WO2007066426A1 - 帯域通過フィルタ - Google Patents

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Definitions

  • the 49 Id path that distributes the electric power in the order of 9 degrees is used to pass the reflection at the wave number of the band iterator and consume the wave number of the band iterator at the end. By doing so, it is possible to obtain a sharp wave number property with little phase change in the passband.
  • the unit is connected to the path of the power cable 2 and the path of the power cable 3 to 4, and also has the input 5 and the output 6.
  • 001 2 3 is, for example, the width of the capacitor value, the value of 2 and the value of capacitor 3, the value of 3 and the value of 4 are 2, and the width of the 6-path and the wave number of the passing phase. is there.
  • 001 3 4 is related to the implementation of this statement.
  • the feature related to the implementation of the present invention consists of 4 9 ids that distribute power in 2 degrees at 9 degrees, and several routes shown in Inputs are connected to each of the four, and each child has an output impedance and an input impedance 5 6 with the same impedance value.
  • 001 9-id has inputs, outputs 2 and couplings 34, and with reference to the phases of input pan 3 to input pan 3, 9 of 4 and, based on the phase of output 4 from coupling 4 are 9 from output 3 from coupling 3.
  • 001 5 is the wavenumber property of the width of output 2 from the plate of path 4.
  • 6 is the wavenumber property of the phase of output 2 from the plate of path 4.
  • the signal reflected by coupling 4 also has the input amplitude 2
  • the signals transmitted in the order of the coupling 4, the output 2, and the output 2, respectively, are only 9, so they strengthen each other at the output 2.
  • a 6-step right-matching circuit with unit 5 as the first stage and a 6-step right-matching circuit with unit 6 as the first stage pass through the input plate and the frequency of 8Gz.
  • 002 2 7 is the wave number property of the width of the output 2 from the plate of the road shown in 4 when the value of the capacitor of the road shown in is 53.5.
  • 8 is the wave number characteristic of the width of the output 2 from the plate of the road shown in 4 when the value of the capacitor 3 of the road shown in is changed by • 5 3.
  • the passband can be changed by changing the value of the capacitor in unit 56.
  • variable capacitor that makes the pass band variable by changing the capacitance value can be used as the capacitor forming the unit path.
  • a micro-capacitor whose micro-fabricated micro-machine can change the tance value is used as the variable capacitor, a high quality can be realized, which results in a smaller radiation and eventually a 9-id path. It is possible to reduce the variable type combined with.
  • the length etc. can be varied to change the capacitance value.
  • the passband can also be variable.
  • a 4 9-id path that distributes the power in the order of 9 degrees is used to pass the reflection at the wave number of the band-ita path and the wave number of the band-ita path.
  • the wave number of the band iterative route will be collected due to the resistance to the passage, so it will not affect the route of I.
  • 002 27 A related to the present invention can obtain steep wave number characteristics with few phases in the passband, and the end is empty in the communication system using a mobile terminal. It is possible to use the last type (cogn ve ad o) type that automatically detects the available wave number and starts communication.

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  • Filters And Equalizers (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

　通過帯域での位相の変化が少なく、急峻な周波数特性を持つ帯域通過フィルタを得る。 　９０度の位相差で電力を２分配する４端子対９０度ハイブリッド回路１０と、コイルとコンデンサの直列回路と、コイルとコンデンサの並列回路とを接続してなる単位回路１５，１６を、複数個接続してなり、前記ハイブリッド回路１０の結合端子１３，１４のそれぞれに入力端子が接続され、かつそれぞれの出力端子が出力インピーダンスと同じインピーダンス値を有する抵抗で終端された帯域阻止フィルタ回路とを備える。

