WO2007129621A1

WO2007129621A1 - マルチキャリア通信における無線通信基地局装置および無線通信方法

Info

Publication number: WO2007129621A1
Application number: PCT/JP2007/059220
Authority: WO
Inventors: Masaru Fukuoka; Akihiko Nishio
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2006-05-02
Filing date: 2007-04-27
Publication date: 2007-11-15
Anticipated expiration: 2008-11-02
Also published as: JP4964234B2; US7809079B2; JPWO2007129621A1; US20090075700A1; EP2015491A1

Abstract

　マルチキャリア通信においてレピティション技術を用いる場合に、同一シンボル間での相殺による受信電力の低下を抑えて受信特性の劣化を抑えることができる基地局。この基地局（１００）において、レピティション部（１０３）は、変調部（１０２）から入力される各データシンボルを複製（レピティション）して複数の同一データシンボルを作成し、位相回転部（１０６）は、多重部（１０５）から入力されたデータシンボルに対して位相回転を与える。この際、位相回転部（１０６）は、レピティションにより作成された複数の同一シンボルに対し、それら複数の同一シンボルと同一であり、かつ、隣接セルまたは隣接セクタにおいてそれら複数のシンボルと同一時刻および同一周波数にて送信される複数の同一シンボル間における位相回転差と異なる位相回転差をとる位相回転を与える。

Description

明細書

マルチキャリア通信における無線通信基地局装置および無線通信方法技術分野

[0001] 本発明は、マルチキャリア通信における無線通信基地局装置および無線通信方法に関する。

背景技術

[0002] 近年、無線通信、特に移動体通信では、音声以外に画像やデータなどの様々な情報が伝送の対象になつている。今後は、さらに高速な伝送に対する必要性がさらに高まるであろうと予想され、高速伝送を行うために、限られた周波数資源をより効率よく利用して、高、伝送効率を実現する無線伝送技術が求められて、る。

[0003] このような要求に応え得る無線伝送技術の一つに OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)がある。 OFDMは、多数のサブキャリアを用いてデータを並列伝送するマルチキャリア伝送技術であり、高い周波数利用効率、マルチパス環境下のシンボル間干渉低減などの特徴を持ち、伝送効率の向上に有効であることが知られている。

[0004] また、 OFDMは、データが配置される複数のサブキャリアの周波数が互いに直交しているため、マルチキャリア通信の中でも最も周波数利用効率が高ぐまた、比較的簡単なハードウェア構成で実現できる。このため、 OFDMは、セルラ方式移動体通信に採用される通信方法として注目されており、様々な検討が加えられている。また、 OFDMでは、符号間干渉（ISI : IntersymbolInterference)を防止するために、各 OF DMシンボルの先頭にその OFDMシンボルの後端部分をサイクリック ·プリフィクス（ CP : Cyclic Prefix)として付加する。これにより、受信側では、遅延波の遅延時間が C Pの時間長（以下、 CP長という）以内に収まる限り ISIを防止することができる。

[0005] さらに、 OFDMでは、マルチパスに起因する周波数選択性フェージングにより、サブキャリア毎の品質が大きく変動することがある。このような場合、フェージングの谷となる位置のサブキャリアに割り当てられた信号は品質が悪く復調が困難となるため、復調可能となるように品質を向上させる必要がある。 [0006] OFDMにおける品質を向上させるための技術として、レピテイシヨン技術と言われるものがある。レピテイシヨン技術とは、あるシンボルを複製（レビテイシヨン）して複数の同一シンボルを作成し、それら複数の同一シンボルを複数の異なるサブキャリアまたは異なる時刻に割り当てて送信する技術であり、受信側では、それらの同一シンボルを最大比合成することでダイバーシチ利得を得ることができる (例えば、非特許文献 1 参照)。

[0007] 一方、セル間干渉の低減に有効な送信ダイバーシチ技術として、複数のセルの無線通信基地局装置 (以下、基地局と省略する）が互いに同一時刻および同一周波数で同一シンボルを送信するものがある。このような送信を行うと、セル境界付近に位置する無線通信移動局装置 (以下、移動局と省略する）では、複数の基地局からの同一シンボルが混合された状態で受信される。よって、この送信ダイバーシチ技術に O FDMを適用した場合、セル境界付近に位置する移動局では、複数の基地局から同時に送信される複数の同一 OFDMシンボル力 CP長以内の時間差で受信される限り、セル間干渉が発生せず、しかも、それらの OFDMシンボルが合成されて受信電力が増幅された状態で受信されるため、ダイバーシチゲインを得ることができる。

