WO2005035317A1 - Schaltvorrichtung zum bidirektionalen ladungsausgleich zwischen energiespeichern und verfahren - Google Patents

Schaltvorrichtung zum bidirektionalen ladungsausgleich zwischen energiespeichern und verfahren Download PDF

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    • Y02T10/70—Energy storage systems for electromobility, e.g. batteries

Definitions

  • the invention relates to a switching device for bidirectional charge balancing between energy stores, in particular between capacitive energy stores in a motor vehicle electrical system with integrated starter generator.
  • the invention further relates to a power vehicle electrical system with such a switching device, a method for operating the switching device and a use of a switching regulator in a switch.
  • motor vehicles use a vehicle electrical system with a vehicle electrical system voltage of 14 V, whereby a charging voltage for the accumulator of 12 V can be realized.
  • the output power is technically reasonable limited to a maximum of 2 KW, otherwise excessive on-board electrical system currents would flow.
  • the starter generator can start the internal combustion engine and supply the electrical loads while driving, but for other functions such as boost or recuperation (regenerative braking) a power of more than 2 KW is required.
  • This power can only be achieved with a higher vehicle electrical system voltage and thus with a higher electrical power in the motor vehicle. Therefore, future wiring systems with a higher vehicle electrical system voltage of, for example 42 V (which corresponds to a charging voltage of the battery of 36 V) should be equipped so that at the same power about three times the power is available.
  • ISG integ- referred starter generator
  • Boost acceleration phase of the motor vehicle.
  • the ISG has a maximum torque of about 200 Nm, which corresponds approximately to the torque of a 2 1 internal combustion engine.
  • currents of up to 270 A are required for approx. 10 to 15 seconds to provide this torque.
  • Recuperation (regenerative braking): The ISG draws kinetic energy from the generation of electricity during braking of the motor vehicle. Currents up to 270 A are generated for up to 30 seconds, which are stored again in the form of electrical energy.
  • Stop and Go engine stop during vehicle stop, quick start of the internal combustion engine when restarting.
  • Spit zenströme be included.
  • battery types meet other requirements for the electrical system, such as a high cycle resistance, not or only poorly.
  • today's battery types would have to be designed for 300. 000 to 500. 000 charging and discharging cycles, as is typical for the boost and recuperation function of the I SG typical s ind control.
  • today known battery types (accumulators) for automotive applications such Tiohe cycle changes can not be mastered.
  • Double-layer capacitors have proven to be suitable energy storage devices for the power-saving functions described above for a number of reasons. Double-layer capacitors are able to store and release the high energies converted during boosting and recuperxing. Also, the occurring currents are unproblematic for the function of the double-layer capacitors. Because of their very high efficiency, there is also a very low self-heating and thus a high life expectancy.
  • the limited Energyspei ⁇ heren a double-layer capacitor makes an additional accumulator, such as a simple lead-acid battery ulator required.
  • this accumulator is not cyclically loaded by the frequent cycle cycles, so that a relatively long service life according to today's standard is to be expected.
  • a disadvantage of the use of double-layer capacitors as energy storage is that an energy exchange at the capacitor is inevitably connected to a voltage change. To move 75% of the charge, the capacitor voltage must be varied by 50%. For a 42 V electrical system, for example, this would mean a voltage fluctuation of 21 V to 42 V when fully charged. For a motor vehicle electrical system, however, such a voltage fluctuation is not acceptable, since a stable voltage is required here. .
  • WO 02/066192 AI a motor vehicle electrical system is described, in which the ISG is dynamically connected to the 42 V electrical system and the double-layer capacitor by means of several circuit breakers.
  • these circuit breaker designed as a circuit breaker connect the ISG and the 42 V electrical system with each other. Only during the duration of the fuel saving functions, which can typically last up to a maximum of 10 seconds, the ISG and the double-layer capacitor are connected to each other. To this
  • connection switch When implementing the connection switch between ISG and 42 V electrical system or double-layer capacitor, the main focus is on the controlled switching of the connection switch, as with a smoothing capacitor at the ISG and the 42 V battery or with the
  • the present invention is therefore an object of the invention to provide a switching device as simple as possible, which allows such feeding of the recovered energy from the double-layer capacitor in the electrical system and yet allows a physical separation between double-layer capacitor and electrical system.
  • this object is achieved by a switching device having the features of patent claim 1. Furthermore, a motor vehicle electrical system with the with the characteristics of Patent claim 20, a method with the features of claim 26 and a use with the features of claim 37 provided.
  • the idea underlying the present invention is to use as a connection switch at least one Trans fer gate, which has an extended functionality.
  • a transfer gate is arranged between the vehicle electrical system and the double-layer capacitor and also between one of these elements and the starter-generator.
  • the transfer gate offers a particularly efficient solution for the separation of the motor vehicle electrical system and the double-layer capacitor and for connecting these elements to the starter-generator. Due to the high currents, the transfer gate consists of a parallel circuit consisting of two series-connected controllable circuit breakers. Their source connections are connected to each other. What is essential here is that at least one branch of the parallel-connected transistors, that is to say one of the series circuits, is designed as a bidirectionally operable switching regulator.
  • this switching regulator is designed as a buck regulator.
  • the extended functionality of the transfer gate thus results from the provision of an additional switching regulator, whose load path is arranged parallel to the load paths of the transfer gates, and a drive circuit for controlling the transfer gate and the switching regulator.
  • the power switch of the switching device s ind advantageously formed as a power MOSFET.
  • JFETs, thyristors, IGBTs or the like would also be conceivable here.
  • He indungssiee transfer gate now allows a charge balance between the Zwis ⁇ hen Vietnamesekondensator and the double-layer capacitor or. between the DC link capacitor and the battery, which is advantageously equipped with an optimal efficiency.
  • Means s of the invention Transfer gates according to the invention can thus achieve efficiencies of typically 85%. With previous applications, for example conventional transfer gates without switching regulators or circuit breakers, on the other hand only efficiencies of up to 50% can be realized since about 50% of the charge difference in the connection switches or in the power resistor has been converted into heat.
  • a recharging of the double-layer capacitor is possible up to the voltage level of the electrical system. This is also desirable in order to recharge the double-layer capacitor, which is discharged, for example, after several weeks of vehicle stoppage, and to start the vehicle by means of a charged double-layer capacitor.
  • the solution according to the invention is also economical insofar as it allows charge equalization for currents of about 30 A to about
  • the power transistors of the switching regulator or of the transfer gate carry a partial current, so that advantageously multiple use of these transistors is realized.
  • the starter-generator is rotatably connected to the driveline, but it may also be belt-driven.
  • Advantageous embodiments and further developments of the invention will become apparent from the other dependent claims and the description with reference to the drawings.
  • Figure 1 is a schematic diagram of a motor vehicle electrical system according to the invention, in which the function of a connection switch is replaced by an inventive switching device with extended transfer gate;
  • FIG. 2 based on a circuit diagram, a simplified embodiment of an extended by a switching regulator according to the invention transfer gate for a switching device according to the invention;
  • FIG 3 is a block diagram of a switching device according to the invention with a transfer gate and a switching regulator of Figure 2 and a drive circuit for driving the switching regulator and other functional units;
  • Figure 4 is a detailed circuit diagram of a trans er gate of a Wegvorri ⁇ htung invention with charge pump and drive circuit;
  • FIG. 5 is a detailed circuit diagram of a switching regulator of the switching device according to the invention.
  • FIG. 6 shows the pin assignment of a power MOSFET designed as a measuring transistor for a switching regulator from FIG. 5;
  • FIG. 7 shows a circuit diagram for representing the auxiliary voltage source for supplying the gate control circuit of the switching regulator from FIG. 5;
  • Figure 8 is a circuit diagram of a gate control circuit for controlling the switching regulator of Figure 5;
  • Figure 9 is a circuit diagram of the voltage measuring device of the switching device according to the invention with polarity recognition and absolute value formation;
  • Figure 10 is a circuit diagram for the Ablau control circuit of the inventive switching device.
  • Figure 1 shows a schematic diagram of a motor vehicle electrical system according to the invention, in which the function of a connection switch is replaced by an inventive switching device with extended transfer gate.
  • Reference numeral 1 designates the motor vehicle on-board system in FIG.
  • the Kra t ahrzeugbordnetzsystem 1 consists of an integrated starter generator 2 - hereinafter referred to as ISG - which is mechanically coupled to an internal combustion engine 3.
  • the ISG is an asynchronous machine which is connected via a bidirectionally operable AC / DC converter 4 and a link capacitor 5 to a power supply.
  • the power supply consists on the one hand of a double-layer capacitor 6 - hereinafter referred to as DLC capacitor - and on the other hand from an accumulator 7, to which a voltage of 36/42 V is applied (rated voltage 36 V, in the fully charged state 42 V). From this accumulator 7 can
  • the DLC Capacitor 6 is connected via a first switch 9 to the ISG 2, the accumulator 7 is connected via a second switch 10 to the ISG. With suitable control of these controllable switches 9, 10, a stored energy in the DLC capacitor 6 can be fed into the accumulator 7.
  • the ISG 2 In normal driving the ISG 2 is driven by the internal combustion engine 3 and thus operates in generator mode. He charges the energy storage with energy, which can be done in normal driving with low power. In recuperation operation, this charging takes place at increased power, which corresponds to the maximum power output of the ISG 2. For a 6-KW ISG 2, this means a maximum charging current of over 250 A.
  • At least one of the controlled switches 9, 10 is designed as a switching device with transfer gate, switching regulator and extended functionality.
  • the inventive switching device thus initially has the function of a controlled switch.
  • the S ⁇ haltvorgang particular with respect to the voltage across the switch voltage so that the switch-related losses remain low or a conventional energy flow of double-layer capacitor 6 to the accumulator 7 and vice versa possible lent is.
  • FIG. 2 shows, on the basis of a circuit diagram, a simplified exemplary embodiment of a transfer gate according to the invention, extended by a switching regulator, for a switching device according to the invention.
  • the switching device according to the invention designated by reference numeral 20 includes a switching regulator 21 and a transfer gate arranged parallel thereto.
  • This parallel connection of switching regulator 21 and transfer gate 29 is arranged between a first terminal 22 and a second terminal 23.
  • these two connections 22, 23 can be operated both as an input connection or as an output connection.
  • the terminal 22 is operated as an input terminal and the terminal 23 as an output terminal.
  • the transfer gate 20 consists of a parallel connection of two power MOSFETs T 1 -T 6 connected in series with each other. Such a transistor pair defines a load path, so that the transfer gate 29 is constructed from the parallel connection of a plurality of such load paths.
  • the two power MOSFETs Tl - T6 of a respective load path are shorted together via their gate terminals and their source terminals.
  • the respective drain terminals of the power MOSFETs Tl-T6 are connected to either the input terminal 22 or the output terminal 23.
  • the series connection of two power MOSFETs Tl-T6 of a respective load path results from the corresponding series-connected controlled paths of these transistors Tl-T6.
  • the switching regulator 21 consists of two power transistors 27, 28, which are controlled via their gate terminals E, F. The exact control of these power MOSFETs 27, 28 will be described in detail below.
  • the controlled paths of the power MOSFETs 27, 28 are coupled to one another via a throttle 24, for example a coil or another inductive element.
  • Transistors 27, 28 are also each connected via a freewheeling diode 25, 26 to a reference potential GND.
  • the drain-side terminals of the transistors 27, 28 are connected to the terminals 22, 23.
  • FIG. 3 shows a block diagram of an inventive S ⁇ haltvorrraum with a transfer gate and a switching regulator of Figure 2 and a drive circuit for controlling the switching regulator and transfer gate and other functional units.
  • the central element of the switching device 20 is a control device 36, which serves to control or regulate the function of the switching regulator 21 and thus monitors its S ⁇ haltvojr réelle.
  • the control unit 36 may be designed, for example, as a program-controlled device, for example as a microcontroller or microprocessor. Controlled by an external signal “On / Off”, the control unit 36 opens or closes the connection between the terminals 22, 23. In response to these signals "On / Off", the control unit 36 delivers the signal "Switch ON" to a ⁇ not shown) external control unit, if the Furthermore, it generates a further signal “diagnosis”, which serves to monitor the overall function of the switching regulator 21. This signal “Diagnosis" can be extended to a detailed error analysis.
  • the switching regulator 21 consists of several functional groups, which are usually arranged symmetrically to the inductance 24.
  • the gate terminals of the power MOSFETs 27, 28 are connected to gate control devices 30, 31.
  • these gate control devices 30, 31 are supplied with control signals Ctr11, Ctrl2 from the control unit 36.
  • the gate control device 30, 31 in response to these signals Ctrll, Ctrl2, the power MOSFETs 27, 28 so that in each case one of these power MOSFETs 27, 28 is turned on or off from the clock of the signals Ctrll, Ctrl2.
  • the power MOSFETs 27, 28 are formed in the present embodiment as N-channel MOSFETs. For switching on the transistors 27, 28, therefore, a gate potential above a drain potential and thus above a potential of a coupled via the terminals 22, 23 signal VI, V2 is required.
  • one auxiliary voltage source 32, 33 is provided for each power MOSFET 27, 28, which is connected to the respective gate control devices 30, 31 and which provides the respective gate potential for driving the transistors 27, 28 ,
  • a voltage measuring device 37 is provided, which is connected to the drain terminals of the power MOSFETs 27, 28.
  • the voltage measuring device 37 detects the potentials VI, V2 at the terminals 22, 23 and thus a drop across the switching regulator 21 differential voltage Vdiff.
  • the voltage measuring device 37 detects the polarity of this differential voltage Vdiff and, depending on this, generates the digital signal Vdiff1.
  • the voltage measuring device 37 detects the absolute value of this difference voltage Vdiff and outputs the magnitude of this difference voltage Vdiff as ground-related voltage value Vdiff2.
  • a reference voltage Vref is still required.
  • the signals Vdiffl, Vdiff2 provided on the output side by the voltage measuring device 37 are supplied to the control unit 36 for control and monitoring purposes.
  • the circuit arrangement in FIG. 3 also has a function block 29 which contains the actual transfer gate.
  • the transfer gate 29 is arranged parallel to the switching regulator 21 and thus connected between the input 22 and the output 23.
  • the transfer gate 29 can be switched on or off via a control signal TGon of the control unit 36.
  • the switching device 20 is open, that is, the signal "On / Off" has a low logic level.
  • a potential VI at the input 22 is greater than the potential V2 at the output 23.
  • the transistors 27, 28 and a charge pump for driving these transistors 27, 28 are switched off.
  • the control unit 36 now receives a control signal for closing the switching device 20, for example by the signal "On / Off” is set to a high logic level.
  • the potential difference Vdiff between input 22 and output 23 is compensated by means of the switching regulator 21 before the switching regulator 21 is completely closed in a second step.
  • Voltage measuring device 37 measured and evaluated in the control unit 36.
  • the voltage difference Vdiff2 is greater than an upper threshold value. It follows that a charge balance by means of a switching regulator operation is required.
  • the voltage difference Vdiffl has a positive polarity. It follows that the transistor 27 is selected as a switching regulator transistor and the transistor 28, which is operated here reversed polarity, is switched on statically. Furthermore, the current measurement signal CS2 is selected for current measurement. - The transfer gate 29 remains initially off. If the control unit 36 determines that the voltage difference Vdiff2 is smaller than a lower threshold value, then jumps directly to the following point 5 at this point.
  • the load current through the inductor 24 now flows through the freewheeling diode 25, whereby it steadily drops.
  • the current measurement signal CS2 is now monitored against a lower limit of the load current.
  • the transistor 27 is turned on again. In the inductance 24 so creates a triangular curve of the load current, which oscillates between an upper and a lower current limit back and forth. This results in a current flow from the input 22 to the output of the switching regulator arrangement 21, which has a triangular current profile.
  • FIG. 4 shows, on the basis of a detailed circuit diagram, a transfer gate of a switching device according to the invention, equipped with a charge pump and drive circuit.
  • the transfer gate 29 has exactly three strings connected in parallel, with one string each having two power MOSFETs T 1 -T 6.
