WO2008059985A1

WO2008059985A1 - Système de communication mimo à trajets de communication déterministes, et procédé

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Publication number: WO2008059985A1
Application number: PCT/JP2007/072411
Authority: WO
Inventors: Tsuguo Maru
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2006-11-17
Filing date: 2007-11-19
Publication date: 2008-05-22
Anticipated expiration: 2009-05-17
Also published as: CN106160812A; JPWO2008059985A1; AU2007320337A1; RU2462816C2; JP5429602B2; CN101542936A; EP2091168A4; AU2007320337B2; BRPI0717203A2; RU2009122993A; US20090296846A1; EP2091168A1; EP2091168B1; CN101542936B

Description

明細書

決定論的通信路を有する MIMO通信システム及び方法

技術分野

[0001] 本発明は、通信システムにおける空間分割多重方式（以下、「MIMO(Multiple-I叩 ut Multiple-Output)」と略す）に関し、特に見通し内の固定マイクロ波通信システムに適用して好適な MIMO通信システムに関する。

背景技術

[0002] 近年、無線通信では、 MIMOを用いた技術が盛んに使われ始めており、 MIMO自体もはや新しい技術では無くなりつつある。しかし、従来の MIMOを用いた技術の中心は移動体通信であって、固定通信への応用はあまり検討されてこな力、つた。移動通信における電波伝搬路では、送信アンテナから到来した電波が周囲の地形などに応じて反射や散乱を受け、一群の素波の集まりとなって受信機に到着する。そのため、品質の高い通信を実現する上で常に障害となっていたの力これらの結果から生じるところのフェージング現象である。移動体通信における MIMO技術は、このフエージング現象を悪者扱いするのではなぐ逆にこのフェージングを移動通信における電波伝搬に内在する可能性を秘めた環境資源として見直した点で画期的であった

[0003] このような MIMO技術を電波伝搬路が確定されている見通し内固定無線通信へ適用した場合にどうなるかといつた疑問に対し、移動体に比べて数は少ないが、見通し内 MIMOの記載が非特許文献 1に開示されて!/、る。

[0004] 上述のような移動体通信では、通信路を確率的なマトリクスとして扱う。これに対して、見通し内固定通信路では、送信側及び受信側の各アンテナ間の幾何学的位置が固定的なものとして、決定論的に扱う必要がある。

[0005] 上記の文献には、送信側及び受信側ともにアンテナ間隔を広げることによって、その各アンテナ間の伝搬路（チャネル)を構成する通信路行列（チャネル行歹 IJ) Hに対し、次のような記載がある。ここで、 nはアンテナの数である。また、 H^Hは Hのエルミート転置行歹 IJ、 Iは単位行列である。

[0006] 同文献によると、送信側及び受信側間で対向するように直線配置された送信アンテナ番号 i、受信アンテナ番号 kに対して、信号の位相回転を、

[数 2]

n のように直線アンテナで構成することができる。

[0007] このため、例えば n = 2の場合、通信路行列 Hは、

國

H 厂 1 J

max = · ^ となる。ここで、 jは虚数を表す記号である。

[0008] この場合、ほ女 1]の条件を満足するアンテナ構成が可能である。ほ女 1]の条件を満足すると、 MIMO構成による通信路容量が H によって最大となることが同文献に max

記載されている。

[0009] すなわち、反射や散乱による移動体環境でなぐ決定論的な見通し内通信環境であっても、 MIMOによる通信路容量の増大が可能である。

[0010] 一方、小型固定マイクロ波通信では、数 GHz〜数十 GHzの周波数帯を用いる。波長にして数 mm〜数 cmである。従って、風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ方向の動きで、激しい位相変位を生ずることになる。このような条件では、上述の確定的な通信路行列を確保することが困難であるといった問題がある。

[0011] なお、後述の理論解析では、このような感度の高いアンテナ方向の変位があっても、上述の大容量化のための通信路容量は変わらないことを解析的に示している。

[0012] MIMO技術では、複数の独立な信号を同一帯域で同時に送受信する。そのため、信号分離/検出が必要である。そのための手段の一つとして、特異値分解（以下、「 SVD(Singular Value Decomposition)]と略す）によって得られるュニタリー行列を使つたマトリクス演算による方法がある（以下、「SVD方式」と略す）。この SVD方式において、受信端から送信端へ理想的にュニタリー行列構築のためのフィードバック情報を受け渡すことができたとする。そうすると、上述の感度の高いアンテナ方向の変位があつたとしても、それを補償すべくュニタリー行列が作用する。その結果として、 MIM Oによる大容量固定マイクロ波通信が実現できることになる。

非特許文献 1 : IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, VOL.47, NO.2, F EBRUARY 1999、 PP.173— 176、 On the Capacity Formula for Multiple Input-Multiple Output Wireless Channels: A Geometric Interpretation

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0013] しかしながら、このようなフィードバック情報は、システムのオーバーヘッドを増やすばかりでなぐ逆回線も用意しなければならないといった問題がある。なお、後述の通信路行列 Hのモデリングは、感度の高!/、アンテナ変位も含めて解析して!/、る。

[0014] ところで、上述の伝搬路が確定されている見通し内固定通信路を特異値解析すると、固有値が重根となって特異点の生じるアンテナ間位置がある。特異値は一意に決まるが、特異ベクトル (Singular Vectors)は一意ではない。特にこの状態は解析的に厄介で、これによつて特異ベクトルの激し!/、遷移を生ずることもあるとレ、つた問題があ

[0015] なお、この現象を逆に利用すると、色々な構成が可能である。この特性を生力もた各種の構成例については後の章で詳しく説明する。

[0016] 更に決定論的な見通し内 MIMOの大きな問題として、上述の従来の方法では送信側或いは受信側におけるアンテナ間のキャリア同期を取る必要があった。すなわち、送信側或いは受信側における複数のアンテナ間の位相は同相力、または或る一定の位相差をもって構成する必要があった。 [0017] 一方、固定マイクロ波通信システムでは、扱う周波数の関係からアンテナ間隔を広く取る必要がある。これに伴って、局部発振器を含む各無線機は、アンテナ近くに設置される。すなわち、アンテナ間のキャリア同期の問題が、固定マイクロ波通信システム構築上の大きな制約となるといつた問題があった。

[0018] そこで、本発明は、幾何学的位置関係が固定された見通し内通信路への MIMO の適用で通信路容量を増加させる決定論的通信路を有する MIMO通信システム及び方法を提供することを目的とする。

[0019] 更に本発明は、受信端から送信端へュニタリー行列構築のためのフィードバック情報を必要とする従来の SVD方式と違い、フィードバック情報を必要とせず SVD方式と等価な性能を発揮する MIMO通信システムを提供するものである。

[0020] 更に本発明の最大の目的は、固定マイクロ波通信システム構築上の制約となっていたアンテナ間キャリア同期の問題を解決した MIMO通信システムを提供するものである。

[0021] 更に本発明は、風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ方向の動きで激しい位相変位が生じ確定的な通信路行列を確保することが困難な状況であっても、 SVD方式と等価な性能を発揮する MIMO通信システムを提供するものである。

[0022] なお、本発明の MIMOは、見通し内通信であるため、アンテナ間の信号に相関がある状態で使用している点で、従来の移動通信で使用されている MIMOとは異なる。すなわち、従来の移動通信や室内無線 LANでは、アンテナ間の信号が無相関であることを前提に成り立つている。したがって、従来の MIMOは本発明のようなアンテナ間の相関のある状態では動作しない点に注意が必要である。

課題を解決するための手段

[0023] 上述の課題を解決するため、本発明に係る MIMO通信システムは、複数の伝送路を有する見通し内 MIMO通信システムであって、送信側または受信側、或いは送受信側共に通信路行列演算処理部を備え、該通信路行列演算処理部にて直交伝送路形成用行列を送信アンテナ（例えば、電波伝搬で用いる送信アンテナ、発光素子、スピーカ等）又は受信アンテナ (例えば、電波伝搬で用いる受信アンテナ、受光素子、マイクロフォン等）の位置変動又は伝送路の変動により更新することを特徴とする

[0024] また、通信路行列の固有値が重根になるベく通信路の幾何学的パラメータを設定し、該固有値に基づき得られる固有ベクトル或いはその線形和によって得られる固有ベクトルに基づいて構成されるュニタリー行列演算を、送信側或いは受信側のどちらか一方のみにおいて行うことにより仮想的な直交伝送路を形成することを特徴とする

[0025] また、 MIMO通信システム力 S、複数のアンテナを用いた固定マイクロ波通信システムであって、送信側または受信側、或いは送受信共にアンテナ毎に独立な局部発振器を用いて構成されることを特徴とする。

[0026] また、送信アンテナ又は受信アンテナの位置変動又は伝送路の変動を検出する手段を有し、該検出結果を用いて仮想的な直交伝送路形成用行列の更新を行うことを特徴とする。

発明の効果

[0027] 本発明は、複数の伝送路を有する見通し内 MIMO通信システムにおいて、送信側または受信側、或いは送受信側共に通信路行列演算処理部を備え、該通信路行列演算処理部にて直交伝送路形成用行列を送信アンテナ又は受信アンテナの位置変動又は伝送路の変動により更新するので、送信アンテナ又は受信アンテナの位置変動又は伝送路の変動を吸収して最大の通信容量を実現出来る MIMO通信システムを提供出来る。

[0028] 更に、通信路行列の固有値が重根になるベく通信路の幾何学的パラメータを設定し、該固有値に基づき得られる固有ベクトル或いはその線形和によって得られる固有ベクトルに基づいて構成されるュニタリー行列演算を、送信側或いは受信側のどちらか一方のみにおいて行うことにより仮想的な直交伝送路を形成することによって、逆回線によるフィードバック情報の!/、らな!/、構成や送信のみ処理とする構成など柔軟なシステム設計が可能となる。

[0029] 更に、 MIMO通信システム力 S、複数のアンテナを用いた固定マイクロ波通信システムであって、送信側または受信側、或いは送受信共にアンテナ毎に独立な局部発振器を用いて構成することによって、固定マイクロ波通信システム構築上の制約となつていたアンテナ間キャリア同期の問題を解決することが出来る。

[0030] 更に、仮想的な直交伝送路を形成する為の行列演算処理を受信側のみで行うことによって、送信側行列処理の為の逆回線による周期的で頻繁なフィードバック情報のいらな!/、MIMO通信システムを提供出来る。

[0031] 更に、送信アンテナ又は受信アンテナの位置変動や伝送路の変動を検出する手段を有し、該検出結果を用いて仮想的な直交伝送路形成用行列の更新を行うことによって、精密な設置と強固な筐体等のシステム構築上の問題点のない MIMO通信システムを提供出来る。

[0032] 更に、送信側から受信側へのパイロット信号を送出する手段を有し、該パイロット信号によって送信アンテナ又は受信アンテナの位置変動や伝送路の変動を検出し、その検出結果を用いて仮想的な直交伝送路形成用行列の更新を行うことによって、簡単な構成で精密な設置と強固な筐体等のシステム構築上の問題点のない MIMO通信システムを提供出来る。

[0033] 更に、送信側から受信側へアンテナ毎のパイロット信号を送出する手段を有し、該パイロット信号を元に仮想的な直交伝送路を形成する為の行列演算処理を受信側のみで行うことによって、簡単な処理で、送信側行列処理の為の逆回線による周期的で頻繁なフィードバック情報のレ、らなレ、MIMO通信システムを提供出来る。

