WO2007139202A1

WO2007139202A1 - 電力制御装置およびそれを備えた車両

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Publication number: WO2007139202A1
Application number: PCT/JP2007/061141
Authority: WO
Inventors: Hichirosai Oyobe; Tetsuhiro Ishikawa; Yoshitoshi Watanabe; Katsuhiro Asano
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2006-05-29
Filing date: 2007-05-24
Publication date: 2007-12-06
Anticipated expiration: 2008-11-29
Also published as: JP4491434B2; AU2007268546B2; BRPI0712699B1; EP2023459A1; BRPI0712699A2; AU2007268546A1; US7891451B2; KR101012430B1; CN101454958A; CA2653938C; US20090067205A1; RU2381610C1; CA2653938A1; KR20090018974A; JP2007318970A; CN101454958B; EP2023459A4

Abstract

　ＥＣＵ（６０）は、電圧センサ（７４）からの電圧（ＶＡＣ）に基づいて商用電源（９０）の電圧の実効値および位相を検出する。また、ＥＣＵ（６０）は、その検出した実効値および位相ならびに蓄電装置（Ｂ）に対する充放電電力指令値（ＰＲ）に基づいて、電力ライン（ＮＬ１，ＮＬ２）に流す電流（ＩＡＣ）の指令値であって商用電源（９０）の電圧と同相の電流指令（ＩＲ）を生成する。そして、ＥＣＵ（６０）は、その生成した電流指令（ＩＲ）に基づいてインバータ（２０，３０）の零相電圧を制御する。

Description

明細書電力制御装置およびそれを備えた車両技術分野

この発明は、電力制御装置およびそれを備えた車両に関し、特に商用電源と車両に搭載された蓄電装置との間で電力を授受する電力制御装置およびそれを備えた車両に関する。背景技術

特開平 4— 2 9 5 2 0 2号公報は、車両外部の交流電源と車載直流電源との'間で電力を授受可能なモータ駆動装置を開示する。このモータ駆動装置は、蓄電池と、インバータ I A, I Bと、誘導電動機 MA， MBと、制御ユニットとを備える。誘導電動機 MA， MBは、 Y結線された卷線 C A， C Bをそれぞれ含む。巻線 C A, C Bの中性点 NA, N Bには、 EM Iフィルターを介して入力 Z出力ポートが接続される。インバータ I A， I Bは、それぞれ誘導電動機 MA， MBに対応して設けられ、それぞれ卷線 C A， C Bに接続される。インバータ I A， I Bは、蓄電池に並列に接続される。

このモータ駆動装置においては、再充電モード時、入力/出力ポートに接続さ ' れる単相電源から卷線 C A， C Bの中性点 NA， N B間に与えられる交流電力を直流電力に変換して蓄電池を充電することができる。また、中性点 NA， N B間に正弦波の調整された交流電力を発生し、その発生した交流電力を入カノ出力ポートに接続される外部装置へ出力することができる。

しかしながら、上記の特開平 4一 2 9 5 2 0 2号公報に開示されるモータ駆動装置では、再充電モード中は誘導電動機 MA， MBの駆動を停止しなければならない。また、誘導電動機 MA, MBの駆動制御中（駆動モード中）は、再充電モ一ド時の制御を行なうことはできない。

さらに、上記公報では、効率的な電池充電を実現するために単相電源から力率 1の電池充電を行なうことが開示されている力より効率的な電池充電または外部装置への給電を実現するには、より高精度な制御が必要である。発明の開示

そこで、この発明は、力かる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、 2つの交流モータの中性点を介して交流電源と電力を授受する電力制御 ■装置であって、モータの駆動制御に対して非干渉に電力を授受可能な電力制御装置およびそれを備えた車両を提供することである。

また、この発明の別の目的は、 2つの交流モータの中性点を介して交流電源と電力を授受する電力制御装置であって、より効率的に電力を授受可能な電力制御装置およびそれを備えた車両を提供することである。

この発明によれば、電力制御装置は、車両外部の交流電源から車両に搭載された蓄電装置の充電および前記蓄電装置から前記交流電源への給電のいずれか一方を実行可能な電力制御装置であって、第 1および第 2の交流回転電機と、第 1および第 2のインバータと、電力線対と、第 1の電圧検出装置と、電流指令生成部と、インバータ制御部とを備える。第 1の交流回転電機は、星形結線された第 1 の多相卷線を固定子巻線として含む。第 2の交流回転電機は、星形結線された第 2の多相巻線を固定子卷線として含む。第 1のインバータは、第 1の多相卷線に接続され、第 1の交流回転電機と蓄電装置との間で電力変換を行なう。第 2のィンバータは、第 2の多相卷線に接続され、第 2の交流回転電機と蓄電装置との間で電力変換を行なう。電力線対は、第 1の多相卷線の第 1の中性点および第 2の多相卷線の第 2の中性点に接続され、第 1および第 2の中性点と交流電源との間で電力を授受可能なように構成される。第 1の電圧検出装置は、交流電源の電圧を検出する。 ¾流指令生成部は、第 1の電圧検出装置からの電圧検出値に基づいて交流電源の電圧の実効値および位相を検出し、その検出した実効値および位相ならぴに蓄電装置に対する充放電電力指令値に基づいて、電力線対に流す電流の指令値であって交流電源の電圧に対して位相が調整されたものを生成する。インバータ制御部は、電流指令生成部によって生成される電流指令値に基づいて第 1 および第 2のインパータの少なくとも一方の零相電圧を制御する。

好ましくは、電流指令生成部は、交流電源の電圧に対して同相の電流指令値を生成する。

好ましくは、電流指令生成部は、実効値演算部と、位相検出部と、正弦波生成部と、演算部とを含む。実効値演算部は、電圧検出値に基づいて交流電源の電圧の実効値を演算する。位相検出部は、電圧検出値に基づいて交流電源の電圧の位相を検出する。正弦波生成部は、位相検出部によって検出された位相に対して位相調整された正弦波を生成する。演算部は、充放電電力指令値を実効値で除算し、その演算結果に正弦波生成部からの正弦波を乗算して電流指令値を生成する。さらに好ましくは、正弦波生成部は、位相検出部によって検出された位相と同相の正弦波を生成する。

好ましくは、インバータ制御部は、第 1および第 2のインバータのいずれか一方の零相電圧を電流指令値に基づいて制御し、他方のィンバータの零相電圧を固定値に制御する。

さらに好ましくは、インバータ制御部は、一方のインバータに対応する中性点の電位が他方のィンバータに対応する中性点の電位よりも高い場合、他方のィンバータの各相アームの上アームをオフさせ、かつ、下アームをオンさせ、一方のインバータに対応する中性点の電位が他方のインバータに対応する中性点の電位よりも低い場合、他方のインバータの各相アームの上アームをオンさせ、かつ、下アームをオフさせる。

また、さらに好ましくは、インバータ制御部は、交流電源から蓄電装置の充電時、他方のィンバータの各相アームの上アームおよび下アームをオフさせる。さらに好ましくは、ィンバータ制御部は、電流指令値に基づいて零相電圧を制御するインバータを第 1および第 2のィンバータで周期的に交替する。

また、好ましくは、インパータ制御部は、第 2のインバータの零相電圧が第 1 のィンバータの零相電圧の符号を反転した電圧となるように、第 1および第 2のインバータの零相電圧を電流指令値に基づいて制御する。

さらに好ましくは、インバータ制御部は、所定の搬送波と電流指令値に基づいて生成される第 1の信号波との大小関係に応じて、第 1のィンバータをスィッチング制御するための第 1の駆動信号を生成し、搬送波と第 1の信号波を符号反転した第 2の信号波との大小関係に応じて、第 2のインバータをスィツチング制御するための第 2の駆動信号を生成する。

また、さらに好ましくは、インバータ制御部は、所定の第 1の搬送波と電流指令値に基づいて生成される信号波との大小関係に応じて、第 1のインバータをスィツチング制御するための第 1の駆動信号を生成し、第 1の搬送波を符号反転した第 2の搬送波と信号波との大小関係に応じて、第 2のインバータをスィッチング制御するための第 2の駆動信号を生成する。

また、さらに好ましくは、インバータ制御部は、所定の搬送波と電流キ旨令値に- 基づいて生成される信号波との大小関係に応じて、第 1のインバータをスィツチング制御するための第 1の駆動信号を生成し、第 1の駆動信号に対して相補的に変化する、第 2のインバータをスィツチング制御するための第²の駆動信号を生成する。

好ましくは、電力制御装置は、第 1の電流検出装置をさらに備える。第 1の電流検出装置は、電力線対に流れる電流を検出する。インバータ制御部は、電流制御部と、駆動信号生成部とを含む。電流制御部は、第 1の電流検出装置からの電流検出値と電流指令値との偏差に基づいて第 1および第 2のィンバータの零相電圧指令を生成する。駆動信号生成 ¾5は、その生成された零相電圧指令に基づいて、第 1および第 2のィンバータを駆動するための駆動信号を生成する。

好ましくは、電力制御装置は、複数の第 2の電流検出装置をさらに備える。複数の第 2の電流検出装置は、第 1および第 2の交流回転電機の各々の各相に流れる電流を検出する。インバータ制御部は、複数の電流制御部と、駆動信号生成部とを含む。複数の電流制御部は、第 1および第 2の交流回転電機の各々の各相に対応して設けられ、対応する第 2の電流検出装置からの電流検出値と電流指令値を各相に均等配分した各相電流指令値との偏差に基づいて、対応するインバータにおける対応する相の電圧指令を生成する。駆動信号生成部は、その生成された各相電圧指令に基づいて、第 1および第 2のィンバータを駆動するための駆動信号を生成する。

好ましくは、電流制御部または複数の電流制御部の各々は、内部モデル補償部を含む。内部モデル補償部は、電流指令値に対応する正弦波関数を用いて制御補償量を算出する。さらに好ましくは、内部モデル補償部は、第 1および第 2の平均値演算部と、演算部とから成る。第 1の平均値演算部は、電流指令値または各相電流指令値の大きさの平均値を算出する。第 2の平均値演算部は、電流検出値の大きさの平均値を算出する。演算部は、第 1の平均値演算部からの出力と第 2の平均値演算部からの出力との偏差にゲインを乗算し、その演算結果に交流電源と同位相の正弦波関数をさらに乗算して制御補償量を算出する。

また、好ましくは、電流制御部または複数の電流制御^の各々は、繰返し制御部を含む。繰返し制御部は、'交流電源の 1周期前における偏差に基づいて、零相電圧指令または各相電圧指令を交流電源の位相ごとに逐次算出する。

好ましくは、電力制御装置は、第 2の電圧検出装置をさらに備える。第 2の電圧検出装置は、第 1および第 2のィンバータに与えられる直流電圧を検出する。電流指令生成部は、電圧制御部を含む。電圧制御部は、第 2の電圧検出装置からの電圧検出値と直流電圧の目標電圧との偏差に基づいて、直流電圧を目標電圧に制御するように充放電電力指令値を補正する。

また、好ましくは、電力制御装置は、昇圧コンバータと、第 2の電圧検出装置と、コンバータ制御部とをさらに備える。昇圧コンバータは、蓄電装置と第 1および第 2のインバータとの間に設けられる。第 2の電圧検出装置は、第 1および第 2のインバータに与えられる直流電圧を検出する。コンバータ制御部は、第 2 の電圧検出装置からの電圧検出値に基づいて、直流電圧を目標電圧に制御するように昇圧コンバータ.を制御する。

さらに好ましくは、電力制御装置は、第 3'の電流検出装置をさらに備える。第 3の電流検出装置は、蓄電装置に入出力される電流を検出する。コンバータ制御部は、電圧制御部と、電流制御部とを含む。電圧制御部は、第 2の電圧検出装置からの電圧検出値に基づいて、直流電圧を目標電圧に制御するように構成される。電流制御部は、第 3の電流検出装置からの電流検出値に基づいて、蓄電装置に入出力される電流を目標電流に制御するように構成される。 .

