WO2008075780A1

WO2008075780A1 - 電力制御装置およびそれを備えた車両

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Publication number: WO2008075780A1
Application number: PCT/JP2007/074777
Authority: WO
Inventors: Hichirosai Oyobe; Yoshinori Fujitake; Toru Wakimoto
Original assignee: Nippon Soken Inc; Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp; Soken Inc
Priority date: 2006-12-19
Filing date: 2007-12-18
Publication date: 2008-06-26
Anticipated expiration: 2009-06-19
Also published as: CN101595008B; US8054013B2; EP2095989A1; JP2008154399A; EP2095989A4; JP4447001B2; CN101595008A; US20100027305A1

Abstract

モータジェネレータ（ＭＧ１，ＭＧ２）の中性点（Ｎ１，Ｎ２）に電力線（ＡＣＬ１，ＡＣＬ２）がそれぞれ接続され、電力線（ＡＣＬ１，ＡＣＬ２）を介して車両と車両外部の負荷（９０）との間で電力の授受が行なわれる。その際、ＥＣＵ（３０）は、インバータ（１０，２０）の一方を各相同時にＰＷＭ制御し、他方のインバータを常時通電状態に制御する。

Description

明細書電力制御装置およびそれを備えた車両技術分野

この発明は、電力制御装置およびそれを備えた車両に関し、特に、車両に搭載された蓄電装置と車両外部の電気負荷または車両外部の電源との間で電力を授受可能な電力制御装置およびそれを備えた車両に関する。背景技術

特開平 4— 2 9 5 2 0 2号公報は、車両外部の交流電源と車載直流電源との間で電力を授受可能な電動機駆動および動力処理装置を開示する。この装置は、直流電源と、パルス幅変調（Pulse Width Modulation, 以下「P WM」とも称する。）される 2つのインバ一タと、 2つの誘導電動機と、制御ユニットと、入力 /出力ポートと、 EM Iフィルタとを備える。各誘導電動機は、 Y結線された巻線を含み、各卷線の中性点に入力/出力ポートが電気的に接続される。

この装置においては、再充電モード時、入カ出力ポートに接続される単相電源から各卷線の中性点に与えられる交流電力を直流電力に変換して直流電源を充電することができる。また、各巻線の中性点間に正弦波の調整された交流電力を. 発生し、その発生した交流電力を入力出力ポートに接続される外部装置へ出力することができる。

EM Iフィルタは、各巻線の中性点と入カ出力ポートとの間に設けられ、入力/出力ポートに現われる高周波のコモンモードノイズを低減させる。

しかしながら、特開平 4一 2 9 5 2 0 2号公報では、インバータの高周波スィッチングに起因して発生するコモンモードノィズを低減するために E M Iフィルタが設けられているので、装置の体格が増大する。発明の開示

それゆえに、この発明の目的は、車両に搭載された蓄電装置と車両外部の電気負荷または車両外部の電源との間で電力を授受可能であって、コモンモードノィズを抑制し、かつ、装置の体格増加を抑えた電力制御装置およびそれを備えた車両を提供することである。 ·

この発明によれば、電力制御装置は、車両に搭載された蓄電装置と車両外部の電気負荷または車両外部の電源との間で電力を授受可能な電力制御装置であって、複数の交流回転電機と、複数のインバ一タと、プラグと、電力線対と、制御ュニットとを備える。複数の交流回転電機の各々は、星形結線された多相卷線を固定子卷線として含む。複数のインバータは、複数の交流回転電機に対応して設けられる。プラグは、車両外部の電気負荷または車両外部の電源に接続可能である。電力線対は、複数の交流回転電機のうち 2つの交流回転電機の多相巻線の中性点とプラグとの間に配設される。制御ユニットは、 2つの交流回転電機に対応するインバータのいずれか一方をパルス幅変調法を用いて制御することによって、蓄電装置と電気負荷または電源との間で電力を授受するように構成される。

この発明においては、複数の交流回転電機のうち 2つの交流回転電機の多相卷線の中性点とプラグとの間に配設される電力線対を介して、蓄電装置と車両外部の電気負荷または車両外部の電源との間で電力が授受される。ここで、制御ュニットは、 2つの交流回転電機に対応するインバータのいずれか一方をパルス幅変調法を用いて制御するので、ィンバータの高周波スィツチングに起因して発生するコモンモード電圧の変動量が、 2つの交流回転電機に対応するインバータの双方をパルス幅変調法を用いて制御する場合に比べて低減する。

したがって、この発明によれば、蓄電装置と車両外部の電気負荷または車両外部の電源との間で電力を授受する際のコモンモードノイズを抑制することができる。その結果、ノイズ低減フィルタを削除または小型化し得るので、装置の体格増加を抑制することができる。

