WO2007013226A1

WO2007013226A1 - 受信装置およびそれを用いた電子機器

Info

Publication number: WO2007013226A1
Application number: PCT/JP2006/311505
Authority: WO
Inventors: Takeshi Fujii; Hiroaki Ozeki
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2005-07-29
Filing date: 2006-06-08
Publication date: 2007-02-01
Anticipated expiration: 2008-01-29
Also published as: JP4245049B2; CN101032088B; US20090232259A1; US7733986B2; JPWO2007013226A1; EP1777831A1; CN101032088A; EP1777831A4

Abstract

　受信装置は、ＰＬＬ（１０）と、混合器（６）と、フィルタ（８）とを有する受信部（１）と、フィルタ（８）からの信号の周波数誤差を検出する周波数誤差検出器（２４）とを有する復調部（２）とを備える。ＰＬＬ（１０）は、局部発振信号を混合器（６）に供給する局部発振器（７）と、周波数誤差検出器（２４）からの信号に基づいて局部発振信号を分周する可変分周器（１０２）と、可変分周器（１０２）からの信号と水晶発振器（１２）からの信号とを比較する位相比較器（１０４）とを有し、局部発振信号の周波数誤差を小さくすることができる。

Description

明細書

受信装置およびそれを用いた電子機器

技術分野

[0001] 本発明は、信号を受信するための受信装置およびそれを用いた電子機器に関するものである。

背景技術

[0002] 地上デジタル放送が開始され、その放送を受信するための受信装置の開発が盛んになされている。特開平 11— 112460号公報に、そのような放送を受信し、周波数同期の引き込み時間をより短縮することのできる直交周波数分割多重 (以下、 OFDM ( Orthogonal Frequency Division Multiplex)と略記する）信号復調装置が開示されている。

[0003] 以下では、従来の受信装置について、図面を用いて説明する。図 8は、従来の受信装置の回路ブロック図である。図 8に示すように、受信装置は、入力端子 1004と、入力端子 1004に接続された受信部 1001と、受信部 1001の出力側に接続された復調部 1002と、復調部 1002の出力側に接続された出力端子 1040とを備える。そして、受信部 1001は、位相同期ループ（以下、「PLL」と略記する） 1010と、 PLL1010 からの局部発振信号と入力端子 1004からの信号とを混合する混合器 1006と、混合器 1006の出力側に接続されたフィルタ 1008とを有する。 PLL1010は、局部発振信号を混合器 1006に供給する局部発振器 1007と、局部発振器 1007からの局部発振信号を分周する可変分周器 1102と、水晶発振器 1012と、局部発振器 1007の入力側に接続され、可変分周器 1102からの信号と水晶発振器 1012からの信号とを比較する位相比較器 1104とを有する。位相比較器 1104の出力は、ループフィルタ 10 03を介して局部発振器 1007の入力に接続されて!、る。

[0004] このように構成された従来の受信装置では、温度が変化すると、水晶振動子 1011 の信号に周波数誤差が生じる。水晶振動子 1011の信号の周波数誤差は、概略 100 ppm以下であり、水晶振動子 1011の信号の基準周波数を例えば 18MHzとすると、その周波数誤差の範囲は ± 1. 8kHzと非常に小さい。しかし、誤差を有した水晶振動子 1011の信号に基づいて生成された局部発振器 1007からの局部発振信号の出力周波数は、局部発振信号の出力周波数と水晶振動子 1011の信号の基準周波数との比率をこの誤差に掛け合わせた周波数誤差を有する。そのために、局部発振信号の出力周波数に大きな周波数誤差が生じる。

[0005] このような大きな周波数誤差を有した局部発振器 1007からの局部発振信号が混合器 1006に入力された場合では、混合器 1006から出力される選局された IF信号にも同様の周波数誤差が存在する。このため、混合器 1006から出力された IF信号力も非希望信号を取り除くフィルタ 1008は、希望信号を通過させる通過帯域幅を前述の周波数誤差に相当する帯域幅だけ過剰に有する必要があった。その結果、フィルタ 1008の減衰特性が急峻でなくなり、希望信号の近傍周波数に存在する不要な非希望信号の減衰量が減少せざるを得なカゝつた。

発明の開示

[0006] 受信装置は、入力端子と、入力端子に接続された受信部と、受信部の出力側に接続された復調部と、復調部の出力側に接続された出力端子とを備える。そして、受信部は、 PLLと、 PLLからの局部発振信号と入力端子からの信号とを混合する混合器と、混合器の出力側に接続されたフィルタとを有する。また、復調部は、フィルタからの信号の周波数誤差を検出する周波数誤差検出器を有する。さらに、 PLLは、局部発振信号を混合器に供給する局部発振器と、周波数誤差検出器からの信号に基づいて定められた分周比で局部発振器からの局部発振信号を分周する可変分周器と、発振器と、局部発振器の入力側に接続され、可変分周器力ゝらの信号と発振器からの信号とを比較する位相比較器とを有する。

[0007] このような構成により、受信装置は、周波数誤差検出器からの信号に基づいて可変分周器を動作させることにより、局部発振信号の周波数誤差を小さくすることができる。これにより、混合器カゝら出力される IF信号における周波数誤差が小さくなり、希望信号のみを通過させるためのフィルタの通過帯域幅を小さくすることができる。したがつて、フィルタの減衰特性が急峻になり、希望信号の近傍周波数に存在する不要な非希望信号の減衰量を増カロさせることができる。

[0008] さらに、電子機器は、入力端子と、入力端子に接続された受信部と、受信部の出力側に接続された復調部と、復調部の出力側に接続された出力端子と、出力端子に接続された信号処理部と、信号処理部に接続された表示部とを備える。そして、受信部は、 PLLと、 PLLからの局部発振信号と入力端子からの信号とを混合する混合器と、混合器の出力側に接続されたフィルタとを有する。さらに、復調部は、フィルタからの信号の周波数誤差を検出する周波数誤差検出器を有する。また、 PLLは、局部発振信号を混合器に供給する局部発振器と、周波数誤差検出器からの信号に基づいて定められた分周比で局部発振器からの局部発振信号を分周する可変分周器と、発振器と、局部発振器の入力側に接続され、可変分周器力の信号と発振器力の信号とを比較する位相比較器とを有する。