非特許文献 1 :前田，新，岸山，佐和橋、 "下りリンクブロードバンドチャネルにおける OFCDMと OFDMの特性比較"、電子情報通信学会、信学技報 RCS2002-162、 200 2年 8月 (Noriyuki Maeda, Hiroyuki Atarashi, Yoshinisa Kishiyama, Mamoru Sawahash i, 'Performance Comparisons between OFCDM and OFDM in a Forward Link Broad band Channel", TECHNICAL REPORT OF IEICE, RCS2002- 162, 2002-08, pp.95- 100)

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0008] ここで、図 1に示すような移動体通信システムにお!/、て、上記の技術を組み合わせた無線通信を行う場合を考える。つまり、この移動体通信システムでは、セル Aの基地局（BS )およびセル Bの基地局（BS

A B )の双方が互いに同一周波数のサブキャリアからなる同一 OFDMシンボル（OFDMシンボル A, OFDMシンボル B)を同一時刻で移動局（MS)へ送信する。 OFDMシンボル Aおよび OFDMシンボル Bは図 2に示すように共にサブキャリア f 〜f 力らなるものとする。また、基地局 BSおよび基地局 B

1 4 A

Sでは共に、サブキャリア f ，f に同一データシンボル S，S ' (S 'は Sをレピテイシヨン

B 1 3 1 1 1 1

して作成した、 Sと同一のデータシンボル;以下同様）が割り当てられ、サブキャリア f

1 2

，f に同一データシンボル

4 s，

2 s 'が割り当てられるものとする。

2

[0009] この場合において、図 3に示すように、伝搬路におけるチャネル変動の影響により、セル Aにおける S ,S 'とセル Bにおける S ,S 'とが共に逆位相で移動局に受信されると、 S同士および S '同士で互いに相殺されてしまうため、 Sおよび S '双方の受信電力が大きく低下して Sと S 'の合成によるダイバーシチ利得が得られず、その結果受信特性が劣化する。なお、図 3には、セル Bにおける S ,S 'の位相が伝搬路において 180° 回転した場合を示す。

[0010] 本発明の目的は、マルチキャリア通信においてレピテイシヨン技術を用いる場合に、同一シンボル間での相殺による受信電力の低下を抑えて受信特性の劣化を抑えることができる基地局および無線通信方法を提供することである。

課題を解決するための手段

[0011] 本発明の基地局は、複数のサブキャリア力もなるマルチキャリア信号を移動局へ送信する基地局であって、第 1シンボルを複製して複数の同一の第 1シンボルを作成する複製手段と、前記複数の第 1シンボルに対し位相回転を与える位相回転手段と、位相回転後の前記複数の第 1シンボルが前記複数のサブキャリアのいずれかに割り当てられた前記マルチキャリア信号を送信する送信手段と、を具備し、前記位相回転手段は、前記複数の第 1シンボル間における位相回転差を、前記複数の第 1シンポルと同一であり、かつ、隣接セルまたは隣接セクタにおいて前記複数の第 1シンボルと同一時刻および同一周波数にて送信される複数の第 2シンボル間における位相回転差と異ならせる構成を採る。

発明の効果

[0012] 本発明によれば、マルチキャリア通信においてレピテイシヨン技術を用いる場合に、同一シンボル間での相殺による受信電力の低下を抑えて受信特性の劣化を抑えることがでさる。

図面の簡単な説明 [0013] [図 1] 2セルモデルのセル配置を示す図

[図 2]レピテイシヨン後のデータシンボルを示す図

[図 3]チャネル変動の影響を受けたデータシンボルを示す図

[図 4]本発明の一実施の形態に係る基地局のブロック構成図

[図 5]本発明の一実施の形態に係る移動局のブロック構成図

[図 6]本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セル A)

[図 7]本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セル B)

[図 8]本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セル A)

[図 9]本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セル B)

[図 10]本発明の一実施の形態に係るデータシンボルを示す図（セル A)

[図 11]本発明の一実施の形態に係るデータシンボルを示す図（セル B)

[図 12]本発明の一実施の形態に係る受信シンボルを示す図

[図 13]本発明の一実施の形態に係る受信シンボルを示す図

[図 14]本発明の一実施の形態に係る受信シンボルを示す図

[図 15]本発明の一実施の形態に係る受信シンボルを示す図

[図 16]本発明の一実施の形態に係るセル配置を示す図（3セルモデル）

[図 17]本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セル B)

[図 18]本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セル C)

[図 19]本発明の一実施の形態に係るセクタ配置を示す図（3セクタモデル）

[図 20]本発明の一実施の形態に係る基地局のブロック構成図（3セクタモデル）

[図 21]本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セル A)

[図 22]本発明の一実施の形態に係る位相回転の説明図（セル B)

