WO2006106397A1 - Procede de determination de la frequence d'alimentation d'un actionneur piezo-electrique - Google Patents

Procede de determination de la frequence d'alimentation d'un actionneur piezo-electrique Download PDF

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WO2006106397A1
WO2006106397A1 PCT/IB2006/000748 IB2006000748W WO2006106397A1 WO 2006106397 A1 WO2006106397 A1 WO 2006106397A1 IB 2006000748 W IB2006000748 W IB 2006000748W WO 2006106397 A1 WO2006106397 A1 WO 2006106397A1
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piezoelectric
stator
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Lionel Petit
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Somfy SA
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Somfy SA
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02N—ELECTRIC MACHINES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H02N2/00—Electric machines in general using piezoelectric effect, electrostriction or magnetostriction
    • H02N2/10—Electric machines in general using piezoelectric effect, electrostriction or magnetostriction producing rotary motion, e.g. rotary motors
    • H02N2/16—Electric machines in general using piezoelectric effect, electrostriction or magnetostriction producing rotary motion, e.g. rotary motors using travelling waves, i.e. Rayleigh surface waves

Definitions

  • the invention relates to a method for determining the normal supply frequency of a piezoelectric waveguide actuator comprising a stator, a rotor biased in contact with the stator and prestressed piezoelectric transducers, with a multilayer structure, for to deform the stator and distributed along two power channels each connected to a generator.
  • the invention also relates to a piezoelectric actuator with a traveling wave.
  • Piezoelectric actuators are known. They comprise a stator, whose vibratory state is ensured by piezoelectric transducers and a rotor pressed against the stator and driven by the vibrations of the latter.
  • the vibratory movement of a point situated on the surface of the stator corresponds to an elliptical trajectory whose axis is perpendicular to the plane of the stator-rotor contact surface when the motor is not powered and whose other axis is directed according to the orthoradial direction of rotor drive by the action of the stator.
  • a movement is caused by a stationary wave applied to the stator or preferably caused by a progressive wave.
  • the stator generally has an annular shape of revolution.
  • At least two pairs of piezoelectric elements are used to combine two standing waves. If the two pairs of elements are shifted in the space of 90 ° and the feeds, of the same amplitude and the same frequency, are themselves shifted in the time of a quarter of period (phase shift of 90 °), then the combination of the two vibratory movements gives a pure progressive wave: all the points of the stator describe the same alternative trajectory around their rest position with a temporal offset which depends only on their angular offset on the stator ring.
  • the vibration amplitude of the structure can considerably exceed the amplitude of vibration of the piezoelectric transducers alone. : this is the resonance phenomenon, which is generally used to amplify the amplitude of vibration, therefore the speed of training.
  • patents EP 0 930 660 and US 6,388,365 also describe a traveling wave structure, but this time with separate and prestressed piezoelectric transducers. Each piezoelectric transducer is in the form of a column.
  • the polarization of the piezoelectric transducer is performed along the axis of the column, and its main displacement also, which characterizes the longitudinal excitation mode, also called d33 mode.
  • the invention applies to such progressive wave structures provided with separate piezoelectric transducers preloaded and excited in a longitudinal mode.
  • FIGS. 1 to 3 describe a piezoelectric motor according to the prior art.
  • a motor 1 known from the prior art is shown schematically in section in Figure 1. It comprises a shaft 11 secured to a rotor 12 biased in a position of contact with a stator 13 by a static force FO. For more legibility, the rotor is shown here slightly detached from the stator. Friction material is usually glued to the stator to provide better contact between the two parts.
  • the shaft 11 is guided by a ball bearing 14.
  • the axis of this shaft 11 constitutes a cylindrical axis of symmetry for the motor, with the exception of piezoelectric transducers 15, 16 which are separated. These transducers have for example the shape of cylindrical columns or the shape of rectangular columns and are distributed on the stator, as represented for example in patent EP 0 930 660.
  • piezoelectric transducers are electrically grouped, generally according to a parallel connection, to form an excitation path (in a standing wave motor) or two excitation pathways (in a traveling wave motor).
  • a traveling wave motor of this type two diametrically opposed exciters generally belong to the same excitation path and are therefore connected in parallel with alternating polarizations.
  • a motor comprising four exciters B1-B4 would therefore have the two exciters B1 and B3, belonging to the first excitation channel, as represented by the transducers 15 and 16 of FIG. 1, while the axes of the other two exciters B2 and B4. , belonging to the second way, would be contained in a plane perpendicular to the plane of Figure 1.
  • the transducer 15 belongs to a first path
  • the transducer 16 belongs to the second path of excitation.
  • stator and the rotor are generally metallic.
  • stator 13 is non-conducting on the surface. This is the case when it comes to an anodized aluminum alloy.
  • Each piezoelectric transducer is powered by two electrodes, represented by a thick black line and referenced 151 and 152 for the piezoelectric transducer 15.
  • the piezoelectric material is represented by the hatched surface between the electrodes 151 and 152.
  • a problem posed by these structures concerns the difficulty of controlling the operation of the actuator.
  • US Pat. No. 5,767,609 discloses a piezoelectric motor comprising monolithic piezoelectric transducers fed at an anti-resonance frequency. This choice of an anti-frequency resonance is justified only by considerations of efficiency and engine operating stability.
  • the object of the invention is to provide a piezoelectric actuator and a method for determining the supply frequency of a piezoelectric actuator improving actuators and methods known from the prior art and making it possible to overcome the disadvantages supra.
  • the invention provides a method for determining a supply frequency for improving control of the actuator. It also relates to a piezoelectric actuator with a gradual wave powered at a frequency to improve its control.
  • the determination method according to the invention is characterized by the characterizing part of claim 1.
  • the actuator according to the invention is defined by claim 7.
  • the appended drawing represents, by way of example, a piezoelectric actuator according to the invention.