[0009] このような構成により、電子機器は、周波数誤差検出器からの信号に基づいて可変分周器を動作させることにより、局部発振信号の周波数誤差を小さくすることができる。これにより、混合器カゝら出力される IF信号における周波数誤差が小さくなり、希望信号のみを通過させるためのフィルタの通過帯域幅を小さくすることができる。したがつて、フィルタの減衰特性が急峻になり、希望信号の近傍周波数に存在する不要な非希望信号の減衰量を増カロさせることができる。

図面の簡単な説明

[0010] [図 1]図 1は本発明の実施の形態 1における受信装置およびそれを用いた電子機器のブロック図である。

[図 2]図 2は本発明の実施の形態 1における受信装置の詳細なブロック図である。

[図 3]図 3は本発明の実施の形態 2における受信装置のブロック図である。

[図 4A]図 4Aは本発明の実施の形態 2における通過帯域幅が制御されるフィルタの特性図である。

[図 4B]図 4Bは本発明の実施の形態 2における通過帯域幅と減衰特性の傾きが制御されるフィルタの特性図である。

[図 5]図 5は本発明の実施の形態 3における受信装置のブロック図である。

[図 6]図 6は本発明の実施の形態 3における受信装置のブロック図である。

[図 7]図 7は本発明の実施の形態 4における受信装置のブロック図である。

[図 8]図 8は従来例における受信装置のブロック図である。符号の説明

1 受信部

2 復調部

3 アンテナ

4 入力端子

5 高周波増幅器

6 混合器

7 局部発振器

8 帯域制限フィルタ

10 位相同期ループ (PLL)

11 水晶振動子

12 水晶発振器

13 ループフィルタ

20 AD変

21 乗异 15^

22 フーリエ変換器

23 1 周 ¾^

24 周波数誤差検出器

25 周波数制御器

26 数値制御発振器 (NCO)

30 CPU

40 出力端子

60 メモリー

102 可変分周器

104 位相比較器

200 信号処理部

201 表示部

発明を実施するための最良の形態 [0012] 以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。

[0013] (実施の形態 1)

以下、本発明の実施の形態 1における受信装置について図 1および図 2を用いて説明する。図 1は本実施の形態における受信装置およびそれを用いた電子機器のブロック図であり、図 2はその受信装置の詳細なブロック図である。なお、本実施の形態では、受信装置が地上デジタル放送信号を受信した場合の一例を説明して、る。

[0014] 図 1に示すように、受信装置は、入力端子 4と、入力端子 4に接続された受信部 1と、受信部 1の出力側に接続された復調部 2と、復調部 2の出力側に接続された出力端子 40とを備える。また、それらを制御するための CPU30のデータを入力する入力端子が設けられている。なお、受信装置を備えた電子機器は、出力端子 40に接続された信号処理部 200と、信号処理部に接続された表示部 201とを備える。

[0015] そして、受信部 1は、入力フィルタ（図示せず）と、高周波増幅器 5と、 PLL10と、 PL L10からの局部発振信号と入力端子 4からの信号とを混合する混合器 6と、混合器 6 の出力側に周波数帯域を制限するために接続されたフィルタとしての帯域制限フィルタ 8とを有する。

[0016] 入力フィルタは、広帯域な受信電波からテレビ放送信号以外の不要な大括りの周波数帯を抑圧し、テレビ用の受信信号を選択する。

[0017] 高周波増幅器 5は、入力フィルタからの信号を増幅させた後、混合器 6の一方の入力に供給する。

[0018] 混合器 6は、 PLL10からの局部発振信号に基づいて、入力端子 4から入力フィルタと高周波増幅器とを介して入力された信号の周波数を変換し、 IF信号として帯域制限フィルタ 8に出力する。

[0019] 帯域制限フィルタ 8は、 IF信号を受け、 IF信号の近傍周波数に存在する不要な妨害信号を抑圧する。さらに、帯域制限フィルタ 8の出力信号は、図示しない低周波増幅器で希望信号を一定の出力レベルに利得制御される。

[0020] 図 2に示すように、 PLL10は、水晶振動子 11が接続された水晶発振器 12と、混合器 6に局部発振信号を供給する局部発振器 7とを有する。また、 PLL10は、局部発振器 7からの局部発振信号を分周するプリスケーラ 101と、帯域制限フィルタ 8からの信号の周波数誤差を検出する復調部 2の周波数誤差検出器 24に接続された周波数制御器 25からの信号に基づいて、プリスケーラ 101からの信号を分周する可変分周器 102とを有する。さらに、 PLL10は、発振器としての水晶発振器 12からの信号を分周するリファレンス分周器 105と、リファレンス分周器 105からの信号と可変分周器 102からの信号とを比較する位相比較器 104とを有する。位相比較器 104の出力は、ループフィルタ 13を介して局部発振器 7の入力に接続されている。なお、 PLL1 0は、リファレンス分周器 105からの信号と周波数制御器 25からの信号とを受けると共に可変分周器 102にオーバーフロー信号 (以下、「OVF信号」と略記する）を出力する累積可算器 103を有する。

[0021] 次に、図 2に示す復調部 2を構成する各ブロックについて説明する。

[0022] 復調部 2は、帯域制限フィルタ 8の出力側に接続された AD変翻（図面中には、「 ADJと表記している） 20と、 AD変翻 20の出力側に接続されたデジタルフィルタ（図示せず)と、デジタルフィルタの出力側に接続された乗算器 21と、乗算器 21と出力端子 40との間に接続されたフーリエ変翻22と復調器 23とを有する。出力端子 40 はデジタル復調された映像や音声といったデータを出力する。また、復調部 2は、フ一リエ変 22によってフーリエ変換される前の乗算器 21からの信号と、フーリエ変によってフーリエ変換された後の信号とによって周波数誤差を検出する周波数誤差検出器 24を有する。さら〖こ、周波数誤差検出器 24の出力に接続された周波数制御器 25と、数値制御発振器（Numerically Controled Oscillator 以下、「 NCOJと略記する) 26とが設けられて、る。

