WO2006075733A1

WO2006075733A1 - 通信装置

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Publication number: WO2006075733A1
Application number: PCT/JP2006/300422
Authority: WO
Inventors: Shimpei To; Yasuhiro Hamaguchi; Hideo Nanba; Seiichi Sampei; Hiroshi Harada; Masafumi Moriyama
Original assignee: Osaka University NUC; National Institute of Information and Communications Technology; Sharp Corp
Current assignee: National Institute of Information and Communications Technology; Sharp Corp; University of Osaka NUC
Priority date: 2005-01-17
Filing date: 2006-01-16
Publication date: 2006-07-20
Anticipated expiration: 2007-07-17
Also published as: JP2011050061A; JP4615059B2; JP5236829B2; US8514962B2; EP1843499B1; US20130070867A1; US11283659B2; US8743993B2; JP2010022023A; JPWO2006075733A1; JP5330427B2; CN101860513A; US10833903B2; EP1843499A1; CN103236876B; JP2013048422A; US20160301553A1; US20140226564A1; JP4569929B2; US20100254497A1

Abstract

　複数のアンテナからの信号を受信する際における伝搬路推定の精度を向上させる。　基地局側送信装置は、プリアンブルA生成部010と、プリアンブルB生成部011と、位相回転部012、013と、マルチプレックス部014、015と、誤り訂正符号部016と、S/P変換部017と、マッピング部018と、切り替えスイッチ019と、IDFT部(IFFTでも良い。)020、026と、P/S変換部021、027と、GI(Guard Interval)挿入部022、028と、D/A変換部023、029と、無線送信部024、030と、アンテナ部025、031と、を有している。プリアンブルA生成部010と、プリアンブルB生成部011と、では、それぞれプリアンブルAとプリアンブルB(図１のパケットフォーマット参照)が生成され、プリアンブルAはマルチプレックス部014、015に出力され、プリアンブルBは位相回転部012、013に出力される。プリアンブルBが入力された位相回転部012、013では、プリアンブルBの各サブキャリアに対して連続的な位相回転が与えられる。本実施の形態による基地局側送信装置では、位相回転部012では位相回転を与えず、位相回転部013においてのみプリアンブルBに位相回転を与える。

Description

明細書

通信装置

技術分野

[0001] 本発明は、通信装置に関し、特に、複数のアンテナを備える無線送信装置及び、かかる無線送信装置からの信号を受信する無線受信装置に関する。

背景技術

[0002] 近年、通信容量の増大に伴い、無線通信システムにおけるデータ伝送の高速ィ匕を求めるユーザが増えて、る。データ伝送の高速化 ·大容量化が実現可能な通信方式の 1つとして OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)に代表されるマノレチキャリア伝送方式が注目されている。 OFDMは、 5GHz帯の無線システムである IEE E802.1 laや地上ディジタル放送で用いられて!/、る方式であり、理論上干渉の起こらない最小となる周波数間隔に数十力数千のキャリアを並べて同時に通信する方式である。通常、 OFDMにおいてこのキャリアをサブキャリアと呼び、各サブキャリアを PS K、 QAM等のディジタル変調して通信を行なう。さらに、 OFDMと誤り訂正方式とを組み合わせることにより、周波数選択性フェージングに対して強い耐性が得られることが知られている。

[0003] ここで、 IEEE802.11aにおけるデータパケットの構成について図 1を参照しつつ説明する。図 1に示すように、 IEEE802.11aにおいて用いられるデータパケットは、プリアンブル A、 Bと、データ信号と、力構成される。このプリアンブル Aは、 OFDMのシンポル同期や周波数同期に用いられ、プリアンブル Bはアンテナ識別や伝搬路推定に用いられる。これら 2つのプリアンブルは、いずれも予め決められた信号であり、受信側にお、ても既知の信号である。

[0004] 次に、 OFDM変復調回路の構成例を、それぞれ図 12、図 13に示す。但し、使用されるサブキャリア数を Nとして、る。

[0005] 図 12は一般的な OFDM変調回路の機能ブロック図である。図 12において、符号 10 00は誤り訂正符号部であり、符号 1001はシリアル/パラレル変換部（S/P変換部）であり、符号 1002はマッピング部であり、符号 1003は IDFT (逆離散フーリエ変換: Inverse Discrete Fourier Transform)部であり、符号 1004はパラレル/シリアル（P/S変換部）であり、符号 1005はプリアンブル A生成部であり、符号 1006はプリアンブル B生成部であり、符号 1007はマルチプレックス部であり、符号 1008はガードインターバル揷入部であり、符号 1009はディジタル/アナログ変換部（D/A変換部）であり、符号 1010は無線送信部であり、符号 1011はアンテナである。

[0006] 送信される情報データは、誤り訂正符号部 1000において、誤り訂正符号化が施される。次いで、 S/P変換部 1001において、各キャリアの変調に必要となるデータ分シリアル/パラレル変換され、マッピング部 1002において各キャリアに変調が施される。その後、 IDFT部 1003において IDFTが施される。ここでは OFDMの変調に IDFTを使用する例を示したが、一般の回路ではポイント数を 2ⁿの形式にし、高速逆フーリエ変換 (IFFT: Inverse Fast Fourier Transform)を使用することが多ぐ N波の OFDM信号を生成する場合には、通常、 N以上で Nに最も近い 2ⁿの値が IFFTのポイント数として用いられる。

[0007] IDFT後、 P/S変換部 1004においてシリアルデータに変換された後、マルチプレックス部 1007においてプリアンブル A及びプリアンブル Bと時間多重され、図 1に示すパケット構成となる。そして、 GI (ガードインターバル)揷入部 1008において、ガードインタ一バルが挿入される。ガードインターバルは OFDM信号を受信する際、シンボル間干渉を低減させるために挿入される。さらに、データは D/A変換部 1009でアナログ信号に変換された後、無線送信部 1010において送信するべき周波数に変換された後、ァンテナ 101はりパケットが送信される。

[0008] 図 13は OFDMの復調回路の構成例を示す機能ブロック図である。図 13に示すように、受信機側では、基本的に送信処理と逆の処理が行なわれる。図 13において、符号 1020はアンテナ、符号 1021は無線受信部、符号 1022は A/D (アナログ/ディジタル）変換部、符号 1023は同期部、符号 1024は GI除去部、符号 1025は S/P変換部、符号 1 026は DFT (離散フーリエ変換： Discrete Fourier Transform)部、符号 1027は切り替えスィッチ、符号 1028はプリアンブル乗算部、符号 1029、 1030は乗算部、符号 1031はデマッピング部、符号 1032は P/S変換部、符号 1033は誤り訂正復号部である。但し、前述のように、通常、復調回路においても DFTではなく FFTが用いられることが多い。 [0009] アンテナ部 1020で受信された電波は、無線受信部 1021において A/D変換が可能な周波数帯域へ周波数変換される。 A/D変換部 1022にお、てディジタル信号に変換されたデータは、同期部 1023にお!/、てプリアンブル Aを利用した OFDMシンボル同期が取られ、 GI除去部 1024においてガードインターバルが除去される。その後、 S/P 変換部 1025においてパラレル変換される。そして、 DFT部 1026における DFTの後、切り替えスィッチ 1027によって、 DFT後の受信プリアンブル Bはプリアンブル乗算部 1028 へ送られ、 DFT後の受信データ信号は乗算部 1029に送られる。プリアンブル乗算部 1 028では、受信されたプリアンブル Bの複素共役と送信側で用いられたプリアンブル B が乗算 (周波数領域において乗算)され、伝搬路の推定が行なわれる。ここで、既知の信号であるプリアンブル (プリアンブル B)を用いた伝搬路推定及び伝搬路補償について数式を用いて簡単に説明する。まず、送信側で用いられたプリアンブルを p (f)、情報信号を s (f)とする。ここでは、これらは周波数領域の信号として表現している。また、プリアンブルや情報信号が送信された後、伝搬路で受ける変動を c (f)とする場合、受信プリアンブル p ' (f)及び受信情報信号 s ' (f)はそれぞれ以下の式で表される。ここで c (f)は、サブキャリア毎に異なる振幅変動及び位相回転を与える複素関数である。

