WO2007122873A1 - 短パルスレーダ及びその制御方法 - Google Patents

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short
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Tasuku Teshirogi
Masanori Ejima
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Panasonic Corp
Panasonic Holdings Corp
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Anritsu Corp
Panasonic Corp
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    • G01S13/0209—Systems with very large relative bandwidth, i.e. larger than 10 %, e.g. baseband, pulse, carrier-free, ultrawideband

Definitions

  • the present invention relates to a short-range radar and a control method thereof, particularly in a short-pulse radar used in a UWB (Ultra Wideband) of 22 to 29 GHz.
  • the present invention relates to a short-pulse radar and a control method for the same, which adopts a technology that enables proper compliance with the provisions of “Risk Shell I” (International Radio Communication Regulations: RR).
  • a short pulse radar using this type of UWB radiates a short pulse wave from an antenna of a transmission unit to a space and receives a reflected wave from an object existing in the space, like a normal radar. And analyzing the target object.
  • FIG. 24 is a block diagram showing a schematic configuration of a transmission unit of this type of short pulse radar according to the prior art.
  • a carrier signal S of a predetermined frequency in the UWB that is continuously output from the carrier signal generator 1 is input to the switch circuit 2.
  • the switch circuit 2 is intermittently turned on / off by a pulse signal Pa output from the pulse generator 3 at a predetermined period, whereby a short pulse wave (burst carrier) Pb is generated.
  • the short pulse wave (burst carrier) Pb is amplified by the amplifier 4 and then radiated from the antenna 5 to the space.
  • the switch circuit 2 is turned off. Although it is ideal to completely stop the carrier signal output during the period, the carrier signal output is actually If you can't stop it, there is a problem.
  • the period during which the switch circuit 2 is turned off (eg, 1 ⁇ s) is an extremely long period compared to the period during which the switch circuit 2 is turned on (eg, Ins).
  • the power of carrier leakage cannot be ignored.
  • the spectral density Sx of the short pulse wave Pb is, for example, as shown in FIG. 25, in which the leak component ⁇ protrudes greatly at the position of the carrier frequency fc.
  • This leakage component restricts the substantial reception sensitivity of the reflected wave with respect to the short pulse wave Pb output at the regular transmission timing, so it exists in the space by narrowing the radar search range. Detection of low-reflectance obstacles
  • FCC Federal Communication Commission of USA
  • the power density in the range of 22.0 to 23.12 GHz and in the range of 29.0 GHz or more in the UWB is regulated to 61.3 dBm / MHz or less, and 23. 12
  • the power density in the range of 2 to 23.6 GHz and 24.0 to 29. OGHz is specified to be less than 41.3 dBm / MHz.
  • RR radio wave emission prohibited band radio astronomy, Earth Exploration Satellite (Earth Exploration Sat ellite service: In order to protect passive sensors of EESS), radio emission is intentionally prohibited by the International Radio Communications Regulations (RR). From 23.6 to 24.0 GHz, it is 20dB lower than the conventional radiated power density. It is suppressed to 3dBm / MHz.
  • RR radio wave emission prohibited band radio astronomy, Earth Exploration Satellite (Earth Exploration Sat ellite service: In order to protect passive sensors of EESS)
  • RR International Radio Communications Regulations
  • From 23.6 to 24.0 GHz it is 20dB lower than the conventional radiated power density. It is suppressed to 3dBm / MHz.
  • the spectrum mask since the total amount of energy in each predetermined band is regulated to be equal to or less than the respective value, if the leak component as described above is large, the normal amount is increased accordingly.
  • the output level of the short pulse wave Pb at the transmission timing must be set low, which greatly limits the
  • the force is a short pulse wave P b which is a pulse modulation signal in which the carrier signal is interrupted by the pulse signal as described above.
  • P b has a spectrum width of several hundred MHz to 2 GHz.
  • the first standard of F CC that allows the emission level of the RR radio wave emission prohibited band to 41.3 dBm / MHz is used for other purposes on the earth so as not to interfere with the EESS.
  • the radiation direction (elevation direction) of the vertical plane of radio waves the radiation intensity in the range exceeding 30 ° is less than or equal to ⁇ 25 dB (since January 2005) with respect to the radiation intensity from 0 ° to 30 °.
  • the standard is getting stricter every few years.
  • the carrier frequency when the carrier frequency is set in the SRD band as described above, it is necessary to suppress the side lobes on the vertical plane of the antenna so that the radiation direction of the transmission radio wave does not increase.
  • Non-Patent Document 1 FCC 04-285, "SECOND REPORT AND ORDER AND
  • Non-Patent Document 2 FCC 02-48, "FIRST REPORT AND ORDER” Invention Disclosure
  • the object of the present invention has been made in view of the circumstances as described above, and is capable of preventing interference with the RR radio wave emission prohibited band and the SRD band while complying with the specified spectrum mask with an inexpensive configuration.
  • the object is to provide a short laser radar and a method for controlling the radar that are prevented from being caused.
  • the short pulse wave (Pt) is output during a period when the first pulse generator (23) is outputting the first pulse (P1) and when a predetermined time (Ts) has elapsed since the output was started.
  • An oscillator (25) that oscillates only during a period when the first pulse generator (23) outputs the first pulse (P1) and outputs a signal in the frequency band of the short pulse wave (Pt);
  • the second pulse generator (24) In response to the output signal (U) from the oscillator (25), the second pulse generator (24) outputs the second pulse (P2) and is turned on for a period of time to output from the oscillator (25).
  • Output signal ( A switch (26) that passes U), and radiates the output signal (V) from the switch (26) to the space (1) as the predetermined short pulse wave (Pt).
  • a short pulse radar is provided.
  • the width Tc of the first pulse (P1), the width Tp of the second pulse (P2) and the isolation I of the switch (26) have the following relationship:
  • a short pulse radar according to the first aspect, characterized in that it is set so as to satisfy.
  • the oscillation frequency and the oscillation frequency of the oscillator (25) are set so that almost the entire main lobe of the spectrum of the short pulse wave (Pt) radiated into the space (1) falls within the range of 24.0 to 29. OGHz.
  • a short pulse radar according to the first aspect is provided, wherein a width Tp of the second pulse (P2) is set.
  • the transmitting antenna (22) of the transmitting unit (21) has a structure in which an antenna element (123) is surrounded by a cavity (130), and the resonance frequency of the cavity (130) is a band of 23.6 to 24. OGHz.
  • a short pulse radar according to the third aspect characterized in that the gain of the band is reduced so as to enter.
  • a sample hold circuit (48) for integrating the signal (W I, Q) detected by the detection circuit (44) and holding the integration result;
  • the detection circuit (44) A branch circuit (45) for branching the reflected wave (Pr received signal) received by the receiving antenna (41) into two in-phase signals and outputting a pair of signals (VI, V2);
  • a linear multiplier (46) for linearly multiplying the pair of signals (VI, V2) from the branch circuit (45);
  • the low-pass filter (47) that extracts the output signal power baseband component (1, Q) linearly multiplied by the linear multiplier (46) is used.
  • a pulse radar is provided.
  • a sample hold circuit (48) for integrating the signal (W I, Q) detected by the detection circuit (44) and holding the integration result;
  • a sample hold circuit (48) for integrating the signal (W I, Q) detected by the detection circuit (44) and holding the integration result;
  • a voltage-controlled oscillator (56) that receives an output signal from the oscillator (25) as a reference signal and outputs a signal (Vvco) frequency-synchronized with the reference signal in a period in which the frequency of the reference signal is stable After the period when the frequency of the reference signal is stable, the phase of maintaining the state of the voltage controlled oscillator (56) in the state immediately before the end of the period when the frequency of the reference signal is stable.
  • the signal (Vvco) output by the voltage-controlled oscillator (56) of the synchronous loop circuit (54, 55, 56, 57, 58) and the phase-locked loop circuit (54, 55, 56, 57, 58) is locally As a signal, a quadrature demodulator (51) that quadrature-detects the received signal (), and
  • Second and third differential amplifiers connected to the load side of the first differential amplifier (46a) and to which the second signal (V2) of the pair of signals (VI, V2) is differentially input. (46b, 46c) and a signal component equal to the product of the first signal (VI) and the second signal (V2) connected to the load side of the second and third differential amplifiers (46b, 46c) ( VI X V2) or — (VI XV2) only, and a first and second load resistors (R3, R4) and a monolithic microwave integrated circuit.
  • a short-less radar according to the fifth aspect is provided.
  • An analog / digital converter (60) for converting the output signal (H) from the receiving unit (40) into a digital signal and inputting the digital signal to the signal processing unit (61) is further provided.
  • a short-less radar according to the above aspect is provided.
  • a control unit (62) that controls at least one of the transmission unit (21) and the reception unit (40) according to a predetermined schedule or according to a processing result from the signal processing unit (61). Furthermore, a short-wave radar according to the first aspect is provided.
  • a transmission unit (21) having a transmission antenna (22), a reception unit (40), and a signal processing unit (61);
  • the first pulse generator (23) uses the second pulse generator (24), the first pulse generator (23) outputs the first pulse (P1) for a predetermined period of time after starting the output (P1). Outputting a second pulse (P2) having a width corresponding to the width of the short pulse wave (Pt) at a timing when (Ts) has elapsed;
  • the first pulse generator (23) oscillates only during the period when the first pulse (P1) is output, and a signal in the frequency band of the short pulse wave (Pt) is obtained. Step to output,
  • the switch (26) is used to receive the output signal (U) from the oscillator (25), and the second pulse generator (24) outputs the second pulse (P2) for a period of time. Turning on and passing the output signal (U) from the oscillator (25);
  • the width Tc of the first pulse (P1), the width Tp of the second pulse (P2) and the isolation I of the switch (26) have the following relationship:
  • a control method for a short pulse radar according to the twelfth aspect is provided, wherein the control method is set to satisfy the above.
  • the oscillation frequency and the oscillation frequency of the oscillator (25) are set so that almost the entire main lobe of the spectrum of the short pulse wave (Pt) radiated into the space (1) falls within the range of 24.0 to 29. OGHz. And a method of controlling a short pulse radar according to the twelfth aspect, wherein the width Tp of the second pulse (P2) is set.
  • the transmitting antenna (22) of the transmitting unit (21) has a structure in which an antenna element (123) is surrounded by a cavity (130), and the resonance frequency of the cavity (130) is a band of 23.6 to 24.0 GHz.
  • the received signal (R ′) of the reflected wave (P r) received by the receiving antenna (41) is branched into two in phase and a pair of signals (VI, V2) is obtained.
  • the step of receiving the reflected wave (Pr) includes:
  • the step of detecting the received signal () is:
  • the quadrature demodulator (51) uses the quadrature demodulator (51), the output signal (U) from the oscillator (25) as a local signal, and the received signal (R) is quadrature detected;
  • a control method of a short-less radar according to an aspect is provided.
  • the step of detecting the received signal () is: Providing a variable delay (50), a quadrature demodulator (51), and a low-pass filter (47);
  • the quadrature demodulator (51) uses the quadrature demodulator (51), the output signal (Ur) from the variable delay device (50) as a singular signal, and the quadrature detection of the received signal (R);
  • a method for controlling a short pulse radar according to an aspect is provided.
  • phase-locked loop circuit including a voltage controlled oscillator (56), a quadrature demodulator (51), and a low-pass filter (47);
  • the output signal (U) from the oscillator (25) is received as a reference signal, and the frequency of the reference signal is synchronized with the reference signal during a period in which the frequency is stable. Outputting a signal (Lvco);
  • the state of the voltage controlled oscillator (56) is referred to. Holding the state just before the end of the period when the frequency of the signal is stable;
  • the signal (Lvco) output from the voltage controlled oscillator (56) of the phase-locked loop circuit (54, 55, 56, 57, 58) is used as a local signal. Orthogonally detecting the reflected signal (Pr) received signal received by the antenna (41);
  • the step of linearly multiplying the pair of signals (VI, V2) from the branch circuit (45) using the linear multiplier (46) is as follows:
  • a monolithic microwave integrated circuit including a first differential amplifier (46a), second and third differential amplifiers (46b, 46c), and first and second load resistors (R3, R4) The steps to prepare Gilbert Mixa,
  • a method of controlling a short pulse radar according to the sixteenth aspect is provided.
  • the first and second load resistors (R3, R4) connected to the load side of the second and third differential amplifiers (46b, 46c), the first signal (VI) and the second signal And outputting only one signal component (VI X V2) or one (VI XV2) equal to the product of the signal (V2).
  • a control method for a short pulse radar according to the twelfth aspect is provided.
  • At least one of the transmission unit (21) and the reception unit (40) according to a predetermined schedule using the control unit (62) or according to a processing result from the signal processing unit (61).
  • a control method for a short pulse radar according to the twelfth aspect further comprising the step of controlling one of them.
  • the transmission unit of the short pulse radar receives the first pulse, enters the oscillation operation state, and after a predetermined time has passed and is stabilized, closes the switch for a short time with the second pulse. A short pulse wave is output.
  • the leakage from the switch in the non-output period of the first pulse can be made zero, so that if the output period of the first pulse is sufficiently small with respect to the cycle of the short pulse wave, the isolation is exceptional. Even if an inexpensive switch that is not high is used, the average leak amount can be reduced, and the radiation power density of the entire short pulse radar can be kept within the specified spectrum mask.
  • the oscillation frequency of the oscillator and the width of the second pulse are set so that the total power of the main lobe of the spectrum of the short pulse wave radiated into space falls within the range of 24.0 to 29.0 GHz.
  • the emission of radio waves to the RR radio wave emission prohibited band, SRD band, etc. can be prevented more reliably.
  • the transmitting antenna has a structure in which an antenna element is surrounded by a cavity, and the resonance frequency of the cavity falls within the range of 23.6 to 24.OGHz, thereby reducing the gain of this band.
  • a UWB short pulse radar and its control method that can more reliably prevent the emission of radio waves to the RR radio wave emission prohibited band, SRD band, and the like.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of a first embodiment to which a short pulse radar and a control method thereof according to the present invention are applied.
  • FIG. 2 is a timing chart shown for explaining the operation of the main part of the first embodiment to which the short pulse radar and the control method thereof according to the present invention are applied.
  • FIG. 3A is a circuit diagram showing a schematic configuration of a main part of the first embodiment to which the short pulse radar and the control method thereof according to the present invention are applied.
  • FIG. 3B is a circuit diagram showing a schematic configuration of a main part of the first embodiment to which the short pulse radar and the control method thereof according to the present invention are applied.
  • FIG. 4A is a signal waveform of a pulse-modulated wave and a diagram for explaining the operation of the main part of the first embodiment to which the short-nos radar and its control method according to the present invention are applied.
  • FIG. 4B is a diagram showing a spectrum of a pulse-modulated wave shown for explaining the operation of the main part of the first embodiment to which the short pulse radar and the control method thereof according to the present invention are applied.
  • FIG. 5A is a power waveform diagram of a pulse-modulated wave shown for explaining the operation of the main part of the first embodiment to which the short-nos radar and its control method according to the present invention are applied.
  • FIG. 5B is a diagram showing a power spectrum of a pulse-modulated wave shown for explaining the operation of the main part of the first embodiment to which the short pulse radar and the control method thereof according to the present invention are applied. .
  • FIG. 6A is a power waveform diagram of a short pulse wave shown for explaining the operation of the main part of the first embodiment to which the short radar and the control method according to the present invention are applied.
  • FIG. 6B is a diagram showing a power spectrum of a short pulse wave shown for explaining the operation of the main part of the first embodiment to which the short pulse radar and the control method thereof according to the present invention are applied.
  • FIG. 7 is an illustration of switch isolation and time width of the first pulse for explaining the operation of the main part of the first embodiment to which the short pulse radar and its control method according to the present invention are applied. It is a figure which shows the relationship with the increase by carrier leak and a graph.
  • FIG. 8 shows a first practical application of the short pulse radar and its control method according to the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram showing a spectrum of a short pulse wave in relation to a prescribed spectrum mask applied to UWB in order to explain the operation of the main part of the embodiment.
  • FIG. 9 is a special diagram of a band regulation filter (BRF) shown for explaining the operation of the main part of the first embodiment to which the short pulse radar and its control method according to the present invention are applied. .
  • BRF band regulation filter
  • FIG. 10 is a perspective view of a transmitting antenna shown for explaining a configuration of a main part of the first embodiment to which the short pulse radar and the control method thereof according to the present invention are applied.