  • the transfer gate 29 essentially has the circuitry-related design of the transfer gate described with reference to FIG.
  • Gate terminals and source terminals of the transistors T 1 -T 6 are coupled to one another via a gate protection circuit 40.
  • the gate protection circuit 40 includes a parallel circuit of a capacitor Cl, a resistor Rl and a Zener diode Dl. This parallel circuit protects the gate terminals of the transistors Tl - T6 on the one hand before a negative gate potential and on the other hand against an overvoltage, the Can destroy gate terminals and thus make the transistors Tl - T6 inoperative.
  • a charge pump 41 for controlling the transfer gate 29 is further a charge pump 41 ,. a switchable oscillator 42 and a switch-off device 43 are provided.
  • the switchable oscillator 42 includes a logic gate 46 and a capacitor C6 and a feedback resistor R6.
  • the logic gate 46 has a hysteresis-prone switching behavior when coupling an input signal.
  • the logic gate 46 is designed as a Schmitt trigger circuit.
  • the logic gate 46 has two input terminals, wherein a first input terminal is connected to the control terminal 45 for coupling the control signal TGon.
  • the second input terminal is connected via the capacitor C6 to a supply terminal 39 for a supply potential, for example the reference ground GND.
  • a feedback resistor R6 is arranged between the second input terminal and the output of the logic gate 46.
  • the switchable oscillator 42, the charge pump 41 is connected downstream.
  • the charge pump 41 includes an inverter 47, the resistors R4, R5, the capacitors C2 - C5, and the diodes D2 - D6.
  • the charge pump 41 consists of a discharge path and a charging path.
  • the charging path is between the output of the switchable oscillator 42 and the control terminals of
  • Transistors Tl - T6 of the transfer gate 29 arranged.
  • the discharge path is arranged between the source terminals of these transistors Tl - T6 and the output of the switchable oscillator 42.
  • the charging path consists of the inverter 47, the resistor R5 and the parallel circuit of the capacitors C3, C5, which are connected in total in series.
  • the discharge path consists of the parallel connection of the capacitors C2, C4 and the resistor R4, which are connected in series with one another.
  • the diodes D2 - D6 are provided.
  • the turn-off device 43 includes an inverter 48, the transistors T7, T8 and the resistors R2, R3.
  • the inverter 48 is connected on the input side to the terminal 45 for the control signal TGon.
  • the inverter 48 is connected to the control terminal of the transistor T8.
  • the transistor T8 is connected to the supply terminal 39 on the emitter side via the resistor R3.
  • Collector side of the transistor T8 is connected via the resistor R2 to the gate terminals of the transistors Tl - T6.
  • a potential at the tap 49 between the resistor R2 and the collector of the transistor T8 is used to drive the transistor T7, the ge controlled path between the gate terminals and source terminals of the transistors Tl - T6 is arranged.
  • a transfer gate 29 can be provided, which is able to switch very high currents in the range up to 1 kA.
  • commercially available, low-cost transistors Tl-T6 power MOSFETs
  • Tl-T6 power MOSFETs
  • the logic gate 46 advantageously has hysteresis-related switching behavior of the inputs. For example, if at the first input terminal of the logic gate 46 is a control signal TGon, which has a high logic level, the result is the output of the logic gate 46, an oscillating signal whose period of oscillation by the values of feedback resistor R6 and capacitor C6 are determined.
  • This oscillating output signal Vos of the switchable oscillator 42 drives the inverter 47 such that at the output of the gate 46 and at the output of the inverter 47 there are now two square-wave signals Vos, Vos ⁇ shifted by 180 ° phases. These two signals, Vos, Vos ⁇ now drive - decoupled via the two current limiting resistors R4, R5 - the charge pump 41 constructed in opposite phase. The antiphase is due to the use of diodes D2 - D6. With each clock of the oscillator signal Vos is now by means of the capacitors C2 - C5 and the diodes D2, D6 charge from the supply voltage - which is typically about 5 V - moved into the charging capacitor Cl. At the between the between the
  • Gate terminals and sources of the transistors Tl - T6 arranged charging capacitor Cl is thereby built up a voltage through which the transistors Tl - T6 are turned on accordingly.
  • the selected implementation of the charge pump 41 allows DC decoupling of the input potentials of the charge pump 41, that is the signals Vos, Vos', and the output potential of the charge pump 41, that is, the source potential of the transistors Tl - T6.
  • the transistor T8 and thus the transistor T7 are switched via the control signal TGon and the inverter 48.
  • the signal TGon is at a low potential
  • the transistor T8 is turned on while being turned off at a high potential.
  • the transistor T8 remains switched off when the charge pump 41 is activated.
  • the charge pump 41 is turned off from a high logic level to a low logic level by a level change of the signal TGon
  • the transistor T8 is turned on.
  • the control voltage between the gate terminals and source terminals of the transistors Tl - T6 short-circuited sen, so that these transistors Tl - T6 are turned off. In this way, it is possible to turn off the transfer gate 29 very quickly, that is, to control it in the non-conductive state.
  • FIG. 5 shows a detailed circuit diagram of a switching regulator of the switching device according to the invention from FIG. 3.
  • the switching regulator 21 contains, as already mentioned, essentially the two transistors 27, 28 as well as the freewheeling diodes 25, 26 arranged therebetween and the inductance 24. An essential element of the switching regulator 21 is its activation.
  • the input side of the switching regulator 21 arranged transistor 27 forms together with the freewheeling diode 25 and the inductance 24, the basic elements of a known down-converter.
  • the diode 26 is inactive and the transistor 28 is turned on static.
  • the current II which flows through the inductor 24, also flows through the transistor 27 only during the charging phase.
  • the current II does not flow via the transistor 27 but via the freewheeling diode 25.
  • the current II flows in both phases. So in the charging phase se as well as the discharge phase, by the inversely operated, statically switched transistor 28th
  • the transistors 27, 28 are designed as power MOSFETs, in particular as N-channel power MOSFETs.
  • Such power MOSFETs typically consist of a plurality of transistor cells.
  • Each of the transistor cells contains at least one single transistor, wherein the current-carrying load paths of the various individual transistors are connected in parallel to each other.
  • the transistors 27, 28 are preferably designed as so-called sense MOSFETs 27, 28.
  • FIG. 6 shows the terminal assignment of such a transistor 27, 28 in the form of a sense MOSFET, wherein the terminal assignment should correspond to that in FIG.
  • a sense MOSFET 27 In addition to its usual function, such a sense MOSFET 27 additionally offers the possibility of measuring a current over its controlled path.
  • a sense MOSFET 27 has, similarly to a conventional MOSFET, a gate terminal G for controlling the flow of current, and a source terminal S and a drain terminal D through which the controlled current flows.
  • CS Current Sense
  • KS Kelvin Source
  • connection KS thus to a certain extent in the style of a four-wire measurement, an error entry through a voltage drop, which occurs in the resistance of the bond wire at the connection Sl, can be avoided.
  • the voltage difference between the terminals CS and KS should be as small as possible, ideally much smaller than 100 mV. This requires the smallest possible input impedance of the current measuring circuit, which is also ensured with a sense MOSFET according to FIG.
  • the current measuring device 35 contains two measuring paths, which are connected on the one hand to a supply terminal 39 to the reference potential and on the other hand to the measuring terminals KS11, CSU of the sense MOSFET 27.
  • the first current measuring path consists of the resistor R11 and the controlled paths of the transistors T51, T31, which are connected in series with one another and are arranged between the supply terminal 39 and the terminal KS11.
  • the second current measuring path consists of the resistor R21 and the controlled paths of the transistors T61, T41, which are arranged in series between the supply terminal 39 and the terminal CSU.
  • the transistors T51, T61 and the transistors T31, T41 are each in
  • Arranged current mirror circuit wherein in each case the transistors T51 and T41, the transistor diode of the respective current mirror T51, T61; T31, T41 form.
  • a tap between the resistor R21 and the transistor T61 forms the output terminal 50, at which the current measurement signal CS1 can be tapped off.
  • the measurement of a load current flowing through the transistor 27 takes place on the basis of a reference potential KS11, which varies between a minimum value and about 60 V depending on the level of the applied external potentials VI, V2 at the terminals 22, 23.
  • Control unit 30 now advantageously takes place a potential shift of the current measuring signal CS1.
  • this can be realized in a particularly elegant manner.
  • the input impedance of the current measuring devices 35 or the current mirror circuits must be as low as possible in order to pick up a suitable current measurement signal from the sense MOSFET 27.
  • the resistor R21 By means of the resistor R21, the measured current can then be converted into a potential CS1 which is favorable for further processing and which can be tapped off at the output 50 as the current measurement signal CS1.
  • the current measuring device 36 is constructed equivalent to the current measuring device 35. It should be noted here, however, that the transistor 28 is operated inversely and therefore the terminals of the current measuring circuit on the transistor 28 are reversed compared to the normal operation.
  • FIG. 7 shows the circuit diagram of an auxiliary voltage source for supplying the gate control device from FIG. 3.
  • the auxiliary voltage source 32 has a transistor T12, the inductance L12 and the double diode D12, which form the basic components of an up-converter in the circuit of FIG.
  • the emitter potential of the transistor T32 is set by the voltage divider, consisting of the resistors R52, R62, to an upper threshold. If the current 112 through transistor T12 is close to zero, the base potential of the "supertransistor" T22, T32 is also zero and the transistor T12 is off. Via the resistor R42, the collector potential of this "supertransistor" T32, T22 is raised to about 5 V, with the result that the base voltage of the transistor T42 connected to it also rises. The emitter voltage of the transistor T42 thus also rises to about 4.3V. This transistor T42 is coupled to the control terminal of the transistor T12 on the iter side. The said voltage value of 4.3 V is sufficient to turn on the transistor T12.
  • Transistor T42 held at a low value and as a result, the transistor T12 remains off.
  • the inductance L12 draws charge from the potential VI applied to the input 22, and in the discharge phase, this charge is passed on to the storage capacitor C12.
  • the resulting potential Vauxl can be tapped off at the output 71 and supplies the gate control device 31 each with a power MOSFET, in the present case the power MOSFET 27.
  • FIG. 8 shows a circuit diagram of a gate control device 30 for controlling the switching regulator from FIG. 3.
  • the gate control device 30 can be supplied with a supply potential Vaux1.
  • the gate controller 30 has Furthermore, a further control terminal 72 which is coupled to the control device 36 and via which a control signal Ctrll can be coupled.
  • the control unit 36 or the gate control device 30 determines the switching state of the power MOSFET 27 via the level of this signal Ctrll. If the control signal Ctrll has a low logic level (LOW), then the transistor T13 is de-energized. The transistor T23 is then also off because its base-emitter voltage is zero in this case.
  • the resistor R63 defines the base potential of the transistor
  • the terminal 73 is connected to the source terminal Sll, the terminal 74 to the gate terminal Gll of the power MOSFET 27.
  • the gate-source voltage of the power MOSFET 27 is approximately zero, so that this power MOSFET 27 is turned off.
  • control signal Ctrll at the control input 72 controlled by the control unit 36, jumps to a high logic level (HIGH)
  • the transistor T13 becomes conductive.
  • Load current through this transistor T13 is used for the base drive of the transistor T23, which is configured by means of the resistors R43, R53 and the diode D13 as a current mirror.
  • the current flow through the transistor T23 now charges the gate capacitance of the power MOSFET 27 via the connection 74.
  • the gate-source voltage (voltage between the terminals 73, 74) of the power MOSFET 27 rises, and the power MOSFET 27 is finally turned on.
  • the transistor T13 switches off, whereupon the transistor T23 is also de-energized.
  • the transistor T33 is now turned on via the resistor R63, whereupon the gate-source voltage of the MOS transistor 27 via the transistor T33 and the resistor R73 is controlled to approximately 0 V.
  • the transistor T27 then turns off.
  • the power MOSFET 28 will be turned on and off via an equivalently formed gate controller 32.
  • FIG. 9 shows a circuit diagram of the voltage measuring device 37 from FIG. 3.
  • the voltage measuring device 37 essentially consists of a first differential amplifier 80, a voltage comparator 81, a two-pole switch Sla, Slb and a second differential amplifier 82.
  • the first differential amplifier 80 is connected on the input side to the terminals 22, 23 via the resistors R110, R130.
  • a reference voltage Vref 2.5 V is advantageous because the measured differential voltage Vdiff can have both positive and negative polarity. In the following, let us give a positive polarity of the difference voltage Vdiff.
  • the voltage difference Vdiff between the terminals 22, 23 is detected by the differential amplifier arrangement consisting of the resistors R110, R120, R130, R140 and the first differential amplifier 80 and converted into a DC voltage related to a predetermined reference voltage Vref. If the potential difference is 0 V, then a voltage Vref can be tapped off at the output of the differential amplifier 80.
  • a voltage comparator 81 connected downstream of the first differential amplifier 80 now compares the output voltage of the first differential amplifier 80 with the reference potential Vref. Depending on whether this output voltage is greater or smaller than the reference voltage Vref, the voltage comparator 81 controls on the output side one of the two controllable switches Sla, Slb.
  • the controllable switches Sla, Slb are laced together and may be formed, for example, as a CMOS switch.
  • a downstream, second differential amplifier 82 is always driven with a signal of the same polarity.
  • the second differential amplifier 82 is always driven with a positive input voltage.
  • the second differential amplifier 82 is connected to resistors R150, R160, R170, R180. Since the reference potential GND of the second differential amplifier 82 is a ground potential GND (not shown in FIG. 9), the second differential amplifier 82 thus generates the absolute value of the differential voltage Vdiff coupled on the input side to the voltage measuring device 37 relative to the reference ground.
  • This signal Vdiff2 present on the output side at the second differential amplifier 82 can be tapped off at the output terminal 83 and can thus be supplied to the control unit 36.
  • the signal Vdiff2 thus forms a voltage measurement signal which indicates the absolute value or the magnitude of the differential voltage Vdiff.
  • the output signal of the comparator 81 forms as it were the signal Vdiff1, which can be tapped off at the output terminal 84 and the control unit 36 of the differential voltage Vdiff is fed.
  • the signal Vdiff1 thus forms a voltage measurement signal which indicates the polarity or the sign of the differential voltage Vdiff.
  • Figure 10 shows a block diagram of the structure of the control unit 36 for a he indungshiele switching device.
  • the control unit 36 consists of two comparators 90, 91, a switch 92, two further comparators 93, 94, a PWM generator 95 with time monitoring, a logic unit 96 and a diagnostic unit 97.
  • the comparators 90, 91 compare the absolute value of the differential voltage Vdiff2 with an upper voltage value Vol and a lower voltage value Vul and from this generate the two logic signals Vo2, Vu2, which are supplied to the logic unit 96. If the potential Vdiff2 is greater than Vol, the output signal Vo2 of the comparator 90 has a high logic level. If the value of the potential Vdiff2 is smaller than Vul, then the output signal Vu2 has a low logic level.
  • the switch 92, the current measurement signals CSL, CS2 of the current measuring devices 35, 36 are supplied on the input side.
  • the switch 92 is further controlled via a control signal SEL of the logic unit 96. Controlled by this control signal SEL, the switch 92 forwards the current measurement signal CS1 or the current measurement signal CS2 to the downstream comparators 93, 94.
  • comparators 93, 94 are designed as comparators.
  • the comparator 93 compares the signal coupled on the input side (CS1 or C2) with an upper current value Io and on the output side generates the current signal Ima.
  • the Com- Parator 94 compares the input coupled signal (CSl or CS2) with a lower current value Iu and generates the current signal Imin. If the current measurement signal CS1 or CS2 is greater than I0, then the current signal Imax has a high logic level. If the current measurement signal CSl or CS2 is less than Iu, the current signal Imin has a low logic level.
  • the signals Imax, Imin are fed to one of the comparators 93,
  • the PWM generator 95 generates at its PWM output a pulse-width-modulated signal PWMout in dependence on the signal levels of the signals Imax, Imin. If the signal Imax has a high logic level, then there is the PWM output of the PWM generator
  • the 95 indicates a low-level signal PWMout. This is the signal that the upper current value Io has been exceeded and the transistor 27, 28 selected for the PWM operation must be turned off.
