WO2007138791A1 - アナログ絶縁マルチプレクサ - Google Patents

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Definitions

  • the present invention relates to an analog isolation multiplexer used for collecting analog signals by removing the influence of a signal source ground.
  • analog signal collectors In order to eliminate the influence of the signal source ground and collect analog signals at low cost, analog signal collectors using analog isolation multiplexers that isolate each point of the analog signal from the ground have been used. I'm being beaten.
  • FIG. 6 is a configuration diagram of an analog signal acquisition device in which a conventional analog isolation multiplexer is mounted.
  • FIG. 7 is a circuit configuration diagram of a conventional analog isolation multiplexer. In the analog isolation multiplexer shown in Fig. 7, analog signal is input with the FET switch FET2 (corresponding to the second switching element) in order to input the analog signal isolated from the ground. It is necessary to cover the next side.
  • FET switch FET2 corresponding to the second switching element
  • Patent Document 1 discloses various configurations of the FET switch FET2 on the primary side of the analog signal isolation transformer T2, and also shows that the drive isolation transformer T1 is pulse-driven.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Publication No. 60-10449
  • Patent Document 2 JP-A 63-158911
  • the conventional techniques have the following problems.
  • Conventional analog isolation multiplexer In Lexa the drive isolation transformer is a method of driving a constant noise voltage. Therefore, when trying to reduce the size of the transformer, the sag becomes large, or the transformer may become magnetically saturated at high temperatures, and analog data may not be collected normally.
  • FIG. 8 is a diagram showing a time waveform of the secondary side voltage V2 of the drive isolation transformer T1 in the conventional analog isolation multiplexer. Due to the miniaturization of the transformer, at the start of driving, the FET switch has enough voltage to exceed the threshold voltage Vth of FET2. However, in the second half of the drive, the voltage drops due to the sag and cannot exceed Vth, and the FET switch FET2 cannot be turned on.
  • a method of shortening the drive time is difficult to apply in analog multiplexers because drive pulses are often performed at regular intervals. If the drive time is shortened, the pulse width of the analog signal output from the multiplexer is narrowed, so that the response time of the connected amplifier is insufficient and settling is not sufficient, or the sample hold in the subsequent stage cannot respond. This causes a problem.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems. It is an object of the present invention to obtain an analog insulation multiplexer having a wide operating temperature range without causing magnetic saturation even when a small or ultra-small transformer is used. Objective.
  • the analog isolation multiplexer includes a first switching element that generates a drive control signal by switching according to an external signal, and the drive control signal is applied to the primary side via the first resistor.
  • Isolated drive transformer that outputs the isolated drive control signal to the secondary side, and second switching that generates the chobbing analog signal by checking the analog signal input according to the isolated drive control signal
  • the primary side of a drive isolation transformer in an analog isolation multiplexer comprising an element and an analog signal isolation transformer that outputs a choking analog signal to the secondary side and outputs an isolated choving analog signal to the secondary side.
  • a second resistor with one end connected between the first resistor and the first resistor, and one end grounded and the other end in series with the second resistor
  • a secondary side output adjusting circuit having a connection to a capacitor.
  • a secondary-side output adjustment circuit including a series circuit of a resistor and a capacitor is provided, and the element value of the secondary-side output adjustment circuit is designed to a desired value, so that the drive isolation transformer The voltage waveform on the secondary side can be made closer to the desired shape, and even when a small or ultra-small transformer is used, magnetic saturation does not occur and an analog isolation multiplexer with a wide operating temperature range can be obtained.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of an analog isolation multiplexer according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a time waveform of a secondary side voltage of the drive insulating transformer according to the first exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a configuration diagram of an analog isolation multiplexer according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a configuration diagram of an analog isolation multiplexer according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of an analog isolation multiplexer according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a configuration diagram of an analog signal acquisition device equipped with a conventional analog isolation multiplexer.
  • FIG. 7 is a circuit configuration diagram of a conventional analog isolation multiplexer.