  • FIG. 11 is a front view of a transmitting antenna shown for explaining a configuration of a main part of the first embodiment to which the short pulse radar and the control method thereof according to the present invention are applied.
  • FIG. 12 is a rear view of the transmitting antenna shown for explaining the configuration of the main part of the first embodiment to which the short pulse radar and the control method thereof according to the present invention are applied.
  • FIG. 13 is a cross-sectional view taken along line 13-13 of FIG. 11 for explaining the configuration of the main part of the first embodiment to which the short pulse radar and its control method according to the present invention are applied.
  • FIG. 14 is a cross-sectional view taken along line 14-14 of FIG. 11 for explaining the configuration of the main part of the first embodiment to which the short pulse radar and the control method thereof according to the present invention are applied.
  • FIG. 15 is a plan view of an array type transmission antenna shown for explaining the configuration of the main part of the first embodiment to which the short pulse radar and the control method thereof according to the present invention are applied.
  • FIG. 16 is a diagram showing gain reduction due to resonance of a cavity provided in a transmitting antenna shown to explain the configuration of the main part of the first embodiment to which the short pulse radar and its control method according to the present invention are applied. It is a characteristic view in the case of having a region.
  • FIG. 17 is a circuit diagram shown for explaining the configuration of the main part of the first embodiment to which the short pulse radar and its control method according to the present invention are applied.
  • FIG. 18 is a waveform diagram shown for explaining the operation of the main part of the first embodiment to which the short pulse radar and the control method thereof according to the present invention are applied.
  • FIG. 19 is a circuit diagram for explaining the configuration of the main part of the first embodiment to which the short pulse radar and the control method thereof according to the present invention are applied.
  • FIG. 20A shows a first embodiment to which the short pulse radar and its control method according to the present invention are applied. It is a block diagram which shows the whole structure of 2nd Embodiment.
  • FIG. 20B is a block diagram showing an overall configuration of a third embodiment to which the short pulse radar and the control method thereof according to the present invention are applied.
  • FIG. 20C is a block diagram showing a configuration of main parts of a third embodiment to which the short pulse radar and the control method thereof according to the present invention are applied.
  • FIG. 21 is a timing chart shown for explaining the operation of the main part of the third embodiment to which the short pulse radar and the control method thereof according to the present invention are applied.
  • FIG. 22 is a block diagram showing an overall configuration of a fourth embodiment to which the short pulse radar and the control method thereof according to the present invention are applied.
  • FIG. 23 is a timing chart shown for explaining the operation of the main part of the fourth embodiment to which the short pulse radar and the control method thereof according to the present invention are applied.
  • FIG. 24 is a block diagram showing a schematic configuration of a short pulse radar according to the prior art.
  • FIG. 25 is a spectrum diagram of a short pulse wave shown for explaining the operation of the short pulse radar according to the prior art.
  • FIG. 26 is a spectrum mask diagram according to the FCC recommendation for the UWB short pulse radar shown to explain the operation of the short pulse radar according to the prior art.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of a first embodiment to which a short pulse radar and its control method according to the present invention are applied.
  • the short pulse radar 20 basically includes a transmission unit 21 that radiates a predetermined short panoramic wave Pt from the transmission antenna 22 to the space 1, and an object la that exists in the space 1.
  • a receiving unit 40 for receiving and processing the reflected wave Pr; and a signal processing unit 61 for performing an analysis process on the object la based on an output signal from the receiving unit 40.
  • the transmitting unit 21 includes: A first pulse generator 23 that outputs a first pulse P1 having a width Tc longer than the width of the short pulse wave Pt at a predetermined period Tg, and the first pulse generator 23 outputs the first pulse P1. During the period and at the timing when a predetermined time Ts has elapsed since the output was started.
  • the second pulse generator 24 that outputs the second pulse P2 having a width corresponding to the width of the short pulse wave Pt, and the first pulse generator 23 oscillates only during the period during which the first pulse P1 is output.
  • the oscillator 25 that outputs a signal in the frequency band of the short pulse wave Pt and the output signal U from the oscillator 25 are received, and the second pulse generator 24 is turned on only during the period when the second pulse P2 is output.
  • a switch 26 that passes the output signal U from the oscillator 25, and radiates the output signal V (including V) from the switch 26 to the space 1 as the predetermined short-wave wave Pt. It is characterized by that.
  • the short pulse radar control method basically includes a step of preparing a transmission unit 21 having a transmission antenna 22, a reception unit 40, and a signal processing unit 61; The step of radiating a predetermined short pulse wave Pt from the antenna 22 to the space 1 using the transmission unit 21 and the reflected wave Pr by the object la existing in the space 1 using the reception unit 40 A step of performing reception processing, and a step of performing analysis processing on the object la based on an output signal from the reception unit 40 using the signal processing unit 61, and the predetermined short-wave wave
  • the steps of radiating Pt into space 1 include the steps of preparing a first pulse generator 23, a second panel generator 24, an oscillator 25, and a switch 26, and using the first pulse generator 23.
  • the first pulse having a width Tc longer than the width of the short pulse wave Pt
  • the first panel generator 23 starts the output during the period when the first pulse P1 is output.
  • the short pulse radar 20 includes a transmission unit 21, a reception unit 40, an analog Z digital (A / D) converter 60, a signal processing unit 61, and With controller 62 Configured.
  • the transmission unit 21 receives a transmission trigger signal G output at a predetermined cycle Tg (for example, 1 ⁇ S) as shown in FIG.
  • a short pulse wave (burst wave) Pt having a predetermined width fc ⁇ (for example, Ins) and a predetermined frequency fc (for example, 26 GHz) is generated at a force S timing and radiated from the transmitting antenna 22 to the space 1.
  • the transmitting unit 21 includes a first pulse generating unit 23, a second pulse generating unit 24, an oscillator 25, a switch 26, A power amplifier 30 and a band regulation filter (BRF) 31 functioning as a band elimination filter are included.
  • BRF band regulation filter
  • the first pulse generator 23 has a width Tc longer than the width Tp of the short pulse wave Pt that radiates into the space 1 (the time width is assumed to be no, i level)
  • the first pulse PI with is generated at the period Tg and output.
  • This time width Tc is equal to or greater than the sum of the time Ts and the width Tp necessary for stabilizing the amplitude and frequency of the output signal of the oscillator 25, and is sufficiently short with respect to the period Tg (for example, It is set to several ns to several tens ns).
  • the second pulse generator 24 starts the output during the period in which the first pulse generator 23 outputs the first pulse P1.
  • a second pulse P2 of width Tp (with a noise level time width) is generated and output at the timing when Ts elapses from the specified time (oscillation stabilization time).
  • the oscillator 25 oscillates only during the period in which the first pulse generator 23 outputs the first pulse P1, and radiates it into the space 1.
  • an amplifier 25a, a resonator 25b, and a feedback circuit 2 The switch 5d and the switch 25d for oscillation control are made into an oscillation state by turning off the switch 25d inserted between the signal line and the ground only during the input period of the first pulse P1.
  • the switch 25d inserted into the power supply line of the amplifier 25a is turned on only during the input period of the first pulse P1, so that the oscillation state can be obtained.
  • the frequency stability of the oscillator 25 configured as described above is determined by the magnitude of the Q of the resonator 25b. As the Q of the resonator 25b increases, as shown in FIG. The time Ts from the start of oscillation to the stabilization of the amplitude and frequency of the signal U becomes longer.
  • the switch 26 receives the burst carrier signal U output from the oscillator 25, and is in a signal passing state (ON state) only during the period in which the second pulse generator 24 outputs the second pulse signal P2. Signal non-passing state (off state) during other periods.
  • the signal V output from the switch 26 is switched with respect to the burst carrier signal U output during the period Tc during which the oscillator 25 is oscillating.
  • the leakage component Lc while the switch 26 is in the off state and the signal component that passed while the switch 26 was in the on state are included, and the output signal component during the period when the oscillator 25 is not oscillating is theoretically Top zero.
  • the output signal V from the switch 26 is amplified by the power amplifier 30, the unnecessary band component is removed by the BRF 31 and supplied to the transmitting antenna 22, and is radiated from the transmitting antenna 22 to the space 1 as a short pulse wave Pt. Is done.
  • the transmitting unit 21 turns on the oscillator 25 with the first pulse P1 and stabilizes the amplitude and frequency of the output signal U.
  • the pulse wave Pt is output.
  • the average power of the leakage component is equivalently reduced to Tc / Tg compared to a configuration in which a continuous wave is turned on and off with a switch and a short pulse wave Pt is output as in the conventional short-wave radar. Therefore, it is possible to comply with the specified spectrum mask required for UWB short-pulse radar without using a switch with extremely high isolation.
  • Sp represents the peak power of the spectrum.
  • Fig. 5A shows a power waveform p (t) in the time domain
  • Fig. 5B shows the electric spectrum
  • the total power in the time domain is equal to the total power in the frequency domain.
  • the left side of the above equation is the integral of the square of the voltage, and according to FIG. 5A, the power is ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ,
  • the power ratio PpZPc is the isolation I of the switch 26.
  • the oscillator 25 can be realized with an inexpensive configuration.
  • the upper limit of 3 dB of the increment ⁇ S is when the equivalent spectrum peaks Sp and Sc are equal.
  • the time width Tc of the first pulse P1 is set to the necessary minimum Ts.
  • the transmission unit 21 of the short pulse radar outputs a signal having a stable amplitude and frequency from the oscillator 25 that has entered the oscillation operation state upon receiving the first pulse P1.
  • the second pulse ⁇ 2 turns on the switch 26 for ⁇ time to output a short waveless wave.
  • the carrier leak from the switch 26 in the non-output period of the first pulse P1 can be completely zero. If the output period Tc of the first pulse P1 is sufficiently small with respect to the period Tg of the pulse wave Pt, the average power of carrier leakage can be reduced even if an inexpensive switch 26 with low isolation is used.
  • the spectrum Sx of the output signal V from the switch 26 is required for the UWB short pulse radar described above. Therefore, it is possible to keep the spectrum mask within the specified range, and while complying with the specified spectrum mask, the RR radio wave emission prohibition band and the SRD band are not disturbed. A control method can be realized.
  • the transmitter 21 of the short pulse radar according to the first embodiment must use the radiated power level of the short pulse wave Pt, which has been largely limited by the leakage power, in the specified power range as much as possible. Can do.
  • the average power of the carrier leak can be reduced, so that the short pulse wave Pt can be generated in any band of UWB. Since the main lobe can be arranged, almost the entire main lobe can be prevented from overlapping with the RR radio wave emission prohibited band.
  • the spectrum Sx A range from 20 dB to 20 dB can be used as one standard.
  • the peak is 41.3 dBm / MHz at this time, the lower level of the main pulse of the short pulse wave Pt is always less than the specified level of the RR radio wave emission prohibited band 61.3 dB / MHz. Thus, the specified spectrum mask is satisfied.
  • the side lobe level of the short pulse wave Pt is in the RR radio wave emission prohibited band.
  • the side lobe level of the short pulse wave Pt is in the RR radio wave emission prohibited band due to the notch action of BRF31 or transmitting antenna 22 described later.
  • the output signal V from the switch 26 is amplified to the specified power by the power amplifier 30 and then supplied to the transmitting antenna 22 via the BRF 31. From the transmitting antenna 22 as the short pulse wave Pt, the space to be searched Radiated to 1.
  • BRF31 is a notch filter having a large attenuation characteristic with respect to the RR radio wave emission prohibited band of 23.6 to 24GHz.
  • the RR radio wave emission prohibited band is obtained.
  • the radiation level is further reduced.
  • the gain of the power amplifier 30 can be varied by a control unit 62 described later.
  • the transmitting antenna 22 that radiates the short pulse wave Pt to the space 1 is required to have a broadband characteristic in order to efficiently radiate the UWB short pulse wave Pt to the space.
  • a circularly polarized antenna using a spiral element is used as an antenna that can be used in a wide band by UWB.
  • FIGS. 10 to 14 show the basic structure of the transmission antenna 22.
  • the transmitting antenna 22 is, for example, a dielectric substrate 121 having a thickness of 1.2 mm and a low dielectric constant (around 3.5), and one surface side of the dielectric substrate 121 (FIGS. 10 and 11).
  • a ground plane conductor 122 provided on the rear side a right-handed rectangular spiral unbalanced antenna element 123 patterned on the opposite side of the dielectric substrate 121 (front side in FIGS. 10 and 11), One end of the antenna element 123 is connected to the end (feeding point) on the spiral center side, and the dielectric substrate 121 is
  • the power supply pin 125 passes through the hole 122a of the ground plane conductor 122 through the thickness direction.
  • the antenna element 123 is fed from the other end of the feed pin 125 by an unbalanced feed line, for example, a coaxial cable, a coplanar line using the ground plane conductor 122 as a ground line, or a microstrip line described later. Can radiate counterclockwise circularly polarized radio waves.
  • an unbalanced feed line for example, a coaxial cable, a coplanar line using the ground plane conductor 122 as a ground line, or a microstrip line described later.
  • one end side is connected to the ground plane conductor 122, penetrates the dielectric substrate 121, and the other end side is A plurality of pin-shaped metal posts 130 extending to the opposite surface of the dielectric substrate 121 are provided at predetermined intervals so as to surround the antenna element 123 to form a cavity structure.
  • the other end side of the metal post 130 is sequentially short-circuited along the arrangement direction, and a frame-like conductor 1 32 extending a predetermined distance in the direction of the antenna element 123 from the connection position with each metal post 130 is provided, and surface waves are generated. Oppressed.
  • a distance (hereinafter referred to as a rim width) extending inward from the cavity inner wall of the frame-shaped conductor 132 is defined as L.
  • the rim width L corresponds to a fraction of the propagation wavelength of radio waves in the cavity.
  • the plurality of metal posts 130 are realized, for example, by subjecting the inner walls of a plurality of holes formed through the dielectric substrate 121 to each other (through-hole plating). .
  • the transmitting antenna 22 shown in Fig. 10 can be used alone for various UWB communication systems. You can.
  • a sequential rotating array is an array antenna in which a plurality of N identical antenna elements are arranged on the same plane.
  • the antenna is arranged by rotating around the axis by ⁇ ⁇ ⁇ / ⁇ radians and shifting the feeding phase to each antenna element by ⁇ ⁇ ⁇ / ⁇ radians according to the arrangement angle.
  • ⁇ is an integer greater than or equal to 1 and less than or equal to N-1.
  • FIG. 15 shows a configuration of the transmitting antenna 22 that is arrayed using the above principle.
  • the transmitting antenna 22 is configured by arranging the antenna elements 123 in two rows and four stages on a common rectangular vertical dielectric substrate and a ground conductor (not shown).
  • a power feeding portion (not shown) for distributing and feeding the excitation signal to the plurality of antenna elements is formed.
  • antenna elements 123 (1) to 123 (8) formed in a right-handed rectangular spiral as in the case of FIG. 10 are provided in two rows and four stages. Les.
  • Each antenna element 123 (1) to 123 (8) is surrounded by a cavity formed by arranging a plurality of metal posts 130, one end of which is connected to the ground plane conductor.
  • the other ends of the plurality of metal posts 130 are connected along the arrangement direction by a frame-shaped conductor 132 ′ extending from the connection position with the post 130 in a direction of each antenna element 123 in the direction of the rim width LR. Therefore, the generation of surface waves is suppressed for each antenna element.
  • a resonator is formed by providing a metal post 130 cavity and a frame-shaped conductor 132 'on a dielectric substrate, and this is excited by a circularly polarized antenna element. Can be considered.
  • the resonance frequency is determined by the resonator and the structural parameters of the circularly polarized antenna element.
  • the transmission antenna 22 having the above-described configuration causes a sudden deep drop (notch) in the vicinity of the frequency characteristic force of the antenna gain.
  • this resonance frequency is matched with, for example, the above-mentioned RR radio wave emission prohibited band (23.6 to 24.0 GHz)
  • the earth by the short pulse wave Pt radiated from the short pulse radar using the transmitting antenna 22 is used.
  • Interference with the exploration satellite (EESS) can be greatly reduced.
  • FIG. 16 prototypes the transmission antenna 22 having the configuration shown in FIG. 15 and intersects with the right-handed circularly polarized wave component (RHCP) of the main polarization of the transmission antenna 22.
  • RHCP right-handed circularly polarized wave component
  • LHCP left-handed circular polarization component
  • the main polarization component has a gain of 13 dBi or more from 24.5 to 31 GHz, and is about 20 dB lower than the peak level in the RR radio wave emission prohibited band. It can be seen that sharp edges and notches are generated.