  • FIG. 1 schematically represents a piezoelectric actuator of known structure of the prior art.
  • FIG. 2 represents a characteristic curve of the admittance of a piezoelectric transducer, as a function of the supply frequency, when it is fitted to an actuator.
  • Figure 3 shows an equivalent circuit diagram of a path of a piezoelectric actuator.
  • Figure 4 shows an equivalent circuit diagram of two paths of a piezoelectric actuator.
  • FIG. 5 schematically represents a piezoelectric actuator according to the invention.
  • FIG. 6 diagrammatically represents the electrical part of a piezoelectric actuator according to the invention.
  • FIG. 7 represents a flowchart of a method for determining a supply frequency of a piezoelectric actuator making it possible to minimize the coupling coefficient between the channels.
  • FIG. 8 represents a first variant of the method for determining a supply frequency.
  • FIG. 9 represents a second variant of the method for determining a supply frequency.
  • FIG. 10 represents a third variant of the method for determining a supply frequency.
  • the admittance Y of the first excitation channel, comprising the transducer 15, is represented in FIG. 2 over a wide range of frequencies.
  • the admittance is the image of the intensity of the absorbed current IA.
  • This figure shows an overall relationship of proportionality between admittance and frequency, which is characteristic of capacitive behavior. This is due to the capacitance CO of the capacitor formed by the electrodes 151, 152 opposite, separated by the highly insulating piezoelectric material.
  • the mode is characterized by an "emotional branch" comprising at least three equivalent components: a capacitor Cn, an inductance Ln, a resistor Rn and, optionally, a generator En.
  • the capacity of the capacitor Cn and the inductance Ln correspond to the stiffness and to the mass of the parts undergoing the deformations.
  • the resistance Rn corresponds to the power dissipated in these mechanical deformations, while the counter-electromotive force of the generator En gives the power converted into useful mechanical power, when it is multiplied by the current Imn circulating in the emotional branch.
  • the motional capacity Cn of mode n is very weak in front of the capacity CO.
  • the electromechanical behavior of the emotional branch depends on the excitation frequency.
  • the current IMn absorbed is indeed maximum when the impedances of the capacitor Cn and the inductance Ln present the same module.
  • This resonance frequency of the n-mode is denoted SRFn.
  • the motional branch becomes equivalent to the capacitance of the capacitor Cn only. Since the capacity of the capacitor Cn is small compared to the capacitance of the capacitor CO, the current Imn circulating in the motional branch is negligible. in front of ICO flowing through the capacitor CO.
  • the motional branch becomes substantially equivalent to the inductance Ln.
  • the assembly formed by the capacitor CO and the inductance Ln then constitutes a parallel resonant circuit, which is known that the absorbed current IAn passes through a minimum.
  • PRFn denotes this particular value of the frequency, called "parallel resonance" or anti-resonance frequency.
  • FIG. 3 represents what is seen by the generator of one excitation channel when the generator supplying the other channel is disconnected.
  • Figure 4 now shows simultaneously the two generators G1 and G2 feeding each of the channels.
  • Three impedance components Z1, Z2 and ZC represent the greater or lesser facility of the structure to vibrate under the effect of the vibrations of one or the other piezoelectric transducer. But the vibrations on one of the piezoelectric transducers necessarily have an induced effect on the neighboring piezoelectric transducer, which belongs to the other path. Only a perfect articulation at the level of the connection between piezoelectric transducer and stator would avoid such coupling.
  • the object of patent EP 0 930 660 is to reduce at most this coupling, but it remains and is represented here by the impedance ZC.
  • Impedances Z1 and Z2 include elements representative of stiffness and mass in the n mode. In a symmetrical structure, the value of the impedance Z1 is equal to the value of the impedance Z2. The ideal would be to have the impedance ZC worth 0, to be reduced to two independent schemes, one for each channel. When the structure is poorly coupled, the value of the impedance ZC is much lower than the value of the impedances Z1 or Z2.
  • the generators G1 and G2 are not perfect, and have at least an internal resistance RG1 and RG2. Thus, their output voltage is affected by the current output. If, for example, at the moment when the voltage U1 is maximum and the voltage U2 should be zero, the generator G2 is replaced by its equivalent resistance RG2, a voltage U2 is measured from the voltage across ZC and divided by the potentiometric arrangement formed by the impedances Z2 and RG2 in parallel on C02. It is therefore clear that the desired phase relationship (phase shift of 90 °) is not verified.
  • Such an inductance which would then constitute the impedance equivalent to the generator G2, may have the advantage of constituting with CO 2 a tuned capping circuit, of infinite impedance at the working frequency, returning to cancel the current in an emotional branch Z2 which is no longer powered.
  • the piezoelectric actuator shown in Figure 5 has substantially the same structure as that shown in Figure 1. All similar components have a reference beginning with the number 2 instead of the number 1 in Figure 1. However, it differs of the actuator of FIG. 1 in that it comprises multilayer piezoelectric transducers 25, 26.
  • This piezoelectric actuator has a structure enabling it to generate a progressive wave. It thus comprises, for example, two channels each comprising two piezoelectric transducers, these two channels being powered by two generators.
  • the transducers used are of multilayer type. Two piezoelectric transducers of this type, belonging to each channel, are represented under the references 25 and 26.
  • the piezoelectric material is interposed between conductive planes alternately connected to a first electrode 251 and to a second electrode 252. These conductive planes delimit layers 263 of piezoelectric material whose direction of polarization is alternated from one layer to another. Each electrode is connected to a terminal of a voltage generator.
  • the piezoelectric transducers may have several tens or even hundreds of layers.
  • the transducers used for the development of the invention comprise, for example, 20 layers per millimeter.
  • this frequency can be determined by the method described with reference to the figure in FIG. 7.
  • a resistor RG2 whose value is equal to the internal resistance of the generator G2.
  • the generator G2 is replaced by an element present this impedance.