[0023] AD変翻 20は、入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換する。

[0024] デジタルフィルタは、妨害信号を除去する。

[0025] 乗算器 21は、入力された希望信号を直交復調した複素形式の信号とするとともに、搬送波成分を除去したベースバンド OFDM信号へ周波数変換して出力する。

[0026] フーリエ変換器 22は、入力されたベースバンド OFDM信号の時間領域のデータ列を周波数領域のデータ列へ変換する。

[0027] 復調器 23は、その周波数領域のデータ列、すなわち、 OFDM信号の各キャリアを変調して伝送されて!ヽるデジタル信号データを復調する。復調されたデータは誤り訂正処理が施された後、音声や映像といった情報として、出力端子 40を介して出力される。

[0028] 次に、キャリア周波数オフセットの補正について説明する。キャリア周波数オフセットの補正は、周波数誤差検出器 24、 NC026、および乗算器 21の回路により実現される。

[0029] 図 2に示すように、周波数誤差検出器 24は、狭帯域周波数誤差検出器 27と広帯域周波数誤差検出器 28と加算器 29とを有する。狭帯域周波数誤差検出器 27は、乗算器からの信号を受けて、 OFDM信号が有するキャリア間隔以内の細かい周波数誤差を検出する。すなわち、 OFDM信号中のガード期間信号は有効シンボル期間信号の後部をコピーしたものであることから、それらの信号の相関を利用してキヤリァ間隔内の周波数誤差は算出される。

[0030] 一方、広帯域周波数誤差検出器 28は、フーリエ変翻22からの信号を受けて、キャリア間隔単位での周波数誤差を検出する。キャリア間隔単位の周波数誤差は、送信側において所定の周期で挿入された周波数同期用の基準シンボルを用いて算出される。

[0031] 加算器 29は、狭帯域周波数誤差検出器 27の検出誤差と広帯域周波数誤差検出器 28の検出誤差とを加算し、加算された周波数誤差データを周波数制御器 25と図示していない NCO制御器とへ出力する。 NCO制御器は、周波数誤差検出器 24で検出した周波数誤差量に基づき、周波数誤差がある場合には誤差がなくなるよう周波数オフセットに相当する周波数誤差データを供給して、 NC026の出力周波数を制御する。 NC026の出力信号は、乗算器 21の他方の入力へ供給される。

[0032] このようにして、周波数誤差検出器 24は、狭帯域周波数誤差検出器 27にて OFD M変調信号で特徴付けられたガードインターバル期間の信号を用いて周波数誤差を検出し、さらに広帯域周波数誤差検出器 28にてパイロット信号と呼ばれる基準シンボルを用 Vヽて周波数誤差を検出する。

[0033] 以上で述べた復調部 2の周波数誤差検出器 24、 NC026、および乗算器 21によるキャリア周波数オフセットの補正は、 OFDM変調された希望信号の復調にぉ、て特に重要である。 OFDM信号のように直交関係にある各キャリアを周波数多重化した信号は、周波数オフセットの存在する状況下で復調されると、キャリア間の直交性が崩れ、復調結果に多大な誤りを生じる。このため、キャリア周波数オフセットの補正により、復調出力に多大な誤りが生じな、ようにして、る。

[0034] 周波数制御器 25は、周波数誤差検出器 24からの周波数誤差データの他に CPU 30から予めプリセットされた PLL選局用のデータを受ける。そして、周波数制御器 25 は、周波数誤差データと PLL選局用のデータとを用いて数値演算した結果を、 PLL 選局用の新規データとして、 PLL10の可変分周器 102に供給する。

[0035] 次に、受信装置内における信号処理について説明する。

[0036] 初期状態として、 PLL10の可変分周器 102には、可変分周器 102に予めプリセットされた分周比を表す選局用データ「M、 K」が入力されている。ここで、「Μ、 Κ」は CP U30から入力された選局データである整数分周比と分数分周比である。そして、局部発振器 7から出力される局部発振信号の局部周波数である Fvcoがプリスケーラ 1 01によって N分周され、 FvcoZNの周波数を有する信号が可変分周器 102に入力される。

[0037] 水晶振動子 11および水晶発振器 12によって励起された基準周波数信号である Fx talは、分周比を NRに設定されたリファレンス分周器 105により分周される。その分周された FxtalZNRの周波数を有する信号を入力して、累積加算器 103は、 1周期の時間である NRZFxtalを算出する。そして、 1周期ごとに CPU30より設定される分数分周比 Kを累積加算し続ける。累積加算結果が予め定められた加算上限値 2^m以上（ mは累積加算器 103のビット数）となると、累積加算器 103は、 OVF信号を可変分周器 102へ出力するとともに、演算結果である累積加算値力も 2^mを差し引いて、再び同様の累積加算を継続する。

[0038] 次に、可変分周器 102と累積加算器 103の一連の動作について詳細に説明する。

累積加算器 103は、便宜上定めた任意の所定期間（NRZFxtal) X aにおいて、 O VF信号を (数 1)回出力する。

[0039] [数 1] txtal J

2^ffl [0040] なお、このとき可変分周器 102の分周比は M + lと設定される。また、累積加算器 1 03が OVF信号を出力しない残りの期間（数 2)において、可変分周器 102の分周比は Mと設定される。

[0041] [数 2]

[0042] この結果、所定期間（NRZFxtal) X a中の平均分周比は、簡単化のため（NRZ Fxtal) =n、 α = 1とおくと、（数 3)となる。

[0043] [数 3]

[0044] 位相比較器 104は、可変分周器 102から出力される信号の周波数である（数 4)と、基準信号発振器の出力周波数である Fxtalをリファレンス分周器 105で分周（分周比 =NR)した信号の周波数である（数 5)とを比較する。

[0045] 画

Fvco

N x l +—

[0046] [数 5]