発明を実施するための最良の形態

[0014] 以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

[0015] 本実施の形態では、基地局は、レピテイシヨンにより作成した複数の同一シンボルに対し、それら複数の同一シンボルと同一であり、かつ、隣接セルまたは隣接セクタにおいてそれら複数のシンボルと同一時刻および同一周波数にて送信される複数の同一シンボル間における位相回転差と異なる位相回転差をとる位相回転を与える。 [0016] 図 4に、本実施の形態に係る基地局 100の構成を示す。本実施の形態では、図 1 に示す基地局 BS および基地局 BS は、共に図 4に示す構成を採る。

A B

[0017] 基地局 100において、符号ィ匕部 101は、入力される送信データ (ビット列）に対して符号化処理を行い、変調部 102は、符号化後の送信データに対して QPSKや 16Q AM等の変調方式で変調処理を行ってデータシンボルを生成する。

[0018] レピテイシヨン部 103は、変調部 102から入力される各データシンボルを複製 (レビテイシヨン）して複数の同一データシンボルを作成し、 SZP部（シリアル Zパラレル変換部） 104に出力する。以下の説明では、この複数の同一データシンボルを一単位としてレピテイシヨン単位と、う。

[0019] SZP部 104は、レピテイシヨン部 103から直列に入力されるデータシンボル列を並列に変換して多重部 105に出力する。このシリアル Zパラレル変換により、各データシンボルが、マルチキャリア信号を構成する複数のサブキャリアに割り当てられる。

[0020] 多重部 105は、 SZP部 104から所定数（例えば 1フレーム分）のデータシンボルが入力される度にパイロットシンボルを選択して出力し、データシンボルとパイロットシンボルとを時間多重する。

[0021] 位相回転部 106は、多重部 105から入力されたデータシンボルに対して位相回転を与える。位相回転の詳細については後述する。位相回転後のデータシンボルはそれぞれ IFFT (Inverse Fast Fourier Transform)部 107に出力される。

[0022] IFFT部 107は、パイロットシンボルまたはデータシンボルが割り当てられた複数のサブキャリアに対して IFFTを行ってマルチキャリア信号である OFDMシンボルを得る。

[0023] CP付加部 108は、 OFDMシンボルの後尾部分と同じ信号を OFDMシンボルの先頭に付カ卩して CPを設ける。

[0024] 無線送信部 109は、 CP付加後の OFDMシンボルに対し DZA変換、増幅およびアップコンバート等の送信処理を行ってアンテナ 110から図 5に示す移動局へ送信する。

[0025] 次いで、図 5に、本実施の形態に係る移動局 200の構成を示す。図 1に示す移動局 MSは、図 5に示す構成を採る。 [0026] 移動局 200において、アンテナ 201を介して受信された OFDMシンボルは、無線受信部 202でダウンコンバート、 AZD変換等の受信処理が施された後、 CP除去部 203で CPを取り除力れて、 FFT(Fast Fourier Transform)部 204に入力される。

[0027] FFT部 204は、 OFDMシンボルに対して FFTを行って各サブキャリアに割り当てられて、るシンボルを取り出し、 lOFDM分のシンボルを並列にチャネル補償部 205 に出力する。

[0028] チャネル補償部 205は、受信パイロットシンボルを用いたチャネル推定を行って各サブキャリアのチャネル推定値を算出し、このチャネル推定値に基づ、てデータシンボルのチャネル変動を補償する。この際、チャネル補償部 205は、基地局 100にて与えられた位相回転を考慮したチャネル補償値を算出する。チャネル変動補償後のデータシンボルは lOFDM分並列に PZS部 206に出力される。

[0029] PZS部 206は、チャネル補償部 205から並列に入力されるデータシンボル列を直列に変換して合成部 207に出力する。

[0030] 合成部 207は、データシンボルを、レピテイシヨン単位、すなわち、基地局 100でのレビティションにより作成された同一データシンボル間で合成する。

[0031] なお、チャネル補償部 205および合成部 207の動作の詳細は後述する。

[0032] 合成後のシンボルは、復調部 208で復調され、復号部 209で復号される。これにより、受信データが得られる。

[0033] 次いで、基地局 100の位相回転部 106で与えられる位相回転の詳細、および、移動局 200のチャネル補償部 205および合成部 207の動作の詳細について説明する

[0034] まず、図 1に示すように、セル Aに隣接するセルがセル Bの 1つである場合について説明する。以下の説明では、上記同様、 OFDMシンボル Aおよび OFDMシンボル B は共にサブキャリア f 〜f 力もなるものとする。また、セル Aの基地局（BS )およびセ

