WO2007113972A1 - Ｐｗｍインバータ装置 - Google Patents

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Definitions

  • the present invention relates to a PWM inverter device that controls an AC output voltage in cross current conversion.
  • FIG. 7 is a configuration diagram of a PWM signal generation unit in the PWM inverter device showing the first prior art.
  • 3 is a comparator.
  • A is a signal wave
  • b is a carrier wave
  • PWM is a PWM signal.
  • the PWM signal generator in the conventional PWM inverter device compares the signal wave a and the carrier wave b by the comparator 3 as shown in FIG. 7, and determines the output state based on the magnitude of the amplitude (for example, see Patent Document 1). ).
  • FIG. 8 is a PWM signal waveform in the PWM signal generation unit of the first prior art.
  • a is a signal wave
  • b is a carrier wave
  • t is time
  • T is a period of carrier wave b
  • PWM is a PWM signal.
  • the PWM signal waveform in the first prior art will be described with reference to FIG.
  • the PWM signal is 1 when the signal wave a is larger than the carrier wave b, and 0 otherwise, the PWM waveform is as shown in FIG.
  • the amplitude of the carrier wave b is 1, the average value of the signal wave a and the PWM signal in one period T of the carrier wave b is approximately equal.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of a PWM signal generation unit in the PWM inverter device showing the second prior art.
  • 3 is a comparator for comparing the signal wave and the carrier wave
  • 4 is a triangular function calculation unit.
  • A is the desired amplitude
  • ⁇ is the desired phase
  • al is the signal wave
  • b is the carrier wave
  • PWM is the PWM signal.
  • FIG. 10 shows a PWM signal waveform in the PWM signal generation unit of the second prior art.
  • a and al are signal waves
  • b is a carrier wave
  • t, tl and t2 are time
  • T is the period of carrier b
  • PWM is a PWM signal.
  • the operation of the PWM signal generator in the second conventional PWM inverter device will be described below with reference to FIGS.
  • the signal wave a is often generated using a trigonometric function from two data, usually the amplitude A and the phase ⁇ , when using vector control, for example.
  • the equation of the signal wave al is (1).
  • Equation (1) is executed in a certain control cycle.
  • the signal wave al is quantized with a carrier period T. Then, the signal wave al becomes a waveform as shown in FIG. 10, and is compared by the comparator 3 using this.
  • Digital control is used to generate the signal wave al from the two data ⁇ using the trigonometric function, the signal wave al and the carrier wave b are compared by the comparator 3, and the output state is determined by the magnitude of the amplitude of both. It was.
  • Patent Document 1 JP-A 2000-102257 (Fig. 3)
  • the PWM signal generated and output using the conventional technique becomes a signal delayed with respect to the signal wave a, and the problem that the amplitude A and the phase ⁇ are not correctly transmitted. is there. This is confirmed from time t in the arrow part shown in FIG.
  • the phase advances from time t to ⁇ (t -t), but the signal is quantized with the carrier period T.
  • the phase of the generated PWM waveform is the phase of 1 period T of the phase co t force at time t, which is the start of 1 period.
  • ⁇ is the angular frequency of the signal wave a
  • Equation (2) there is a problem that this phase error becomes large when the frequency of the carrier wave b is not sufficiently higher than the frequency of the signal wave a.
  • the present invention has been made in view of such problems, and a PWM capable of eliminating a phase error when generating a PWM signal even when the frequency of the carrier wave is not sufficiently high with respect to the frequency of the signal wave.
  • An object is to provide an inverter device.
  • the invention according to claim 1 generates a PWM signal by comparing a cross-flow converter that converts a DC voltage into an AC voltage, a carrier wave, and a signal wave that is a command.
  • a PWM signal generation unit that controls the AC voltage using the PWM signal, wherein the PWM signal generation unit calculates a phase delay of the PWM signal with respect to the signal wave due to digital control.
  • a phase adjustment unit for advancing the phase is provided.
  • the invention according to claim 2 is the PWM inverter device according to claim 1, wherein the carrier wave is a periodic waveform such as a triangular wave or a sawtooth wave synchronized with a control period for generating the signal wave. It is characterized by being.
  • the PWM inverter device includes:
  • control frequency for generating the signal wave is a specific multiple of the carrier wave frequency
  • a phase corresponding to the half of the control period divided by the ratio of the control frequency to the carrier wave frequency is added to the signal wave to It is characterized by advancing the phase.