[0034] 更に、送信側から受信側へ送られる各パイロット信号が、該局部発振器による処理より前に生成されることによって、送信側で発生した局部発振器間の位相雑音を受信端で検出することが出来、発生した位相雑音を補償すべく行列の更新を行うことが出来る。

[0035] 更に、送信側から受信側へ送られたパイロット信号の検出が、受信における局部発振器による処理の後に行われることによって、受信側で発生した局部発振器間の位相雑音を受信端で検出することが出来、発生した位相雑音を補償すべく行列の更新を行うことが出来る。

[0036] 更に、送信側から受信側へのパイロット信号が、アンテナ毎に互いに直交することによって、簡単な相関器で局部発振器間の位相雑音や気象条件等によって生じる感度の高いアンテナ方向の変位を検出することが出来、それらを補償すべく行列の更新を行うことが出来る。

[0037] 更に本発明は、見通し内通信路が電波伝搬路に限らず光通信路であっても、音響通信路であっても MIMO通信システムを提供することが出来る。

[0038] 更に、複数の送信アンテナ又は受信アンテナ間距離及びそれらの方向、もしくはどちらか一方を可変とすることによって、見通し内通信路がどの様な幾何学的形態であつたとしても送信アンテナ又は受信アンテナ間隔或いはそれらの軸方向、或いはそれら全てを操作すれば常に最大の通信容量を実現出来る MIMO通信システムを提供出来る。

[0039] なお、本発明は、上述の効果について、同時に達成するものである必要は必ずしも無ぐ少なくともいずれ力、 1つの効果を達成するものであればよい。

図面の簡単な説明

[0040] [図 1]本発明の見通し内 MIMOの構成例で任意のアンテナ間距離で感度の高いァンテナ変位を考慮した SVD方式を使用した例を示す図である。

[図 2]本発明の見通し内 MIMOの実施例 1 (構成例 1)で、送信側のみのュニタリー行歹 IJVによる演算を用いた例を示す図である。

[図 3]本発明の見通し内 MIMOの実施例 2 (構成例 2)で、送信側のみのマトリクス演算で、異なる値の仮想直交伝送路を形成した例を示す図である。

[図 4]本発明の見通し内 MIMOの実施例 3 (構成例 3)で、受信側のみのュニタリー行列による演算で、送信局部発振器独立構成の例を示す図である。

[図 5]本発明の見通し内 MIMOの実施例 4 (構成例 4)で、受信側のみのュニタリー行列による演算で、送信側及び受信側共に局部発振器が独立構成の例を示す図である。

[図 6]本発明の見通し内 MIMOの実施例 5 (構成例 5)で、受信側のみのマトリクス演算で、異なる値の仮想直交伝送路を形成し、更に送信側及び受信側共に局部発振器が独立構成の例を示す図である。

[図 7]本発明の見通し内 MIMOの実施例 6 (構成例 6)で、アンテナ数が送受共に 3 本、送受共に局部発振器が独立構成の例を示す図である。 [図 8]本発明の見通し内 MIMOの実施例 7 (構成例 7)で、アンテナ数が送受共に 4 本、送受共に局部発振器が独立構成の例を示す図である。

園 9]各方式によるアンテナ間距離に対する各仮想直交伝送路の SNRの比較を表す図である。

園 10]送受信で異なるアンテナ間距離を用いた場合の構成例を示す図。

[図 11]図 10の伝送路のモデリングを示す図である。

園 12]図 10の送受で異なるアンテナ間距離を用いた場合の通信容量を表す図であ園 13]送受信アンテナ形状がアンテナ配置方向に菱形状にずれた場合の構成例を示す図である。

園 14]アンテナ配置方向に菱形状にずれた送受信アンテナ形状で、受信側のみのュニタリー行列による演算の構成例を示す図である。

園 15]任意の幾何学形状によるアンテナ配置の場合を示す図である。

園 16]決定論的通信路が光通信路である場合の例を示す図である。

園 17]決定論的通信路が音響通信路である場合の例を示す図である。

園 18]任意の幾何学形状によるアンテナ配置で用いるアンテナの構成例を示す図である。

園 19]仮想直交伝送路上の固有値を表す図である。

園 20]送信側のみのマトリクス演算構成の応用例を示す図である。

符号の説明

101、 201 ュニタリー行列 Vによるマトリクス演算処理部

102、 108、 402、 502、 510、 602、 610 周波数変換部

103、 105、 109、 111、 403、 407、 503、 507、 511、 515、 603、 607、 611、 615 ミキサ

104、 110、 404、 405、 504、 505、 512、 513、 604、 605、 612、 613 局部発振

106、 107、 202、 203、 302、 303、 408、 409、 508、 509、 608、 609 固定アンテナ部 112、 410、 517 ュニタリー fi歹 IJUによるマトリクス演算処理咅

301 行列 Vによるマトリクス演算処理部

401、 501、 601 ノイロッ卜信号生成部

406、 506、 514、 606、 614 キャリア同期していないことによる位申目雑音のモデリング

516、 616 ノイロッ卜検出部

617 行列 Uによるマトリクス演算処理部

1601 レーザダイォー -ド (LD)

1602 フォトディテクタ (PD)

1701 超音波振動子

1702 超音波マイクロフォン

1801、 1802 アンテトエレメント

1803 結合棒

1804 ヒンジ

2001 送 1e

2002 受 ί¾ϋθ丄

2003 局 2

発明を実施するための最良の形態

[0042] 次に、本発明の実施形態について、式と図面を参照しながら説明する。その前に、先ず決定論的な見通し内通信路であっても通信路容量が ΜΙΜΟの最大容量となる理論的な裏付けを解析的に示す。

[0043] ΜΙΜΟ構成による仮想直交伝送路の通信路容量は、各パスの固有値によって表される。そこで、 2つのアンテナを用いた構成の場合を例に固有値解析を行う。下記モデリングは、感度の高いアンテナ方向の変位も考慮し、アンテナ構成及び符号は、図 1に準ずる。なお、説明の都合で 2つのアンテナを用いた場合で記すが、任意のアンテナ数でも同様に計算できる。

[0044] ここでは、送受間距離 Rによる距離減衰、共通位相シフトは、相対的な位相シフトで決まるから、無視して考える。まず、対角経路との経路差は、ほ女 4]となる。 * (l-cos(A^))w f- . ί ^ tsm(Aの《(Δ ， atd

2 I \ 2 R^J

[0045] ここで、経路差による位相回転 αは、ほ女 5]となる _c

[数 5]

ちなみに、 RF周波数 30GHz、 R= 5000m、アンテナ間距離 d =d =5mとすると

T R

、 [数 6]となる。

[数 6]

従って、送信側で信号 s、 sを送出する 2つの送信アンテナのうち、 sを送出する送

1 2 2

信アンテナの位置変動による位相シフト Φを考慮したチャネル行列 Hは、ほ女 7]とな o

[数 7]

H

e

[0048] 従って、ほ女 8]となる _c

[数 8]

1 1 e—^ja ,ε 2 _e^(_eJ- _+e ")

^ = ^ H =

e-^(e^ja +_e-^Ja) 2

2 2-cosa -e^J<>

[0049] これより、仮想的な直交伝送路の通信路容量である固有値え及びえは、以下の

1 2 ように計算できる。ここで、 H^Hはチャネル行列 Hのエルミート転置行列である。

[数 9]

= λ² + 4 -4Z ~4cos = λ² - 42-4sin² α = 0

.·. = 2土 ~4— 43ΐ ' " = 2 ±2cosci

[0050] ほ女 9]による数値計算結果を図 19に記す。図 19の解析結果はアンテナ毎に単位電力送信の場合であるから、通信路容量がアンテナ本数分の 2倍になって!/、ることを示している。ここで注意を要するのは、上記の計算で用いているモデリングに感度の高いアンテナ方向の変位も含まれている点である。それにも関わらず、最終的な通信容量である固有値の結果には、その変位成分は現れてこない。すなわち、電波伝搬路が確定されている見通し内固定無線通信であっても、 MIMOによって大容量化が可能である。それは、感度の高いアンテナ変位に関係ないアンテナ間距離で決定されている。

[0051] 上記の例では、 2つのアンテナを用いた場合であつたが、それ以上のアンテナを用 V、た場合の例を以下に記す。

[0052] 送受間で互いに直線配置されたアンテナ素子間の対角経路との経路差による位相回転はほ女 5]より得られ素子間隔を共通の dとすると、ほ女 10]となる。

[数 10]

[0053] そこで、となるように、 dと送受間距離 Rを定め、 3つのアンテナを用いた構成をとると、以下の信路行列 Hを得る。

3

[数 12]

[0054]

[0055]

となるように dと送受間距離 Rを定め、 4つのアンテナを用いた構成をとると、以下の通信路行列 Hを得る。

4

ほ女 15] 1 e ⁴ eーバ ⁴ e ⁴

-J*'

1 e

―

1

*7

e ⁴ e ⁴ e ⁴ 1

¾

1

[0057] 従って、

[数 16]

^ ^ 1

—ゾ

e ⁹ f 1 _e— ⁴ e ⁴ 4 0 0 0

-

Ω = Η e ⁴ e 1 e 0 4 0 0

*7 0 0 4 0 e ⁴ e ⁴ 1

0 0 0 4

1 e ⁴ e ⁴ 1 となる。よって、仮想的な直交伝送路の通信路容量である 4つの固有値全てが 4となり、全体の通信路容量がアンテナ本数分の 4倍になっていることが分かる。

[0058] すなわち、アンテナ本数が 2を超える値であっても、決定論的な見通し内通信路の通信路容量が MIMOの最大容量となるアンテナ本数分に拡大されていることが分かる。なお、以下の例では、説明の都合上、 2つのアンテナを用いた場合で記す力それを超えるアンテナ本数であっても同様のことがいえ、アンテナ本数が 2本に限ったことでは無レ、ことは!/、うまでもな!/、。

[0059] 次に、 MIMOにおける信号分離/検出の方法として特異値分解によって得られるュニタリー行列を使ったマトリクス演算による方法（以下 SVD方式と略す。 )について記す。 SVD方式では、送信側でのュニタリー行歹 IJVによるマトリクス演算と、受信側でのュニタリー行列 Uによるマトリクス演算とが必要となる。ュニタリー行歹 IJVによるマトリタス演算のためには、受信端から送信端へュニタリー行列構築のためのフィードバック情報を受け渡す必要がある。

[0060] 以下、本発明の実施形態について式と図面を参照しながら詳細に説明する。

[0061] 図 1において、送信側（送信装置）でのュニタリー行歹 IJVによるマトリクス演算処理部 101で処理された送信信号は、送信側における局部発振器 104とミキサ 103、ミキサ 105を含む周波数変換部 102によって無線周波数に周波数変換された後、複数のアンテナからなる固定アンテナ部 106から s及び sとして送出される。ここで、 s 、 sは

1 2 1 2 等価低域表現による信号表記を用いて!/、る。

[0062] ここで注意を要するのは、局部発振器は 104—つであり、それをミキサ 103と 105に供給することにより、アンテナ間のキャリア同期を取っている点である。これは、決定論的通信路が各パスの位相差によって確定されるという空間分割多重型固定マイク口波通信システム構築上の制約からくるものである。し力もながら、後述するように、この局部発振器をアンテナ毎に独立に設けることも可能であることを追記しておく。

[0063] このようにして送出された信号は、受信側（受信装置）における複数のアンテナからなる固定アンテナ部 107に r及び rとして受信される。ここで、 r、 rは等価低域表現