好ましくは、蓄電装置と車両外部の電気負荷または車両外部の電源との間で授受される電力は、パルス幅変調法を用いて制御されるインバーグのスィツチング周波数よりも低い周波数を有する交流電力である。制御ュニッ小は、 2つの交流回転電機に対応するィンバータの他方における上アームおよび下アームの一方を交流電力の通電方向に応じてオンさせることによって、他方のィンバータを通電状態に制御する。

この発明においては、一方のインバータをパルス幅変調法を用いて制御し、他方のィンバータを通電状態に制御するので、交流電力の電圧反転時に他方のィンバータにおいて電流が非連続になることがなく、コモンモード電圧の変動量が抑制される。したがって、この発明によれば、コモンモードノイズを十分に抑制することができる。

さらに好ましくは、制御ユニットは、 2つの交流回転電機に対応す？)各インバータにおいて、パルス幅変調法を用いた制御と通電状態の制御とを交流電力の通電方向に応じて交互に切替える。

この発明においては、パルス幅変調法を用いて制御されるィンバータと通電状態に制御されるインバータとが交流電力の通電方向に応じて交互に切替えられるので、交流電力の電圧反転に伴なうコモンモード電圧の変動が抑制される。したがって、この発明によれば、コモンモードノイズをさらに十分に抑制することができる。

また、好ましくは、制御ユニットは、 2つの交流回転電機の一方に対応する第 1のィンバータをパルス幅変調法を用いて制御し、 2つの交流回転電機の他方に対応する第 2のィンバータの上アームおよび下アームを交流電力の通電方向に応じて交互にオンさせる。

この発明においては、パルス幅変調法を用いて制御されるインバータと通電状態に制御されるインバータとが固定される。したがって、この発明によれば、蓄電装置と車両外部の電気負荷または車両外部の電源との間で電力を授受する際の制御を簡素化することができる。

好ましくは、制御ュニットは、車両外部の電源から蓄電装置の充電が行なわれるとき、 2つの交流回転電機の一方に対応する第 1のィンバータをパルス幅変調法を用いて制御し、 2つの交流回転電機の他方に対応する第 2のィンバータを停止させる。

この発明においては、一方のインバータは、パルス幅変調法を用いて制御され、他方のコンバータは、停止（シャツトダウン）される。したがって、この発明によれば、蓄電装置と車両外部の電気負荷または車両外部の電源との間で電力を授受する際の制御をさらに簡素化することができる。

好ましくは、 2つの交流回転電機の各々と車両アースとの間の浮遊容量は、その他の交流回転電機の各々と車両アースとの間の浮遊容量よりも大きい。

この発明においては、蓄電装置と車両外部の電気負荷または車両外部の電源との間で電力を授受する際、車両アースとの間の浮遊容量が相対的に大きい 2つの交流回転電機が用いられるので、浮遊容量を介して車両アースに還流されるコモンモード電流の量が多くなる。すなわち、車両外部の電気負荷または車両外部の電源へ出力されるコモンモード電流量が抑制される。したがって、この発明によれば、コモンモードノイズを十分に抑制することができる。

好ましくは、電力制御装置は、ラインバイパスコンデンサと、遮断装置とをさらに備える。ラインバイパスコンデンサは、電力線対と車両アースとの間に配設される。遮断装置は、車両外部の電源から蓄電装置の充電が行なわれるとき、ラィンバイパスコンデンサを介して電力線対と車両アースとの間に形成される電路を遮断する。

この発明においては、ラインバイパスコンデンサが設けられるので、車両外部の電気負荷への給電時、コモンモード電圧の変動量がさらに低減する。一方、車両外部の電源から蓄電装置の充電時においては、充電電流に対して低インピーダンスのラインバイパスコンデンサを介して電源から車両アースへ電流が流れ得るところ、ラインバイパスコンデンサを介して電力線対と車両アースとの間に形成される電路が遮断装置によって遮断される。したがって、この発明によれば、車両外部の電気負荷への給電時、コモンモードノイズをさらに十分に抑制することができる。一方、車両外部の電源から蓄電装置の充電時、電源からの充電電流が車両アースへ流れるのを防止することができる。

また、この発明によれば、車両は、複数の交流回転電機の少なくとも 1つから駆動トルクを受ける車輪と、上述したいずれかの電力制御装置とを備える。したがって、この発明によれば、車両の小型化を阻害することなく、蓄電装置と車両外部の電気負荷または車両外部の電源との間で電力を授受する際のコモンモードノイズを抑制することができる。

以上のように、この発明によれば、蓄電装置と車両外部の電気負荷または車両外部の電源との間で電力を授受する際のコモンモードノィズを抑制することができる。その結果、ノイズ低減フィルタを削除または小型化し得るので、装置の体格増加を抑制することができる。したがって、車両の小型化を阻害することもなレ、。図面の簡単な説明