さらに好ましくは、コンバータ制御部は、電流検出値と目標電流との偏差がしきい値を超えると、昇圧コンバータを停止する。

また、この発明によれば、車両は、第 1および第 2の交流回転電機の少なくとも一方から駆動トルクを受ける車輪と、上述したいずれかの電力制御装置とを備る。

この発明においては、第 1および第 2の中性点に接続される電力線対を介して交流電源と蓄電装置との間で電力の授受が行なわれる。そして、電流指令生成部は、第 1の電圧検出装置からの電圧検出値に基づいて検出した交流電源の電圧の実効値および位相ならびに蓄電装置に対する充放電電力指令値に基づいて、電力線対に流す電流の指令値であつて交流電源の電圧に対して位相が調整されたものを生成する。すなわち、電流指令生成部は、高調波や変動成分を含む可能性のある交流電源の検出電圧波形に基づくのではなく、交流電源の電圧の実効値および位相を検出し、基本波のみの正弦波波形を用いて電流指令値を生成するので、交流電源の高調波成分や変動成分がなく、力つ、交流電源に対して力率 1で充電または給電可能な電流指令値を生成できる。そして、インバータ制御部は、その生成された電流指令値に基づいて第 1および第 2のィンバータを制御するので、高調波成分や変動成分による無効電力や高調波電流の発生が抑制される。

したがって、この発明によれば、交流電源からの蓄電装置の充電および蓄電装置から交流電源への給電を効率的に行なうことができる。また、交流電源の電圧レベルが切替わつても、設定された充放電電力指令値に相当する電力を確保することができる。すなわち、商用電源の電圧レベルが異なる国においても、システムゃ設定の変更を伴なうことなく、一定の充電電力および給電電力を得ることができる。さらに、高調波および変動成分による損失および無効電力の発生が抑制されるので、高効率かつ小型の装置を実現することができる。

また、インバータ制御部は、電流指令値に基づいて第 1および第 2のインバータの少なくとも一方の零相電圧を制御するので、この制御は、第 1および第 2の交流回転電機のトルクに影響を与えない。したがって、この発明によれば、第 1 および第 2の交流回転電機のトルク制御と非干渉に交流電源との電力制御を行なうことができる。すなわち、第 1および第 2の交流回転電機を駆動しつつ交流電源からの蓄電装置の充電および蓄電装置から交流電源への給電を行なうことがでさる。

さらに、この発明においては、交流電源からの蓄電装置の充電および蓄電装置力 ^交流電源への給電を行なうにあたり、第 1および第 2の交流回転電機の多相巻線と第 1および第 2のインバータを用いているので、交流電源と蓄電装置との間で電力変換を行なうための専用の電力変換装置を備える必要がない。したがつて、この発明によれば、追加の部品点数を削減することができる。図面の簡単な説明

図 1は、この発明の実施の形態 1による車両の一例として示されるハイプリッド車両の全体ブロック図である。

図 2は、図.1に示す E C Uの機能ブロック図である。

図 3は、図 2に示す電流指令生成部の詳細な機能プロック図である。

図 4は、図 2に示すィンバータ制御部の詳細な機能プロック図である。

図 5は、図 1に示すィンバータおよびモータジェネレータの零相等価回路図である。

図 6は、図 5に示す零相等価回路において、商用電源から蓄電装置の充電時に力率 1を実現するフエ一ザ図である。

図 7は、図 5に示す零相等価回路において、蓄電装置から商用電源への給電時に力率 1を実現するフエ一ザ図である。

図 8は、商用電源の電圧および電力ラインに流れる電流の方向と商用電源から蓄電装置の充電および蓄電装置から商用電源への給電との関係を示した図である。図 9は、商用電源から蓄電装置を充電するときの電流の流れを示した第 1の図である。

図 1 0は、商用電源から蓄電装置を充電するときの電流の流れを示した第 2の図である。

図 1 1は、商用電源から蓄電装置を充電するときの電流の流れを示した第 3の図である。

図 1 2は、商用電源から蓄電装置を充電するときの電流の流れを示した第 4の図である。

図 1 3は、蓄電装置から商用電源への給電時の電流の流れを示した第 1の図である。図 1 4は、蓄電装置から商用電¾1、への給電時の電流の流れを示した第 2の図である。

図 1 5は、実施の形態 2におけるインバータ制御部の詳細な機能プロック図である。

図 1 6は、図 1 5に示すィンバータ制御部により生成される信号およびその信号に応じて中性点間に発生する電圧差の波形図である。

図 1 7は、実施の形態 2の変形例 1において生成される P WM信号およびその P WM信号に応じて中性点間に発生する電圧差の波形図である。

図 1 8は、実施の形態 2の変形例 2において生成される PWM信号およびその PWM信号に応じて中性点間に発生する電圧差の波形図である。

図 1 9は、実施の形態 3における電流制御部の構成を示す制御プロック図である。

図 2 0は、図 1 9に示す内部モデル補償部の一構成例を示した制御プロック図である。

図 2 1は、図 1 9に示す内部モデル補償部の他の構成例を示した制御プロック図である。

図 2 2は、インバータのデッドタイムの影響により周期的に発生する波形の歪みを示した図である。

図 2 3は、実施の形態 4における電流制御部の構成を示す制御ブロック図である。

図 2 4は、実施の形態 5におけるインバータ制御部の詳細な機能プロック図である。

図 2 5は、実施の形態 6における電流指令生成部の詳細な機能プロック図である。

図 2 6は、発明の実施の形態 ·7による車両の一例として示されるハイブリッド車両の全体ブロック図である。

図 2 7は、図 2 6に示す E C Uの機能ブロック図である。

図 2 8は、図 2 7に示すコンバータ制御部の詳細な機能ブロック図である。図 2 9は、実施の形態 8におけるコンバータ制御部の詳細な機能プロック図で' ある。

図 30は、実施の形態 9におけるコンバータ制御部の詳細な機能プロック図である。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

[実施の形態 1]

図 1は、この発明の実施の形態 1による車両の一例として示されるハイプリッド車両の全体ブロック図である。図 1を.参照して、このハイブリッド車両 100 は、エンジン 4と、モータジェネレータ MG 1， MG2と、動力分割機構 3と、車輪 2とを備える。また、ハイブリッド車両 100は、蓄電装置 Bと、インバータ 20， 30と、 ECU (Electronic Control Unit) 60とをさらに備える。さらに、ハイブリッド車両 100は、コンデンサ C 1と、電源ライン PL 1と、接地ライン S Lと、 U相ライン UL 1， UL 2と、 V相ライン VL 1 , VL2と、 W相ライン WL 1， WL 2と、電圧センサ 72と、電流センサ 82, 84とをさらに備える。また、さらに、ハイブリッド車両 100は、電力ライン NL 1, N L 2と、コネクタ 50と、コンデンサ C 2と、電圧センサ 74と、電流センサ 8 6とをさらに備える。

このハイブリッド車両 100は、エンジン 4およびモータジェネレータ MG 2 を動力源として走行する。動力分害機構 3は、エンジン 4とモータジェネレータ MG 1, MG 2とに結合されてこれらの間で動力を分配する。たとえば、動力分割機構 3としては、サンギヤ、プラネタリキヤリャおよびリングギヤの 3つの回転軸を有する遊星歯車機構を用いることができる。この 3つの回転軸がエンジン 4およびモータジェネレータ MG 1， MG 2の各回転軸にそれぞれ接続される。たとえば、モータジェネレータ MG 1のロータを中空としてその中心にエンジン 4のクランク軸を通すことで動力分割機構 3にエンジン 4とモータジェネレータ MG 1 , MG 2とを機械的に接続することができる。

なお、モータジェネレータ MG 2の回転軸は、図示されない減速ギヤや作動ギャによって車輪 2に結合されている。また、動力分割機構 3の内部にモータジェネレータ MG 2の回転軸に対する減速機をさらに組込んでもよい。

そして、モータジェネレータ MG 1は、エンジン 4によって駆動される発電機として動作し、かつ、エンジン 4の始動を行ない得る電動機として動作するものとしてハイブリッド車両 1 0◦に組込まれ、モータジェネレータ MG 2は、車輪 2を駆動する電動機としてハイプリッド車両 1 0 0に組込まれる。

蓄電装置 Bの正極および負極は、それぞれ電源ライン P L 1および接地ライン S Lに接続される。コンデンサ C 1は、電源ライン P L 1と接地ライン S との間に接続される。インバータ 2 0は、 U相アーム 2 2、 V相アーム 2 4および W 相アーム 2 6を含む。 U相アーム 2 2、 V相アーム 2 4および W相アーム 2 6は、電源ライン P L 1と接地ライン S Lとの間に並列に接続される。 U相アーム 2 2 は、直列に接続された n p n型トランジスタ Q 1 1， Q 1 2からなり、 V相ァーム 2 4は、直列に接続された n p η型トランジスタ Q 1 3， Q 1 4からなり、 W 相アーム 2 6は、直列に接続された η ρ η型トランジスタ Q 1 5 , Q 1 6からなる。各 η ρ η型トランジスタ Q 1 1〜Q 1 6のコレクタ一ェミッタ間には、エミッタイ則からコレクタ側へ電流を流すダイォード D 1 1〜D 1 6がそれぞれ接続される。

なお、上記の n p n型トランジスタおよび以下の本明細書中の n p n型トランジスタとして、たとえば I G B T (Insulated Gate Bipolar Transistor) を用いることができ、また、 n p n型トランジスタに代えてパワー M O S F E T (Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor) 等の電力スィッチング素子を用いることができる。

モータジェネレータ MG 1は、 3相コィノレ 1 2をステータコィノレとして含む。 3相コイル 1 2を形成する U相コイル U 1、 V相コイル V 1および W相コイル W 1の一端は、互いに接続されて中性点 N 1を形成し、 U相コイル U l、 V相コィル V 1および W相コイル W 1の他端は、ィンバータ 2 0の U相アーム 2 2、 V相アーム 2 4および W相アーム 2 6の各々における上下アームの接続点にそれぞれ接続される。 .

インバータ 3 0は、 U相アーム 3 2、 V相アーム 3 4および W相アーム 3 6を含む。モータジェネレータ MG 2は、 3相コイル 14をステータコイルとして含む。インバータ 30およびモータジェネレータ MG 2の構成は、それぞれインバータ 2◦およびモータジェネレータ MG 1と同様である。

そして、電力ライン NL 1の一方端は、 3相コイル 12の中性点 N 1に接続され、その他方端は、コネクタ 50に接続される。また、電力ライン NL 2の一方端は、 3相コイル 14の中性点 N 2に接続され、その他方端は、コネクタ 50に接続される。コンデンサ C 2は、電力ライン NL 1と電力ライン NL 2との間に接続される。

蓄電装置 Bは、充放電可能な直流電源であり、たとえば、ニッケル水素ゃリチゥムイオン等の二次電池からなる。蓄電装置 Bは、直流電力をコンデンサ C 1へ出力し、また、インバータ 20および/または 30によって充電される。なお、蓄電装置 Bとして、大容量のキャパシタを用いてもよい。

コンデンサ C 1は、電源ライン P L 1と接地ライン S Lとの間の電圧変動を平滑化する。電圧センサ 72は、コンデンサ C 1の端子間電圧、すなわち接地ライン S Lに対する電源ライン PL 1の電圧 VDCを検出し、その検出した電圧 VD Cを ECU 60へ出力する。

インバータ 20は、 ECU60からの信号 PWM1に基づいて、コンデンサ C 1から受ける直流電圧を 3相交流電圧に変換し、その変換した 3相交流電圧をモータジェネレータ MG 1へ出力する。また、インバータ 20は、エンジン 4の動力を受けてモータジェネレータ MG 1が発電した 3相交流電圧を ECU 60からの信号 PWM1に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を電源ライン P L 1へ出力する。

インバータ 30は、 ECU 60からの信号 PWM 2に基づいて、コンデンサ C 1から受ける直流電圧を 3相交流電圧に変換し、その変換した 3相交流電圧をモータジェネレータ MG 2へ出力する。また、インバータ 30は、車両の回生制動時、車輪 2からの回転力を受けてモータジェネレータ MG 2が発電した 3相交流電圧を ECU 60からの信号 PWM 2に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を電源ライン PL 1へ出力する。