Description

帯域通過フィルタ
技術分野
[0001] この発明は、コイルとコンデンサの直列回路と、コイルとコンデンサの並列回路とを 接続した単位回路を複数個接続してなり、高周波通信などに用いられる帯域通過フ ィルタに関するものである。
背景技術
[0002] コイルとコンデンサの直列回路と、コイルとコンデンサの並列回路とからなる単位回 路を、複数個接続することにより得られる高周波フィルタ回路は、急峻な周波数特性 が得られる反面、高周波信号の通過位相の変化が激しぐ通信デバイスに用いること が困難であった。一方で、帯域阻止の周波数特性としては、急峻で、反射位相の変 化も少ない。
[0003] また、このように、コイルとコンデンサの直列回路と、コイルとコンデンサの並列回路 とからなる単位回路を、複数個接続することにより得られる高周波回路は、右手系左 手系混合回路とよばれ、コイルとコンデンサの素子値を適当に選ぶことにより、所望 の阻止周波数をもつ回路が得られることが知られている (例えば、非特許文献 1参照
) o
[0004] さらに、 RF— MEMS (MEMS : Micro Electro-Mechanical Systems)デバイスと呼 ばれる微細加工により作製した微小な機械式高周波デバイスがあるが、この微小な 機械式高周波デバイスは、低損失、低歪なデバイスとして注目され、 MEMS技術を 用いた微小な機械式可変コンデンサの開発も行われている（例えば、非特許文献 2 参照)。
[0005] 非特許文献 1 : C. Caloz, and T. Itoh著「Novel Microwave Devices and Structures Ba sed on the Transmission Line Approach of Meta— Materials」 , International Microwav e Symposium 2003, 2003, ppl95- 198
非特許文献 2 : J. J. Yao, S. Park, and J. DeNatale著「HIGH TUNING-RATIO MEMS -BASED TUNABLE CAPACITORS FOR RF COMMUNICATIONS APPLICATIONS 」, Solid State Sensor and Actuator Workshop, Hilton Head Island, SC June 1998 pp . 124-127
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0006] 上述したように、コイルとコンデンサの直列回路と、コイルとコンデンサの並列回路と を接続してなる単位回路を、複数個接続することにより得られる高周波フィルタ回路 は、帯域阻止の周波数特性が急峻で、反射位相の変化も少ない利点がある反面、 高周波信号の通過位相の変化が激しぐ通信デバイスに用いることが困難であった。
[0007] この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、通過帯域での位 相の変化が少なぐ急峻な周波数特性を持つ帯域通過フィルタを得ることを目的とす る。
課題を解決するための手段
[0008] この発明に係る帯域通過フィルタは、 90度の位相差で電力を 2分配する 4端子対 9 0度ハイブリッド回路と、コイルとコンデンサの直列回路と、コイルとコンデンサの並列 回路とを接続してなる単位回路を、複数個接続してなり、前記ハイブリッド回路の結 合端子のそれぞれに入力端子が接続され、かつそれぞれの出力端子が出力インピ 一ダンスと同じインピーダンス値を有する抵抗で終端された帯域阻止フィルタ回路と を備えたものである。
発明の効果
[0009] この発明によれば、 90度の位相差で電力を 2分配する 4端子対 90度ハイブリッド回 路を用いて、帯域阻止フィルタ回路の阻止周波数における反射波を通過させ、帯域 阻止フィルタ回路の通過周波数を終端抵抗で消費することにより、通過帯域での位 相の変化が少なぐ急峻な周波数特性を持つ帯域通過フィルタを得ることができる。 図面の簡単な説明
[0010] [図 1]この発明の実施の形態 1に係る帯域通過フィルタの帯域阻止フィルタをなす単 位回路の構成図である。
[図 2]図 1に示す単位回路を 16個つないだ帯域阻止フィルタ回路の通過振幅特性図 である。
[図 3]図 2と同じ帯域阻止フィルタ回路の通過位相特性図である。
[図 4]この発明の実施の形態 1に係る帯域通過フィルタを示す構成図である。
[図 5]この発明の実施の形態 1に係る帯域通過フィルタの入力端子力 出力端子へ の通過振幅特性図である。
[図 6]この発明の実施の形態 1に係る帯域通過フィルタの入力端子力 出力端子へ の通過位相特性図である。
[図 7]この発明の実施の形態 1に係る帯域通過フィルタの単位回路の直列コンデンサ の値を変化させたときの通過振幅特性図である。
[図 8]この発明の実施の形態 1に係る帯域通過フィルタの単位回路の並列コンデンサ の値を変化させたときの通過振幅特性図である。
発明を実施するための最良の形態
[0011] 実施の形態 1.
図 1は、この発明の実施の形態 1に係る帯域通過フィルタの帯域阻止フィルタ回路 をなす単位回路の構成図である。図 1に示すように、単位回路は、コンデンサ 1とコィ ル 2の直列回路と、コンデンサ 3とコイル 4の並列回路とを接続してなり、入力端子 5と 出力端子 6をもつ。
[0012] 図 2と図 3は、例えば、コンデンサ 1の値が lpF、コイル 2の値が 1ηΗ、コンデンサ 3 の値が 3pF、コイル 4の値が 2nHの単位回路を、 16個つないだ帯域阻止フィルタ回 路の通過振幅と通過位相の周波数特性である。
[0013] 図 4は、この発明の実施の形態 1に係る帯域通過フィルタを示す構成図である。図 4 に示すように、この発明の実施の形態 1に係る帯域通過フィルタは、 90度の位相差 で電力を 2分配する 4端子対 90度ハイブリッド回路 10と、図 1に示す単位回路を複数 個接続してなり、 90度ハイブリッド回路 10の結合端子 13, 14のそれぞれに入力端 子が接続され、かつそれぞれの出力端子が出力インピーダンスと同じインピーダンス 値を有する抵抗 17, 18で終端された帯域阻止フィルタ回路 15, 16とを備えている。