  • the signal level PWMout at the PWM output of the PWM generator 95 is maintained until the level of the signal Imin jumps from a high logic level to a low logic level.
  • This signal change is the sign that the lower current value Iu has been undershot and the transistor 27, 28 selected for the PWM operation must be turned on. With the level change of the signal Imin from the low logic level LOW to the high logic level HIGH, the signal PWMout at the PWM output of the PWM generator 95 thus also jumps back to a high logic level.
  • the PWM generator 95 further comprises a monitoring circuit which compares the duty cycle of the signal at the PWM output PWMout with an upper limit and generates a signal "Timeout” at the timeout output of the PWM generator 95 when this limit value is exceeded.
  • This signal "timeout” is coupled into a corresponding timeout input of the logic unit 96.
  • the logic unit 96 controls the further functional sequence of the control unit 36 on the basis of the described signals and based on the external signal "On / Off”.
  • the logic unit 96 detects on the basis of the magnitude and the sign of the differential voltage Vdiff, whether the power switch 27, 28 must be operated in the switching regulator operation. Furthermore, the logic unit 96 decides which of the two power transistors 27, 28 is to be controlled as a switching regulator transistor and which is completely switched on.
  • the power transistor 27 is operated as a switching control transistor and the power transistor 28 then acts as a statically switched-on transistor. If the voltage difference V- L - J is negative, the operation of these two transistors 27, 28 is reversed.
  • the logic unit 96 decides which of the two current measurement signals CS1, CS2 is to be used and controls the changeover switch 92 appropriately.
  • the logic unit 96 forwards the pulse width modulated output signal PWMout which can be tapped off at the PWM output of the PWM generator 95 via the control outputs Ctrll, Ctrl2 to the respective power transistor 27, 28 selected as switching regulator transistor.
  • the logic unit 26 further recognizes, due to the signals Vu2 or "Timeout", when the differential voltage Vdiff is small enough or when the charge compensation has progressed far enough to allow safe closing of the switching regulator 21 and thus to turn on the transfer gate 29. Subsequently, the logic unit 96 signals an external control unit, not shown in the figures of the drawing, the new switching state by changing the level of the output signal "Switch ON".
  • FIG. 10 also shows, as part of the control unit 36, a diagnostic device 97, which, however, is not further developed. is guided, since known functions can be used here.
  • the diagnostic device 97 monitors correct operation of the above-described circuit parts and circuit elements as well as the correct operation sequence as a whole.
  • the diagnostic device 97 can also prevent - for example in the case of an external fault, such as the short circuit at one of the inputs 22, 23 - switching on the switching device 20 according to the invention or the power MOSFETs 27, 28.
  • the output signal DG1 which is present at the output of the diagnostic device 97, signals to an external control unit whether the switching device 20 or the power MOSFET 27, 28 operated in switching-mode operation is working properly.
  • the communication of detailed information of the invention is also possible
  • Switching device 20 in case of failure possible, so as to simplify a repair of this circuit.
  • Transfer gate, the switching regulator, the control unit, the gate control devices, the current measuring devices, the voltage measuring device, etc. of course, be formed in a variety of different circuit variants, without departing from the basic principle of the present invention.
  • the subject matter of the invention is the provision of a circuit breaker which has a transfer gate which is extended by a switching regulator.
  • a switching regulator can here, as stated above, a common buck regulator can be used. Additionally or alternatively, here of course, other types of controllers, for example, an upward regulator, conceivable.
  • the invention is not limited to the specific components used. Rather, any number of other circuit examples can be given, for example, by exchanging the conductivity types N for P and vice versa.
  • the transistors do not necessarily have to be in the form of bipolar transistors or MOS transistors, but any other types of transistors, for example JFETs, thyristors, IGBTs or the like, can be used here or connected to one another.
  • the resistors, capacitors, coils, diodes can be replaced by any resistive elements, capacitive elements, inductive elements or rectifying elements.
  • the transistors can be replaced by any controlled switches or amplifying elements, depending on which operating modes they are to be operated.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltvorrichtung zum bidirektionalen Ladungsausgleich zwischen Energiespeichern , insbesondere zwischen kapazitiven Energiespeichern in einem Kraftfahrzeug-Bordnetzes mit integrierten Starter Generator, mit einem ersten Anschluss, der mit dem integrierten Starter Generator gekoppelt ist, mit einem zweiten Anschluss, der mit einer Energiequelle gekoppelt ist, mit einem steuerbaren Transfer-Gate, das einen zwischen dem ersten und zweiten Anschluss angeordneten, ersten laststromführenden Pfad aufweist, mit einem steuerbaren Schaltregler, der einen zwischen dem ersten und zweiten Anschluss und parallel zu dem ersten laststromführenden Pfad angeordneten, zweiten laststromführenden Pfad aufweist. Die Erfindung betrifft ferner ein Kraftfahrzeugbordnetzsystem mit einer solchen Schaltvorrichtung sowie eine Verwendung eines Schaltreglers in einem Transfer-Gate für eine solche Schaltvorrichtung.

Description

Beschreibung
Schaltvorrichtung zum bidirektionalen Ladungsausgleich zwischen Energiespeichern und Verfahren
Die Erfindung betrifft eine Schaltvorrichtung zum bidirektionalen Ladungsausgleic zwischen Energiespeichern, insbesondere zwischen kapazitiven Energiespeichern in einem Kraftfahrzeug-Bordnetzes mit integrierten Starter Generator . Die Er- findung betrifft ferner ein Kraft ahrzeugbordnetzsystem mit einer solchen Schaltvorrichtung, ein Verfahren zum Betreiben der Schaltvorrichtung sowie eine Verwendung eines Schaltreglers in einem Schalter.
Bisher verwenden Kraftfahrzeuge ein Bordnetzsystem mit einer Bordnetzspannung von 14 V, wodurch eine Ladespannung für den Akkumulator von 12 V realisierbar ist. Die Abgabeleistung ist dabei technisch sinnvoll auf maximal 2 KW begrenzt, da sonst zu große Bordnetzströme fließen würden. Bei einer 14 V Bord- netzSpannung kann der Startergenerator zwar die Brennkraftmaschine starten und die elektrischen Lasten während der Fahrt versorgen, für weitere Funktionen wie Boost (Beschleunigen) oder Rekuperation (regeneratives Bremsen) ist jedoch eine Leistung von mehr als 2 KW erforderlich. Diese Leistung kann nur mit einer höheren Bordnetzspannung und damit mit einer höheren elektrischen Leistung im Kraftfahrzeug erreicht werden. Daher sollen künftige Bordnetzsysteme mit einer höheren Bordnetzspannung von zum Beispiel 42 V (das entspricht einer Ladespannung des Akkumulators von 36 V) ausgestattet sein, so dass bei gleichem Strom etwa die dreifache Leistung verfügbar ist.
Als primäre Energiequelle wurden verschiedene Formen eines direkt an die Kurbelwelle angebauten Generators entwickelt, der - in Umkehrung seines Wirkungsprinzips - auch als Elektromotor und damit als Starter zur Unterstützung des Verbrennungsmotors verwendbar ist. Dieser Generator wird als integ- rierter Startergenerator (ISG) bezeichnet. Der ISG erlaubt im generatorischen Betrieb die Erzeugung elektrischer Leistung und. im motorischen Betrieb die Erzeugung mechanischer An- trάebsleistung. Neben der gegenüber bekannten 2 KW-Licht- maschxnen erheblich gesteigerten Leistung (etwa 6 KW bei ISG) und ergänzend zu seiner ursprünglichen Funktion wie Motor- start und Bordnetzversorgung weist ein ISG noch die folgenden zusätzlichen Funktionen:
- Boost (Beschleunigen) : DrehmomentunterStützung der Brennkraftmaschine während der Beschleunigungsphase des Kraftahrzeuges. Der ISG verfügt über ein maximales Drehmoment von etwa 200 Nm, was etwa dem Drehmoment einer 2 1 Brennkraftmaschine entspricht . Während des Boost-Vorganges wer- den zur Bereitstellung dieses Drehmomentes für ca. 10 - 15 Sekunden Ströme bis 270 A benötigt.
Rekuperation (regeneratives Bremsen) : Der ISG schöpft beim Bremsen des Kraf fahrzeuges Bewegungsenergie durch Stro- merzeugung ab. Dabei werden für bis zu 30 Sekunden Ströme bis zu 270 A erzeugt, die in Form von elektrischer Energie wieder gespeichert werden.
Stop and Go (Motorstillstand bei Fahrzeugstopp, schneller Start des Verbrennungsmotors beim Wiederanfahren) .
Modellrechnungen und Messungen an Versuchsfahrzeugen haben bei Verwendung eines ISG eine Kraftfahrstoffersparnis von über 20% im Stadtverkehr beziehungsweise einem entsprechenden Fahrzyklus bei Ausnutzung der obigen neuen Funktionen ergeben. Soll der ISG im Wesentlichen für die Kraftfahrstoffein- sparungsfunktion verwendet werden, muss das Kraftfahrzeug- bojrdnetzsystem in der Lage sein, kurzfristig eine erhebliche Leistung bereitzustellen oder wieder zu speichern. Bei Spit- zenströmen von 800 A handelt es sich hier um Leistungen im
Bereich von 10 KW. Herkömmliche 14 V Starterbatterien (Akkumulatoren) , wie auch zukünftige 42 V Starterbatterien sind allerdings nicht in der Lage, solche hohen Spitκenströme bereitzustellen beziehungsweise wieder aufzunehmen . Bei Verwendung von anderen Akkurαulatortypen, zum Beispiel Nickel- Kadmium-Batterien, Nickel-Metallhydrid-Batterien oder Li- thiu -Ionen-Batterien, könnten unter Umständen solch hohe
Spit zenströme aufgenommen werden . Allerdings erfüllen solche Batterietypen andere Anforderungen an das Bordnetz System, wie zum Beispiel eine hohe Zyklenfestigkeit, nicht oder nur mangelhaft . Insbesondere müssten heutige Batterietypen dazu aus- gelegt sein, 300 . 000 bis 500 . 000 Lade- und Entladezyklen, wie s ie für die Boost- und Rekuperation-Funktion des I SG typisch s ind, zu beherrschen . Mit heute bekannten Batterietypen (Akkumulatoren) für Kraftfahrzeuganwendungen lassen sich solch tiohe Zyklenwechsel nicht beherrschen .
Nur wenige Energiespeicher sind überhaupt in der Lage, die geforderten hohen Zyklenzahlen beziehungsweise den hohen Energiedurchsatz — bei 200.000 Boost-Vorgängen werden insgesamt ca. 12,6 MWh an Energie beziehungsweise ca. 180.000 Ah benötigt - bereitzustellen. Lediglich Doppelschichtkondensatoren (DLC = Double Layer Capacitor) haben sich aus einer Reihe von Gründen als geeignete Energiespeicher für die oben beschriebenen Kraf f hrsto einsparfunktionen herausgestellt. Doppelschichtkondensatoren sind in der Lage, die beim Boosten und Rekuperxeren umgesetzten hohen Energien zu speichern und wieder abzugeben. Auch sind die dabei auftretenden Ströme für die Funktion der Doppelschichtkondensatoren unproblematisch. Wegen ihres sehr hohen Wirkungsgrades ergibt sich auch eine sehr geringe Eigenerwärmung und damit eine hohe Lebenserwar- tung. Die begrenzte Energiespeiσherfähigkeit eines Doppelschichtkondensators macht allerdings einen zusätzlichen Akkumulator, beispielsweise einen einfachen Blei-Säure- Akku ulator erforderlich. Dieser Akkumulator wird jedoch durch die häufigen Zyklenweσhsel nicht zyklisch belastet, so dass eine relativ hohe Lebensdauer gemäß heutigem Standard zu erwarten ist. Ein Nachteil beim Einsatz von Doppelschichtkondensatoren als Energiespeicher besteht allerdings darin, dass ein Energieaustausch am Kondensator zwangsläufig auch mit einer Spannungsveränderung verbunden ist. Um 75% der Ladung zu bewegen, muss die Kondensatorspannung um 50% variiert werden. Für ein 42 V Bordnetz würde dies zum Beispiel eine Spannungsschwankung von 21 V bis 42 V im voll aufgeladenen Zustand bedeuten. Für ein Kraftfahrzeugbordnetzsystem ist eine solche Spannungsschwankung allerdings nicht akzeptabel, da hier eine möglichst stabile Spannung erforderlich ist. ,
In der WO 02/066192 AI ist ein Kraftfahrzeugbordnetz beschrieben, bei dem der ISG mit dem 42 V Bordnetz und dem Doppelschichtkondensator mittels mehrerer Leistungsschalter dy- namisch verbunden ist. Im normalen Fahrbetrieb verbinden diese als Leistungsschalter ausgebildeten VerbindungsSchalter den ISG und das 42 V Bordnetz miteinander. Lediglich während der Dauer der Kraf stoffeinsparfunktionen, die typischerweise bis maximal 10 Sekunden dauern kann, sind der ISG und der Doppelschichtkondensator miteinander verbunden. Auf diese
Weise kann gewährleistet werden, dass das 42 V Bordnetz und der Doppelschichtkondensator stets physikalisch getrennt, so dass unterschiedliche Spannungspotenziale hier auch keine Rolle spielen.
Bei der Realisierung der Verbindungsschalter zwischen ISG und 42 V Bordnetz beziehungsweise Doppelschichtkondensator liegt das Hauptaugenmerk vor allem auf dem kontrollierten Einschalten der VerbindungsSchalter, da mit einem Glättungskondensa- tor am ISG und der 42 V Batterie beziehungsweise mit dem
Glättungskondensator und dem Doppelschichtkondensator jeweils zwei sehr niederohmige Energiequellen miteinander verbunden werden. Um eine möglichst hohe Kraftfahrstoffeinsparf nktion zu realisieren, werden die Verbindungsschalter derart ange- steuert, dass ein erforderlicher Ladungsausgleich möglichst sehr gut kontrollierbar erfolgen kann. Das in der WO 02/066293 AI beschriebene Kraftfahrzeugbordnetz ist für eine optimale Kraftstoffeinsparfunktion ausgelegt. Bei vielen Anwendungen muss das Kraftfahrzeugbordnetz neben seinerr Kraftstoffeinsparfunktion - insbesondere der elektri- sehe Beschleunigungsunterstützung - zusätzlich auch anderen Anforderungen gerecht werden. So spielt in vielen Anwendungen, insbesondere bei höherpreisigen Kraftfahrzeugen, zusätzlich auch der Fahrkomfort eine besonders große Rolle. Es besteht somit der Bedarf, eine Synthese zwischen den beiden Anforderungen eines möglichst hohen Fahrkomforts als auch einer möglichst hohen Kraftstof einsparung zu finden.
A besten gelingt dies dadurch, dass die beim regenerativen Bremsen rückgewonnene und im Doppelschichtkondensator gespei- cherte Energie bedarfsweise dem 42 V Bordnetz direkt zugeführt wird. Allerdings ist dann der Doppelschichtkondensator nicht mehr von dem 42 V Bordnetz getrennt, sondern wäre— wenngleich auch nur kurze Zeit - direkt mit diesem verbunden. Dies sollte aber vermieden werden. Um einerseits eine physi- kaiische Trennung zwischen Doppelschichtkondensator und 42 V Bordnetz bereitzustellen und andererseits der Anforderung gerecht zu werden, bei Bedarf die gespeicherte Energie des Doppeischichtkondensators in das 42 V Bordnetz zurück zu speisen, ist eine Erweiterung der Funktionalität zumindest eines der VerbindungsSchalter zwischen ISG und 42 V Bordnetz beziehungsweise Doppelschichtkondensator erforderlich.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine möglichst einfache Umschaltvorrichtung anzugeben, die eine solche Einspeisung der vom Doppelschichtkondensator rückgewonnenen Energie in das Bordnetz ermöglicht und die dennoch eine physikalische Trennung zwischen Doppelschichtkondensator und Bordnetz ermöglicht.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch eine Schaltvorrichtung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst. Ferner ist ein Kraftfahrzeug-Bordnetz mit den mit den Merkmalen des Patentanspruchs 20 , ein Verfahren mit den Merkmalen des Patentanspruchs 26 und eine Verwendung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 37 vorgesehen .