式 1

[0010] p' (f) = c(f) p(f) (1)

s'(f) ^= c(f) x s(f) (2) 但し、ここでは簡単のため受信機内熱雑音は考慮していない。これらの受信信号に対して、先程述べたように、まず、プリアンブル乗算部 1028にて p ' (f)の複素共役を取り、送信側で用いられたプリアンブル p (f)との乗算が行われる。これを式 (3)に表す

式 2

[0011]

*(/) Pif) = c * (f) x p * (f) p(f) =

(3) このプリアンブル乗算部 1028の出力 (式 (3))は、乗算部 1029及び乗算部 1030へ送られ、それぞれ受信データ信号及び受信プリアンブルとの乗算が行われる。乗算部 10 29の出力を式 (4)に、乗算部 1030の出力を式 (5)に示す。

式 3

式 (4)に示すように、受信情報信号にプリアンブル乗算部 1028の出力を乗算することにより、伝搬路変動 c (f)による位相回転の影響が補償され、送信信号 s (f)と等しい位相を有する信号が得られる。そして、このように得られた乗算部 1029及び乗算部 10 30の出力 (式 (4)及び式 (5》はデマッピング部 1031に入力され、式 (5)に示す伝搬路補償後のプリアンブルを基準として情報信号のデマッピングがサブキャリア毎に行われる。その後、必要なデータが P/S変換部 1032においてシリアルイ匕され、誤り訂正復号部 1033において、誤り訂正が行なわれ、送信データが復号される。

[0013] また、 OFDMの高速化'高品質ィ匕を目指した方式のひとつとして、非特許文献 1に記載の方式がある。通常、 OFDMの各サブキャリアには異なる情報ビットが割り当てられることとなるが、非特許文献 1では、全てのサブキャリアに同一の情報ビットを割り当てる方式が用いられる。このように全てのサブキャリアに同一の情報ビットを割り当てつつ高い伝送速度を維持するために、非特許文献 1では、情報ビット毎に異なる位相回転量を設定し、設定した位相回転をサブキャリアに与えることにより、異なる情報ビットを同一のサブキャリアに割り当て伝送を行うことを可能としている。

[0014] ここで、非特許文献 1に示されている送信機構成の一部を図 14に示す。図 14に示すように、非特許文献 1における送信装置では、マッピング部 1050によってマッピングされた情報ビット (非特許文献 1では BPSK変調を対象としている)が、コピー部 1051にお、てサブキャリア数分 (ここではサブキャリア数を Nとして、る)だけコピーされ、サブキャリア変調'位相回転部 1052へ入力される。このサブキャリア変調'位相回転部 105 2では、図 14に示すように、全てのサブキャリアに情報ビットが割り当てられ、情報ビット毎に設定された位相回転が各サブキャリアに与えられる。この時、 k番目の情報ビットの 1番目のサブキャリアに与えられる位相回転は 0、 n番目のサブキャリアに与えられる位相回転は (n— 1) Δ Θ というように、隣り合うサブキャリア間で連続する位相回転

k

を与えている。非特許文献 1では、このように位相回転が加えられたサブキャリアを全て加算し、さらに全情報ビットのサブキャリア変調部 ·位相回転部の出力を加算器 105 3において加算している。受信装置では、送信装置において与えられた位相回転の複素共役を乗算することにより、位相回転を補償し情報データの復元を行っている。非特許文献 1では、このような構成とすることにより、通常の OFDMと比較して受信特性が向上し高、伝送速度が確保できることが示されて、る。

非特許文献 1：「D. A. Wiegandt, Z. Wu, C. R. Nassar, "High-throughput, high- perf ormance OFDM via pseudo-orthogonal carrier interferometry spreading codes", IEE E Transactions on Communications, vol. 51, no. 7, Jul. 2003, pp. 1123—1134.」発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0015] 複数のアンテナから同時に異なるマルチキャリア信号を送信する場合や、隣り合うセルで同一周波数帯域を用いる OFDMセルラシステムにお!/、て、セルエッジ付近に位置する端末がダウンリンク伝送を受信する場合には、受信側では複数の異なるマルチキャリア信号が混在するため、それぞれの信号が互いに干渉し合うこととなる。このような場合には、受信信号がいずれのアンテナ力送信された信号である力、または、いずれの基地局から送信された信号であるかを識別することが非常に困難となり、伝搬路推定精度が著しく劣化するという問題があった。

[0016] 本発明は、複数のアンテナ力の信号を受信する際における伝搬路推定の精度を向上させることを目的とする。

課題を解決するための手段

[0017] 本発明による無線通信技術では、複数のアンテナから同時に送信するシンボルに、アンテナ毎に異なる位相回転を与えることにより、各アンテナから送信された信号の遅延プロファイルを受信側で分離して算出する。すなわち、複数のアンテナまたはセル毎に異なる位相回転を施したプリアンブルを送信することにより、受信側で各アンテナまたは各セル力到来する信号の遅延プロファイルを分離し、送信アンテナや送信元基地局の識別並びに伝搬路推定を行う。また、分離する遅延プロファイル数が多い場合には、異なるプリアンブルパターンを併用することにより、遅延プロファイルを高精度に分離することを実現する。

[0018] 特に、 1つの送信装置に複数のアンテナを備える場合に適用でき、送信ダイバーシチにおける送信アンテナの選択が可能である。また、 MIMO (Multi Input Multi Output)システムにおける送信アンテナ数の決定が可能である。

[0019] さらに、複数の送信装置からの信号を受信する場合にも適用できる。この際には、複数の基地局力もの信号を受信する場合の基地局識別に利用できる。さらに、時間シフトと符号による遅延プロファイル分離を併用することができる。すなわち、基地局識別は符号、基地局内の複数のアンテナの識別には時間シフトを利用することができる。

発明の効果

[0020] 本発明を用いることにより、複数の基地局力同時に送信された OFDM信号を分離'識別し、希望信号の伝搬路推定を高精度に行うことが可能となる。また、通信開始時及びノ、ンドオーバ時に接続すべき基地局の信号検出を高精度に行うことができる。さらに、隣接する複数基地局力も同一データを送信することによりサイトダイバーシチを行うことが容易となり、セル境界付近に位置する端末における受信特性の向上を図ることができる。また、各基地局にそれぞれ複数の送信アンテナが備えられる場合には、伝搬路推定用信号として基地局固有の系列を用い、この伝搬路推定用信号に送信アンテナ毎に異なる位相回転を与えて送信することにより、分離すべき信号が多数存在する状況においても希望信号の伝搬路推定を高精度に行うことができる

[0021] さらに、本発明を用いることにより、複数の送信アンテナを備えた送信装置において選択送信ダイバーシチ伝送や MIMO伝送を行う際に、伝搬路状況に応じた適切な送信アンテナ又は送信アンテナ数を選択することができる。図面の簡単な説明

[0022] [図 1]本発明の実施の形態による無線通信技術において対象となるパケットフォーマット例を示す図である。

[図 2]本発明の第 1の実施の形態による無線通信装置のうち基地局側送信装置の構成例を示す図である。

[図 3]本発明の第 1の実施の形態による端末側受信機の構成例を示す図である。

[図 4]本発明の第 1の実施の形態による無線通信技術により得られる遅延プロフアイルの例を示す図である。図 4(a)は、送信アンテナ X及び送信アンテナ Yから送信されるプリアンブルに位相回転が施されな力つた場合に、受信側にぉ、て得られる遅延プロファイルを示す図である。図 4(b)は、送信アンテナ Yから送信されるプリアンブルに位相回転が施された場合の遅延プロファイルを示す図である。