ここで、コネクタ 92によってコネクタ 50に接続される商用電源 90から交流電力が入力されると、インバータ 20， 30は、後述の方法により、商用電源 90から電力ライン NL 1, NL 2を介して中性点 N 1, N 2に与えられる交流電力を直流電力に変換して電源ライン PL 1へ出力し、蓄電装置 Bを充電する。また、蓄電装置 Bから商用電源 90への給電が要求されると、インバータ 20, 30は、後述の方法により、蓄電装置 Bからの直流電力を交流電力に変換して中性点 Nl, N2から電力ライン NL 1， NL 2を介して商用電源 90へ出力する。コンデンサ C 2は、コネクタ 50に接続される商用電源 90へのリップルの影響を除去する。電圧センサ 74は、電力ライン NL 1， NL 2間の電圧 VACを検出し、その検出した電圧 VACを ECU 60へ出力する。電流センサ 86は、電力ライン NL 2に流れる電流 I ACを検出し、その検出した電流 I ACを EC U 60へ出力する。なお、電流センサ 86によって電力ライン NL 1に流れる電流を検出してもよい。

モータジェネレータ MG 1， MG2の各々は、' 3相交流回転電機であり、'たとえば 3相交流同期電動発電機から成る。モータジェネレータ MG 1は、インバータ 20によって回生駆動され、エンジン 4の動力を用いて発電した 3相交流電圧をインバータ 20へ出力する。また、モータジェネレータ MG 1は、エンジン 4 の始動時、インバータ 20によってカ行駆動され、エンジン 4をクランキングする。モータジェネレータ MG 2は、インバータ 30によってカ行駆動され、車輪 2を駆動するための駆動力を発生する。また、モータジェネレータ MG 2は、車両の回生制動時、インバータ 30によって回生駆動され、車輪 2から受ける回転力を用いて発電した 3相交流電圧をインバータ 30へ出力する。

電流センサ 82は、モータジェネレータ MG 1の各相コイルに流れるモータ電流 I 1を検出し、その検出したモータ電流 I 1を ECU 60へ出力する。電流センサ 84は、モータジェネレータ MG 2の各相コイルに流れるモータ電流 I 2を検出し、その検出したモータ電流 I 2を ECU 60へ出力する。 '

ECU 60は、インバータ 20, 30をそれぞれ駆動するための信号 PWM1， PWM2を生成し、その生成した信号 PWM1， PWM 2をそれぞれインバータ 20, 30へ出力する。

ここで、商用電源 90のコネクタ 92がコネクタ 50に接続され、信号 ACに基づいて商用電源 90から蓄電装置 Bの充電が要求されているとき、 ECU60 は、後述の方法により、商用電?原 90から中性点 N 1, N 2に与えられる交流電力を直流電力に変換して蓄電装置 Bを充電するようにインバータ 20, 30を制御する。

また、商用電源 90のコネクタ 92がコネクタ 50に接続され、信号 ACに基づいて蓄電装置 Bから商用電源 9 0への給電が要求されているとき、 ECU60 は、後述の方法により、蓄電装置 Bからの直流電力を交流電力に変換して中性点 Nl, N 2から商用電源 90へ出力するようにインバータ 20， 30を制御する。なお、信号 ACは、商用電源 90から蓄電装置 Bの充電または蓄電装置 Bから商用電源 90への給電を要求する信号であって、たとえば、蓄電装置 Bの充電または商用電源 90への給電を利用者が指示するための入力装置（図示せず、以下同じ。）が利用者によって操作されると、その要求に応じて変化する。

図 2は、図 1に示した' ECU 60の機能ブロック図である。図 2を参照して、 E C U 60は、電流指令生成部 6 2と、.ィンバータ制御部 64とを含む。電流指令生成部 62は、車両 ECU (図示せず、以下同じ。 ) から受ける充放電電力指令値 PRおよび電圧センサ 74からの電圧 VACに基づいて、商用電源 90に対して力率 1で蓄電装置 Bの充電または商用電源 90への給電を行なうための電流指令 I Rを生成する。ここで、充放電電力指令値 PRは、その符号によって、商用電源 90から蓄電装置 Bを充電する際の蓄電装置 Bの充電電力指令値および蓄電装置 Bから商用電源 90へ給電する際の蓄電装置 Bの放電電力指令値を示すことができる。

インバータ制御部 64は、車両 ECUから受けるモータジェネレータ MG 1， MG 2のトルク指令値 TR 1， TR2、電流センサ 82, 84からのモータ電流 I I， I 2、電圧センサ 72からの電圧 VDC、電流センサ 86からの電流 I A C、信号 AC、および電流指令生成部 62からの電流指令 I Rに基づいて、インバータ 20の n p n型トランジスタ Q 1 1〜Q 16をオン/オフするための信号 PWM1およびィンバータ 30の n p n型トランジスタ Q 21〜Q26をオン Z オフするための信号 PWM2を生成し、その生成した信号 PWM1， PWM2をそれぞれィンバータ 20， 30へ出力する。図 3は、図 2に示した電流指令生成部 6 2の詳細な機能プロック図である。図 3を参照して、電流指令生成部 6 2は、実効値演算部 1 0 2と、位相検出部 1 0 4と、正弦波生成部 1 0 6と、除算部 1 0 8と、乗算部 1 1 0とカゝら成る。実効ィ直演算部 1 0 2は、電圧 VA Cのピーク電圧を検出し、その検出したピーク電圧に基づいて電圧 VA Cの実効値を算出する。位相検出部 1 0 4は、電圧 V A Cのゼロクロス点を検出し、その検出したゼロクロス点に基づいて電圧 VA Cの位相を検出する。

正弦波生成部 1 0 6は、位相検出部 1 0 4によって検出された電圧 VA Cの位相に基づいて、電圧 VA Cと同相の正弦波を生成する。正弦波生成部 1 0 6は、たとえば、正弦波関数のテーブルを用いて、位相検出部 1 0 4からの位相に基づいて電圧 V A Cと同相の正弦波を生成する'ことができる。

除算部 1 0 8は、実効値演算部 1 0 2カゝらの電圧 V A Cの実効値で充放電電力指令値 P Rを除算し、その演算結果'を乗算部 1 1 0へ出力する。乗算部 1 1 0は、除算部 1 0 8の演算結果に正弦波生成部 1 0.6からの正弦波を乗算し、その演算結果を電流指令 I Rとして出力する。 '

このように生成される電流指令 I Rは、商用電源 9 0の高調波成分や変動成分を含んでいないので、電流指令 I Rに基づいてインバータ 2 0 , 3 0を制御したときに、商用電源 9 0の高調波成分や変動成分に相当する無効電力や高調波電流が発生しない。また、電流指令 I Rは、商用電源 9 0と同相であり、商用電源 9 0の電圧に対して力率が 1である。したがって、商用電源 9 0から蓄電装置 Bの充電または蓄電装置 Bから商用電源 9 0への給電を効率的に行なうことができる。なお、電圧 V A Cの位相に基づいて生成される正弦波の位相を電圧 V A Cに対して調整することにより無効電力を制御する無効電力補償機能を付加することもできる。

図 4は、図 2に示したインバータ制御部 6 4の詳細な機能ブロック図である。図 4を参照して、ィンバータ制御部 6 4は、モータ制御用相電圧演算部 1 1 '2 , 1 1 4と、減算部 1 1 6と、電流制御部 1 1 8と、加算部 1 2 0と、 P WM制御部 1 2 2 , 1 2 4とから成る。モータ制御用相電圧演算部 1 1 2は、モータジェネレータ MG 1のトルク指令値 T R 1およびモータ電流 I 1ならびに電圧 V D C に基づいて、モータジェネレータ MG 1の各相コイルに印加する電圧指令を算出し、その算出した各相電圧指令を算部 120へ出力する。

減算部 1 16は、電流指令生成部 62から受ける電流指令 I Rから電流 I AC を減算し、その演算結果を電流制御部 1 18へ出力する。電流制御部 1 18は、信号 ACが活性化されているとき、電流指令 I Rと電流 I ACとの偏差に基づいて、電流 I ACを電流指令 I Rに追従させるための零相電圧指令 E 0を生成し、その生成した零相電圧指令 E0.をカロ算部 120へ出力する。この電流制御部 1 1 8では、たとえば、比例積分制御（P I制御）が行なわれる。なお、信号 ACが非活性化されているときは、電流制御部 1 18は、非活性化され、零相電圧指令 EOを 0で出力する。

加算部 1 20は、モータ制御用相電圧演算部 1 12からの各相電圧指令に電流制御部 1 1 8からの零相電圧指令 EOを加算し、その演算結果を PWM制御部 1 22へ出力する。 PWM制御部 122は、加算部 120からの電圧指令に基づいて、実際にィンバータ 20の各 n p n型トランジスタ Q 1 1〜Q 16をオン/ォフするための信号 PWM1を生成し、その生成した信号 PWM1をインバータ 2 0の各 η ρ η型トランジスタ Q 1 1〜Q 16へ出力する。

なお、電流制御部 1 18からの零相電圧指令 EOは、各相電圧指令に加算されるので、この零相電圧指令 E 0自体は、モータジ'エネレータ MG 1の回転トルクに寄与しない。したがって、モータ制御用相電圧演算部 1 12からの各相電圧指令に基づくモータジェネレータ MG1のトルク制御とは非干渉に、商用電源 90 から蓄電装置 Bの充電制御または蓄電装置 Bから商用電源 90への給電制御を行なうことができる。

モータ制御用相電圧演算部 1 14は、モータジェネレータ MG 2のトルク指令値 TR 2およびモータ電流 I 2ならびに電圧 VDCに基づいて、モータジエネレータ MG 2の各相コイルに印加する電圧指令を算出し、その算出した各相電圧指令を PWM制御部 124へ出力する。

PWM制御部 124は、モータ制御用相電圧演算部 1 14からの各相電圧指令に基づいて、実際にインバータ 30の各 n p n型トランジスタ Q 21〜Q 26をオン/オフするための信号 PWM2を生成し、その生成した信号 PWM2をィンバータ 3 0の各 n p n型トランジスタ Q 2 1 -Q 2 6へ出力する。

なお、上記においては、零相電圧指令 E Oは、モータ制御用相電圧演算部 1 1 2からの各相電圧指令に加算されるので、インバータ 2 0に対応する 3相コイル 1 2の中性点 N 1の電位が零相電圧指令 E 0に応じて変動する。

また、上記においては、零相電圧指令 E 0は、モータ制御用相電圧演算部 1 1 4からの各相電圧指令に加算してもよい。この場合は、インバータ 3 0に対応する 3相コイル 1 4の中性点 N 2の電位が零相電圧指令 E 0に応じて変動するが、この場合も、零相電圧指令 E 0は、モータジェネレータ MG 2の回転トルクに寄与しない。したがって、モータ制御用相電圧演算部 1 1 4からの各相電圧指令に基づくモータジェネレータ MG 2のトルク制御とは非干渉に、商用電源 9 0から蓄電装置 Bの充電制御または蓄電装置 Bから商用電源 9 0への給電制御を行なうことができる。

図 5は、図 1に示したインバータ 2 0 , 3 0およびモータジェネレータ MG 1， MG 2の零相等価回路図である。電源 1 5 0は、インバータ 2 0， 3 0によって形成され、電圧 Vは、中性点 N l , N 2間の電圧を示す。電圧 Έは、商用電源 9 0の電圧を示す。また、インピーダンス 1 5 2は、モータジェネレータ MG 1， MG 2の漏れィンピーダンスと商用電源 9 0側のインピーダンスとの合計を示し、その大きさを Xとする。電流 Iは、インバー'タ 2 0 , 3 0と商用電源 9 0との間に流れる電流を示し、上記の電流 I A Cに相当する。