Die der vorliegenden Erfindung zugrunde liegende Idee besteht darin, als Verbindungs Schalter zumindest ein Trans fer-Gate zu verwenden , welches eine erweiterte Funktionalität aufweist . Ein solches Transfer-Gate ist zwischen dem Kraftfahrzeugbordnetz und dem Doppelschichtkondensator und auch zwischen einem dieser Elemente und dem Starter-Generator angeordnet . Das Transfer-Gate bietet eine besonders effiziente Lösung zur Trennung des Kraftfahrzeugbordnetzes und des Doppel schicht- kondensators und zum Verbinden dieser Elemente mit dem Starter-Generator . Aufgrund der hohen Ströme besteht das Trans- fer-Gate aus einer Parallelschaltung aus j eweils zwei in Reihe geschalteten steuerbaren Leistungsschaltern . Deren Source- Änschlüsse sind j eweil s miteinander verbunden . Wesentlich ist hier , das s zumindest ein Zweig der parallel geschalteten Transistoren, also eine der Reihenschaltungen , als bidirekti- onal betreibbarer Schaltregler ausgebildet ist . Vorteilhafterweise ist dieser Schaltregler als Abwärtsregler ausgebildet . Die erweiterte Funktionalität des Transfer-Gates ergibt sich somit durch das Bereitstellen eines zusätzlichen Schalt- reglers , dessen Lastpfad parallel zu den Lastpfaden der Transfer-Gates angeordnet ist, sowie einer Ansteuerschaltung zur Ansteuerung des Transfer-Gates und des Schaltreglers .
Die Leistungs schalter der erfindungsgemäßen Schaltvorrichtung s ind vorteilhafterweise als Leistungs-MOSFET ausgebildet . Denkbar wären hier allerdings auch JFETs , Thyristoren , IGBTs oder dergleichen .
Das er indungsgemäße Transfer-Gate erlaubt nun einen Ladungsausgleich zwischen dem Zwisσhenkreiskondensator und dem Dop- pelschichtkondensator bzw . zwischen dem Zwischenkreiskonden- sator und der Batterie , der vorteilhafterweise mit einem optimalen Wirkungsgrad ausgestattet ist . Mittel s des erfin- dungsgemäßen Transfer-Gates lassen sich so Wirkungsgrade von typischerweise 85% realisieren. Mit bisherigen Anwendungen, zum Beispiel herkömmlichen Transfer-Gates ohne Schaltregler oder Leistungsschalter, lassen sich hingegen lediglich Wir- kungsgrade bis zu 50% realisiert, da etwa 50% der Ladungsdif- ferenz in den Verbindungsschaltern beziehungsweise im Leistungswiderstand in Wärme umgewandelt wurde .
Mittels der erfindungsgemäßen Schaltvorrichtung mit erweiter- ten Transfer-Gates ist zudem eine Entladung des Doppelschichtkondensators bis auf das Spannungsniveau des 42 V Bordnetzes möglich. Dies ist auch wünschenswert, um bei einer Brennkra tmaschine im Leerlauf die bei einem regenerativen Bremsen rückgewonnene Energie wieder in das Bordnetzsystem einz speisen zu können.
Vorteilhafterweise ist auch ein Nachladen des Doppelschicht- kondensators bis auf das Spannungsniveau des Bordnetzsystems möglich. Dies ist auch wünschenswert, um den beispielsweise nach mehrwöchigem Fahrzeugstillstand entladenen Doppelschichtkondensator wieder nachzuladen und mittels aufgeladenem Doppelschichtkondensator das Fahrzeug zu starten.
Die erfindungsgemäße Lösung ist auch insoweit ökonomisch, als sie einen Ladungsausgleich für Ströme von etwa 30 A bis ca.
100 A zulässt und bei eingeschaltetem Transfer-Gate Schalter- ströme bis ca. 1.000 A erlaubt. Die Leistungstransistoren des Schaltreglers bzw. des Transfer-Gates tragen dabei einen Teilstrom mit, so dass hier vorteilhafterweise eine Mehrfach- nutzung dieser Transistoren realisiert wird.
Vorzugsweise ist der Starter-Generator drehfest mit dem An- triebisstrang verbunden, er kann jedoch auch riemengetrieben sein. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den weiteren Unteransprüchen sowie der Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den schematischen Figuren der Zeichnung angegebenen Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt dabei:
Figur 1 ein Prinzipschaltbild eines erfindungsgemäßen Kraftfahrzeugbordnetzsystems, bei dem die Funktion eines Verbindungsschalters durch eine erfindungsgemäße Schaltvorrichtung mit erweitertem Transfer- Gate ersetzt ist;
Figur 2 anhand eines Schaltbildes ein vereinfachtes Ausführungsbeispiel eines durch einen Schaltregler erweiterten erfindungsgemäßen Transfer-Gates für eine erfindungsgemäße Schaltvorrichtung;
Figur 3 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltvorrichtung mit einem Transfer-Gate und einem Schaltregler aus Figur 2 sowie einer Ansteuerschaltung zu Ansteuerung des Schaltreglers und weiteren Funktionseinheiten;
Figur 4 ein detailliertes Schaltbild eines Trans er-Gates einer erfindungsgemäßen Schaltvorriσhtung mit Ladungspumpe und Ansteuerschaltung;
Figur 5 ein detailliertes Schaltbild eines Schaltreglers der erfindungsgemäßen Schaltvorrichtung;
Figur 6 die Anschlussbelegung eines als Messtransistor ausgebildeten Leistungs-MOSFETs für einen Schaltregler aus Figur 5; Figur 7 ein Schaltbild zur Darstellung der Hilfsspannungs- quelle zur Versorgung der Gate-Steuerschaltung des Schaltreglers aus Figur 5;
Figur 8 ein Schaltbild einer Gate-Steuerschaltung zur Steuerung des Schaltreglers aus Figur 5;
Figur 9 ein Schaltbild der Spannungsmesseinrichtung der erfindungsgemäßen Schaltvorrichtung mit Polaritätser- kennung und Absolutwertbildung;
Figur 10 ein Schaltbild für die Ablau Steuerschaltung der er indungsgemäßen Schaltvorrichtung .
In allen Figuren der Zeichnung sind gleiche beziehungsweise funktionsgleiche Elemente und Signale - sofern nichts anderes angegeben ist - mit denselben Bezugszeichen versehen worden.
Figur 1 zeigt ein Prinzipschaltbild eines erfindungsgemäßen Kraftfahrzeugbordnetzsystems, bei dem die Funktion eines Verbindungsschalters durch eine erfindungsgemäße Schaltvorrichtung mit erweitertem Transfer-Gate ersetzt ist.
Mit Bezugszeichen 1 ist in Figur 1 das Kraftfahrzeugbordnetz- System bezeichnet. Das Kra t ahrzeugbordnetzsystem 1 besteht aus einem integrierten Startergenerator 2 - nachfolgend als ISG bezeichnet -, der mechanisch mit einer Brennkraftmaschine 3 gekoppelt ist. Der ISG ist eine Asynchronmaschine die über einen bidirektional betreibbaren AC/DC-Wandler 4 und einen Zwischenkreiskondensator 5 mit einer Energieversorgung verbunden ist. Die Energieversorgung besteht zum einen aus einem Doppelschichtkondensator 6 - nachfolgend als DLC-Kondensator bezeichnet - und zum anderen aus einem Akkumulator 7, an dem eine Spannung von 36/42 V anliegt (Nennspannung 36 V, im voll geladenen Zustand 42 V) . Aus diesem Akkumulator 7 können
Verbraucher über einen Ausgang 8 direkt gespeist werden. Am Ausgang 8 liegt die besagte Spannung von 36/42 V an. Der DLC- Kondensator 6 ist über einen ersten Schalter 9 mit dem ISG 2 verbunden, der Akkumulator 7 ist über einen zweiten Schalter 10 mit dem ISG verbunden. Bei geeigneter Ansteuerung dieser steuerbaren Schalter 9, 10 ist eine im DLC-Kondensator 6 ge- speicherte Energie in den Akkumulator 7 einspeisbar.
Im normalen Fahrbetrieb wird der ISG 2 von der Brennkraftmaschine 3 angetrieben und arbeitet somit im Generatorbetrieb. Dabei lädt er die Energiespeicher mit Energie auf, was im normalen Fahrbetrieb mit geringer Leistung erfolgen kann. Im Rekuperationsbetrieb erfolgt diese Aufladung mit erhöhter Leistung, die der maximalen Leistungsabgabe des ISG 2 entspricht . Für einen 6-KW ISG 2 bedeutet dies einen maximalen Ladestrom von über 250 A.
Dieser grundsätzlich Aufbau eines solchen Kraftfahrzeug- Bordne zsystems mit ISG und Doppelschichtkondensator ist bereits in der eingangs erwähnten WO 02/066192 AI beschriebenen, welches hinsichtlich des allgemeinen Aufbaus und Funkti- onsweise eines Kraftfahrzeug-Bordnetzsystems, ISGs, Doppelschichtkondensators und der Schalter vollinhaltlich in die vorliegende Patentanmeldung mit einbezogen wird.
Erfindungsgemäß ist nun zumindest einer der gesteuerten Schalter 9, 10 als er indungsgemäße Schaltvorrichtung mit Transfer-Gate, Schaltregler und erweiterter Funktionalität ausgebildet. Die erfindungsgemaße Schaltvorrichtung hat somit zunächst die Funktion eines gesteuerten Schalters. Darüber hinaus wird — wie nachstehend noch sehr detailliert erläutert wird - mittels dieser Schaltvorrichtung der Sσhaltvorgang insbesondere hinsichtlich der über dem Schalter abfallenden Spannung geregelt, so dass die schaltbedingten Verluste gering bleiben bzw. ein konventioneller Energiefluss von Doppelschichtkondensator 6 zum Akkumulator 7 und umgekehrt mög- lieh ist. Figur 2 zeigt anhand eines Schaltbildes ein vereinfachtes Ausführungsbeispiel eines durch einen Schaltregler erweiterten erfindungsgemäßen Transfer-Gates für eine erfindungsgemäße Schaltvorrichtung.
Die mit Bezugszeichen 20 bezeichnete erfindungsgemäße Schaltvorrichtung enthält einen Schaltregler 21 sowie ein parallel dazu angeordnetes Transfer-Gate. Diese Parallelschaltung aus Schaltregler 21 und Transfer-Gate 29 ist zwischen einem ers- ten Anschluss 22 und einem zweiten Anschluss 23 angeordnet. Diese beiden Anschlüsse 22, 23 können je nach dem, in welche Richtung ein Strom geschaltet werden soll, sowohl als Ein- gangsanschluss oder als Ausgangsanschluss betrieben werden. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel wird der Anschluss 22 als Eingangsanschluss und der Anschluss 23 als Ausgangsanschluss betrieben.
Im Betrieb der erfindungsgemäßen Schaltvorrichtung 20 liegt an dem Eingangsanschluss 22 ein erstes Potenzial VI und an dem Ausgangsanschluss 23 ein zweites Potenzial V2 an, so dass zwischen den Anschlüssen 22, 23 und damit über der Schaltvorrichtung 20 die Differenzspannung Vdiff = V2 - VI anliegt.
Das erfindungsgemäße Transfer-Gate 20 besteht aus einer Pa- rallelschaltung von jeweils zwei in Reihe zueinander geschalteten Leistungs-MOSFETs Tl - T6. Ein solches Transistorpaar definiert einen Lastpfad, so dass das Transfer-Gate 29 aus der Parallelschaltung mehrerer solcher Lastpfade aufgebaut ist. Die beiden Leistungs-MOSFETs Tl - T6 eines jeweiligen Lastpfades sind über ihre Gate-Anschlüsse sowie ihre Source- Anschlüsse miteinander kurzgeschlossen. Die jeweiligen Drain- Anschlüsse der Leistungs-MOSFETs Tl - T6 sind entweder mit dem Eingangsanschluss 22 oder dem Ausgangsanschluss 23 verbunden. Die Reihenschaltung zweier Leistungs-MOSFETs Tl - T6 eines jeweiligen Lastpfades ergibt sich aus den entsprechenden, in Reihe zueinander angeordneten gesteuerten Strecken dieser Transistoren Tl - T6. Eine Reihenschaltung ist dadurch begründet, dass das Vorzeichen der Spannung am geöffneten Leistungs-MOSFET nicht definiert ist und die Substratdiode jeweils eines dieser Leistungs-MOSFETs Tl - T6 in Durchlassrichtung gepolt ist. Je nach Applikation und Bedarf können die drei parallel geschalteten Lastpfade des Transfer-Gates 29 an den Anschlüssen A - D durch weitere Stränge mit Leistungs-MOSFET-Paaren erweitert werden.
Der Schaltregler 21 besteht aus zwei Leistungstransistoren 27, 28, die über ihre Gate-Anschlüsse E, F angesteuert werden. Die genaue Ansteuerung dieser Leistungs-MOSFETs 27, 28 wird nachfolgend noch eingehend beschrieben. Die gesteuerten Strecken der Leistungs-MOSFETs 27, 28 sind über eine Drossel 24, beispielsweise eine Spule oder ein sonstiges induktives Element, miteinander gekoppelt. Die Sourceanschlüsse der
Transistoren 27, 28 sind ferner jeweils über eine Freilaufdi- ode 25, 26 mit einem Bezugspotenzial GND verbunden. Die drainseitigen Anschlüsse der Transistoren 27, 28 sind mit den Anschlüssen 22, 23 verbunden.
Figur 3 zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Sσhaltvorrrichtung mit einem Transfer-Gate und einem Schaltregler aus Figur 2 sowie einer Ansteuerschaltung zu Ansteuerung des Schaltreglers und Transfer-Gates und weiteren Funk- tionseinheiten.
Zentrales Element der erfindungsgemäßen Schaltvorrichtung 20 ist eine Steuereinrichtung 36, die der Steuerung bzw. Regelung der Funktion des Schaltreglers 21 dient und somit deren Sσhaltvojrgänge überwacht. Die Steuereinheit 36 kann beispielsweise als Programm gesteuerte Einrichtung, zum Beispiel als Mikrocontroller oder Mikroprozessor ausgebildet sein. Gesteuert durch ein externes Signal "On/Off" öffnet beziehungsweise schließt die Steuereinheit 36 die Verbindung zwi- sehen den Anschlüssen 22, 23. Als Antwort auf diese Signale "On/Off" liefert die Steuereinheit 36 das Signal "Switch ON" an eine <nicht dargestellte) externe Steuereinheit, wenn der geforderte Schaltzustand des Schaltreglers 21 erreicht ist Ferner erzeugt sie ein weiteres Signal "Diagnose", welches der Überwachung der Gesamtfunktion des Schaltreglers 21 dient. Dieses Signal "Diagnose" ist erweiterbar bis zur de- taillierten Fehleranalyse.
Der Schaltregler 21 besteht aus mehreren Funktionsgruppen, die zumeist symmetrisch zu der Induktivität 24 angeordnet sind. Dabei sind die Gate-Anschlüsse der Leistungs-MOSFETs 27, 28 mit Gate-Steuereinrichtungen 30, 31 verbunden. Zur Steuerung der Leistungs-MOSFETs 27, 28 werden diesen Gate- Steuereinrichtungen 30, 31 Steuersignale Ctrll, Ctrl2 von der Steuereinheit 36 zugeführt. Die Gate-Steuereinrichtung 30, 31 steuert in Abhängigkeit dieser Signale Ctrll, Ctrl2 die Leistungs-MOSFETs 27, 28 so an, dass jeweils einer dieser Leistungs-MOSFETs 27, 28 vom Takt der Signale Ctrll, Ctrl2 eingeschaltet beziehungsweise ausgeschaltet wird.