[図 5]本発明の第 3の実施の形態による無線通信技術の対象となるセル配置例を図である。

[図 6]本発明の第 3の実施の形態による基地局側送信装置の構成例を示す図である

[図 7]本発明の第 3の実施の形態による端末側受信装置の構成例を示す機能ブロック図である。

[図 8]本発明の第 4の実施の形態による無線通信技術の前提となる分離すべき遅延プロファイル数が多い場合の問題点を示す図である。

[図 9]本発明の第 2の実施の形態による送信装置の一構成例を示す図である。

[図 10]本発明の第 2の実施の形態による受信装置の一構成例を示す図である。

[図 11]本発明の第 2の実施の形態による送受信処理の流れを示す図である。

[図 12]—般的な OFDM変調回路の構成例を示す機能ブロック図である。

[図 13]—般的な OFDM復調回路の構成例を示す機能ブロック図である。

[図 14]非特許文献 1に記載の送信装置の構成例を示す機能ブロック図である。

符号の説明

[0023] 010…プリアンブル A生成部、 011…プリアンブル B生成部、 012、 013…位相回転部、 0 14、 015…マルチプレックス部、 016…誤り訂正符号部、 017 .S/P変換部、 018…マツビング部、 019…切り替えスィッチ、 020、 026- IDFT部、 021、 027…！ VS変換部、 022、 028〜GI(Guard Interval)揷入部、 023、 029—D/A変換部、 024、 030…無線送信部、 0 25、 031…アンテナ部、 040…アンテナ部、 041 · · ·無線受信部、 042—A/D変換部、 043 …同期部、 044—GI除去部、 045 .S/P変換部、 046、 052. DFT部、 047…切り替えスイッチ、 048…プリアンブル乗算部、 049—IDFT部、 050…遅延プロファイル電力測定部、 051 · · ·時間フィルタ、 053· · ·伝搬路補償 'デマッピング部、 054…！ VS変換部、 055 …誤り訂正復号部。

発明を実施するための最良の形態

[0024] 本発明は、マルチキャリア伝送に用いる各サブキャリアに連続的な位相回転を与えることにより時間領域における信号を時間シフトできるという性質を用いて、複数のァンテナより同時に送信され、それぞれのアンテナ毎に異なる伝搬路を経由して受信されたマルチキャリア信号を分離する技術をアンテナ識別や基地局識別に適用することを特徴とする。より具体的には、同じプリアンブルの連続するサブキャリア間の位相差を一定とし、全キャリアで 2m π (mは 1以上の整数)の位相回転を与えることにより、アンテナ毎に信号を時間シフトさせることにより実現するものである。

[0025] 時間シフトプリアンブルの特徴としては、同じ符号でも、異なった符号を用いた場合と同程度の精度で各アンテナ力もの伝搬路応答を推定できる。従って、符号の不足を解消することができる。また、 1 OFDMシンボルで複数のアンテナ力もの伝搬路を推定することができ、スループットの低下を防止できる。

[0026] まず、各サブキャリアに与える位相回転と信号の時間シフトとの関係について簡単に説明する。

[0027] まず、時間領域の信号を s (t)とし、 s (t)を周波数領域に変換した信号を S (f)とする。この s (t)と S (f)はフーリエ変換対であり式 (6)の関係となっている。

式 4

^[0028] s(t) ^ S(f) - ( 6 ) このとき時間シフトの関係が成り立ち、式 (7)で表される。

式 5 ^[0029] _S(_t - _T) ^ s{f)e-^ …（？）式 (7)に示すように、隣り合うサブキャリア間で連続した位相回転を与えることにより（式 (7)右辺)、時間領域における信号を時間シフトすることができる。したがって、このような位相回転を、例えば、全てのサブキャリアの振幅及び位相を等しく設定した信号 (時間領域ではインパルス信号となる)に適用する場合にはインパルスの位置を制御することができる。

[0030] 以下では、マルチキャリア信号の一種である OFDM信号を用いるシステムを対象として説明を行う。対象とする OFDMシステムにおいて用いられるサブキャリア数は 64とする。

[0031] ここで、本発明の実施の形態による無線通信技術において対象とするパケットフォ一マットは前述と同じ図 1に示すものとする。先に述べたように、図 1に示すパケットは、プリアンブル Aと、プリアンブル Bと、データと、を有している。ここで、プリアンブル A は OFDMのシンボル同期や周波数同期に用いられ、プリアンブル Bはアンテナ識別や伝搬路推定に用いられる。これら 2つのプリアンブルは、いずれも予め決められた信号である。

[0032] 以下に、本発明の実施の形態について具体的に説明する。以下の実施の形態による無線通信技術においては、デジタル信号に対してフーリエ変換'逆フーリエ変換を行う手段として、主に離散フーリエ変換'逆離散フーリエ変換を用いることとしている力高速フーリエ変換'逆高速フーリエ変換を用いることも可能である。また、送信側において、逆離散フーリエ変換が用いられ受信側において高速フーリエ変換が用いられる場合や、送信側において逆高速フーリエ変換が用いられ受信側において離散フーリエ変換が用いられる場合にぉ、ても、用いられるサブキャリア数と高速フーリエ変換に用いるポイント数とを考慮した調整を行った位相回転を施すことにより、アンテナ識別や基地局識別を行うことが可能となる。

[0033] まず、本発明の第 1の実施の形態による無線通信技術について図面を参照しつつ説明を行う。

[0034] 本発明の第 1の実施の形態による無線通信技術は、ダウンリンク伝送を対象とし、送信 (基地局)側に複数アンテナを備え、送信アンテナ選択ダイバーシチを行う場合のアンテナ選択法に関する。ここでは、複数のアンテナ力 OFDM信号を同時に送信するものとし、受信側においてそれぞれのアンテナ力送信された信号を分離し、どのアンテナカゝら送信された信号が最も高電力を有して受信されるかを推定する。

[0035] 図 2は、本発明の第 1の実施の形態による無線通信装置のうち基地局側送信装置の構成例を示す図である。但し、図 2においては、送信アンテナが 2本備えられている場合を例にして説明する。図 2に示すように、本実施の形態による基地局側送信装置は、プリアンブル A生成部 010と、プリアンブル B生成部 011と、位相回転部 012、 013 と、マルチプレックス部 014、 015と、誤り訂正符号部 016と、 S/P変換部 017と、マツピング部 018と、切り替えスィッチ 019と、 IDFT部 (IFFTでも良い。）020、 026と、 P/S変換部 0 21、 027と、 GKGuard Interval)揷入部 022、 028と、 D/A変換部 023、 029と、無線送信部 024、 030と、アンテナ部 025、 031と、を有している。

[0036] 図 2に示す構成のうち、プリアンブル A生成部 010と、プリアンブル B生成部 011とでは、それぞれプリアンブル Aとプリアンブル B (図 1のパケットフォーマット参照)が生成され、プリアンブル Aはマルチプレックス部 014、 015に出力され、プリアンブル Bは位相回転部 012、 013に出力される。プリアンブル Bが入力された位相回転部 012、 013では、プリアンブル Bの各サブキャリアに対して連続的な位相回転が与えられる。本実施の形態による基地局側送信装置では、位相回転部 012では位相回転を与えず、位相回転部 013においてのみプリアンブル Bに位相回転を与える。このように、基地局側送信装置に備えられた 2本のアンテナカゝら送信されるプリアンブルのうち、片方のァンテナから送信されるパケット中の 2番目のプリアンブルについてのみ位相回転が与えられ、その他のプリアンブルには位相回転を与えない。情報データについては、誤り訂正符号部 016において誤り訂正符号ィ匕が施され、 S/P変換部 017を経由してマツビング部 018において変調方式に応じてマッピングが施される。

[0037] このようにして生成された情報信号は、プリアンブル Bと同様の位相回転が与えられた後に、プリアンブルと時間多重され送信される。情報信号については前のパケットにおける送信アンテナの選択結果を反映し、高ヽ受信電力が得られると判断されたアンテナ力ものみ送信する。このため、端末から基地局へ送信アンテナの選択結果力 Sフィードバックされる。基地局の受信装置 032にお、て受信されたアンテナ選択情報が切り替えスィッチ 019に送られ、情報信号が、選択された送信アンテナ力のみ送信されるように切り替えを行う。但し、通信開始時には予め決められたいずれか一方のアンテナからのみ情報信号の送信を行う。ここでは、例としてアンテナ部 025が選択されているものとして以下の説明を行う。