図 6は、図 5に示した零相等価回路において、商用電源 9 0から.蓄電装置 Bの充電時に力率 1を実現するフエ一ザ図である。図 6を参照して、ベクトル Eは、商用電源 9 0の電圧フエ一ザを示す。ベクトル Iは、インバータ 2 0， 3 0と商用電源 9 0との間に流れる電流フエ一ザを示す。ベクトル j ω Χ Iは、インピーダンス 1 5 2による電圧フエ一ザを示す。また、ベクトル Vは、中性点 N l， Ν 2間の電圧フエ一ザを示す。

中性点 Ν 1， Ν 2間の電圧 Vを商用電源 9 0の電圧 Εに対して位相遅れで制御することにより、商用電源 9 0から電力を得る充電動作となる。そして、このフエーザ関係に基づいて、中性点 Ν 1， Ν 2間の電圧 Vを商用電源 9 0の電圧 Εに対して位相 σだけ遅らせて制御することにより、商用電源 9 0に対して力率 1で W

充電を行なうことができる。

図 7は、図 5に示した零相等価回路において、蓄電装置 Bから商用電源 9 0への給電時に力率 1を実現するフエ一ザ図である。図 7を参照して、中性点 N 1 , N 2間の電圧 Vを商用電源 9 0の電圧 Eに対して位相進みで制御することにより、商用電源 9 0へ電力を出力する給電動作となる。そして、このフエ一ザ関係に基づいて、中性点 N 1 , N 2間の電圧 Vを商用電源 9 0の電圧 Eに対して位相 σだけ進ませて制御することにより、商用電源 9 0に対して力率 1で給電することができる。

次に、商用電源 9 0から蓄電装置 Βの充電時および蓄電装置 Βから商用電源 9 0への給電時の電流の流れについて説明する。

図 8は、商用電源 9 0の電圧 VA Cおよび電力ライン N L 1， N L 2に流れる電流 I A Cの方向と商用電源 9 0から蓄電装置 Bの充電および蓄電装置 Bから商用電源 9 0への給電との関係を示した図である。図 8を参照して、電力ライン N L 1の電位が電力ライン N L 2の電位よりも高いとき、電圧 VA Cを正とする。また、中性点 N 1から電力ライン N 1に電流が流れているとき（電力ライン N L 2から中性点 N 2に電流が流れているとき'）、電流 I A Cを正とする。

電圧 VA Cおよび電流 I A Cがいずれも正のときは、商用電源 9 0へ電力を供給している状態（給電）であり、以下では「第 1象限」と称する。電圧 VA Cが負、電流 I A Cが正のときは、商用電源 9 0から電力を得ている状態（充電）であり、以下では「第 2象限」と称する。

' また、電圧 VA Cおよび電流 I A Cがいずれも負のときは、商用電源 9 0へ電力を供給している状態（給電）であり、以下では「第 3象限」と称する。そして、電圧 VA Cが正、電流 I A Cが負のときは、商用電源 9 0から電力を得ている状態（充電）であり、以下では「第 4象限」と称する。

図 9〜図 1 2は、商用電源 9 0から蓄電装置 Bを充電するときの電流の流れを示した図である。この図 9〜図 1 2および蓄電装置 Bから商用電源 9 0への給電時の電流の流れを示す後述の図 1 3，図 1 4では、図 1に示したインバータ 2 0 , 3 0およびモータジェネレータ MG 1 , MG 2の零相等価回路が示されている。そして、零相等価回路においては、各インバータ 2 0， 3 0において、上アームの 3つのトランジスタは互いに同じスイッチング状態（全てオンまたはオフ）とみなすことができ、また、下アームの 3つのトランジスタも互いに同じスィッチング状態とみなすことができるので、図 9〜図 14では、インバータ 20の n p _n型トランジスタ Q l l, Q 13, Q 15は上アーム 2 OAとしてまとめて示され、インバータ 20の n p n型トランジスタ Q 12， Q 14, Q 16は下アーム 20 Bとしてまとめて示されている。また、インパータ 30の n p n型トランジスタ Q21, Q 23 , Q 25は上アーム 3 OAとしてまとめて示され、インバータ 30の n p n型トランジスタ Q 22， Q 24, Q 26は下アーム 30 Bとしてまとめて示されている。

図 9，図 10では、図 8に示した第 4象限時の電流の流れが示されている。図

9を参照して、この実施の形態 1では、図 4に示したように零相電圧指令 EOに基づいてィンバータ 20を PWM動作させ、ィンバータ 30は零相電圧指令 E 0 を受けないので、この零相等価回路においては、インバータ 30は常時オフ状態である。 ' ィンバータ 20の上アーム 20 Aがオフされ、下アーム 20 Bがオンされると、商用電源 90から中性点 N 1、下ァム 20B、接地ライン S L、インバータ 3 0の下アーム 30 Bおよび中性点 N 2を介して電流が流れる。

図 10を参照して、インバータ 20の下アーム 20 Bがオフされ、上アーム 2 OAがオンされると、インピーダンス 1 52 (モータジェネレータ MG 1， MG 2の漏れインダクタンス）に蓄えられた蓄積エネルギーが放出され、上アーム 2 0 Aを介して蓄電装置 Bへ電流が流れる。

図 1 1，図 12では、図 8に示した第 2象限時の電流の流れが示されている。図 1 1を参照して、インバータ 20の上アーム 2 OAがオンされ、下アーム 20 Bがオフされると、商用電源 90から中性点 N 2、インバータ 30の上アーム 3 OA、電源ライン PL 1、上アーム 2 OAおよび中性点 N 1を介して電流が流れる。

図 12を参照して、インバータ 20の上アーム 2 OAがオフされ、下アーム 2 OBがオンされると、インピーダンス 152に蓄えられた蓄積エネルギーが放出され、インバータ 30の上アーム 3 OAを介して蓄電装置 Bへ電流が流れる。なお、上記においては、零相電圧指令 E 0を受けないィンバータ 3 0は、常時オフされるものとしたが、第 4象限時においては、下アーム 3 0 Bをオンさせてもよく（上アーム 3 O Aはオフ）、第 2象限時においては、上アーム 3 O Aをォンさせてもよい（下アーム 3 O Bはオフ）。

図 1 3 , 図 1 4は、蓄電装置 Bから商用電源 9 0への給電時の電流の流れを示した図である。図 1 3では、図 8に示した第 1象限時の電流の流れが示されている。図 1 3を参照して、この第 1象限時においては、インバータ 3 0の上アーム 3 O Aはオフされ、下アーム 3 0 Bはオンされる。そして、零相電圧指令 E 0に基づいてインバータ 2 0が PWM動作し、'-蓄電装置 Bからインバータ 2 0の上ァーム 2 O Aを介して商用電源 9 0へ電流が流れる。

図 1 4では、図 8に示した第 3象限時の電流の流れが示されている。図 1 4を参照して、この第 3象限時においては、インバータ 3 0の上アーム 3 O Aはオンされ、下アーム 3 O Bはオフされる。そして、零相電圧指令 E 0に基づいてインバータ 2 0が P WM動作し、蓄電装置 Bからインバータ 3 0の上アーム 3 O Aを介して商用電源 9 0へ電流が流れる。

なお、特に図示しないが、零相電圧指令 E Oに基づいてインバータ 3◦を PW M動作させる場合についても、同様に説明することができる。

なお、零相電圧指令 E 0に基づいて PWM動作させるインバータをインバータ 2 0， 3 0とで周期的に交替させてもよい。たとえば、電圧 VA Cの周期に基づいて（たとえば数周期ごとに）交替させることができる。これにより、一方のィンバータに負荷が集中するのを防止することができる。

以上のように、この実施の形態 1においては、電流指令生成部 6 2により、商用電源 9 0の高調波成分や変動成分がなく、かつ、商用電源 9 0に対して力率 1 で充電または給電することができる電流指令 I Rが生成される。そして、インバータ制御部 6 4は、この電流指令 I Rに基づいて電流制御を行なうので、高調波成分や変動成分による無効電力や高調波電流の発生が抑制される。

したがって、この実施の形態 1によれば、商用電源 9 0からの蓄電装置 Bの充電および蓄電装置 Bから商用電源 9 0への給電を効率的に行なうことができる。また、商用電源 9 0の電圧レベルが切替わっても、充放電電力指令値 P Rに相当する一定の電力を確保することができる。すなわち、商用電源 9 0の電圧レベルは、各国において異なるところ、この実施の形態 1によれば、各国ごとにシステムゃ設定の変更をすることなく、一定の充電電力および給電電力を得ることができる。さらに、高調波および変動成分による損失おょぴ無効電力の発生が抑制されるので、高効率かつ小型化を実現することができる。

また、インバータ制御部 6 4は、電流指令 I Rに基づいてインバータ 2 0の零相電圧を制御するので、この制御は、モータジェネレータ MG 1， MG 2のトルクに影響を与えない。したがって、この実施の形態 1によれば、モータジエネレータ MG 1 , MG 2のトルク制御と非干渉に商用電源 9 0との電力制御を行なうことができる。すなわち、モータジェネレータ MG 1， MG 2を駆動しつつ商用電源 9 0からの蓄電装置 Bの充電および蓄電装置 Bから商用電源 9 0への給電を行なうことができる。

そして、インバータ制御部 6 4は、電流指令 I Rに基づいてインバータ 2 0のみの零相電圧を制御するので、ィンバータ 2. 0 , 3 0両方の零相電圧を制御する場合に比べてスイッチング損失を低減することができる。また、制御ロジックも簡素化できる。

また、この実施の形態 1においては、モータジェネレータ MG 1， MG 2の 3 相コイル 1 2， 1 4とインバータ 2 0 , 3 0を用いて商用電源 9 0と電力の授受を行なうので、専用の電力変換装置を別途備える必要がない。したがって、この実施の形態 1によれば、追加の部品点数を削減することができる。その結果、ハイブリッド車両 1 0 0の低コスト化、軽量化、低燃費化などに寄与することがでさる。

[実施の形態 2 ]

実施の形態 1では、零相電圧指令 E 0に基づいてインバータ 2 0 (または 3 0 ) のみを P WM動作させたが、この実施の形態 2では、インバータ 2 0， 3 0 の双方を P WM動作させる。

この実施の形態 2は、実施の形態 1とインバータ制御部の構成が異なり、その他の構成は実施の形態 1と同じである。

図 1 5は、この実施の形態 2におけるィンバータ制御部の詳細な機能プロック図である。図 15を参照して、このインバータ制御部 64Aは、図 4に示した実施の形態 1におけるインバータ制御部 64の構成において、乗算部 1 26， 1 2 8と、減算部 130とをさらに含む。

乗算部 1 26は、電流制御部 1 18からの零相電圧指令 E 0を 1 Z 2倍し、その演算結果を加算部 120へ出力する。そして、加算部 120は、モータ制御用相電圧演算部 1 12からの各相電圧指令に乗算部 126からの出力を加算し、その演算結果を PWM制御部 122へ出力する。

乗算部 1 28は、電流制御部 1 18力らの零相電圧指令 E 0を 1 / 2倍し、その演算結果を減算部 130へ出力する。減算部 130は、モータ制御用相電圧演算部 1 14からの各相電圧指令から乗算部 1 28からの出力を減算し、その演算結果を PWM制御部 124へ出力する。そして、？\^^^：制御部124は、減算部 130からの電圧指令に基づいて、実際にインバータ 30の各 n p n型トランジスタ Q 21〜Q 26をオン/オフするための信号 PWM 2を生成し、その生成した信号 PWM2をィンバータ 30の各 n p n型トランジスタ Q 21〜Q 26へ出力する。

すなわち、'このインバータ制御部 64 Aにおいては、電流制御部 1 18からの零相電圧指令 E 0を 1 Z 2倍した指令がィンバータ 20の P WM翻御部 1 22に与えられ、インバータ 20の PWM制御部 1 22に与えられる指令の符号を反転した指令がィンバータ 30の PWM制御部 124に与えられる。つまり、電流制御部 1 18からの零相電圧指令 E 0に基づいて中性点 N 1， N 2間に電圧差を発生させる際の電圧負担をインバータ 20とインバータ 30とが分担する。