  • FIG. 8 is a diagram showing a time waveform of a secondary side voltage of a drive isolation transformer in a conventional analog isolation multiplexer.
  • the analog isolation multiplexer of the present invention includes a secondary side output adjustment circuit, so that the secondary side voltage of the drive isolation transformer for choking the analog signal input is thresholded according to the ONZOFF period of the control signal from the outside. This ensures a sufficient period of time exceeding the voltage and allows the backswing to converge faster.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of an analog isolation multiplexer according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the analog isolation multiplexer in Fig. 1 is composed of drive isolation transformer Tl, analog signal isolation transformer ⁇ 2, field effect transistors FET1, FET2, resistors R1 to R3, diode Dl, and capacitor C1.
  • the field effect transistor FET1 corresponds to a first switching element
  • the field effect transistor FET2 corresponds to a second switching element
  • the resistors R1 to R3 correspond to the first resistor to the third resistor, respectively.
  • An external force control signal output from the digital element is applied from the signal line L1 to the gate of FET1.
  • the FET 1 performs a switching operation according to the ONZOFF period of the external control signal, and as a result, a drive control signal is obtained on the signal line L2.
  • the power supply voltage Vc is charged in the capacitor C1, and the capacitor C1 is considered to be a battery having a voltage Vc within a sufficiently short time immediately after the FET1 is turned ON.
  • the primary winding of the drive isolation transformer T1 has almost no large current in a transient state immediately after FET1 is turned on. Therefore, the voltage V of the signal line L2 connected to the drive isolation transformer T1 is immediately after turning on FET1.
  • a voltage force substantially the same as the voltage of the signal line L2 appears as the voltage on the secondary side of the drive isolation transformer T1, and has the waveform shown in FIG.
  • an external force that reduces the influence of sag which is a problem in the prior art, is reduced. It is possible to keep V2 above Vth for a sufficient time Tdrv according to the ON period of the control signal.
  • the voltage waveform on the secondary side of the drive isolation transformer is externally applied. It can be brought close to a desired shape according to the control signal. As a result, even when a small or ultra-small transformer is used as the drive insulation transformer, an analog insulation multiplexer with a wide operating temperature range can be obtained without causing magnetic saturation.
  • FIG. 3 is a configuration diagram of the analog isolation multiplexer according to the second embodiment of the present invention.
  • the configuration of FIG. 3 in the second embodiment is different from the configuration of FIG. 1 in the first embodiment in the internal configuration of the secondary side output adjustment circuit 10.
  • the number of diodes is only one of D1 in FIG. 1, but is composed of two of Dl and D2 in FIG.
  • the basic operation is the same as in the first embodiment. That is, at the moment FET1 is turned on, the power supply voltage Vc is charged to the capacitor C1, and within a sufficiently short time immediately after the FET1 is turned on, the capacitor C1 is considered to be a battery with the voltage Vc. This is the same as Form 1.
  • the value of Vs can be set to a voltage exceeding the threshold voltage Vth of FET2 by adjusting the values of R1 and R2.
  • the V voltage at the time of transition is lowered by V compared to the first embodiment, so the value of R2
  • the same effect as in the first embodiment can be obtained also by connecting two or more diodes of the secondary side output adjustment circuit in series. be able to. Furthermore, the design freedom of the resistance value can be increased by increasing the number of diodes.
  • FIG. 4 is a configuration diagram of the analog isolation multiplexer according to the third embodiment of the present invention.
  • the configuration of FIG. 4 in the third embodiment is the same as the configuration of FIG. 1 in the first embodiment.
  • the internal configuration of the secondary output adjustment circuit 10 is different. Specifically, instead of the diode D1 in FIG. 1, a FET3 corresponding to a third switching element, a resistor R6, and a capacitor C2 are provided.
  • the basic configuration other than the secondary output adjustment circuit 10 is the same as in FIG.
  • the external force control signal output from the digital element is applied to the gates of the signal line L 1 force FET1 and FET3.
  • this control signal is “H”
  • both FET1 and FET3 Is turned on.