図 1は、この発明の実施の形態 1による車両の一例として示されるハイブリッド車両の全体ブロック図である。

図 2は、車両と負荷との間で電力が授受される際の図 1に示したシステムの等価回路図である。

図 3は、インタのスィツチング状態の一例を示した図である。

図 4は、図 2に示す回路について各ィンバータの上アームがオンしているときの等価回路図である。

図 5は、図 2に示す回路について一方のインバータの上アームがオンし、他方のインバータの下アームがオンしているときの等価回路図である。

図 6は、図 2に示す回路について各ィンバータの下アームがオンしているときの等価回路図である。

図 7は、図 1に示す E C Uの機能ブロック図である。

図 8は、各インバータのスィツチング状態およびコモンモード電圧の変動を示した波形図である。

図 9は、仮に各ィンバータをいずれも PWM制御したときの各ィンバータのスィツチング状態およびコモンモード電圧の変動を示した波形図である。

図 1 0は、実施の形態 2における各インバータのスイッチング状態およびコモンモード電圧の変動を示した波形図である。

図 1 1は、実施の形態 3における各インバータのスイッチング状態およびコモンモード電圧の変動を示した波形図である。

図 1 2は、実施の形態 4による車両の一例として示されるハイブリッド車両の全体ブロック図である。

図 1 3は、実施の形態 5による車両の一例として示されるハイプリッド車両の全体ブロック図である。

図 1 4は、実施の形態 6による車両の一例として示されるハイブリッド車両の全体ブロック図である。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

[実施の形態 1 ]

図 1は、この発明の実施の形態 1による車両の一例として示されるハイブリッド車両の全体ブロック図である。図 1を参照して、このハイブリッド車両 1 0 0 は、エンジン 2と、モータジェネレータ MG 1 , MG 2と、動力分割機構 4と、車輪 6とを備える。また、ハイブリッド車両 1 0 0は、蓄電装置 Bと、インバータ 1 0， 2 0と、電子制御装置（Electronic Control Unit：以下「E C U」と称する。） 3 0と、平滑コンデンサ C 1と、正極線 P Lと、負極線 N Lとをさらに備える。さらに、ハイブリッド車両 1 0 0は、電力線 A C L 1， A C L 2と、平滑コンデンサ C 2と、 A Cポート 6 0と、プラグ 7 0とをさらに備える。動力分割機構 4は、エンジン 2とモータジェネレータ MG 1 , MG 2とに結合されてこれらの間で動力を分配する。たとえば、動力分割機構 4として、サンギャ、プラネタリキヤリャおよびリングギヤの 3つの回転軸を有する遊星歯車を用いることができる。この 3つの回転軸がエンジン 2およびモータジェネレータ M G l , MG 2の各回転軸にそれぞれ接続される。たとえば、モータジェネレータ MG 1のロータを中空としてその中心にエンジン 2のクランク軸を通すことによつて、エンジン 2およびモータジェネレータ MG 1 , MG 2を動力分割機構 4に機械的に接続することができる。

エンジン 2が発生する動力は、動力分割機構 4によって車輪 6とモータジエネレータ MG 1とに分配される。すなわち、エンジン 2は、車輪 6を駆動するとともにモータジェネレータ MG 1を駆動する動力源としてハイブリッド車両 1 0 0 に組込まれる。モータジェネレータ MG 1は、エンジン 2によって駆動される発電機として動作し、かつ、エンジン 2の始動を行ない得る電動機として動作するものとしてハイブリッド車両 100に組込まれ、モータジェネレータ MG 2は、車輪 6を駆動する動力源としてハイプリッド車両 100に組込まれる。

また、このハイブリッド車両 100は、後ほど説明するように、車両外部の電気負荷または電源を総括的に示す負荷 9ひにブラグ 70を接続することによって、蓄電装置 Bと負荷 90との間で電力を授受することができる。

蓄電装置 Bの正極端子は、正極線 PLに接続され、蓄電装置 Bの負極端子は、負極線 NLに接続される。平滑コンデンサ C 1は、正極線 P Lと負極線 NLとの間に接続される。インバータ 10は、 U相アーム 12、 V相アーム 14および W 相アーム 16を含む。 U相アーム 1 2、 V相アーム 14および W相アーム 16は、正極線 P Lと負極線 NLとの間に並列に接続される。 U相アーム 12は、直列に接続されたスイッチング素子 Q 1 1， Q 12からなり、 V相アーム 14は、直列に接続されたスイッチング素子 Q 1 3, Q 14力らなり、 W相アーム 16は、直列に接続されたスイッチング素子 Q 15， Q 16から成る。スイッチング素子 Q 1 1〜Q 16には、それぞれダイオード D 1 1〜D 16が逆並列に接続される。インバータ 20は、 U相アーム 22、 V相アーム 24および W相アーム 26を含む。インバータ 20の構成は、インバータ 10と同様である。