図 16は、図 15に示したインバータ制御部 64 Aにより生成される信号 PW Ml, PWM 2および信号 PWM 1 , PWM 2に応じて中性点 N 1 , N2間に発生する電圧差の波形図である。なお、この図 16では、モータジェネレータ MG 1， MG 2のトルク制御は行なわれていない場合について示されている。

図 16を参照して、三角波信号 k lは、キャリア信号であり、予め設定されたキャリア周波数を有する。また、三角波信号 k lの振幅は、電圧センサ 72からの電圧 VDCに応じて決定される。曲線 k 2は、インバータ 20に対応する PW M制御部 1 22に与えられる零相電圧指令である。点線で示される曲線 k 3は、ィンバータ 30に対応する PWM制御部 124に与えられる零相電圧指令である。曲線 k 3は、上述のように、曲線' k 2の符号を反転したものである。

PWM制御部 122は、曲線 k 2を三角波信号 k 1と比較し、曲線 k 2と三角波信号 k 1との大小関係に応じて電圧値が変化するパルス状の PWM信号を生成する。そして、？^；\^^制御部122は、その生成した PWM信号を信号 PWM1 としてインバータ 20へ出力し、インバータ 20の各相アームは、その信号 PW Mlに応じて互いに同期してスィツチング動作を行なう。

また、 PWM制御部 124は、曲線 k 3を三角波信号 k 1と比較し、曲線 k 3 と三角波信号 k 1との大小関係に応じて電圧値が変化するパルス状の PWM信号を生成する。そして、 ^1^制御部124は、その生成した PWM信号を信号 P WM 2としてインバータ 30へ出力し、インバータ 30の各相アームは、その信号 P WM 2に応じて互いに同期してスィッチング動作を行なう。

そうすると、中性点 N 1の電圧 VN 1と中性点 N 2の電圧 VN 2との電圧差は、図に示されるように変化する。この中性点 Nl, N 2間の電圧差の波形は、実施の形態 1のようにィンバータ 20， 30のいずれか一方のみを PWM動作させる場合に比べて 2倍の周波数を有する（ィンバータ 20， 30のいずれか一方のみを PWM動作させた場合には、中性点 Nl, N 2間の電圧波形は、信号 PWM1 または PWM2と同様の波形となる。 ) 。

なお、上記においては、電流制御部 1 18からの零相電圧指令 E0を乗算部 1 26， 128の各々において 1/2倍することにより、中性点 Nl， N2間に電圧差を発生させる際の電圧負担をィンパータ 20とインバータ 30とが均等に分担するものとしたが、インバータ 20， 30の電圧負担に差を設けてもよい。たとえば、電流制御部 1 1 8からの零相電圧指令 E 0を乗算部 1 26において k (0≤k≤l) 倍し、かつ、乗算部 1 28において（1— k) 倍するようにし、逆起電圧を発生しているモータジェネレータに対応するインバータの分担を小さくするように値 kを設定してもよい。

この実施の形態 2によれば、中性点 N 1, N2間の電圧波形が滑らかになるので、電流 I ACにおける高調波電流成分を低減することができる。また、無効電力およびノイズも低減され、蓄電装置 Bに対して入出力される電流も平滑化される。

[実施の形態 2の変形例 1 ]

上記においては、ィンバータ 2 0に対応する PWM制御部 1 2 2およびィンバータ 3 0に対応する PWM制御部 1 2 4に互いに符号反転された零相電圧指令をそれぞれ与えるものとしたが、 P WM制御部 1 2 2 , 1 2 4には同符号の零相電圧指令を与え、 P WM制御部 1 2 2で用いられるキヤリァ信号を符号反転した信号を PWM制御部 1 2 4においてキャリア信号として用いるようにしてもよレ、。図 1 7は、実施の形態 2の変形例 1における信号 P WM 1 , P WM 2および信号 P WM 1， P WM 2に応じて中性点 N 1 , N 2間に発生する電圧差の波形図である。図 1 7を参照して、信号 P WM 1の生成については、図 1 6に示した実施の形態 2の場合と同じである。 '

三角波信号 k 4は、ィンバータ 3 0に対応する PWM制御部 1 2 4において用いられるキャリア信号であり、インバータ 2 0に対応する PWM制御部 1 2 2において用いられる三角波信号 k 2を符号反転したものである。

そして、 P WM制御部 1 2 4は、曲線 k 2を三角波信号 k 4と比較し、曲線 k

2と三角波信号 k 4との大小関係に応じて電圧値が変化するパルス状の PWM信号を生成する。そして、 P WM制御部 1 2 4は、その生成した PWM信号を信号 PWM 2としてインバータ 3 0へ出力する。

なお、この実施の形態 2の変形例 1においては、信号 PWM 2の波形は、図 1 6に示した実施の形態 2における信号 PWM 2の波形と同じであるので、中性点 N 1の電圧 V N 1と中性点 N 2の電圧 VN 2との電圧差の波形は、実施の形態 2 と同じである。

[実施の形態 2の変形例 2 ]

この実施の形態 2の変形例 2では、ィンバータ 2 0 , 3 0のいずれか一方を他方に対して相補的に動作させる。より具体的には、この変形例 2では、零相電圧指令およびキヤリァ信号を用いて生成された信号 PWM 1を符号反転させることにより信号 P WM 2が生成される。

図 1 8は、実施の形態 2の変形例 2における信号 P WM 1， P WM 2および信号 P WM 1， P WM 2に応じて中' I"生点 N 1 , N 2間に発生する電圧差の波形図である。図 1 8を参照して、インバータ 2 0に対応する信号 PWM 1の生成については、図 1 6に示した実施の形態 2の場合と同じである。インバータ 3 0に対応する信号 P WM 2は、インバータ 2 0に対応する信号 P WM 1の符号を反転させたものである。 ' なお、零相電圧指令およびキャリア信号を用いて信号 P WM 2を生成し、その生成された信号 P WM 2を符号反転させて信号 P WM 1を生成してもよい。

この実施の形態 2の変形例 2においては、信号 P WM 2は、信号 P WM.1に基づいて生成されるので、演算負荷を軽減できる。したがって、この実施の形態 2 の変形例 2によれば、中性点 N l , N 2間に電圧差を生成する際の電圧負担をィンバータ 2 0， 3 0に分担させつつ、制御を簡素化することができる。

[実施の形態 3 ]

制御量が目標入力に定常偏差なく追従するためには、制御系の閉ループ内に目標入力の発生モデルを含んでいることが必要である（内部モデル原理）。そこで、この実施の形態 3では、電流指令 I Rが正弦波関数であることを利用して、電流制御系の閉ループ内に電流指令 I Rのモデル（内部モデル）を含んだ構成が示される。

この実施の形態 3は、ィンバータ制御部における電流制御部の構成が実施の形態 1または 2と異なり、その他の構成は実施の形態 1または 2と同じである。図 1 9は、この実施の形態 3における電流制御部の構成を示す制御プロック図である。図 1 9を参照して、電流制御部 1 1 8 Aは、 P I制御部 2 0 2と、内部モデル補償部 2 0 4と、加算部 2 0 6と力ら成る。

P I制御部 2 0 2は、電流指令生成部 6 2からの電流指令 I Rと電流センサ 8 6'からの電流 I A Cとの偏差を入力信号として比例積分演算を行ない、その演算結果を加算部 2 0 6へ出力する。

内部モデル補償部 2 0 4は、電流指令 I Rが正弦波関数であることに対応して、正弦波のモデルを含む。そして、内部モデル補償部 2 0 4は、その正弦波モデルを用いて補償信号を演算し、算出された補償信号を加算部 2 0 6へ出力する。加算部 2 0 6は、 P I制御部 2 0 2からの出力信号に内部モデル補償部 2 0 4 からの補償信号を加算し、その演算結果を零相電圧指令 E 0として出力する。この電流制御部 1 1 8においては、電流指令 I Rが制限は関数であることに対応して、電流制御系の閉ループ内に正弦波モデルを含むので、 P I制御部 2 0 2 のゲインを相当程度まで高めることなく電流指令 I Rと電流 I A Cとの偏差を除去することができる。

図 2 0は、図 1 9に示した内部モデル補償部 2 0 4の一構成例を示した制御ブロック図である。図 2 0を参照して、内部モデル補償部 2 0 4は、正弦波伝達関数を含む。ここで、 ωは、電流指令 I Rの周波数であり、具体的には、図 3に示した電流指令生成部 6 2の正弦波生成部 1 0 6により生成される正弦波の周波数と同じである。また、 kは、比例定数である。

図 2 1は、図 1 9に示した内部モデル補償部 2 0 4の他の構成例を示した制御ブロック図である。図 2 1を参照して、内部モデル補償部 2 0 4は、平均ィ直演算部 4 0 2 , 4 0 4と、減算部 4 0 6と、 P I制御部 4 0 8と、乗算部 4 1 0， 4 1 2力、ら成る。 .

平均値演算部 4 0 2は、電流指令 I Rの大きさの平均値を算出する。たとえば、平均ィ直演算部 4 0 2は、電流指令 I Rの半周期（位相 0〜πまたは π〜2 π ) の平均値を演算する。あるいは、平均値演算部 4 0 2は、電流指令 I Rの絶対値を 1周期または数周期分積算し、その積算ィ直をサンプリング回数で除算した値に変換係数を乗じることによって、電流指令 I Rの大きさの平均値を求めてもよい。平均値演算部 4 0 4は、平均値演算部 4 0 2と同様の手法により、電流センサ 8 6からの電流 I A Cの大きさの平均値を算出する。減算部 4 0 6は、平均値演算部 4 0 2の出力から平均値演算部 4 0 4の出力を減算し、その演算結果を P I 制御部 4 0 8へ出力する。 P I制御部 4 0 8は、平均値演算部 4 0 2からの出力と平均値演算部 4 0 4からの出力との偏差を入力信号として比例積分演算を行ない、その演算結果を乗算部 4 1 2へ出力する。

乗算部 4 1 0は、商用電源 9 0の電圧と同位相の正弦波関数に 2を乗じて乗算部 4 1 2へ出力する。ここで、商用電源 9 0の電圧と同位相の正弦波関数は、図 3に示した電流指令生成部 6 2の正弦波生成部 1 0 6から得ることができる。そして、乗算部 4 1 2は、 P I制御部 4 0 8からの出力に乗算部 4 1 0からの出力を乗算し、その演算結果を加算部 2 0 6へ出力する。このように、この実施の形態 3によれば、電流指令 I Rが正弦波関数から成ることに対応して内部モデル補償部 2 0 4が正弦波モデルを含んでいるので、電流指令 I Rに対して定常偏差のない電流制御を実現することができる。したがって、電流指令に対する追従性が向上し、制御の安定性、ロバスト性および応答性が向上する。また、その結果、無効電力や高調波電流が抑制され、高効率化かつ小型の装置を実現できる。

また、内部モデル補償部 2 0 4が設けられることにより P I制御部 2 0 2の制御ゲインを下げることができるので、その面からも電流制御の安定性が向上する。

[実施の形態 4 ]

インパータのスィツチング制御においては、上アームおょぴ下アームが同時にオンされるのを防止するためのデッドタイムが一般に設けられており、このデッドタイムの影響により電流 I A Cのゼロクロス点近傍で周期的に波形の歪みが発生する。特に、ハイブリッド車両などの電動車両に用いられる大電力のインバータでは、デッドタイムを大きめに設定することが多く、その場合は歪みがさらに顕著になる。そこで、この実施の形態 4では、そのようなインバータのデッドタィムの影響により周期的に発生する波形の歪みが抑制される。

図 2 2は、インバータ 2 0， 3 0のデッドタイムの影響により周期的に発生する波形の歪みを示した図である。図 2 2を参照して、縦軸および横軸はそれぞれ電流および時間を示し、電流指令 I Rおよび実績値である電流 I A Cの時間的変化が示される。

インバータ 2 0 , 3 0のデッドタイムの影響に.より、時刻 t 0 , t 3 , t 4におけるゼロクロス点近傍で周期的に電流 I A Cの波形が歪み、ゼロクロス点から離れるほど歪みは小さくなる。一般的な P I制御などにおいて、ゼロクロス点近傍での歪みを抑制するために制御ゲインを大きくすると、オーバーシユートゃハンチングが発生し、制御が不安定になり得る。一方、制御ゲインを下げると、ゼ口クロス点近傍での歪みを十分に抑制することができない。