  • FET3 is turned on, capacitor C1 is connected, and a time constant circuit of C1 and (R1 + R2) is the same as in the first embodiment.
  • the power supply voltage Vc is charged in the capacitor C1, and the capacitor C1 is considered to be a battery of voltage Vc within a sufficiently short time immediately after the FET1 is turned on. .
  • the primary winding of the drive isolation transformer T1 has a large impedance and almost no current flows in a transient state immediately after the FET1 is turned on. Therefore, the voltage V of the signal line L2 connected to the drive isolation transformer T1 is actually 2 immediately after turning on FET1.
  • the same effect as that of the first embodiment can be obtained by using the third switching element instead of the diode in the secondary output adjustment circuit.
  • An effect can be obtained.
  • the element value in the secondary output adjustment circuit can be designed without considering the forward voltage drop due to the diode.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of an analog isolation multiplexer according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the configuration of FIG. 5 in the fourth embodiment is different from the configuration of FIG. 1 in the first embodiment in the internal configuration of the secondary side output adjustment circuit 10.
  • Figure 1 A resistor R4 corresponding to the fourth resistor is provided instead of eliminating the diode Dl and the resistor R3 in FIG.
  • the basic configuration other than the secondary output adjustment circuit 10 is the same as in FIG.
  • the external force control signal output from the digital element is applied to the gate of the signal line L 1 force FET 1.
  • this control signal is “H”
  • FET 1 is turned ON.
  • capacitor C1 is connected, and a time constant circuit of C1 and (R1 + R2) is the same as in the first embodiment.
  • a resistor R4 corresponding to the fourth resistor is further inserted on the primary side of the drive isolation transformer T1.
  • the configuration is as follows. In other words, the resistor R2 as the fourth resistor is added between the transformer primary winding and C1, and the backswing when the digital element is turned off is suppressed.