  • a supply frequency Fa of the generator G1 is set. This frequency is for example a low end of the frequency range corresponding to the vibration mode n chosen to allow a good drive of the rotor by the deformations of the stator.
  • a test is performed on the value of Fa and on the incrementation of F as long as this value belongs to the interval considered. This step allows you to scan the entire interval.
  • the actuator is supplied with the generator G1 at the frequency fa and the voltage of the generator is adjusted so as to obtain a given deformation of the stator, preferably a deformation close to that obtained during the operation of FIG. the actuator.
  • a step 140 different electrical values are measured, in particular the voltage across the generator G1 and the voltage across the resistor RG2.
  • the current supplied by the voltage generator G1 and / or the current absorbed by the resistor RG2 can also be measured.
  • the coupling coefficient between the channels is calculated, for example by calculating the ratio of the amplitude of the voltage measured across the resistor RG2 and the amplitude of the voltage. measured at the terminals of the first generator G1 when it feeds the first channel.
  • step 150 the method loops on step 110 at which the frequency of the generator G1 is incremented and the steps 120 to 150 are repeated.
  • step 160 When a sufficient frequency range (for example equal to twice the difference between PRFn and SRFn) has been scanned, proceed to step 160 in a second phase of the method in which the frequencies are determined for which the coefficient of coupling is below a certain threshold, for example less than 40%, or preferably 20% of the coupling coefficient when the actuator is powered at a frequency causing its resonance.
  • a sufficient frequency range for example equal to twice the difference between PRFn and SRFn
  • an operating frequency FN of the motor is chosen within the frequency zone defined in step 160.
  • This step 170 may correspond to an arbitrary choice, or preferably be made according to the variants represented. by Figures 8 to 10.
  • step 170 consists of taking as value FN the value corresponding to a minimum value of the coupling coefficient.
  • step 170 consists of taking as value FN the value corresponding to a minimum value of the current 11 absorbed on the first excitation channel. This value of FN generally corresponds to the anti-resonance frequency PRFn, if it is in the zone adopted during step 160. In the variant of FIG. 10, two sub-steps are used to carry out step 170.
  • a quantity C comprising the coupling coefficient is defined, but also enriched by taking into account the intensity 11 absorbed by the energized excitation path. It is indeed desired to reduce both the coupling coefficient and the intensity 11. Increasing expression of C with these two parameters is appropriate. The simplest size C is therefore written:
  • K1 is a coefficient of proportionality
  • U2 is the voltage measured across the resistor RG2
  • 11 is the current absorbed on the channel 1, thus provided by the generator G1 while the generator G2 has been replaced by its equivalent resistance RG2.
  • the frequency value corresponding to a minimum of this value is taken as the operating frequency value FN of the motor.
  • the electromechanical simulation means of the structures make it possible to determine the coupling coefficient and the frequency zone in which this coefficient is lower than a given threshold without having to carry out real tests, but the approach is equivalent to that which has just been described.
  • FIG. 6 shows the electrical part of a piezoelectric actuator, with two feed channels and two transducers per channel, in the form of an equivalent diagram. It is preferentially on such a complete actuator that the previous measurements of coupling coefficient and absorbed current are carried out.
  • the components schematizing the coupling of the channels have disappeared (or have become negligible) because of the use of piezoelectric transducers with multilayer structure B1 and B3 on the first channel, B2 and B4 on the second channel and a frequency that minimizes the coupling between the channels.
  • the electrical characteristics of the channel supply voltages U1 and U2 are such that their excitation frequencies are identical (with a desired phase shift, for example 90 °) and are chosen according to the method described above.
  • FIG. 4 The diagram equivalent to such an assembly is that of FIG. 4, in which the impedance ZC is replaced by a short-circuit: in fact, the invention makes it possible to make the impedance ZC negligible compared with the emotional impedances Z1 or Z2.
  • the generators G1 and G2 may include additional series inductors so as to compensate for the blocked capacitances of the piezoelectric transducers, which have become important. These series inductances are represented in dotted lines and are referenced by Ls 1 and Ls2.
  • the advantage of the inductance Ls2 is that it can constitute, with the blocked capacitor C02, a parallel resonant circuit, or a plug circuit, on a channel whose voltage is normally zero at a given instant. At the tuning frequency, this amounts to considerably increasing the motional impedance Z2 of this channel in comparison with the coupling impedance ZC. Which amounts to making the coupling term even more negligible.
  • the inductance Ls1 constitutes a series resonant circuit with the blocked capacitor C01 for the first generator G1.
  • the first generator "does not see” the second channel, thanks to with the coupling C02 and Ls2, while the effects of a strong blocked capacity C01 are compensated by Ls1.
  • the second generator does not see the first feed path, thanks to the coupling C01 and Ls1, while the effects of a strong blocked capacity C02 are compensated by Ls2.
  • the additional inductance values are chosen such that the tuning frequency is equal to the motor supply frequency.

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  • General Electrical Machinery Utilizing Piezoelectricity, Electrostriction Or Magnetostriction (AREA)

Abstract

Le procédé de détermination de la fréquence normale d'alimentation d'un actionneur piézo-électrique comprenant des générateurs est caractérisé en ce qu'il comprend une phase de détermination des fréquences des générateurs pour lesquelles le coefficient de couplage des voies est inférieur à un seuil donné valant 40% du coefficient de couplage des voies lorsque la fréquence d'alimentation provoque la résonance de l'actionneur et une étape de sélection parmi ces fréquences, de la fréquence d'alimentation normale de l'actionneur par les deux générateurs. L'invention concerne également un actionneur piézo-électrique dont la fréquence commune des générateurs est telle que le coefficient de couplage des voies lorsque l'actionneur est alimenté à cette fréquence est inférieur à 40% du coefficient de couplage des voies lorsque la fréquence d'alimentation provoque la résonance de l'actionneur.