そこで、ある位相 0 a c 1に対応する時刻 t 1での電流指令 I Rと電流 I A C との偏差 Δ I ( Θ a c 1 ) に基づいて補償量を算出し、その算出した補償量を 1 周期後の位相 0 a c 1に対応する時刻 t 5に出力する。また、ある位相 0 a c 2 に対応する時刻 t 2での電流指令 I Rと電流 I A Cとの偏差 Δ I ( Θ a c 2 ) (図示せず）に基づいて補償量を算出し、その算出した補償量を 1周期後の位相 Θ a c 2に対応する時刻 t 6に出力する。このような制御を位相ごとに繰返し実行する。

言い換えると、丁度 1周期前の電流指令 I Rと電流 I A Cとの偏差に基づいて補償量が算出される。そして、この演算を電流指令 I Rの位相 Θ a cに応じて繰返し実行する。つまり、この繰返し制御は、 1周期前の偏差に基づいて次周期の同位相における補償量を決定するので、インバータのデッドタイムの影響により. ゼロクロス点近傍ごとに発生するような周期外乱の抑制に効果的である。

この実施の形態 4は、ィンバータ制御部における電流制御部の構成が実施の形態 1または 2と異なり、その他の構成は実施の形態 1または 2と同じである。図 2 3は、この実施の形態 4における電流制御部の構成を示す制御プロック図である。図 2 3を参照して、電流制御部 1 1 8 Bは、電流偏差格納テーブル 2 1 2と、ゲインテーブル 2 1 4と力ら成る。電流偏差格納テーブル 2 1 2は、電流指令 I Rと電流センサ 8 6からの電流 I A Cとの偏差を減算部 1 1 6から受け、電流指令 I Rの位相 0 a cを受ける。なお、位相 0 a cには、図 3に示した電流指令生成部 6 2の位相検出部 1 0 4において検出された位相を用いることができる。 '

そして、電流偏差格納テーブル 2 1 2は、電流指令 I Rと電流 I A Cとの偏差厶 Iの各位相ごと（たとえば 1度ずつ）の値 Δ I ( 0 ) 〜Δ Ι ( 3 5 9 ) を格納する。そして、電流偏差格納テーブル 2 1 2は、偏差 Δ I ( 0 ) 〜Δ I ( 3 5 9 ) の各々を 1周期格納した後、その格納された値を位相 0 a cに応じて読出してゲインテーブル 2 1 4へ出力する。

ゲインテープノレ 2 1 4は、各位相ごと（たとえば 1度ずつ）に P I制御ゲインを格納している。そして、ゲインテーブル 2 1 4は、位相 Θ a cに応じて、電流偏差格納テーブル 2 1 2の出力値に対応の P I制御ゲインを乗算して補償量を演算し、その演算結果を零相電圧指令 E 0として出力する。

なお、上記においては、電流指令 I Rと電流 I A Cとの偏差 Δ Iを位相ご,とに格納するものとしたが、電流指令 I Rを位相ごとに格納し、 1周期後に読出された電流指令から電流 I A Cを減算してゲインテーブル 2 1 4へ出力してもよい。以上のように、この実施の形態 4によれば、インバ一タ 2 0， 3 0のデットタィムの影響やその他周期的に発生する外乱による電流波形の歪みを抑制することができる。その結果、電流制御の制御性が向上し、無効電力や高調波電流の発生が抑えられるので、蓄電装置 Bの充電および商用電源 9 0への給電を効率的に行なうことができる。

[実施の形態 5 ]

上述した実施の形態 1〜 4では、電流制御部によって生成された零相電圧指令 E 0は、インバータ 2 0または/および 3 0の各相に与えられる。すなわち、ィンバータ 2 0または/および 3 0は、電流 I A Cの制御については、インバータ制御部によって 3相一括して（同期して）行なわれる。し力しながら、モータジエネレータの各相インピーダンスにアンバランスが生じている場合、各相コイルに流れる電流にァンバランスが生じ、トルクを発生させてしまう可能性がある。そこで、この実施の形態 5では、インバータ 2 0， 3 0に対して各相ごとに電流制御部が設けられ、各相コイルに流れる電流が互いに等しくなるように各相独立して電流制御が行なわれる。 ' この実施の形態 5は、実施の形態 1〜 4とィンバータ制御部の構成が異なり、その他の構成は実施の形態 1〜4と同じである。

図 2 4は、この実施の形態 5におけるインバータ制御部の詳細な機能プロック図である。図 2 4を参照して、このインバータ制御部 6 4 Bは、図 4に示した実施の形態 1におけるインパータ制御部 6 4の構成において、減算部 1 1 6および電流制御部 1 1 8に代えて、乗算部 2 2 2と、減算部 2 2 4， 2 2 8 , 2 3 2と、電流制御部 2 2 6， 2 3 0， 2 3 4とを含む。

乗算部 2 2 2は、電流指令 I Rを 1 Z 3倍して出力する。減算部 2 2 4は、電流センサ 8 2からの U相電流 I u 1を乗算部 2 2 2の出力から減算し、その演算結果を電流制御部 2 2 6へ出力する。電流制御部 2 2 6は、減算部 2 2 4からの出力に基づいて、電流指令 I Rの 1 / 3倍の指令に U相電流 I u 1を追従させるための U相分零相電圧指令; E 0 uを生成し、その生成した U相分零相電圧指令 E 0 uを加算部 1 2 0へ出力する。減算部 228は、電流センサ 8 2からの V相電流 I V 1を乗算部 222の出力から減算し、その演算結果を電流制御部 230へ出力する。電流制御部 230は、減算部 228からの出力に基づいて、電流指令 I Rの 1ノ3倍の指令に V相電流 I V 1を追従させるための V相分零相電圧指令 E 0 Vを生成し、その生成した V 相分零相電圧指令 E 0 Vを加算部 120へ出力する。

減算部 232は、電流センサ 8 2からの W相電流 I w 1を乗算部 222の出力から減算し、その演算結果を電流制御部 234へ出力する。電流制御部 234は、減算部 232からの出力に基づいて、電流指令 I Rの 1/3倍の指令に W相電流 I w 1を追従させるための W相分零相電圧指令 E Owを生成し、その生成した W 相分零相電圧指令 E 0 wを加算部 120へ出力する。

なお、電流制御部 226， 230， 234は、信号 ACが活性化されているときに活性化され、信号 ACが非活性化されているときは、それぞれ零相電圧指令 E 0 u, E 0 V , EOwを 0で出力する。

そして、加算部 120は、モータ制御用相電圧演算部 1 12からの U, V, W 各相電圧指令に電流制御部 226， 230， 234からの零相電圧指令 E 0 u， EO V , EOwをそれぞれ加算し、その演算結果を PWM制御部 122へ出力する。

このインバータ制御部 64 Bにおいては、電流 I ACを制御するに際し、 U, V, W各相ごとにそれぞれ電流制御部 226, 230， 234が設けられ、 U, V, W各相電流の各々が電流指令 I Rの 1 Z 3倍の指令に追従するように電流制 '御が行なわれる。' これにより、電流 I ACの生成において各相コイルに同量かつ同相の電流が流され、モータジェネレータ MG 1にトルクが発生することはない。なお、上記において、各相の電流制御部 226, 230， 234は、一般的な P I制御で構成してもよいし、実施の形態 3 , 4における電流制御部 1 18 A, 1 18 Bと同様に構成してもよい。また、零相電圧指令 E 0 u， EO v, EOw は、モータ制御用相電圧演算部 1 14からの各相電圧指令に加算してもよい。以上のように、この実施の形態 5においては、電流 I ACの生成に際し、各相独立して電流制御が行なわれるので、モータジェネレータ MG 1の各相インピーダンスにアンバランスが生じていても、各相コィルに同量かつ同相の電流が流される。したがって、この実施の形態 5によれば、電流 I ACの生成に際してモータジェネレータ MG 1にトルクが発生するのを確実に防止することができる。

[実施の形態 6]

上記の実施の形態 1〜5では、電圧 VDCは制御されていない。一方、電圧 V DCを一定に制御することで蓄電装置 Bを定電圧で充電することができ、急速充電ゃ、蓄電装置 Bの状態に応じて電流パターンを設定することが可能となる。そこで、この実施の形態 6では、電圧 VDCを目標値に制御するための電圧制御系が付加される。

この実施の形態 6は、実施の形態 1〜 5と電流指令生成部の構成が異なり、その他の構成は実施の形態 1〜 5と同じである。

図 25は、この実施の形態 6における電流指令生成部の詳細な機能ブロック図である。図 25を参照して、この電流指令生成部 62 Aは、図 3に示した実施の形態 1における電流指令生成部 6 2の構成において、インバータ入力電圧指令設定部 252と、減算部 254と、 P I制御部 256と、加算部 258とをさらに含む。

インバータ入力電圧指令設定部 252は、蓄電装置 Bの電圧 VBおよび商用電源 90の電圧 VACに基づいて、電圧 VDCの目標電圧 VDCRを設定する。たとえば、インバータ入力電圧指令設定部 252は、電圧 VACのピーク電圧よりも高く、かつ、電圧 VBよりも高い値に目標電圧 VDCRを設定する。伹し、目標電圧 VDCRが高すぎると、インバータ 20， 30での損失が大きくなるので- 目標電圧 VDCRは、インバータ 20， 30の損失を考慮したうえで適当な値に設定される。なお、蓄電装置 Bの電圧 VBは、図示されない電圧センサによって検出される。

減算部 254は、インバータ入力電圧指令設定部 252によって設定された目標電圧 VDCRから電圧 VDCを減算し、その演算結果を P I制御部 256へ出力する。 P I制御部 256は、減算部 254からの出力を入力信号として比例積分演算を行ない、その算結果を加算部 258へ出力する。そして、加算部 25 8は、充放電電力指令値 P Rに P I制御部 256の演算結果を加算し、その演算結果を除算部 108へ出力する。この電流指令生成部 62 Aにおいては、電圧 VDCが目標電圧 VDCRに追従するように充放電電力指令が補正され、その補正された充放電電力指令に基づいて電流指令 I Rが算出される。なお、 P I制御部 256の制御ゲインを高めることによって電圧制御系の応答性が高まるが、電圧制御系の応答性を高めすぎると、充放電電力指令が大きく変動し、その結果、高調波発生の原因ともなり得ることに留意する必要がある。

以上のように、この実施の形態 6においては、電圧 VDCを制御するための電圧制御系が付加されるので、蓄電装置 Bを定電圧で充電することができる。したがって、この実施の形態 6によれば、急速充電に適した制御を実現することができる。また、蓄電装置 Bの状態や商用電源 90の電圧レベルに応じて電流 I AC のパターンを設定することができ、蓄電装置 Bの充電効率の向上を図ることができる。さらに、電圧 VDCが制御されることによりインバータ 20， 30の制御性が向上し、その結果、損失、高調波および無効電力の低減、ならびに蓄電装置 Bの劣化抑制も実現できる。

[実施の形態 7]

実施の形態 7では、蓄電装置 Bとィンバータ 20， 30との間に昇圧コンバータが設けられる。そして、ィンバータ 20， 30の制御性能や変換効率などを考慮したうえで、昇圧コンバータにより電圧 VD Cが適切なレベルに制御される。図 26は、この発明の実施の形態 7による車両の一例として示されるハイプリッド車両の全体ブロック図である。図 26を参照して、このハイブリッド車両 1 0 OAは、図 1に示した実施の形態 1によるハイプリッド車両 100の構成において、昇圧コンバータ 10と、電源ライン PL 2と、コンデンサ C 3と、電圧センサ 76と、電流センサ 88とをさらに備え、 ECU60に代えて ECU60 A を備える。