  • the fourth resistor is used for the ON period of the control signal from the outside.
  • the same effect as in the first embodiment can be obtained.
  • the convergence of the backswing is inferior to that when a diode or a third switching element is used, but the circuit configuration is simplified and Swing can be suppressed.

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Abstract

　小型のトランスを用いた場合でも磁気飽和を起こさず、使用温度範囲の広いアナログ絶縁マルチプレクサを得る。外部信号に応じてドライブ制御信号を生成する第１のスイッチング素子ＦＥＴ１と、ドライブ制御信号が第１の抵抗Ｒ１を介して１次側に印加され、絶縁されたドライブ制御信号を２次側に出力するドライブ用絶縁トランスＴ１と、絶縁されたドライブ制御信号に応じてアナログ信号入力をチョッピングする第２のスイッチング素子ＦＥＴ２と、絶縁されたチョッピングアナログ信号を２次側に出力するアナログ信号絶縁トランスＴ２とを備え、ドライブ用絶縁トランスＴ１の一次側に、第１の抵抗Ｒ１と並列接続された第２の抵抗Ｒ２と、一端が接地され他端が第２の抵抗に直列接続されたコンデンサＣ１とを有する２次側出力調整回路１０をさらに備える。

Description

アナログ絶縁マルチプレクサ
技術分野
[0001] 本発明は、信号源のグランドの影響を除去してアナログ信号を収集するために用い られるアナログ絶縁マルチプレクサに関する。
背景技術
[0002] 信号源のグランドの影響を除去し、かつ低コストにアナログ信号を収集するために、 アナログ信号の各点をグランドと絶縁したアナログ絶縁マルチプレクサを用いたアナ ログ信号収集装置が従来から用いられて ヽる。
[0003] 図 6は、従来のアナログ絶縁マルチプレクサを実装したアナログ信号収集装置の構 成図である。また、図 7は、従来のアナログ絶縁マルチプレクサの回路構成図である 。図 7に示すアナログ絶縁マルチプレクサにおいて、アナログ信号をグランドと絶縁し て入力するために、アナログ信号を FETスィッチ FET2 (第 2のスイッチング素子に相 当）でチヨツバしたものをアナログ信号絶縁トランス T2の 1次側にカ卩える必要がある。
[0004] 従って、 FETスィッチ FET2をドライブするために、ドライブ用絶縁トランス T1の 1次 側を別の FETスィッチ FET1 (第 1のスイッチング素子に相当）により電流の入り切り を制御する方法がとられていた (例えば、特許文献 1参照)。特許文献 1には、アナ口 グ信号絶縁トランス T2の 1次側の FETスィッチ FET2の各種構成が示されているとと もに、ドライブ用絶縁トランス T1をパルス駆動することが示されている。
[0005] また、ドライブ用絶縁トランス T1をドライブする回路としては、ダイオードおよびコィ ルを組み合わせることによって、ドライブ時間をデータに応じて減らしてサグを減らす 方法が提案されている (例えば、特許文献 2参照)。
[0006] 特許文献 1：特公昭 60-10449号公報
特許文献 2 :特開昭 63-158911号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0007] し力しながら、従来技術には次のような課題がある。従来のアナログ絶縁マルチプ レクサでは、ドライブ用絶縁トランスは、一定のノ ルス電圧をドライブする方法である。 そのため、トランスを小型化しょうとするとサグが大きくなる、あるいは高温時にトランス が磁気飽和を起こすことにより、正常にアナログデータを収集できない場合がある。
[0008] 図 8は、従来のアナログ絶縁マルチプレクサにおけるドライブ用絶縁トランス T1の 2 次側電圧 V2の時間波形を示した図である。トランス小型化によって、ドライブ開始時 には、 FETスィッチ FET2のスレショルド電圧 Vthを超える十分な電圧を有する。しか しながら、ドライブ後半では、サグによって電圧が低下して Vthを超えることができず、 FETスィッチ FET2がオンできなくなってしまう。