1 2 1 2

による信号表記を用いている。受信信号 r及び rは、受信側における局部発振器 11

1 2

0と、ミキサ 109及びミキサ 111を含む周波数変換部 108によってベースバンド周波数に周波数変換された後、受信におけるュニタリー行列 Uによるマトリクス演算処理部 112で処理され、 MIMOの信号分離/検出が完了する。

[0064] ここで注意を要するのは、局部発振器が 110—つであり、それをミキサ 109及び 11 1に供給することによりアンテナ間のキャリア同期を取っているという点である。これは、決定論的通信路が各パスの位相差によって確定されるという空間分割多重型固定マイクロ波通信システム構築上の制約からくるものである。

[0065] しかしながら、後述するように、この受信側の場合にも、送信側同様に局部発振器をアンテナ毎に独立に設ける構成も可能である。また、使用するアンテナとしては、パラボラアンテナやホーンアンテナ等色々なものがあるが、これらに限定されるものでもない。また、マトリクス演算処理部 101、 112は、プログラム制御によって実現することもできるし、 ASIC(Application Specific Integrated Circuit)等によるハードウェアで構成することあでさる。

[0066] 以下、任意のアンテナ間距離と感度の高いアンテナ変位を考慮した以下の通信路行列 Hを用いて、上述のュニタリー行列 V、 Uの算出の方法を、詳細に具体的に数式を交えて説明する。

[0067] ここで用いる見通し内伝搬路の通信路行列 Hは、 H Φ ; phase change caused by displacement

である。

[0068] また、以降、前述の固有値からの特異値直交行列 Λ ^1/2を次のように表すことにする

」

[0069] 以下、上記の通信路行列 Hを用いてュニタリー行列 V、ュニタリー行列 Uの順で計算する。

[0070] [ュニタリー行列 V]

まず、ュニタリー行歹 l]Vの計算について説明する。上記の通信路行列 H、すなわち

1 e-^ja

H = ；

e—^ja に対する固有ベクトルを、

[数 20] a

b とすると、 2 2-cosa-e^

Ω = Η" H =

2-cosa-e~^J<b 2 であるから、

22]

2-λ 2-cosor-e

2-coscr .e— 2-λ より、

[数 23]

~2-cos -e , cos ■ Φ _L

a = b = b = ±e^J ·ο ·.· A = 2±2coscr

2-λ 士 cosor となる。

[0071] ところで、

24]

Ω v=ス-ν の両辺に左から Vを掛けて

[数 25]

となる。

[0072] そこで、直交する Vを集めて、

[数 26]

V" Ω V = A ... Ω = ν·Λ·ν^Η を得る。 [0073] また、

[数 27]

H = U Λ^1/2.ν^Η より、

[数 28]

Ω = Η^ί/ H = V A^,/2.U^ff .U A^l/2.V^H = であるから、上記の固有ベクトル、すなわち [数 29] a

V

土 ^e— を集めて、

[数 30]

を得る。

[0074] ここで、正規化と直交性を考慮し特解として、 [数 31]

とすると、

[数 32]

を得る。

[0075] [ュニタリー行列 U]

次に、ュニタリー行列 Uの計算について説明する _c [数 33]

より、固有ベクトル uを

[数 34]

とすると、

[数 35]

-2-cosa . cos a , ,

a == ~ b = b = ±b ス = 2 ± 2 cosな l-λ 土 COS を得る。

[0076] ところで、 [数 37] Ω'-ιι = λ-u の両辺に左から u^Hを掛けて、

[数 38] u"■ Ω'-u = λ を得る。

[0077] そこで、直交する uを集めて、

[数 39]

U" Ω'υ = Λ ：. Ω'=υ Λ U^H であるから、上記の固有ベクトル、すなわち

[数 40] a

u一—

土 a を集めて、

[数 41]

X

U =

X を得る。

[0078] ここで、正規化と直交性を考慮して特解として、 [数 42]

X- Ϊ 2 とすると、

[数 43]

を得る。

[0079] 以上の計算より得られたュニタリー行列 V Uの確認のため、通信路行列 Hを V U で特異値分解してみる。

[0080] [特異値分解 Η = υ· Λ ·ν^Η]

通信路行列 Ηを V Uで特異値分解すると、

[数 44]

Η

となる。よって、上述の例のように、 R= 5000m, d = d = 5mといった最適位置でも

T R

,直交伝送路の形成が可能なことが分かる。ただし、それぞれの伝送路 n寶は、 ^2及び^ 2から、 ^ (2 + 2(：03 « )及び^ (2— 2(：03 « )に比例し、異なる伝送路品質となる。

[0081] 図 1のブロック図に太!/、矢印で書かれて!/、る^ (2 + 2cos a )及び^ (2— 2cos a ) が構築された仮想直交伝送路を示している。ここで注意を要するのは、上記のュニタリー行列は、風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ位置変動（同図中 Φでモデリングして!/、る。）等の外部要因によって生じた伝送路の変動を含んでいる点である。これによつて、感度の高いアンテナ方向の変位があつたとしても、それを補償すべくュニタリー行列が作用する。後述するように、アンテナ毎に独立した局部発振器を用いた構成でも、その位相差力 Sこのアンテナ位置変動へとモデリングされるので、同構成でも局部発振器を独立した構成が可能となる。

[0082] なお、この構成は V

一一、受信端から送信端へ行列構築のためのフィードバック情報を | 7

受け渡す必要がある力受信端のみで補償することによってフィードバック情報を無くすことも可能である。

[0083] 上述の説明は、構築されたパスの太さが異なる場合も含む一般的な仮想直交伝送路の場合であつたが、次に、見通し内固定通信路が重根となる特異点での場合について記す。

[0084] 伝搬路が確定されている見通し内の固定通信路を上述のように特異値解析すると、固有値が重根となって特異点の生じるアンテナ間位置が存在する。特異値は一意に決まるが、特異ベクトル (Singular Vectors)は一意ではない。特にこの状態 (Deficient matrix)は解析的に厄介で、これによつて固有ベクトルの激しい遷移を生ずることもある。この現象を逆に利用すると、色々な構成が可能である。この特性を生力、した各種の構成例をこれから説明するが、その前に原理的な部分につ!/、て記す。

[0085] ここでは、

[数 45]

なる αで、

[数 46]

となるアンテナ間位置の場合を考える。

この状態での通信路行列 Hは、 1 e ^ia -e^ 1 -J-e

H =

-j \·ε^]φ となる。

[0087] ここで、

[数 48]

-j'e

であるから、

[数 49]

より固有方程式が重根となる。重根の場合、以下のような変換が可能である c

[0088] 今、固有値えに対する或る固有ベクトル uに対して、

[数 50]

が成り立つ。

[0089] 同様に固有値えに対する別の固有ベクトル uに対して、

2

[数 51]

Ω'·ιι₂ =A-u₂

が成り立つ。

[0090] 従って、両固有ベクトルの線形和に対して、 [数 52]

が成り立つ。そのため、線形和（c -u +c -u )も固有ベクトルとなる

1 1 2 2

そこで、重根に対して他条件からの漸近的な固有ベクトルを、

[数 53]

とすると、

[数 54]

一 1 - cos . cos , , .

a = b = b = ±ή λ = 2±2cosor

2-λ 土 cos" となる。

ところで、

[数 56]

Ω'-u = λ-n の両辺に左から u^Hを掛けて、

ほ女 57] を得る。

[0093] そこで、直交する uを集めて

[数 58]

U" Ω»υ = Λ ：. ii'=U A U^H となる。

[0094] また、

[数 59]

Ω'=Η H^H =U Λ¹² V" V Λ¹² U^J/ =U Λ U^H であるから、上記の固有ベクトル、すなわち

を集め、正規化と直交性を考慮して、

[数 61]

を得る。

[0095] そこで、線形結合として、和と差を考えると、

[数 62]

となり、これより、

[数 63] 1 0

U =

0 1 を得る。

[0096] また、

[数 64]

であるから、

[数 65]

となる。

[0097] 試しに、ここで求めた各行列 U、 Λ ^1/2、 V^Hを用いて、通信路行列 Hを計算

となって、確かに成り立つていることが分かる。これは、一例であって、重根による特異点によって、同様な方法で色々な分解方法が存在する。

実施例 1

[0098] (送信側のみのマトリクス演算の場合）まず、本発明の実施例 1 (構成例 1)として、送信側のみのマトリクス演算による上記を用いた構成例を示す。

[特異値直交行列 Λ ¹⁷²]

この場合、同じ値の仮想直交伝送路を有する場合となるから、特異値直交行列 Λ ¹⁷ ²は、

2

[数 67] 一, r

であ ·ο。

[通信路行列 Η]

よって、通信路行列 Ηは、

[数 68]

V = u ^H = 「ひ" ひ

ひ

π

where; = 2π

となる。

[0101] 以上の結果を元に構成したのが図 2である。同図において、送信側でのュニタリー行歹 IJVによるマトリクス演算処理部 201で処理された送信信号は、複数のアンテナからなる固定アンテナ部 202から s及び sとして送出される。ここで、 s及び sは等価低

1 2 1 2

域表現による信号表記を用いており、周波数変換の処理は煩雑になることを避けるために省略している。

[0102] このようにして送出された信号は受信側における複数のアンテナからなる固定アンテナ部 203に r 、 rとして受信される。ここで、 r 、 rは等価低域表現による信号表記

1 2 1 2

を用いており、ベースバンドへの周波数変換は省略している。ここで、受信側でのュ二タリー行列 uによるマトリクス演算処理部は全く無く全ての行列演算は送信側のみで行われている点に特徴がある。

[0103] ほ女 68]より送信側だけのマトリクス演算のみでも、風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する高感度のアンテナ位置変動（同図中 Φでモデリングして!/、る。 )等の外部要因によって生じた伝送路の変動を上記の行列は含んでいてこれによつて高感度のアンテナ方向の変位があつたとしても、それを補償すべくュニタリー行列が作用する点に特徴がある。

[0104] なお、この構成は、受信端から送信端へ V行列構築のためのフィードバック情報を受け渡す必要がある。図中の太い矢印は伝送路品質が^ 2及び^ 2に比例して構築された仮想直交伝送路を示している。また、使用するアンテナとしては、パラボラアンテナやホーンアンテナ等色々なものがあるがこれらに限定されるものでもない。また、マトリクス演算処理部 201は、プログラム制御によって実現することもできるし、 ASIC 等によるノヽードウエアで構成することもできる。

実施例 2

[0105] (送信側のみのマトリクス演算で異なるパスの太さを持った仮想直交伝送路の場合）次に、本発明の実施例 2 (構成例 2)として、異なる太さの仮想直交伝送路を形成し送信側のみのマトリクス演算による構成例を示す。

[0106] [特異値直交行列 Λ ¹⁷²]

この場合、異なる値の仮想直交伝送路を有する場合となるから、特異値直交行列 Λ ¹⁷²は、

[数 69]

である。

[0107] [通信路行列 Η] よって、通信路行列 Hは、

[数 70]

となる。これにより、行列 v^Hは、

[数 71]

である。

[0108] ここで、

[数 72]

1 1

+ e ^Jl) 2 -cos ゾ' 0 _e— ） 2-sinf "

であるから、行列 v^Hとして、

[数 73]

を得る。

[0109] ただし、ベクトルの二乗ノルムを見ると、

であるから、 V^Hはもはやュニタリー行列ではない。従って、行列 Vを求めるには、逆行列演算が必要となる。

試しに、ここで求めた各行列 U、 Λ ^1/2、 V^Hを用いて、通信路行列 Hを計算してみると

となって、確かに成り立つていることが分かる。

次に、 V^Hの逆行列 Vを考えると、任意の行列 A、すなわち

[数 76] a a

A = 12

Λ₂₁ a 22 の逆行列 A

[数 77]