Die Leistungs-MOSFETs 27, 28 sind im vorliegenden Ausfüh- rungsbeispiel als N-Kanal-MOSFETs ausgebildet. Zum Einschalten der Transistoren 27, 28 wird also ein Gatepotenzial oberhalb eines Drain-Potenzials und damit oberhalb eines Potenzials eines über die Anschlüsse 22, 23 eingekoppelten Signals VI, V2 benötigt. Zu diesem Zwecke ist jeweils eine Hil sspan- nungsquelle 32, 33 für jeden Leistungs-MOSFETs 27, 28 vorgesehen, die mit den jeweiligen Gate-Steuereinrichtungen 30, 31 verbunden ist und die das jeweilige Gatepotenzial zur Ansteu- erung der Transistoren 27, 28 bereitstellt.
Ferner sind Strommesseinrichtungen 35, 36 vorgesehen, die mit den Substratanschlüssen sowie Source-Anschlüssen der Leistungs-MOSFETs 27, 28 verbunden sind und die dazu ausgelegt sind, einen Strom im Lastpfad dieser Leistungs-MOSFETs 27, 28 zu messen. Ausgehend davon erzeugen die Strommessein- richtung 35, 36 Strommesssignale CS1, CS2 (CS = Current
Sense) , die der Steuereinheit 36 zugeführt werden und die der Steuerung und Überwachung des Funktionsablauf s des Schaltreglers 21 dienen.
Ferner ist eine Spannungsmesseinrichtung 37 vorgesehen, die mit den Drain-Anschlüssen der Leistungs-MOSFETs 27, 28 verbunden ist. Die Spannungsmesseinrichtung 37 erfasst die Potenziale VI, V2 an den Anschlüssen 22, 23 und somit eine am Schaltregler 21 abfallende Differenzspannung Vdiff . Dabei detektiert die Spannungsmesseinrichtung 37 zum einen die Po- larität dieser Differenzspannung Vdiff und erzeugt abhängig davon das digitale Signal Vdiff1. Zum anderen erfasst die Spannungsmesseinrichtung 37 den Absolutwert dieser Differenzspannung Vdiff und gibt den Betrag diese DifferenzSpannung Vdiff als Masse-bezogenen Spannungswert Vdiff2 aus. Für die Funktion der Spannungsmesseinrichtung 37 ist noch eine Referenzspannung Vref erforderlich. Die von der Spannungsmesseinrichtung 37 ausgangsseitig bereitgestellten Signale Vdiffl, Vdiff2 werden der Steuereinheit 36 zu Steuer- und Überwachungszwecken zugeführt.
Die Schaltungsanordnung in Figur 3 weist ferner einen Funktionsblock 29 auf, der das eigentliche Transfer-Gate enthält. Das Transfer-Gate 29 ist parallel zu dem Schaltregler 21 angeordnet und somit zwischen dem Eingang 22 und dem Ausgang 23 geschaltet. Über ein Steuersignal TGon der Steuereinheit 36 ist das Transfer-Gate 29 ein- bzw. ausschaltbar.
Nachfolgend wird die Funktionsweise der in Figur 3 dargestellten erfindungsgemäßen Schaltvorrichtung 20 kurz erläu- tert.
Zunächst sei angenommen, dass die Schaltvorrichtung 20 offen ist, das heißt, das Signal "On/Off" weist einen niedrigen logischen Pegel auf. Ein Potenzial VI am Eingang 22 sei grö- ßer als das Potenzial V2 am Ausgang 23. Die Transistoren 27, 28 sowie eine Ladungspumpe zur Ansteuerung dieser Transistoren 27, 28 ist ausgeschaltet. Für den Einschaltvorgang der Schaltvorrichtung 20 erhält die Steuereinheit 36 nun ein Steuersignal zum Schließen der Schaltvorrichtung 20, beispielsweise indem das Signal "On/Off" auf einen hohen logischen Pegel gesetzt wird.
1. Einschaltvorgang:
In einem ersten Schritt wird mittels des Schaltreglers 21 die Potenzialdifferenz Vdiff zwischen Eingang 22 und Ausgang 23 ausgeglichen, bevor der Schaltregler 21 in einem zweiten Schritt vollständig geschlossen ist.
2. Vorbereitung:
Zunächst wird eine Spannungsdifferenz Vdiff2 und eine Span- nungspolarität Vdiff1 (Vdiff2 > 0, Vdiff1 = HIGH) über die
Spannungsmesseinrichtung 37 gemessen und in der Steuereinheit 36 ausgewertet.
3. In der Steuereinheit 36 erfolgen nun die folgenden Ent- Scheidungen: Die Spannungsdifferenz Vdiff2 ist größer als ein oberer Schwellenwert. Daraus folgt, dass ein Ladungsausgleich mittels eines Schaltreglerbetriebes erforderlich ist. Die Spannungsdifferenz Vdiffl weist eine positive Polari- tat auf;. Daraus folgt, dass der Transistor 27 als Schaltreglertransistor selektiert wird und der Transistor 28, der hier verpolt betrieben wird, statisch eingeschaltet wird. Ferner wird das Strommesssignal CS2 zur Strommessung selektiert. - Das Transfer-Gate 29 bleibt zunächst ausgeschaltet. Sollte die Steuereinheit 36 feststellen, dass die Spannungsdifferenz Vdiff2 kleiner als ein unterer Schwellenwert ist, so wird an dieser Stelle direkt zum nachstehenden Punkt 5. gesprungen.
4. Schaltreglerbetrieb: Beim Einschalten des Transistors 27 steigt der Strom durch die Induktivität 24 stetig an, so dass das Strommesssignal CS2, welches den sourceseitigen Strom des Transistors 28 und damit den Strom aus der Induktivität 24 abbildet, ebenfalls eine stetig wachsende Spannung aufweist. Das Strommesssignal CS2 wird gegen einen oberen Grenzwert überwacht. Erreicht der durch die gesteuerte Strecke des Transistors 27 und damit durch die Spule 24 fließende Laststrom den oberen Grenzwert, dann wird der Transistor 27 abgeschaltet. Zudem wird die Ein- schaltdauer des Transistors 27 mit einem zweiten oberen
Grenzwert verglichen. Der Laststrom durch die Induktivität 24 fließt nun durch die Freilaufdiode 25 weiter, wobei er dabei stetig sinkt. Das Strommesssignal CS2 wird nun gegen einen unteren Grenzwert des Laststromes überwacht. Erreicht der Laststrom den unteren Stromgrenzwert, dann wird der Transistor 27 wieder eingeschaltet. In der Induktivität 24 entsteht so ein dreieckförmiger Verlauf des Laststromes, der zwischen einem oberen und einem unteren Stromgrenzwert hin und her pendelt . Es ergibt sich somit ein Stromfluss vom Eingang 22 zum Ausgang der Schaltregleranordnung 21, der einen dreieck- förmigen Stromverlauf aufweist.
5. Übergang vom Schaltreglerbetrieb zum vollständigen Einschalten: Wird der Schaltregler 21 für längere Zeit im Schaltreglerbetrieb entsprechend Punkt . betrieben, dann wird dadurch bedingt die Differenzspannung Vdiff am Schaltregler 21 mit der Zeit abnehmen. Dadurch nimmt gleichzeitig die Ladezeit der Induktivität 24 zu. Erreicht oder überschreitet diese Lade- zeit einen oberen vorgegebenen Grenzwert, so kann davon ausgegangen werden, dass die Spannungsdifferenz Vdiff am Schaltregler 21 minimal ist. Nun kann das parallel zum Schaltregler angeordnete Transfer-Gate 29 gefahrlos geschlossen und damit eingeschaltet werden. Zu diesem Zwecke wird der Transistor 27 des Schaltreglers 21 nun dauerhaft eingeschaltet. Ebenso wird über das Signal TGon das Transfer-Gate 29 eingeschaltet, so dass die gesamte Schaltvorrichtung nun eingeschaltet ist. Die Steuereinheit 36 schaltet nun das Signal "Switch ON" von einem niedrigen logischen Pegel auf einen hohen logischen Pegel. Auf diese Weise wird der nun vorliegende eingeschaltete Schalterzustand der Schaltvorrichtung nach extern signali- siert.
Figur 4 zeigt anhand eines detaillierten Schaltbildes ein mit einer Ladungsjpumpe und Ansteuerschaltung ausgestattetes Transfer-Gate einer erfindungsgemäßen Schaltvorrichtung.
Das Transfer-Gate 29 weist im vorliegenden Ausführungsbeispiel genau drrei parallel geschaltete Stränge auf, wobei jeweils ein Strang zwei Leistungs-MOSFETs Tl - T6 aufweist. Das Transfer-Gate 29 weist im Wesentlichen den schaltungstechni- sehen Aufbau des anhand von Figur 2 beschriebenen Transfer- Gates auf.
Gate-Anschlüsse und Source-Anschlüsse der Transistoren Tl — T6 sind miteinander über eine Gate-Schutzbeschaltung 40 ge- koppelt. Die Gate-Schutzbeschaltung 40 enthält eine Parallelschaltung aus einem Kondensator Cl, einem Widerstand Rl sowie einer Zehnerdiode Dl. Diese Parallelschaltung schützt die Gate-Anschlüsse der Transistoren Tl - T6 einerseits vor einem negativen Gates-Potenzial und andererseits vor einer Überspan- nung, die die Gate-Anschlüsse zerstören könnte und damit die Transistoren Tl - T6 funktionsunfähig machen könnte.
Zur Ansteuerung des Transfer-Gates 29 ist ferner eine Ladungspumpe 41,. ein schaltbarer Oszillator 42 sowie eine Ab- schalteinrichtung 43 vorgesehen.
Der schaltbare Oszillator 42 enthält ein logisches Gatter 46 sowie einen Kondensator C6 und einen Rückkopplungswiderstand R6. Das logische Gatter 46 weist bei Einkopplung eines Ein- gangssignals ein Hysterese-behaftetes Schaltverhalten auf. Vorteilhafterweise ist das logische Gatter 46 als Schmitt- Trigger-Schaltung ausgebildet. Das logische Gatter 46 weist zwei Eingangsanschlüsse auf, wobei ein erster Eingangsanschluss mit dem Steueranschluss 45 zur Einkopplung des Steuersignals TGon verbunden ist. Der zweite Eingangsanschluss ist über den Kondensator C6 mit einem Versorgungsanschluss 39 für ein Versorgungspotenzial, beispielsweise der Bezugsmasse GND, verbunden. Zwischen dem zweiten Eingangsanschluss und dem Ausgang des logischen Gatters 46 ist ein Rückkopplungswiderstand R6 angeordnet.
Dem schaltbaren Oszillator 42 ist die Ladungspumpe 41 nachgeschaltet. Die Ladungspumpe 41 enthält einen Inverter 47, die Widerstände R4, R5, die Kondensatoren C2 - C5 und die Dioden D2 — D6. Die Ladungspumpe 41 besteht aus einem Entladepfad und einem Ladepfad. Der Ladepfad ist zwischen dem Ausgang des schaltbaren Oszillators 42 und den Steueranschlüssen der
Transistoren Tl - T6 des Transfer-Gates 29 angeordnet. Der Entladepffad ist zwischen den Source-Anschlüssen dieser Transistoren Tl — T6 und dem Ausgang des schaltbaren Oszillators 42 angeordnet. Der Ladepfad besteht aus dem Inverter 47, dem Widerstand R5 sowie der Parallelschaltung der Kondensatoren C3, C5, die insgesamt in Reihe geschaltet sind. Der Entladepfad besteht aus der Parallelschaltung der Kondensatoren C2, C4 und dem Widerstand R4, die zueinander in Reihe geschaltet sind. Zur Kopplung des Ladepfades und Entladepfades sind die Dioden D2 — D6 vorgesehen.
Die Abschalteinrichtung 43 enthält einen Inverter 48, die Transistoren T7, T8 und die Widerstände R2, R3. Der Inverter 48 ist eingangsseitig mit dem Anschluss 45 für das Steuersig- nal TGon verbunden. Ausgangsseitig ist der Inverter 48 mit dem Steueranschluss des Transistors T8 verbunden. Der Transistor T8 ist emitterseitig über den Widerstand R3 mit dem Versorgungsanschluss 39 verbunden. Kollektorseitig ist der Transistor T8 über den Widerstand R2 mit den Gate-Anschlüssen der Transistoren Tl - T6 verbunden. Ein Potenzial am Abgriff 49 zwischen dem Widerstand R2 und dem Kollektor des Transistors T8 dient der Ansteuerung des Transistors T7, dessen ge- steuerte Strecke zwischen den Gate-Anschlüssen und Source- Anschlüssen der Transistoren Tl - T6 angeordnet ist.
Nachfolgend sei die Funktionsweise der Schaltungsanordnung in Figur 4 kurz erläutert :
Die Polarität der am Transfer-Gate 29 abfallenden Differenzspannung Vdiff = V2 - VI ist Undefiniert. Aus diesem Grunde müssen jeweils zwei der Leistungs-MOSFETs Tl - T6 bezüglich derer gesteuerten Strecken in Reihe zueinander geschaltet werden, um eine Aktivierung der bei einem jeweiligen Leistungs- OSFET Tl — T6 inhärent vorhandene Body-Diode zu verhindern. Zur Erhöhung der Stromtragfähigkeit des Transfer- Gates 29 sind mehrere, im vorliegenden Beispiel drei Stränge, mit Transistorpaaren Tl - T6 parallel zueinander angeordnet, wobei jeder Strang dieser Parallelschaltung dann einen Teil des Gesamtstromes trägt. Auf diese Weise kann auf sehr einfache und preisgünstige Weise ein Transfer-Gate 29 bereitgestellt werden, welches in der Lage ist, sehr hohe Ströme im Bereich bis zu 1 kA zu schalten. Hierzu können vorteilhafterweise handelsübliche, preiswerte Transistoren Tl - T6 (Leistungs-MOSFETs) , die zum Beispiel auf 100 A ausgelegt sind, verwendet werden.
Da sowohl die Source-Anschlüsse als auch Gate-Anschlüsse dieser Leistungs-MOSFETs Tl - T6 parallel geschaltet sind, kann durch Anlegen einer ausreichend großen positiven Gate-Source- Spannung - typischerweise von etwa 10 - 15 V - das gesamte Transfer-Gate 29 eingeschaltet werden.
Das logische Gatter 46 weist vorteilhafterweise ein Hysterese behaftetes Schaltverhalten der Eingänge auf. Liegt zum Beispiel an dem ersten Eingangsanschluss des logischen Gatters 46 ein Steuersignal TGon an, welches einen hohen logischen Pegel aufweist, so entsteht am Ausgang des logischen Gatters 46 ein oszillierendes Signal, dessen Schwingungsperiode durch die Werte von Rückkopplungswiderstand R6 und Kondensator C6 bestimmt ist.
Dieses oszillierende Ausgangssignal Vos des schaltbaren Os- zillators 42 treibt den Inverter 47 derart, dass am Ausgang des Gatters 46 und am Ausgang des Inverters 47 nun zwei, um 180° Phasen verschobene Rechtecksignale Vos, Vos Λ vorhanden sind. Diese beiden Signale, Vos, Vos λ treiben nun - entkoppelt über die beiden Strombegrenzerwiderstände R4, R5 - die gegenphasig aufgebaute Ladungspumpe 41 an. Die Gegenphasig- keit begründet sich aus der Verwendung der Dioden D2 — D6. Mit jedem Takt des Oszillatorsignals Vos wird nun mittels der Kondensatoren C2 - C5 und der Dioden D2, D6 Ladung von der Versorgungsspannung - die typischerweise etwa 5 V beträgt - in den Ladekondensator Cl verschoben. An dem zwischen den
Gate-Anschlüssen und Source-Anschlüssen der Transistoren Tl - T6 angeordnete Ladekondensator Cl baut sich dadurch eine Spannung auf, durch welche die Transistoren Tl — T6 entsprechend eingeschaltet werden.