  • a carrier frequency changing unit that changes the frequency of the carrier, and a carrier that is generated in accordance with the changed frequency
  • the phase adjustment unit adds a phase component in accordance with a ratio of the carrier wave frequency and the control period to a desired phase in synchronization with a change in the frequency of the carrier wave.
  • the carrier wave has a periodic waveform such as a triangular wave or a sawtooth wave
  • the phase error in generating the PWM waveform can be eliminated.
  • phase delay with respect to the desired signal wave of the M waveform can be eliminated.
  • control frequency for generating a desired signal wave is a specific multiple of the carrier wave frequency, the phase error in generating the PWM waveform can be eliminated.
  • phase delay of the PWM waveform with respect to the desired signal wave can be eliminated.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a PWM signal generation unit in a PWM inverter device showing a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of a second embodiment of the present invention, and shows a PWM signal waveform when a sawtooth wave is applied as a carrier wave in the PWM signal generation unit
  • FIG. 3 is an explanatory diagram of a third embodiment of the present invention, wherein the PWM signal waveform when the control frequency is doubled the carrier frequency in the PWM signal generation unit
  • FIG. 4 is a block diagram of a PWM signal generator in a PWM inverter device showing a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram of a fourth embodiment of the present invention, and shows the waveform of a signal wave when a carrier wave b2 whose carrier wave frequency is switched in the middle is used in the PWM signal generation unit of the present invention.
  • FIG. 6 is a flowchart showing a processing procedure for generating a PWM signal in the PWM inverter device of the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a PWM signal generation unit in a PWM inverter device showing a first embodiment of the present invention.
  • 1 is a cross current conversion unit
  • 2 is a PWM signal generation unit
  • 3 is a comparator for comparing a signal wave and a carrier wave
  • 4 is a trigonometric function calculation unit
  • 5 is a DC input
  • 6 is an AC output
  • 11 is a phase. It is an adjustment unit.
  • A is the desired amplitude
  • ⁇ is the desired phase
  • ⁇ is the phase to advance the signal wave
  • a2 is the signal wave
  • b is the carrier wave
  • PWM is the PWM signal.
  • the PWM inverter device of this embodiment is provided with a phase adjustment unit 11 for advancing the phase by adding the phase delay ⁇ accompanying the digital control to the signal wave of the PWM signal to the signal wave. This is the point.
  • the signal wave al is generated from two pieces of data of amplitude A and phase ⁇ by digital control using a trigonometric function in the trigonometric function calculation unit 4, and the period is executed in synchronization with the frequency of the carrier b. .
  • phase ⁇ is expressed in terms of the angular frequency ⁇ and time t using the above equation (1), the equation is as follows.
  • the feature of the PWM inverter device of the present embodiment is that the phase of the signal wave is advanced by phase ⁇ in order to eliminate the phase delay with respect to the signal wave of the PWM waveform when generating the PWM waveform.
  • the digital control period shown in Fig. 10 is equal to the carrier wave period, so the previous phase error corresponds to equation (2), so the signal wave al in equation (3) is the signal wave in equation (4) below. It can be expressed as a2. That is, the phase adjustment unit 11 adds the phase corresponding to half of the control period for generating the signal wave to the signal wave to advance the phase of the signal wave, and the trigonometric function calculation unit 4 advances the amplitude to A. It can be seen that the signal wave a2 can be generated from the phase.
  • the amplitude A needs to be the same as the amplitude of the carrier wave b.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of a second embodiment of the present invention, and shows a PWM signal waveform when a sawtooth wave is applied as a carrier wave in the PWM signal generation unit.
  • al is a signal wave
  • bl is a carrier wave
  • t is time
  • PWM is a PWM signal. Since the configuration of this embodiment is the same as that of FIG. 1 showing the first embodiment, the description thereof is omitted.
  • FIG. 1 showing the first embodiment, the case where the carrier wave b is a triangular wave is illustrated, but in this embodiment, Since a similar PWM waveform delay occurs even with a sawtooth carrier wave bl as shown in Fig. 2, if the waveform update period is synchronized with the carrier frequency as shown in Fig. 2 As shown in Equation (4), the phase error in generating the PWM waveform can be eliminated by advancing the phase of the signal wave.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram of the third embodiment of the present invention, and shows a PWM signal waveform when the control frequency is multiplied by 2 times the carrier frequency in the PWM signal generation unit.