となる。 [0112] 従って、行列 Vとして、

[数 78]

を得る。以上の結果を基に構成したのが図 3である。

[0113] 図 3において、送信側での行列 Vによるマトリクス演算処理部 301で処理された送信信号は、複数のアンテナからなる固定アンテナ部 302から s及び sとして送出され

1 2

る。ここで、 S及び Sは等価低域表現による信号表記を用いており、周波数変換の処

1 2

理は煩雑になることを避けるために省略している。

[0114] このようにして送出された信号は、受信側における複数のアンテナからなる固定ァンテナ部 303に r、 rとして受信される。ここで、 r、 rは等価低域表現による信号表

1 2 1 2

記を用いており、ベースバンドへの周波数変換は省略している。ここで、受信側での行列 Uによるマトリクス演算処理部は全く無く全ての行列演算は送信側のみで行われているのが特徴である。

[0115] ほ女 78]より送信側だけのマトリクス演算でも、風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高レ、アンテナ位置変動（同図中 Φでモデリングして!/、る。 )等の外部要因によって生じた伝送路の変動を上記の行列は含んでいて、これによつて感度の高いアンテナ方向の変位があつたとしてもそれを補償すべく送信側の行列が作用する点に特徴がある。

[0116] なお、この構成は、受信端から送信端へ V行列構築のためのフィードバック情報を受け渡す必要がある。また、使用するアンテナとしては、パラボラアンテナやホーンァンテナ等色々なものがあるが、これらに限定されるものでもない。また、マトリクス演算処理部 301は、プログラム制御によって実現することもできるし、 ASIC等によるハードウエアで構成することもできる。

[0117] このように R= 5000m、 d =d = 5mといった最適位置でなくとも仮想的な直交伝

T R

送路の形成が可能でし力、も送信側の行列処理だけで実現できていることが分かる。

[0118] 上述の送信側のみのマトリクス演算構成の応用例を図 20に示す。同図において、基幹網に近い送信局 2001に複数のアンテナを装備し、ユーザー網に近い受信局 2 002及び受信局 2003にはそれぞれ一個のアンテナを装備する。受信局 2001と受信局 2003の間は距離が離れており、マトリクス演算を行うことができない。一方、送信局 2001では送信マトリクス演算を行うことができるので、上記で説明した送信側のみのマトリクス演算構成が適用できる。なお、このような一局対多局構成の考え方は次に説明する受信側のみのマトリクス演算構成でも多局対一局として適用できるのはいうまでもない。

実施例 3

[0119] (受信側のみのュニタリー行列演算で送信局部発振器独立構成の場合）

次に、本発明の実施例 3 (構成例 3)として、受信側のみのュニタリー行列演算による構成例を示す。この構成例 3は、受信端力も送信端へのフィードバック情報を必要とせず、また送信端で独立なアンテナ毎の局部発振器を用いることができる構成で、し力、も特性は SVD方式と全く同じである。

[0120] [特異値直交行列 Λ ¹⁷²]

[数 79] / o

となる。

[通信路行列 H]

よって、通信路行列 Hとして、

[数 80]

Η ; Φ = Φ_Λ + Φ

=

/ R を得る。

[0122] 以上の結果を基に構成したのが図 4である。図 4において、送信側でのュニタリー行列 Vによるマトリクス演算処理部は全く無ぐ全ての行列演算は受信側のみで行われて!/、る点がこの構成の特徴である。 1 N2

[0123] ほ女 80]より、受信側だけのマトリクス演算のみでも、風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ位置変動（同図中 Φ でモデリングしている。）等の

A

外部要因によって生じた伝送路の変動を上記の行列は含んでいる。これによつて、感度の高いアンテナ方向の変位があつたとしても、それを補償すべくュニタリー行列が作用する点に特徴がある。

[0124] 更に、この構成の最大の特徴は、固定マイクロ波通信システムで扱う周波数の関係力もアンテナ間隔を広く取る必要があるが、それに伴って局部発振器をアンテナ近くに設置している点である。すなわち、送信側でアンテナ毎に独立な局部発振器を用いている点に特徴がある。

[0125] 図 4において、送信信号は、パイロット信号生成部 401によってアンテナ毎のパイ口ット信号を付加された後、送信側における局部発振器 404、 405とミキサ 403、 407を含む周波数変換部 402によって無線周波数に周波数変換され、複数のアンテナからなる固定アンテナ部 408から s及び sとして送出される。ここで、 s及び sは等価低

1 2 1 2 域表現による信号表記を用いて!/、る。

[0126] ここで注意を要するのは、アンテナ毎に独立の局部発振器 404、 405を用いている点で、そのためにアンテナ毎のキャリア間でキャリア同期していないことによって生じる位相雑音 Φ が発生する。図中の 406が、それをモデリングしたものである。

し

[0127] このようにして送出された信号は、受信側における複数のアンテナからなる固定ァンテナ部 409に r 、 rとして受信される。ここで、 r 、 rは等価低域表現による信号表

1 2 1 2

記を用いており、ベースバンドへの周波数変換は省略している。それぞれの受信信号 r 、 rは、受信側のュニタリー行列 Uによるマトリクス演算処理部 410で処理され、

1 2

MIMOの信号分離/検出が完了する。

[0128] ここで注意を要するのは、送信側でのュニタリー行列 Vによるマトリクス演算処理部は全く無く全ての行列演算は受信側のみで行われている点である。

[0129] ほ女 80]より、受信側だけのマトリクス演算のみでも、風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高レ、アンテナ位置変動（同図中 Φ でモデリングして!/、る)等の

A

外部要因によって生じた伝送路の変動を上記の行列は含んでいる。更に、キャリア同期していないことによる位相雑音 Φ を含んでいる。このため、感度の高いアンテナし

方向の変位やキャリア間の位相変位があつたとしても、それを補償すべくュニタリー行列が作用する。

[0130] なお、この構成による最大のメリットは、受信端から送信端へ V行列構築のためのフイードバック情報を受け渡す必要がないという点である。図中の太い矢印は伝送路品質が 2及び 2に比例して構築された仮想直交伝送路を示している。また、使用するアンテナとしては、パラボラアンテナやホーンアンテナ等色々なものがある力これらに限定されるものでもない。また、マトリクス演算処理部 410は、プログラム制御によつて実現することもできるし、 ASIC等によるノヽードウエアで構成することもできる。

[0131] このように送信端でュニタリー行列演算を用いない構成でも、直交伝送路の形成が可能である。また、パイロット信号によって位相差 Φ = Φ + Φ が検出可能であれば、送信端で独立の局部発振器を用いたとしても、仮想直交伝送路の構築が可能となる。これによつて形成される直交伝送路は、この位相差 Φの影響を受けない。更に、受信端から送信端へのフィードバックを必要としない。使っている行列はュニタリー行列なので、特性は SVD方式と全く同じになる。

実施例 4

[0132] (受信側のみのュニタリー行列演算で送受局部発振器独立構成の場合）

次に、本発明の実施例 4 (構成例 4)として、同じ太さの仮想直交伝送路を形成し、受信側のみュニタリー演算で送信側及び受信側共にアンテナ毎に独立な局部発振器を用いた場合による構成例を示す。

[0133] この構成例 4も、受信端力も送信端へのフィードバック情報を必要としない。また、送信、受信共に独立なアンテナ毎の局部発振器を用いることができる構成で、しかも特性は SVD方式と全く同じである。更に、送信アンテナ及び受信アンテナ共に、風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ方向の動きで激しい位相変位を生じても全てアンテナ毎の局部発振器による位相変動と同じモデリングに帰着することができることを利用して解析している。なお、上述の理論解析では、このような感度の高いアンテナ方向の変位があっても、上述の大容量化のための通信路容量は変わらなレ、ことを解析的に示して!/、る。

[0134] [特異値直交行列 Λ ¹⁷²]

この場合、特異値直交行列 Λ ^1/2は、

[数 81] ^ 0 V2 + 2cosa 0 — 0

0 0 - /2— 2cos« 0 となる。

[通信路行列 H]

よって、通信路行列 Hとして、

[数 82] -ゾ- e Φ = Φ_; + Φ ,

-Λ^{, 2} -ν^Η = υ · where;

—ゾ -e l._eJ(*+ft) υ

ひ u— 1 e "l/V2 0 1/V2

U =

ひ _2I び - j ._e レ (^φ+ 0 1/V2 ι ϊ

_「 1/ /2 _ π d_R π

where; a = 2π\

2R ■ γ R 2 を得る。

[0136] 以上の結果を基に構成したのが図 5である。図 5において、送信側でのュニタリー行列 Vによるマトリクス演算処理部は全く無ぐ全ての行列演算は受信側のみで行われている。受信側だけのマトリクス演算のみでも、風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高!/、送信側及び受信側のアンテナ位置変動（同図中 Φ 及び φ

A A

でモデリングしている。）等の外部要因によって生じた伝送路の変動を上記の行列は含んでいる。これによつて、感度の高いアンテナ方向の変位があつたとしても、それを補償すべくュニタリー行列が作用する。更に、この構成の特徴として、固定マイクロ波通信システムで扱う周波数の関係からアンテナ間隔を広く取る必要があり、それに伴つて局部発振器をアンテナ近くに設置している。すなわち、送信側及び受信側共にアンテナ毎に独立な局部発振器を用いている点に最大の特徴がある。このように送信側、受信側共にアンテナ独立の局部発振器を用いたとしても、パイロット信号を適切に検出すれば、 SVD方式と等価な特性を得るとこができる。

[0137] 図 5において、送信信号は、ノィロット信号生成部 501によってアンテナ毎のパイ口ット信号を付加された後、送信側における局部発振器 504、 505とミキサ 503、 507を含む周波数変換部 502によって無線周波数に周波数変換され、複数のアンテナからなる固定アンテナ部 508から s及び sとして送出される。 s及び sは等価低域表現

1 2 1 2

による信号表記を用いている。ここで注意を要するのは、アンテナ毎に独立の局部発振器 504、 505を用いているために、アンテナ毎のキャリア間でキャリア同期していないことによって生じる位相雑音 Φ が発生する点である。図中に示した 506が、それをし

[0138] このようにして送出された信号は、受信側における複数のアンテナからなる固定ァンテナ部 509に r、 rとして受信される。ここで、 r、 rは等価低域表現による信号表

1 2 1 2

記を用いている。受信信号 r及び rは、受信側における局部発振器 512、 513とミキ

1 2

サ 511、 515を含む周波数変換部 510によってベースバンド信号に周波数変換された後、パイロット信号検出部 516を通って受信側のュニタリー行列 Uによるマトリクス演算処理部 517で処理され、これによつて MIMOの信号分離/検出が完了する。受信側の処理で注意を要するのは、アンテナ毎に独立の局部発振器 512、 513を用 V、て!/、る点で、そのためにアンテナ毎のキャリア間でキャリア同期して!/、な!/、ことによつて生じる位相雑音しが発生する。図中の 514が、それをモデリングしたものである。また、使用するアンテナとしては、ノラボラアンテナやホーンアンテナ等色々なものがあるがこれらに限定されるものでもない。また、マトリクス演算処理部 517は、プログラム制御によって実現することもできるし、 ASIC等によるハードウェアで構成することもできる。

[0139] ノィロット信号検出部 516では、パイロット信号生成が送信側の局部発振器による処理より前にあり、且つパイロット検出が受信側の局部発振器による処理より後に配置されているので、ほ女 82]における Φ = Φ + Φ 及び φ = φ + φ の検出を行うこ