蓄電装置 Bの正極および負極は、それぞれ電源ライン P L 2および接地ライン SLに接続される。コンデンサ C 3は、電源ライン P L 2と接地ライン S Lとの間に接続される。昇圧コンバータ 1 0は、リアタトル Lと、 n p n型トランジスタ Ql， Q2と、ダイオード D l， D 2とを含む。 n p n型トランジスタ Q 1， Q2は、電源ライン PL 1と接地ライン S Lとの間に直列に接続される。各 _{n p} _n型トランジスタ Q l， Q 2のコレクターェミッタ間には、ェミッタ側からコレクタ側へ電流を流すようにダイオード D 1 , D 2がそれぞれ接続される。そして、リアタトル Lの一方端は、 n J) n型トランジスタ Q 1， Q 2の接続点に接続され、その他方端は、電源ライン PL 2に接続される。

昇圧コンバータ 10は、 ECU6 OAからの信号 PWCに基づいて、蓄電装置

Bから受ける直流電圧をリアクトル Lを用いて昇圧し、その昇圧した昇圧電圧をコンデンサ C 1へ出力する。具体的には、昇圧コンバータ 10は、 ECU60A からの信号 PWCに基づいて、 n n型トランジスタ Q 2のスィツチング動作に応じて流れる電流をリアクトル Lに磁場エネルギーとして蓄積することによって蓄電装置 Bからの直流電圧を昇圧する。そして、昇圧コンパタ 10は、その昇圧した昇圧電圧を rvp n型トランジスタ Q 2がオフされたタイミングに同期して 'ダイオード D 1を介して電源ライン P L 1へ出力する。また、昇圧コンバータ 1 0は、 ECU 6 OAからの信号 PWCに基づいて、電源ライン P L 1から供給される直流電圧を降圧して電源ライン PL 2へ出力し、蓄電装置 Bを充電する。コンデンサ C 3は、電源ライン P L 2と接地ライン S Lとの間の電圧変動を平滑化する。電圧センサ 76は、蓄電装置 Bの電圧 VBを検出し、その検出した電圧 VBを ECU60 Aへ出力する。電流センサ 88は、蓄電装置 Bに入出力される電流 I Bを検出し、その検出した電流 I Bを ECU 6 OAへ出力する。

図 27は、図 26に示した ECU6 OAの機能ブロック図である。図 27を参' 照して、 ECU 6 OAは、図 2に示した ECU 60の構成において、コンバータ制御部 66をさらに含む。コンバータ制御部 66は、車両 ECUから受けるモータジェネレータ MG 1, MG 2のトルク指令値 TR 1， TR 2およびモータ回転数 MRNl, MRN2、電圧センサ 76からの電圧 V B、電圧センサ 72からの電圧 VDC、電圧センサ 74からの電圧 VAC、および信号 ACに基づいて、昇圧コンバータ 10の n p n型トランジスタ Q 1， Q 2をオン/オフするための信号 PWCを生成し、その生成した信号 PWCを昇圧コンバータ 10へ出力する。図 28は、図 27に示したコンバータ制御部 66の詳細な機能ブロック図である。図 28を参照して、コンバータ制御部 66は、インバータ入力電圧指令演算部 302と、減算部 304と、 FB制御部 306と、ゲート制御部 308とから成る。

インバータ入力電圧指令演算部 302は、信号 ACが非活性化されているとき、トルク指令値 TR 1， TR 2およびモータ回転数 MRN 1 , MRN2に基づいて、インバータ入力電圧の最適値（目標値） VDCRを演算し、その演算した電圧指令 VDCRを減算部 304へ出力する。

また、インバータ入力電圧指令演算部 302は、信号 ACが活性化されているときは、蓄電装置 Bの電圧 VBおよび商用電源 90の電圧 VACに基づいて電圧指令 VDCRを設定する。たとえば、インバータ入力電圧指令演算部 302は、実施の形態 6におけるインバータ入力電圧指令設定部 252と同様に、電圧 VA Cのピーク電圧よりも高く、かつ、電圧 VBよりも高い値に目標電圧 VDCRを減算部 304は、インバータ入力電圧指令演算部 302から出力される電圧指令 VDCRから電圧 VDCを減算し、その演算結果を FB制御部 306へ出力する。 FB制御部 306は、電圧 V DCを電圧指令 VDCRに制御するためのフィードバック演算（たとえば比例積分演算）を行ない、その演算結果をゲート制御部 308へ出力する。

ゲート制御部 308は、電圧 VB, VDCに基づいて、電圧 VDCを電圧指令 ' VDCRに制御するためのデューティー比を演算する _έ そして、ゲート制御部 3 08は、その演算したデューティー比に基づいて、昇圧コンバータ 10の η ρ η 型トランジスタ Q 1 , Q 2をオンノオフするための PWM信号を生成し、その生成した PWM信号を信号 PWCとして昇圧コンバータ 10の n p n型トランジスタ Ql, Q2へ出力する。

なお、昇圧コンバータ 10の下アームの n p n型トランジスタ Q 2のオンデュ一ティーを大きくすることによりリアクトル Lにおける電力蓄積が大きくなるので、電圧 VDCを高めることができる。一方、上アームの n p n型トランジスタ Q 1のオンデューティーを大きくすることにより電圧 VDCが下がる。そこで、 n p n型トランジスタ Q l， Q 2のデューティー比を制御することで、電圧 VD Cを電圧 VB以上の任意の電圧に制御することができる。

以上のように、この実施の形態 7によれば、昇圧コンバータ 10が設けられ、 W 200

電圧 VD Cが目標電圧 V D Cに制御されるので、インバータ 2 0， 3 0の制御性能および変換効率を最適化することができる。その結果、商用電源 9 0から蓄電装置 Bの充電および蓄電装置 Bから商用電源 9 0への給電をより効率的に行なうことができる。

また、この実施の形態 7においては、実施の形態 6と同様の効果を得られるほ力 \ 電流 I A Cを制御するための電流制御系と電圧 V D Cを制御するための電圧制御系とが分離して構成されるので、実施の形態 6に比べて制御の自由度が高い。

[実施の形態 8 ]

蓄電装置 Bに対して入出力される電流 I Bが変動すると、蓄電装置 Bの抵抗成分や昇圧コンバータ 1 0のリアクトル Lの抵抗成分などにおける損失が増加し、蓄電装置 Bの充放電効率が低下する。そこで、この実施の形態 8では、実施の形態 7の構成において、電流 I Bの変動（脈動）を抑制可能な電流制御系が付加される。

この実施の形態 8は、実施の形態 7とコンバータ制御部の構成が異なり、その他の構成は実施の形態 7と同じである。

図 2 9は、この実施の形態 8におけるコンバータ制御部の詳細な機能プロック図である。図 2 9を参照して、このコンバータ制御部 6 6 Aは、図 2 8に示した実施の形態 7におけるコンバータ制御部 6 6の構成において、除算部 3 1 0と、加算部 3 1 2と、減算部 3 1 4と、 P I制御部 3 1 6どをさらに含む。

除算部 3 1 0は、 F B制御部 3 0 6からの出力を電圧センサ 7 6からの電圧 V

Bで除算する。加算部 3 1 2は、蓄電装置 Bに対して入出力される電流の指令 I B Rを除算部 3 1 0からの出力に加算する。なお、この電流指令 I B Rは、充放電電力指令値 P Rを電圧 V Bで除算するなどして求めることができる。

減算部 3 1 4は、電流センサ 8 8からの電流 I Bを加算部 3 1 2の出力から減算し、その演算結果を P I制御部 3 1 6へ出力する。 P I制御部 3 1 6は、減算部 3 1 4からの出力を入力信号として比例積分演算を行ない、その演算結果をゲ一ト制御部 3 0 8へ出力する。

このコンバータ制御部 6 6 Aにおいては、 P I制御部 3 1 6により電流 I Bが電流指令 I B Rに近づくように制御される。一方、電流 I Bの制御性を高くしすぎると（P I制御部 3 1 6の制御ゲインを高くしすぎると）、電圧 VD Cの制御性は低下する。しかしながら、コンデンサ C 1の容量が十分であり、コンデンサ C 1により電圧 VD Cの電圧変動をある程度抑制できるときは、電流 I Bの制御性を高めることが蓄電装置 Bの充放電効率の向上に寄与する。

以上のように、この実施の形態 8によれば、電流 I Bを目標電流に制御するための電流制御系をコンバータ制御部に付加したので、電圧 VD Cの制御性と電流 I Bの制御性とを適切にすることにより、蓄電装置 Bに対する充放電効率のさらなる向上を図ることができる。また、電流 I Bの脈動が抑制されることにより、蓄電装置 Bの劣化抑制にも寄与することができる。さらに、コンデンサ C 1の損失および劣化を抑制することもできる。

[実施の形態 9 ]

昇圧コンバータ 1 0の動作中に何らかの異常が発生し、蓄電装置 Bと昇圧コンパータ 1 0と間に設けられるシステムメインリレー（図示せず）がオフされると、昇圧コンバータ 1 0のリアクトル Lに蓄積されたエネルギーが放出されることにより、システムメインリレーに過電流が流され、システムメインリレーが溶着する可能性がある。また、昇圧コンバータ 1 0に過電圧がかかり、 n p n型トランジスタ Q l， Q 2が過電圧破壊される可能性もある。そこで、この実施の形態 9では、電流 I Bと電流指令 I B Rとの偏差に基づいて異常を検出し、異常が検出されると、システムメインリレーをオフさせる前に昇圧コンバータ 1 0を停止させる。

この実施の形態 9は、実施の形態 8とコンバータ制御部の構成が異なり、その他の構成は実施の形態 8と同じである。

図 3 0は、この実施の形態 9におけるコンバータ制御部の詳細な機能プロック図である。図 3 0を参照して、このコンバータ制御部 6 6 Bは、図 2 9に示した実施の形態 8におけるコンバータ制御部 6 6 Aの構成において、異常検出部 3 1 8をさらに含む。

異常検出部 3 1 8は、減算部 3 1 4からの出力、すなわち電流指令と電流センサ 8 8力ゝらの電流 I Bとの偏差が予め設定された規定値を超えたか否かを判定する。そして、異常検出部 3 1 8は、その偏差が規定値を超えたと判定すると、シャットダウン信号 S D OWNを活性化してゲート制御部 3 0 8へ出力する。

ゲート制御部 3 0 8は、異常検出部 3 0 8からのシャツトダウン信号 S D OW Nが活性化されると、昇圧コンバータ 1 0の n p n型トランジスタ Q 1， Q 2をいずれもオフするための信号 PW Cを生成して昇圧コンバータ 1 0へ出力する。このように、この実施の形態 9によれば、電流指令と電流実績との偏差が規定値を超えると、昇圧コンバータ 1 0が異常であると判断し、昇圧コンバータ 1 0 を直ちに停止するようにしたので、システムメインリレーの溶着や昇圧コンパ一タ 1 0 'の過電圧破壊を防止することができる。また、電流実績を検出して昇圧コンバータの 1 0の故障検出を行なうので、ストレスのない装置保護が可能である。なお、上記の各実施の形態においては、モータジェネレータ MG 1， MG 2は、

3相交流回転電機としたが、この発明は、 3相以外の多相交流回転電機についても容易に拡張して適用することができる。

また、上記の各実施の形態においては、ハイブリッド車両は、動力分割機構 3 によりエンジン 4の動力を車軸とモータジェネレータ MG 1とに分割して伝達可能なシリーズ _/ /パラレル型としたが、この発明は、モータジェネレータ MG 1を駆動するためにのみエンジン 4を用い、モータジェネレータ MG 1により発電された電力を使うモータジェネレータ MG 2でのみ車両の駆動力を発生するシリーズ型のハイブリッド車両にも適用することができる。

また、上記の各実施の形態においては、この発明による車両の一例としてハイブリツド軍両の場合について説明したが、この発明は、エンジン 4を搭載しない電気自動車や燃料電池車にも i 用することができる。