Fxtal

NR

[0047] そして、位相比較器 104は、これらの入力された信号の位相差に従った信号をループフィルタ 13を介して電圧値として局部発振器 7に供給する。

[0048] このようにして、前述した両者の位相差がなくなり、 Fvcoは (数 4) = (数 5)を満たす。したがって、 Fvcoは（数 6)で表される。すなわち、局部発振器 7は、 CPU30より設定された選局データ (M、 K)に従った局部発振信号の周波数である Fvcoを出力することになる。

[0049] [数 6]

/— — K \ _{i r} Fxtal

fvco = \ M +—— χ Λ x

{ ) NR

[0050] ここで、仮に PLL10を構成する各回路の条件、および CPU30から設定される設定値の組み合ゎせを「Fxtal= 18MHz、 NR= 3分周、 N = 2分周、 m= 20、 M = 63、 K= 929987」と定めた場合には、（数 7)に示すように、 Fvcoは 766. 643MHzとなる。

[0051] [数 7]

/ κヽ Fxtal

Fvco = +— \ x N x 766.643MHz

{ 2つ NR

[0052] し力しながら、実際の受信装置では、局部発振器 7からの局部周波数を前述の (数 6)とすることは困難である。すなわち、基準周波数 Fxtalを生成する水晶振動子 11 および水晶発振器 12により励起された信号は周波数誤差を有する。周波数誤差は、一般的な水晶振動子を用いた場合には、概略 lOOppm以下である。したがって、基準周波数 Fxtalを 18MHzとした場合の周波数誤差の範囲は ± 1. 8kHzと非常に小さい。ここで、誤差を有する基準周波数を Fxtal*とすると、この誤差を有した基準周波数 Fxtal* ( = 18MHz± 1.8kHz)を用いた局部発振器 7は局部周波数に誤差を有する。その局部周波数を Fvco*とすると、 Fvco*は前述の (数 7)と同じ条件では 7 66. 643MHzに対して 76. 664kHzという大きな周波数誤差を有することになる（数 8)。

[0053] [数 8]

M +—— x N x 766.643MHz ± 76.664

2^m } NR

[0054] 本実施の形態における周波数制御器 25は、誤差を補正するように動作する。以下では、周波数制御器 25の動作について図 2を用いて説明する。

[0055] 周波数制御器 25は、乗算器 25a、除算器 25bおよび加減算器 25cで構成される。そして、周波数制御器 25は、周波数誤差検出器 24からの IF信号における周波数誤差である A fcに基づいて、 PLL10の選局データを補正するための演算を行う。前述の（数 7)および、（数 8)でも示したように、 IF周波数の周波数誤差Δ fc ( Δ fc=Fvco * -Fvco)は、水晶振動子 11が有する周波数誤差である A Fxtal ( A Fxtal = Fxtal * -Fxtal)に起因して、受信部 1で発生する。周波数制御器 25は、 IF信号の周波数誤差 A fcを取り除くため、周波数誤差を有した基準周波数 Fxtal*で正しい局部発振器 7の局部周波数 Fvcoを出力する PLL10の新たな分数分周比である K*を演算により、導出する。このようにして、正しい IF信号周波数が得られる。

[0056] まず、周波数誤差検出器 24から出力された周波数誤差 A fcは、乗算器 25aに入力される。乗算器 25aは、 PLL10の累積加算器 103の加算上限値「2^m」（mは累積加算器 103のビット数)と周波数誤差量「A fc」とを乗じて、 2^mX A fcを出力する。

[0057] 次に、除算器 25bは、 PLL10の基準周波数信号の周波数「Fxtal」、リファレンス分周器 105の分周比「NR」、およびプリスケーラ 101の分周比「N」を用いた「（FxtalZ NR) X N」を 2^m X A fcから除算する。そして、その結果を PLL10の分数分周比 Kの補正値 ΔΚとして出力する。したがって、補正値 ΔΚは (数 9)のように表される。

[0058] [数 9]

AK = ^{x A C}

Fxtal \ _{1 Γ}

\ x N

NR J

[0059] なお、ここまでの演算に用いた「m」、「Fxtal」、「NR」、「N」は、前述したように、全て PLL10の回路構成で決定される数値である。周波数制御器 25が上記 (数 9)の演算を簡単に行うために、これらの数値は、復調部 2に予めプリセットされていてもよいし、もしくは CPU30から復調部 2の記憶部に事前に書き込まれていてもよい。

[0060] 次に、除算器 25bの出力信号 ΔΚは、加減算器 25cの一方に入力される。また、加減算器の他方の入力には、 CPU30から出力される PLL選局用のプリセットデータが入力される。プリセットデータは、 PLL10の整数分周比「M」と分数分周比「K」である

[0061] 加減算器 25cは、これらの入力信号のうち、整数分周比「M」には演算を行わず入力信号をそのまま出力し、分数分周比「K」には補正値「ΔΚ」を加減算した「Κ*」 (Κ * =Κ士 ΔΚ)を出力する。

[0062] ここで、加算もしくは減算のどちらを行うかは、混合器 6で周波数混合する高周波信号と局部発振信号との周波数関係によって決定される。周波数関係が、高周波信号周波数より局部周波数が高く設計されて、る、わゆる「アッパーローカル (Upper L ocal)」の場合は、 IF周波数 =局部周波数—高周波信号周波数となる。また、 IF周波数と局部周波数 Fvcoの周波数のずれ方向は同一となる。この場合には、加減算器 25cは、 IF周波数の差を示す補正値「ΔΚ」を減算した「Κ*」（Κ* =Κ— ΔΚ)を出力する。

[0063] 一方、周波数関係が、高周波信号周波数より局部周波数が低く設計されているいわゆる「ローアーローカル (Lower Local)」の場合は、 IF周波数 =高周波信号周波数一局部周波数となる。また、 IF周波数と局部周波数 Fvcoの周波数のずれ方向は逆方向となる。例えば、 IF周波数が 550kHzであり期待値 500kHzに対して 50kHz 高くずれて!/ヽる場合では、局部周波数 Fvco*は期待値 Fvcoよりも 50kHz低、方向にずれていることになる。この場合では、加減算器 25cは、 IF周波数の差を示す補正値「 Δ K」を加算した「Κ*」（Κ* =Κ+ Δ K)を出力する。