L A L A

とができる。これによつて、送信側でのュニタリー行歹 IJVによるマトリクス演算処理部を全て省略して全ての行列演算を受信側のみで行うことができる。ほ女 82]より風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ位置変動（同図において Φ 及び φ でモデリングしている。）等の外部要因によって生じた伝送路の変動、及

A A

び、キャリア同期していないことによる位相雑音 Φ

しや Φ を補償すべくュニタリー行列し

が作用するからである。なお、この構成による最大のメリットは、受信端から送信端へ V行列構築のためのフィードバック情報を受け渡す必要がないという点である。図中の太い矢印は、伝送路品質が 2及び 2に比例して構築された仮想直交伝送路を示している。

[0140] このように送信端でュニタリー行列演算を用いない構成でも直交伝送路の形成が可能で、またパイロット信号によって位相差 Φ = Φ + Φ 及び φ = φ + φ の検出

L A L A

が可能である。このため、送信端で独立の局部発振器を用いても、更に受信端で独立な局部発振器を用いても、仮想直交伝送路を形成することができる。これによる直交伝送路は、この位相差 Φや φの影響を受けない。更に受信端から送信端ードバックを必要としない。更に、使っている行列は、ュニタリー行列なので、特性は SVD方式と全く同じになる。

実施例 5

[0141] (異なる太さの仮想直交伝送路で、受信側のみの行列演算、送受共にアンテナ毎の局部発振器）

次に、本発明の実施例 5 (構成例 5)として、異なる太さの仮想直交伝送路を形成し、受信側のみのマトリクス演算で、更に、送信側及び受信側共にアンテナ毎に独立な局部発振器を用いた構成例を示す。

[0142] 異なる値の仮想直交伝送路を形成する例である。この構成例 5も受信端から送信端へのフィードバック情報を必要としない。また、送信及び受信共に独立 7

毎の局部発振器を用いることができる構成である。更に送信アンテナ及び受信テナ共に、風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ方向の動きで激しい位相変位を生じても全てアンテナ毎の局部発振器による位相変動と同じモデリングに帰着することができることを利用して解析している。実用的なフレキシビリティのある構成とするため、最適なアンテナ位置と異なるアンテナ間距離で構成されている。従って、特性は SVD方式と異なってくる。この構成の特性解析については後述する。

[0143] [特異値直交行列 Λ ¹⁷²]

異なる値の仮想直交伝送路を形成する例であるから、

[数 83]

/ >i - 、

0

( "」となる。

[0144] [通信路行列 H]

[数 84] H =

となる。

ここで、送信側の感度の高いアンテナ変位 Φ は、送信側の独立毎の局

A

部発振器による位相変動 Φ に含めて Φとし、受信側の感度の高レ変位 Φ は、受信側の独立毎の局部発振器による位相変動 φ に含めてとしている。

[数 85]

1 {e ¹ +e'^!l) 0 1 0

H = U Λ^{1 2} V^H =

1 · ·(^φ+( 0 1

J(e ² -e ² ) であるから、

[数 86]

となる。

また、

[数 87]

{e ² +e " j(e ² -e '²) 2-sinl

であるから、

[数 88]

となる。

[0147] ただし、ベクトルの二乗ノルムを見ると

[数 89]

である。このため、 Uは、もはやュニタリー行列ではなレ、。従って、 U^hを求めるには、逆行列演算が必要となる。

となって、確かに成り立つていることが分かる。

[0149] 次に、行列 Uの逆行列 U—¹を考える。任意の行列 A、すなわち

[数 91]

の逆行列 A—¹は、

[数 92]

A ^a22 - »12

f^lllな： !J一な - «21 «11

AA— ¹ = - 一 a a₁₂

となる。

従って、

93]

を得る。以上の結果を基に構成したのが図 6である。

上記は、異なる値の仮想直交伝送路の場合である力パイロット検出を適切に行えば、送受信端共にアンテナ毎の局部発振器を用いた場合でも、直交伝送路の形成が可能である。送信側でのマトリクス演算を用いない構成なので受信端力も送信端へのフィードバック情報を必要とせず、送信端位相変動 Φや受信端位相変動 φといつた速い位相変動に対応できる。

[0152] また、 R= 5000m、 d =d = 5mといった最適アンテナ間位置でなくとも、送信側マ

T R

トリタス処理をすることなぐ異なる伝送路品質をもった直交伝送路の形成が可能となる。ただし、 U^Hは、もはやュニタリー行列ではなぐ逆行列 U—¹となる。このため、 SVD 方式からの特性劣化が予想される。 SVD方式と、この方式との特性差については後述する。

[0153] 図 6において、送信信号はパイロット信号生成部 601によってアンテナ毎に互いに直交するパイロット信号が付加される。用いる直交パイロット信号としてはアダマール行列から得られた直交パターンや、或いは、 CAZAC系列を用いてもよい。このようにしてパイロットが付加された送信信号は、送信側における局部発振器 604、 605とミキサ 603、 607を含む周波数変換部 602によって無線周波数に周波数変換され、複数のアンテナからなる固定アンテナ部 608から s及び sとして送出される。 s及び s

1 2 1 2 は等価低域表現による信号表記を用いている。ここで注意を要するのは、アンテナ毎に独立の局部発振器 604、 605を用いているために、アンテナ毎のキャリア間でキヤリア同期していないことによって生じる位相雑音 Φ が発生する点である。図中に示しし

[0154] このようにして送出された信号は、受信側における複数のアンテナからなる固定ァンテナ部 609に r 、 rとして受信される。ここで、 r 、 rは等価低域表現による信号表

1 2 1 2

記を用いている。受信信号 r及び rは、受信側における局部発振器 612、 613とミキ

1 2

サ 611、 615を含む周波数変換部 610によってベースバンド信号に周波数変換された後、パイロット信号検出部 616を通って受信側行列 Uによるマトリクス演算処理部 6 17で処理され、これによつて MIMOの信号分離/検出が完了する。

[0155] 受信側の処理では、アンテナ毎に独立の局部発振器 612及び 613を用いている。

そのため、アンテナ毎のキャリア間でキャリア同期していないことによって生じる位相雑音 Φ が発生する。同図の中の 614が、それをモデリングしたものである。また、使し

用するアンテナとしては、パラボラアンテナやホーンアンテナ等色々なものがあるが、これらに限定されるものでもない。また、マトリクス演算処理部 617は、プログラム制御によって実現することもできるし、 ASIC等によるノヽードウエアで構成することもできる。 [0156] ノィロット信号検出部 616では、互いに直交するパイロット信号の生成が送信側の局部発振器による処理より前にあり、且つパイロット検出が受信側の局部発振器による処理より後に配置されている。このため、ほ女 93]における Φ = Φ + Φ 及び φ =

L A

Φ + Φ の検出を行うことができる。パイロット信号で用いているパターンは、ァダマ

L A

ール系列や CAZAC系列といった直交パターンなので、図示はしていないが、簡単な相関器によって Φ及び Φの検出が可能である。全ての行列演算を受信側のみで行うこと力 Sできるようになる。すなわち、ほ女 93]より風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ位置変動（同図において Φ 及び φ でモデリングし

A A

ている。）等の外部要因によって生じた伝送路の変動、及び、キャリア同期していないことによる位相雑音 Φや φ を補償すべく受信側の行列が作用する。

しし

[0157] なお、この構成による最大のメリットは、受信端から送信端へ V行列構築のためのフイードバック情報を受け渡す必要がないという点である。図中の太い矢印は仮想直交伝送路で、前の構成例と違って異なる太さになっている。しかし、後述するように、この構成を用いると、同じ伝送路品質となる点に特徴がある。

[0158] 以上は、 2つのアンテナを用いた構成例で示してきた。しかし、上述したように、本発明は 2つのアンテナを用いた構成に限らず、複数のアンテナを用いた構成が可能である。

[0159] 煩雑になるので送受のアンテナのみ図で、他の箇所は省略するが、以下、 2アンテナを超えるアンテナ数の場合で説明する。

実施例 6

[0160] (3アンテナによる受信信側のみのュニタリー行列演算）

次に、本発明の実施例 6 (構成例 6)として、 3つのアンテナを用いた構成例について説明する。

[0161] [特異値直交行列 Λ ¹⁷²]

特異値直交行列 Λ ^1/2は、

[数 94] 0 0

となる。

[通信路行列 H]

通信路行列 Hは、図 7より、

[数 95]

where; n = 0,1,2

として、

[数 96]

H

となる。 [0163] 従って、

[数 97]

Φ₂ = Φ + Φ_Αι whefe; 少 2 = + Α,

を得る。

[0164] ここで、ほ女 97]の Φ 及び φ は、送信側、及び受信側における風や周囲温度等の

A A

微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ位置変動によるキャリア位相変位を示している。添え字の 1及び 2は、最上部のアンテナを基準とした二番目と三番目のァンテナの位相変位を示して!/、る。

[0165] また、固定マイクロ波通信で扱う周波数の関係からアンテナ間隔を広く取る必要があり、それに伴って局部発振器をアンテナ近くに設置している。すなわち、送信側及び受信側共にアンテナ毎に独立な局部発振器を用いている。従って、キャリア同期していないことによる位相雑音 Φや φ が発生する。添え字の 1及び 2は、最上部のァンテナを基準とした二番目と三番目のアンテナの位相変位を示して!/、る。

[0166] 上記の送信アンテナ及び受信アンテナ共に、風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ方向の動きによる激しい位相変位は、全てアンテナ毎の局部発振器による位相変動と同じモデリングに帰着する。そのため、 [数 97]による解析では、最上部のアンテナを基準に送信側の二番目、三番目のアンテナで、 Φ =

1 φ + Φ φ = φ + Φ 、受信側における二番目、三番目のアンテナで、 φ = φ

LI A1 2 L2 Α2 1 L1

+ φ 、 φ = φ + φ として解析している。すなわち、 3アンテナでも受信のュニタリ

A1 2 L2 Α2

一行列演算のみで仮想直交伝送路の形成が可能である。図中の太!、矢印は伝送路品質がそれぞれ 3 3及び 3に比例して構築された仮想直交伝送路を示している。 [0167] また、それぞれの位相変位をパイロット信号によりを適切に検出すれば SVD方式と等価な特性を得ることができる。通信路容量は全アンテナ電力比較で 3倍になる。実施例 7

[0168] (4アンテナによる受信信側のみのュニタリー行列演算、送受共に局部発振器独立 )

次に、本発明の実施例 7 (構成例 7)として、 4つのアンテナを用いた構成例について説明する。

[0169] [特異値直交行列 Λ ¹⁷²]

特異値直交行列 Λ ¹⁷は、

[数 98]

0 0 0 — ？ 0 0 0

0 0 0 0 0 0

0 0 0 0 0 0 となる。

[0170] [通信路行列 Η]

通信路行列 Ηは、図 8より、

[数 99]

^iL^^L _wh „ ₌ o_i ,3

R 4 として、

[数 100] .