  • a and a 1 are signal waves
  • b is a carrier wave
  • t is time
  • T is a period of the carrier wave b
  • PWM is a PWM signal. Since the configuration of this embodiment is the same as that of FIG. 1 showing the first embodiment, the description thereof is omitted.
  • the control period for generating the signal wave al is set to be equal to the carrier frequency, but this control frequency is twice or three times the carrier frequency as shown in FIG.
  • phase error during PWM waveform generation can be eliminated in the same way even if it is multiplied by 1/2, or 1/2 or 1/3. If the control frequency is twice the carrier frequency, the phase delay of the PWM waveform is halved. If the ratio of the control frequency to the carrier frequency is B, the signal wave a 2 can be expressed as shown in Equation (5).
  • ⁇ is a natural number of 1 or more or its inverse.
  • FIG. 4 is a configuration diagram of a PWM signal generation unit in the PWM inverter device showing the fourth embodiment of the present invention.
  • 12 is a carrier frequency changing unit
  • 13 is a carrier generating unit.
  • the same reference numerals as those in FIG. 1 denote the same components as those in FIG. 1, and description thereof will be omitted.
  • FIG. 1 shows the first embodiment as follows.
  • this embodiment includes a carrier wave frequency changing unit 12 that changes the frequency of a carrier wave and a carrier wave generating unit 13 that generates a carrier wave in accordance with the changed frequency in addition to the configuration shown in FIG.
  • the phase adjustment unit 11 is configured to add a phase component that matches the ratio of the control period to a desired phase in synchronization with the change of the carrier frequency.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram of the fourth embodiment of the present invention, and shows the waveform of a signal wave when using a carrier wave b2 in which the frequency of the carrier wave is switched in the middle in the PWM signal generation unit. In Fig.
  • a3 is the desired signal wave
  • a4 is the signal wave with advanced phase
  • b2 is the carrier wave
  • T1 is the carrier wave period before the frequency change
  • T2 is the carrier wave period after the frequency change
  • t is the time
  • Bl B2 is the ratio of the control frequency to the carrier frequency.
  • the phase of the signal wave advances from time t when the carrier frequency switches.
  • the phase ⁇ is adjusted according to the ratio of the control frequency to the carrier frequency, and the signal wave a2 is generated.
  • the carrier frequency must be switched at the peak or valley of a triangular wave carrier at the same timing as the control cycle.
  • FIG. 6 is a flowchart showing a processing procedure for generating a PWM signal in the PWM inverter device of the fourth embodiment of the present invention.
  • step ST1 the carrier frequency changing unit 12 confirms the change in the frequency of the carrier b.
  • step ST2 the phase updating unit 13 sets the phase ⁇ for advancing a desired signal wave to the carrier wave. Update according to the ratio of control frequency to frequency.
  • step ST3 the trigonometric function operation unit 4 obtains the signal wave a2 using equation (5).
  • step ST4 the comparator 3 compares the amplitudes of the signal wave a2 and the carrier wave b to generate a PWM signal.
  • the PWM inverter device advances the phase of a desired signal wave from the carrier wave frequency, and therefore can cope with the change of the carrier wave frequency, and at the time of generating the PWM waveform.
  • the phase delay that occurs can be eliminated.
  • the present invention is applicable to any power conversion device using the PWM method.