[0038] 上述のようにして情報信号を送信するアンテナが選択され、切り替えスィッチ 019において情報信号が位相回転部 012へのみ入力されるよう制御され、位相回転部 012 においてプリアンブル Bに与えられた位相回転と同様の位相回転が情報信号にも与えられる (但し、前述のように、本実施の形態においては、位相回転部 012において与える位相回転量は 0としている)。このように位相回転が与えられた情報信号は、マルチプレックス部 014においてプリアンブルと時間多重された後に、 GI挿入部 022、 028 において OFDMシンボル毎にガードインターバルが付カ卩される。この時に、 GI挿入部 022ではプリアンブル A、 B及び情報信号力形成されるパケットにつ、て処理が行われ、 GI揷入部 028ではプリアンブル A、 Bのみから形成されるパケットについての処理が行われる。ガードインターノレの付加後に、送信アンテナ毎に設けられた D/A変換部 023、 029と、無線送信部 024、 030と、をそれぞれ経由し、アンテナ部 025からはプリアンブル A、 B及び情報信号力も形成されるパケットが、アンテナ部 031からはプリアンブル A、 Bから形成されるパケットが同時に送信される。

[0039] 次に、本実施の形態による端末側受信機の構成例について図 3を参照しつつ説明を行う。図 3に示すように、本実施の形態による端末側受信機は、アンテナ部 040と、無線受信部 041と、 A/D変換部 042と、同期部 043と、 GI除去部 044と、 S/P変換部 045 と、 DFT部 (FFTでも良い。）046、 052と、切り替えスィッチ 047と、プリアンブル乗算部 0 48と、 IDFT部 (IFFTでも良い) 049と、遅延プロファイル電力測定部 050と、時間フィルタ 051と、伝搬路補償 'デマッピング部 053と、 P/S変換部 054と、誤り訂正復号部 055と、を有している。

[0040] 前述のように、基地局側送信装置では、プリアンブル A、 B及び情報信号から構成されるパケットと、プリアンブル A、 Bから構成されるパケットと、がそれぞれ異なるアンテナカも同時に送信される。一方、端末側受信装置では、これらのパケットがそれぞれ異なる伝搬路を経由して 1本のアンテナ 040により同時に受信される。

[0041] このように異なる伝搬路を経由した 2つのパケットが加算された受信信号は、無線受信部 041と、 A/D変換部 042と、を経由して同期部 043に入力される。同期部 043では、プリアンブル Aを用いてシンボル同期が確立され、以後の処理は適切なタイミングで行われることとなる。

[0042] 次に、 GI除去部 044にお、て、送信側で付加されたガードインターバルが除去された後、 S/P変換部 045において、シリアル信号がパラレル信号に変換され DFT部 046 に入力される。そして DFT部 046では、受信した時間領域の信号が周波数領域の信号に変換され、切り替えスィッチ 047に送られる。この切り替えスィッチ 047では、プリアンブル Bがプリアンブル乗算部 048に、情報信号が伝搬路補償 ·デマッピング部 053に送られるように切り替え制御が行われる。次に、プリアンブル乗算部 048においては、送信側で用いられたプリアンブル Bの複素共役をプリアンブル Bの振幅の 2乗で正規化した値と、受信プリアンブル Bと、の乗算が行われる。ここで、受信プリアンブル Bは、 2本の送信アンテナカゝら送信され異なる伝搬路を経由して到来した 2つのプリアンブル Bが加算された信号を示して、る。この乗算結果を IDFT部 049にお、て時間領域の信号に変換すると、基地局側送信装置のアンテナ部 021とアンテナ部 029とから送信された信号がそれぞれ経由した伝搬路の遅延プロファイルを得ることができる。但し、ここで得られる遅延プロファイルとは、伝搬路のインノルス応答を意味している。このようにして得られる遅延プロファイルの例を図 4に示す。図 4(a)は、送信アンテナ X及び送信アンテナ Yカゝら送信されるプリアンブルに位相回転が施されなカゝつた場合に、受信側において得られる遅延プロファイルを示す図である。図 4(b)は、送信ァンテナ Yカゝら送信されるプリアンブルに位相回転が施された場合の遅延プロファイルを示す図である。簡単化のため、図 4では、送信装置及び受信装置の詳細な構成については省略しているが、受信装置については図 3と同様の構成を、送信装置については、図 4 (a)は位相回転部がない場合、図 4(b)は位相回転部がある場合の構成例を示す図であり、その他の構成については図 2に示す構成と同様の構成を有する

[0043] まず、図 4 (a)に示すように、プリアンブル B生成部 011により生成された全く同じプリアンブルが図 2の点線部に示される基地局側送信装置の 2つのアンテナ X、Yから伝搬路を介して受信装置に同時に送信された場合には、受信装置における IDFT後 ( 図 3の IDFT部 049)にお!/、て得られる遅延プロファイルは、 2つのアンテナから送信された信号がそれぞれ経由した伝搬路の遅延プロファイルを加算した応答となる。従つて、この場合には、 2つのアンテナ X, Υから送信された信号がそれぞれ経由した伝搬路の遅延プロファイルを分離して求めることができない。すなわち、遅延プロフアイルと時間との関係に示されるように、実線で示されるアンテナ Xから送信された信号の遅延プロファイルと、点線で示されるアンテナ Υから送信された信号の遅延プロフアイルとは、受信側では合成されたものとして観測され、分離することができない。

[0044] これに対して、図 4(b)に示すように、プリアンブル Β生成部 011の各サブキャリアに位相回転を施す (但し、ここでは、位相回転部 012と 013のうち 012の方では位相回転量を 0とする)場合には、式 (7)に示す原理より、アンテナ Xから送信される信号とァンテナ Υから送信される信号には異なる時間シフトが与えられるため、受信側では、実線で示されるアンテナ Xから送信された信号の遅延プロファイルと、点線で示されるアンテナ Υから送信された信号の遅延プロファイルとは、受信側にぉヽて時間的に分離した 2つの遅延プロファイルとして観測される。このように、送信側の 2本のアンテナカも送信する信号に予め異なる位相回転を与えておき、受信側で適切な時間フィルタリング (送信側で与えられた位相回転量に応じてフィルタリングを開始する時間またはサンプル点が決定される時間フィルタリング)を行うことにより、受信側で観測される遅延プロファイルを簡単に分離することができることがわかる。

[0045] 本実施の形態による無線通信技術においては、上述のように、分離された遅延プロファイルを図 3に示す遅延プロファイル電力測定部 050に入力し、 1パス目の電力が高く観測された送信アンテナを選択するものとする。このため、遅延プロファイル電力測定部 050にお、て 1パス目の電力が高く観測された送信アンテナを選択する旨の選択アンテナ情報を送信装置 056に入力し、基地局側へフィードバックする。この選択結果は次のダウンリンク伝送に反映されることとなる。

[0046] 尚、 1パス目とは、以下のような意味で用いている。すなわち、一般的に無線通信環境では、電波はさまざまな経路を経由して受信機に到来するため、経路長の差によつて電波の到着時間に差が生じる。このようなマルチノス環境において、パスという表現は、通常、ある時間に到来する電波 (複数の電波の合成波）のことを指しており、 1パス目と 1、うのは、最も早く到来する電波のことを意味する。

[0047] また、 IDFT部 049において得られた遅延プロファイルは、時間フィルタ 051へ入力されて不要な部分が除去されることとなるが、プリアンブル Bの後に続く情報信号は送信側のいずれか一方のアンテナ (例えばアンテナ部 021)力ものみ送信されているため、情報信号の伝搬路補償を行う際には、情報信号が送信された方のアンテナと受信アンテナとの間の伝搬路変動のみが得られればよい。そこで、時間フィルタ 051 (図 2) は、情報信号と同じアンテナ力も送信されたプリアンブル Bから得られる遅延プロファィルのみを通過させるように構成されており、先に述べたように、フィルタリングを開始する時間またはサンプル点は送信側で与えられた位相回転量（時間シフト量）に応じて決定される。本実施の形態では、アンテナ部 025が選択されるものとしているため、送信側にて与えられて!/、る位相回転量は 0であり、フィルタリングを開始する基準サンプル点も 0となる。これとは逆に、アンテナ部 031が選択された場合のフィルタリングは与えられた時間シフトに近い基準サンプル点力開始されることとなり、基準サンプル点以前のサンプルには 0が挿入される。この時間フィルタ 051の出力が DFT部 052に入力され、情報信号の復調に必要な伝搬路変動推定値が得られる。次に、得られた伝搬路変動推定値と受信情報信号とが伝搬路補償 'デマッピング部 053に入力され、伝搬路補償及びデマッピングが行なわれる。そして、 P/S変換部 054を経由して、誤り訂正復号部 055において誤り訂正復号が行われ、情報データが再生される。