Description

Procédé de détermination de la fréquence d'alimentation d'un actionneur piézo-électrique.
L'invention concerne un procédé de détermination de la fréquence normale d'alimentation d'un actionneur piézo-électrique à onde progressive comprenant un stator, un rotor rappelé en contact contre le stator et des transducteurs piézo-électriques précontraints, à structure multicouches, destinés à déformer le stator et répartis selon deux voies d'alimentation chacune raccordée à un générateur. L'invention concerne également un actionneur piézo-électrique à onde progressive.
Des actionneurs piézo-électriques sont connus. Ils comprennent un stator, dont l'état vibratoire est assuré par des transducteurs piézoélectriques et un rotor plaqué contre le stator et entraîné par les vibrations de ce dernier.
Préférentiellement, le mouvement vibratoire d'un point situé à la surface du stator correspond à une trajectoire elliptique dont un axe est perpendiculaire au plan de la surface de contact stator-rotor quand le moteur n'est pas alimenté et dont l'autre axe est dirigé selon la direction orthoradiale d'entraînement du rotor par l'action du stator. Un tel mouvement est provoqué par une onde stationnaire appliquée au stator ou de préférence provoqué par une onde progressive.
Le stator a généralement une forme annulaire de révolution.
Pour créer une onde progressive, au moins deux paires d'éléments piézo-électriques sont utilisées de manière à combiner deux ondes stationnaires. Si les deux paires d'éléments sont décalées dans l'espace de 90° et que les alimentations, de même amplitude et de même fréquence, sont elles mêmes décalées dans le temps d'un quart de période (déphasage de 90°), alors la combinaison des deux mouvements vibratoires donne une onde progressive pure : tous les points du stator décrivent une même trajectoire alternative autour de leur position de repos avec un décalage temporel qui ne dépend que de leur décalage angulaire sur l'anneau stator.
Selon la structure géométrique du stator et selon la nature et le positionnement des éléments piézo-électriques par rapport à cette structure, l'amplitude de vibration de la structure peut dépasser d'une façon considérable l'amplitude de vibration des seuls transducteurs piézo-électriques : c'est le phénomène de résonance, qui est généralement exploité pour amplifier l'amplitude de vibration, donc la vitesse d'entraînement.
Le brevet US 4,562,374 décrit une telle structure dans le cas où les transducteurs piézo-électriques ne sont pas séparés mais sont constitués par une même céramique annulaire de très faible épaisseur. Les transducteurs piézo-électriques ne sont pas précontraints. La céramique annulaire est collée sur le stator, et est excitée selon un mode transversal, aussi appelé mode d31. C'est ce type de structure qui a donné lieu à la plus grande partie des études sur les moteurs piézoélectriques.
Cependant, les brevets EP 0 930 660 et US 6,388,365 décrivent également une structure à onde progressive, mais cette fois avec des transducteurs piézo-électriques séparés et précontraints. Chaque transducteur piézo-électrique se présente sous la forme d'une colonne.
La polarisation du transducteur piézo-électrique est réalisée selon l'axe de la colonne, et son déplacement principal également, ce qui caractérise le mode d'excitation longitudinal, également appelé mode d33. L'invention s'applique à de telles structures à onde progressive munies de transducteurs piézo-électriques séparés précontraints et excités selon un mode longitudinal.
Le phénomène de couplage est exposé à la figure 4. Au préalable, les figures 1 à 3 décrivent un moteur piézo-électrique selon l'art antérieur.
Un moteur 1 connu de l'art antérieur est représenté schématiquement en coupe à la figure 1. Il comprend un arbre 11 solidaire d'un rotor 12 rappelé dans une position de contact avec un stator 13 par un effort statique FO. Pour plus de lisibilité, le rotor est représenté ici légèrement décollé par rapport au stator. Un matériau de friction est en général collé sur le stator pour assurer un meilleur contact entre les deux pièces. L'arbre 11 est guidé par un roulement à billes 14. L'axe de cet arbre 11 constitue un axe de symétrie cylindrique pour le moteur, à l'exception de transducteurs piézo-électriques 15, 16 qui sont séparés. Ces transducteurs ont par exemple la forme de colonnes cylindriques ou la forme de colonnes à base rectangulaire et sont répartis sur le stator, comme représenté par exemple dans le brevet EP 0 930 660. Ces transducteurs piézo-électriques sont regroupés électriquement, en général selon un montage en parallèle, pour former une voie d'excitation (dans un moteur à onde stationnaire) ou deux voies d'excitation (dans un moteur à onde progressive). Dans un moteur à onde progressive de ce type, deux excitateurs diamétralement opposés appartiennent en général à la même voie d'excitation et sont donc branchés en parallèle avec des polarisations alternées. Un moteur comportant quatre excitateurs B1-B4 aurait donc les deux excitateurs B1 et B3, appartenant à la première voie d'excitation, comme représentés par les transducteurs 15 et 16 de la figure 1 , tandis que les axes des deux autres excitateurs B2 et B4, appartenant à la deuxième voie, seraient contenus dans un plan perpendiculaire au plan de la figure 1. Cependant, pour simplifier, on considère par la suite que le transducteur 15 appartient à une première voie, tandis que le transducteur 16 appartient à la deuxième voie d'excitation.
Le stator et le rotor sont généralement métalliques. Pour simplifier, on suppose que le stator 13 est non-conducteur en surface. C'est le cas quand il s'agit d'un alliage d'aluminium anodisé.
Chaque transducteur piézo-électrique est alimenté par deux électrodes, représentées par un trait noir épais et référencées 151 et 152 pour le transducteur piézo-électrique 15. Le matériau piézo-électrique est représenté par la surface hachurée entre les électrodes 151 et 152.
Un problème posé par ces structures concerne la difficulté de contrôler le fonctionnement de l'actionneur.