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Abstract

　信号波の周波数に対して搬送波の周波数が十分大きくない場合でもＰＷＭ信号生成の際の位相誤差をなくすことができるＰＷＭインバータ装置を提供する。 　ＰＷＭ信号生成部（２）は、デジタル制御化に伴うＰＷＭ信号の所望の信号波に対する位相遅れ分を信号波に加えて位相を進ませる位相調整部（１１）を備え、さらに、搬送波周波数の変更に対してもこの変更タイミングに同期して信号波に対する位相遅れ分を更新し信号波に加えるようにする。

Description

明 細 書
PWMインバータ装置
技術分野
[0001] 本発明は、直交流変換における交流出力電圧を制御する PWMインバータ装置に 関する。
背景技術
[0002] 図 7は、第 1従来技術を示す PWMインバータ装置における PWM信号生成部の構 成図である。
図 7において、 3はコンパレータである。また、 aは信号波、 bは搬送波、 PWMは PW M信号である。
従来の PWMインバータ装置における PWM信号生成部は、図 7のように信号波 aと 搬送波 bとをコンパレータ 3で比較し、振幅の大小によって出力の状態を決定してい る (例えば、特許文献 1参照)。
また、図 8は、第 1従来技術の PWM信号生成部における PWM信号波形である。 図 8において、 aは信号波、 bは搬送波、 tは時間、 Tは搬送波 bの周期、 PWMは PW M信号である。
以下、図 8を用いて、第 1従来技術における PWM信号波形について説明する。 例えば、信号波 aが搬送波 bよりも大きい時に PWM信号を 1、それ以外のときを 0と すると、 PWM波形は図 8のようになる。この時、搬送波 bの振幅を 1とすると搬送波 b の 1周期 Tにおける信号波 aと PWM信号の平均値がおおよそ等しいことになる。
[0003] 図 9は、第 2従来技術を示す PWMインバータ装置における PWM信号生成部の構 成図である。図 9において、 3は信号波と搬送波を比較するコンパレータ、 4は三角関 数演算部である。また、 Aは所望の振幅、 Θは所望の位相、 alは信号波、 bは搬送 波、 PWMは PWM信号である。
また、図 10は、第 2従来技術の PWM信号生成部における PWM信号波形である。 図 10において、 a、 alは信号波、 bは搬送波、 t、 tl、 t2は時間、 Tは搬送波 bの周期
、 PWMは PWM信号である。 以下、図 9、 10を用いて第 2従来技術の PWMインバータ装置における PWM信号 生成部の動作について説明する。
信号波 aは、 PWMインバータ装置のデジタル制御化により、例えばベクトル制御な どを用いる場合、通常振幅 Aと位相 Θという 2つのデータから三角関数を用いて生成 することが多くなつてきている。この場合の信号波 alの式は（1)のようになる。
[0004] [数 1]
al = A sm θ ( 1 )
[0005] ここでデジタル制御であるために式（1)の導出は、ある制御周期で実行される。例 えば搬送波周波数に同期して実行される場合、信号波 alは搬送波周期 Tで量子化 される。すると信号波 alは図 10に示されるような波形となり、これを用いてコンパレー タ 3により比較が行われる。
[0006] このように、従来の PWMインバータ装置の PWM信号生成部では、振幅 Aと位相
Θという 2つのデータから三角関数を用いて信号波 alを生成する際にデジタル制御 を用い、信号波 alと搬送波 bをコンパレータ 3で比較し、両者の振幅の大小によって 出力の状態を決定していた。
特許文献 1 :特開 2000— 102257号公報（第 3図）
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0007] し力しながら、従来技術を用いて生成され出力される PWM信号は、信号波 aに対 して遅れた信号となってしまい、振幅 Aおよび位相 Θが正しく伝達されないという問 題がある。これは図 10に示した矢印部分の時刻 tから で確認すると、信号波 aの波
1 2
形は時刻 tから までに位相が ω (t -t )進むが、搬送波周期 Tで量子化された信
1 2 2 1
号波 alは時刻 tでサンプノレされるため生成される PWM波形の位相は 1周期の始ま りである時刻 tの位相 co t力 の 1周期 Tの位相となる。ここで ωは信号波 aの角周波
1 1
数であり ω = Θ /tである。故に周期 Tの期間で考えると信号波 aの位相は ω (t +t