  • the frequency at which this notch occurs can be easily matched to the above-mentioned RR radio emission forbidden band by appropriately selecting one or both of the structural parameters of the resonator and the spiral antenna element. Can do.
  • the short pulse wave Pt radiated from the transmitting antenna 22 thus configured to the space 1 is reflected by the object 2 in the space 1, and the reflected wave Pr is reflected by the receiving antenna 41 of the receiving unit 40. Received.
  • the configuration of the reception antenna 41 can be the same as that of the transmission antenna 22.
  • circularly polarized radio waves have the property that the polarization rotation direction is reversed by reflection, so the polarization rotation direction of the receiving antenna 41 is set opposite to the polarization rotation direction of the transmission antenna.
  • the selectivity to the primary reflection component is increased. Therefore, the false image generated by the secondary reflection at the receiving antenna 41 can be reduced.
  • the received signal R output from the receiving antenna 41 that has received the reflected wave Pr is a low-noise amplifier.
  • BPF bandpass filter
  • the gain of the LNA 42 can be varied by the control unit 62.
  • the band-limited received signal R ' is input to the detection circuit 44 and detected.
  • the square detection type detection circuit 44 includes a branch circuit 45 that branches the received signal R ′ output from the BPF 43 into a pair of signals VI and V2 by branching into two in phase (0 °).
  • the linear multiplier 46 has several equality systems using a double-balanced mixer, but a method using a Gilbert mixer can be considered for high-speed operation.
  • the Gilbert mixer consists of three sets of differential amplifiers 46a, 46b, and 46c, as shown in FIG.
  • the first signal VI of the pair of signals VI and V2 is differentially input to the first differential amplifier 46a including the transistors Ql and Q2, the emitter resistors Rl and R2, and the constant current source I. .
  • the pair of signals VI is supplied to the second and third differential amplifiers 46b and 46c including the transistors Q3 and Q4 and the transistors Q5 and Q6 connected to the load side of the first differential amplifier 46a.
  • V2 of the second signal V2 is differentially input.
  • Vbl, Vb2 and Vb3 are power supplies for biasing the first differential amplifier 46a and the second and third differential amplifiers 46b and 46c, respectively.
  • a sinusoidal signal R ′ (t) as shown in FIG. 18 (a) is input to the linear multiplier 46 having this configuration as a pair of signals VI and V in bursts in the same phase.
  • the output signal is an input signal as shown in Fig. 18 (b)! ⁇ (t) squared waveform (t) 2 and its envelope (baseband) W is proportional to the power of the input signal (t).
  • the linear multiplier 46 using a Gilbert mixer including a plurality of differential amplifiers can be configured to be extremely small by a monolithic microwave integrated circuit (MMIC) and needs to supply a local signal. There is an advantage that less power consumption is required.
  • MMIC monolithic microwave integrated circuit
  • the baseband signal W obtained by the detection circuit 44 is input to the sample hold circuit 48.
  • the sample and hold circuit 48 has a configuration in which the baseband signal W is input to the integrating circuit of the resistor 48a and the capacitor 48b via the switch 48c. While the pulse signal P3 from the pulse generator 49 is at a high level (or low level), the switch 48c is closed and the baseband signal W is integrated. When the pulse signal P3 is at a low level, the switch 48c is turned on. Open and hold the integration result.
  • the pulse generator 49 generates a pulse signal P3 having a predetermined width Td each time it receives a reception trigger signal output from the control unit 62 with a delay of Ts time or more from the transmission trigger signal G. Outputs to the sampler hold circuit 48.
  • the receiving unit 40 performs a receiving process including a detection process for the reflected wave Pr received during a period from when the reception trigger signal is received until the predetermined time T3 elapses.
  • the width Td of the pulse signal P3 can be varied by the control unit 62.
  • the signal H integrated and held by the Samp Nore hold circuit 48 is converted into a digital signal by the AZ D converter 60 immediately after the holding, and then input to the signal processing unit 61.
  • the signal processing unit 61 Based on the signal H obtained by the receiving unit 40, the signal processing unit 61 analyzes the object la existing in the space 1, and outputs the analysis result (not shown) (for example, (Display device, sound generator) and information necessary for control is notified to the control unit 62.
  • the analysis result for example, (Display device, sound generator) and information necessary for control is notified to the control unit 62.
  • the control unit 62 performs various processes for at least one of the transmission unit 21 and the reception unit 40 according to a schedule determined in advance for the short pulse radar 20 or according to the processing result of the signal processing unit 61. By performing control (variable control of the delay time between trigger signals G and G ', etc.), the desired range of distance is searched as a short pulse radar.
  • the oscillation side may be stopped by closing the output side of the amplifier 25a and the ground line, that is, both ends of the resonator 25b with the switch circuit 25d.
  • the resonator 25b used in the oscillator 25 may be configured as a transmission line type (for example, ⁇ / 4 type) as well as an LC type.
  • FIG. 20B is a block diagram showing the overall configuration of the second embodiment to which the short pulse radar and the control method thereof according to the present invention are applied.
  • the square multiplier detection type linear multiplier 46 that does not require a local signal is used as the detection circuit 44 of the reception unit 40, whereas in the second embodiment, An orthogonal demodulator 51 based on an orthogonal demodulation method that requires a local signal is used as the detection circuit 4 of the receiver 40.
  • the output period Tc of the burst carrier U cannot be made too long in order to suppress the average power of the carrier leak.
  • the second embodiment is applied when the exploration distance as a short pulse radar is not so long, and is characterized in that it can be realized with a simple configuration.
  • the configuration of the second embodiment is output from the oscillator 25 of the transmitter 21 by omitting the variable delay device 50 of FIGS. 20B and 20C shown in the third embodiment to be described later. Since it can be realized by directly inputting the burst carrier U as a local signal to the quadrature modulator 51, the description thereof is omitted here.
  • FIG. 20B is a block diagram showing an overall configuration of a third embodiment to which the short pulse radar and the control method thereof according to the present invention are applied.
  • FIG. 20B the same components as those of the short pulse radar according to the first embodiment shown in FIG. 1 described above are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
  • the second embodiment described above is applied when the search distance as a short pulse radar is not so long, whereas the third embodiment is used when the search distance as a short pulse radar is long.
  • the search distance as a short-less radar is long, there is a problem that the output period Tc of the burst carrier U output from the oscillator 25 of the transmission unit 21 becomes long and the carrier leak becomes large.
  • the burst carrier U output from the oscillator 25 of the transmission unit 21 is converted by the variable delay device 50.
  • the signal is appropriately delayed and given to the quadrature demodulator 51 as a local signal Ur.
  • the short pulse radar according to the third embodiment is considered to be capable of shifting the search range as a short pulse radar by controlling the delay amount of the variable delay unit 50. Yes.
  • FIGS. 20A and 20B two systems of outputs including baseband components I and Q from quadrature demodulator 51 are shown together in one system.
  • the two outputs including I and Q are processed by the two systems for the subsequent LPF 47, sample hold circuit 48, and A / D converter 60, respectively.
  • This quadrature demodulator 51 is a so-called quadrature detector, and its internal structure is as shown in Fig. 20C.
  • the received signal R ′ from BPF 43 is divided into two signals having a 90 ° phase difference by the phase shifter 51a and input to the two mixers 51b and 51c, respectively.
  • Each of these two mixers 51b and 51c has a local signal (in this case, variable delay device 5).
  • a signal including baseband components I and Q is output from 51c.
  • the two LPFs 47a and 47b extract the baseband components I and Q, and output the baseband components I and Q to the two sampler redo circuits 48a and 48b.
  • the baseband components I and Q integrated and held by the sample and hold circuits 48a and 48b, respectively, are converted into digital signals by the two A / D converters 60a and 60b, respectively, for signal processing. Supplied to part 61.