[0048] 以上に説明した送信装置及び受信装置を用いることにより、異なるアンテナから同時に送信される OFDM信号がそれぞれ異なる伝搬路を経由して到来した受信信号の遅延プロファイルを分離することが可能となり、 1シンボルで伝搬路変動の推定と送信ダイバーシチを行う際の送信アンテナの選択とを精度良く行うことができる。但し、本実施の形態による無線通信技術では、遅延プロファイルの 1パス目の電力が高く測定された送信アンテナを選択するものとした力代わりに全てのノスの電力を合計し、その合計値が最も高、送信アンテナを選択する等の構成でも良、。

[0049] 次に、本発明の第 2の実施の形態による無線通信技術について図面を参照しつつ説明を行う。上述した本発明の第 1の実施の形態による無線通信技術は、マルチキャリア伝送に用いる各サブキャリアに連続的な位相回転を与えることにより時間領域における信号を時間シフトできるという性質を利用して、複数のアンテナから同時に送信されそれぞれのアンテナ毎に異なる伝搬路を経由して受信されたマルチキヤリァ信号を分離する技術であった。その関連技術として、送信側だけでなく受信側にも複数のアンテナを用いたシステムとして MIMO(Multi Input Multi Output)システムがある。本発明の第 2の実施の形態による無線通信技術は、 MIMOシステムを対象とするものであり、特に MIMO伝送を行う際に用いられる送信アンテナ数を伝搬路状況に応じて決定する手法に関するものである。

[0050] まず、本発明の第 2の実施の形態による送信装置の一構成例を図 9に示す。図 9は、送信アンテナ数が 3の場合の送信装置の構成例を示す図である。図 9に示すよう〖こ、本実施の形態による送信装置は、プリアンブル A生成部 200、プリアンブル B生成部 201と、位相回転部 202、 203、 204と、マルチプレックス部 205、 206、 207と、データ変調部 208と、切り替えスィッチ 209と、 IDFT部 210、 216、 222と、 P/S変換部 211、 217、 22 3と、 GI挿入部 212、 218、 224と、 D/A変換部 213、 219、 225と、無線送信部 214、 220、 2 26と、アンテナ部 215、 221、 227と、を有している。図 9に示すように、本実施の形態による送信装置は、 2つのプリアンブル生成部 200、 201と、これらのプリアンブル生成部 200、 201からの出力信号を直接に、又は、位相回転部を介して信号処理するいずれかを選択できるように構成されて、る。

[0051] 図 9に示す送信装置における基本的なデータ送信処理の例について以下に説明する。送信すべき情報データが発生し送信処理を開始する際には、まず、情報データとして使用するアンテナ数分の異なるストリームが生成され、データ変調部 208にお V、てデータストリーム毎に誤り訂正符号化や変調が行われる。このようにアンテナ毎に異なるデータストリームを伝送する MIMO伝送を行う場合、例えば 3本のアンテナを全て使用すると、 1本のアンテナのみを使用して伝送した場合と比較して 3倍の伝送容量を得ることができる。データ変調部 208における変調後に、切り替えスィッチ 209 によって、各ストリームはそれぞれが伝送されるアンテナの系統に振り分けられる。そして、それぞれの系統の位相回転部 202、 203、 204においてそれぞれプリアンブル B に与えられた回転量 (アンテナ系統毎に異なる位相回転量)と同じ位相回転が与えられ、マルチプレックス部 205、 206、 207においてプリアンブル A及びプリアンブル Bと時間多重される。その後、それぞれのアンテナ系統において IDFTが行われ P/S変換された信号に、 GI挿入部においてガードインターバルが付加される。さら〖こ、 D/A変換が行われ、無線送信部において無線周波数帯に周波数変換された後、アンテナ部力それぞれの信号ストリームが送信されることとなる。

[0052] 図 10は、本実施の形態による無線通信技術に用いられる受信装置の一構成例を示す図である。但し、図 10は、受信アンテナ数が 3の場合の例を示す図である。図 1 0に示すように、本実施の形態による受信装置は、アンテナ部 250、 260、 270と、無線受信部 251、 261、 271と、 A/D変換部 252、 262、 272と、同期部 253、 263、 273と、 GI除去部 254、 264、 274と、 S/P変換部 255、 265、 275と、 DFT部 256、 266、 276と、切り替えスィッチ 257、 267、 277と、プリアンブル乗算部 258、 268、 278と、 IDFT部 259、 269、 279 と、最大遅延時間測定部 280及び復調部 281と、を有している。

[0053] 図 10に示す送信装置における基本的なデータ復調処理例について以下に説明する。図 10に示すアンテナ部 250、 260、 270では、送信装置に備えられた複数アンテナから送信され伝搬路を経由した信号がそれぞれ受信される。例えば、図 10に示すァンテナ部 250では、送信装置において 3本のアンテナ力も異なる情報信号ストリームが送信される場合に、それぞれ異なる伝搬路を経由した 3つの情報信号ストリームが混在した信号が受信される。同様に、アンテナ部 260、 270においても、それぞれ異なる伝搬路を経由した 3つの情報信号ストリームが混在した信号が受信される。このような受信信号に対して、無線受信部 251、 261、 271では、 A/D変換可能な周波数帯への周波数変換が行われ、 A/D変換部 252、 262、 272において A/D変換が行われた後、同期部 253、 263、 273において OFDMシンボル同期が取られる。この同期部 253、 26 3、 273における同期処理は、プリアンブル Aを利用して行われる。その後、 GI除去部 2 54、 264、 274においてガードインターバルの除去が行われ、 S/P変換部 255、 265、 27 5において S/P変換された後、 DFT部 256、 266、 276において時間領域の受信信号の周波数領域への変換が行われる。そして、切り替えスィッチ 257、 267、 277においてプリアンブル Bはプリアンブル乗算部 258、 268、 278へ、受信情報信号は復調部 281 へ送られるよう制御される。

[0054] プリアンブル乗算部 258、 268、 278のそれぞれにお!/、ては、送信側で用いられたプリアンブル Bの複素共役をプリアンブル Bの振幅の 2乗で正規ィ匕した値と、受信ブリアンブル Bと、の乗算が行われる。この乗算結果が IDFT部 259、 269、 279にそれぞれ入力されると、これまでの実施の形態においても説明したように、各送信アンテナから送信された信号が経由した伝搬路の遅延プロファイルが、送信アンテナ毎に分離された状態で得られる。これは、送信側においてアンテナ毎に異なる位相回転をプリアンブルに与えているため、式（7)の関係から、時間信号がアンテナ毎に時間シフトすることとなるためである。このように、送信アンテナ毎に分離された遅延プロファイルから、各情報信号ストリームに対する伝搬路変動の補償を行うことが可能となるため、 IDF T部 259、 269、 279の出力と各受信アンテナにより受信された情報信号とを復調部 281 に入力させる構成とすることにより、復調部 281において情報データの復調を行うことができる。

[0055] 以上に説明した構成を有する MIMOシステム送受信装置において、情報信号ストリームを送信するアンテナ数を伝搬路状況に応じて変更する場合の制御の流れを示すフローチャート図を図 11に示す。まず、送信側の制御の流れについて説明する。図 11 (a:図面左側）に示すように、本実施の形態による送信装置では、データバケツトの送信に先立ち、まず、位相回転部において与えられる位相回転量を 0に設定し（位相回転無し)、プリアンブル A、 Bのみカゝら構成される信号をある 1つのアンテナのみ力送信する (ステップ 001〜002)。

[0056] 次、で、ステップ 003に示すように、受信側力もフィードバックされた送信アンテナ数情報を受信装置において受信する。次に、ステップ 003において受信された送信アンテナ数情報に基づき、各アンテナ力送信するプリアンブル B及び情報信号に与える位相回転量との関してアンテナ毎に異なる値に設定し (ステップ 004)、送信アンテナ数情報で通知された数のアンテナを用いてデータパケットの送信を行う。但し、前述のように、アンテナ毎に異なる情報信号ストリームを送信するものとする。