[0009] また、データに応じてドライブ時間を制御するなどのドライブ時間を短くする方法は 、アナログマルチプレクサにおいては、ドライブパルスが一定間隔で行なわれる場合 が多ぐ適用が難しい。そして、ドライブ時間を短くすると、マルチプレクサから出力さ れるアナログ信号のパルス幅が狭くなるため、接続される増幅器の応答時間が不足 して十分セトリングされな 、、あるいは後段のサンプルホールドが応答できな ヽと 、つ た問題が起こる。
[0010] 本発明は上述のような課題を解決するためになされたもので、小型あるいは超小型 のトランスを用いた場合でも磁気飽和を起こさず、使用温度範囲の広いアナログ絶縁 マルチプレクサを得ることを目的とする。
課題を解決するための手段
[0011] 本発明に係るアナログ絶縁マルチプレクサは、外部信号に応じたスイッチングによ りドライブ制御信号を生成する第 1のスイッチング素子と、ドライブ制御信号が第 1の 抵抗を介して 1次側に印加され、絶縁されたドライブ制御信号を 2次側に出力するド ライブ用絶縁トランスと、絶縁されたドライブ制御信号に応じてアナログ信号入力をチ ョッビングし、チヨッビングアナログ信号を生成する第 2のスイッチング素子と、チヨツビ ングアナログ信号が 1次側に印加され、絶縁されたチヨッビングアナログ信号を 2次側 に出力するアナログ信号絶縁トランスとを備えたアナログ絶縁マルチプレクサにおい て、ドライブ用絶縁トランスの一次側と第 1の抵抗との間に一端が接続された第 2の抵 抗と、一端が接地され他端が第 2の抵抗に直列接続されたコンデンサとを有する 2次 側出力調整回路をさらに備えたものである。 発明の効果
[0012] 本発明によれば、抵抗およびコンデンサの直列回路を含む 2次側出力調整回路を 備え、この 2次側出力調整回路の素子値を所望の値に設計することにより、ドライブ 用絶縁トランスの 2次側の電圧波形を所望の形状近づけることができ、小型あるいは 超小型のトランスを用いた場合でも磁気飽和を起こさず、使用温度範囲の広いアナ ログ絶縁マルチプレクサを得ることができる。
図面の簡単な説明
[0013] [図 1]本発明の実施の形態 1におけるアナログ絶縁マルチプレクサの構成図である。
[図 2]本発明の実施の形態 1におけるドライブ用絶縁トランスの 2次側電圧の時間波 形を示した図である。
[図 3]本発明の実施の形態 2におけるアナログ絶縁マルチプレクサの構成図である。
[図 4]本発明の実施の形態 3におけるアナログ絶縁マルチプレクサの構成図である。
[図 5]本発明の実施の形態 4におけるアナログ絶縁マルチプレクサの構成図である。
[図 6]従来のアナログ絶縁マルチプレクサを実装したアナログ信号収集装置の構成 図である。
[図 7]従来のアナログ絶縁マルチプレクサの回路構成図である。
[図 8]従来のアナログ絶縁マルチプレクサにおけるドライブ用絶縁トランスの 2次側電 圧の時間波形を示した図である。
発明を実施するための最良の形態
[0014] 以下、本発明のアナログ絶縁マルチプレクサの好適な実施の形態につき図面を用 いて説明する。
本発明のアナログ絶縁マルチプレクサは、 2次側出力調整回路を備えることにより、 アナログ信号入力をチヨッビングするためのドライブ用絶縁トランスの 2次側電圧を、 外部からの制御信号の ONZOFF期間に応じてスレショルド電圧を超える十分な期 間を確保するとともに、バックスイングの収束を速くさせることを可能にするものである
[0015] 実施の形態 1.
図 1は、本発明の実施の形態 1におけるアナログ絶縁マルチプレクサの構成図であ る。図 1におけるアナログ絶縁マルチプレクサは、ドライブ用絶縁トランス Tl、アナ口 グ信号絶縁トランス Τ2、電界効果トランジスタ FET1、 FET2、抵抗 R1〜R3、ダイォ ード Dl、およびコンデンサ C1で構成される。
[0016] ここで、電界効果トランジスタ FET1は、第 1のスイッチング素子に相当し、電界効果 トランジスタ FET2は、第 2のスイッチング素子に相当する。また、抵抗 R1〜R3は、そ れぞれ第 1の抵抗〜第 3の抵抗に相当する。なお、以下においては、スイッチング素 子として電界効果トランジスタを用いる場合を説明するが、トランジスタ等の他のスイツ チング素子を適用することも可能である。
[0017] 次に、本実施の形態 1におけるアナログ絶縁マルチプレクサの動作について説明 する。ディジタル素子から出力された外部力もの制御信号は、信号ライン L1から FE T1のゲートに加えられる。そして、 FET1は、この外部からの制御信号の ONZOFF 期間に応じてスイッチング動作を行ない、その結果として、信号ライン L2にドライブ制 御信号が得られる。
[0018] FET1が ONとなった瞬間は、コンデンサ C1には電源電圧 Vcが充電されており、 F ET1の ON直後の十分短い時間内において、コンデンサ C1は、電圧 Vcの電池と考 えられる。また、ドライブ用絶縁トランス T1の 1次卷線は、 FET1が ONとなった直後の 過渡状態ではインピーダンスが大きぐ電流はほとんど流れない。したがって、ドライ ブ用絶縁トランス T1に接続される信号ライン L2の電圧 V は、 FET1の ON直後にお