Il est connu du document US 5,554,905 un actionneur piézo-électrique à onde progressive comprenant un stator, un rotor rappelé en contact contre le stator et des transducteurs piézo-électriques précontraints, à structure multicouches et destinés à déformer le stator. Selon ce brevet, l'effet technique obtenu par la structure multicouches des transducteurs est de permettre une plus grande déformation de ceux-ci. Du fait de la structure multicouches des transducteurs les intensités des courants d'alimentation sont élevées, ce qui pose des problèmes, notamment des problèmes de commutation. De plus, la difficulté de contrôler le fonctionnement de l'actionneur est accrue.
On connaît du brevet US 5,767,609 un moteur piézo-électrique comprenant des transducteurs piézo-électriques monolithiques alimentés à une fréquence d'anti-résonance. Ce choix d'une fréquence d'anti- résonance n'est justifié que par des considérations de rendement et de stabilité de fonctionnement du moteur.
Le but de l'invention est de fournir un actionneur piézo-électrique et un procédé de détermination de la fréquence d'alimentation d'un actionneur piézo-électrique améliorant les actionneurs et les procédés connus de l'art antérieur et permettant de pallier aux inconvénients précités. En particulier, l'invention propose un procédé pour déterminer une fréquence d'alimentation permettant d'améliorer le contrôle de l'actionneur. Elle concerne également un actionneur piézo-électrique à onde progressive alimenté à une fréquence permettant d'améliorer son contrôle.
Le procédé de détermination selon l'invention est caractérisé par la partie caractérisante de la revendication 1.
Différents modes d'exécution du procédé sont définis par les revendications dépendantes 2 à 6.
L'actionneur selon l'invention est défini par la revendication 7.
Différents modes de réalisation de l'actionneur sont définis par les revendications dépendantes 8 à 11.
Le dessin annexé représente, à titre d'exemple, un actionneur piézoélectrique selon l'invention.
La figure 1 représente schématiquement un actionneur piézoélectrique de structure connue de l'art antérieur. La figure 2 représente une courbe caractéristique de l'admittance d'un transducteur piézo-électrique, en fonction de la fréquence d'alimentation, lorsque celui-ci équipe un actionneur.
La figure 3 représente un schéma électrique équivalent d'une voie d'un actionneur piézo-électrique.
La figure 4 représente un schéma électrique équivalent de deux voies d'un actionneur piézo-électrique.
La figure 5 représente schématiquement un actionneur piézoélectrique selon l'invention.
La figure 6 représente schématiquement la partie électrique d'un actionneur piézo-électrique selon l'invention.
La figure 7 représente un ordinogramme d'un procédé de détermination d'une fréquence d'alimentation d'un actionneur piézo-électrique permettant de minimiser le coefficient de couplage entre les voies.
La figure 8 représente une première variante du procédé de détermination d'une fréquence d'alimentation.
La figure 9 représente une deuxième variante du procédé de détermination d'une fréquence d'alimentation.
La figure 10 représente une troisième variante du procédé de détermination d'une fréquence d'alimentation.
L'admittance Y de la première voie d'excitation, comprenant le transducteur 15, est représentée à la figure 2 sur un large intervalle de fréquences. Pour une valeur constante de l'amplitude de la tension d'excitation U1 , l'admittance est l'image de l'intensité du courant absorbé IA. On constate sur cette figure une relation globale de proportionnalité entre l'admittance et la fréquence, ce qui est le propre d'un comportement capacitif. Ceci est dû à la capacité statique CO du condensateur formé par les électrodes 151 , 152 en regard, séparées par le matériau piézo-électrique fortement isolant.
On constate également l'apparition de plusieurs modes de résonance, suffisamment éloignés pour que chaque mode puisse faire l'objet d'une analyse séparée et d'une représentation sous forme d'un schéma équivalent comme en figure 3.
Sur le schéma équivalent de la figure 3, le mode est caractérisé par une « branche motionnelle » comportant au moins trois composants équivalents : un condensateur Cn, une inductance Ln, une résistance Rn et, éventuellement, un générateur En. La capacité du condensateur Cn et l'inductance Ln correspondent à la raideur et à la masse des parties subissant les déformations. La résistance Rn correspond à la puissance dissipée dans ces déformations mécaniques, tandis que la force-contre- électromotrice du générateur En donne la puissance convertie en puissance mécanique utile, lorsqu'elle est multipliée par le courant Imn circulant dans la branche motionnelle. Pour un moteur à vide, on a En =
0.
En général, la capacité motionnelle Cn du mode n est très faible devant la capacité CO.
Le comportement électromécanique de la branche motionnelle dépend de la fréquence d'excitation. Le courant IMn absorbé est en effet maximum quand les impédances du condensateur Cn et de l'inductance Ln présentent un même module. On note SRFn cette fréquence de résonance du mode n, dite « résonance série ».
Quand la fréquence FREQ est sensiblement inférieure à cette valeur, alors la branche motionnelle devient équivalente à la seule capacité du condensateur Cn. Comme la capacité du condensateur Cn est faible devant la capacité du condensateur CO, le courant Imn circulant dans la branche motionnelle est négligeable devant ICO circulant à travers le condensateur CO.
Quand la fréquence FREQ est supérieure à cette valeur SRFn, alors la branche motionnelle devient sensiblement équivalente à l'inductance Ln. L'ensemble formé par le condensateur CO et par l'inductance Ln constitue alors un circuit résonant parallèle, dont on sait que le courant absorbé IAn passe par un minimum. On désigne par PRFn cette valeur particulière de la fréquence, dite « résonance parallèle » ou fréquence d'anti-résonance.
