダンスが変化しない回路素子を含み、前記回路素子のインピ一ダンスの交流成分及び直流成分と、前記回路素子のインピーダンスの交流成分及び直流成分の温度係数とのうち少なくとも 1つは、上記ピーク値の温度係数変動幅が、上記交流電圧成分の温度係数変動幅より小さぐなるよに決定され ₀

1 0. 請求項 1に記載の変位検出装置において、

上記回路素子は、抵抗およびインダクタのいずれか一方である。

1 1 . 請求項 1に記載の変位検出装置において、

上記定電流供給手段は、直流電流の大きさ、交流電流の周波数及び振幅を設定する抵抗と、前記抵抗の値を設定するデジタル卜リミング手段とを備える集積回路からなり、前記抵抗の値は、前記デジタル卜リミング手段によって、上記ピーク値の温度係数変動幅が上記交流電圧成分の温度係数変動幅よ 40小さぐなるように決定される。

1 2. 請求項 1に記載の変位検出装置において、

上記信号処理回路は、整流回路、および前記整流回路の出力をピークホールドする回路を含。

1 3. 請求項 1に記載の変位検出装置において、

上記信号処理回路は上記コイル部の出力電圧のピーク嬉の温度係数とは逆極性の温度係数を有する増幅器を備え、前記増幅器の出力に基づいて上記コイル部に対する上記コアの位置情報を示す変位信号を出力する.

1 4. 請求項 5に記載の変位検出装置において、

上記発振回路が発生する交流電圧は、三角波である。

1 5. 請求項 3に記載の変位検出装置において、

上記コイル部は、所定の曲率を有する湾曲コイルを有し、前記湾曲コイルは、湾曲コィしの曲率変化を矯正する手段を有する/ \ウジングに固定される。

1 6. 請求項 1に記載の変検出装置において、

上記コアは、同じ曲率を有するととちに、単一の回転軸の周りに回動可能に保持される複数の湾曲コアであり、前記コイル部は、前記湾曲コアと同じ曲率を有し、前記回転軸の軸方向に互いから離して配置される複数のコイルを含み、しかるに、前記回転軸周りの各コアの回動によって各コアの前記コイル内への挿入量が変化する。

1 7. 請求項 1に記載の変検出装置において、

上記コイルは、異なる曲率を有し、互いに略並行に湾曲するよに配置される一対の内側コイルと外側コイルであり、上記コアは、前記内側コイルと同じ曲率で湾曲するとともに回転軸周りに回動可能に保持される第 1コアと、前記外側コイルと同じ曲率で湾曲するととちに前記回転軸周りに回動可能に保持される第 2コアを有し、しかるに、前記回転軸周りの第 1コアの回動によって第 1コアの前記内側コイル内への挿入量が変化し、前記回転軸周りの第 2コアの回動によって第 2コアの前記外側コイル内への挿入量が変化する。

1 8. 請求項 1に記載の変検出装置において、

上記信号処理回路は、上記コイル部の出力電圧のピーク值をデジタル信号に変換する A/D変換回路と、前記デジタル信号をデジタル卜りミングする補正回路とを有する信号補正回路を含。

1 9. 交流電流を含定電流を出力する定電流供給手段と、前記定電流が供給されるコイル部と、所定の可動範囲内において前記コイル部に対して可動に保持される磁性体コアと、前記定電流のコイル部への供給下、コイル部の出力電圧の変化に基づいて前記コイル部に対するコアの変位を求める信号処理回路を含変位検出装置であって、

前記変位検出装置はさらに、前記コイル部の出力電圧から特徴値を抽出する特徴籠抽出手段と、前記特徴値にレベルシフ卜電圧を加えるレベルシフト回路を含み、前記特徴籠とレベルシフ卜電圧の和の前記^！動範囲における温度係数変動幅が、前記特徴値の前記可動範囲における温度係数変動幅より小さいことを特徴とする変位検出装置。

20. 請求項 1 9に記載の変位検出装置は、上記レベルシフ卜電圧の大きさと温度係数の少なぐとち一方を調整する手段を含。

2 1 . 請求項 1 9に記載の変位検出装置において、

上記信号処理回路は、上記特徴値抽出手段としてのピークホールド回路と、前記ピークホールド回路とレベルシフ卜回路との間に配置され、上記特徴値をデジタル信号に変換する A/D変換回路と、レベルシフ卜回路の出力に対して温度補償を実行する温度補儅回路とを含。

22. 請求項 1 9に記載の変位検出装置において、

上記特徴値は、上記コイル部の出力電圧のピーク値、上記コイル部の出力電圧のボ卜ム値、および上記コイル部の出力電圧の振幅に比例する値のいずれかである。

23. 請求項 1 9に記載の変位検出装置において、

コイル部はある曲率で湾曲するコイルを含み、上記コアは前記コイルと同じ曲率で湾曲するするととちに、回転軸の周りに回動可能であり、回転軸周りにコアを回動させることによりコアの前記コイル内への挿入量が変化する。

24. 請求項 1 9に記載の変位検出装置において、

上記コイル部は、所定の曲率を有する湾曲コイルを有し、前記湾曲コイルは、湾曲コイルの曲率変化を矯正する手段を有するハウジングに固定される。

25. 請求項 1 9に記載の変検出装置において、

上記コアは、同じ曲率を有するととちに、単一の回転軸の周りに回動可能に保持される複数の湾曲コアであり、前記コイル部は、前記湾曲コアと同じ曲率を有し、前記回転軸の軸方向に互いから離して配置される複数のコイルを含み、しかるに、前記回転軸周りの各コアの回動によって各コアの前記コイル内への揮入量が変化する。

26. 請求項 1 9に記載の変検出装置において、上記コイルは、異なる曲率を有し、互いに略並行に湾曲するよラに配置される一対の内側コイルと外側コイルであり、上記コアは、前記内側:^ィルと同じ曲率で湾曲するととちに回転軸周りに回動可能に保持される第 1コアと、前記外側コイルと同じ曲率で湾曲するとともに前記回転軸周りに回動可能に保持される第 2コアを有し、しかるに、前記回転軸周りの第 "Iコアの回動によって第 1コアの前記内側コイル内への挿入量が変化し、前記回転軸周りの第 2コアの回動によって第 2コアの前記外側コイル内への挿入量が変化する。

27. 請求項 1 9に記載の変検出装置において、

上記信号処理回路は、上記コイル部の出力電圧のピーク値をデジタル信号に変換する AZD変換回路と、前記デジタル信号をデジタル卜りミングする補正回路とを有する信号補正回路を含。