[0057] 次に、受信側の制御処理の流れについて説明する。図 11 (b)に示すように、本実施の形態による受信装置では、送信側力送られたプリアンブル A及びプリアンブル Bのみ力も構成される信号を例えば 3本の受信アンテナによって受信し (ステップ 010) 、先に述べた復調手順と同様の処理を行い、 IDFT部 259、 269、 279において、それぞれ遅延プロファイルを算出する (ステップ 011)。次に、算出された遅延プロファイルを図 10に示す最大遅延時間測定部 280に送り、全ての遅延プロファイルの中で最も遅延時間の大きい (最も遅く到来する)パスの遅延時間 _τ maxを算出する (ステップ 012 )。次いで、ステップ 013、 015に示すように、この τ maxが GI (ガードインターバル)長のどれほどの割合を占めるかを判定する。

[0058] まずステップ 013では τ maxと GI長の 1/3とを比較し、 τ maxの方が短いと判断された場合には (Yes)ステップ 014へ移り、 τ maxの方が長いと判断された場合には（No)ステツプ 015へ移る。ステップ 013において τ maxの方が短いと判断された場合には、 3 本の送信アンテナカゝら送信するプリアンブル Bに与える位相回転量を、例えば、位相回転部 202では 0、位相回転部 203では時間シフト量が GI長の 1/3になる位相回転量、位相回転部 204では時間シフト量が GI長の 2/3になる位相回転量に設定することにより、受信側において遅延プロファイル同士が干渉し合うことなく分離することができる。従って、この場合には、ステップ 014に示すように送信アンテナ数情報を 3に設定する。

[0059] 逆に、ステップ 013において τ maxの方が長いと判断された場合に、 3本のアンテナを用いて送信すると、受信側において遅延プロファイル同士が干渉することとなり (図 8 (b)参照)、正しい伝搬路推定が行えない。すなわち、基地局の異なるアンテナから送信された遅延プロファイルが干渉し合い、分離ができなくなる。従って、この場合には 3本のアンテナを用いた送信を行うことをせずに、ステップ 015に移り、 τ maxと GI長の 1/2の長さとを比較する。

[0060] ステップ 015において GI長の 1/2の長さよりも τ maxの方が短いと判断された場合には (YES)、 2本の送信アンテナカゝら送信するプリアンブル Bに与える位相回転量を、例えば、位相回転部 202では 0、位相回転部 203では時間シフト量が GI長の 1/2になる位相回転量に設定することにより、受信側において遅延プロファイル同士が干渉し合うことなく遅延プロファイルを分離することができる。従って、この場合にはステップ 0 16に示すように送信アンテナ数情報を 2に設定する。逆に、ステップ 015において GI 長の 1/2の長さよりも τ maxの方が長いと判断された場合に（NO)、 2本のアンテナを用いて送信すると、受信側において遅延プロファイル同士が干渉し (図 8 (b)参照)、正しい伝搬路推定を行うことができない。従って、この場合には 2本のアンテナを用いた送信を行うことをせずに、ステップ 017に移り送信アンテナ数情報を 1に設定する。

[0061] 以上の処理により、送信側へフィードバックする送信アンテナ数情報が得られるため、ステップ 018に示すように、受信機側送信装置 282(図 10)を用いて送信アンテナ数情報を送信側へフィードバックすることができる。この送信アンテナ数情報に基づき、送信側では送信アンテナ数情報と同数の情報信号ストリームが生成され、データパケットが送信されるため (ステップ 003〜005)、受信装置ではデータパケットの受信及び復調を行うことができる (ステップ 019)。

[0062] 以上のように、本実施の形態による無線通信技術においては、遅延プロファイルの分離を行うことができるため、受信装置に到来する遅延波の遅延時間が大きく変動する環境にお!、ても、適切な送信アンテナ数を選択し高精度な伝搬路変動の推定が可能となり、安定した MIMO伝送を実現することができるという利点がある。次に、本発明の第 3の実施の形態による、無線通信技術について図面を参照しつつ説明を行う。

[0063] 上述のように、本発明の第 1及び第 2の実施の形態においては、 1つの送信装置に複数のアンテナが備えられている構成に対して本発明を適用する例について示した力単一アンテナを有する送信装置が複数存在する場合において、それぞれの送信装置に異なる位相回転を与えることにより、異なる送信装置力送信された信号の遅延プロファイルにつ、ても同様に分離して得ることができる。

[0064] 本発明の第 3の実施の形態による無線通信技術は、かかる構成を基地局識別に利用するものである。

[0065] まず、本実施の形態による無線通信技術の対象となるセル配置例を図 5に示す。ここでは、図 5に示すように、 3つの基地局 S、 T、 Uがそれぞれカバーするセルの境界に端末 Vが位置する場合の基地局識別技術について説明する。但し、全ての基地局は同期して!/、るものとし、全てのセルで同一周波数が用いられるものとする。

[0066] 図 6は、本発明の第 3の実施の形態による基地局側送信装置の構成例を示す図である。図 6に示すように、本実施の形態による基地局側送信装置は、プリアンブル A生成部 100と、プリアンブル B生成部 101と、位相回転部 102と、マルチプレックス部 103と、誤り訂正符号部 104と、 S/P変換部 105と、マッピング部 106と、 IDFT部 107と、 P/S変換部 108と、 GI挿入部 109と、 D/A変換部 110と、無線送信部 111と、アンテナ部 112と、を有して!/、る。この構成例は第 1の実施の形態におヽて送信アンテナ数を 1とした場合と同じである。尚、基地局 S、 T、 Uの全てにおいて同じ構成となっているものとする

[0067] 図 6に示すように、本実施の形態による基地局装置のプリアンブル A生成部 100及びプリアンブル B生成部 101では、それぞれプリアンブル A及びプリアンブル Bが生成され、プリアンブル Aはマルチプレックス部 103に、プリアンブル Bは位相回転部 102に送られる。位相回転部 102では、プリアンブル Bの各サブキャリアに対して連続的な位相回転が与えられることとなる力ここで与えられる位相回転量は各基地局にお、て異なる値に設定する。すなわち、例えば、基地局 Sでは位相回転量を 0、基地局丁では 2πι π、基地局 Uでは 2η πのように設定する。但し、 m及び ηは m≠nを満たす 1より大きい整数である。このように、基地局毎に異なる位相回転量を設定しておくことにより、端末側において各基地局力到来する信号の遅延プロファイルを分離することが可能となり、接続する候補となる基地局を検知することができる。

[0068] また、ダウンリンクにおける情報データは、誤り訂正符号部 104において誤り訂正符号化され、 S/P変換部 105を経由してマッピング部 106におヽて変調方式に応じてマツビングが施される。但し、この時の情報データは端末 V向けのデータではなぐセル全体に報知する制御情報であるか、或いは、基地局に接続済みの端末向けのデータである。このようにして生成された情報データは、位相回転部 102においてプリアンプル Bと同じ位相回転が与えられた後、マルチプレックス部 103においてプリアンブルと時間多重され、 IDFT部 107、 P/S変換部 108、 GI挿入部 109、 D/A変換部 110、無線送信部 111を経由してアンテナ部 112から送信される。

[0069] 次に、本実施の形態による無線通信技術に適用される端末側受信装置の構成例について説明する。図 7は本実施の形態による端末側受信装置の構成例を示す機能ブロック図である。図 7に示すように、本実施の形態による端末側受信装置は、アンテナ部 150と、無線受信部 151と、 A/D変換部 152と、同期部 153と、 GI除去部 154と、 S /P変換部 155と、 DFT部 (FFTでも良い) 156と、切り替えスィッチ 157と、プリアンブル乗算部 158と、 IDFT部 (IFFTでも良い) 159と、遅延プロファイル電力測定部 160と、復調部 161と、を有している。図 7に示す端末側受信装置は、図 3に示す第 1の実施の形態による端末側受信装置とほぼ同じ構成を有している。まず、アンテナ部 150では、基地局 S、 T、 Uのそれぞれから送信された信号が同時に受信される。これらの各基地局から送信された信号が混在した受信信号は、無線受信部 151、 A/D変換部 152を経て同期部 153で同期が確立される。