[0064] このように、周波数制御器 25は、周波数誤差検出器 24から入力された周波数誤差

A fcから PLL選局用データの補正値「 ΔΚ」を導出し、 CPU30から入力された PLL 選局用プリセットデータ（Μ、 Κ)を (Μ、 Κ士 ΔΚ)として受信部 1の PLL10に供給する。

[0065] 次に、本実施の形態における受信装置の具体的な受信状況を想定した周波数制御の一例を説明する。

[0066] 受信部 1の入力端子 4に入力された地上デジタル放送の受信信号は、 IF信号周波数として出力端子 9から出力される。例えば、入力端子 4には、デジタル放送信号のチャンネル周波数である fRF ( 767. 143MHz)が入力される。そして、出力端子 9から IF周波数である fIF (500kHz)を出力するために、局部発振器 7は局部周波数 Fv coの期待値として、 766. 643MHz (Fvco = fRF— fIF)を出力する。ここで、局部発振器 7から出力される局部周波数 Fvcoは、 PLL10で選局制御された周波数である。 PLLIOを構成する各回路の条件、および CPU30により予めプリセットされた設定値の組み合わせが「Fxtal= 18MHz (期待値）、 NR = 3分周、 N = 2分周、 m = 20、 M = 63、K= 929987」とすれば、（数 7)に示したように、局部発振器 7は期待値 Fvco = 766. 643MHzを出力する。

[0067] し力しながら、 PLL10の基準信号 Fxtalの信号源である水晶振動子 11は、出力周波数 Fxtal= 18MHz (期待値）に対して + lOOppmの周波数精度で誤差を生じること力ある。したがって、実際には、 Fxtal* = 18MHz + l . 8kHzなる周波数を出力する。この Fxtal*に基づいて、局部発振器 7は期待値力もの周波数誤差 76. 664kHz を有する Fvco*を出力する（数 10)。

[0068] [数 10]

I K \ Fxtal *

Fvco* = M +— \ χ Ν χ —— = 766.643MHz + 76.664kHz

{ 2つ NR

[0069] (数 10)で示す周波数誤差を有した局部周波数 Fvco*が混合器 6に入力されると、混合器 6は入力された高周波周波数 fRFと局部周波数 Fvco *より周波数誤差を有した IF周波数である fIF*を出力する。このとき、 IF周波数 fIF*は 423. 336kHz (fIF* = fRF— Fvco*)となる。このようにして、周波数変換された IF信号は、帯域制限フィルタ 8等を介して出力端子 9から出力され、復調部 2の入力端子 19へ入力される。

[0070] 次に、復調部 2では、 AD変は入力された IF信号をアナログ信号力もデジタル信号に変換する。そして、乗算器 21は入力されたデジタル信号を複素形式の信号にするとともにベースバンド周波数の信号に変換する。また、フーリエ変 22は入力された時間領域のデータ列を周波数領域のデータ列に変換する。乗算器 21の出力、およびフーリエ変換器 22の出力はともに周波数誤差検出器 24へ入力され、周波数誤差検出器 24で検出された IF信号の周波数誤差 A fcが— 76. 664kHzとして得られ、周波数制御器 25に周波数誤差データとして出力される。

[0071] 周波数制御器 25は、入力された周波数誤差 A fc (— 76. 664kHz)に相当する周波数誤差データと、予めプリセットされた設定値の組み合わせである「Fxtal= 18M Hz、 NR= 3分周、 N = 2分周、 m= 20」とを用いて、（数 9)の演算を行い、可変分周器 102の分数分周比の補正値である Δ Κ=— 6699の結果を得る。さらに、 Δ Κ (― 6699)と、 CPU30から入力される PLL選局用のプリセットデータである（M、 K) = (6 3、 929987)の Kである 929987との、カロ減算力行われる。ここでは、混合器 6で周波数混合する高周波信号と局部発振器 7からの局部周波数との周波数関係がローァ一ローカルの場合であることから、加減算器 25cの演算は加算である。したがって、周波数制御器 25は、補正値 Δ Κを Kに加算して PLL用に新規の選局データ（M、 K * ) = (63、 923288)を出力する。新規の選局データ（M、 K*)は、データ出力端子 1 5および、受信部 1のデータ入力端子 14を介して、可変分周器 102および累積加算器 103に供給される。

[0072] 次に、受信部 1の PLL10は PLLの選局データを更新する。更新前の選局データは CPU30に予めプリセットされた（M、 K) = (63、 929987)であった力更新後の選局データは、周波数制御器 25で算出した新規の選局データ (M、 K*) = (63、 9232 88)である。 PLL10は、新規の選局データ（M、 K*)と、 + lOOpmmの周波数精度で誤差を生じた基準信号 Fxtal* = 18MHz + l . 8kHzを用いて、（数 11)で示す局部周波数の周波数誤差を取り除いた局部周波数である Fvco* *を局部発振器 7から出力させることが可會となる。

[0073] [数 11]

I K * \ Fxtal *

Fvco * * = M +— x N x = 766.643MHz = Fvco

{ 2^m ) NR

[0074] このようにして、本実施の形態における受信装置は、局部発振信号の周波数誤差を小さくすることができる。これにより、混合器 6から出力される IF信号における周波数誤差が小さくなる。したがって、フィルタ 8における希望信号を通過させる通過帯域幅は、従来に比べて、より小さい帯域幅を有するように設計することができる。その結果、フィルタ 8の減衰特性が急峻になり、希望信号の近傍周波数に存在する不要な非希望信号の減衰量を増カロさせることができるという効果が得られる。

[0075] また、混合器 6から出力される IF信号における周波数誤差が小さくなることから、フィルタ次数を小さくすることもでき、回路が小型になり、能動素子で構成したァクティブフィルタでは消費電流が低減される。また、前述したように、受信部 1における基準周波数信号には大きな周波数誤差を許容できることから、基準周波数の信号源は、温度補償型水晶発振器（Temperature Compensated Crystal Oscillator)と V、つた高価な発振器でなく、安価かつ小型な水晶振動子 11で構成できると!、う効果が得られる。