  • the received signal and the local signal Ur are interchanged.
  • the orthogonal demodulator 51 can also be used in the configuration.
  • the reflected wave Pr from the object la existing in the space is received, and the received signal is input to the quadrature demodulator 51, for example, at the timing shown in (f) of FIG.
  • the pulse P3 is sampled in such a manner that the frequency and amplitude of the local signal Ur are stable and overlap the input period of the received signal R ′.
  • the signal processing unit 61 Based on the digital signal, the signal processing unit 61 performs analysis processing on the object la.
  • the quadrature demodulator on the receiving side is delayed by delaying the burst carrier U used on the transmitting side.
  • the carrier signal is output only for a short time only at the timing necessary for reception, as in the case of transmission. Compared with the case where the signal is output to the carrier signal, the radiation intensity of the carrier signal leaking from the receiving side can be made sufficiently low.
  • the short pulse radar according to the third embodiment has a relatively simple configuration in which the high-sensitivity detection process that requires only the addition of the variable delay unit 50 in addition to the quadrature modulator 51 is relatively simple. Can be realized.
  • FIG. 22 is a block diagram showing an overall configuration of a fourth embodiment to which the short pulse radar and the control method thereof according to the present invention are applied.
  • the short pulse radar 20 according to the fourth embodiment shown in FIG. 22 has a phase locked loop (PLL) configuration, that is, frequency dividers 54 and 55 having the same frequency division ratio, and a voltage controlled oscillator (VCO) 56.
  • PLL phase locked loop
  • VCO voltage controlled oscillator
  • the phase comparator 57 and the hold circuit 58 are used, and the frequency of the local signal Lvco continuously output from the VC056 to the quadrature demodulator 51 is locked to the burst carrier U and stabilized. is doing.
  • the frequency dividers 54 and 55 may be omitted.
  • hold circuit 58 receives second pulse P2, and is a period during which burst carrier U is input and its frequency is stable (for example, rising force S of second pulse P2)
  • the phase comparator 57 output signal to VC056 to lock the phase and frequency of the local signal Lvco to the burst carrier U, and after the predetermined period, the end of the predetermined period
  • FIG. 22 two outputs including baseband components I and Q from quadrature demodulator 51 are shown together in one system.
  • the outputs of the two systems including the baseband components I and Q from the quadrature demodulator 51 are the subsequent LPFs 47a and 47b, and the sample and hold circuits 48a and 48b.
  • the A / D converters 60a and 60b are each processed in two systems.
  • This stable holding time is sufficiently longer than the width Tc of the first pulse P1 and longer than the time corresponding to the longest search distance.
  • the lock period is only the output period of the second pulse P2. This is not a limitation of the present invention. If the frequency of the output signal of the oscillator 25 is stable, The lock period can be set independently of the two-pulse output period.
  • a pulse signal for specifying the lock period may be separately generated from the control unit 62.
  • the specified spectrum is obtained with an inexpensive configuration. It is possible to provide a short pulse radar and a control method thereof that are capable of preventing interference with the RR radio wave emission prohibited band and the SRD band while complying with the ram mask.

Landscapes

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Description

明 細 書
短パルスレーダ及びその制御方法
技術分野
[0001] 本発明は、短パルスレーダ（short—range radar)及びその制御方法に係り、特 に、 22乃至 29GHzの UWB (Ultra Wideband)で使用する短パルスレーダにおい て、国際無!^;通信規貝 I」 (International Radio Communication Regulations： RR)の規定を正しく遵守することができるようにするための技術を採用した短パルス レーダ及びその制御方法に関する。
背景技術
[0002] 近時、車載用の近距離レーダや視覚障害者のためのレーダとして、 UWBを用いた 短パルスレーダが実用化されようとしている。
[0003] この種の UWBを用いる短パルスレーダは、通常のレーダと同様に、送信部のアン テナから短パルス波を空間に放射し、その空間に存在する対象物による反射波を受 信部で受信して、当該対象物の解析処理を行うようになされている。
[0004] 図 24は、従来技術によるこの種の短パルスレーダの送信部の概略構成を示すプロ ック図である。
[0005] すなわち、この短パルスレーダの送信部では、キャリア信号発生器 1から連続的に 出力されている UWB内の所定周波数のキャリア信号 Sがスィッチ回路 2に入力され る。
[0006] このスィッチ回路 2がパルス発生器 3から所定周期で出力されたパルス信号 Paで断 続的にオンオフされることにより、短パルス波（バーストキャリア） Pbが生成される。
[0007] この短パルス波（バーストキャリア） Pbは、増幅器 4で増幅された後、アンテナ 5から 空間に放射される。
[0008] し力 ながら、上記のようにキャリア信号 Sの経路に挿入されたスィッチ回路 2を断続 的にオンオフさせて短パルス波 Pbを生成する構成によると、スィッチ回路 2がターン オフされている期間ではキャリア信号の出力を完全に停止させることが理想的でもあ るにかかわらず、実際には、スィッチ回路 2のリークにより、キャリア信号の出力を完全 に停止させることができないとレ、う問題がある。
[0009] この場合、通常、スィッチ回路 2がターンオフされている期間（例えば、 1 μ s)は、ス イッチ回路 2がターンオンされている期間（例えば、 Ins)に比べて極めて長い期間で あるので、平均化するとキャリアリークの電力は無視し得ないものとなる。
[0010] 特に、前記したように周波数の高い UWBでこのキャリア信号のリークを防止するこ とは困難である。
[0011] このため、短パルス波 Pbのスペクトラム密度 Sxは、例えば、図 25に示すように、キ ャリア周波数 fcの位置にリーク成分^ が大きく突出したものになる。
[0012] このリーク成分 は、正規の送信タイミングに出力された短パルス波 Pbに対する 反射波の実質的な受信感度を制限することになるので、レーダ探査範囲が狭められ ることにより、空間に存在する対象物としての低反射率の障害物の検出が困難になる
[0013] また、前記 UWBレーダシステムに関して、 FCC (Federal Communication Co mmission of USA)は、次の非特許文献 1において、図 26に示すようなスぺクトラ ムマスクを規定している。
[0014] このスペクトラムマスクは、 2004年 12月 16日付けで改定発行されたもので、下記 の非特許文献 2に示される 2002年 2月 14日付けで開示された最初の規格より一段 と厳しい規格となっている。
[0015] この改定スペクトラムマスクにおいて、 UWBのうち、 22· 0乃至 23. 12GHzの範囲 及び 29. 0GHz以上の範囲の電力密度は 61. 3dBm/MHz以下に規定されて レヽると共に、 23. 12乃至 23. 6GHz及び 24. 0乃至 29. OGHzの範囲の電力密度 は一 41. 3dBm/MHz以下に規定されている。
[0016] また、いわゆる RR電波発射禁止帯（radiowave emission prohibited band) あるいは RR電波発射制限帯域（radiowave emission restricted band)とも呼 ばれ、電波天文（radio astronomy)や地球探查衛星（Earth Exploration Sat ellite service : EESS)のパッシブセンサを保護するため、国際無線通信規則（RR )で意図的に電波発射を禁止している 23. 6乃至 24. 0GHzでは、従来の放射電力 密度より 20dB低レ、 _ 61. 3dBm/MHzに抑えられてレ、る。 [0017] 上記スペクトラムマスクによると、所定の各帯域内におけるエネルギーの総量がそ れぞれの値以下となるように規制されているので、上記のようなリーク成分 が大き いと、その分だけ正規の送信タイミングにおける短パルス波 Pbの出力レベルを低く設 定しなければならず、レーダとしての探査距離等が大きく制限されてしまう。
[0018] そこで、図 26に示しているように、 UWBのうち、一41. 3dBm/MHzより高いレべ ルの電力放射が許されているドッブラレーダ用の 24. 05乃至 24. 25GHzの帯域（S hort Range Device： SRD)に、短パルス波 Pbのキャリア周波数を一致させること により、そのリーク成分 による問題を避けることも考えられている。
[0019] しかし、この SRD帯の近傍には、前述の RR電波発射禁止帯が存在し、し力も、上 記のようにパルス信号でキャリア信号を断続したパルス変調信号である短パルス波 P bは、数 100MHz乃至 2GHzのスペクトラム幅を有してレ、る。
[0020] このため、上記のように RR電波発射禁止帯の近傍の SRD帯にキャリア周波数を設 定した場合、その短パルス波 Pbのスペクトラムのかなり高いレベルの部分が RR電波 発射禁止帯に重なってしまうので、実際上、その放射電力密度を上記最新のスぺタト ラムマスクで規制されている 61. 3dBm以下に抑えることは極めて困難である。
[0021] また、 RR電波発射禁止帯の放射レベルを 41. 3dBm/MHzまで認めるとした F CCの最初の規格では、上記 EESSに妨害を与えないように、地球上で他の目的に 使用する電波の垂直面の放射方向（仰角方向）について、 30° を超える範囲の放射 強度が、放射角 0° 乃至 30° までの放射強度に対して— 25dB以下（2005年 1月以 降）となるよう規定され、その規格は数年毎に厳しくなつている。
[0022] したがって、上記のように SRD帯にキャリア周波数を設定した場合には、その送信 電波の放射方向が高くならないように、アンテナの垂直面のサイドローブを抑える必 要がある。
[0023] しかし、アンテナの垂直面のサイドローブを抑えるためには、多数のアンテナ素子を 高さ方向に並べてアレー化しなければならず、高さ寸法が大きくなり、車載用レーダ として適用することが困難となる。
[0024] また、リーク成分^ による問題を避けるために、スィッチ回路 2自体のアイソレーシ ヨンを改善する方法も種々考案されている。 [0025] しかるに、上記した非常に高い周波数帯で高いアイソレーションが得られるスィッチ は実現できたとしても極めて高価であるので、そのような極めて高価なスィッチは普 通の人が使用する自動車のための車載レーダや視覚障害者用のレーダには採用す ることは極めて困難である。
非特許文献 1 : FCC 04- 285, "SECOND REPORT AND ORDER AND
SECOND MEMORANDAM OPINION AND ORDER"
非特許文献 2 : FCC 02-48, "FIRST REPORT AND ORDER" 発明の開示
[0026] 本発明の目的は、以上のような事情に鑑みてなされたもので、安価な構成で、規定 されているスペクトラムマスクを遵守しながら、 RR電波発射禁止帯、 SRD帯への妨害 を起こさないようにした短ノ^レスレーダ及びその制御方法を提供することである。
[0027] 本発明の第 1の態様によれば、上記目的を達成するために、
送信アンテナ（22)から所定の短パルス波 (Pt)を空間（1)に放射する送信部（21) と、
前記空間（1)に存在する対象物（la)による反射波 (Pr)を受信処理する受信部 (4 0)と、
前記受信部（40)からの出力信号に基づいて前記対象物（la)についての解析処 理を行う信号処理部（61)とを具備し、
前記送信部（21)は、
前記短パルス波（Pt)の幅より長レ、幅 (Tc)を有する第 1パルス (P1)を所定周期 (T g)で出力する第 1パルス発生部（23)と、
前記第 1パルス発生部（23)が前記第 1パルス（P1)を出力している期間中で且つ 該出力を開始してから所定時間 (Ts)が経過したタイミングに前記短パルス波（Pt)の 幅に対応した幅の第 2パルス (P2)を出力する第 2パルス発生部（24)と、
前記第 1パルス発生部（23)が前記第 1パルス (P1)を出力している期間だけ発振 動作して前記短パルス波 (Pt)の周波数帯の信号を出力する発振器 (25)と、 前記発振器 (25)からの出力信号 (U)を受け、前記第 2パルス発生部（24)が前記 第 2パルス (P2)を出力してレ、る期間だけオンして前記発振器（25)からの出力信号（ U)を通過させるスィッチ（26)とを有し、該スィッチ（26)からの出力信号 (V)を前記 所定の短パルス波（Pt)として前記空間（1)に放射することを特徴とする短パルスレ ーダが提供される。
[0028] また、本発明の第 2の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記第 1パルス (P1)の幅 Tc、前記第 2パルス (P2)の幅 Tpおよび前記スィッチ（2 6)のアイソレーション Iが、次の関係、
(Tc/Tp) 2≤I
を満たすように設定されていることを特徴とする第 1の態様に従う短パルスレーダが提 供される。
[0029] また、本発明の第 3の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記空間（1)に放射される短パルス波（Pt)のスペクトラムのメインローブのほぼ全 体が、 24. 0乃至 29. OGHzの範囲に入るように、前記発振器（25)の発振周波数及 び前記第 2パルス（P2)の幅 Tpが設定されていることを特徴とする第 1の態様に従う 短パルスレーダが提供される。
[0030] また、本発明の第 4の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記送信部（21)の送信アンテナ（22)は、アンテナ素子（123)をキヤビティ（130) で囲んだ構造を有し、該キヤビティ（130)の共振周波数が 23. 6乃至 24. OGHzの 帯域に入るようにして、該帯域の利得を低下させてレ、ることを特徴とする第 3の態様 に従う短パルスレーダが提供される。
[0031] また、本発明の第 5の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記受信部 (40)は、
前記空間（1)に存在する対象物（la)による反射波 (Pr)を受信する受信アンテナ（ 41)と、
前記受信アンテナ (41)で受信された前記反射波 (Pr)の受信信号 ( )を検波す る検波回路 (44)と、
前記検波回路 (44)によって検波された信号 (W=I， Q)を積分すると共に、その積 分結果を保持するサンプルホールド回路 (48)とを有し、
前記検波回路 (44)が、 前記受信アンテナ (41)で受信された前記反射波 (Pr)の受信信号 )を同相で 2分岐して一対の信号 (VI , V2)を出力する分岐回路 (45)と、
前記分岐回路 (45)からの前記一対の信号 (VI , V2)を線形乗算する線形乗算器 (46)と、
前記線形乗算器 (46)によって線形乗算された出力信号力 ベースバンド成分 (1， Q)を抽出する低域通過フィルタ (47)とによって構成されていることを特徴とする第 1 の態様に従う短パルスレーダが提供される。
[0032] また、本発明の第 6の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記受信部 (40)は、
前記空間（1)に存在する対象物（la)による反射波 (Pr)を受信する受信アンテナ（ 41)と、
前記受信アンテナ (41)で受信された前記反射波 (Pr)の受信信号 ( )を検波す る検波回路 (44)と、