2 1
) /2であり、 PWM波形の位相と次の式（2)に示す Δ Θの誤差が発生する。
[0008] [数 2]
= m(t2 + ί ) ί2 - ωίλ = ωΤ 1 2 ( 2 ) [0009] 式（2)からも分かるように信号波 aの周波数に対して搬送波 bの周波数が十分大きく ない場合、この位相誤差は大きくなるという問題がある。
[0010] 本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、信号波の周波数に対して 搬送波の周波数が十分大きくない場合でも PWM信号生成の際の位相誤差をなくす ことができる PWMインバータ装置を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0011] 上記問題を解決するため、請求項 1に記載の発明は、直流電圧を交流電圧に変換 する直交流変換部と、搬送波と指令である信号波とを比較して PWM信号を発生す る PWM信号生成部と、を備え、前記 PWM信号により前記交流電圧を制御する PW Mインバータ装置において、前記 PWM信号生成部は、デジタル制御化に伴う前記 PWM信号の前記信号波に対する位相遅れ分を前記信号波に加えて位相を進ませ る位相調整部を備えたことを特徴とするものである。
[0012] また、請求項 2に記載の発明は、請求項 1に記載の PWMインバータ装置において 、前記搬送波は、前記信号波を生成する制御周期と同期した三角波またはのこぎり 波などの周期性波形であることを特徴とするものである。
[0013] また、請求項 3に記載の発明は、請求項 1に記載の PWMインバータ装置において 、前記 PWM信号生成部は、
前記信号波を生成する制御周波数が搬送波周波数の特定倍数であるときには搬送 波周波数に対する制御周波数の比率で制御周期の半分を除算した分に相当する位 相を前記信号波に加えて前記信号波の位相を進ませるものであることを特徴とするも のである。
[0014] また、請求項 4に記載の発明は、請求項 1に記載の PWMインバータ装置において 、前記搬送波の周波数を変更する搬送波周波数変更部と、変更された周波数に合 わせて搬送波を生成する搬送波生成部と、を備え、前記位相調整部は、前記搬送波 の周波数の変更に同期して前記搬送波周波数と前記制御周期の比率に合わせた 位相分を所望の位相に加えることを特徴とするものである。
発明の効果
[0015] 請求項 1に記載の発明によると、 PWM波形生成の際の位相誤差をなくすことがで き、 PWM波形の所望の信号波に対する位相遅れをなくすことができる。
[0016] また、請求項 2に記載の発明によると、搬送波は三角波またはのこぎり波などの周 期性波形のものであれば、 PWM波形生成の際の位相誤差をなくすことができ、 PW
M波形の所望の信号波に対する位相遅れをなくすことができる。
[0017] また、請求項 3に記載の発明によると、所望の信号波を生成する制御周波数が搬 送波周波数の特定倍数であれば PWM波形生成の際の位相誤差をなくすことができ
、 PWM波形の所望の信号波に対する位相遅れをなくすことができる。
[0018] また、請求項 4に記載の発明によると、搬送波周波数が変更されたとしても PWM波 形生成の際の位相誤差をなくすことができ、 PWM波形の所望の信号波に対する位 相遅れをなくすことができる。
図面の簡単な説明
[0019] [図 1]本発明の第 1実施例を示す PWMインバータ装置における PWM信号生成部の 構成図
[図 2]本発明の第 2実施例の説明図であり、 PWM信号生成部において搬送波として のこぎり波を適用したときの PWM信号波形
[図 3]本発明の第 3実施例の説明図であり、 PWM信号生成部において制御周波数 が搬送波周波数の 2通倍したときの PWM信号波形
[図 4]本発明の第 4実施例を示す PWMインバータ装置における PWM信号生成部の 構成図
[図 5]本発明の第 4実施例の説明図であり、本発明の PWM信号生成部において搬 送波の周波数が途中で切り替わる搬送波 b2を用いた場合の信号波の波形
[図 6]本発明の第 4実施例の PWMインバータ装置において PWM信号を生成する処 理手順を示すフローチャート
[図 7]第 1従来技術を示す PWMインバータ装置における PWM信号生成部の構成図 [図 8]第 1従来技術の PWM信号生成部における PWM信号波形
[図 9]第 2従来技術を示す PWMインバータ装置における PWM信号生成部の構成図 [図 10]第 2従来技術の PWM信号生成部における PWM信号波形