[0076] なお、受信部 1、復調部 2および CPU30を各々個別の半導体部品で構成した場合には、周波数誤差の補正を目的とした PLL10の選局データの更新には専用端子を設ける必要はない。受信部 1のデータ入力端子 14や復調部 2のデータ出力端子 15 および CPU接続端子 50は、各々の半導体部品間でデータのやりとりを行うが、これらの端子は半導体部品間で一般的に制御される汎用端子としても問題はない。したがって、半導体部品のチップサイズを大きくする原因である専用の端子を用いることなく周波数誤差の補正が達成される。

[0077] また、本実施の形態においては、 PLL10を一般的に知られる分数分周方式とした力整数分周方式であってもよい。ただし、分数分周方式とした場合には、局部発振器 7の局部周波数を微小な間隔で選局制御できるため、より高い精度で周波数誤差をネ ΐ正することができる。

[0078] さらにまた、本実施の形態にぉ、ては、受信信号は地上デジタル放送で採用される OFDM変調方式である。そして、周波数誤差検出器 24は、狭帯域周波数誤差検出器 27にて OFDM変調信号で特徴付けられたガードインターバル期間の信号を用いて周波数誤差を検出し、さらに広帯域周波数誤差検出器 28にてパイロット信号と呼ばれる基準シンボルを用いて周波数誤差を検出する構成としたが、広帯域周波数誤差検出器 28だけを用いて周波数誤差を補正してもよい。すなわち、周波数誤差検出器 24は、フーリエ変翻 22からの信号の周波数誤差を検出するようにしてもょ、。このようにしても、地上デジタル放送では、キャリア間隔単位は約 1kHz程度であり、局部発振器 7で発生する出力周波数の誤差に対しては十分に小さいので、誤差の補正に利用しても問題は生じな、。

[0079] また、本実施の形態にお!、ては、受信信号が地上デジタル放送で採用される OFD M変調方式としたが、他の放送方式や通信方式であっても、周波数誤差を検出できる復調部 2を用いて本実施の形態に示す IF周波数の周波数誤差の補正を実施することができる。 [0080] また、本実施の形態において、受信部 1と復調部 2とが同一の半導体部品に集積化された構成としてもよい。このようにしても、本実施の形態で述べた IF周波数の周波数誤差の補正は同様に、実施することができる。

[0081] (実施の形態 2)

以下、本発明の実施の形態 2について図 3、図 4Aおよび図 4Bを用いて説明する。なお、特に説明しない限りは実施の形態 1と同様である。

[0082] 実施の形態 2は、実施の形態 1における帯域制限フィルタ 8を通過帯域の範囲が可変制御可能な可変帯域制限フィルタ 208としたことを特徴とする。

[0083] 図 3は本発明の実施の形態 2における受信装置のブロック図である。本実施の形態における受信装置の受信部 1は、図 3に示すように、入力端子 4側から復調部 2側に向かって、高周波増幅器 5と、混合器 6と、 IF信号が通過する可変帯域制限フィルタ 208とがこの順に接続されている。また、可変帯域制限フィルタ 208には通過帯域の範囲を制御するための制御信号はデータ入力端子 14より入力される。また、データ入力端子 14は、データ出力端子 15および周波数制御器 25を介して CPU30に接続されている。また、実施の形態 1で説明したように、周波数制御器 25は周波数検出器 24からの周波数誤差データを受ける。このような構成により、周波数帯域を制限するために接続されたフィルタとしての通過帯域の範囲を可変制御可能な可変帯域制限フィルタ 208は、周波数検出器 24からの信号に基づいて、混合器 6からの信号の通過帯域範囲を変更可能である。

[0084] ここで、可変帯域制限フィルタ 208は、混合器 6で選局された IF信号のうち、希望信号を通過させて、希望信号の近傍周波数に存在する不要な非希望信号を抑圧させるため、より急峻な減衰特性を有することが好ま U、。

[0085] このため、本実施の形態における受信装置は、 IF信号の周波数誤差が補正される前の受信動作状態には、可変帯域制限フィルタ 208の通過帯域幅を広くし、希望信号の帯域幅に周波数誤差に相当する帯域幅を加えた範囲の IF信号を通過させるように CPU30から制御を行う。一方、受信装置は、 IF信号の周波数誤差が補正され、誤差が取り除かれた後の受信動作状態には、可変帯域制限フィルタ 208の通過帯域幅を狭くし、希望信号の帯域幅だけの範囲の IF信号を通過させるように CPU30から制御を行う。

[0086] 次に、図 4Aと図 4Bを用いて、可変帯域制限フィルタ 208のフィルタ特性例について説明する。図 4Aは本発明の実施の形態 2における通過帯域幅が制御されるフィルタの特性図であり、図 4Bは本発明の実施の形態 2における通過帯域幅と減衰特性の傾きが制御されるフィルタの特性図である。

[0087] なお、本実施の形態にぉ、て、可変帯域制限フィルタ 208は、通過帯域を IF信号周波数 = 500kHz、希望信号帯域幅 =430kHzとし、フィルタ形式はバンドパスフィルタとしている。また、 IF信号の周波数誤差は最大で ± 80kHzであるものとし、妨害信号 (抑圧すべき非希望信号)が 1. 5MHzに存在すると想定している。

[0088] 図 4Aと図 4Bに示すように、破線は、 IF信号の周波数誤差が補正される前の動作状態における希望信号とフィルタ特性とを示し、実線は、 IF信号の周波数誤差が補正された後の動作状態における希望信号とフィルタ特性を示している。

[0089] 図 4Aで示す可変帯域制限フィルタ 208のフィルタ特性例はその通過帯域幅のみが制御され、 IF信号の周波数誤差が補正される前と補正された後で、減衰特性の傾きが変化しないように制御される例を示している。この場合では、 IF信号の周波数誤差が補正された後は、通過帯域幅を狭くするとともに妨害信号の抑圧量を大きくすることが可能である。したがって、特に、大きな妨害信号を含む受信環境でも受信特性が良好になるという効果を得られる。また、受信部 1の出力と復調部 2の AD変 2 1の間にアンチエイリアスフィルタを受動部品で構成する場合には、アンチエイリアスフィルタがより低次数な小規模の回路により実現できるという効果を得られる。