1 4 A ル Bの基地局（BS )では共に、サブキャリア f ,f に同一データシンボル S ,S 'が割り

B 1 3 1 1 当てられ、サブキャリア f データシンボル

2 ,f に同一

4 s 'が割り当てられるものとする

2 ,s 2

。そして、基地局 BS および基地局 BSの双方が互いに同一周波数のサブキャリア

A B

からなる同一 OFDMシンボル（OFDMシンボル A, OFDMシンボル B)を同一 0寺刻で移動局（MS)へ送信する。なお、目し

た説明を行うが、データシンボル S ,S 'についても本発明を同様にして実施すること

2 2

ができる。

[0035] 基地局 BSでは、図 6に示すように、同一データシンボル S ,S 'に対し、位相回転

A 1 1 角度 Φ , φ の位相回転を与える。よって、セル Aにおける Sと S 'との間の位相回

A1 A3 1 1 転差は Φ Φ — Φ

A A3 A1となる。

[0036] 一方、基地局 BSでは、図 7に示すように、同一データシンボル S ,S 'に対し、位相

B 1 1

回転角度 Φ , φ の位相回転を与える。よって、セル Bにおける Sと S 'との間の位

Bl B3 1 1

相回転差は Δ φ = φ — φ となる。

Β Β3 B1

[0037] そして、本発明では、 Δ ≠ Δ とする。つまり、本発明では、セル Αでのデータ

A B

シンボル S -S '間における位相回転差 Δ φ と、セル Aに隣接するセル Bでのデー

1 1 A

タシンボル S — S '間における位相回転差 Δ φ とが互いに異なる。

1 1 B

[0038] 例えば、図 8,図 9に示すように、 φ =0° , =0° として Δ φ =0° とするとと

A1 A3 A

もに、 φ =0° , φ = 180° として Δ φ = 180° とする。よって、セル Αで基地局

Bl B3 B

BS力送信される OFDMシンボル Aに含まれる S ，S 'は図 10に示すようになり、セ

A 1 1

ル Bで基地局 BS力送信される OFDMシンボル Bに含まれる S ，S 'は図 11に示す

B 1 1

ようになる。そして、このような位相回転が与えられた S ,S 'を含む OFDMシンボル A および OFDMシンボル B力移動局 MSにより受信される。

[0039] 図 12に、移動局 MSの受信シンボルを示す。サブキャリア f 〜f により受信されるデ

1 4

ータシンボルを R 〜Rとする。ここでは、 S ，S 'が割り当てられたサブキャリア f ，f に

1 4 1 1 1 3 より受信される R ,R

1 3に着目して説明する。また、以下の説明では、セル Aにおけるサブキャリア f でのチヤネノレ変動を h 、セル Aにおけるサブキャリア f でのチヤネノレ変

1 A1 3

動を h 、セル Bにおけるサブキャリア f でのチャネル変動を h 、セル Bにおけるサブ

A3 1 B1

キャリア f でのチャネル変動を h とする。また、サブキャリア f と f との間の周波数間

3 B3 1 3 隔は狭ぐこれらのサブキャリアがコヒーレント帯域幅内にあるとすると、サブキャリア f と f とでは伝搬路の周波数特性が一様であり、よって、 h =h 、 h =h みなすこ

3 Al A3 Bl B3 とができる。また、サブキャリア f と f がコヒーレント帯域幅内にあるとすると、基地局 B

1 3

Sで与えられた Δ φ および基地局 BSで与えられた Δ φ は移動局 MSに至るまで

A B B そのまま維持される。

[0040] 以下、（l) h =h = 90° ,h =h = 180° 、 (2) h =h = 90° ,h =h =

Al A3 Bl B3 Al A3 Bl B3

270° 、 (3) h =h =45° ,h =h = 90° の 3つの場合を想定して説明する。

A1 A3 Bl B3

[0041] (l) h =h = 90° ,h =h = 180° の場合（図 13A〜H)

Al A3 Bl B3

h = 90° ,h = 180° であるため、セル Aの S (図 10)の位相が伝搬路において

Al Bl 1

90° 回転し、セル Bの S (図 11)の位相が伝搬路において 180° 回転する。よって、セル Aの Sとセル Bの Sが伝搬路において合成された結果、受信シンボル Rは図 1 3Aに示すようになる。

[0042] また、 h = 90° ,h = 180° であるため、セル Aの S ' (図 10)の位相が伝搬路に

A3 B3 1

おいて 90° 回転し、セル Bの S ' (図 11)の位相が伝搬路において 180° 回転する。よって、セル Aの S 'とセル Bの S 'が伝搬路において合成された結果、受信シンボル Rは図 13Bに示すようになる。

3

[0043] 一方、チャネル補償部 205でのチャネル推定の結果得られるチャネル推定値は、図 13C,Dに示すように、 h =h = 90° ,h =h = 180° となる。