En fait, le schéma équivalent de la figure 3 représente ce qui est vu par le générateur d'une voie d'excitation lorsque le générateur alimentant l'autre voie est débranché. La figure 4 représente maintenant simultanément les deux générateurs G1 et G2 alimentant chacune des voies. Trois composants d'impédances Z1 , Z2 et ZC représentent la plus ou moins grande facilité de la structure à entrer en vibration sous l'effet des vibrations de l'un ou de l'autre transducteur piézo-électrique. Mais les vibrations sur l'un des transducteurs piézo-électriques ont nécessairement un effet induit sur le transducteur piézo-électrique voisin, qui appartient à l'autre voie. Seule une articulation parfaite au niveau de la liaison entre transducteur piézo-électrique et stator éviterait un tel couplage. L'objet du brevet EP 0 930 660 est de diminuer au plus ce couplage, mais il subsiste et est représenté ici par l'impédance ZC. Les impédances Z1 et Z2 incluent des éléments représentatifs de la raideur et de la masse dans le mode n. Dans une structure symétrique, la valeur de l'impédance Z1 est égale à la valeur de l'impédance Z2. L'idéal serait d'avoir l'impédance ZC valant 0, pour se ramener à deux schémas indépendants, un pour chaque voie. Quand la structure est peu couplée, la valeur de l'impédance ZC est très inférieure à la valeur des impédances Z1 ou Z2.
Les générateurs G1 et G2 ne sont pas parfaits, et présentent au minimum une résistance interne RG1 et RG2. Ainsi, leur tension de sortie est affectée par le courant débité. Si par exemple, à l'instant où la tension U1 est maximum et où la tension U2 devrait être nulle, on remplace le générateur G2 par sa résistance équivalente RG2, on mesure une tension U2 provenant de la tension aux bornes de ZC et divisée par le montage potentiométrique formé par les impédances Z2 et RG2 en parallèle sur C02. Il est donc clair que la relation de phase voulue (déphasage de 90°) n'est pas vérifiée.
Dans un moteur piézo-électrique à céramique annulaire fine, cet effet est très peu marqué en particulier du fait de la faible épaisseur de la céramique, ce qui conduit à des valeurs importantes pour la capacité bloquée CO, et donc à une faible impédance du condensateur CO à la fréquence considérée.
Par contre, dans un moteur comprenant des transducteurs piézoélectriques de type bâton ou cylindre, les deux électrodes sont écartées de plusieurs millimètres et la capacité CO est très faible, d'où une forte impédance du condensateur CO à la fréquence considérée. Pour ces mêmes raisons, il n'est pas possible, sauf à utiliser des inductances de forte valeur, et donc coûteuses, de compenser par une inductance additionnelle en série avec chaque générateur la présence de la capacité CO.
Une telle inductance, qui constituerait alors l'impédance équivalente au générateur G2, peut présenter l'avantage de constituer avec C02 un circuit bouchon accordé, d'impédance infinie à la fréquence de travail, revenant à annuler le courant dans une branche motionnelle Z2 qui n'est plus alimentée.
L'ajout de capacités sous forme d'éléments discrets pénaliserait bien entendu la structure : le gain apporté dans la lutte contre le couplage serait annulé par la nécessité de fournir des courants ou tension plus importants.
L'actionneur piézo-électrique représenté à la figure 5 a sensiblement la même structure que celui représenté à la figure 1. Tous les composants similaires ont une référence commençant par le chiffre 2 au lieu du chiffre 1 sur la figure 1. Cependant, il diffère de l'actionneur de la figure 1 en ce qu'il comprend des transducteurs piézo-électriques multicouches 25, 26.
Cet actionneur piézo-électrique a une structure lui permettant de générer une onde progressive. Il comprend ainsi, par exemple, deux voies comprenant chacune deux transducteurs piézo-électriques, ces deux voies étant alimentées par deux générateurs. Les transducteurs utilisés sont de type multicouches. Deux transducteurs piézo-électriques de ce type, appartenant à chaque voie, sont représentés sous les références 25 et 26.
Le matériau piézo-électrique est intercalé entre des plans conducteurs alternativement reliés à une première électrode 251 et à une deuxième électrode 252. Ces plans conducteurs délimitent des couches 263 de matériau piézo-électrique dont le sens de polarisation est alterné d'une couche à l'autre. Chaque électrode est reliée à une borne d'un générateur de tension.
Dans un but de clarté, seules quelques couches de matériau piézoélectrique ont été représentées, cependant, les transducteurs piézoélectriques peuvent présenter plusieurs dizaines, voire plusieurs centaines de couches. Les transducteurs utilisés pour la mise au point de l'invention comprennent par exemple 20 couches au millimètre.
Cependant, l'utilisation de transducteurs piézoélectriques à structure multicouches augmente considérablement la résistance série des transducteurs, ce qui revient à augmenter d'autant la résistance interne RG 1 ou RG2 des générateurs G1 et G2. La prise en compte de cet effet conduit à s'écarter davantage encore de la fréquence de résonance série. A cette augmentation de la résistance interne s'ajoute le problème de l'augmentation du courant absorbé, résultant de la plus grande valeur de la capacité de blocage C01 et C02 pour un excitateur multicouches en comparaison d'un excitateur massif.
En définitive, il est donc nécessaire, pour résoudre le problème de difficulté de contrôle de l'actionneur relevé dans les documents de l'art antérieur, de choisir une fréquence d'alimentation permettant de minimiser de manière sûre le coefficient de couplage entre les voies.
Pour ce faire, on peut déterminer cette fréquence grâce au procédé décrit en référence à la figure à la figure 7.
Dans une première étape 100, on remplace l'un des deux générateur G2 par un résistor RG2 dont la valeur est égale à la résistance interne du générateur G2. Dans le cas où le générateur G2 présente une impédance de sortie complexe ZG2, le générateur G2 est remplacé par un élément présent cette impédance. Alternativement, on peut laisser le générateur G2 en place et simplement faire en sorte qu'il délivre une amplitude de tension nulle.