Die ausgewählte Realisierung der Ladungspumpe 41 erlaubt eine gleichspannungsmäßige Entkopplung der Eingangspotenziale der Ladungspumpe 41, das heißt der Signale Vos, Vos', und dem Ausgangspotenzial der Ladungspumpe 41, das heißt, dem Source- Potenzial der Transistoren Tl — T6.
Zusätzlich wird über das Steuersignal TGon und den Inverter 48 der Transistor T8 und damit der Transistor T7 geschaltet. Ist das Signal TGon auf einem niedrigem Potenzial, so ist der Transistor T8 eingeschaltet, während er bei einem hohem Potenzial ausgeschaltet ist. Dadurch bleibt der Transistor T8 bei aktivierter Ladungspumpe 41 ausgeschaltet. Wird die Ladungspumpe 41 durch einen Pegelwechsel des Signals TGon von einem hohen logischen Pegel auf einen niedrigen logischen Pegel ausgeschaltet, so wird der Transistor T8 eingeschaltet. Damit ist die Steuerspannung zwischen den Gate-Anschlüssen und Source-Anschlüssen der Transistoren Tl - T6 kurzgeschlos- sen, so dass diese Transistoren Tl — T6 ausgeschaltet werden. Auf diese Weise ist es möglich, das Transfer-Gate 29 sehr schnell auszuschalten, das heißt in den nicht leitenden Zustand zu steuern.
Figur 5 zeigt ein detailliertes Schaltbild eines Schaltreglers der erfindungsgemäßen Schaltvorrichtung aus Figur 3.
Der Schaltregler 21 enthält, wie bereits erwähnt, im Wesent- liehen die beiden Transistoren 27, 28 sowie die dazwischen angeordneten Freilaufdioden 25, 26 und die Induktivität 24. Wesentliches Element des Schaltreglers 21 ist dessen Ansteue- rung.
Der im Schaltregler 21 eingangsseitig angeordnete Transistor 27 bildet zusammen mit der Freilaufdiode 25 und der Induktivität 24 die Grundelemente eines bekannten Abwärtsreglers. Im Falle eines eingangsseitig über den Eingangsanschluss 22 eingekoppelten Signals ist demnach die Diode 26 inaktiv und der Transistor 28 statisch eingeschaltet. Wird nun der Transistor 27 über das Eingangssignal VI eingeschaltet, so steigt der Strom II durch die Induktivität 24 getrieben von der Spannungsdifferenz Vdiff = V2 - VI zwischen Eingang 22 und Ausgang 23 stetig an. Erreicht dieser Strom II einen vorbestimm- ten oberen Stromwert, dann schaltet der Transistor 27 aus und der Strom II durch die Induktivität 24 fließt nun durch die Freilaufdiode 25 weiter. Der Strom II sinkt dadurch solange ab, bis ein unterer Schwellwert erreicht wird. Zu diesem Zeitpunkt schaltet der Transistor 27 wieder ein und der Vor- gang beginnt erneut. In der Folge ergibt sich ein Stromfluss II vom Eingang 22 zum Ausgang 23.
Der Strom II, der durch die Induktivität 24 fließt, fließt lediglich während der Aufladephase auch durch den Transistor 27. In der Entladephase fließt der Strom II nicht über den Transistor 27, sondern über die Freilaufdiode 25. Zugleich fließt der Strom II in beiden Phasen, also in der Aufladepha- se als auch der Entladephase, durch den invers betriebenen, statisch eingeschalteten Transistor 28.
Im vorliegenden Ausführungsbeispiel sind die Transistoren 27, 28 als Leistungs-MOSFETs, insbesondere als N-Kanal Leistungs- MOSFETs, ausgebildet. Solche Leistung-MOSFETs bestehen typischerweise aus einer Vielzahl von Transistorzellen. Jede der Transistorzellen enthält dabei zumindest einen Einzeltransistor, wobei die stromführenden Lastpfade der verschiedenen Einzeltransistoren zueinander parallel geschaltet sind. Die
Parallelschaltung dieser Einzeltransistoren ergibt somit eine entsprechend der Anzahl der Transistorzellen signifikant höhere Stromtragfähigkeit.
Die Transistoren 27, 28 sind dabei vorzugsweise als so genannte Sense-MOSFETs 27, 28 ausgebildet. Figur 6 zeigt die Anschlussbelegung eines solchen als Sense-MOSFET ausgebildeten Transistors 27, 28, wobei die Anschlussbelegung der in Figur 5 entsprechen soll.
Ein solcher Sense-MOSFET 27 bietet neben seiner üblichen Funktion zusätzlich auch die Möglichkeit, einen Strom über seine gesteuerte Strecke zu messen. Ein Sense-MOSFET 27 weist - ähnlich wie ein herkömmlicher MOSFET - einen Gate-Anschluss G zur Steuerung des Stromflusses sowie einen Source-Anschluss S und einen Drain-Anschluss D, über die der gesteuerte Strom fließt, auf. Bei einem Sense-MOSFET ist darüber hinaus ein kleiner Anteil der Transistorzellen mit einem eigenen Anschluss CS (CS = Current Sense) versehen, so dass sich ein geringfügiger Anteil des sourceseitigen Laststromes II abgreifen lässt. Ein Potenzial am Anschluss KS (KS = Kelvin Source) bildet den Bezug der Strommessung. Über den Anschluss KS ist somit gewissermaßen im Stile einer Vierdrahtmessung ein Fehlereintrag durch einen Spannungsabfall, der im Wider- stand des Bond-Drahtes am Anschluss Sl auftritt, vermeidbar. Um eine möglichst hohe Messgenauigkeit zu realisieren, muss allerdings die Spannungsdifferenz zwischen den Anschlüssen CS und KS möglichst klein sein, idealerweise sehr viel kleiner als 100 mV. Dies setzt eine möglichst kleine EingangsImpedanz der StrommessSchaltung voraus, die mit einem Sense-MOSFET entsprechend Figur 6 auch gewährleistet ist.
Der besondere Vorteil bei Verwendung eines Sense-MOSFETs entsprechend Figur 6 — im Gegensatz zu einer Messung des Spannungsabfalls an einem Messwiderstand (Shunt-Widerstand) - besteht in der wesentlich geringeren Verlustleistung, da nur ein sehr kleiner Teil des Source-Stromes für die Messwertbildung herangezogen wird. Ein Sense-MOSFET weist typischerweise einige 10.000 - 100'.000 Transistorzellen auf. Für eine ausreichend repräsentative Strommessung reicht es hier vollständig aus, lediglich einige wenige dieser Transistorzellen für die Strommessung heranzuziehen.
Für die Strommessung an den Transistoren 27, 28 sind jeweils Strommesseinrichtungen 35, 36 vorgesehen. Die Strommesseinrichtung 35 enthält zwei Messpfade, die einerseits mit einem Versorgungsanschluss 39 mit dem Bezugspotenzial und die andererseits mit Messanschlüssen KS11, CSU des Sense-MOSFETs 27 verbunden sind. Der erste Strommesspfad besteht aus dem Widerstand Rll sowie den gesteuerten Strecken der Transistoren T51, T31, die zueinander in Reihe geschaltet sind und zwi- sehen dem Versorgungsanschluss 39 und dem Anschluss KS11 angeordnet sind. Der zweite Strommesspfad besteht aus dem Widerstand R21 sowie den gesteuerten Strecken der Transistoren T61, T41, die zwischen dem Versorgungsanschluss 39 und dem Anschluss CSU in Reihe angeordnet sind. Die Transistoren T51, T61 sowie die Transistoren T31, T41 sind jeweils in
Stromspiegelschaltung angeordnet, wobei jeweils die Transistoren T51 und T41 die Transistordiode der jeweiligen Stromspiegel T51, T61; T31, T41 bilden. Ein Abgriff zwischen dem Widerstand R21 und dem Transistor T61 bildet den Ausgangsan- schluss 50, an dem das Strommesssignal CS1 abgreifbar ist. Die Messung eines durch den Transistor 27 fließenden Laststromes erfolgt auf der Basis eines Bezugspotenzials KS11, welches - je nach Höhe der angelegten externen Potenziale VI, V2 an den Anschlüssen 22, 23 - zwischen einem Minimalwert und etwa 60 V schwankt. Zur besseren Weiterverarbeitung in der
Steuereinheit 30 erfolgt nun vorteilhafterweise eine Potenzialverschiebung des Strommesssignals CS1. Mittels der in jeder Strommesseinrichtung 35 angeordneten Stromspiegelschaltungen kann dies in besonders eleganter Weise realisiert werden. Dabei muss die EingangsImpedanz der Strommesseinrichtungen 35 beziehungsweise der Stromspiegelschaltungen möglichst niedrig sein, um ein geeignetes Strommesssignal vom Sense-MOSFET 27 abzugreifen. Mittels des Widerstandes R21 kann der gemessene Strom dann in ein zur Weiterverarbeitung günstiges Potenzial CS1 gewandelt werden, welches am Ausgang 50 als Strommesssignal CS1 abgreifbar ist.
Die Strommesseinrichtung 36 ist äquivalent zu der Strommesseinrichtung 35 aufgebaut. Zu beachten ist hier allerdings, dass der Transistor 28 invers betrieben wird und deshalb die Anschlüsse der Strommessschaltung am Transistor 28 gegenüber dem Normalbetrieb vertauscht sind.
Figur 7 zeigt das Schaltbild einer Hilfsspannungsquelle zur Versorgung der Gate-Steuereinrichtung aus Figur 3.
Die Hilfsspannungsquelle 32 weist einen Transistor T12, die Induktivität L12 und die Doppeldiode Dl2 auf, die in der Be- schaltung aus Figur 7 die Grundkomponenten eines Aufwärtsreg- lers bilden.
Wird der Transistor T12, bedingt durch ein hohes Potenzial am Emitter des Transistors T42 eingeschaltet, so fließt ein zunehmender Strom durch die Induktivität L12. Dieser Strom 112 fließt zugleich auch durch den Strommesswiderstand R12. Die daraus entstehende Spannung wird über den Widerstand R32 der Basis des Transistors T22 zugeleitet. Durch die Verbindung eines PNP-Bipolartransistors T22 mit einem NPN- Bipolartransistor T32 wird der Einfluss der Basis-Emitter- Diode des Transistors T32 weitestgehend kompensiert, so dass in Summe ein Transistor mit sehr geringer Basis-Emitter- Spannungsdifferenz entsteht. Diese in Kaskade geschalteten Transistoren T22, T32 bilden somit gewissermaßen einen "Su- pertransistor" .
Das Emitterpotenzial des Transistors T32 wird durch den Span- nungsteiler, bestehend aus den Widerständen R52, R62, auf einen oberen Schwellenwert festgelegt. Ist der Strom 112 durch den Transistor T12 nahe Null, so ist das Basispotenzial des "Supertransistors" T22, T32 ebenfalls Null und der Transistor T12 sperrt. Über den Widerstand R42 wird das Kollek- torpotenzial dieses "Supertransistors" T32, T22 auf etwa 5 V angehoben, mit der Folge, dass die Basisspannung des damit verbundenen Transistor T42 ebenfalls steigt. Die Emitterspannung des Transistors T42 steigt somit ebenfalls bis auf etwa 4,3 V an. Dieser Transistor T42 ist e itterseitig mit dem Steueranschluss des Transistors T12 gekoppelt. Der genannte Spannungswert von 4,3 V reicht aus, um den Transistor T12 einzuschalten. Mit steigendem Strom 112 durch die Elemente L12, T12, R12 steigt somit die über dem Widerstand R12 abfallende Spannung und somit auch die über dem Widerstand R32 abfallende Spannung zur Ansteuerung der Basis des "Supertransistors" T22, T32. Ist nun ein Wert erreicht, der dem am Emitter des Transistors T32 eingestellten oberen Schwellenwert entspricht, so schaltet der Transistor T32 ein, woraufhin sein Kollektorpotenzial sinkt. Als Folge davon sinkt auch die Emitterspannung des Transistors T42 und damit die Gate- Spannung des Transistors T12. Der Transistor T12 schaltet daraufhin aus. Getrieben durch die Induktionsspannung über der als Drossel fungierenden Spule L12 wird die Spannung am Drain-Anschluss des Transistors T12 nun ansteigen, bis die Doppeldiode Dl anfängt, Strom zu leiten. Die in der Induktivität L12 gespeicherte Energie entlädt sich nun über den Kon- densator C12 beziehungsweise bei einem Erreichen der Durchbruchsspannung der Zehnerdiode D22 über diese Diode D22.
Zugleich steigt das Potenzial am Mittelabgriff 70 der Doppel- diode D12 über das am Eingang 22 anliegende Potenzial VI, woraufhin der Transistor T52 leitend wird und ein durch den Widerstand R82 begrenzter Strom 122 über die gesteuerte Strecke des Transistors T52 fließt. Dieser Strom 122 erzeugt am Widerstand R32 einen Spannungsanstieg, der den Transistor T22, T32 einschaltet. Dadurch wird das Basispotenzial des
Transistors T42 auf einen niedrigen Wert gehalten und in Folge dessen bleibt der Transistor T12 ausgeschaltet.
Ist die Induktivität L12 nun vollständig entladen, bricht die Spannung über der Induktivität L12 zusammen. Der Transistor 52 sperrt ebenfalls und die Spannung am Widerstand R32 sinkt gegen Null. Dadurch schaltet der "Supertransistor" T22, T32 wiederum aus, woraufhin sein Kollektorpotenzial ansteigt. Die Emitterspannung des Transistors T42 steigt nun ebenfalls und der Transistor T12 wird wiederum eingeschaltet. Dadurch wird in der Induktivität L12 ein dreieckförmiger Strom erzeugt, der zwischen dem oberen Schwellenwert und Null hin und her pendelt. In der Ladephase entnimmt die Induktivität L12 Ladung aus dem am Eingang 22 anliegenden Potenzial VI und in der Entladephase wird diese Ladung an den Speicherkondensator C12 weitergegeben. Das dadurch entstehende Potenzial Vauxl ist am Ausgang 71 abgreifbar und versorgt die Gate- Steuereinrichtung 31 jeweils eines Leistungs-MOSFETs, im vorliegenden Fall des Leistungs-MOSFETs 27.
Figur 8 zeigt ein Schaltbild einer Gate-Steuereinrichtung 30 zur Steuerung des Schaltreglers aus Figur 3.
Über ein am Versorgungsanschluss 71 einkoppelbares, von der Hilfsspannungsquelle 32 erzeugtes Versorgungspotenzial Vauxl ist die Gate-Steuereinrichtung 30 mit einem Versorgungspotenzial Vauxl versorgbar. Die Gate-Steuereinrichtung 30 weist ferner einen weiteren Steueranschluss 72 auf, der mit der Steuereinrichtung 36 gekoppelt ist und über den ein Steuersignal Ctrll einkoppelbar ist. Über den Pegel dieses Signals Ctrll bestimmt die Steuereinheit 36 beziehungsweise die Gate- Steuereinrichtung 30 den Schaltzustand des Leistungs-MOSFETs 27. Weist das Steuersignal Ctrll einen niedrigen logischen Pegel (LOW) auf, so ist der Transistor T13 stromlos geschaltet. Der Transistor T23 ist dann ebenfalls ausgeschaltet, da seine Basis-Emitter-Spannung in diesem Falle Null ist. Der Widerstand R63 definiert das Basispotenzial des Transistors
T33 auf die Source-Spannung des Leistungs-MOSFETs 27, woraufhin der Transistor T33 durchschaltet und sich das Potenzial am Anschluss 74 dem Wert des Potenzials am Anschluss 73 weitgehend annähert. Der Anschluss 73 ist mit dem Source- Anschluss Sll, der Anschluss 74 mit dem Gate-Anschluss Gll des Leistungs-MOSFETs 27 verbunden. Als Folge ist die Gate- Source-Spannung des Leistungs-MOSFETs 27 annähernd Null, so dass dieser Leistungs-MOSFET 27 ausgeschaltet ist.