なお、上記において、モータジェネレータ MG 1 , MG 2は、それぞれこの発明における「第 1の交流回転電機」および「第 2の交流回転電機」に対応し、 3 相コイル 1 2 , 1 4は、それぞれこの発明における「第 1の多相卷線」および「第 2の多相卷線」に対応する。また、インバータ 2 0， 3 0は、それぞれこの発明における「第 1のインバータ」および「第 2のインバータ」に対応し、中性点 N l， N 2は、それぞれこの発明における「第 1の中性点」および「第 2の中性点」に対応する。さらに、電力ライン N L 1， N L 2は、この発明における「電力線対」に対応し、電圧センサ 7 4は、この発明における「第 1の電圧検出装置」に対応する。

また、さらに、電流センサ 8 6は、この発明における「第 1の電流検出装置」に対応し、電流センサ 8 2， 8 4は、この発明における「複数の第 2の電流検出装置」に対応する。また、さらに、電流制御部 1 1 8， 1 1 8 A , 1 1 8 Bの各々は、この発明における「電流制御部」に対応し、電流制御部 2 2 6， 2 3 0 , 2 3 4は、この発明における「複数の電流制御部」に対応する。また、さらに、 P WM制御部1 2 2， 1 2 4は、この発明における「駆動信号生成部」に対応し、電流制御部 1 1 8 Bは、この発明における「繰返し制御部」に対応する。

また、さらに、電圧センサ 7 2は、この発明における「第 2の電圧検出装置」に対応し、インバータ入力電圧指令設定部 2 5 2、減算部 2 5 4および P I制御部 2 5 6は、この発明における「電流指令生成部の電圧制御部」を形成する。また、さらに、電流センサ 8 8は、この発明における「第 3の電流検出装置」に対応し、インバータ入力電圧指令演算部 3 0 2、減算部 3 0 4および F B制御部 3 0 6は、この発明における「コンバータ制御部の電圧制御部」を形成する。また、さらに、加算部 3 1 2、減算部 3 1 4および P I制御部 3 1 6は、この発明における「コンバータ制御部の電流制御部」を形成する。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

Claims

請求の範囲

1 . 車両外部の交流電源から車両に搭載された蓄電装置の充電および前記蓄電装置から前記交流電源への給電のいずれか一方を実行可能な電力制御装置であつて、

星形結線された第 1の多相卷線を固定子巻線として含む第 1の交流回転電機と、星形結線された第 2の多相卷線を固定子卷線として含む第 2の交流回転電機と、前記第 1の多相卷線に接続され、前記第 1の交流回転電機と前記蓄電装置との間で電力変換を行なう第 1のィンバータと、

前記第 2の多相卷線に接続され、前記第 2の交流回転電機と前記蓄電装置との間で電力変換を行なう第 2のィンバータと、

前記第 1の多相卷線の第 1の中†生点および前記第 2の多相卷線の第 2の中性点に接続され、前記第 1および第 2の中性点と前記交流電源との間で電力を授受可能なように構成された電力線対と、

前記交流電源の電圧を検出する第 1の電圧検出装置と、

前記第 1の電圧検出装置からの電圧検出値に基づいて前記交流電源の電圧の実効値および位相を検出し、その検出した実効値および位相ならびに前記蓄電装置に対する充放電電力指令値に基づいて、前記電力線対に流す電流の指令値であつて前記交流電源の電圧に対して位相が調整されたものを生成する電流指令生成部と、

前記電流指令生成部によって生成される電流指令値に基づいて前記第 1および第 2のィンバータの少なくとも一方の零相電圧を制御するィンバータ制御部とを備える電力制御装置。

2 . 前記電流指令生成部は、前記交流電源の電圧に対して同相の電流指令値を生成する、請求の範囲第 1項に記載の電力制御装置。

3 . 前記電流指令生成部は、

前記電圧検出値に基づいて前記交流電源の電圧の実効値を演算する実効値演算部と、

前記電圧検出値に基づいて前記交流電源の電圧の位相を検出する位相検出部と、前記位相検出部によつて検出された位相に対して位相調整された正弦波を生成する正弦波生成部と、

前記充放電電力指令値を前記実効値で除算し、その演算結果に前記正弦波生成部からの正弦波を乗算して前記電流指令値を生成する演算部とを含む、請求の範囲第 1項に記載の電力制御装置。

4 . 前記正弦波生成部は、前記位相検出部によって検出された位相と同相の正弦波を生成する、請求の範囲第 3項に記載の電力制御装置。

5 . 前記インバータ制御部は、前記第 1および第 2のインバータのいずれか一方の零相電圧を前記電流指令値に基づいて制御し、他方のィンバータの零相電圧を固定値に制御する、請求の範囲第 1項に記載の電力制御装置。

6 . 前記ィンバータ制御部は、前記一方のィンバータに対応する中性点の電位が前記他方のィンバータに対応する中性点の電位よりも高い場合、前記他方のィンバータの各相アームの上アームをオフさせ、かつ、下アームをオンさせ、前記一方のィンバータに対応する中性点の電位が前記他方のィンバータに対応する中性点の電位よりも低い場合、前記上アームをオンさせ、かつ、前記下アームをォフさせる、請求の範囲第 5項に記載の電力制御装置。

7 . '前記インバータ制御部は、前記電流指令値に基づいて前記零相電圧を制御するィンバータを前記第 1および第 2のィンバータで周期的に交替する、請求の範囲第 6項に記載の電力制御装置。

8 . '前記インバータ制御部は、前記交流電源から前記蓄電装置の充電時、前記他方のインバータの各相アームの上アームおよび下アームをオフさせる、請求の範囲第 5項に記載の電力制御装置。

9 . 前記インバータ制御部は、前記第 2のインバータの零相電圧が前記第 1のィンバータの零相電圧の符号を反転した電圧となるように、前記第 1および第 2 のィンバータの零相電圧を前記電流指令値に基づいて制御する、請求の範囲第 1 項に記載の電力制御装置。

1 0 . 前記インバータ制御部は、所定の搬送波と前記電流指令値に基づいて生成される第 1の信号波との大小関係に応じて、前記第 1のィンバータをスィツチング制御するための第 1の駆動信号を生成し、前記搬送波と前記第 1の信号波を符号反転した第 2の信号波との大小関係に応じて、前記第 2のィンバータをスィツチング制御するための第 2の駆動信号を生成する、請求の範囲第 9項に記載の電力制御装置。

1 1 . 前記インバータ制御部は、所定の第 1の搬送波と前記電流指令値に基づいて生成される信号波との大小関係に応じて、前記第 1のインバータをスィツチング制御するための第 1の駆動信号を生成し、前記第 1の搬送波を符号反転した第 2の搬送波と前記信号波との大小関係に応じて、前記第 2のィンバータをスィツチング制御するための第 2の駆動信号を生成する、請求の範囲第 9項に記載の電力制御装置。

1 2 . 前記インバータ制御部は、所定の搬送波と前記電流指令値に基づいて生成される信号波との大小関係に応じて、前記第 1のィンバータをスィツチング制御するための第 1の駆動信号を生成し、前記第 1の駆動信号に対して相補的に変化する、前記第 2のインバータをスィッチング制御するための第 2の駆動信号を生成する、請求の範囲第 9項に記載の電力制御装置。

1 3 . 前記電力線対に流れる電流を検出する第 1の電流検出装置をさらに備え、前記ィンバータ制御部は、

前記第 1の電流検出装置からの電流検出値と前記電流指令値との偏差に基づいて前記第 1および第 2のィンバータの零相電圧指令を生成する電流制御部と、その生成された零相電圧指令に基づいて、前記第 1および第 2のィンバータを駆動するための駆動信号を生成する駆動信号生成部とを含む、請求の範囲第 1項に記載め'電力制御装置。 '

1 4 . 前記第 1および第 2の交流回転電機の各々の各相に流れる電流を検出するための複数の第 2の電流検出装置をさらに備え、

前記インバータ制御部は、

前記第 1および第 2の交流回転電機の各々の各相に対応して設けられ、対応する前記第 2の電流検出装置からの電流検出値と前記電流指令値を各相に均等配分した各相電流指令値との偏差に基づいて、対応するインバータにおける対応する相の電圧指令を生成する複数の電流制御部と、

その生成された各相電圧指令に基づいて、前記第 1および第 2のィンバータを駆動するための駆動信号を生成する駆動信号生成部とを含む、請求の範囲第 1項に記載の電力制御装置。

1 5 . 前記電流制御部または前記複数の電流制御部の各々は、前記電流指令値に対応する正弦波関数を用いて制御補償量を算出する内部モデル補償部を含む、請求の範囲第 1 3項または第 1 4項に記載の電力制御装置。

1 6 . 前記内部モデル補償部は、

前記電流指令値または前記各相電流指令値の大きさの平均値を算出する第 1の平均値演算部と、 '

前記電流検出値の大きさの平均値を算出する第 2の平均値演算部と、前記第 1の平均値演算部からの出力と前記第 2の平均値演算部からの出力との偏差にゲインを乗算し、その演算結果に前記交流電源と同位相の正弦波関数をさらに乗算して前記制御補償量を算出する演算部とから成る、請求の範囲第 1 5項に記載の電力制御装置。

1 7 . 前記電流制御部または前記複数の電流制御部の各々は、前記交流電源の 1周期前における前記偏差に基づいて、前記零相電圧指令または前記各相電圧指令を前記交流電源の位相ごとに逐次算出する繰返し制御部を含む、請求の範囲第 1 3項または第 1 4項に記載の電力制御装置。

1 8 . 前記第 1および第 2のインバータに与えられる直流電圧を検出する第 2 の電圧検出装置をさらに備え、

前記電流指令生成部は、前記第 2の電圧検出装置からの電圧検出値と前記直流電圧の目標電圧との偏差に基づいて、前記直流電圧を前記目標電圧に制御するように前記充放電電力指令値を補正する電圧制御部を含む、請求の範囲第 1項に記載の電力制御装置。

1 9 . 前記蓄電装置と前記第 1および第 2のインバータとの間に設けられる昇圧コンバータと、

前記第 1および第 2のィンバータに与えられる直流電圧を検出する第 2の電圧検出装置と、

前記第 2の電圧検出装置からの電圧検出値に基づいて、前記直流電圧を目標電圧に制御するように前記昇圧コンバータを制御するコンバータ制御部とをさらに備える、請求の範囲第 1項に記載の電力制御装置。

2 0 . 前記蓄電装置に入出力される電流を検出する第 3の電流検出装置をさらに備え、

前記コンバータ制御部は、

前記第 2の電圧検出装置からの電圧検出値に基づいて、前記直流電圧を前記目標電圧に制御するように構成された電圧制御部と、

前記第 3の電流検出装置からの電流検出値に基づいて、前記蓄電装置に入出力される電流を目標電流に制御するように構成された電流制御部とを含む、請求の範囲第 1 9項に記載の電力制御装置。

2 1 . 前記コンバータ制御部は、前記電流検出値と前記目標電流との偏差がしきい値を超えると、前記畀圧コンバータを停止する、請求の範囲第 2 0項に記載の電力制御装置。

2 2 . 蓄電装置と、

車両外部の交流電源から前記蓄電装置の充電および前記蓄電装置から前記交流電源への給電のいずれか一方を実行可能な電力制御装置とを備え、

前記電力制御装置は、

星形結線された第 1の多相卷線を固定子巻線として含む第 1の交流回転電機と、星形結線された第 2の多相卷線を固定子巻線として含む第 2の交流回転電機と、前記第 1の多相卷線に接続され、前記第 1の交流回転電機と前記蓄電装置との間で電力変換を行なう第 1のィンバータと、

前記第 2の多相卷線に接続され、前記第 2の交流回転電機と前記蓄電装置との間で電力変換を行なう第 2のインバータと、

前記第 1の多相卷線の第 1の中'性点および前記第 2の多相卷線の第 2の中性点に接続され、前記第 1および第 2の中性点と前記交流電源との間で電力を授受可能なように構成された電力線対と、

前記交流電源の電圧を検出する第 1の電圧検出装置と、

前記電流指令生成部によつて生成される電流指令値に基づいて前記第 1および第 2のィンバータの少なくとも一方の零相電圧を制御するインバータ制御部とを含み、

前記第 1および第 2の交流回転電機の少なくとも一方から駆動トルクを受ける車輪をさらに備える車両。