Al A3 Bl B3

[0044] ここで、チャネル補償部 205は、 φ = 180° であることに対応させて、図 13Eに示

B3

すように、図 13Dの h の位相を 180° 戻す処理を行う。この処理により h =0。とな

B3 B3 る。

[0045] 次いで、チャネル補償部 205は、セル Aの Sとセル Bの Sとが合成されてなる R用のチャネル推定値を求めるために、図 13Fに示すように、 h と h とを合成してサブ

Al B1

キャリア f での合成チャネル推定値 hを求める。よって、 h = 135° となる。同様に、チャネル補償部 205は、セル Aの S 'とセル Bの S 'とが合成されてなる R用のチヤネ

1 1 3 ル推定値を求めるために、図 13Gに示すように、 h と位相を戻した後の h とを合成

A3 B3 してサブキャリア f での合成チャネル推定値 hを求める。よって、 h =45° となる。

3 3 3

[0046] 次いで、チャネル補償部 205は、図 13Hに示すように、 hに基づいて Rのチャネル変動を補償し、 hに基づいて Rのチャネル変動を補償する。つまり、チャネル補償部

3 3

205は、 Rの位相を 135° 戻すとともに、 Rの位相を 45° 戻す処理を行う。

1 3

[0047] そして、合成部 207は、図 13Hに示すように、チャネル変動補償後の Rおよび Rを

1 3 合成し、合成後シンボル R +Rを得る。

1 3 [0048] このように、 Δ φ =0° , Δ φ = 180° とすることにより、セル Αにおける S ,S 'とセ

[0049] (2) h =h = 90° ,h =h = 270° の場合（図 14A〜H)

Al A3 Bl B3

h = 90° ,h = 270° であるため、セル Aの S (図 10)の位相が伝搬路において

Al Bl 1

90° 回転し、セル Bの S (図 11)の位相が伝搬路において 270° 回転する。よって、セル Aの Sとセル Bの Sが伝搬路において合成された結果、受信シンボル Rは図 1 4Aに示すようにゼロになる。

[0050] また、 h = 90° ,h = 270° であるため、セル Aの S ' (図 10)の位相が伝搬路に

A3 B3 1

おいて 90° 回転し、セル Bの S ' (図 11)の位相が伝搬路において 270° 回転する。よって、セル Aの S 'とセル Bの S 'が伝搬路において合成された結果、受信シンボル Rは図 14Bに示すようになる。

3

[0051] 一方、チャネル補償部 205でのチャネル推定の結果得られるチャネル推定値は、図 14C,Dに示すように、 h =h = 90° ,h =h = 270° となる。

Al A3 Bl B3

[0052] ここで、チャネル補償部 205は、 φ = 180° であることに対応させて、図 14Eに示

B3

すように、図 14Dの h の位相を 180° 戻す処理を行う。この処理により h = 90° と

B3 B3 なる。

[0053] 次いで、チャネル補償部 205は、セル Aの Sとセル Bの Sとが合成されてなる R用のチャネル推定値を求めるために、図 14Fに示すように、 h と h とを合成してサブ

Al B1

キャリア f での合成チャネル推定値 hを求める。よって、 hはゼロとなる。同様に、チャネル補償部 205は、セル Aの S 'とセル Bの S 'とが合成されてなる R用のチャネル

1 1 3

推定値を求めるために、図 14Gに示すように、 h と位相を戻した後の h とを合成し

A3 B3 てサブキャリア f での合成チャネル推定値 hを求める。よって、 h = 90° となる。

3 3 3

[0054] 次いで、チャネル補償部 205は、図 14Hに示すように、 hに基づいて Rのチャネル変動を補償し、 hに基づいて Rのチャネル変動を補償する。ここでは Rがゼロである

3 3 1

ため、チャネル補償部 205では、 Rの位相を 90° 戻す処理のみが行われる。

3

[0055] そして、合成部 207は、図 14Hに示すように、チャネル変動補償後の Rおよび Rを

1 3 合成し、合成後シンボル R +Rを得る。ここでは Rがゼロであるため、合成後シンポ

1 3 1

ルとして Rが得られる。

3 [0056] このように、 Δ φ =0° , Δ φ = 180° とすることにより、上記（1)の場合同様、セ

A B

ル Aにおける S ,S 'とセル Bにおける S ,S 'とが共に逆位相で移動局 MSに受信されることを防止できる。

[0057] (3) h =h =45° ,h =h = 90° の場合（図 15A〜H)

Al A3 Bl B3

h =45° ,h = 90° であるため、セル Aの S (図 10)の位相が伝搬路において 4

Al Bl 1

5° 回転し、セル Bの S (図 11)の位相が伝搬路において 90° 回転する。よって、セル Aの Sとセル Bの Sが伝搬路において合成された結果、受信シンボル Rは図 15A に示すようになる。