L2
いて、下式（1)で与えられる。
[0019] [数 1]
Figure imgf000006_0001
[0020] 図 2は、本発明の実施の形態 1におけるドライブ用絶縁トランス T1の 2次側電圧 V2 の時間波形を示した図である。図 2に示すように、 FET1が ONとなった時刻 tlにお ける V2の値を Vsとすると、電圧 Vs=V であり、 R1と R2の値を調整することで、 FET
L2
2のスレショルド電圧 Vthを超える電圧に設定可能である。
[0021] 次に、 FET1が ONとなり、時間が経つにつれ、 Vcに充電されているコンデンサ C1 から R2および Rl経由で放電電流が流れ、信号ライン L2の電圧が徐々に上昇する。 この放電電流の時定数 τは、下式（2)で与えられ、 C1の容量および (R1 +R2)によ り時定数を変更できる。
[0022] [数 2]
τ = (R1+R2) X C1 ( 2 )
[0023] 信号ライン L2の電圧とほぼ同様の電圧力 ドライブ用絶縁トランス T1の 2次側の電 圧として現れ、図 2に示す波形となる。すなわち、抵抗 Rl、 R2の抵抗値およびコンデ ンサ C1の容量値を、上式（1) (2)に基づいて適切に設計することにより、従来技術で 問題となるサグの影響が少なぐ外部力 の制御信号の ON期間に応じた十分な時 間 Tdrvに渡って V2を Vth以上に保つことが可能となる。
[0024] この結果、 Tdrvの期間、 FET2が ONとなり、その期間、アナログ信号 Vaがアナ口 グ信号絶縁トランス T2を経由して 2次側の信号ライン L3に、 Vaの振幅に応じた出力 として得られる。
[0025] 外部力もの制御信号に応じて FET1が ON力も OFFとなる（図 2における時刻 t2に 相当）と、ドライブ用絶縁トランス T1の 1次側に流れる電流が遮断されるため、ドライブ 用絶縁トランス T1のもつインダクタンスにより逆起電力が発生する。
[0026] この逆起電力により、信号ライン L2の電圧が Vcの電圧より上昇し、ダイオード D1が 逆バイアスとなって D1が OFF (このときは D1がない状態と等価）となる。したがって、 信号ライン L2からコンデンサ C1が切り離された状態となり、 C1が接続されている場 合に比べて、ノ ノクスイングの収束を速くすることができる。
[0027] 以上のように、実施の形態 1によれば、ドライブ用絶縁トランスの 1次側に 2次側出力 調整回路を備えることにより、ドライブ用絶縁トランスの 2次側の電圧波形を外部の制 御信号に応じた所望の形状に近づけることができる。この結果、ドライブ用絶縁トラン スとして小型あるいは超小型のトランスを用いた場合にも、磁気飽和を起こさず、使用 温度範囲の広いアナログ絶縁マルチプレクサを得ることができる。
[0028] 実施の形態 2. 図 3は、本発明の実施の形態 2におけるアナログ絶縁マルチプレクサの構成図であ る。本実施の形態 2における図 3の構成は、先の実施の形態 1における図 1の構成と 比較すると、 2次側出力調整回路 10の内部構成が異なっている。具体的には、ダイ オードの数が、図 1においては D1の 1つだけであつたが、図 3においては Dl、 D2の 2つで構成されている。
[0029] 基本的な動作は、先の実施の形態 1と同様である。すなわち、 FET1が ONとなった 瞬間は、コンデンサ C1には電源電圧 Vcが充電されており、 FET1の ON直後の十分 短い時間内において、コンデンサ C1は、電圧 Vcの電池と考えられる点は、実施の形 態 1と同じである。
[0030] そして、本実施の形態 2では、ダイオード D1および D2が直列に接続されているた め、 D1および D2が同一の電圧降下があるとすれば 2V が逆バイアス電圧となる。そ
D1
して、ドライブ用絶縁トランス T1に接続される信号ライン L2の電圧 V は、 FET1の O
L2
N直後において、下式（3)で与えられる。
[0031] [数 3]
Figure imgf000008_0001
（3)
[0032] すなわち、本実施の形態 2においても、 R1と R2の値を調整することで、 Vsの値を F ET2のスレショルド電圧 Vthを超える電圧に設定可能である。特に、本実施の形態 2 では、先の実施の形態 1に比べて V だけ過渡時の V 電圧が下がるので、 R2の値
Dl L2
を小さくすることができ、設計の自由度が得られる。
[0033] 以上のように、実施の形態 2によれば、 2次側出力調整回路のダイオードを 2個以 上直列接続することによつても、先の実施の形態 1と同様の効果を得ることができる。 さらに、ダイオードの数を増やすことにより、抵抗値の設計自由度を増大させることが できる。
[0034] 実施の形態 3.