[0014] 90度ハイブリッド回路 10は、入力端子 11、出力端子 12、結合端子 13、 14を持ち、 入力端子 11力 結合端子 13への通過位相を基準にすると、入力端子 11から結合 端子 14への通過位相は 90度遅れ、また、結合端子 14から出力端子 12への通過位 相を基準にすると、結合端子 13から出力端子 12への通過位相は 90度遅れる。結合 端子 13、 14には、夫々図 1に示す単位回路 15、 16を 16個並べた帯域阻止フィルタ 回路が接続され、帯域阻止フィルタ回路の最終端子は反射が無いように、夫々 50ル 抵抗 17と 18で終端されている。
[0015] 図 5は、図 4の回路の入力端子 11から出力端子 12への通過振幅の周波数特性で ある。このとき、コンデンサとコイルのクオリティファクタを 30と仮定している。また、図 6 は、図 4の回路の入力端子 11から出力端子 12への通過位相の周波数特性である。
[0016] 次に動作について説明する。例えば周波数 4GHzの高周波信号は入力端子 11か らハイブリッド回路 10を通り、単位回路 15を初段とする 16段の帯域阻止フィルタ回 路 (右手系左手系混合回路）と、単位回路 16を初段とする 16段の帯域阻止フィルタ 回路 (右手系左手系混合回路）に等振幅で入射するが、 4GHzは阻止周波数のため 初段に近い部分で反射され、結合端子 13で反射された信号は等振幅で入力端子 1 1と出力端子 12へ伝わる。
[0017] 一方、結合端子 14で反射された信号も等振幅で入力端子 11と出力端子 12へ伝 わる。このとき、入力端子 11、結合端子 13、入力端子 11の順で伝わる信号と、入力 端子 11、結合端子 14、入力端子 11の順で伝わる信号とは、後者の方が 180度だけ 位相が遅れるため、互いに打ち消しあい、入力端子 11には信号が伝わらない。
[0018] 一方、入力端子 11、結合端子 13、出力端子 12の順で伝わる信号と、入力端子 11 、結合端子 14、出力端子 12の順で伝わる信号とは、どちらも 90度だけ遅れるため、 出力端子 12では互いに強めあう。
[0019] したがって、入力端子 11に入力された信号は、単位回路 15を初段とする 16段の 右手系左手系混合回路での反射時の損失と、単位回路 16を初段とする 16段の右 手系左手系混合回路での反射時の損失と、 90度ハイブリッド回路 10を通過する際 の損失を除いて、すべて出力端子 12に伝わる。
[0020] 次に、例えば周波数 1. 8GHzの高周波信号は、入力端子 11からハイブリッド回路 10を通り、単位回路 15を初段とする 16段の右手系左手系混合回路と、単位回路 16 を初段とする 16段の右手系左手系混合回路に等振幅で入射するが、それぞれの右 手系左手系混合回路は、 1. 8GHzの信号を通過させるため、終端抵抗 17、 18まで 達する。終端抵抗 17、 18は反射が無いように右手系左手系混合回路のインピーダ ンスに合わせてあるため、すべての信号はここで消費される。したがって、入力端子 1 1に入力された信号は、入力端子 11に反射されること無ぐまた出力端子 12に出力 されることち無い。
[0021] また、ここで、単位回路 15、 16のコンデンサの値を変化させた場合、右手系左手系 混合回路の通過周波数、阻止周波数が変化し、 90度ハイブリッド回路と組み合わせ た帯域通過フィルタの通過帯域も変化する。
[0022] 図 7は、図 1に示す単位回路のコンデンサ 1の値を、 lpF、 1. 5pF, 3pFと変化させ たときの、図 4に示す回路の入力端子 11から出力端子 12への通過振幅の周波数特 性である。また、図 8は、図 1に示す単位回路のコンデンサ 3の値を、 lpF,l. 5pF, 3 pFと変ィ匕させたときの、図 4に示す回路の入力端子 11から出力端子 12への通過振 幅の周波数特性である。
この様に、単位回路 15、 16のコンデンサの値を変化させることにより、通過帯域を 可変することができる。
[0023] この実施の形態において、単位回路を構成するコンデンサとしては、キャパシタンス 値が変化することにより通過帯域を可変とする可変コンデンサを用いることができる。 また、可変コンデンサとして、微細加工により作製した微小機械によりキャパシタンス 値を可変できる微小機械式可変コンデンサを用いると、高 、クオリティファクタが実現 でき、それにより反射の損失が小さくなり、ひいては 90度ハイブリッド回路と組み合わ せた可変型の帯域通過フィルタの損失が低減できる。
[0024] また、単位回路を構成するコイルの代わりに、同等のインダクタンス値を持つスタブ 線路を、同じく単位回路を構成するコンデンサの代わりに、同等のキャパシタンス値 を持つスタブ線路のいずれか Zまたは両方を用いることもできる。すなわち、集中定 数素子のコンデンサやコイルの代わりに、分布定数素子のスタブ線路を用いた構成 も実施可能である。
[0025] さらに、単位回路を構成するコンデンサの代わりに、同等のキャパシタンス値を持つ スタブ線路を用いた場合、その線路長などを可変にして、キャパシタンス値を可変と し、通過帯域を可変とすることもできる。
[0026] 以上のように、この発明によれば、 90度の位相差で電力を 2分配する 4端子対 90 度ハイブリッド回路を用いて、帯域阻止フィルタ回路の阻止周波数における反射波を 通過させ、帯域阻止波フィルタ回路の通過周波数を終端抵抗で消費することにより、 通過帯域での位相の変化が少なぐ急峻な周波数特性を持つ帯域通過フィルタを得 ることができる。また、帯域阻止フィルタ回路の通過周波数において、通過波は終端 の抵抗で吸収されるため、当該フィルタの前段の回路に影響を及ぼさな ヽ効果も備 える。
また、帯域阻止フィルタ回路のコンデンサの値を変化させることにより、通過周波数 帯域を変化させることが可能な帯域通過フィルタを得ることができる。
さらに、コンデンサやコイルの代わりにスタブ線路を用いることで、高い周波数にお V、て必要となる小さ!/、値のキャパシタンス値やインダクタンス値が実現しやす!/、ものと なる。
産業上の利用可能性
[0027] この発明に係る帯域通過フィルタは、通過帯域での位相の変化が少なぐ急峻な周 波数特性を得ることができ、携帯端末を用いる通信システムにおいて、端末が通信シ ステムで空 、て 、る利用可能な周波数を自動的に検知し通信を始めるコグ-ティブ 無線 (cognitive radio)タイプの携帯端末への適用が可能である。