となる。

従って、

[数 101]

を得る。 [0172] ここで、ほ女 101]の Φ 及び φ は、送信側、及び受信側における風や周囲温度等

A A

の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ位置変動によるキャリア位相変位を示している。添え字の 1、 2、及び 3は、最上部のアンテナを基準とした二番目、三番目と四番目のアンテナの位相変位を示して!/、る。

[0173] ところで、固定マイクロ波通信で扱う周波数の関係からアンテナ間隔を広く取る必要力りそれに伴って局部発振器をアンテナ近くに設置している。すなわち、送信側及び受信側共にアンテナ毎に独立な局部発振器を用いている。従って、キャリア同期していないことによる位相雑音 (& Lやしが発生する。添え字の 1、 2及び 3は、最上部のアンテナを基準とした二番目、三番目と四番目のアンテナの局部発振器の位相変位を示している。

[0174] 上記の送信アンテナ及び受信アンテナ共に、風や周囲温度等の微妙な気象条件に対する感度の高いアンテナ方向の動きによる激しい位相変位は、全てアンテナ毎の局部発振器による位相変動と同じモデリングに帰着する。そのため、ほ女 101]による解析では最上部のアンテナを基準に送信側の二番目、三番目、及び四番目のァンテナで、 Φ =Φ + Φ 、 Φ =Φ + Φ 、及び Φ =Φ + Φ 、受信側における二

1 Ll A1 2 L2 Α2 3 L3 A3

番目、三番目、及び四番目のアンテナで、 φ = φ + φ 、 φ = φ + φ 、及び φ =

1 Ll A1 2 L2 Α2 3 φ + Φ として解析している。すなわち、 4アンテナでも受信のュニタリー行列演算

L3 A3

のみで仮想直交伝送路の形成が可能である。図中の太い矢印は伝送路品質がそれぞれ 4、 4、 4及び 4に比例して構築された仮想直交伝送路を示している。

[0175] また、それぞれの位相変位をパイロット信号によりを適切に検出すれば SVD方式と等価な特性を得ることができる。通信路容量は全アンテナ電力比較で 4倍になる。

[0176] 更に任意のアンテナ本数で、受信のみ、送信のみ、且つ、送受共にマトリクス演算を用いた場合につ!/、て説明する。

[0177] [任意のアンテナ本数 Ν本の構成 (一般解) ]

任意のアンテナ本数 Ν本の構成を考える。

[0178] [特異値直交行列 Λ ¹⁷²]

この場合、特異値直交行列 Λ ^1/2は、

[数 102]

となる。

[通信路行列 H]

また、通信路行列 Hは、

[数 103] where; w = 0,l，2'3，" '，N

として、送受位相変位の無い理想的な見通し内伝送路行列を以下のように記す。

[数 104]

[0180] また、送信側位相変位行列 Tを以下のように定義する。

[数 105]

τ=

[0181] 同様に、受信側位相変位行列 Wを以下のように定義する。

[数 106] 1 0 0

0 e 0

w =

0 0 - ここで、

[数 107]

ΦΝ \ ~ Φ ―、 ^Λ 且つ、

[数 108]

である。 Φ 及び Φ は、送信側、及び受信側における風や周囲温度等の微妙な気象

A A

条件に対する感度の高いアンテナ位置変動による位相変位を示している。 Φや φ はキャリア同期していないことによる位相変動を示している。また、添え字は、最上部のアンテナを基準としたアンテナに対応した場所を示している。

従って、送受位相変位のある実際の見通し内伝送路行列は以下のようになる。

[数 109]

H = W H„ T

[0184] (受信のみュニタリー行列演算構成の場合)

この場合は、

[数 110]

であるから、

[数 111]

となる。

[0185] 従って、

[数 112]

を得る。すなわち、任意の Νアンテナ構成でも、局部発振器独立や感度の高いテナ方向のアンテナ変位に対しても受信側のみのマトリクス演算処理によって仮想直交行列を構築することができる。

[0186] ちなみに、

[数 113]

- = W - H · Τ = 1τ" Η。" Η ·Τ

" N ⁰ である。

[0187] ここで

[数 114]

' 1

= JV - である。

[0188] 何とならば Nが偶数の時上記の任意の列ベクトル、或いは任意の行ベクトルは Chu 系列を巡回シフトさせたものであり、その自己相関（E[_a' a*] )が直交することによる。また、 Nが奇数の場合は巡回シフトとならないが、後述より直交していることが分かる。

[0189] (送信側のみュニタリー行列演算構成の場合）

この場合は、

[数 115]

であるから、

[数 116]

となる。

[0190] 従って、

[数 117]

を得る。すなわち、任意の Nアンテナ構成でも、局部発振器独立や感度の高いアンテナ方向のアンテナ変位に対しても送信側のみのマトリクス演算処理 Vによって仮想直交行列を構築することができる。

(送受共にュニタリー行列演算構成の場合）

[特異値直交行列 Λ ^{1 2}]

この場合、特異値直交行列 Λ ^1/2は、

[数 118]

となる。

[0192] 従って

[数 119]

H = W · Η₀ · T = U · Λ"²■ V" = - U · V" となる。

[0193] ここで、任意のュニタリー行列を Vとして用いると

[数 120] W H - T V

を得る。

[0194] ちなみに、

[数 121]

^ W H - T V =— JV

7W -JN 。 N となって、任意のュニタリー行列を Vとして用いても、 Uはュニタリー行列となる。

[0195] 従って、

を得る。

[0196] すなわち、送受共にュニタリー行列演算構成による Νアンテナ構成でも、局部発振器独立や感度の高いアンテナ方向のアンテナ変位に対しても受信側のみのマトリクス演算処理によって仮想直交行列を構築することができる。

[0197] この時、固定された送信行列 Vは、ュニタリー行列であれば何でも良ぐ受信側のュニタリー行列演算は、

[数 123] となって、局部発振器やアンテナ変位による変動を補償するように作用する。

[0198] (例）

簡単な例として、 2アンテナ構造に上式を適用してみる。固定された任意の送信行歹 IJとして、例えば、

[数 124] 2

を選ぶ。

[0199] ここで、

[数 125]

であるから、

[数 126]

-Ji>,

-1 - e ゾ e— ^M - je

2

となる。

[0200] 以下、上記ほ女 114]で用いた直交関係について説明する c

[0201] ここでは、

[数 127]

における任意の m行ベクトルと任意の n列ベクトルの積を計算する。

[0202] まず、 m<nの場合は、

[数 128]

J ^N e ^N +∑ ^N - k=\ k=m+\

N .( -kfx _,{n-kj N ,(m²-n²-2k(m π))π -《 w .2*(m-j

A=l k=l である。

[0203] ここで、

[数 129]

と置くと、

[数 130]

2(m— / r - - " w

ーノ ) ( n

1-e ■S = e -e e ^N 0 ..5 = 0 となる。従って、直交する。

[0204] 次に、 m〉nの場合は、

[数 131]

である。

[0205] 同様に、

[数 132]

であるから、直交する。

[0206] 以上より、

[数 133]

となる。

[0207] 以上、複数のアンテナによる構成で、アンテナ毎の感度の高いアンテナ方法の変位、並びに、アンテナ毎の局部発振器を用いた場合のキャリア同期ができない構成による位相雑音を受信側のュニタリー行列 Uのみで補正し通信容量がアンテナ本数倍になる構成にっレ、て記した。

[0208] 以下、このような理想的でな!/、アンテナ間距離における状態、すなわち、仮想直交伝送路が異なる太さになっている状態での特性がどうなるかについて説明する。一例として、構成例 5を用いて記す。

[0209] [見通し内固定通信路による SVD方式と提案の構成例 5による特性解析]

(異なる太さの仮想直交伝送路で、受信側のみの行列演算、送受共にアンテナ毎の局部発振器）

実用的なフレキシビリティのある構成とするため、最適なアンテナ位置とは異なるァンテナ間距離で構成された構成例 5につ!/、て、 SVD方式と比較しながら特性解析を行う。

[0210] まず、構成例 5より、受信信号ベクトルを rとすると、受信マトリクス演算後の信号べクトルは、

[数 134]

U ¹ r = U ¹ (H-S + n)=U ^I (u A^{1 2} S-i-n)=A^{1 2} S + U ' -η ·■' V-I となる。ここで、 Sは送信信号ベクトル、 nは雑音ベクトルを表す。

[0211] また、構成例 5より、

[数 135]

sna sinなであるから、

[数 136]

とする。更に相対的な値で比較するため、

[数 137]

1 として正規化する。

[0212] そうすると、 λ チャネルの SNR(Signal to Noise Ratio)は、

[数 138] 2 + 2 cos _ 4-cos²(ar/2)

SJ R,

. ,„ cosier/ 2) . __ίώ cos(cr/2) cos(tr 2 ₄ cos²(o 2)

E\ -je 7 -■«, + je ^J* ~ - n. 2 Y

sin a sin a ' sin a sin a

= sin となる。

[0213] 同様にえは、

[数 139]

I - 2-2cosa _ 4· sin (a/ 2)

SNR, =■

/

_Je- ^sin (な (₂ sin (な 2)丫 _Λ sin²(ar/2)

E ^/2) .„〗一 _Je-A→_e « ^sin ( Z2)

sin« sin sin sin a

=sm a となる。よって、直交チャネルの太さがえ =2 + 2cosa、 λ =2— 2cosaと異なるに

1 2

も関わらず、 SNRは共に sin² aとなる。

[0214] (SVD方式の場合）

以下、上記構成例 5との比較のため、 SVD方式の特性解析を行う。

[0215] まず、図 1の構成図より、 SVD方式のュニタリーマトリクス演算後の受信信号べタトノレは、

[数 140]

U -r=U ^/ -(H-V-S + n)=U^ff-(u-A^iy2-V^fi-V-S + n)=A^{1 2}-S + U^/f -n となる。

[0216] 次に、ほ女 43]より

[数 141]

であるから、正規化後の λ チャネルの SNRは、 SNR、 = l + COS£t

となる。

[0217] 同様にえは、

2

[数 143]

5Λ¾, = 1— cosな

となる。よって、直交チャネルの太さがえ = 2 + 2cos a、 2 = 2— 2cos aに itf列して各 SNRも SNR = 1 + lcos a、 SNR = 1— lcos となる。

1 2

[0218] (各方式によるアンテナ間距離に対する各直交チャネルの SNRの比較）

以上の構成例 5及び SVD方式による特性解析結果をアンテナ間距離 dT、 dRで比較すると図 9になる。

[0219] 提案方式は、直交チャネル λ 、 λ に関係なく同じ SNR値を示し、アンテナ間距離

1 2

に対する変化が小さレ、ことが分かる。

[0220] 実用的なフレキシビリティのある構成にするために、固有値が重根となって特異点の生じるアンテナ間位置とは異なる構成も、送信側にフィードバック情報を送る必要がなレ、受信側のみの処理として解析した。

[0221] 受信マトリクス演算後の信号電力は、提案の方式も SVD方式も同じで、固有値に比例した電力となる。 SVD方式の場合、受信マトリクス演算がュニタリー行列なので、雑音電力は固有値が変わっても変化せず常に同じ値を保つ。そのため、 SVD方式の各パスの SNRは、固有値に比例した、異なる値でアンテナ間距離と共に変化する。一方、提案の方式は、もはやュニタリー行列ではないので、雑音電力が固有値とともに変化する。その結果、信号電力が固有値に比例した大きな電力と小さな電力にも関わらず、各パスの SNRは常に同じ値を示し、アンテナ間距離に応じて同じ値で同じように変化するという解析結果を図 9は示している。

[0222] 従って、提案の方式は、アンテナ間距離変動しても仮想直交伝送路に対する SNR が同じで、更にその変化が小さいということを示しているので、 SVD方式よりも実用的で使!/ゝやす!/ゝ方式と!/ゝえる。

[0223] なお、上記アンテナ毎の局部発振器独立として理論解析した内容は、感度の高いアンテナ方向の動きに対しても同じモデリングに帰着するので、風等の微妙な気象条件による影響も全てカバーしていることになる。