前記検波回路 (44)によって検波された信号 (W=I， Q)を積分すると共に、その積 分結果を保持するサンプルホールド回路 (48)とを有し、
前記検波回路 (44)が、
前記発振器 (25)からの出力信号 (U)をローカル信号として、前記受信信号 ) を直交検波する直交復調器 (51)と、
前記直交復調器（51)によって直交検波された出力信号力 ベースバンド成分 (1， Q)を抽出する低域通過フィルタ (47)とによって構成されていることを特徴とする第 1 の態様に従う短パルスレーダが提供される。
[0033] また、本発明の第 7の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記受信部 (40)は、
前記空間（1)に存在する対象物（la)による反射波 (Pr)を受信する受信アンテナ（ 41)と、
前記受信アンテナ (41)で受信された前記反射波 (Pr)の受信信号 ( )を検波す る検波回路 (44)と、
前記検波回路 (44)によって検波された信号 (W=I， Q)を積分すると共に、その積 分結果を保持するサンプルホールド回路 (48)とを有し、
前記検波回路 (44)が、
前記発振器 (25)からの出力信号 (U)を遅延する可変遅延器 (50)と、
前記可変遅延器 (50)からの出力信号 (Ur)をローカル信号として、前記受信信号 ( ）を直交検波する直交復調器 (51)と、
前記直交復調器 (51)によって直交検波された出力信号力 ベースバンド成分 (1， Q)を抽出する低域通過フィルタ (47)とによって構成されていることを特徴とする第 1 の態様に従う短パルスレーダが提供される。
また、本発明の第 8の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記受信部 (40)は、
前記空間（1)に存在する対象物（la)による反射波 (Pr)を受信する受信アンテナ（ 41)と、
前記受信アンテナ (41)で受信された前記反射波 (Pr)の受信信号 )を検波す る検波回路 (44)と、
前記検波回路 (44)によって検波された信号 (W=I， Q)を積分すると共に、その積 分結果を保持するサンプルホールド回路 (48)とを有し、
前記検波回路 (44)が、
前記発振器 (25)からの出力信号を参照信号として受け、該参照信号の周波数が 安定している期間には該参照信号に周波数同期した信号 (Vvco)を出力する電圧 制御発振器 (56)を含み、前記参照信号の周波数が安定している期間が経過した後 には、前記電圧制御発振器（56)の状態を前記参照信号の周波数が安定している期 間の終了直前の状態に保持する位相同期ループ回路（54, 55, 56, 57, 58)と、 前記位相同期ループ回路（54， 55, 56, 57， 58)の前記電圧制御発振器（56)が 出力する前記信号 (Vvco)をローカル信号として、前記受信信号 ( ）を直交検波 する直交復調器 (51)と、
前記直交復調器 (51)によって直交検波された出力信号力 ベースバンド成分 (1， Q)を抽出する低域通過フィルタ (47)とによって構成されていることを特徴とする第 1 の態様に従う短パルスレーダが提供される。 [0035] また、本発明の第 9の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記線形乗算器 (46)は、
前記一対の信号 (VI , V2)のうちの第 1信号 (VI)が差動入力される第 1の差動増 幅器 (46a)と、
前記第 1の差動増幅器 (46a)の負荷側に接続され、前記一対の信号 (VI , V2)の うちの第 2信号 (V2)が差動入力される第 2及び第 3の差動増幅器 (46b、 46c)と、 前記第 2及び第 3の差動増幅器 (46b、 46c)の負荷側に接続され、前記第 1信号（ VI)と第 2信号 (V2)の積に等しい信号成分 (VI X V2)または—（VI XV2)のみを 出力する第 1及び第 2の負荷抵抗 (R3、 R4)とを有するモノリシックマイクロ波集積回 路からなるギルバートミキサで構成されることを特徴とする第 5の態様に従う短ノ^レス レーダが提供される。
[0036] また、本発明の第 10の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記受信部 (40)からの出力信号 (H)をデジタル信号に変換して前記信号処理部 (61)に入力させるアナログ/デジタル変換器 (60)をさらに具備することを特徴とす る第 1の態様に従う短ノ^レスレーダが提供される。
[0037] また、本発明の第 11の態様によれば、上記目的を達成するために、
予め決められたスケジュールにしたがって、あるいは、前記信号処理部（61)からの 処理結果に応じて、前記送信部（21)及び前記受信部（40)の少なくとも一方を制御 する制御部（62)をさらに具備することを特徴とする第 1の態様に従う短ノ^レスレーダ が提供される。
[0038] また、本発明の第 12の態様によれば、上記目的を達成するために、
送信アンテナ（22)を有する送信部（21)と、受信部 (40)と、信号処理部（61)とを 準備するステップと、
前記送信部（21)を用いて、前記送信アンテナ（22)から所定の短パルス波（Pt)を 空間（1)に放射するステップと、
前記受信部 (40)を用いて、前記空間（1)に存在する対象物（la)による反射波 (Pr )を受信処理するステップと、
前記信号処理部（61)を用いて、前記受信部 (40)からの出力信号に基づいて前 記対象物（la)についての解析処理を行うステップとを具備し、
前記所定の短パルス波（Pt)を空間（1)に放射するステップは、
第ェパルス発生部（23)と、第 2パルス発生部（24)と、発振器 (25)と、スィッチ（26) とを準備するステップと、
前記第 1パルス発生部（23)を用いて、前記短パルス波（Pt)の幅より長い幅 (Tc) を有する第 1パルス (P1)を所定周期 (Tg)で出力するステップと、
前記第 2パルス発生部（24)を用いて、前記第 1パルス発生部（23)が前記第 1パル ス (P1)を出力している期間中で且つ該出力を開始してから所定時間 (Ts)が経過し たタイミングに前記短パルス波（Pt)の幅に対応した幅の第 2パルス (P2)を出力する ステップと、
前記発振器（25)を用いて、前記第 1パルス発生部（23)が前記第 1パルス (P1)を 出力している期間だけ発振動作させて前記短パルス波 (Pt)の周波数帯の信号を出 力させるステップと、
前記スィッチ（26)を用いて、前記発振器（25)からの出力信号 (U)を受け、前記第 2パルス発生部（24)が前記第 2パルス（P2)を出力してレ、る期間だけオンさせて前記 発振器（25)からの出力信号 (U)を通過させるステップと、
前記スィッチ（26)からの出力信号 (V)を前記所定の短パルス波（Pt)として前記空 間（1)に放射させるステップとを有することを特徴とする短ノ^レスレーダの制御方法 が提供される。
[0039] また、本発明の第 13の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記第 1パルス (P1)の幅 Tc、前記第 2パルス（P2)の幅 Tp及び前記スィッチ（26) のアイソレーション Iが、次の関係、
(Tc/Tp) 2≤I
を満たすように設定されていることを特徴とする第 12の態様に従う短パルスレーダの 制御方法が提供される。
[0040] また、本発明の第 14の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記空間（1)に放射される短パルス波（Pt)のスペクトラムのメインローブのほぼ全 体が、 24. 0乃至 29. OGHzの範囲に入るように、前記発振器（25)の発振周波数及 び前記第 2パルス（P2)の幅 Tpが設定されていることを特徴とする第 12の態様に従う 短パルスレーダの制御方法が提供される。
[0041] また、本発明の第 15の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記送信部（21)の送信アンテナ（22)は、アンテナ素子（123)をキヤビティ（130) で囲んだ構造を有し、該キヤビティ（130)の共振周波数が 23. 6乃至 24. 0GHzの 帯域に入るようにして、該帯域の利得を低下させていることを特徴とする第 14の態様 に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
[0042] また、本発明の第 16の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記反射波（Pr)を受信処理するステップは、
受信アンテナ (41)と、検波回路 (44)と、サンプルホールド回路 (48)とを準備する ステップと、
前記受信アンテナ (41)を用いて、前記空間（1)に存在する対象物（la)による反射 波（Pr)を受信するステップと、
前記検波回路 (44)を用いて、前記受信アンテナ (41)で受信された前記反射波（P r)の受信信号 )を検波するステップと、
前記サンプノレホールド回路 (48)を用いて、前記検波回路 (44)によって検波され た信号 (W)を積分すると共に、その積分結果を保持するステップとを有し、
前記受信信号 )を検波するステップは、
分岐回路 (45)と、線形乗算器 (46)と、低域通過フィルタ (47)とを準備するステツ プと、
前記分岐回路 (45)を用いて、前記受信アンテナ (41)で受信された前記反射波 (P r)の受信信号 (R' )を同相で 2分岐して一対の信号 (VI , V2)を出力するステップと 前記線形乗算器 (46)を用レ、て、前記分岐回路 (45)からの前記一対の信号 (VI , V2)を線形乗算するステップと、
前記低域通過フィルタ (47)を用いて、前記線形乗算器 (46)によって線形乗算さ れた出力信号からベースバンド成分を抽出するステップとによって構成されているこ とを特徴とする第 12の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。 [0043] また、本発明の第 17の態様によれば、上記目的を達成するために、 前記反射波（Pr)を受信処理するステップは、
受信アンテナ (41)と、検波回路 (44)、とサンプルホールド回路 (48)とを準備する ステップと、
前記受信アンテナ (41)を用いて、前記空間（1)に存在する対象物（la)による反射 波（Pr)を受信するステップと、
前記検波回路 (44)を用いて、前記受信アンテナ (41)で受信された前記反射波 (P r)の受信信号 (R' )を検波するステップと、
前記サンプノレホールド回路 (48)を用いて、前記検波回路 (44)によって検波され た信号 (W)を積分すると共に、その積分結果を保持するステップとを有し、
前記受信信号 ( ）を検波するステップは、
直交復調器 (51)と、低域通過フィルタ (47)とを準備するステップと、
前記直交復調器（51)を用いて、前記発振器（25)からの出力信号 (U)をローカル 信号として、前記受信信号 (R)を直交検波するステップと、
前記低域通過フィルタ（47)を用いて、前記直交復調器（51)によって直交検波さ れた出力信号からベースバンド成分を抽出するステップとによって構成されているこ とを特徴とする第 12の態様に従う短ノ^レスレーダの制御方法が提供される。
[0044] また、本発明の第 18の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記反射波（Pr)を受信処理するステップは、
受信アンテナ (41)と、検波回路 (44)と、サンプルホールド回路 (48)とを準備する ステップと、
前記受信アンテナ (41)を用いて、前記空間（1)に存在する対象物（la)による反射 波（Pr)を受信するステップと、
前記検波回路 (44)を用いて、前記受信アンテナ (41)で受信された前記反射波 (P r)の受信信号 (R' )を検波するステップと、
前記サンプノレホールド回路 (48)を用いて、前記検波回路 (44)によって検波され た信号 (W)を積分すると共に、その積分結果を保持するステップとを有し、
前記受信信号 ( ）を検波するステップは、 可変遅延器 (50)と、直交復調器 (51)と、低域通過フィルタ (47)とを準備するステ ップと、
前記可変遅延器（50)を用いて、前記発振器（25)からの出力信号 (U)を遅延する ステップと、
前記直交復調器 (51)を用いて、前記可変遅延器 (50)からの出力信号 (Ur)を口 一カル信号として、前記受信信号 (R)を直交検波するステップと、
前記低域通過フィルタ (47)を用いて、前記直交復調器 (51)によって直交検波さ れた出力信号からベースバンド成分を抽出するステップとによって構成されているこ とを特徴とする第 12の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
また、本発明の第 19の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記反射波（Pr)を受信処理するステップは、
受信アンテナ (41)と、検波回路 (44)と、サンプルホールド回路 (48)とを準備する ステップと、
前記受信アンテナ (41)を用いて、前記空間（1)に存在する対象物（la)による反射 波（Pr)を受信するステップと、
前記検波回路 (44)を用いて、前記受信アンテナ (41)で受信された前記反射波（P r)の受信信号 )を検波するステップと、
前記サンプノレホールド回路 (48)を用いて、前記検波回路 (44)によって検波され た信号 (W)を積分すると共に、その積分結果を保持するステップとを有し、
前記受信信号 )を検波するステップは、
電圧制御発振器（56)を含む位相同期ループ回路（54, 55， 56, 57, 58)と、直交 復調器 (51)と、低域通過フィルタ (47)とを準備するステップと、
前記電圧制御発振器 (56)を用いて、前記発振器 (25)からの出力信号 (U)を参照 信号として受け、該参照信号の周波数が安定している期間には該参照信号に周波 数同期した信号 (Lvco)を出力するステップと、
前記位相同期ループ回路（54， 55, 56, 57， 58)を用いて、前記参照信号の周波 数が安定している期間が経過した後には、前記電圧制御発振器 (56)の状態を前記 参照信号の周波数が安定している期間の終了直前の状態に保持するステップと、 前記直交復調器（51)を用いて、前記位相同期ループ回路（54, 55, 56, 57, 58 )の前記電圧制御発振器（56)が出力する前記信号 (Lvco)をローカル信号として、 前記受信アンテナ (41)で受信された前記反射波 (Pr)の受信信号 )を直交検 波するステップと、
前記低域通過フィルタ (47)を用いて、前記直交復調器 (51)によって直交検波さ れた出力信号からベースバンド成分 (I, Q)を抽出するステップとによって構成されて レ、ることを特徴とする第 12の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
[0046] また、本発明の第 20の態様によれば、上記目的を達成するために、
前記線形乗算器 (46)を用レ、て、前記分岐回路 (45)からの前記一対の信号 (VI , V2)を線形乗算するステップは、
第 1の差動増幅器 (46a)と、第 2及び第 3の差動増幅器 (46b、 46c)と、第 1及び第 2の負荷抵抗 (R3、 R4)とを含むモノリシックマイクロ波集積回路からなるギルバートミ キサを準備するステップと、
前記第 1の差動増幅器 (46a)を用いて、前記一対の信号 (VI , V2)のうちの第 1信 号 (VI)を差動入力させるステップと、
前記第 1の差動増幅器 (46a)の負荷側に接続される前記第 2及び第 3の差動増幅 器 (46b、 46c)を用いて、前記一対の信号 (VI , V2)のうちの第 2信号 (V2)を差動 入力させるステップと、
前記第 2及び第 3の差動増幅器 (46b、 46c)の負荷側に接続される前記第 1及び 第 2の負荷抵抗 (R3、 R4)を用いて、前記第 1信号 (VI)と第 2信号 (V2)の積に等し い信号成分 (VI X V2)または一（VI XV2)のみを出力させるステップとを有すること を特徴とする第 16の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
[0047] また、本発明の第 21の態様によれば、上記目的を達成するために、
アナログ Zデジタル変換器 (60)を準備するステップと、
前記アナログ Zデジタル変換器 (60)を用いて、前記受信部 (40)からの出力信号 ( H)をデジタル信号に変換して前記信号処理部（61)に入力させるステップとをさらに 具備することを特徴とする第 12の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供され る。 [0048] また、本発明の第 22の態様によれば、上記目的を達成するために、 制御部（62)を準備するステップと、
前記制御部（62)を用いて、予め決められたスケジュールにしたがって、あるいは、 前記信号処理部（61)からの処理結果に応じて、前記送信部（21)及び前記受信部（ 40)の少なくとも一方を制御するステップとをさらに具備することを特徴とする第 12の 態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
[0049] 以上のように、本発明の短パルスレーダの送信部は、第 1パルスを受けて発振動作 状態となり所定時間が経過して安定した段階で、第 2パルスによりスィッチを短時間 閉じて短パルス波を出力させるようにしている。
[0050] このため、第 1パルスの非出力期間におけるスィッチからのリークをゼロとすることが できるので、短パルス波の周期に対して第 1パルスの出力期間が十分小さければ、ァ イソレーシヨンが格別高くない安価なスィッチを用いたとしても平均リーク量を少なく することができ、短パルスレーダ全体としての放射電力密度を規定のスペクトラムマス クの範囲内に抑えることが可能となる。
[0051] また、第 1パルスの幅 Tc、第 2パルス信号の幅 Tp及びスィッチのアイソレーション I 力 （Tc/Tp) 2≤Iの関係を満たすように設定されている短パルスレーダの場合、に は、平均リーク量を第 2パルスに同期して出力される短パルス波のパワー以下に抑圧 すること力 Sできる。
[0052] また、空間に放射される短パルス波のスペクトラムのメインローブのほぼ全体力 24 . 0乃至 29. 0GHzの範囲に入るように、発振器の発振周波数及び第 2パルスの幅が 設定されている短パルスレーダの場合、 RR電波発射禁止帯、 SRD帯等への電波の 放射をより確実に防止することができる。
[0053] また、送信アンテナとして、アンテナ素子をキヤビティで囲んだ構造を有し、そのキ ャビティの共振周波数が 23. 6乃至 24. OGHzの範囲に入るようにして、この帯域の 利得を低下させることにより、 RR電波発射禁止帯、 SRD帯等への電波の放射をより 確実に防止可能な UWBの短パルスレーダ及びその制御方法を実現することができ る。
図面の簡単な説明 [図 1]図 1は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の実 施形態の全体構成を示すブロック図である。
[図 2]図 2は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の実 施形態の要部の動作を説明するために示すタイミングチャートである。
[図 3A]図 3Aは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の 実施形態の要部の概略構成を示す回路図である。
[図 3B]図 3Bは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の 実施形態の要部の概略構成を示す回路図である。
[図 4A]図 4Aは、本発明による短ノ^レスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の 実施形態の要部の動作を説明するために示すパルス変調波の信号波形と図である
[図 4B]図 4Bは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の 実施形態の要部の動作を説明するために示すパルス変調波のスペクトラムを示す図 である。
[図 5A]図 5Aは、本発明による短ノ^レスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の 実施形態の要部の動作を説明するために示すパルス変調波の電力波形図である。
[図 5B]図 5Bは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の 実施形態の要部の動作を説明するために示すパルス変調波の電力スペクトラムを示 す図である。