符号の説明 [0020] 1 直交流変換部
2 PWM信号生成部
3 コン /、°レータ
4 三角関数演算部
5 直流入力
6 交流出力
11 位相調整部
12 搬送波周波数変更部
13 搬送波生成部
a、 al、 a2 信号波
a3 所望の信号波
a4 位相の進んだ信号波
b、 bl、 b2 搬送波
A 振幅
θ、 φ 位相
T、T1、T2 周期
Bl、 Β2 搬送波周波数に対する制御周波数の比率
t 時間
PWM PWM信号
発明を実施するための最良の形態
[0021] 以下、本発明の方法の具体的実施例について、図に基づいて説明する。
実施例 1
[0022] 図 1は、本発明の第 1実施例を示す PWMインバータ装置における PWM信号生成 部の構成図である。
図 1において、 1は直交流変換部、 2は PWM信号生成部、 3は信号波と搬送波を 比較するコンパレータ、 4は三角関数演算部、 5は直流入力、 6は交流出力、 11は位 相調整部である。また、 Aは所望の振幅、 Θは所望の位相、 φは信号波を進めるた めの位相、 a2は信号波、 bは搬送波、 PWMは PWM信号である。 本実施例が第 2従来技術を示す図 9と相違する点は以下のとおりである。
すなわち、本実施例の PWMインバータ装置は、 PWM信号の信号波に対するデ ジタル制御化に伴う位相遅れ分 φを信号波に加えて位相を進ませる位相調整部 11 を PWM信号生成部 2に備えるようにしてレ、る点である。
[0023] 以下、図 1を参照して本実施例の PWMインバータ装置の PWM信号生成部 2にお ける動作について説明する。
信号波 alは、振幅 Aと位相 Θという 2つのデータから三角関数演算部 4にて三角関 数を用いてデジタル制御により生成されるが、その周期は搬送波 bの周波数と同期し て実行される。
前述の式（1)を用いて位相 Θを角周波数 ωと時間 tで表すと式（3)のようになる。
[0024] [数 3]
1 = A sm ω t ( 3 )
[0025] 本実施例の PWMインバータ装置の特徴とする点は、 PWM波形生成の際に PWM 波形の信号波に対する位相遅れをなくすために、信号波の位相を位相 φで進めるこ とであり、図 10に示したようなデジタル制御周期が搬送波周期と等倍の場合は、先の 位相誤差は式（2)に当たるので、式（3)の信号波 alは次の式 (4)の信号波 a2のよう に表すことが出来る。すなわち、位相調整部 11において、信号波を生成する制御周 期の半分に相当する位相を信号波に加えて信号波の位相を進ませ、三角関数演算 部 4において、振幅 Aとこの進ませた位相より信号波 a2を作れば良いことが判る。
[0026] [数 4]
a 2 = A &m( mt + φ ) = A wa m (t + T 1 2) ( 4 )
[0027] ここで、振幅 Aは搬送波 bの振幅と同じである必要がある。
実施例 2
[0028] 図 2は、本発明の第 2実施例の説明図であり、 PWM信号生成部において搬送波と してのこぎり波を適用したときの PWM信号波形である。図 2において、 alは信号波、 blは搬送波、 tは時間、 PWMは PWM信号である。尚、本実施例の構成は第 1実施 例を示す図 1と同じであるのでその説明は省略する。
第 1実施例を示す図 1では搬送波 bとして三角波の場合を図示したが、本実施例で ある図 2に示すようなのこぎり波の搬送波 blであっても同様の PWM波形遅れは発生 するので、図 2の信号波 alのように波形の更新周期が搬送波周波数と同期している 場合、前述した式 (4)で示したように信号波の位相を進めることで PWM波形生成の 際の位相誤差をなくすことが出来る。
実施例 3
[0029] 図 3は、本発明の第 3実施例の説明図であり、 PWM信号生成部において制御周 波数が搬送波周波数の 2遞倍したときの PWM信号波形である。図 3において、 a、 a 1は信号波、 bは搬送波、 tは時間、 Tは搬送波 bの周期、 PWMは PWM信号である。 尚、本実施例の構成は第 1実施例を示す図 1と同じであるのでその説明は省略する。 第 1実施例で述べた式 (4)の説明では信号波 alを生成する制御周期を搬送波周 期の等倍としたが、図 3のようにこの制御周波数が搬送波周波数の 2倍、 3倍と遞倍し てもまたは 1/2倍、 1/3倍としても同様な方法で PWM波形生成の際の位相誤差を なくすことが出来る。制御周波数が搬送波周波数の 2倍とすると PWM波形の位相遅 れは 1/2倍となる。搬送波周波数に対する制御周波数の比率を Bとすると、信号波 a 2は式（5)のように表せる。