[0224] 次に、実際の設置場所を考慮した配置について記す。よりユーザーに近い位置ではアンテナ設定場所の確保が厳しいことが予想される。一方、基幹網に近い対向するアンテナは比較的アンテナ設置場所の確保に恵まれて!/、る可能性がある。両者のアンテナ設定位置の関係から図 10のような送受間で異なるアンテナ間距離を用いた場合について記す。

[0225] 図 10の伝送路を上下対称として下半分をモデリングした図 11より以下のように解析する。

[0226] 相対的な位相シフト量で決まるから送受間距離 Rによる距離減衰、共通位相シフトは無視して考える。以下、 Rを基準に考えて、 Rに対する角度 Δ Θ の対角経路の経

1

路差は、

[数 144]

J? - (l __C0S(A ))« if -| ^^ ' ) '〕= -—„ ) となる。

[0227] 同様に Rに対する角度 Δ Θ の対角経路の経路差は、

[数 145]

となる。

[0228] 受信点における二波の経路差による位相回転 αは、 =

となる。

[0229] ちなみに、 RF周波数 30GHz、 R = 2000m、 d =5m、 d = 2mとすると、

T R

[数 147] π 5x2 π

=

(3·10⁸)/(30-10⁹) 2000 となる。

角度 Δ Θ の対角経路で正規化されたチャネル行列 Ηは、信号 sを送出する送信

1 2

アンテナの位置変動による位相シフト Φを考慮し、

[数 148]

となって、今までの結果と同様の条件となる _c

[0231] また、

[数 149]

2 e^J<b(e^ja +e ^ja) e— '*(e ^Ci+e— ） 2

より、

[数 150] 0

：. ス =2土 Q— 4sm²« =2±2cosor を得る。これをグラフにしたのが図 12である _c

[0232] 同結果より、

[数 151]

とすると、今までの結果と同じである。提案の方式もそのまま使えることになる。

[0233] 更に変形して、送受アンテナ間でアンテナ配置方向に菱形状のズレが生じた場合について記す。

[0234] 図 13において、上記同様に Rを基準に考える。 Rに対する対角経路の経路差は、 d

の場合、

11

[数 152]

となる。

[0235] また、 d の場合、

12

[数 153] -, μ ( 〕: ^)'〕 = =^±¾¾ ) となる。

[0236] また、 d の場合、

21

[数 154] c。 H ( ト.〔^^つ: ί^= ^ ^^ ·, =_t ( ') となる。

[0237] さらに、 d の場合、

22

[数 155]

となる。

[0238] 経路差による位相回転を

[数 156]

とすると、経路 d で正規化されたチャネル行列 Hは、以下のようになる。

11

[数 157]

[0239] 従って、

[数 158]

2 e (eノ" + e "）

z 2 - cos a -

2 - cos a * 2 となる。

[0240] これより、

[数 159]

2-c

.*. y = 2±ΛΑ— 4sin²ひ =2±2cosa となって、菱形状にズレが生じても各パスの太さである固有値への影響がないことが分かる。

[0241] (特異値分解 Η = υ·Λ^1/2·ν^Η) 上記チャネル行列 Hの特異値分解は、

[数 160]

となる。

[0242] また上記 U、 Vは、

[数 161]

となる。よって、上記 U、 Vがュニタリー行列で、 Ηの特異値分解が成り立つていることが確認できる。

[0243] すなわち、菱形状にズレが生じてもずれる前の各パスの太さである固有値のままで、上記チャネル行列 Ηの特異値分解もュニタリー行列 U、 Vで実現できる。なお、送信アンテナ位置変動による位相シフト Φがあっても上述と同様の構成が可能であることはいうまでもない。

[0244] 次に、このような菱形状のズレが生じた場合、提案の受信端のみのマトリクス演算の構成がどうなるかにつ!/、て記す。

[0245] [受信端のみのマトリクス演算で送受信アンテナ間形状が菱形の場合] 本発明の受信端のみのマトリクス演算の構成で、送受アンテナ間でアンテナ配置方向に菱形状のズレが生じた場合にっレ、て記す。上述の検討で得られた菱形状の通信路行列 Hをそのまま用いる。

[特異値直交行列 Λ¹²]

図 14より、一例として e^ja叫となるアンテナ間位置の場合を考えると、特異値直交行列 Λ ^1/2は、

[数 162]

Λ^1/2 0 ' ϊ 0

2 2cos" 0 V2_ となる。

[通信路行列 H]

また、通信路行列 Hは、

[数 163]

1 -j e V2 0 1 0

H , π _ 2π·ά ά„

ί 1 = υ-Λ^1/2.ν^Η=υ· where; ——,ξ -

0 ¾ 0 I

U

となる。

ここで

[数 164]

V^H M

となる。よって、菱形状のズレが生じた場合であっても、提案の受信端のみのュニタリ一行列演算で構成できることが分かる。なお、局部発振器やアンテナ位置変動による位相シフト Φや Φがあっても上述と同様の構成が可能である。 [更に一般化した送受信アンテナ間形状の場合]

更に一般化した送受アンテナ間形状の場合を記す。見通し内で構成される無線 L AN等を含む設置位置の自由度が高い応用例である。

[0250] 図 15より、 d 、d 、d 、d は、

d

2{R+d_x cos(^ s _cos(ec ^^sin(ff"⁾ 、^十 ( ))²

2(R + d_Kcos(e_R)) ^{Λ R!} 2R

d_n ={{R-d_T cos(0_r) + d_R cos(^))² +(d_xsiB(e_s)- _Tsia(e_T)f}¹'²

« ( - _C0S ) ₊ d_R co_S(¾ )/l + sin ( )— )

2(f― d_T cos ( )+d_R co (e_g ))

„ j ,„ . . ,_Λ、 (d_R—— sm(ff_s)-d_T sin(^_T)V

" Jt_d_T cos ( ) + </_Λ cos ( ) + ^{s 1}—— Ti± _

( ))

w Λ-<_τ cos ( ) +

である。

[0251] また、各受信：おける位相差のみに注目した通信路行列 Hは、図 15より、 [数 166] j ( 2- 1)

1 e

H

j 、 )

e である。

[0252] これより、

となる。

[0253] 従って、固有値が重根になるためには、第 1項、すなわち [数 168]

と、第 2項、すなわち

[数 169]

とが互いに逆位相になればょレ

[0254] すなわち、

[数 170]

であればよい。

[0255] 或いは、第 1項と第 2項の差が πということで、

[数 171]

1π

γ (^ΐ2-^ιι)+— (^21-^22) = ^{mod 2}^ であればよい

[0256] これより、 12— i十 1ー 2 n e Ζ

12— 1+ 1— 2 η & Ζ

を得る。

[0257] この関係に d 〜d を代入すると、 + ( J): ( — (

I ^- + - ,

となって、

[数 174] d_T -d_R - sm{0_T) · sin(¾ ) γ ₍ 、

™—— — =— 2/ΐ + 1 η€ Ζ

R 2、 ' を得る。

[0258] 従って、重根となる条件として以下を得る。

R ( Γ

.·- a_T ' d_R = η +■

5ΐη(^_Γ)·8ΐη(^) { 2 J

[0259] この条件を満足するアンテナ構成ならば同じ太さのパスで色々な構成が可能である。なお、ここで用いた Rと上述で用いた Rとでは若干定義が異なるので注意を要する。すなわち、図 15では送受アンテナが互いに平行した配置では無いため、送受ァンテナ間距離を d に相当する底辺に置かれた送受アンテナエレメント間距離を Rと

11

している（[数 165]参照）。これに対して他の構成は、送受アンテナが互いに平行して配置されて!/、るので送受アンテナ間距離を Rとして!/、る。

[0260] なお、以上の説明では外部要因によって生じるアンテナ変動や伝送路の変動、或いは、アンテナ毎に独立な局部発振器を用いることによって生じた位相変動の検出手段としてパイロット信号を用いて説明してきたが、パイロット信号を用いない処理によって検出することも可能である。例えば、情報を運ぶデータを用いる。特に図示はしていないが、等化後の判定結果を用いて位相変動を推定する方法や誤り訂正後の信号を再符号化して推定する方法等がある。以下、その方法について、説明の都合上、 2アンテナの場合で説明する。

[0261] ここでは、上述で説明した通信路行列、すなわち

[数 176]

1

H =

— i - e J≠ . ( ) を用いて説明する。

まず、送信信号ベクトル及び受信信号ベクトルをそれぞれ

[数 177]

とすると、以下を得

[数 178]

[0263] ここで、等化後の判定結果、或いは誤り訂正後の信号再生によって上式における s 1、 s2が正しく得られたとすると、

[数 179]

の関係より、 [数则

を得る。これより、 Φを検出することができる。

[0264] 次に、この検出された Φを用いる力その前にほ女 178]の関係より、

[数 181]

であるから、

[数 182]

を得る。これより φを検出すること力 Sできる。

[0265] 従って、ノリロット信号を用いなくとも情報を運ぶデータにより、外部要因によって生じるアンテナ変動や伝送路の変動、或いは、アンテナ毎に独立な局部発振器を用いることによって生じた位相変動の検出を行うことができる。なお、本動作は、初期立ち上げ後の動作を示しているが、一度立ち上げを完了すると、データが絶え間なく流れているので、定常的に上記による位相変動の検出は継続される。

[0266] 以上の結果を基に本発明の方式をマイクロ波通信装置以外の伝送路に応用した例を以下に記す。

[0267] 図 16は、決定論的通信路として光通信路を用いた場合の例である。同図において、光アンテナとして、送信側ではレーザダイオード（LD) 1601を、また受信側ではフオトディテクタ（PD) 1602を用いて!/、る。電波を用いる見通し内 MIMOと同様に光りにお!/、ても見通し内 MIMOを実現することができる。

[0268] 図 17は、決定論的通信路として音響光通信路を用いた場合の例である。同図において、送信側においては超音波振動子 1701を、また受信側では超音波マイクロフォン 1702を用いて!/、る。電波を用いる見通し内 MIMOと同様に音響環境にお!/、ても見通し内 MIMOを実現することができる。 [0269] 図 18は、決定論的通信路として簡易無線装置（無線 LANを含む）等の見通し内通信路に用いられる MIMO用アンテナの例である。固定マイクロ波通信システムのように規則正しい構造と違って、簡易無線装置では見通し内通信路が複雑な構成となる。見通し内通信路がどのような幾何学的形態であってもほ女 175]の条件を満足すれば、見通し内 MIMOによる通信容量の拡大が図れる。

[0270] 同図の MIMO用のアンテナは、アンテナエレメント 1801及び 1802の間隔（d)が結合棒 1803によって自由に伸び縮みできる構造になっている。また、アンテナエレメント 1801及び 1802によって形成される角度（ Θ )カヒンジ 1804によって自由に設定できる構造になっている。

[0271] 上述の導出されたほ女 175]は、アンテナ間距離 d 、 dと角度 θ 、 Θ を操作するこ

T R T R

とによって最大の通信容量を実現することができることを示している。このため、同図の MIMO用アンテナの間隔（d)及び角度（ Θ )を操作することによって見通し内通信路がどのような幾何学的形態であっても最大通信容量を達成することができる。

[0272] 以下、本発明の他の実施の形態について説明する。

[0273] 本実施の形態に係る見通し内 MIMO通信システムは複数の伝送路を有し、送信側または受信側、或いは送受信側共に通信路行列演算処理部を備える。通信路行列演算処理部にて直交伝送路形成用行列を送信アンテナ（例えば、電波伝搬で用いる送信アンテナ、発光素子、スピーカ等）又は受信アンテナ (例えば、電波伝搬で用いる受信アンテナ、受光素子、マイクロフォン等）の位置変動又は伝送路の変動により更新する。これによれば、送信アンテナ又は受信アンテナの位置変動又は伝送路の変動を吸収して最大の通信容量を実現できる MIMO通信システムを提供できる