[図 6A]図 6Aは、本発明による短ノ^レスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の 実施形態の要部の動作を説明するために示す短パルス波の電力波形図である。
[図 6B]図 6Bは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の 実施形態の要部の動作を説明するために示す短パルス波の電力スペクトラムを示す 図である。
[図 7]図 7は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の実 施形態の要部の動作を説明するためにスィッチのアイソレーション、第 1パルスの時 間幅及びキャリアリークによる増分との関係を図表化して示す図である。
[図 8]図 8は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の実 施形態の要部の動作を説明するために短パルス波のスペクトラムを UWBに適用され る規定のスペクトラムマスクとの関係において示す図である。
園 9]図 9は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の実 施形態の要部の動作を説明するために示すバンドレギュレーションフィルタ（BRF) の特 14図である。
[図 10]図 10は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の 実施形態の要部の構成を説明するために示す送信アンテナの斜視図である。
[図 11]図 11は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の 実施形態の要部の構成を説明するために示す送信アンテナの正面図である。
園 12]図 12は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の 実施形態の要部の構成を説明するために示す送信アンテナの背面図である。
園 13]図 13は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の 実施形態の要部の構成を説明するために示す図 11の 13— 13線断面図である。
[図 14]図 14は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の 実施形態の要部の構成を説明するために示す図 11の 14— 14線断面図である。 園 15]図 15は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の 実施形態の要部の構成を説明するために示すアレー型の送信アンテナの平面図で ある。
[図 16]図 16は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の 実施形態の要部の構成を説明するために示す送信アンテナに設けたキヤビティの共 振による利得低下領域を有する場合の特性図である。
園 17]図 17は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の 実施形態の要部の構成を説明するために示す回路図である。
[図 18]図 18は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の 実施形態の要部の動作を説明するために示す波形図である。
園 19]図 19は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の 実施形態の要部の構成を説明するために示す回路図である。
園 20A]図 20Aは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 2の実施形態の全体構成を示すブロック図である。
[図 20B]図 20Bは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 3 の実施形態の全体構成を示すブロック図である。
[図 20C]図 20Cは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 3の実施形態の要部の構成を示すブロック図である。
[図 21]図 21は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 3の 実施形態の要部の動作を説明するために示すタイミングチャートである。
[図 22]図 22は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 4の 実施形態の全体構成を示すブロック図である。
[図 23]図 23は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 4の 実施形態の要部の動作を説明するために示すタイミングチャートである。
[図 24]図 24は、従来技術による短パルスレーダの概略構成を示すブロック図である。
[図 25]図 25は、従来技術による短パルスレーダの動作を説明するために示す短パル ス波のスペクトラム図である。
[図 26]図 26は、従来技術による短パルスレーダの動作を説明するために示す UWB の短パルスレーダに対する FCC勧告によるスペクトラムマスク図である。
発明を実施するための最良の形態
[0055] 以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
[0056] (第 1の実施形態）
図 1は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の実施形 態の全体構成を示すブロック図である。
[0057] 本発明に係る短パルスレーダ 20は、基本的には、送信アンテナ 22から所定の短パ ノレス波 Ptを空間 1に放射する送信部 21と、前記空間 1に存在する対象物 laによる反 射波 Prを受信処理する受信部 40と、前記受信部 40からの出力信号に基づいて前 記対象物 laについての解析処理を行う信号処理部 61とを具備し、前記送信部 21は 、前記短パルス波 Ptの幅より長い幅 Tcを有する第 1パルス P1を所定周期 Tgで出力 する第 1パルス発生部 23と、前記第 1パルス発生部 23が前記第 1パルス P1を出力し ている期間中で且つ該出力を開始してから所定時間 Tsが経過したタイミングに前記 短パルス波 Ptの幅に対応した幅の第 2パルス P2を出力する第 2パルス発生部 24と、 前記第 1パルス発生部 23が前記第 1パルス P1を出力している期間だけ発振動作し て前記短パルス波 Ptの周波数帯の信号を出力する発振器 25と、前記発振器 25から の出力信号 Uを受け、前記第 2パルス発生部 24が前記第 2パルス P2を出力している 期間だけオンして前記発振器 25からの出力信号 Uを通過させるスィッチ 26とを有し 、該スィッチ 26からの出力信号 V (び を含む V)を前記所定の短ノ^レス波 Ptとして 前記空間 1に放射することを特徴としてレ、る。
[0058] また、本発明に係る短パルスレーダの制御方法は、基本的には、送信アンテナ 22 を有する送信部 21と、受信部 40と、信号処理部 61とを準備するステップと、前記送 信部 21を用いて、前記アンテナ 22から所定の短パルス波 Ptを空間 1に放射するステ ップと、前記受信部 40を用いて、前記空間 1に存在する対象物 laによる反射波 Prを 受信処理するステップと、前記信号処理部 61を用いて、前記受信部 40からの出力 信号に基づいて前記対象物 laについての解析処理を行うステップとを具備し、前記 所定の短ノ^レス波 Ptを空間 1に放射するステップは、第 1パルス発生部 23と、第 2パ ノレス発生部 24と、発振器 25と、スィッチ 26とを準備するステップと、前記第 1パルス 発生部 23を用いて、前記短パルス波 Ptの幅より長い幅 Tcを有する第 1パルス P1を 所定周期 Tgで出力するステップと、前記第 2パルス発生部 24を用いて、前記第 1パ ノレス発生部 23が前記第 1パルス P1を出力している期間中で且つ該出力を開始して 力 所定時間 Tsが経過したタイミングに前記短パルス波 Ptの幅に対応した幅の第 2 パルス P2を出力するステップと、前記発振器 25を用いて、前記第 1パルス発生部 23 が前記第 1パルス P1を出力している期間だけ発振動作させて前記短パルス波 Ptの 周波数帯の信号を出力させるステップと、前記スィッチ 26を用いて、前記発振器 25 力 の出力信号 Uを受け、前記第 2パルス発生部 24が前記第 2パルス P2を出力して レ、る期間だけオンさせて前記発振器 25からの出力信号 Uを通過させるステップと、 前記スィッチ 26からの出力信号 V(lT を含む V)を前記所定の短パルス波 Ptとして 前記空間 1に放射させるステップとを有することを特徴としている。
[0059] 具体的には、図 1に示すように、この短パルスレーダ 20は、送信部 21と、受信部 40 と、アナログ Zデジタル (A/D)変換器 60と、信号処理部 61及び制御部 62とによつ て構成されている。
[0060] 送信部 21は、後述する制御部 62から図 2の（a)に示すように、所定周期 Tg (例え ば、 1 μ S)で出力される送信トリガ信号 Gを受ける毎（立ち上力 Sりタイミング）に、所定 幅 Τρ (例えば、 Ins)で所定周波数 fc (例えば、 26GHz)の短パルス波（バースト波） Ptを生成して送信アンテナ 22から空間 1へ放射する。
[0061] この送信部 21は、図 1に示しているように、送信アンテナ 22の他に、第 1パルス発 生部 23と、第 2パルス発生部 24と、発振器 25と、スィッチ 26と、電力増幅器 30と、帯 域除去フィルタとして機能するバンドレギュレーションフィルタ（BRF) 31とを有してい る。
[0062] 第 1パルス発生部 23は、図 2の（b)に示すように、空間 1に放射しょうとする短パル ス波 Ptの幅 Tpより長い幅 Tc (ノ、ィレベル時間幅とする）を有する第 1パルス PIを周 期 Tgで生成して出力する。
[0063] この時間幅 Tcは、発振器 25の出力信号の振幅と周波数が安定するのに必要な時 間 Tsと幅 Tpとの和以上で、且つ周期 Tgに対して十分短くなる値 (例えば、数 ns乃至 数 10ns)に設定されている。
[0064] また、第 2パルス発生部 24は、図 2の（c)に示すように、第 1パルス発生部 23が第 1 パルス P1を出力している期間中で且つその出力を開始してから所定時間（発振安定 時間） Tsが経過したタイミングに幅 Tp (ノヽィレベル時間幅とする）の第 2パルス P2を 生成して出力する。
[0065] なお、ここでは、各パルス PI , P2がハイレベルパルスの場合で説明する力 ローレ ベルパルスであってもよレ、。
[0066] 発振器 25は、図 2の（d)に示すように、第 1パルス発生部 23が第 1パルス P1を出力 している期間だけ発振動作して、空間 1に放射しょうとする短パルス波 Ptの周波数 fc のバーストキャリア信号 Uを出力する。
[0067] この発振器 25の構成としては種々考えられる力 前記した UWBの周波数割り当て 状態を考慮すると周波数安定度が高いことが要求されるので、 Qが大きい共振器を 有していることが必要となる。
[0068] 例えば、図 3Aに示す発振器 25のように、増幅器 25aと、共振器 25bと、帰還回路 2 5c及び発振制御用のスィッチ 25dとで構成し、信号ラインとアース間に挿入されたス イッチ 25dを第 1パルス P1の入力期間だけオフさせることにより、発振状態にすること ができる。
[0069] また、図 3Bに示す発振器 25のように、増幅器 25aの電源ラインに揷入されたスイツ チ 25dを第 1パルス P1の入力期間だけオンさせることにより、発振状態にすることが できる。
[0070] 上記構成の発振器 25の周波数安定度は共振器 25bの Qの大きさで決まり、共振器 25bの Qが大きい程、図 2の（d)に示しているように、立ち上がり時間、即ち、発振動 作を開始してから信号 Uの振幅および周波数が安定するまでの時間 Tsが長くなる。
[0071] しかるに、前記したように時間 Tcが周期 Tgより十分短ければ、アイソレーションの格 別高くなレ、スィッチ 26を用いてもリークによる影響を無視することができるので、安価 な回路構成で前記した UWBの短パルスレーダに要求される規定のスペクトラムマス クを遵守すること力 Sできる。
[0072] スィッチ 26は、発振器 25から出力されるバーストキャリア信号 Uを受け、第 2パルス 発生部 24が第 2パルス信号 P2を出力している期間だけ信号通過状態 (オン状態）と なり、それ以外の期間は信号非通過状態 (オフ状態）となる。
[0073] したがって、スィッチ 26から出力される信号 Vには、図 2の（e)に示すように、発振器 25が発振動作している期間 Tcに出力されるバーストキャリア信号 Uに対して、スイツ チ 26がオフ状態の間のリーク成分 Lcと、スィッチ 26がオン状態の間に通過してきた 信号び とが含まれることになり、発振器 25が発振動作していない期間の出力信号 成分は、理論上ゼロである。
[0074] スィッチ 26からの出力信号 Vは、電力増幅器 30で増幅され、 BRF31により不要帯 域成分が除去されて送信アンテナ 22に供給され、該送信アンテナ 22から短パルス 波 Ptとして空間 1へ放射される。
[0075] この送信部 21は、上記のように第 1パルス P1で発振器 25を発振状態にし、その出 力信号 Uの振幅と周波数が安定した後に、スィッチ 26を Tp時間だけオンにして、短 パルス波 Ptを出力するようにしている。
[0076] したがって、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の実 施形態によれば、従来技術の短ノ^レスレーダのように連続波をスィッチでオンオフし て短パルス波 Ptを出力する構成に比べて、リーク成分の平均電力を等価的に Tc/ Tgに低減することができるので、アイソレーションが格段に高いスィッチを用いなくて も、 UWBの短パルスレーダに要求される規定のスペクトラムマスクを遵守することが できる。
[0077] 次に、第 1パルスの時間幅 Tc、第 2パルスの時間幅 Tp及びスィッチ 26のアイソレー シヨン Iとの関係について考察する。
[0078] 図 4Αに示すように、周波数 fcの連続波を時間幅 Τでパルス変調したときの信号波 形 s(t)をフーリエ変換すると、図 4Bに示すような sine関数（sin x/x)のスペクトラム
S (f)力 S得られる。
[0079] これを式で表すと以下のようになる。
[0080] S(f)= (Sp)
•{sin[7rT(f fc)B/[7rT(f fc)]
ここで、 Spはスペクトラムのピーク電力を表すものとする。
[0081] また、図 5Aは時間領域の電力波形 p(t)を示しており、図 5Bはその電カスペクトラ ムを示している。
[0082] Parsevalの定理により、時間領域の全電力と周波数領域の全電力とは等しいので
、次式が成立する。
[0083] J I s(t) I 2dt= J I S(f) I 2df
ただし、記号 J"は時間 tあるいは周波数 fについての ∞乃至 +∞の積分を表す。
[0084] 上式の左辺は電圧の 2乗の積分であり、図 5Aにより、電力は Ρρ·Τである力 、
ί I s(t) I 2dt = Pp-T
となる。
[0085] また、右辺の sine関数の 2乗の定積分は、次の公式、
j [sin x x」 = π
を使うことにより、
ί I s(f) 12df=sP/T
と表すことができる。 [0086] 以上により、次の関係、
Sp = Pp -T2
が得られ、この結果から、パルス幅 Tの 2乗に比例してスペクトラムのピークが増加す ること力 S半 IJる。
[0087] 次に、図 6Aに示すように時間幅 Tcの間だけ存在する電力 Pcのキャリアリーク上に 、時間幅 Tpの電力 Ppのキャリア信号び が重畳されている信号 Vを考える。
[0088] ここで、電力比 PpZPcがスィッチ 26のアイソレーション Iである。
[0089] キャリア信号び 及びキャリアリーク Lcの全電力は、それぞれ Ρρ 'Τρ及び Pc 'Tcで あるから、それぞれの等価スペクトラムピーク Sp及び Scは、前式を用いて以下のよう に表すことができる。
[0090] Sp = Pp -Tp2
Sc = Pc -Tc2
上記考察では、等価スペクトラムピーク Sp及び Scが別々に求められている。
[0091] しかるに、実際には、図 6Bに示すように等価スペクトラムピーク Sp及び Scを合計し た全体のスペクトラムピーク Spからの増分 Δ Sが重要になる。
[0092] 図 7は、パルス幅 Tp= Insとしたときの、キャリアリーク時間 Tcとスィッチ 26のァイソ レーシヨン Iを変えたときの増分 Δ Sを求めた結果を図表化して示してレ、る。
[0093] 増分 A Sの上限を 3dBとすると、アイソレーション I = 20dB (電力比 100倍）のスイツ チ 26を用いた場合、図 7から Tc= 10ns以下で増分 A Sを 3dB以下にできることが判 る。
[0094] また、パルス幅 Tp= Insで発振動作を起動して安定させるのに比べ、その 10倍の 10nsで発振動作を起動して Ins以上の安定時間を設けることは、技術的に格段に 容易であるので、発振器 25を安価な構成で実現することができる。
[0095] 上記増分 Δ Sの上限の 3dBは、等価スペクトラムピーク Sp、 Scが等しくなる場合で ある。
[0096] したがって、
Pc -Tc2≤Pp -Tp2
(Tc/Tp) 2≤Pp/Pc = I が成立するように第 2パルス P2の時間幅 Tcを決定すれば、リーク成分による増分 Δ
Sを 3dB以下に抑えることができる。
[0097] なお、リーク成分を最小にするには、第 1パルス P1の時間幅 Tcを必要最小限の Ts
+Tpに等しくなるように設定するとともに、第 1パルス P1の立ち下がりタイミング (発振 動作終了タイミング）と第 2パルス Ρ2の立ち下がりタイミング (スィッチ 26をオフ状態に するタイミング）とを一致させればょレ、。
[0098] このように第 1の実施形態による短パルスレーダの送信部 21は、第 1パルス P1を受 けて発振動作状態となった発振器 25から振幅及び周波数が安定な信号が出力され ているときに、第 2パルス Ρ2によりスィッチ 26を Τρ時間オンさせて短ノ^レス波を出力 させるようにしている。
[0099] このため、第 1の実施形態による短パルスレーダの送信部 21によれば、第 1パルス P1の非出力期間におけるスィッチ 26からのキャリアリークを完全にゼロとすることが できるので、短パルス波 Ptの周期 Tgに対して第 1パルス P1の出力期間 Tcが十分小 さければ、アイソレーションの低い安価なスィッチ 26を用いたとしてもキャリアリークの 平均電力を少なくすることができる。
[0100] これにより、本発明の第 1の実施形態によれば、例えば、図 8に示すように、スィッチ 26からの出力信号 Vのスペクトラム Sxを前記した UWBの短パルスレーダに要求され る規定のスペクトラムマスクの範囲内に抑えることが可能となるので、規定されている スペクトラムマスクを遵守しながら、 RR電波発射禁止帯、 SRD帯への妨害を起こさな レ、ようにした短パルスレーダ及びその制御方法を実現することができる。
[0101] したがって、第 1の実施形態による短パルスレーダの送信部 21は、リーク電力によ つて大きく制限されていた短パルス波 Ptの放射電力レベルを規定電力範囲で最大 限有効に使用することができる。
[0102] また、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 1の実施形 態によれば、キャリアリークの平均電力を少なくできるので、 UWBの任意の帯域に短 パルス波 Ptのメインローブを配置できるので、そのメインローブのほぼ全体が RR電 波発射禁止帯と重ならないようにすることができる。
[0103] ここで、短パルス波 Ptのメインローブのほぼ全体としては、例えば、スペクトラム Sx のピークから 20dBまでの範囲を一つの基準とすることができる。
[0104] そして、このときピークが一 41. 3dBm/MHzであれば、短パルス波 Ptのメイン口 ーブの下側のレベルは、常に RR電波発射禁止帯の規定レベル 61. 3dB/MHz 以下となって前記した規定のスペクトラムマスクを満たすことになる。
[0105] ただし、短パルス波 Ptのサイドローブのレベルが RR電波発射禁止帯において— 6
1. 3dB/MHzを超える場合には、後述する BRF31または送信アンテナ 22のノッチ 作用により、短パルス波 Ptのサイドローブのレベルが RR電波発射禁止帯において
- 61. 3dBZMHzを超えなレ、ように減衰させればょレ、。