[0070] 同期部 153では、プリアンブル Aを利用して同期を取ることとなる力プリアンプノレ A は全ての基地局で共通の信号となっており、各基地局から送信された信号が混在する場合でも同期を取ることができる。同期が確立した後、受信信号 (プリアンブル B及び情報データ)は、 GI除去部 154においてガードインターバルが除去され、 S/P変換部 155を経由して、 DFT部 156において時間領域の信号力周波数領域の信号へ変換される。

[0071] 次に、切り替えスィッチ 157により、受信プリアンブル Bはプリアンブル乗算部 158へ送られ、受信データ信号は復調部 161へ送られる。プリアンブル乗算部 158では、送信側で用いられたプリアンブル Bの複素共役をプリアンブル Bの振幅の 2乗で正規ィ匕した値と、受信プリアンブル Bと、の乗算が行われる。この乗算の結果を IDFT部 159において時間領域の信号に変換すると、基地局 S、 T、 Uからそれぞれ送信された信号がそれぞれ経由した伝搬路の遅延プロファイルを時間的に分離して得ることができる。これは、基地局 S、 T、 Uにおいて、周波数領域におけるプリアンブル Bにそれぞれ異なる位相回転を施すことにより、式 (7)の関係から、時間領域における信号を時間シフトさせたことによる。このように、位相回転を施すことによりプリアンブルを時間的に分離することにより、他のセルからの干渉を受けることのない遅延プロファイルを得ることができる。

[0072] このように、基地局毎に分離された遅延プロファイルを測定することにより、接続先の候補となる基地局を検知することができる。さらに、基地局毎に分離された遅延プ口ファイルは、遅延プロファイル電力測定部 160及び復調部 161へ送られる。遅延プロファイル電力測定部 160では、各遅延プロファイルについて 1パス目の電力を測定 · 比較し、いずれの基地局力送信された信号が最も高電力を有して受信されるかを判断する。この結果、最も高電力を有して受信されると判断された信号を送信した基地局への接続を試みることができ、端末側送信装置 162から基地局へ宛てた信号が送信されることとなる。また、復調部 161では、基地局毎に分離された遅延プロフアイルを用いた伝搬路補償が行なわれ、制御情報等の情報データの復調が行われる。

[0073] 以上の構成とすることにより、本実施の形態による無線通信システムでは、隣り合うセルで同一周波数を用いる OFDMセルラシステムにおいて、他セルからの干渉の影響を受けることなく接続先の候補となる基地局を識別することができる。また、分離された遅延プロファイルの電力を測定することにより、接続すべき基地局の判定を精度良く行うことができる。尚、本実施の形態では、遅延プロファイルの 1パス目の電力が高く測定された基地局を接続先の基地局として選択するものとしたが、全てのパスの電力を合計し、その合計値が最も高い基地局を選択するようにしても良い。

[0074] また、前述のように、基地局毎に異なる位相回転を施したプリアンブルを同時に送信することにより、それぞれの基地局から送信された信号の遅延プロファイルを分離して得ることができるため、基地局に接続した後の端末がセルエッジ付近に位置する場合には、隣接セルの基地局力も到来する信号の遅延プロファイルを算出し、ハンドオーバ先の候補となる基地局を検出する処理を行うことも可能である。この場合には、接続している基地局以外の遅延プロファイルの中から、最も高電力を有する遅延プ口ファイルが得られる信号を送信した基地局をハンドオーバ先の基地局として選択する。

[0075] さらに、本実施の形態による無線通信システムでは、隣接する複数の基地局装置から、ある端末に対するデータを同時に送信することにより、容易にサイトダイバーシチ (ソフトコンバイン受信)を行うことができる。これにより、セル境界付近に位置する端末における受信特性を向上することが可能となる。

[0076] 次に、本発明の第 4の実施の形態による無線通信技術について図面を参照しつつ説明を行う。本発明の第 3の実施の形態は、セルラシステムの各基地局においてそれぞれ異なる位相回転を施したプリアンブルを送信することにより、受信側ではそれぞれの基地局から送信された信号が経由する伝搬路の遅延プロファイルを分離して測定することが可能となることを利用して、分離して測定された遅延プロファイルに基づいて接続先基地局を選択することを特徴とする。カゝかる特徴を、各基地局が複数のアンテナを有しているシステム、つまり、各基地局において第 1の実施の形態で示した送信アンテナ選択ダイバーシチのような方式が用いられているシステムに適用する場合には、基地局の識別と、基地局に設けられた複数アンテナの識別'選択と、を同時に行う必要がある。この場合には、分離しなければならない遅延プロファイル数は、（基地局数） X (各基地局のアンテナ数)となり、非常に多くなる。このように、分離しなければならな!/、遅延プロファイル数が多、場合には次のような問題が生じる。この問題点について図 8を参照しながら説明を行う。

[0077] 図 8 (a)に示すように、 3つのセルにそれぞれ基地局 K、 L、 Mが配置されており、それぞれの基地局 K、 L、 Mがアンテナ 1とアンテナ 2とを有している。そして、 3つのセルの境界近傍に端 ¾ [が位置している状況において、先に述べた第 1の実施の形態又は第 3の実施の形態を適用する場合には、各基地局のアンテナ毎に異なる位相回転をプリアンブル Bに与え、各基地局の各アンテナから送信される信号が経由する伝搬路の遅延プロファイルを端末において分離することとなる。このように、分離する対象及び遅延波が多い場合には、アンテナ毎に与える時間シフト量の差が少なくなる。従って、図 8 (b)に示すように、分離後の遅延プロファイルが干渉し合うことがある。図 8 (b)に示す例では、基地局 Kのアンテナ 1から送信された信号の遅延プロファイルにおける最後のパスと、基地局 Lのアンテナ 1から送信された信号の遅延プロファイルにおける最初のパスが干渉しており、それ以外のノスも図 8(b)に示すような干渉が生じている。このように隣り合う遅延プロファイル同士が干渉しあう場合には、基地局識別及びアンテナ選択に大きな誤差が生じるため、分離すべき遅延プロファイルの数が非常に多い場合には第 1の実施の形態及び第 3の実施の形態による遅延プロフアイルの分離方法では分離が困難になる。尚、図では、説明のため隣り合うプロファイル同士をやや時間軸においてずらして表現しているが、実際には完全に重なり合成されている。

[0078] そこで、力かる問題に対して、本発明の第 4の実施の形態による無線通信技術では、サブキャリアに対して連続的な位相回転を与えることにより時間領域の信号を時間シフトする手法にカ卩え、異なるプリアンブルパターンを用いた遅延プロファイルの分離法を基地局識別及びアンテナ選択に適用することを特徴とする。

[0079] 本実施の形態においては、各基地局に複数アンテナが備えられているセルラシステムにおいて、端末において各基地局の各アンテナから送信された信号の遅延プロファイルを分離する際に、各基地局の遅延プロファイルは、各基地局に固有のブリアンブルパターンで分離され、各基地局に備えられたアンテナ毎の遅延プロファイルは第 1、第 3の実施の形態と同様に、時間シフト (位相回転量)で分離する。この際の各基地局の送信装置は、図 2に示す構成と同様の構成で実現できる。但し、本実施の形態では、プリアンブル Bは基地局毎に固有のパターンを用いる必要がある。また、位相回転部 012、 013における位相回転量はアンテナ毎に異なる値に設定する必要がある。但し、基地局毎には位相回転量を共通の値に設定してもよい。

[0080] 本実施の形態による端末側受信装置も、図 7に示す構成により実現できる。但し、本実施の形態では、プリアンブル乗算部 158に基地局毎のプリアンブルパターン (図 8 に示す状況では基地局 K、 L、 Mでそれぞれ用いられるプリアンブルパターン)を保持しておき、各基地局から送信された信号が混在した受信信号にそれぞれのプリアンブルパターンを乗算し基地局毎の遅延プロファイルを分離する。この際、基地局 K、 L 、 Μで用いられるプリアンブルパターンには相関がないものとすると、受信信号に基地局 Κで用いられたプリアンブルパターンを乗算した場合には、基地局 L、 Mから送信された信号の遅延プロファイルは雑音状の波形となり、基地局 Kの 2つのアンテナから送信された信号が経由した伝搬路の遅延プロファイルのみが IDFT部 159から得られる。