〇

[0274] 更に、通信路行列の固有値が重根になるベく通信路の幾何学的パラメータを設定し、該固有値に基づき得られる固有ベクトル或いはその線形和によって得られる固有ベクトルに基づいて構成されるュニタリー行列演算を、送信側或いは受信側のどちらか一方のみにおいて行うことにより仮想的な直交伝送路を形成してもよい。これによれば、逆回線によるフィードバック情報のいらな!/、構成や送信のみ処理とする構成など柔軟なシステム設計が可能となる。 [0275] 更に、 MIMO通信システム力 S、複数のアンテナを用いた固定マイクロ波通信システムであって、送信側または受信側、或いは送受信共にアンテナ毎に独立な局部発振器を用いて構成されてもよい。これによれば、固定マイクロ波通信システム構築上の制約となっていたアンテナ間キャリア同期の問題を解決することができる。

[0276] 更に、送信アンテナ又は受信アンテナの位置変動又は伝送路の変動を検出する手段を有し、該検出結果を用いて仮想的な直交伝送路形成用行列を更新してもよレ、。これによれば、精密な設置と強固な筐体等のシステム構築上の問題点のない MIM O通信システムを提供できる。

[0277] 更に、仮想的な直交伝送路を形成するための行列演算処理を受信側のみで行つてもよい。これによれば、送信側行列処理のための逆回線による周期的で頻繁なフィードバック情報のいらなレ、MIMO通信システムを提供できる。

[0278] 更に、送信側から受信側へのパイロット信号を送出する手段を有し、該パイロット信号によって送信アンテナ又は受信アンテナの位置変動や伝送路の変動を検出し、その検出結果を用いて仮想的な直交伝送路形成用行列を更新してもよい。これによれば、簡単な構成で精密な設置と強固な筐体等のシステム構築上の問題点のない Ml MO通信システムを提供できる。

[0279] 更に、送信側から受信側へアンテナ毎のパイロット信号を送出する手段を有し、該パイロット信号を元に仮想的な直交伝送路を形成するための行列演算処理を受信側のみで行ってもよい。これによれば、簡単な処理で、送信側行列処理のための逆回線による周期的で頻繁なフィードバック情報のいらな!/、MIMO通信システムを提供できる。

[0280] 更に、送信側から受信側へ送られる各パイロット信号が、該局部発振器による処理より前に生成されてもよい。これによれば、送信側で発生した局部発振器間の位相雑音を受信端で検出することができ、発生した位相雑音を補償すべく行列の更新を行うこと力 Sでさる。

[0281] 更に、送信側から受信側へ送られたパイロット信号の検出が、受信における局部発振器による処理の後に行われてもよい。これによれば、受信側で発生した局部発振器間の位相雑音を受信端で検出することができ、発生した位相雑音を補償すべく行列の更新を行うことができる。

[0282] 更に、送信側から受信側へのパイロット信号が、アンテナ毎に互いに直交してもよい。これによれば、簡単な相関器で局部発振器間の位相雑音や気象条件等によつて生じる感度の高いアンテナ方向の変位を検出することができ、それらを補償すべく行列の更新を行うことができる。

[0283] 更に、見通し内通信路は、電波伝搬路に限らず、光通信路でも、音響通信路でもよい。この場合でも、 MIMO通信システムを提供することができる。

[0284] 更に、複数の送信アンテナ又は受信アンテナ間距離及びそれらの方向、もしくはどちらか一方を可変としてもよい。これによれば、見通し内通信路がどのような幾何学的形態であったとしても送信アンテナ又は受信アンテナ間隔或いはそれらの軸方向、或いはそれら全てを操作すれば常に最大の通信容量を実現できる MIMO通信システムを提供できる。

[0285] なお、本発明は、上述の効果について、同時に達成するものである必要は必ずしも無ぐ少なくともいずれ力、 1つの効果を達成するものであればよい。

[0286] 以上、上記各実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記各実施形態に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明の範囲内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

[0287] この出願 (ま、 2006年 11月 17曰 ίこ出願された曰本出願特願 2006— 312277号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims

請求の範囲

[1] 複数の伝送路を有する見通し内 MIMO(Multiple-I叩 ut Multiple-Output)通信システムであって、

送信側または受信側、或いは送受信側共に通信路行列演算処理部を備え、該通信路行列演算処理部にて直交伝送路形成用行列を送信アンテナ又は受信ァンテナの位置変動又は伝送路の変動により更新することを特徴とする MIMO通信システム。

[2] 前記通信路行列の固有値が重根になるベく通信路の幾何学的パラメータを設定し、該固有値に基づき得られる固有ベクトル或いはその線形和によって得られる固有ベクトルに基づいて構成されるュニタリー行列演算を、送信側或いは受信側のどちらか一方のみにおいて行うことにより仮想的な直交伝送路を形成することを特徴とする請求項 1に記載の MIMO通信システム。

[3] 前記 MIMO通信システムが、複数のアンテナを用いた固定マイクロ波通信システムであって、

送信側または受信側、或いは送受信共にアンテナ毎に独立な局部発振器を用いて構成されることを特徴とする請求項 1に記載の MIMO通信システム。

[4] 前記仮想的な直交伝送路を形成する為の行列演算処理を受信側のみで行うことを特徴とする請求項 3に記載の MIMO通信システム。

[5] 前記送信アンテナ又は受信アンテナの位置変動又は伝送路の変動を検出する手段を有し、

該検出結果を用いて仮想的な直交伝送路形成用行列の更新を行うことを特徴とする請求項 1に記載の MIMO通信システム。

[6] 送信側から受信側へのパイロット信号を送出する手段を有し、

該パイロット信号によって前記送信アンテナ又は受信アンテナの位置変動又は伝送路の変動を検出し、該検出結果を用いて仮想的な直交伝送路形成用行列の更新を行うことを特徴とする請求項 5に記載の MIMO通信システム。

[7] 送信側から受信側へアンテナ毎のパイロット信号を送出する手段を有し、

該パイロット信号を元に仮想的な直交伝送路を形成する為の行列演算処理を受信側のみで行うことを特徴とする請求項 3に記載の MIMO通信システム。

[8] 送信側から受信側へ送られる各パイロット信号は、該局部発振器による処理より前に生成されることを特徴とする請求項 7に記載の MIMO通信システム。

[9] 送信側から受信側へ送られたパイロット信号の検出は、受信における局部発振器による処理の後に行われることを特徴とする請求項 7に記載の MIMO通信システム。

[10] 送信側から受信側へのパイロット信号は、アンテナ毎に互いに直交することを特徴とする請求項 7に記載の MIMO通信システム。

[11] 前記複数伝送路による通信路は、光通信路であることを特徴とする請求項 1に記載の MIMO通信システム。

[12] 前記複数伝送路による通信路は、見通し内無線通信路であることを特徴とする請求項 1に記載の空間多重方式。

[13] 前記複数伝送路による通信路は、見通し内音響通信路であることを特徴とする請求項 1に記載の MIMO通信システム。

[14] 複数の前記送信アンテナ又は受信アンテナ間距離及びそれらの方向、もしくはどちらか一方を可変とすることを特徴として構成される請求項 2に記載の MIMO通信システム。

[15] 複数の伝送路を有する見通し内通信システムにおける MIMO通信方法であって、送信側または受信側、或いは送受信側共に通信路行列演算処理を行うステップにぉレ、て、直交伝送路形成用行列を送信アンテナ又は受信アンテナの位置変動又は伝送路の変動により更新することを特徴とする MIMO通信方法。

[16] 前記通信路行列の固有値が重根になるベく通信路の幾何学的パラメータを設定し、該固有値に基づき得られる固有ベクトル或いはその線形和によって得られる固有ベクトルに基づいて構成されるュニタリー行列演算を、送信側或いは受信側のどちらか一方のみにおいて行うことにより仮想的な直交伝送路を形成することを特徴とする請求項 15に記載の MIMO通信方法。

[17] 前記通信システムが、複数のアンテナを用いた固定マイクロ波通信システムであつて、

送信側または受信側、或いは送受信共にアンテナ毎に独立な局部発振器を用いることを特徴とする請求項 15に記載の MIMO通信方法。

[18] 前記仮想的な直交伝送路を形成する為の行列演算処理を受信側のみで行うことを特徴とする請求項 17に記載の MIMO通信方法。

[19] 前記送信アンテナ又は受信アンテナの位置変動又は伝送路の変動を検出し、該検出結果を用いて仮想的な直交伝送路形成用行列の更新を行うことを特徴とする請求項 15に記載の MIMO通信方法。

[20] 送信側から受信側へパイロット信号を送出し、

該パイロット信号によって前記送信アンテナ又は受信アンテナの位置変動又は伝送路の変動を検出し、該検出結果を用いて仮想的な直交伝送路形成用行列の更新を行うことを特徴とする請求項 19に記載の MIMO通信方法。

[21] 送信側から受信側へアンテナ毎のパイロット信号を送出し、

該パイロット信号を元に仮想的な直交伝送路を形成する為の行列演算処理を受信側のみで行うことを特徴とする請求項 17に記載の MIMO通信方法。

[22] 送信側から受信側へ送られる各パイロット信号は、該局部発振器による処理より前に生成されることを特徴とする請求項 21に記載の MIMO通信方法。

[23] 送信側から受信側へ送られたパイロット信号の検出は、受信における局部発振器による処理の後に行われることを特徴とする請求項 21に記載の MIMO通信方法。

[24] 送信側から受信側へのパイロット信号は、アンテナ毎に互いに直交することを特徴とする請求項 21に記載の MIMO通信方法。

[25] 前記複数伝送路による通信路として、光通信路を用いることを特徴とする請求項 15 に記載の MIMO通信方法。

[26] 前記複数伝送路による通信路として、見通し内無線通信路を用いることを特徴とする請求項 15に記載の空間多重方式。

[27] 前記複数伝送路による通信路として、見通し内音響通信路を用いることを特徴とする請求項 15に記載の MIMO通信方法。

[28] 複数の前記送信アンテナ又は受信アンテナ間距離及びそれらの方向、もしくはどちらか一方を可変とすることを特徴として構成される請求項 16に記載の MIMO通信方法。

[29] 複数の伝送路を有する見通し内 MIMO通信システムの送信装置であって、直交伝送路形成用行列を送信アンテナの位置変動又は伝送路の変動により更新処理する通信路行列演算処理部を備えることを特徴とする MIMO送信装置。

[30] 複数の伝送路を有する見通し内 MIMO通信システムの受信装置であって、

直交伝送路形成用行列を受信アンテナの位置変動又は伝送路の変動により更新処理する通信路行列演算処理部を備えることを特徴とする MIMO受信装置。

[31] 複数の伝送路を有する見通し内 MIMO通信システムの送信装置の制御プログラムでめって、

直交伝送路形成用行列を送信アンテナの位置変動又は伝送路の変動により更新処理する機能を前記送信装置に実現させることを特徴とする MIMO送信装置の制徒 Pプログラム。

[32] 複数の伝送路を有する見通し内 MIMO通信システムの受信装置の制御プログラムでめって、

直交伝送路形成用行列を受信アンテナの位置変動又は伝送路の変動により更新処理する機能を前記受信装置に実現させることを特徴とする MIMO受信装置の制徒 Pプログラム。