Springt das Steuersignal Ctrll am Steuereingang 72, gesteuert durch die Steuereinheit 36, auf einen hohen logischen Pegel (HIGH) , so wird der Transistor T13 leitend. Der Transistor T13 wirkt zusammen mit dem Widerstand R23 als Stromquelle, deren Wert im Wesentlichen durch den Pegel des Steuersignals Ctrll und den Wert des Widerstands R23 bestimmt ist. Der
Laststrom durch diesen Transistor T13 dient der Basisansteuerung des Transistors T23, der mittels den Widerständen R43, R53 und der Diode D13 als Stromspiegel konfiguriert ist. Der Stromfluss durch den Transistor T23 lädt nun über den An- schluss 74 die Gate-Kapazität des Leistungs-MOSFETs 27 auf. Dadurch steigt die Gate-Source-Spannung (Spannung zwischen den Anschlüssen 73, 74) des Leistungs-MOSFETs 27 und der Leistungs-MOSFET 27 wird letztlich eingeschaltet.
Springt das Steuersignal Ctrll auf einen niedrigen logischen Pegel, so schaltet der Transistor T13 aus, woraufhin der Transistor T23 ebenfalls stromlos wird. Der Transistor T33 wird nun über den Widerstand R63 leitend geschaltet, woraufhin die Gate-Source Spannung des MOS-Transistors 27 über den Transistor T33 und den Widerstand R73 auf annähernd 0 V gesteuert wird. Der Transistor T27 schaltet daraufhin aus.
In gleicher Weise wird der Leistungs-MOSFET 28 über eine äquivalent ausgebildete Gate-Steuereinrichtung 32 eingeschaltet beziehungsweise ausgeschaltet werden.
Figur 9 zeigt ein Schaltbild der Spannungsmesseinrichtung 37 aus Figur 3.
Die Spannungsmesseinrichtung 37 besteht im Wesentlichen aus einem ersten DifferenzVerstärker 80, einem Spannungskompara- tor 81, einem zweipoligen Umschalter Sla, Slb und einem zweiten Differenzverstärker 82.
Der erste Dif erenzverstärker 80 ist eingangsseitig über die Widerstände R110, R130 mit den Anschlüssen 22, 23 verbunden. Der erste Differenzverstärker 80 übersetzt somit die zwischen den Anschlüssen 22, 23 anliegende Differenzspannung Vdiff = V2 - VI auf eine Spannung bezüglich einer Referenzspannung Vref. Für den Fall, dass der erste Di erenzverstärker 80 mit einer Versorgungsspannung von 5 V versorgt wird, ist eine Referenzspannung Vref = 2,5 V vorteilhaft, da die gemessene Differenzspannung Vdiff sowohl positive als auch negative Polarität aufweisen kann. Nachfolgend sei eine positive Polarität der Dif erenzspannung Vdiff gegeben.
Die Spannungsdifferenz Vdiff zwischen den Anschlüssen 22, 23 wird in durch die Differenzverstärkeranordnung bestehend aus den Widerständen R110, R120, R130, R140 und dem ersten Differenzverstärker 80 erfasst und in eine auf eine vorgegebene Referenzspannung Vref bezogene Gleichspannung umgewandelt. Beträgt die Potenzialdi ferenz 0 V, so ist am Ausgang des Differenzverstärkers 80 eine Spannung Vref abgreifbar. Zu beachten ist ferner, dass die Eingangspotenziale VI, V2 unter Umständen relativ hohe Werte im Bereich von etwa 60 V aufweisen können, die Differenzspannung Vdiff = V2 - VI aber mit zunehmendem Ladungsausgleich relativ gering wird, zum Beispiel im Bereich von kleiner als 1 V. Aus diesem Grunde muss der erste Differenzverstärker 80 eine möglichst gute Gleichtaktunterdrückiung aufweisen .
Ein dem ersten Differenzverstärker 80 nachgeschalteter Span- nungsko parator 81 vergleicht nun die Ausgangsspannung des ersten Differenzverstärkers 80 mit dem Referenzpotenzial Vref. Abhängig davon, ob diese AusgangsSpannung größer oder kleiner als die Referenzspannung Vref ist, steuert der Span- nungsko parator 81 ausgangsseitig einen der beiden steuerba- ren Schalter Sla, Slb an. Die steuerbaren Schalter Sla, Slb sind miteinander geklöppelt und können beispielsweise als CMOS-Umschalter ausgebildet sein.
Durch dieses gesteuerte Umschalten der miteinander gekoppel- ten Schalter Sla, Slb wird ein nachgeschalteter, zweiter Differenzverstärker 82 stets mit einem Signal gleicher Polarität angesteuert. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel wird der zweite Differenzverstärker 82 stets mit einer positiven Eingangsspannung angesteuert. Der zweite Differenzverstärker 82 ist mit Widerständen R150, R160, R170, R180 beschaltet. Da das Bezugspotenzial GND des zweiten Differenzverstärkers 82 ein Massepotenzial GND ist (in Figur 9 nicht dargestellt) , erzeugt der zweite Differenzverstärker 82 somit den Absolutwert der eingangsseitig in die Spannungsmesseinrichtung 37 eingekoppelten Dif erenzspannung Vdiff bezogen auf die Bezugsmasse. Dieses ausgangsseitig am zweiten Differenzverstärker 82 anliegende Signal Vdiff2 ist am Ausgangsanschluss 83 abgreifbar und kann somit der Steuereinheit 36 zugeführt werden. Das Signal Vdiff2 bildet somit ein Spannungsmesssignal, welches den Absolutwert bzw. den Betrag der Differenzspannung Vdiff angibt. Das Ausgangssignal des Komparators 81 bildet gleichsam das Signal Vdiff1, welches am Ausgangsanschluss 84 abgreifbar ist und der Steuereinheit 36 der Differenzspannung Vdiff zugeleitet wird. Das Signal Vdiff1 bildet somit ein Spannungsmesssignal, welches die Polarität bzw. das Vorzeichen der Differenzspannung Vdiff angibt.
Figur 10 zeigt anhand eines Blockschaltbildes den Aufbau der Steuereinheit 36 für eine er indungsgemäße Schalteinrichtung.
Die Steuereinheit 36 besteht aus zwei Komparatoren 90, 91, einem Umschalter 92, zwei weiteren Komparatoren 93, 94, einem PWM-Generator 95 mit Zeitüberwachung, einer Logikeinheit 96 und einer Diagnoseeinheit 97.
Die Komparatoren 90, 91 vergleichen den Absolutwert der Differenzspannung Vdiff2 mit einem oberen Spannungswert Vol und einem unteren Spannungswert Vul und erzeugen daraus die beiden Logiksignale Vo2, Vu2, die der Logikeinheit 96 zugeführt werden. Ist das Potenzial Vdiff2 größer als Vol, so hat das Ausgangssignal Vo2 des Komparators 90 einen hohen logischen Pegel. Ist der Wert des Potenzials Vdiff2 kleiner als Vul, dann weist das Ausgangssignal Vu2 einen niedrigen logischen Pegel auf.
Dem Umschalter 92 werden eingangsseitig die Strommesssignale CSl, CS2 der Strommesseinrichtungen 35 , 36 zugeführt . Der Umschalter 92 wird ferner über ein Steuersignal SEL der Logikeinheit 96 angesteuert . Gesteuert von diesem Steuersignal SEL leitet der Umschalter 92 das Strommesssignal CSl oder das Strommesssignal CS2 den nachgeschalteten Komparatoren 93 , 94 zu .
Diese Komparatoren 93 , 94 sind als Stro komparatoren ausge- bildet . Der Komparator 93 vergleicht das eingangsseitig eingekoppelte Signal (CSl oder CΞ2 ) mit einem oberen Stromwert Io und erzeugt ausgangsseitig das Stromsignal Ima . Der Kom- parator 94 vergleicht das eingangsseitig eingekoppelte Signal (CSl oder CS2) mit einem unteren Stromwert Iu und erzeugt das Stromsignal Imin. Ist das Strommesssignal CSl bzw. CS2 größer als Io, so hat das Stromsignal Imax einen hohen logischen Pegel. Ist das Strommesssignal CSl bzw. CS2 kleiner als Iu, so hat das Stromsignal Imin einen niedrigen logischen Pegel. Die Signale Imax, Imin werden in einen den Komparatoren 93,
94 nachgeschalteten PWM-Generator 95 eingekoppelt.
Der PWM-Generator 95 erzeugt an seinem PWM-Ausgang ein Puls- weiten-moduliertes Signal PWMout in Abhängigkeit der Signalpegel der Signale Imax, Imin. Hat das Signal Imax einen hohen logischen Pegel, so liegt am PWM-Ausgang des PWM-Generators
95 ein Signal PWMout mit niedrigem logischen Pegel an. Dies ist das Signal dafür, dass der obere Stromwert Io überschritten wurde und der für den PWM-Betrieb selektierte Transistor 27, 28 ausgeschaltet werden muss. Der Signalpegel PWMout am PWM-Ausgang des PWM-Generators 95 bleibt so lange erhalten, bis der Pegel des Signals Imin von einem hohen logischen Pe- gel auf einen niedrigen logischen Pegel springt. Dieser Signalwechsel ist das Zeichen dafür, dass der untere Stromwert Iu unterschritten wurde und der für den PWM-Betrieb selektierte Transistor 27, 28 eingeschalten werden muss. Mit dem Pegelwechsel des Signals Imin von dem niedrigen logischen Pegel LOW auf den hohen logischen Pegel HIGH springt somit auch das Signal PWMout am PWM-Ausgang des PWM-Generators 95 wieder auf einen hohen logischen Pegel .
In einer Ausgestaltung weist der PWM-Generator 95 ferner eine Überwachungsschaltung auf, die die Einschaltdauer des Signals am PWM-Ausgang PWMout mit einem oberen Grenzwert vergleicht und bei Überschreiten dieses Grenzwertes ein Signal "Timeout" am Timeout-Ausgang des PWM-Generators 95 erzeugt. Dieses Signal "Timeout" wird in einen entsprechenden Timeout-Eingang der Logikeinheit 96 eingekoppelt. Die Logikeinheit 96 steuert den weiteren Funktionsablauf der Steuereinheit 36 anhand der beschriebenen Signale sowie basierend auf dem äußeren Signal "On/Off". Die Logikeinheit 96 erkennt anhand der Größe und des Vorzeichens der Differenzspannung Vdiff, ob der Leistungsschalter 27, 28 im Schaltreglerbetrieb betrieben werden muss. Ferner entscheidet die Logikeinheit 96, welcher der beiden Leistungstransistoren 27, 28 als Schaltreglertransistor angesteuert werden soll und welcher vollständig eingeschaltet wird.
In den vorstehenden Ausführungsbeispielen wurde j eweils davon ausgegangen, dass der Leistungstransistor 27 als Schaltregeltransistor betrieben wird und der Leistungstransistor 28 dann als statisch eingeschalteter Transistor fungiert . Ist die Spannungsdifferenz V-L - J negativ, so erfolgt der Betrieb dieser beiden Transistoren 27 , 28 umgekehrter Weise .
Die Logikeinheit 96 entscheidet, welches der beiden Strommesssignale CSl , CS2 verwendet werden soll und steuert den Umschalter 92 geeignet an . Die Logikeinheit 96 leitet das am PWM-Ausgang des PWM-Generators 95 abgreifbare Pulsweiten- modulierte Ausgangssignal PWMout über die Steuerausgänge Ctrll , Ctrl2 an den j eweiligen, als Schaltreglertransistor ausgewählten Leistungstransistor 27 , 28 weiter .
Die Logikeinheit 26 erkennt ferner aufgrund der Signale Vu2 beziehungsweise "Timeout", wann die Differenzspannung Vdiff klein genug ist beziehungsweise wann der Ladungsausgleich weit genug fortgeschritten ist, um ein gefahrloses Schließen des Schaltreglers 21 zu erlauben und somit das Transfer-Gate 29 einzuschalten. Anschließend signalisiert die Logikeinheit 96 einer in den Figuren der Zeichnung nicht dargestellten externen Steuereinheit den neuen Schaltzustand durch Pegelwechsel des Ausgangssignals "Switch ON" .
Figur 10 zeigt als Bestandteil der Steuereinheit 36 ferner eine Diagnoseeinrichtung 97, die allerdings nicht weiter aus- geführt ist, da hier bekannte Funktionsweisen verwendet werden können. Im Wesentlichen überwachen die Diagnoseeinrichtung 97 eine korrekte Funktion der oben beschriebenen Schaltungsteile und Schaltungselemente sowie den korrekten Funkti- onsablauf insgesamt. Die Diagnoseeinrichtung 97 kann auch - etwa im Falle eines externen Fehlers, wie dem Kurzschluss an einem der Eingänge 22, 23 - ein Einschalten der erfindungsgemäßen Schaltvorrichtung 20 bzw. der Leistungs-MOSFETs 27, 28 verhindern. Das am Ausgang der Diagnoseeinrichtung 97 anlie- gende AusgangsSignal DG1 signalisiert einer externen Steuereinheit, ob die Schaltvorrichtung 20 bzw. der im Schaltreglerbetrieb betriebene Leistungs-MOSFET 27, 28 ordnungsgemäß funktioniert. In einer erweiterten, nicht dargestellten Ausführungsform mit bidirektionalem Datenbus ist auch die Kommu- nikation von Detailinformationen der erfindungsgemäßen
Schaltvorrichtung 20 im Fehlerfall möglich, um so eine Reparatur dieser Schaltung zu vereinfachen.
Obgleich die vorliegende Erfindung vorstehend anhand eines konkreten bevorzugten Ausführungsbeispiels sehr detailliert beschrieben wurde, ist sie auf vielfältige Art und Weise veränderbar und modifizierbar.
So sei die Erfindung nicht auf die oben beschriebene, konkre- te Schaltungsimplementierung beschränkt. Vielmehr kann das
Transfer-Gate, der Schaltregler, die Steuereinheit, die Gate- Steuereinrichtungen, die Strommesseinrichtungen, die Spannungsmesseinrichtung, etc. selbstverständlich in einer Vielzahl unterschiedlicher Schaltungsvarianten ausgebildet sein, ohne vom grundsätzlichen Prinzip der vorliegenden Erfindung abzuweichen .
Gegenstand der Erfindung ist die Bereitstellung eines Leistungsschalters, welcher ein durch einen Schaltregler erwei- tertes Transfer-Gate aufweist. Als Schaltregler kann hier, wie vorstehend ausgeführt wurde, ein gängiger Abwärtsregler verwendet werden. Zusätzlich oder alternativ wären hier na- türlich auch andere Reglertypen, wir zum Beispiel ein Aufwärtsregler, denkbar .
So sei die Erfindung auch nicht auf die konkret verwendeten Bauelemente beschränkt . Vielmehr können beispielsweise durch Vertauschen der Leit ähigkeitstypen N gegen P und umgekehrt beliebig viele weitere Schaltungsbeispiele angegeben werden. Auch müssen nicht notwendigerweise die Transistoren als Bipo- lar-Transistoren beziehungsweise MOS-Transistoren ausgebildet sein, sondern es lassen sich hier beliebig andere Transistortypen, zum Beispiel JFETs, Thyristoren, IGBTs oder dergleichen einsetzen bzw. diese miteinander verbinden. Es versteht sich, dass die Widerstände, Kondensatoren, Spulen, Dioden durch beliebige resistive Elemente, kapazitive Elemente, in- duktive Elemente oder gleichrichtende Elemente ersetzt werden können. Darüber hinaus lassen sich die Transistoren durch beliebige gesteuerte Schalter oder verstärkende Elemente ersetzen, je nachdem in welchen Betriebsmodi diese betrieben werden sollen.
Auch sei die Erfindung nicht auf die konkreten Zahlenangaben beschränkt. Diese wurden lediglich dem besseren Verständnis wegen angegeben, sollen jedoch nicht die Erfindung dahingehend beschränken.