[0106] 上記スィッチ 26からの出力信号 Vは、電力増幅器 30により規定電力に増幅された 後、 BRF31を介して送信アンテナ 22に供給され、この送信アンテナ 22から短パルス 波 Ptとして探査対象の空間 1へ放射される。
[0107] BRF31は、例えば、図 9に示すように、 23. 6乃至 24GHzの RR電波発射禁止帯 に対して大きな減衰特性をもつノッチフィルタであり、この BRF31により、 RR電波発 射禁止帯への放射レベルはさらに低減する。
[0108] なお、電力増幅器 30の利得は、後述の制御部 62によって可変できるようになされ ている。
[0109] 短パルス波 Ptを空間 1に放射する送信アンテナ 22は、 UWBの短パルス波 Ptを効 率よく空間へ放射するために、広帯域な特性を有していることが要求される。
[0110] この第 1の実施形態による短パルスレーダでは、 UWBで広帯域に使用できるアン テナとして、スパイラル素子を用いた円偏波型のアンテナを用いている。
[0111] 勿論、このスパイラル素子を用いた円偏波型のアンテナに代えて、ボウタイアンテ ナ等を素子とした直線偏波アンテナを用いることもできる。
[0112] 図 10乃至図 14は、送信アンテナ 22の基本構造を示している。
[0113] この送信アンテナ 22は、例えば、低誘電率（3. 5前後）の基板で厚さ 1. 2mmの誘 電体基板 121と、その誘電体基板 121の一面側（図 10、図 11で背面側）に設けられ た地板導体 122と、誘電体基板 121の反対面側（図 10、図 11で前面側）にパターン 形成された右巻き矩形スパイラルの不平衡型のアンテナ素子 123と、このアンテナ素 子 123のスパイラル中心側の端部（給電点）に一端が接続され、誘電体基板 121を その厚さ方向に貫通して地板導体 122の穴 122aを通過する給電ピン 125とを有して いる。
[0114] 不平衡型の給電線、例えば、同軸ケーブルや、地板導体 122をアースラインとする コプレーナ線路あるいは後述するマイクロストリップ線路等により給電ピン 125の他端 側から給電することにより、アンテナ素子 123から左回り円偏波の電波を放射すること ができる。
[0115] ただし、このような構造のアンテナでは、誘電体基板 121の表面に沿った表面波が 励振され、その表面波の影響により所望特性が得られない場合がある。
[0116] そこで、この第 1の実施形態の送信アンテナ 22では、図 13、図 14に示しているよう に、一端側が地板導体 122に接続され、誘電体基板 121を貫通して、他端側が誘電 体基板 121の反対面まで延びたピン状の複数の金属ポスト 130を、アンテナ素子 12 3を囲むように所定間隔で設けてキヤビティ構造とし、さらに、誘電体基板 121の反対 面側に、各金属ポスト 130の他端側をその並び方向に沿って順次短絡し、且つ各金 属ポスト 130との接続位置からアンテナ素子 123方向に所定距離延びた枠状導体 1 32を設けて、表面波を抑圧している。
[0117] ここで、枠状導体 132のキヤビティ内壁から内側に延びる距離（以下リム幅と記す） を Lとする。
R
[0118] このリム幅 Lは、キヤビティ内の電波の伝搬波長の数分の 1に相当している。
R
[0119] なお、この場合、複数の金属ポスト 130は、例えば、誘電体基板 121に貫通して形 成される複数の穴の内壁にそれぞれメツキ加工 (スルーホールメツキ）することで実現 されている。
[0120] このような枠状導体 132を備えたキヤビティをスパイラルで励振することによって、表 面波が抑圧され、広帯域にわたり対称性のよい指向性を有する円偏波アンテナを得 ること力 Sできる。
[0121] また、このキヤビティをボウタイアンテナ等の直線偏波アンテナ素子で励振しても、 やはり表面波が抑圧され円偏波と同様な広帯域特性を有する直線偏波アンテナを 得ること力 Sできる。
[0122] 上記図 10に示す送信アンテナ 22は、単独で UWBの各種通信システムに用いるこ とができる。
[0123] しかるに、図 10に示す送信アンテナ 22単独では、 UWBの短パルスレーダとして必 要とされる利得が不足する場合や、ビームを絞る必要がある場合には、上記送信アン テナ 22をアレー化すればょレ、。
[0124] また、円偏波型のアンテナをアレー化する場合、交差偏波分を抑圧して、アンテナ 全体としての偏波特性を改善できるシーケンシャル回転アレーを採用することができ る。
[0125] シーケンシャル回転アレーとは、次の非特許文献 3で発表されているように、同一平 面上に複数 Nの同一のアンテナ素子を配置したアレーアンテナにおいて、各アンテ ナ素子を放射方向の軸回りに順次 ρ · π /Νラジアンずつ回転して配置するとともに、 各アンテナ素子への給電位相をその配置角に応じて ρ · π /Νラジアンずつ偏移さ せるようにしたアンテナである。
[0126] ここで、 ρは、 1以上 N—1以下の整数である。
^^特 3午文献 3 : T. Teshirogi et al. , Wideband Circularly Polarized Arra y Antenna with Sequential Rotation and Phase Shift of Element s, "ISAP- 85, 024— 3, pp. 1 17— 120, 1985 このような構造にすることで、各 アンテナ素子の偏波特性が不完全な円偏波（つまり楕円偏波）の場合であっても、ァ ンテナ全体としては交差偏波成分が相殺されてほぼ完全な円偏波特性を得ることが できる。
[0127] 図 15は、上記原理を用いてアレー化した送信アンテナ 22の構成を示している。
[0128] この送信アンテナ 22は、縦長矩形の共通の誘電体基板 及び図示しない地 板導体に、前記アンテナ素子 123を、 2列 4段にアレー化して構成したものである。
[0129] また、このアンテナ 22の地板導体側には、複数のアンテナ素子に励振信号を分配 給電するための給電部（図示せず）が形成されてレ、る。
[0130] 誘電体基板 12 の表面には、図 10の場合と同様に右巻き矩形スパイラルに形成 された 8つのアンテナ素子 123 (1)〜： 123 (8)が 2列 4段に設けられてレ、る。
[0131] また、各アンテナ素子 123 (1)〜： 123 (8)は、一端側が地板導体に接続されている 複数の金属ポスト 130を並べて形成したキヤビティにより囲まれていると共に、各金属 ポスト 130との接続位置から各アンテナ素子 123方向に所定距離（前記したリム幅 L R分)延びた枠状導体 132' により、複数の金属ポスト 130の他端側をその並び方向 に沿って連結して形成されていることにより、各アンテナ素子毎に表面波の発生を抑 圧するようにしている。
[0132] 上記した送信アンテナ 22は、誘電体基板 に、金属ポスト 130によるキヤビテ ィと枠状導体 132' を設けることによって共振器を構成し、これを円偏波のアンテナ 素子で励振していると考えることができる。
[0133] 共振器であるから共振周波数が存在し、その周波数ではアンテナの入力インピー ダンスが非常に大きくなるので、送信アンテナ 22は放射をしなくなる。
[0134] この場合、共振周波数は、前記共振器と円偏波のアンテナ素子の構造パラメータと で決まる。
[0135] したがって、上記した構成の送信アンテナ 22は、そのアンテナ利得の周波数特性 力 前記共振周波数付近で急激に深い落ち込み（ノッチ）を生じることになる。
[0136] この共振周波数を、例えば、前記した RR電波発射禁止帯（23. 6乃至 24. 0GHz) に合わせれば、当該送信アンテナ 22を用いる短パルスレーダから放射される短パル ス波 Ptによる地球探査衛星（EESS)への干渉を大幅に低減させることができる。
[0137] 図 16は、この点を考慮して、前記図 15に示した構成の送信アンテナ 22を試作し、 該送信アンテナ 22の主偏波の右旋円偏波成分 (RHCP)と、交差偏波の左旋円偏 波成分 (LHCP)との利得の周波数特性を測定した結果を示している。
[0138] この図 16に示す例では、主偏波成分は、 24. 5乃至 31GHzにわたつて 13dBi以 上の利得を有しており、且つ RR電波発射禁止帯で、ピークレベルから約 20dB低下 した鋭レ、ノッチが生じてレ、ることが判る。
[0139] このノッチが生じる周波数は、共振器またはスパイラル型のアンテナ素子のいずれ か一方、あるいは両方の構造パラメータを適切に選択することにより、前記した RR電 波発射禁止帯に容易に一致させることができる。
[0140] したがって、このノッチ周波数を RR電波発射禁止帯に合わせることにより、前記し たキャリアリークの低減技術と併せて、 RR電波発射禁止帯への電波の放射レベルを 容易に 20dB以上低減させることができ、前記 FCC勧告による新たなスペクトラムマス クを満たすことができる。
[0141] これは BRF31無しでも実現できるので、当該 BRF31を設置するためのスペースが 不要となり、且つ BRF31による挿入損失も生じないという効果をもたらす。
[0142] このように構成された送信アンテナ 22から空間 1へ放射された短パルス波 Ptは、空 間 1内の対象物 2で反射され、その反射波 Prが受信部 40の受信アンテナ 41で受信 される。
[0143] この受信アンテナ 41の構成は、送信アンテナ 22と同一構成とすることができる。
[0144] ただし、円偏波の電波は、反射によって偏波回転方向が逆転する性質を有してい るので、受信アンテナ 41の偏波回転方向を送信アンテナの偏波回転方向と逆に設 定することにより、受信アンテナ 41での 2次反射成分 (より厳密には偶数次反射成分 )を抑圧して、 1次反射成分 (より厳密には奇数次反射成分）に対する選択性を高くす ること力 Sできるので、受信アンテナ 41での 2次反射によって生じる偽像を低減させるこ とができる。
[0145] 反射波 Prを受信した受信アンテナ 41から出力される受信信号 Rは、低雑音増幅器
(LNA) 42により増幅された後、帯域幅 2GHz程度のバンドパスフィルタ（BPF) 43に より帯域制限される。
[0146] なお、 LNA42の利得は、制御部 62によって可変できるようになつている。
[0147] そして、帯域制限された受信信号 R' は、検波回路 44に入力されて検波される。
[0148] 検波回路 44の方式は、直交復調方式等を含めて種々考えられる力 ここでは自乗 検波方式の構成例を説明する。
[0149] すなわち、自乗検波方式の検波回路 44は、 BPF43から出力される受信信号 R' を同相（0° )で 2分岐して一対の信号 VI， V2に分岐する分岐回路 45と、この受信 信号 が同相で 2分岐された一対の信号 VI , V2を線形乗算する線形乗算器 46と 、線形乗算器 46の出力信号からベースバンド成分 W ( = I, Q)を抽出する低域通過 フィルタ（LPF) 47とによって構成されてレ、る。
[0150] 線形乗算器 46には、二重平衡ミキサを用いる等レ、くつかの方式があるが、高速動 作をするものとして、ギルバートミキサを用いて構成する方法が考えられる。
[0151] ギルバートミキサは、図 17に示すように、 3組の差動増幅器 46a、 46b、 46cからな る。
[0152] そして、トランジスタ Ql , Q2、ェミッタ抵抗 Rl , R2及び定電流源 Iからなる第 1の差 動増幅器 46aに前記一対の信号 VI , V2のうちの第 1信号 VIが差動入力される。
[0153] また、この第 1の差動増幅器 46aの負荷側に接続されたトランジスタ Q3, Q4及びト ランジスタ Q5， Q6からなる第 2及び第 3の差動増幅器 46b、 46cに前記一対の信号 VI, V2のうちの第 2信号 V2が差動入力される。
[0154] これにより、この第 2及び第 3の差動増幅器 46b、 46cの各負荷側に接続された負 荷抵抗 R3、 R4から第 1信号 VIと第 2信号 V2の積 VI X V2または—（VI X V2)に等 しい信号成分のみが出力される。
[0155] なお、図 17において、 Vbl , Vb2及び Vb3は、それぞれ第 1の差動増幅器 46a及 び第 2、第 3の差動増幅器 46b、 46cのバイアス用の電源である。
[0156] この構成の線形乗算器 46に、前記一対の信号 VI， Vとして、例えば、図 18の（a) に示すような正弦状の信号 R' (t)を同相でバースト状に入力すると、その出力信号 は、図 18の（b)に示すように、入力信号！^ (t)を 2乗した波形 (t) 2となり、その包 絡線 (ベースバンド) Wは、入力信号 （t)の電力に比例している。
[0157] このように複数の差動増幅器からなるギルバートミキサによる線形乗算器 46は、モ ノリシックマイクロ波集積回路 (MMIC)で極めて小型に構成することができ、しかも、 ローカル信号を供給する必要がないので、電力消費が少なくて済むという利点がある
[0158] そして、検波回路 44で得られたベースバンド信号 Wは、サンプルホールド回路 48 に入力される。
[0159] このサンプルホールド回路 48は、図 19にその原理図を示すように、抵抗 48aとコン デンサ 48bによる積分回路にスィッチ 48cを介してベースバンド信号 Wが入力される 構成を有しており、パルス発生器 49からのパルス信号 P3がハイレベル（ローレベル でもよレ、）の間、スィッチ 48cを閉じてベースバンド信号 Wを積分し、ノ ルス信号 P3が ローレベルになると、スィッチ 48cを開いて積分結果を保持する。
[0160] パルス発生器 49は、制御部 62から、前記送信トリガ信号 Gより Ts時間以上遅れて 出力される受信トリガ信号 を受ける毎に所定幅 Tdのパルス信号 P3を生成して、 サンプノレホールド回路 48に出力する。
[0161] したがって、この受信部 40は、受信トリガ信号 を受けてから所定時間 T3が経過 するまでの間に受信された反射波 Prに対する検波処理を含む受信処理を行ってい る。
[0162] なお、図示していないが、パルス信号 P3の幅 Tdは制御部 62によって可変できるよ うになつている。
[0163] サンプノレホールド回路 48で積分されて保持された信号 Hは、その保持直後に AZ D変換器 60によってデジタル信号に変換された後、信号処理部 61に入力される。
[0164] 信号処理部 61は、受信部 40で得られた信号 Hに基づいて、空間 1に存在する対 象物 laについての解析を行レ、、その解析結果を図示しない出力機器 (例えば、表示 器、音声発生器）によって報知すると共に、制御に必要な情報を制御部 62に通知す る。
[0165] 制御部 62は、この短パルスレーダ 20について予め決められたスケジュールにした がって、あるいは、信号処理部 61の処理結果に応じて、送信部 21および受信部 40 の少なくとも一方に対する各種制御（トリガ信号 G、 G' の間の遅延時間の可変制御 等）を行うことにより、短パルスレーダとして所望の距離領域の探査を行わせる。
[0166] なお、前記送信部 21の発振器 25では、図 3に示したように増幅器 25aの入力側と アースラインの間をスィッチ回路 25dで閉じて、正帰還が力からない状態（発振停止 状態）にしている。
[0167] これに代えて、増幅器 25aの出力側とアースラインの間、すなわち、共振器 25bの 両端をスィッチ回路 25dで閉じて発振停止状態にするようにしてもよい。
[0168] また、発振器 25に用いる共振器 25bは LC型のものだけでなぐ伝送路型 (例えば、 λ /4型）で構成するようにしてもょレ、。
[0169] (第 2の実施形態）
図 20Αは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 2の実 施形態の全体構成を示すブロック図である。
[0170] なお、図 20Αにおいて前述した図 1に示す第 1の実施形態による短ノ^レスレーダと 同様に構成される部分については、それらと同一の参照符号を付してその説明を省 略するものとする。
[0171] 前記第 1の実施形態では、受信部 40の検波回路 44としてローカル信号が不要な 自乗検波方式による線形乗算器 46を採用していたのに対し、この第 2の実施形態で は、受信部 40の検波回路 4としてローカル信号が必要となる直交復調方式による直 交復調器 51を採用している。
[0172] この直交復調方式による直交復調器 51を用いる場合、受信信号の周波数と等しい ローカル信号が必要となり、このローカル信号として、送信部 21の発振器 25から出 力されるバーストキャリア Uを用いることが考えられる。
[0173] ただし、前記したように、バーストキャリア Uの出力期間 Tcは、キャリアリークの平均 電力を抑圧するためにあまり長くすることができない。
[0174] しかるに、短ノ^レスレーダとしての探查距離があまり長くなければ、ローカル信号と して、送信部 21の発振器 25から出力されるバーストキャリア Uを用いる直交復調方 式による検波方式を使うことができる。
[0175] したがって、この第 2の実施形態では、短パルスレーダとしての探査距離があまり長 くない場合に適用するものであって、簡易な構成で実現できるのが特徴である。
[0176] なお、この第 2の実施形態の構成については、後述する第 3の実施形態で示される 図 20B、図 20Cの可変遅延器 50を省略して送信部 21の発振器 25から出力される バーストキャリア Uを直交変調器 51にローカル信号として、直接入力することにより実 現できるので、ここではその説明を省略するものとする。
[0177] (第 3の実施形態）
図 20Bは、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 3の実 施形態の全体構成を示すブロック図である。
[0178] なお、図 20Bにおいて前述した図 1に示す第 1の実施形態による短パルスレーダと 同様に構成される部分については、それらと同一の参照符号を付してその説明を省 略するものとする。
[0179] 前述した第 2の実施形態では、短パルスレーダとしての探查距離があまり長くない 場合に適用されるのに対し、第 3の実施形態では、短パルスレーダとしての探查距離 が長い場合に適用される、 しかるに、短ノ^レスレーダとしての探査距離が長い場合には、送信部 21の発振器 2 5から出力されるバーストキャリア Uの出力期間 Tcが長くなり、キャリアリークが大きく なるという問題が生じる。
[0180] これを解消するために、この第 3の実施形態では、図 20Bに示す短パルスレーダ 2 0のように、送信部 21の発振器 25から出力されるパーストキャリア Uを可変遅延器 50 で適宜遅延してローカル信号 Urとして直交復調器 51に与えるようにする。
[0181] すなわち、この第 3の実施形態による短パルスレーダは、可変遅延器 50の遅延量 を制御することにより、短パルスレーダとしての探查範囲をシフトすることが可能となる ように考えられている。
[0182] なお、図 20A， Bでは、直交復調器 51からのベースバンド成分 I、 Qを含む 2系統の 出力を 1系統にまとめて示している。
[0183] しかるに、実際には、図 20Cに示すように、直交復調器 51からのベースバンド成分
I、 Qを含む 2系統の出力は、後続の LPF47、サンプルホールド回路 48、 A/D変換 器 60についてもそれぞれ 2系統で処理されることになる。
[0184] この直交復調器 51は、いわゆる直交検波器であり、その内部構造は、図 20Cに示 すような構成となっている。
[0185] すなわち、 BPF43からの受信信号 R' 力 移相器 51aにより 90° 位相差をも つ 2信号に分けられて 2つのミキサ 51b, 51cにそれぞれ入力される。
[0186] この 2つのミキサ 51b, 51cには、それぞれ、ローカル信号（この場合、可変遅延器 5
0により遅延したローカル信号 Ur)が同相で与えられていることにより、両ミキサ 51b,
51cからベースバンド成分 I、 Qをそれぞれ含む信号が出力される。
[0187] この 2つのミキサ 51b, 51cからの出力は、 2つの LPF47a， 47bに入力される。
[0188] そして、 2つの LPF47a， 47bは、ベースバンド成分 I、 Qを抽出して、 2つのサンプ ノレホーノレド回路 48a, 48bに出力させる。
[0189] このサンプルホールド回路 48a， 48bでそれぞれ積分されると共にホールドされた ベースバンド成分 I、 Qは、それぞれ、 2つの A/D変換器 60a, 60bによりデジタノレ信 号に変換されて、信号処理部 61に供給される。
[0190] なお、図 20A， B, Cにおいて、受信信号 とローカル信号 Urとを入れ替えた構 成でも直交復調器 51を用いることができる。
[0191] この図 20Bに示す構成の短パルスレーダ 20の場合、送信側については、前記図 2 で示したのと同様の動作が図 21の（a)〜（e)に示すように行われて、短パルス波 Pt が空間へ発射される。
[0192] そして、その空間に存在する対象物 laからの反射波 Prが受信されて、例えば、図 2 1の（f)に示すようなタイミングで受信信号 が直交復調器 51に入力される。