Dans une étape 110, on fixe une fréquence d'alimentation Fa du générateur G1. Cette fréquence est par exemple une extrémité basse de l'intervalle de fréquences correspondant au mode de vibration n choisi pour permettre un bon entraînement du rotor par les déformations du stator.
Dans une étape 120, on procède à un test sur la valeur de Fa et à l'incrémentation de Fa tant que cette valeur appartient à l'intervalle considéré. Cette étape permet de procéder au balayage de l'ensemble de l'intervalle retenu.
Dans une étape 130, on alimente l'actionneur à l'aide du générateur G1 à la fréquence fa et on ajuste la tension du générateur de manière à obtenir une déformation du stator donnée, de préférence une déformation proche de celle obtenue lors du fonctionnement de l'actionneur.
Dans une étape 140, on mesure différentes valeurs électriques en particulier la tension aux bornes du générateur G1 et la tension aux bornes du résistor RG2. Eventuellement, on peut mesurer également le courant fourni par le générateur de tension G1 et/ou le courant absorbé par le résistor RG2.
Dans une étape 150, on calcule le coefficient de couplage entre les voies, en calculant par exemple le rapport de l'amplitude de la tension mesurée aux bornes du résistor RG2 et de l'amplitude la tension mesurée aux bornes du premier générateur G1 lorsqu'il alimente la première voie.
A l'issue de l'étape 150, le procédé boucle sur l'étape 110 à laquelle la fréquence du générateur G1 est incrémentée et les étapes 120 à 150 réitérées.
Lorsqu'une plage de fréquences suffisante (par exemple égale à deux fois l'écart séparant PRFn et SRFn) a été balayée, on passe à l'étape 160 dans une deuxième phase du procédé dans laquelle on détermine les fréquences pour lesquelles le coefficient de couplage est inférieur à un certain seuil, par exemple inférieur à 40 %, ou de préférence à 20 % du coefficient de couplage lorsque l'actionneur est alimenté à une fréquence provoquant sa résonance.
A l'étape finale 170, on choisit une fréquence de fonctionnement FN du moteur à l'intérieur de la zone de fréquences définie à l'étape 160. Cette étape 170 peut correspondre à un choix arbitraire, ou préférentiellement être réalisée selon les variantes représentées par les figures 8 à 10.
Dans le cas le plus simple, représenté à la figure 8 sous forme d'une seule sous-étape 170-1 , l'étape 170 consiste à prendre comme valeur FN la valeur correspondant à une valeur minimum du coefficient de couplage.
Dans la variante de la figure 9, comportant également une seule sous- étape 170-2, l'étape 170 consiste à prendre comme valeur FN la valeur correspondant à une valeur minimum du courant 11 absorbé sur la première voie d'excitation. Cette valeur de FN correspond en général à la fréquence d'anti-résonance PRFn, si celle-ci se trouve dans la zone retenue au cours de l'étape 160. Dans la variante de la figure 10, on utilise deux sous-étapes pour réaliser l'étape 170.
A la sous-étape 170-3, on définit une grandeur C comprenant le coefficient de couplage, mais également enrichie par la prise en compte de l'intensité 11 absorbée par la voie d'excitation alimentée. On souhaite en effet à la fois réduire le coefficient de couplage et l'intensité 11. Une expression de C croissante avec ces deux paramètres convient. La grandeur C la plus simple s'écrit donc :
C = K1 x U2 x l1
Dans cette expression, K1 est un coefficient de proportionnalité, U2 est la tension mesurée aux bornes du résistor RG2 et 11 est le courant absorbé sur la voie 1 , donc fourni par le générateur G1 tandis que le générateur G2 a été remplacé par sa résistance équivalente RG2.
La résistance RG2 étant fixe, il est clair que le coefficient de couplage peut aussi s'exprimer à partir du courant 12 dans cette résistance, et que la grandeur C peut aussi s'écrire, à l'aide d'un deuxième coefficient de proportionnalité K2 :
C = K2 x l2 x l1
Enfin, tout en restant dans l'esprit de l'invention, il est possible de choisir un critère plus élaboré, selon que l'on préfère privilégier plus ou moins l'influence du couplage ou du courant absorbé. On peut avantageusement intégrer l'amplitude de vibration et/ou la vitesse vibratoire dans la grandeur C. A la sous-étape 170-4, on prend comme valeur de fréquence FN de fonctionnement du moteur la valeur de fréquence correspondant à un minimum de cette valeur.
Les moyens de simulation électromécanique des structures permettent de déterminer le coefficient de couplage et la zone de fréquences dans laquelle ce coefficient est inférieur à un seuil donné sans avoir à procéder à des essais réels, mais la démarche est équivalente à celle qui vient d'être décrite.
Enfin, il est clair que la fréquence normale de fonctionnement FN de l'actionneur complet lorsqu'il est alimenté par les deux générateurs qui est ainsi déterminée donne une valeur nominale. Il est connu que la fréquence réelle de la fréquence d'alimentation des moteurs piézo- électriques peut et doit être auto-ajustée autour de cette valeur nominale, notamment pour tenir compte des variations de température ou de charge.
La figure 6 représente la partie électrique d'un actionneur piézo- électrique, à deux voies d'alimentation et deux transducteurs par voie, sous la forme d'un schéma équivalent. C'est préférentiellement sur un tel actionneur complet que sont réalisées les mesures précédentes de coefficient de couplage et de courant absorbé. Dans cette partie électrique, les composants schématisant le couplage des voies ont disparu (ou sont devenus négligeables) du fait de l'utilisation de transducteurs piézo-électriques à structure multicouches B1 et B3 sur la première voie, B2 et B4 sur la deuxième voie et d'une fréquence minimisant le couplage entre les voies. Les caractéristiques électriques des tensions U1 et U2 d'alimentation des voies sont telles que leurs fréquences d'excitations sont identiques (avec un déphasage souhaité, par exemple 90°) et sont choisies selon le procédé décrit plus haut. Le schéma équivalent à un tel montage est celui de la figure 4, dans lequel l'impédance ZC est remplacée par un court-circuit : en effet, l'invention permet de rendre l'impédance ZC négligeable devant les impédances motionnelles Z1 ou Z2.