図 4は、本発明の実施の形態 3におけるアナログ絶縁マルチプレクサの構成図であ る。本実施の形態 3における図 4の構成は、先の実施の形態 1における図 1の構成と 比較すると、 2次側出力調整回路 10の内部構成が異なっている。具体的には、図 1 におけるダイオード D1の代わりに、第 3のスイッチング素子に相当する FET3、抵抗 R6、コンデンサ C2を備えている。 2次側出力調整回路 10以外の基本的な構成は、 図 1と同様である。
[0035] 図 4において、ディジタル素子から出力された外部力 の制御信号は、信号ライン L 1力 FET1および FET3のゲートに加えられ、この制御信号が「H」のときには、 FE T1および FET3の両方が ONとなる。 FET3が ONとなると、コンデンサ C1が接続さ れ、 C1と (R1 +R2)の時定数回路となる点は、先の実施の形態 1と同様である。
[0036] すなわち、 FET1が ONとなった瞬間は、コンデンサ C1には電源電圧 Vcが充電さ れており、 FET1の ON直後の十分短い時間内において、コンデンサ C1は、電圧 Vc の電池と考えられる。
[0037] また、ドライブ用絶縁トランス T1の 1次卷線は、 FET1が ONとなった直後の過渡状 態では、インピーダンスが大きく電流はほとんど流れない。したがって、ドライブ用絶 縁トランス T1に接続される信号ライン L2の電圧 V は、 FET1の ON直後にお 、て実 し 2
施の形態 1で述べた式（1)で与えられる。
[0038] FET1が外部からの制御信号に従って OFFとなると、同時に FET3も OFFとなり、 信号ライン L2からコンデンサ C1が切り離される。この結果、ノ ノクスイングの収束を 速くすることができる。 FET1が ON直後の動作および OFF後の動作とも、実施の形 態 1と同様であり、図 2に示した波形図がそのまま適用できる。
[0039] 以上のように、実施の形態 3によれば、 2次側出力調整回路において、ダイオードの 代わりに第 3のスイッチング素子を用いることによつても、先の実施の形態 1と同様の 効果を得ることができる。さらに、第 3のスイッチング素子を用いてダイオードを不要と することにより、ダイオードによる順方向電圧ドロップ分を考慮せずに、 2次側出力調 整回路内の素子値を設計できる。
[0040] 実施の形態 4.
図 5は、本発明の実施の形態 4におけるアナログ絶縁マルチプレクサの構成図であ る。本実施の形態 4における図 5の構成は、先の実施の形態 1における図 1の構成と 比較すると、 2次側出力調整回路 10の内部構成が異なっている。具体的には、図 1 におけるダイオード Dl、抵抗 R3を不要とする代わりに、第 4の抵抗に相当する抵抗 R4を備えている。 2次側出力調整回路 10以外の基本的な構成は、図 1と同様である
[0041] 図 5において、ディジタル素子から出力された外部力 の制御信号は、信号ライン L 1力 FET1のゲートに加えられ、この制御信号が「H」のときには、 FET1が ONとな る。 FET1が ONとなると、コンデンサ C1が接続され、 C1と (R1 +R2)の時定数回路 となる点は、先の実施の形態 1と同様である。
[0042] ディジタル素子が ON時の動作波形は、図 2と同様である。一方、ディジタル素子が OFFとなったときは、トランスの 1次卷線に抵抗 R4および R2経由で C1が接続された 状態となる。
[0043] トランスのバックスイングを早く収束させる上では、実施の形態 1〜3のようにディジタ ル素子が OFFとなったときに、 C1を切り離した方がよい。し力しながら、 C1とトランス 1次卷線との間にある程度以上の抵抗値をもたせることでもバックスイング整定効果 がある。