[0193] ここで、図 21の（g)に示しているように、制御部 62の制御により Tr時間遅延された ローカル信号 Urが受信信号 と重ならないタイミングで直交復調器 51に入力され た場合には、検波回路 44の出力 W( = I、 Q)はほぼゼロである。
[0194] しかるに、ローカル信号 Urの遅延時間 Trがさらに大きくなつて、ローカル信号 Urが 受信信号 と重なるタイミングで直交復調器 51に入力された場合には、その重複 期間に受信信号 の振幅と位相に対応した信号 W( = I、 Q)が出力される。
[0195] そして、図 21の（h)に示すように、ローカル信号 Urの周波数と振幅が安定している タイミングで且つ受信信号 R' の入力期間に重なるようにしてパルス P3がサンプルホ 一ルド回路 48に与えられると、図 21の（i)に示すように、受信信号 R' に対応した保 持出力 H ( = Hi、 Hq)が得られ、八/0変換器60 (60&, 60b)でデジタル信号に変 換される。
[0196] この、デジタル信号に基づいて、信号処理部 61により対象物 laについての解析処 理がなされる。
[0197] このように、送信側で用いているバーストキャリア Uを遅延して受信側の直交復調器
51のローカル信号として用いる第 3の実施形態による短パルスレーダでは、送信の 場合と同様に、受信に必要なタイミングのみキャリア信号が短時間だけ出力されるの で、受信用のキャリア信号が連続的に出力されている場合と比べ、受信側から漏れる キャリア信号についてもその放射強度を十分低くすることができる。
[0198] また、第 3の実施形態による短パルスレーダでは、装置構成上も直交変調器 51以 外に可変遅延器 50のみを追加するだけでよぐ高感度な検波処理を比較的簡易な 構成で実現することができる。
[0199] (第 4の実施形態） 図 22は、本発明による短パルスレーダ及びその制御方法が適用される第 4の実施 形態の全体構成を示すブロック図である。
[0200] なお、図 22において前述した図 1に示す第 1の実施形態による短パルスレーダと同 様に構成される部分については、それらと同一の参照符号を付してその説明を省略 するものとする。
[0201] 図 22に示す第 4の実施形態による短パルスレーダ 20は、位相同期ループ（PLL) 構成、すなわち、同一分周比の分周器 54、 55と、電圧制御発信器 (VCO) 56と、位 相比較器 57と、ホールド回路 58とを用レ、、 VC056から直交復調器 51に連続的に 出力されるローカル信号 Lvcoの周波数をバーストキャリア Uにロックさせて安定化す る構成を採用している。
[0202] なお、分周器 54、 55は省略することも可能である。
[0203] ここで、ホールド回路 58は、第 2パルス P2を受け、バーストキャリア Uが入力してい る期間で且つその周波数が安定している所定期間（例えば、第 2パルス P2の立ち上 力 Sりから立ち下がりまで）に、位相比較器 57の出力信号を VC056に与えてローカル 信号 Lvcoの位相及び周波数をバーストキャリア Uにロックさせ、その所定期間が経 過した後は、その所定期間の終了直前に保持した位相比較器 57の出力信号を VC 056に与えることにより、自走状態におけるローカル信号 Lvcoの周波数ずれを最小 限に抑えるようにしている。
[0204] この場合、ローカル信号 Lvco自体は連続波であるので、探査範囲の信号抽出は 前記したサンプルホールド回路 48で行われる。
[0205] なお、図 22では、直交復調器 51からのベースバンド成分 I、 Qを含む 2系統の出力 を 1系統にまとめて示している。
[0206] しかるに、実際には、前述した図 20Cに示すように、直交復調器 51からのベースバ ンド成分 I、 Qを含む 2系統の出力は、後続の LPF47a、 47b,サンプルホールド回路 48a、 48b、 A/D変換器 60a、 60bについてもそれぞれ 2系統で処理されることにな る。
[0207] すなわち、このように構成される第 4の実施形態による短パルスレーダ 20の場合で も、送信側については、前記図 2で示したのと同様の動作が図 23の（a)〜（e)に示す ように行われて、短パルス波 Ptが空間 1へ発射され、その空間 1に存在する対象物 1 aからの反射波 Prが受信されて、例えば、図 23の（f)に示すようなタイミングで反射信 号 が直交復調器 51に入力されることになる。
[0208] そして、 VC056から直交変調器 51に入力されるローカル信号 Lvcoの周波数は、 図 23の（g)に示すように、第 2パルス P2が入力している期間はロック状態となり、その 期間が終了した後は、 VC〇56への制御信号が保持されたホールド状態となり、ロー カル信号 Lvcoの周波数がほぼ安定に保持される。
[0209] この安定保持時間は、第 1パルス P1の幅 Tcに対して十分長く且つ最長探査距離 に対応した時間より長レ、ものとする。
[0210] したがって、図 23の（h)に示すように、サンプルホールド回路 48に対するパルス信 号 P3の入力タイミングが、受信信号 の入力タイミングと重なった場合に、その受 信信号 の振幅と位相に応じたベースバンドの出力 W ( = I、 Q)が得られ、図 23の (i)に示すように、その保持出力 H ( = Hi、 Hq)が A/D変換器 60を介して信号処理 部 61に出力されて、対象物 laに対する解析処理等がなされる。
[0211] このように、バーストキャリア Uを参照信号とする PLLにより周波数が安定化された口 一カル信号を用いて直交検波する構成の場合、短パルス波 Ptの発射タイミングから 長期間（すなわち、長距離)の探査が連続的に行える。
[0212] なお、ここでは、第 2パルス P2の出力期間だけロック期間としている力 これは本発 明を限定するものではなぐ発振器 25の出力信号の周波数が安定している期間であ れば第 2パルスの出力期間とは無関係にロック期間を設定することもできる。
[0213] その場合には、ロック期間を特定するためのパルス信号を制御部 62から別途発生 させればよレ、。
[0214] 上記した図 20A， B、 C及び図 22の短パルスレーダ 20のように、検波回路 44として 直交復調器 51を用いた場合、ローカル信号を必要とする不利がある。
[0215] しかるに、直交復調器 51を用いた場合、そのダイナミックレンジが自乗検波方式に 比べて dB値で 2倍広ぐ入力信号のレベルが小さい場合でも検波可能であるので、 高感度受信が必要とされる短パルスレーダには有効である。
[0216] したがって、以上のような本発明によれば、安価な構成で、規定されているスぺタト ラムマスクを遵守しながら、 RR電波発射禁止帯、 SRD帯への妨害を起こさないように した短パルスレーダ及びその制御方法を提供することが可能となる。

Claims

請求の範囲
[1] 送信アンテナから所定の短パルス波を空間に放射する送信部と、
前記空間に存在する対象物による反射波を受信処理する受信部と、
前記受信部からの出力信号に基づいて前記対象物についての解析処理を行う信 号処理部とを具備し、
前記送信部は、
前記短パルス波の幅より長い幅を有する第 1パルスを所定周期で出力する第 1パ ルス発生部と、
前記第 1パルス発生部が前記第 1パルスを出力している期間中で且つ該出力を開 始してから所定時間が経過したタイミングに前記短パルス波の幅に対応した幅の第 2 パルスを出力する第 2パルス発生部と、
前記第 1パルス発生部が前記第 1パルスを出力している期間だけ発振動作して前 記短パルス波の周波数帯の信号を出力する発振器と、
前記発振器からの出力信号を受け、前記第 2パルス発生部が前記第 2パルスを出 力している期間だけオンして前記発振器からの出力信号を通過させるスィッチとを有 し、該スィッチからの出力信号を前記所定の短パルス波として前記空間に放射するこ とを特徴とする短パルスレーダ。
[2] 前記第 1パルスの幅 Tc、第 2パルスの幅 Tpおよび前記スィッチのアイソレーション I が、次の関係、
(Tc/Tp) 2≤I
を満たすように設定されていることを特徴とする請求項 1に記載の短パルスレーダ。
[3] 前記空間に放射される短パルス波のスペクトラムのメインローブのほぼ全体力 24 . 0乃至 29. 0GHzの範囲に入るように、前記発振器の発振周波数及び前記第 2パ ノレスの幅 Tpが設定されてレ、ることを特徴とする請求項 1に記載の短パルスレーダ。
[4] 前記送信アンテナは、アンテナ素子をキヤビティで囲んだ構造を有し、該キヤビティ の共振周波数が 23. 6乃至 24. 0GHzの帯域に入るようにして、該帯域の利得を低 下させていることを特徴とする請求項 3に記載の短パルスレーダ。
[5] 前記受信部は、 前記空間に存在する対象物による反射波を受信する受信アンテナと、 前記受信アンテナで受信された前記反射波の受信信号を検波する検波回路と、 前記検波回路によって検波された信号を積分すると共に、その積分結果を保持す るサンプルホールド回路とを有し、
前記検波回路が、
前記受信信号を同相で 2分岐して一対の信号を出力する分岐回路と、 前記分岐回路からの前記一対の信号を線形乗算する線形乗算器と、
前記線形乗算器によって線形乗算された出力信号力 ベースバンド成分を抽出す る低域通過フィルタとによって構成されていることを特徴とする請求項 1に記載の短パ ノレスレーダ。
[6] 前記受信部は、
前記空間に存在する対象物による反射波を受信する受信アンテナと、 前記受信アンテナで受信された前記反射波の受信信号を検波する検波回路と、 前記検波回路によって検波された信号を積分すると共に、その積分結果を保持す るサンプルホールド回路とを有し、
前記検波回路が、
前記発振器からの出力信号をローカル信号として、前記受信信号を直交検波する 直交復調器と、
前記直交復調器によって直交検波された出力信号力 ベースバンド成分を抽出す る低域通過フィルタとによって構成されていることを特徴とする請求項 1に記載の短パ ノレスレーダ。
[7] 前記受信部は、
前記空間に存在する対象物による反射波を受信する受信アンテナと、 前記受信アンテナで受信された前記反射波の受信信号を検波する検波回路と、 前記検波回路によって検波された信号を積分すると共に、その積分結果を保持す るサンプルホールド回路とを有し、
前記検波回路が、
前記発振器からの出力信号を遅延する可変遅延器と、 前記可変遅延器からの出力信号をローカル信号として、前記受信信号を直交検波 する直交復調器と、
前記直交復調器によって直交検波された出力信号力 ベースバンド成分を抽出す る低域通過フィルタとによって構成されていることを特徴とする請求項 1に記載の短パ ノレスレーダ。
[8] 前記受信部は、
前記空間に存在する対象物による反射波を受信する受信アンテナと、 前記受信アンテナで受信された前記反射波の受信信号を検波する検波回路と、 前記検波回路によって検波された信号を積分すると共に、その積分結果を保持す るサンプルホールド回路とを有し、
前記検波回路が、
前記発振器力 の出力信号を参照信号として受け、該参照信号の周波数が安定し ている期間には該参照信号に周波数同期した信号を出力する電圧制御発振器を含 み、前記参照信号の周波数が安定している期間が経過した後には、前記電圧制御 発振器の状態を前記参照信号の周波数が安定している期間の終了直前の状態に 保持する位相同期ループ回路と、
前記位相同期ループ回路の前記電圧制御発振器が出力する前記信号をローカル 信号として、前記受信信号を直交検波する直交復調器と、
前記直交復調器によって直交検波された出力信号力 ベースバンド成分を抽出す る低域通過フィルタとによって構成されていることを特徴とする請求項 1に記載の短パ ノレスレーダ。
[9] 前記線形乗算器は、
前記一対の信号のうちの第 1信号が差動入力される第 1の差動増幅器と、 前記第 1の差動増幅器の負荷側に接続され、前記一対の信号のうちの第 2信号が 差動入力される第 2及び第 3の差動増幅器と、
前記第 2及び第 3の差動増幅器の負荷側に接続され、前記第 1信号と第 2信号の 積に等しい信号成分のみを出力する第 1及び第 2の負荷抵抗とを有するモノリシック マイクロ波集積回路からなるギルバートミキサで構成されることを特徴とする請求項 5 に記載の短パルスレーダ。
[10] 前記受信部からの出力信号をデジタル信号に変換して前記信号処理部に入力さ せるアナログ/デジタル変換器をさらに具備することを特徴とする請求項 1に記載の 短パノレスレーダ。
[11] 予め決められたスケジュールにしたがって、あるいは、前記信号処理部からの処理 結果に応じて、前記送信部及び前記受信部の少なくとも一方を制御する制御部をさ らに具備することを特徴とする請求項 1に記載の短パルスレーダ。
[12] 送信アンテナを有する送信部と、受信部と、信号処理部とを準備するステップと、 前記送信部を用いて、前記送信アンテナから所定の短パルス波を空間に放射する ステップと、
前記受信部を用いて、前記空間に存在する対象物による反射波を受信処理するス テツプと、
前記信号処理部を用いて、前記受信部からの出力信号に基づいて前記対象物に っレ、ての解析処理を行うステップとを具備し、
前記所定の短パルス波を空間に放射するステップは、
第ェパルス発生部と、第 2パルス発生部と、発振器と、スィッチとを準備するステップ と、
前記第 1パルス発生を用いて、前記短パルス波の幅より長い幅を有する第 1パルス を所定周期で出力するステップと、
前記第 2パルス発生部を用いて、前記第 1パルス発生部が前記第 1パルスを出力し ている期間中で且つ該出力を開始してから所定時間が経過したタイミングに前記短 パルス波の幅に対応した幅の第 2パルスを出力するステップと、
前記発振器を用いて、前記第 1パルス発生部が前記第 1パルスを出力している期 間だけ発振動作させて前記短パルス波の周波数帯の信号を出力させるステップと、 前記スィッチを用いて、前記発振器力もの出力信号を受け、前記第 2パルス発生部 が前記第 2パルスを出力している期間だけオンさせて前記発振器力 の出力信号を 通過させるステップと、
前記スィッチからの出力信号を前記所定の短パルス波として前記空間に放射させ るステップとを有することを特徴とする短ノ^レスレーダの制御方法。
[13] 前記第 1パルスの幅 Tc、前記第 2パルスの幅 Tp及び前記スィッチのアイソレーショ ン Iが、次の関係、
(Tc/Tp) 2≤I
を満たすように設定されていることを特徴とする請求項 12に記載の短パルスレーダの 制御方法。
[14] 前記空間に放射される短パルス波のスペクトラムのメインローブのほぼ全体力 24 . 0乃至 29. OGHzの範囲に入るように、前記発振器の発振周波数及び前記第 2パ ノレスの幅 Tpが設定されていることを特徴とする請求項 12に記載の短パルスレーダの 制御方法。
[15] 前記送信アンテナは、アンテナ素子をキヤビティで囲んだ構造を有し、該キヤビティ の共振周波数が 23. 6乃至 24. OGHzの帯域に入るようにして、該帯域の利得を低 下させていることを特徴とする請求項 14に記載の短パルスレーダの制御方法。
[16] 前記反射波を受信処理するステップは、
受信アンテナと、検波回路と、サンプノレホールド回路とを準備するステップと、 前記受信アンテナを用いて、前記空間に存在する対象物による反射波を受信する ステップと、
前記検波回路を用いて、前記受信アンテナで受信された前記反射波の受信信号 を検波するステップと、
前記サンプノレホールド回路を用いて、前記検波回路によって検波された信号を積 分すると共に、その積分結果を保持するステップとを有し、
前記受信信号を検波するステップは、
分岐回路と、線形乗算器と、低域通過フィルタとを準備するステップと、 前記分岐回路を用いて、前記受信信号を同相で 2分岐して一対の信号を出力する ステップと、
前記線形乗算器を用いて、前記分岐回路からの前記一対の信号を線形乗算する ステップと、
前記低域通過フィルタを用いて、前記線形乗算器によって線形乗算された出力信 号からベースバンド成分を抽出するステップとによって構成されていることを特徴とす る請求項 12に記載の短パルスレーダの制御方法。
[17] 前記反射波を受信処理するステップは、
受信アンテナと、検波回路と、サンプノレホールド回路とを準備するステップと、 前記受信アンテナを用いて、前記空間に存在する対象物による反射波を受信する ステップと、
前記検波回路を用いて、前記受信アンテナで受信された前記反射波の受信信号 を検波するステップと、
前記サンプノレホールド回路を用いて、前記検波回路によって検波された信号を積 分すると共に、その積分結果を保持するステップとを有し、
前記受信信号を検波するステップは、
直交復調器と、低域通過フィルタとを準備するステップと、
前記直交復調器を用いて、前記発振器からの出力信号をローカル信号として、前 記受信信号を直交検波するステップと、
前記低域通過フィルタを用いて、前記直交復調器によって直交検波された出力信 号からベースバンド成分を抽出するステップとによって構成されていることを特徴とす る請求項 12に記載の短パルスレーダの制御方法。
[18] 前記反射波を受信処理するステップは、
受信アンテナと、検波回路と、サンプノレホールド回路とを準備するステップと、 前記受信アンテナを用いて、前記空間に存在する対象物による反射波を受信する ステップと、
前記検波回路を用いて、前記受信アンテナで受信された前記反射波の受信信号 を検波するステップと、
前記サンプノレホールド回路を用いて、前記検波回路によって検波された信号を積 分すると共に、その積分結果を保持するステップとを有し、
前記受信信号を検波するステップは、
可変遅延器と、直交復調器と、低域通過フィルタとを準備するステップと、 前記可変遅延器を用いて、前記発振器からの出力信号を遅延するステップと、 前記直交復調器を用いて、前記可変遅延器からの出力信号をローカル信号として 、前記受信信号を直交検波するステップと、
前記低域通過フィルタを用いて、前記直交復調器によって直交検波された出力信 号からベースバンド成分を抽出するステップとによって構成されていることを特徴とす る請求項 12に記載の短パルスレーダの制御方法。
前記反射波を受信処理するステップは、
受信アンテナと、検波回路と、サンプノレホールド回路とを準備するステップと、 前記受信アンテナを用いて、前記空間に存在する対象物による反射波を受信する ステップと、
前記検波回路を用いて、前記受信アンテナで受信された前記反射波の受信信号 を検波するステップと、
前記サンプノレホールド回路を用いて、前記検波回路によって検波された信号を積 分すると共に、その積分結果を保持するステップとを有し、
前記受信信号を検波するステップは、
電圧制御発振器を含む位相同期ループ回路と、直交復調器と、低域通過フィルタ とを準備するステップと、
前記電圧制御発振器を用いて、前記発振器からの出力信号を参照信号として受け 、該参照信号の周波数が安定している期間には該参照信号に周波数同期した信号 を出力するステップと、
前記位相同期ループ回路を用いて、前記参照信号の周波数が安定している期間 が経過した後には、前記電圧制御発振器の状態を前記参照信号の周波数が安定し ている期間の終了直前の状態に保持するステップと、
前記直交復調器を用いて、前記位相同期ループ回路の前記電圧制御発振器が出 力する前記信号をローカル信号として、前記受信アンテナで受信された前記反射波 の受信信号を直交検波するステップと、
前記低域通過フィルタを用いて、前記直交復調器によって直交検波された出力信 号からベースバンド成分を抽出するステップとによって構成されていることを特徴とす る請求項 12に記載の短パルスレーダの制御方法。 [20] 前記線形乗算器を用いて、前記分岐回路からの前記一対の信号を線形乗算する ステップは、
第 1の差動増幅器と、第 2及び第 3の差動増幅器と、第 1及び第 2の負荷抵抗とを含 むモノリシックマイクロ波集積回路からなるギルバートミキサを準備するステップと、 前記第 1の差動増幅器を用いて、前記一対の信号のうちの第 1信号を差動入力さ せるステップと、
前記第 1の差動増幅器の負荷側に接続される前記第 2及び第 3の差動増幅器を用 いて、前記一対の信号のうちの第 2信号を差動入力させるステップと、
前記第 2及び第 3の差動増幅器の負荷側に接続される前記第 1及び第 2の負荷抵 抗を用いて、前記第 1信号と第 2信号の積に等しい信号成分のみを出力させるステツ プとを有することを特徴とする請求項 16に記載の短パルスレーダの制御方法。
[21] アナログ Zデジタル変換器を準備するステップと、
前記アナログ/デジタル変換器を用いて、前記受信部からの出力信号をデジタル 信号に変換して前記信号処理部に入力させるステップとをさらに具備することを特徴 とする請求項 12に記載の短パルスレーダの制御方法。
[22] 制御部を準備するステップと、
前記制御部を用いて、予め決められたスケジュールにしたがって、あるいは、前記 信号処理部からの処理結果に応じて、前記送信部及び前記受信部の少なくとも一方 を制御するステップとをさらに具備することを特徴とする請求項 12に記載の短ノ^レス レーダの制御方法。
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