[0090] 図 4Bで示す可変帯域制限フィルタ 208のフィルタ特性例は、 IF信号の周波数誤差が補正される前と補正された後で、通過帯域幅と減衰特性の傾きが制御される例を示している。この場合では、 IF信号の周波数誤差が制御された後は、通過帯域幅を狭く制御される。すなわち、カットオフ周波数は IF周波数へ近づき、妨害信号が存在する 1. 5MHzは減衰量を変化しないように制御されるため、減衰特性の傾きは緩くなる。したがって、特に能動素子を用いたフィルタではフィルタ次数を下げることにより消費電流が低減されるという効果を得られる。

[0091] なお、本実施の形態 2にお!/、ては、フィルタ形式をバンドパスフィルタとした力低域通過型フィルタを用いても同様の効果を得ることは可能であり、通過帯域を可変に制御すれば、受信特性の良化および消費電流の低減の効果が得られる。

[0092] また、本実施の形態では特定をしていないが、周波数帯域を制限するためのフィルタを SAWフィルタで構成した場合でも同様の効果を得ることは可能である。特に、高 V、周波数となる第 1の中間周波数を有した構成の受信装置では、中間周波帯にお!、て周波数帯域を制限するためのフィルタに減衰特性の急峻な SAWフィルタを用 V、ることにより、受信特性が良好になるという効果を得られる。

[0093] (実施の形態 3)

以下、本発明の実施の形態 3について図 5、図 6を用いて説明する。なお、特に説明しなヽ限りは実施の形態 1と同様である。

[0094] 実施の形態 3は、復調部 2で構成する周波数誤差検出器 24および周波数制御器 2 5の構成が実施の形態 1と異なっている。そして、 IF信号の周波数誤差 A fcの検出や、周波数誤差力導出する周波数補正値 ΔΚの演算処理が常時行われないようにしたことを特徴とする。

[0095] 図 5は本発明の実施の形態 3における受信装置のブロック図である。図 5に示すように、受信装置の復調部 2は、データを一次記憶するメモリー 60を除算器 25bと加減算器 25cとの間に備え、周波数制御器 25が IF信号の周波数誤差力も PLL10の補正値 ΔΚを導出し、その補正値 ΔΚをメモリー 60が一次記憶する。

[0096] 次に、本実施の形態における受信装置の詳細な動作について説明する。

[0097] 本実施の形態における受信装置は、地上デジタル放送を受信するためにあるチヤンネルを選局すると、復調部 2の周波数誤差検出器 24で IF信号の周波数誤差 Δ fc を検出する。そして、周波数制御器 25の乗算器 25aおよび、除算器 25bは、演算処理した PLL10の補正値 ΔΚをメモリー 60に出力し、メモリー 60は補正値 ΔΚを一次記憶する。また、加減算器 25cは、メモリー 60から補正値 ΔΚを読み出すことで、 CP U30から出力される PLL10選局用のプリセットデータと補正値 ΔΚを用いて加減算処理を行い、その演算結果を PLL10へ出力する。

[0098] このため、本実施の形態における受信装置は、補正値 ΔΚを一度導出した後、乗算器 25aおよび除算器 25bをオフして、それらの動作を停止することが可能である。そして、 CPU30の制御により乗算器 25aおよび除算器 25bをオフした後でも、加減算器 25cは、メモリー 60から一次記憶された補正値 ΔΚを読み出すことにより、 CPU 30から出力される PLL10選局用のプリセットデータと補正値 ΔΚを用いた加減算処理を行い、演算結果を PLL10へ出力することができる。

[0099] なお、図 6に示すように、本実施の形態における受信装置の復調部 2は、乗算器 21 の入力側であって周波数誤差検出器 24の出力側にスィッチ 39を有するようにしてもよい。このような構成により、スィッチ 39がオン時には、乗算器 21と周波数誤差検出器 24とはループ接続される。また、スィッチ 39がオフ時には、乗算器 21により周波数誤差を取り除く動作が行われないため、周波数誤差検出器 24は水晶振動子 11に起因する周波数誤差をそのまま検出する。

[0100] すなわち、メモリー 60に一次記憶される補正値 ΔΚは、スィッチ 39がオフされた状態で導出されるため、周波数誤差が乗算器 21により取り除かれないままで、メモリー 60に一次記憶される。補正値 ΔΚ力メモリー 60に一次記憶されると、乗算器 25aおよび除算器 25bはオフされる。そして、加減算器 25cは、 CPU30から出力される PL L10選局用のプリセットデータと、メモリー 60から読み出す補正値 ΔΚを用いて加減算処理を行い、演算結果が PLL10へ出力される。

[0101] ここで、 PLL10は分数分周方式であり、局部発振器 7の出力周波数を微小な間隔で選局制御する。そのため、局部発振信号、および IF信号の周波数誤差が高い精度で補正される。したがって、乗算器 21における周波数誤差の補正はあまり必要でなくなり、周波数誤差検出器 24、乗算器 25aおよび除算器 25bは、オフしてもよい。

[0102] このようにして、本実施の形態の受信装置は、 IF信号の周波数誤差の検出、周波数誤差から導出する周波数補正値 ΔΚの演算処理、および復調部 2における周波数補正を常時行わず、これに該当する回路をオフすることで消費電流を低減する効果を得ることができる。

[0103] なお、本実施の形態の受信装置は、周波数補正値 ΔΚをメモリー 60に一次記憶させるタイミングを一度導出した後と限定して述べた力メモリー 60に一次記憶される回数やタイミングを変更しても、同様の効果を得ることができる。例えば、補正値 ΔΚ をメモリー 60に一次記憶する指示を CPU30が行い、 CPU30は一次記憶の指示をタイマーで管理しながら定期的に実施するようにしてもよい。また、急な温度変動といつた動作環境の変化で、 PLL10の基準信号周波数に周波数シフトが発生した場合には、メモリー 60に一次記憶した補正値 ΔΚが瞬間的に適正値でなくなる。そのために、受信特性の悪化する状況が想定される。このような状況では、復調後の受信特性を示すビット誤り率（以下、 BER (Bit Error Rate)と略記する）を監視し、 BERの悪ィ匕に応じて、メモリー 60に記憶する補正値 ΔΚが更新されるようにしてもよい。