Les générateurs G1 et G2 peuvent comprendre des inductances série supplémentaire de manière à compenser les capacités bloquées des transducteurs piézo-électriques, celles-ci étant devenues importantes. Ces inductances série sont représentées en trait pointillé et sont référencées par Ls 1 et Ls2.
L'intérêt de l'inductance Ls2 est de pouvoir constituer avec la capacité bloquée C02 un circuit résonnant parallèle, ou circuit bouchon, sur une voie dont la tension est normalement nulle à un instant donné. A la fréquence d'accord, ceci revient à augmenter encore considérablement l'impédance motionnelle Z2 de cette voie en comparaison de l'impédance de couplage ZC. Ce qui revient à rendre le terme de couplage encore plus négligeable.
Par ailleurs, l'inductance Ls1, comme il est déjà appliqué dans l'art antérieur, constitue un circuit résonnant série avec la capacité bloquée C01 pour le premier générateur Gl En résumé, le premier générateur « ne voit pas » la seconde voie, grâce au couplage C02 et Ls2, tandis que les effets d'une forte capacité bloquée C01 sont compensés par Ls1. Réciproquement, le deuxième générateur ne voit pas la première voie d'alimentation, grâce au couplage C01 et Ls1 , tandis que les effets d'une forte capacité bloquée C02 sont compensés par Ls2. Les valeurs d'inductances supplémentaires sont choisies de manière telle que la fréquence d'accord soit égale à la fréquence d'alimentation du moteur.

Claims

Revendications :
1. Procédé de détermination de la fréquence normale d'alimentation (FN) d'un actionneur piézo-électrique (2) à onde progressive comprenant un stator (23), un rotor (22) rappelé en contact contre le stator (23) et des transducteurs piézo-électriques (25, 26) précontraints, à structure multicouches, destinés à déformer le stator (23) et répartis selon deux voies d'alimentation chacune raccordée à un générateur (G1 , G2), caractérisé en ce qu'il comprend : a. une phase de détermination des fréquences des générateurs (G1 , G2) pour lesquelles le coefficient de couplage des voies est inférieur à un seuil donné au plus égal à 40% du coefficient de couplage des voies lorsque la fréquence d'alimentation provoque la résonance de l'actionneur et b. une étape de sélection parmi ces fréquences, de la fréquence (FN) d'alimentation normale de l'actionneur par les deux générateurs.
2. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que le coefficient de couplage est déterminé par la mesure de grandeurs électriques (U 1, U2, M, 12) lorsqu'une voie est alimentée par le premier générateur (G1) tandis que le deuxième générateur (G2) est remplacé par sa résistance interne (RG2) et en ce que le coefficient de couplage est calculé par le rapport de deux de ces grandeurs.
3. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'étape de sélection de la fréquence (FN) d'alimentation normale de l'actionneur consiste à choisir, parmi les fréquences déterminées dans la première phase, la valeur de fréquence donnant la plus faible valeur pour le coefficient de couplage.
4. Procédé selon l'une des revendications 1 à 2, caractérisé en ce que l'étape de sélection de la fréquence (FN) d'alimentation normale de l'actionneur consiste à choisir, parmi les fréquences déterminées dans la première phase, la valeur de fréquence donnant la plus faible valeur pour l'intensité (11) fournie par le premier générateur.
5. Procédé selon l'une des revendications 1 à 2, caractérisé en ce que l'étape de sélection de la fréquence (FN) d'alimentation normale de l'actionneur comprend une sous-étape de définition d'une grandeur (C) à la fois croissante avec le coefficient de couplage et avec l'intensité absorbée, et une sous-étape consistant à choisir, parmi les fréquences déterminées dans la première phase, la valeur de fréquence donnant la plus faible valeur pour cette grandeur.
6. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que dans la phase de détermination des fréquences, le seuil de coefficient de couplage vaut 20% du coefficient de couplage des voies lorsque la fréquence d'alimentation provoque la résonance de l'actionneur.
7. Actionneur piézo-électrique (2) à onde progressive comprenant un stator (23), un rotor (22) rappelé en contact contre le stator (23) et des transducteurs piézo-électriques (25, 26) précontraints, à structure multicouches et destinés à déformer le stator (23), répartis selon deux voies d'alimentation chacune raccordée à un générateur (G1 , G2), caractérisé en ce que la fréquence commune des générateurs est telle que le coefficient de couplage des voies lorsque l'actionneur est alimenté à cette fréquence est inférieur à 40% du coefficient de couplage des voies lorsque la fréquence d'alimentation provoque la résonance de l'actionneur.
8. Actionneur piézo-électrique (2) selon la revendication 7, caractérisé en ce que la fréquence commune des générateurs est déterminée par le procédé selon l'une des revendications 1 à 5.
9. Actionneur piézo-électrique (2) selon la revendication 7, caractérisé en ce que la fréquence commune des générateurs est telle que le coefficient de couplage des voies lorsque l'actionneur est alimenté à cette fréquence est inférieur à 20% du coefficient de couplage des voies lorsque la fréquence d'alimentation provoque la résonance de l'actionneur.
10. Actionneur piézo-électrique (2) selon la revendication 9, caractérisé en ce que la fréquence commune des générateurs est déterminée par le procédé selon la revendication 6.
11. Actionneur piézo-électrique (2) selon l'une des revendications 7 à 10, caractérisé en ce que chaque générateur de tension est connecté en série à un élément inductif (Ls1 , Ls2) et en ce que chacun de ces éléments inductifs constitue, à la fréquence d'alimentation, un circuit résonnant série avec les transducteurs de la voie alimentée.
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