[0044] そこで、本実施の形態 4における 2次側出力調整回路 10は、図 5に示すように、ドラ イブ用絶縁トランス T1の 1次側に第 4の抵抗に相当する抵抗 R4をさらに挿入した構 成となっている。すなわち、トランス 1次卷線と C1との間に抵抗 R2にカ卩えて、第 4の抵 抗である抵抗 R4を加えたことにより、ディジタル素子が OFFとなったときのバックスィ ングを抑える。
[0045] 以上のように、実施の形態 4によれば、 2次側出力調整回路において、ダイオードあ るいは第 3のスイッチング素子をなくす代わりに、第 4の抵抗を用いることによつても、 外部からの制御信号の ON期間に対しては、先の実施の形態 1と同様の効果を得る ことができる。さらに、外部からの制御信号の OFF期間に対しては、ダイオードあるい は第 3のスイッチング素子を用いた場合に比べるとバックスイングの収束性は劣るもの の、回路構成を簡易にした上でバックスイングを抑制できる。

Claims

請求の範囲
[1] 外部信号に応じたスイッチングによりドライブ制御信号を生成する第 1のスィッチン グ素子と、
前記ドライブ制御信号が第 1の抵抗を介して 1次側に印加され、絶縁されたドライブ 制御信号を 2次側に出力するドライブ用絶縁トランスと、
前記絶縁されたドライブ制御信号に応じてアナログ信号入力をチヨッビングし、チヨ ッビングアナログ信号を生成する第 2のスイッチング素子と、
前記チヨッビングアナログ信号が 1次側に印加され、絶縁されたチヨッビングアナ口 グ信号を 2次側に出力するアナログ信号絶縁トランスと
を備えたアナログ絶縁マルチプレクサにお ヽて、
前記ドライブ用絶縁トランスの一次側と前記第 1の抵抗との間に一端が接続された 第 2の抵抗と、一端が接地され他端が前記第 2の抵抗に直列接続されたコンデンサと を有する 2次側出力調整回路をさらに備えたことを特徴とするアナログ絶縁マルチプ レクサ。
[2] 請求項 1に記載のアナログ絶縁マルチプレクサにお 、て、
前記 2次側出力調整回路は、
前記第 2の抵抗と前記コンデンサとの間に直列に挿入されたダイオードと、 一端が電源に接続され他端が前記コンデンサと前記ダイオードとの間の接続線に 接続される第 3の抵抗と
をさらに備えたことを特徴とするアナログ絶縁マルチプレクサ。
[3] 請求項 2に記載のアナログ絶縁マルチプレクサにお 、て、
前記 2次側出力調整回路内の前記ダイオードは、 2個以上のダイオードを直列接 続して構成されることを特徴とするアナログ絶縁マルチプレクサ。
[4] 請求項 1に記載のアナログ絶縁マルチプレクサにお 、て、
前記 2次側出力調整回路は、
前記第 2の抵抗と前記コンデンサとの間に直列に挿入され、前記外部信号に応じ たスイッチングにより前記第 1のスイッチング素子と同様にスイッチングする第 3のスィ ツチング素子と、 一端が電源に接続され他端が前記コンデンサと前記第 3のスイッチング素子との間 の接続線に接続される第 3の抵抗と
をさらに備えたことを特徴とするアナログ絶縁マルチプレクサ。
[5] 請求項 1に記載のアナログ絶縁マルチプレクサにお 、て、
前記 2次側出力調整回路は、
前記第 1の抵抗および前記第 2の抵抗の並列回路と前記ドライブ用絶縁トランスの 1次側との間に直列に挿入された第 4の抵抗をさらに備えたことを特徴とするアナログ 絶縁マルチプレクサ。
[6] 請求項 1な 、し 5の 、ずれか 1項に記載のアナログ絶縁マルチプレクサにお 、て、 前記スイッチング素子は、電界効果トランジスタであることを特徴とするアナログ絶 縁マルチプレクサ。
[7] 請求項 1な 、し 5の 、ずれか 1項に記載のアナログ絶縁マルチプレクサにお 、て、 前記スイッチング素子は、トランジスタであることを特徴とするアナログ絶縁マルチプ レクサ。
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