Claims

Patentansprüche
1. Schaltvorrichtung zum bidirektionalen Ladungsausgleich zwischen Energiespeichern (6, 7), insbesondere zwischen kapa- zitiven Energiespeichern (6, 7) in einem Kraftfahrzeug- Bordnetzes (1) mit integrierten Starter Generator (2) ,
mit einem ersten Anschluss (22) , der mit dem Starter Generator (2) gekoppelt ist,
mit einem zweiten Anschluss (23) , der mit einer Energiequelle (6, 7) gekoppelt ist,
mit einem steuerbaren Transfer-Gate (29) , das einen zwischen dem ersten und zweiten Anschluss (22, 23) angeordneten, ersten laststromführenden Pfad aufweist,
mit einem steuerbaren Schaltregler (21), der einen zwischen dem ersten und zweiten Anschluss (22, 23) und parallel zu dem ersten laststromführenden Pfad angeordneten, zweiten laststromführenden Pfad aufweist.
2 . Schaltvorrichtung nach Anspruch 1 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der Schaltregler (21) als Abwärtsregler ausgebildet ist.
3. Schaltvorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltregler (21) zumindest zwei steuerbare erste Schalter (27, 28) aufweist, die bezüglich ihrer gesteuerten Strecken in Reihe angeordnet sind, wobei zwischen einem jeweiligen ersten Lastanschluss (S) der ersten Schalter (27, 28) ein induktiver Energiespeicher (24) angeordnet ist und wobei ein jeweiliger Anschluss des induktiven Energiespei- chers (24) über jeweils eine Freilaufdiode (25, 26) mit einem Versorgungsanschluss (39) für ein Versorgungspotenzial (GND) verbunden ist.
4 . Schaltvorrichtung nach Anspruch 3 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die ersten Schalter (27, 28) als Strommesstransistoren, insbesondere als Sense-MOSFETs, ausgebildet sind.
5. Schaltvorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Transfer-Gate (29) eine Parallelschaltung aus steu- erbaren zweiten Schalter (Tl - T6) enthält, wobei jeweils zwei der zweiten Schalter (Tl — T6) bezüglich ihrer gesteuerten Strecken in Reihe zueinander angeordneten sind und jeweils einen Lastpfad definieren, wobei die Steueranschlüsse (G) der zweiten Schalter (Tl - T6) miteinander verbunden sind, wobei erste Lastanschlüsse (S) der zweiten Schalter (Tl - T6) miteinander verbunden sind und wobei zweite Lastanschlüsse (D) der zweiten Schalter (Tl - T6) entweder mit dem ersten Anschluss (22) oder dem zweiten Anschluss (23) verbunden sind.
6. Schaltvorrichtung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten und/oder die zweiten Schalter (27, 28; Tl - T6) als Leistungsschalter, insbesondere als Leistungs- MOSFETs, insbesondere als n-Kanal Leistungs-MOSFETs, ausgebildet sind.
7. Schaltvorrichtung nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten Lastanschlüsse (S) der ersten und/oder der zweiten Schalter (27, 28; Tl - T6) als Sourceanschlüsse (S) und deren zweite Lastanschlüsse (D) als Drainanschlüsse (D) ausgebildet sind.
8. Schaltvorrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass das Transfer-Gate (29) eine Gateschutzschaltung (40) aufweist, welche zwischen den Steueranschlüssen (G) und den ersten Lastanschlüssen (S) der zweiten Schalter (Tl - T6) angeordnet ist und welche die Steueranschlüsse (G) der zwei- ten Schalter <T1 - T6) vor einer Überspannung schützt.
9. Schaltvorrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 8, dadurch g ekennzeichnet, dass das Transfer-Gate (29) eine Abschaltvorrichtung (43) aufweist, welche zum Ausschalten des Transfer-Gates (29) die Steueranschlüsse (G) und die ersten Lastanschlüsse (S) der zweiten Schalter (Tl - T6) kurzschließt und damit die zweiten Schalter (Tl — T6) ausschaltet.
10. Schaltvorrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 9, dadurch g ekennzeichnet, dass zur Ansteuerung der zweiten Schalter (Tl - T6) ein schaltbarer Oszillator (42), insbesondere eine Schmitt- Trigger-Schaltung (42) , vorgesehen ist, dem eine Ladungspumpe (41) nachgeschaltet ist, welche die Steueranschlüsse (G) der zweiten Schalter (Tl - T6) mit einem Steuersignal ansteuert.
11. Schaltvorrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 10, dadurch g ekennzeichnet, dass zumindest eine Strommesseinrichtung (35, 36) vorgesehen ist, welche mit zumindest einem der ersten Schalter (27, 28) verbunden ist, welche ein vom Strom (II) durch den Lastpfad des jeweiligen ersten Schalters (27, 28) abgeleitetes Signal (KS11, KS22; CSU, CS22) abgreift und welche abhängig davon ein Strommesssignal (CSl, CS2) am Ausgang der Strommesseinrichtung (35, 36) bereitstellt.
12. Schaltvorrdchtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch g ekennzeichnet, dass eine AblaufSteuerschaltung (36) vorgesehen ist, welche die Funktion des Schaltreglers (21) und des Transfer-Gates (29) steuert.
13. SchaltVorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest eine Gatesteuerschaltung (30, 31) vorgesehen ist, die eingangsseitig mit der AblaufSteuerschaltung (36) verbunden ist und die abhängig von einem Steuersignal (Ctrll, Ctrl2) der AblaufSteuerschaltung (36) den Steueranschluss (S) zumindest eines ersten Schalters (27, 28) ansteuert.
14. Schaltvorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest eine Hilfsspannungsquelle (32, 33) vorgesehen ist, welche eingangsseitig mit einem jeweiligen ersten oder einem zweiten Anschluss (22, 23) verbunden ist, welche zwi- sehen einem ersten Versorgungsanschluss (39) mit einem ersten Versorgungspotenzial (GND) und einem zweiten Versorgungsanschluss mit einem zweiten Versorgungspotenzial (5V) angeordnet ist und welche ein Hil sversorgungspotenzial (Vauxl, Vaux2) zur Versorgung der Gatesteuerschaltung (30, 31) be- reitstellt.
15. Schaltvorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Spannungsmesseinrichtung (37) vorgesehen ist, die eingangsseitig mit dem ersten und dem zweiten Anschluss (22, 23) gekoppelt ist, die eine zwischen den Anschlüssen (22, 23) anliegende Differenzspannung (Vdiff) misst und die ein davon abgeleitetes Signal (Vdiff1, Vdiff2) ausgangsseitig bereitstellt.
1 6 . Schaltvorrichtung nach Anspruch 15 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Spannungsmesseinrichtung (37) einen ersten Ausgang
(83) aufweist, an dem ein vom Betrag der gemessenen Diffe- renzSpannung (Vdiff) abgeleitetes Signal (Vdif 2) abgreifbar ist, und die einen zweiten Ausgang (84) aufweist, an dem ein vom Vorzeichen der gemessenen Differenzspannung (Vdiff) abgeleitetes Signal (Vdiff 1) abgreifbar ist.
17. Schaltvorrichtung nach einem der Ansprüche 15 oder 16, dadu rch ge kennz e i chne t , dass die Spannungsmesseinrichtung (37) eingangsseitig einen Dif erenzverstärker (80) aufweist, der eine hohe Gleichtaktunterdrückung aufweist, dem eingangsseitig die Differenz Spannung (Vdiff) eingekoppelt wird, dem eine Komparator (81) nachgeschaltet ist, der das Ausgangssignal des Differenzverstärkers (80) mit einem Referenzpotential (Vref) vergleicht.
18. Schaltvorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 17, dadu r ch ge kenn z eichne t , dass die Ablauf steuerschaltung (36) eingangsseitig mit Ausgangsanschlüssen (83, 84) der Spannungsmesseinrichtung (37) und/oder der Strommesseinrichtung (35, 36) verbunden ist und eine Auswertung der gemessenen Ströme und Spannungen vornimmt .
19. Schaltvorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadu r ch gekenn z e i chne t , dass die Schaltvorrichtung (20) als integrierte Schaltvorrichtung (20) ausgebildet ist.
20. Kraftfahrzeug-Bordnetz (1)
mit zumindest zwei Energiespeichern (6, 7),
mit einem integrierten Starter Generator (2) , der mechanisch mit einer Brennkraftmaschine (3) gekoppelt ist, der in einem generatorischen Betrieb zumindest einen E- nergiespeicher (6, 7) auflädt und der in einem motorischen Betrieb mittels der in zumindest einem Energiespeicher (6, 7) gespeicherten Energie antreibbar ist,
mit einem zwischen den Energiespeichern (6, 7) einerseits und dem integrierten Starter Generator (2) andererseits angeordneten, bidirektional betreibbaren AC/DC-Wandler (4),
mit zumindest einer Schaltvorrichtung (20) nach einem der vorstehenden Ansprüche, die zwischen einem DC-Anschluss des AC/DC-Wandler (4) zumindest einem Energiespeicher angeordnet ist.
21. Kraftfahrzeug-Bordnetz nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Energiespeicher (6, 7) im Betrieb physikalisch voneinander getrennt sind.
22. Kraftfahrzeug-Bordnetz nach einem der Ansprüche 20 oder
21, dadurch gekennzeichnet, dass zur physikalischen Trennung der Energiespeicher (6, 7) zumindest eine Schaltvorrichtung (9, 10, 20) vorgesehen ist.
23. Kraft ah zeug-Bordnetz nach einem der Ansprüche 20 - 22, dadurch gekennzeichnet, dass ein erster Energiespeicher (7) als Akkumulator (7) und ein zweiter Energiespeicher (6) als Doppelschichtkondensator (6) ausgebildet ist.
24. Kraftfahrzeug-Bordnetz nach einem der Ansprüche 20 - 23, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltvorrichtung (20) zwischen dem Doppelschicht- Kondensator (6) und dem DC-Anschluss des AC/DC-Wandlers (4) angeordnet ist.
25. Kraftfahrzeug-Bordnetz nach einem der Ansprüche 20 - 24, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem DC-Anschluss des AC/DC-Wandlers (4) und der zumindest einen Schaltvorrichtung (20) ein Zwischenkreis- kondensator (5) zur Pufferung einer geschalteten Spannung vorgesehen ist.
26. Verfahren zum Betreiben einer Schaltvorrichtung (20) nach einem der Ansprüche 1 bis 19, mit den folgenden Verfahrensschritten:
(a) zunächst sind der Schaltregler (21) und das Transfer- Gate (29) geöffnet;
(b) ein erstes Potenzial (VI) an einem Eingang (22 der Schaltvorrichtung (20) ist größer als ein zweites Potenzial (V2) an einem Ausgang (23) der Schaltvorrichtung (20) ; (b) zum Schließen der Schaltvorrichtung (20) wird diese mit einem ersten Steuersignal (On/Off) beaufschlagt; (d) zur Reduzierung der über der Schaltvorrichtung (20) abfallenden Differenzspannung (Vdiff) wird der Schaltregler (21) zunächst in einem Schaltreglerbetrieb betrieben; (e) ist die Differenzspannung (Vdiff) weitgehend ausgegli- chen, dann wird der Schaltregler (21) vollständig geschlossen ist und das Transfer-Gate (29) wird eingeschaltet .
27. Verfahren nach Anspruch 26, dadur ch ge kenn z eichne t , dass die Differenzspannung (Vdiff) gemessen und ausgewertet wird.
28. Verfahren nach einem der Ansprüche 26 oder 27, dadur ch ge kenn ze i chne t , dass anhand der gemessenen Differenzspannung (Vdiff) ein erstes Spannungsmesssignal (Vdiff2) als Maß für den Betrag der Differenzspannung (Vdiff) und ein zweites Spannungsmesssignal (Vdiffl) als Maß für die Polarität der Differenzspannung (Vdiff) erzeugt wird.
29. Verfahren nach einem der Ansprüche 26 - 28, dadurch ge kennz eichnet , dass ein Ladungsausgleich zwischen dem Ausgang (23) und dem Eingang (22) durch Betreiben des Schaltreglers (22) im Schaltreglerbetrieb vorgenommen wird, sofern das erste Span- nungsmesssignal (Vdiff2) eine Spannungsdifferenz (Vdiff2) , die größer als ein oberer Schwellenwert ist, aufweist.
30. Verfahren nach einem der Ansprüche 26 - 29, dadurch ge kennz eichne t , dass der mit dem Eingang (22) gekoppelte Transistor (27) als Schaltreglertransistor (27) selektiert wird und der mit dem Ausgang (23) gekoppelte Transistor (28) statisch eingeschaltet betrieben wird, wenn das zweite Spannungsmesssignal (Vdiffl) eine positive Polarität der DifferenzSpannung (Vdiff) anzeigt.
31. Verfahren nach einem der Ansprüche 26 - 30, dadurch gekennz eichnet , dass im Schaltreglerbetrieb die Verfahrensschritte (aa) bis (ee) iterativ durchgeführt werden:
(aa) ein Laststrom (II) durch die gesteuerte Strecke des mit dem Eingang (22) verbundenen Transistors (27) und durch die Induktivität (24) wird gemessen; (bb) der gemessene Laststrom (II) wird gegen einen oberen Grenzwert (Io) hin überwacht;
(cc) der Transistor (27) wird abgeschaltet, sofern der Laststrom (II) den oberen Grenzwert (Io) übersteigt; (dd) der gemessene Laststrom (II) wird gegen einen unteren Grenzwert (Iu) überwacht; (ee) der Transistor (27) wird wieder eingeschaltet, sofern der Laststrom (II) den unter Grenzwert (Iu) unterschreitet.
32. Verfahren nach einem der Ansprüche 26 - 31, dadu r c h ge ke nn z e i chne t , dass der mit dem Eingang verbundene Transistor (27) des Schaltreglers (21) dauerhaft eingeschaltet wird und/oder das parallel zum Schaltregler (21) angeordnete Transfer-Gate (29) eingeschaltet wird, sofern das erste Spannungsmesssignal (Vdiff2) eine Spannungsdifferenz (Vdiff2) , die kleiner als ein unterer Schwellenwert ist, aufweist.
33. Verfahren nach einem der Ansprüche 26 - 32, dadu r c h ge ken n z e i chne t , dass der mit dem Eingang verbundene Transistor (27) des Schaltreglers (21) dauerhaft eingeschaltet wird und/oder das parallel zum Schaltregler (21) angeordnete Transfer-Gate (29) eingeschaltet wird, sofern eine Ladezeit der Induktivität (24) des Schaltreglers (21) im Schaltreglerbetrieb einen vorgegebenen zeitlichen Grenzwert überschreitet.
34. Verfahren nach einem der Ansprüche 26 - 33, dadu r ch ge ke nn z e i chn e t , dass anhand der gemessenen Differenzspannung (Vdiff) erkannt wird, wann die Di ferenzspannung (Vdiff) klein genug ist beziehungsweise wann der Ladungsausgleich zwischen Ausgang (23) und Eingang (22) weit genug fortgeschritten ist, um ein dauerhaftes Schließen des Schaltreglers (21) vorzunehmen und um das Transfer-Gate (29) einzuschalten.
35. Verfahren nach einem der Ansprüche 26 - 34, dadu r c h g e ke nn z e i chn e t , dass die Schaltungsteile der Schalteinrichtung (20) auf ihre korrekte Funktion hin und/oder auf Fehler im Funktionsablauf hin überwacht werden und dass im Falle eines detektierten Fehlers ein Einschalten der Schaltvorrichtung (20) nicht vor- genommen wird.
36. Verfahren nach einem der Ansprüche 26 - 35, dadurch gekennzeichnet, dass der jeweils aktuelle Schaltzustand der Schaltereinrichtung (20) mittels eines Statussignals an eine externe Steuereinheit übermittelt wird und dort angezeigt wird.
37. Verwendung eines Schaltreglers (21), insbesondere eines Abwärtsreglers, für einen steuerbaren Schalter (20) zum physikalischen Trennen und Schalten eines Akkumulator (7) und eines Doppelschichtkondensators (6) in einem Kraftfahrzeug- Bordnetznetz (1) mit integriertem Starter Generator (2) .
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