[0058] また、 h =45° ,h = 90° であるため、セル Aの S ' (図 10)の位相が伝搬路にお

A3 B3 1

いて 45° 回転し、セル Bの S ' (図 11)の位相が伝搬路において 90° 回転する。よつて、セル Aの S 'とセル Bの S 'が伝搬路において合成された結果、受信シンボル R

1 1 3 は図 15Bに示すようになる。

[0059] 一方、チャネル補償部 205でのチャネル推定の結果得られるチャネル推定値は、図 15C,Dに示すように、 h =h =45° ,h =h = 90° となる。

Al A3 Bl B3

[0060] ここで、チャネル補償部 205は、 φ = 180° であることに対応させて、図 15Eに示

B3

すように、図 15Dの h の位相を 180° 戻す処理を行う。この処理により h = 270°

B3 B3 となる。

[0061] 次いで、チャネル補償部 205は、セル Aの Sとセル Bの Sとが合成されてなる R用のチャネル推定値を求めるために、図 15Fに示すように、 h と h とを合成してサブ

Al B1

キャリア f での合成チャネル推定値 hを求める。よって、 h =67.5° となる。同様に、チャネル補償部 205は、セル Aの S 'とセル Bの S 'とが合成されてなる R用のチヤネ

1 1 3 ル推定値を求めるために、図 15Gに示すように、 h と位相を戻した後の h とを合成

A3 B3 してサブキャリア f での合成チャネル推定値 hを求める。よって、 h = 337.5° となる

3 3 3

[0062] 次いで、チャネル補償部 205は、図 15Hに示すように、 hに基づいて Rのチャネル変動を補償し、 hに基づいて Rのチャネル変動を補償する。つまり、チャネル補償部

3 3

205は、 Rの位相を 66.5° 戻すとともに、 Rの位相を 337.5° 戻す処理を行う。

1 3

[0063] そして、合成部 207は、図 15Hに示すように、チャネル変動補償後の Rおよび Rを合成し、合成後シンボル R +Rを得る。

1 3

[0064] このように、 Δ φ =0° ，Δ φ = 180。とすることにより、上記（1)および（2)の場

A B

合同様、セル Aにおける S ,S 'とセル Bにおける S ,S 'とが共に逆位相で移動局 MS に受信されることを防止できる。

[0065] 以上の説明から分かるように、 Δ φ ≠ Δ φ とすることにより、 S ,S 'が伝搬路にお

A B 1 1

いて如何なる位相変動を受けた場合でも、移動局において Rおよび R双方の受信

1 3

電力がゼロとなって Rおよび Rが共に失われてしまうことを防止できるともに、 Sと S

1 3 1 1

'の合成によるダイバーシチ利得が得られ、その結果、受信特性の劣化を抑えることができる。

[0066] ここで、 S同士および S '同士での相殺による受信特性の劣化を最小限に抑えるために、隣接セル間において位相回転差の差をできる限り大きくすることが好ましい。

[0067] 例えば、図 1に示すような 2セルモデルの場合は、上記のように、セル Aにおける位相回転差 Δ φ とセル Βにおける位相回転差 Δ φ との差を 180° とするのが好まし

A B

い。

[0068] また、図 16に示すような 3セルモデルの場合は、セル Aにおける位相回転差 Δ φ

A

とセル Bにおける位相回転差 Δ φ とセル Cにおける位相回転差 Δ φ との差を、互

B C

いに 120° とするのが好ましい。このため、例えば、セル Αにおいて図 8に示すような位相回転（φ =0° , =0° として Δ φ =0° )を与えた場合は、セル Βでは図

A1 A3 A

17〖こ示すよう〖こ φ =0° , φ = 120° として Δ φ = 120° とするととも〖こ、セノレ C

Bl Β3 Β

では図 18に示すように φ =0° , φ = 240° として Δ φ = 240° とするのが好ま

Cl C3 C

しい。

[0069] このように、本実施の形態では、互いに隣接するセルの各基地局では、 S— S '間の位相回転差を隣接セル数に応じた値とする。例えば、図 1に示すような 2セルモデルの場合、セル Αに対する隣接セルはセル Βの 1つであり、また、図 16に示すような 3 セルモデルの場合、ある 1つのセルに対する隣接セルは互いに 2つであるので、各基地局では、式（1)に従った位相回転差 Δ φをとる位相回転 φ , を S ,S 'に与える