Claims

請求の範囲
[1] 90度の位相差で電力を 2分配する 4端子対 90度ハイブリッド回路と、
コイルとコンデンサの直列回路と、コイルとコンデンサの並列回路とを接続してなる 単位回路を、複数個接続してなり、前記ハイブリッド回路の結合端子のそれぞれに入 力端子が接続され、かつそれぞれの出力端子が出力インピーダンスと同じインピー ダンス値を有する抵抗で終端された帯域阻止フィルタ回路と
を備えた帯域通過フィルタ。
[2] 請求項 1に記載の帯域通過フィルタにお 、て、
前記単位回路を構成するコイルは、同等のインダクタンス値を持つスタブ線路でな る
ことを特徴とする帯域通過フィルタ。
[3] 請求項 1に記載の帯域通過フィルタにお 、て、
前記単位回路を構成するコンデンサは、同等のキャパシタンス値を持つスタブ線路 でなる
ことを特徴とする帯域通過フィルタ。
[4] 請求項 1に記載の帯域通過フィルタにお 、て、
前記単位回路を構成するコンデンサは、キャパシタンス値が変化することにより通 過帯域を可変とする可変コンデンサでなる
ことを特徴とする帯域通過フィルタ。
[5] 請求項 3に記載の帯域通過フィルタにおいて、
前記スタブ線路の線路長を可変して、キャパシタンス値を可変とすることにより通過 帯域を可変とする
ことを特徴とする帯域通過フィルタ。
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