[0081] 同様に、受信信号に基地局 Lで用いられたプリアンブルパターンを乗算した場合には、基地局 Lの 2つのアンテナ力送信された信号が経由した伝搬路の遅延プロファィルのみが得られ、受信信号に基地局 Mで用いられたプリアンブルパターンを乗算した場合には、基地局 Mの 2つのアンテナ力送信された信号が経由した伝搬路の遅延プロファイルのみが得られる。このように、送信側においてプリアンブルの各サブキャリアに連続的な位相回転を与え、時間波形をシフトすることによる遅延プロファイルの分離のみでなく異なるプリアンブルパターンを用いることによる遅延プロファイルの分離も行うことにより、基地局に複数のアンテナが備えられている場合等、分離すベき遅延プロファイルが非常に多い場合にも、高精度な遅延プロファイルの測定、つまり基地局識別やアンテナ選択を行うことができる。

[0082] また、本実施の形態とは逆に、アンテナ毎に異なるプリアンブルパターンを用いてアンテナ毎の遅延プロファイルを分離し、基地局毎に異なる時間シフトをプリアンプルに与えることにより基地局毎の遅延プロファイルを分離する手法を用いることもできる。

産業上の利用可能性

[0083] 本発明は、無線通信システムに利用可能である。

Claims

請求の範囲

[1] セルを構成し、 N (Nは 2以上の整数で 2ⁿ— ¹く N≤2ⁿを満たす、 nは 1以上の整数)本のサブキャリアから構成される OFDM信号を送信する OFDM送信装置を有する制御局装置であって、

伝搬路推定用シンボルとして符号長 Nの系列を各サブキャリアに割り当てる手段と

、制御局毎に異なる回転量であり、サブキャリア間の位相差が一定となる位相回転を各サブキャリアに与える位相回転手段を有することを特徴とする制御局装置。

[2] 前記一定となるサブキャリア間の位相差を 0 m ( Θ mはあら力じめ用意された複数の候補の中から制御局毎に選択された回転量、 mは制御局番号を表す整数)とする場合に、 0 mは 0 πι Χ Ν = 2 π X Lm (Lmは整数）又は 0 πι Χ 2^η = 2 π X Lmを満たすことを特徴とする請求項 1に記載の制御局装置。

[3] セルを構成し、 M (Mは 2以上の整数)本のアンテナから N (Nは 2以上の整数で 2ⁿ— ¹ 〈N≤2ⁿを満たす、 nは 1以上の整数)本のサブキャリアで生成される OFDM信号を送信する OFDM送信装置を有する制御局装置であって、

前記 M本のアンテナから同一のタイミングで伝搬路推定用シンボルを送信する手段と、

前記伝搬路推定用シンボルとして符号長 Nの制御局固有の系列を各サブキャリアに割り当てる手段と、

M本の送信アンテナ毎に異なる回転量であり、サブキャリア間の位相差が一定となる位相回転を各サブキャリアに与える位相回転手段と

を有することを特徴とする制御局装置。

[4] 前記一定となるサブキャリア間の位相差を 0 m ( Θ mはあら力じめ用意された複数の候補の中からアンテナ毎に選択された回転量、 mは 0≤m< Mを満たす整数）とする場合に、 0 mは 0 πι Χ Ν = 2 π X Lm (Lmは整数）又は 0 m X 2^η = 2 π X Lmを満たすことを特徴とする請求項 3に記載の制御局装置。

[5] 請求項 1から 4の、ずれ力 1項に記載の制御局装置力送信された OFDM信号を処理する移動局の受信装置であって、

受信した伝搬路推定用シンボルをフーリエ変換する手段と、フーリエ変換した各キャリアに対して送信時に伝搬路推定用シンボルとして使用された系列の複素共役を乗じる符号乗算部と、

前記信号を逆フーリエ変換し、各制御局のアンテナからの遅延プロファイルを算出する手段と、

前記算出された遅延プロファイルに基づいて接続する基地局を選択する手段と、を有することを特徴とする受信装置。

[6] 請求項 5に記載の受信装置であって、

前記算出された遅延プロファイルに基づいて接続する制御局の遅延プロファイルのみを時間フィルタリングする手段と、

前記フィルタリングされた信号をフーリエ変換し伝搬路応答を推定する手段とを有することを特徴とする受信装置。

[7] 請求項 5に記載の受信装置であって、

前記算出された遅延プロファイルに基づいてハンドオーバ先の基地局を選択する手段を有することを特徴とする受信装置。

[8] M本の送信アンテナを持つ OFDM送信装置であって、

送信アンテナから同時に送信される伝搬路推定用シンボルに対して前記送信アンテナ毎に異なる回転量でありサブキャリア間の位相差が一定となる位相回転を与える位相回転手段と、

M本のアンテナ力 M，本の送信アンテナ（1≤M，≤M)を選択する手段と、を有し選択された M'本の各アンテナから同一又は異なるデータを送信することを特徴とする OFDM送信装置。

[9] 前記送信アンテナを選択する手段では、

送受信機間での伝搬路に関する情報を基に、送信に用いるアンテナまたはアンテナ数 M 'を決定することを特徴とする請求項 8に記載の OFDM送信装置。

[10] 前記サブキャリア間の位相差が一定となる位相回転を 0 m ( Θ mはあら力じめ用意された複数の候補の中からアンテナ毎に選択された回転量、 mは 0≤m< Mを満たす整数）、サブキャリア数を N (Nは 2以上の整数で 2ⁿ— ¹く N≤2ⁿを満たす、 nは 1以上の整数）とする場合に、 0 mは 0 m X N = 2 π X Lm (Lmは整数）又は 0 m X 2ⁿ = 2 w X Lm を満たすことを特徴とする請求項 8又は 9に記載の OFDM送信装置。

[11] 請求項 8から 10のいずれかに記載の OFDM送信装置から送信された OFDM信号を処理する OFDM受信装置であって、

受信した信号をフーリエ変換する手段と、

フーリエ変換された前記信号に対して送信時に伝搬路推定用シンボルとして使用された系列の複素共役を乗ずる手段と、

複素共役を乗じた信号を逆フーリエ変換し、各アンテナから送信された信号がそれぞれ経由した伝搬路の遅延プロファイルを算出する手段と、

送信装置でデータ送信に使用されたアンテナの遅延プロファイルのみを時間フィルタリングする手段と、

フィルタリングされた信号をフーリエ変換し伝搬路応答を推定する手段と、を有する OFDM受信装置。

[12] 請求項 11に記載の OFDM受信装置であって、

算出された各アンテナからの遅延プロファイル力伝搬路に関する情報を取得し、得られた伝搬路情報を通信相手側に通知する手段を有する OFDM受信装置。

[13] 請求項 11に記載の OFDM受信装置であって、

算出された各アンテナの遅延プロファイルに基づき、通信相手側における次回の送信時にデータを送信する送信アンテナを決定するアンテナ選択手段と、

決定されたアンテナに関する情報を送信側に通知する手段と

を有する OFDM受信装置。

[14] 請求項 11に記載の OFDM受信装置であって、

算出された各アンテナの遅延プロファイルに基づき、通信相手側における次回の送信時にデータを送信する送信アンテナ数を決定するアンテナ数決定手段と、決定されたアンテナ数に関する情報を送信側に通知する手段と

を有する OFDM受信装置。

[15] 前記フーリエ変換手段は Nポイントの DFTであり、

前記時間フィルタリングの基準として、 θ πι Χ Ν/2 π ( Θ mはアンテナ毎に選択された固有の値）に最も近、時間を用いることを特徴とする請求項 11から 14の、ずれかに記載の OFDM受信装置。

前記フーリエ変換手段は 2ⁿポイントの FFTであり、

前記時間フィルタリングの基準として、 Θ m X 2ⁿ/2 π ( Θ mはアンテナ毎に固有の値）に最も近、時間を用いることを特徴とする請求項 11から 14までの、ずれか 1項に記載の OFDM受信装置。