[0104] (実施の形態 4)

以下、本発明の実施の形態 4について図 7を用いて説明する。なお、特に説明しない限りは実施の形態 1と同様である。

[0105] 本実施の形態は、実施の形態 1における復調部 2の周波数制御器 25 (図 2)で実施する演算処理 (前述の（数 9) )を CPU30上のソフトウェア等で行うことが特徴である。

[0106] 図 7は本発明の実施の形態 4における受信装置のブロック図である。図 7に示すように受信装置の復調部 2は、周波数誤差検出器 24で検出した IF信号の周波数誤差 A fcは、 CPU接続端子 50を介して CPU30に読み込まれる。 CPU30は、読み出した周波数誤差 A fcと、 PLL10の回路構成で決定され、 CPU30により予めプリセットされた基準信号周波数「Fxtal」、リファレンス分周器 105の分周比「NR」、およびプリスケーラ 101の分周比「N」、累積加算器 103のビット数「m」を用いて、補正値 ΔΚ ( 前述の（数 9) )を算出する。そして、 CPU30は、 PLL10の選局プリセットデータである（Μ、 Κ)と、補正値 ΔΚから新規の選局データである（Μ、 Κ士 ΔΚ)を算出し、新規の選局データを受信部 1のデータ入力端子 14を介して、 PLL10へ出力する。

[0107] PLL10は、新規の選局データを用いることにより、局部発振器 7から出力する局部発振信号力周波数誤差を取り除き、 IF信号周波数力もも周波数誤差を取り除くことができる。

[0108] このようにして、本実施の形態における受信装置は、周波数制御器 25で行う前述の（数 9)に示す演算を CPU30のソフトウェアで行うものである力 CPU30で演算する補正値 Δ Kは、瞬時の変動が起こりにく、基準信号周波数の精度により決定されるため、 CPU30のソフトウェアでも対応可能な低い計算速度で実現することが容易である。また、 CPU30で演算する（数 9)は、復調部 2で算出する A fcを除き、 PLL10 を構成する各回路の条件、および CPU力も設定される設定値を用いる。このため、演算をソフトウェアで実現することにより、例えば、受信部 1の PLL10の回路変更が容易になると、う効果が得られる。

産業上の利用可能性

本発明の受信装置は、上記構成により局部発振信号の周波数誤差を小さくすることができる。これにより、フィルタの減衰特性が急峻になり、希望信号の近傍周波数に存在する不要な非希望信号の減衰量を増加させることができ、自動車に搭載されるテレビや携帯端末などに利用できる。

Claims

請求の範囲

[1] 入力端子と、

前記入力端子に接続された受信部と、

前記受信部の出力側に接続された復調部と、

前記復調部の出力側に接続された出力端子とを備え、

前記受信部は、 PLLと、

前記 PLL力もの局部発振信号と前記入力端子力の信号とを混合する混合器と、前記混合器の出力側に接続されたフィルタとを有し、

前記復調部は、前記フィルタからの信号の周波数誤差を検出する周波数誤差検出器を

有し、

前記 PLLは、前記局部発振信号を前記混合器に供給する局部発振器と、前記周波数誤差検出器力の信号に基づいて定められた分周比で前記局部発振器から

の前記局部発振信号を分周する可変分周器と、

発振器と、

前記局部発振器の入力側に接続され、前記可変分周器からの信号と前記発振器からの

信号とを比較する位相比較器とを有する受信装置。

[2] 前記復調部は、前記フィルタの出力側に接続された AD変換器と、

前記 AD変の出力側に接続された乗算器と、

前記乗算器と前記出力端子との間に接続されたフーリエ変とを有し、前記周波数誤差検出器は、

前記フーリエ変力の信号の周波数誤差を検出する請求項 1に記載の受信装置。

[3] 前記復調部は、前記フィルタの出力側に接続された AD変換器と、

前記 AD変の出力側に接続された乗算器と、

前記フーリエ変によってフーリエ変換される前の前記乗算器力の信号と前記フ一リエ変によってフーリエ変換された後の信号とによって周波数誤差を検出する請求項 1に記載の受信装置。

[4] 前記フィルタは、

前記周波数誤差検出器からの信号に基づいて、前記混合器からの信号の通過帯域範囲を変更可能である請求項 1に記載の受信装置。

[5] 前記周波数誤差検出器と前記可変分周器との間に配置され、前記周波数誤差を記憶するメモリーを備えた請求項 1に記載の受信装置。

[6] 前記復調部は、前記フィルタの出力側に接続された乗算器と、

前記フィルタからの信号の周波数誤差を検出する周波数誤差検出器を有し、前記乗算器と前記周波数誤差検出器とはループ接続され、

前記乗算器の入力側であって前記周波数誤差検出器の出力側にスィッチが配置された請求項 1に記載の受信装置。

[7] 入力端子と、

前記入力端子に接続された受信部と、

前記受信部の出力側に接続された復調部と、

前記復調部の出力側に接続された出力端子と、

前記出力端子に接続された信号処理部と、

前記信号処理部に接続された表示部とを備え、

前記受信部は、 PLLと、

前記 PLLからの局部発振信号と前記入力端子力もの信号とを混合する混合器と、前記混合器の出力側に接続されたフィルタとを有し、

前記復調部は、前記フィルタ力の信号の周波数誤差を検出する周波数誤差検出器を有し、

前記 PLLは、前記局部発振信号を前記混合器に供給する局部発振器と、前記周波数誤差検出器からの信号に基づいて定められた分周比で前記局部発振器からの前記局部発振信号を分周する可変分周器と、発振器と、

前記局部発振器の入力側に接続され、前記可変分周器からの信号と前記発振器からの信号とを比較する位相比較器とを有する電子機器。