1 3 1 1

。例えば、 2セルモデルの場合、式（1)における nを η=0，1と変化させ、基地局 BS

A

では n=0とした場合の位相回転差 Δ φ をとる位相回転 φ , を S ,S 'に与え、

A A1 A3 1 1 基地局 BSでは n= lとした場合の位相回転差 Δ φ をとる位相回転 φ , を S ,S

B B Bl B3 1 ェ 'に与える。また、 3セルモデルの場合、式（1)における nを n=0,l,2と変化させ、基地局 BSでは n=0とした場合の位相回転差 Δ φ をとる位相回転 φ , を S ,S '

A A Al A3 1 1 に与え、基地局 BSでは n= 1とした場合の位相回転差 Δ φ をとる位相回転 φ , φ

B B B1 を S ,S 'に与え、基地局 BSでは n= 2とした場合の位相回転差 Δ φ をとる位相

Β3 1 1 C C

回転 φ , φ を

CI C3 s，

1 s，に与える。

1

位相回転差 = n X (360° Z (隣接セル数 + 1) ) 但し、 nは整数 …ひ） [0070] なお、上記説明では、本発明を隣接セル間で実施する場合について説明したが、同一セル内の隣接セクタ間においても上記同様にして本発明を実施することができる。例えば、図 19に示すような 3セクタモデルの場合は、図 16に示す 3セルモデルの場合と同様にして本発明を実施することができる。すなわち、上記説明において、セル Aをセクタ A、セル Bをセクタ B、セル Cをセクタ Cとみなすことで、上記同様にして本発明を実施することができる。但し、隣接セクタ間において本発明を実施する場合は、図 19に示す基地局 BSでは、 S— S '間の位相回転差を 1セル内のセクタ数に応じた値とする。つまり、基地局 BSでは、式（2)に従った位相回転差 Δ φをとる位相回転 φ , φ を各セクタにおいて S ,S 'に与える。具体的には、図 19に示すような 3セクタモデルの場合、 1セル内のセクタ数は' 3，であるので、式（2)における nを n=0, l,2と変化させ、セクタ Aでは n=0とした場合の位相回転差 Δ φ をとる位相回転 φ , φ

A Al A3 を S ,S 'に与え、セクタ Bでは n= lとした場合の位相回転差 Δ φ をとる位相回転 φ

1 1 Β Β

, φ を S ,S 'に与え、セクタ Cでは n= 2とした場合の位相回転差 Δ φ をとる位相

1 B3 1 1 C

回転 φ , φ を s ,s 'に与える。このようにすることで、隣接セクタ間において位相回

CI C3 1 1

転差の差をできる限り大きくして、 S同士および S '同士での相殺による受信特性の劣化を最小限に抑えることができる。

位相回転差 = n X (360° Zlセル内のセクタ数）但し、 nは整数 ·'·（2) [0071] また、図 19の基地局 BSの構成を基地局 300として図 20に示す。基地局 300は、互ヽに同一の構成を採るセクタ Α用装置 100— A、セクタ B用装置 100— Bおよびセクタ C用装置 100— Cを備える。セクタ A用装置 100— A、セクタ B用装置 100— Bおよびセクタ C用装置 100— Cはそれぞれ、図 4に示す基地局 100と同一の構成を採り、同一の送信データが入力される。

[0072] 以上、本発明の実施の形態について説明した。

[0073] なお、基地局での S ,S 'に対する位相回転の付与は、 S ,S 'に Θ^{ϋ θ )}を乗算することによって行ってもよい。例えば、セル Αにおける位相回転差を Δ φ =0、セル Bにお

A

ける位相回転差を Δ φ =^^{π )}とし、 Δ φ と Δ φ との差を _Θ ^{ϋπ )}(すなわち 180° )とす

B A B

る場合、セル Aでは図 21に示すように S ,S 'に _Θ ^{ϋπ /4)}を乗算し、セル Bでは図 22に示すように Sに ^{π /4)}を乗算するとともに S 'に _e ^{G7 it /4)}を乗算する。また、この乗算による位相回転の付与を、の系列力もなる各セル固有または各セクタ固有のスクランプリング系列の乗算によって行ってもよい。また、の系列からなる各セル固有または各セクタ固有のスクランプリング系列が予め定められており変更できない場合には、所望の位相回転差を得られるようにスクランプリング系列に合わせてデータシンポルの配置を替えてスクランプリング系列の乗算を行ってもよい。また、 S ,S 'にすでにスクランプリング系列が乗算されている場合に、さらに _Θ ^{ϋ θ )}を S ,S 'に乗算して位相回転を与えてもよい。

[0074] また、各データシンボルに与える位相回転量は基地局および移動局の双方で予め既知であってもよぐまた、基地局力移動局へ通知するようにしてもよい。例えば、 O FDMシンボルの送信の都度、制御情報として通知するように、てもよ!/、。