[0030] [数 5]
Figure imgf000009_0001
[0031] ここで、 Βは 1以上の自然数もしくはその逆数である。
実施例 4
[0032] 図 4は、本発明の第 4実施例を示す PWMインバータ装置における PWM信号生成 部の構成図である。図 4において、 12は搬送波周波数変更部、 13は搬送波生成部 である。尚、図 4において、図 1と同じ説明符号のものは図 1と同じ構成要素を示すも のとし、その説明は省略する。
本実施例が第 1実施例を示す図 1と相違する点は以下のとおりである。
すなわち、本実施例は、図 1に示した構成に加え、搬送波の周波数を変更する搬 送波周波数変更部 12と、変更された周波数に合わせて搬送波を生成する搬送波生 成部 13とを備え、位相調整部 11は、搬送波の周波数の変更に同期して制御周期の 比率に合わせた位相分を所望の位相に加えるようにしてレ、る点である。 [0033] 図 5は、本発明の第 4実施例の説明図であり、 PWM信号生成部において搬送波 の周波数が途中で切り替わる搬送波 b2を用いた場合の信号波の波形である。図 5に おいて、 a3は所望の信号波、 a4は位相の進んだ信号波、 b2は搬送波、 T1は周波 数変更前の搬送波周期、 T2は周波数変更後の搬送波周期、 tは時間、 Bl、 B2は搬 送波周波数に対する制御周波数の比率である。
図 5に示すように搬送波周波数が切り替わった時刻 t時点から信号波の位相を進
1
めるための位相 Φを搬送波周波数に対する制御周波数の比率に合わせて変更し、 信号波 a2を生成する。ただし、搬送波周波数の切り替えは制御周期と搬送波周期の 一致しているタイミングで三角波波形の搬送波でいえば山もしくは谷で行わなければ ならない。
[0034] 図 6は、本発明の第 4実施例の PWMインバータ装置において PWM信号を生成す る処理手順を示すフローチャートである。
以下、図 6を用いて本実施例における PWM信号生成処理について順を追って説 明する。
はじめに、ステップ ST1で、搬送波周波数変更部 12による搬送波 bの周波数変更 の確認を行い、変更の場合には、ステップ ST2にて、位相更新部 13は所望の信号 波を進めるための位相 φを搬送波周波数に対する制御周波数の比率に合わせて更 新する。次に、ステップ ST3で、三角関数演算部 4は式（5)を用いて信号波 a2を求 める。次に、ステップ ST4にて、信号波 a2と搬送波 bの振幅の大小をコンパレータ 3 により比較して PWM信号を生成する。
[0035] このように、本実施例に係る PWMインバータ装置は、搬送波周波数から所望の信 号波の位相を進めるようにしているので、搬送波周波数の変更にも対応でき、 PWM 波形生成の際に発生する位相遅れをなくすことができるのである。
産業上の利用可能性
[0036] 本発明は、 PWM方式を用いたあらゆる電力変換装置に適用可能である。

Claims

請求の範囲
[1] 直流電圧を交流電圧に変換する直交流変換部と、
搬送波と指令である所望の信号波とを比較して PWM信号を発生する PWM信号 生成部と、を備え、
前記 PWM信号により前記交流電圧を制御する PWMインバータ装置において、 前記 PWM信号生成部は、
デジタル制御化に伴う前記 PWM信号の前記信号波に対する位相遅れ分を前記 信号波に加えて位相を進ませる位相調整部を備えたことを特徴とする PWMインバー タ装置。
[2] 前記搬送波は、前記信号波を生成する制御周期と同期した三角波またはのこぎり 波などの周期性波形であることを特徴とする請求項 1に記載の PWMインバータ装置
[3] 前記位相調整部は、
前記信号波を生成する制御周波数が搬送波周波数の特定倍数であるときには搬 送波周波数に対する制御周波数の比率で制御周期の半分を除算した分に相当する 位相を前記信号波に加えて前記信号波の位相を進ませるものであることを特徴とす る請求項 1に記載の PWMインバータ装置。
[4] 前記 PWM信号生成部は、
前記搬送波の周波数を変更する搬送波周波数変更部と、
変更された周波数に合わせて搬送波を生成する搬送波生成部と、を備え、 前記位相調整部は、前記搬送波の周波数の変更に同期して前記搬送波周波数と 前記制御周期の比率に合わせた位相分を所望の位相に加えることを特徴とする請 求項 1に記載の PWMインバータ装置。
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