[0075] また、上記説明では、レピテイシヨン部 103におけるレピテイシヨン'ファクター (RF) を RF = 2として同一データシンボルが 2個ずつ得られる場合を一例に挙げて説明した力本発明は RF = 2に限定されるものではなぐ RF = 3以上の場合にも適用できるものである。

[0076] また、上記説明では本発明を下り回線に適用する場合について説明した力本発明を上り回線に適用することもできる。例えば、移動局が複数の送信装置を備え、それら複数の送信装置が上記基地局 100,300と同様の処理を行い、基地局が上記移動局 200と同様の処理を行うことにより、本発明を上り回線に適用することができる。

[0077] また、上記説明では、セル Aのパイロットからセル Aのチャネル推定値を求め、セル Bのパイロットからセル Bのチャネル推定値を求めた後、それらのチャネル推定値を合成して合成チャネル推定値を求める場合について説明したが、以下の方法により合成チャネル推定値を求めてもよい。すなわち、基地局が、セル Aのパイロットおよびセル Bのパイロットにデータシンボルと同じ角度の位相回転を与え、それらのパイロットを同一時刻および同一周波数で移動局へ送信し、移動局が、伝搬路において合成された受信ノィロットから直接合成チャネル推定値を求めてもよい。

[0078] また、上記説明では、周波数軸上 (周波数領域）に配置されたシンボルにつ、て本発明を実施する場合について説明したが、時間軸上 (時間領域）に配置されたシンボルについても上記同様にして本発明を実施可能である。

[0079] また、上記説明では、マルチキャリア通信の一例として OFDMを挙げた力本発明は OFDM以外のマルチキャリア通信においても実施可能である。

[0080] また、基地局は Node B、移動局は UE、サブキャリアはトーンと称されることがある。

また、 CPは、ガードインターバル（Guard Interval ;GI)と称されることもある。

[0081] また、上記実施の形態では、本発明をノヽードウエアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。

[0082] また、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路である LSIとして実現される。これらは個別に 1チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように 1チップィ匕されてもよい。ここでは、 LSIとした力集積度の違いにより、 I C、システム LSI、スーパー LSI、ゥノレトラ LSIと呼称されることもある。

[0083] また、集積回路化の手法は LSIに限るものではなぐ専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。 LSI製造後に、プログラムすることが可能な FPGA (Field Progra mmable Gate Array)や、 LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギユラブル'プロセッサーを利用してもよい。

[0084] さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術により LSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積ィ匕を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

[0085] 2006年 5月 2日出願の特願 2006— 128258の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。

産業上の利用可能性

[0086] 本発明は、移動体通信システム等に適用することができる。

Claims

請求の範囲

[1] 複数のサブキャリア力なるマルチキャリア信号を無線通信移動局装置へ送信する無線通信基地局装置であって、

第 1シンボルを複製して複数の同一の第 1シンボルを作成する複製手段と、前記複数の第 1シンボルに対し位相回転を与える位相回転手段と、

位相回転後の前記複数の第 1シンボルが前記複数のサブキャリアのいずれかに割り当てられた前記マルチキャリア信号を送信する送信手段と、を具備し、

前記位相回転手段は、前記複数の第 1シンボル間における位相回転差を、前記複数の第 1シンボルと同一であり、かつ、隣接セルまたは隣接セクタにおいて前記複数の第 1シンボルと同一時刻および同一周波数にて送信される複数の第 2シンボル間における位相回転差と異ならせる、

無線通信基地局装置。

[2] 前記位相回転手段は、隣接セル数または隣接セクタ数に応じた位相回転差をとる位相回転を与える、

請求項 1記載の無線通信基地局装置。

[3] 前記位相回転手段は、 n X (360° Z (隣接セル数 + 1) )の位相回転差、または、 n

X (360° Zlセル内のセクタ数)の位相回転差 (但し、 nは整数)をとる位相回転を与える、

請求項 1記載の無線通信基地局装置。

[4] 前記位相回転手段は、前記複数の第 2シンボル間における位相回転差と異なる位相回転差をとる位相回転を前記複数の第 1シンボルに与えるスクランプリングコードを前記複数の第 1シンボルに乗算して前記複数の第 1シンボル間における位相回転差を前記複数の第 2シンボル間における位相回転差と異ならせる、

請求項 1記載の無線通信基地局装置。

[5] 複数のセル間または複数のセクタ間で同一時刻および同一周波数にて同一シンポルが送信される無線通信システムに用いられる無線通信方法であって、

第 1セルまたは第 1セクタでの複数の前記同一シンボル間における位相回転差を、前記第 1セルと隣接する第 2セルまたは前記第 1セクタと隣接する第 2セクタでの複数の前記同一シンボル間における位相回転差と異ならせる、無線通信方法。