なお、上記のスイッチング素子として、たとえば、 I GBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) やノヮ一 MO S F E T (Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor) などを用いることがそ'きる。

モータジェネレータ MG 1は、 Y結線された三相コイルを含み、各コイルの一端が互いに接続されて中性点 N 1を形成する。モータジェネレータ MG 2も、 Y 結線された三相コィルを含み、各コィルの一端が互いに接続されて中性点 N 2を形成する。中性点 Nl， N2には、それぞれ電力線 ACL 1， AC L 2が接続される。そして、電力線 ACL l, ACL 2は、 ACポート 60に接続され、 AC ポート 60にプラグ 70が接続される。

蓄電装置 Bは、充電可能な直流電源であり、たとえば、ニッケル水素ゃリチウムイオン等の二次電池から成る。.蓄電装置 Bは、インバータ 10， 20へ電力を供給し、また、インバータ 10および/または 20から出力される回生電力を受けて充電される。なお、蓄電装置 Bとして、大容量のキャパシタを用いてもよレ、。平滑コンデンサ C 1は、正極線 P Lと負極線 NLとの間の電圧を平滑化する。容量 C 3は、正極線 P Lと車両アース 80との間の浮遊容量を示す。容量 C4は、負極線 N Lと車両アース 80との間の浮遊容量を示す。なお、車両アース 80としては、たとえば車両フレームや車両ボディなどが用いられる。

インバータ 10は、 ECU 30からの信号 PWM1に基づいて、蓄電装置 Bからの直流電圧を三相交流電圧に変換してモータジェネレータ MG 1へ出力する。また、インバータ 10は、エンジン 2の動力を用いてモータジェネレータ MG 1 が発電した三相交流電圧を直流電圧に変換して正極線 P Lおよび負極線 N Lへ出力する。

インバータ 20は、 ECU 30からの信号 PWM2に基づいて、蓄電装置 Bからの直流電圧を三相交流電圧に変換し、その変換した三相交流電圧をモータジェネレータ MG 2へ出力する。また、インバータ 20は、車両の回生制動時、車輪 6の回転力を用いてモータジエネレータ MG 2が発電した三相交流電圧を直流電圧に変換して正極線 P Lおよび負極線 NLへ出力する。

ここで、車両外部の電源（たとえば系統電源）としての負荷 90から蓄電装置 Bの充電が要求されると、インバータ 10, 20は、プラグ 70、 ACポート 6 0および電力線 ACL 1， AC L 2を介して負荷 90から中性点 N 1 , N 2に与えられる交流電力を直流電力に変換して正極線 P Lおよび負極線 NLへ出力し、蓄電装置 Bを充電する。また、交流電気負荷（たとえば家電製品）としての負荷 90への給電が要求されると、インバータ 10， 20は、所定の周波数（たとえば商用電源周波数）を有する交流電圧を中性点 N l, N 2間に発生させ、プラグ 70から負荷 90へ交流電力が出力される。

モータジェネレータ MG 1, MG2の各々は、三相交流回転電機であり、たとえば、ロータに永久磁石を有する三相永久磁石同期モータから成る。モータジェネレータ MG 1は、インバータ 10によって回生駆動され、エンジン 2の動力を用いて発電した三相交流電力をインバータ 10へ出力する。また、モータジエネレータ MG 1は、エンジン 2の始動時、インバータ 10によってカ行駆動され、エンジン 2をクランキングする。モータジェネレータ MG 2は、インバータ 20 によってカ行駆動され、車輪 6を駆動するための駆動力を発生する。また、モータジェネレータ MG 2は、車両の回生制動時、インバータ 20によって回生駆動され、車輪 6の回転力を用いて発電した三相交流電力をインバータ 20へ出力する。

ECU 30は、インバータ 10を駆動するための PWM信号を生成し、その生成した PWM信号を信号 PWM1としてインバータ 10へ出力する。また、 EC U30は、インバータ 20を駆動するための PWM信号を生成し、その生成した PWM信号を信号 PWM2としてィンバータ 20へ出力する。

ここで、外部電源としての負荷 90から蓄電装置 Bの充電が要求されると、 E CU30は、中性点 N l， N 2に与えられる負荷 90からの交流電力を直流電力に変換して蓄電装置 Bへ出力するようにインバータ 10， 20を制御する。また、交流電気負荷としての負荷 90への給電が要求されると、 ECU 30は、中性点 N 1， N 2間に交流電圧を発生して負荷 90へ出力するようにィンバータ 10 , 20を制御する。なお、負荷 90と電力を授受する際のインバータ 10， 20の制御については、後ほど詳しく説明する。

平滑コンデンサ C 2は、電力線 ACL 1， AC L 2間の電圧を平滑化する。すなわち、平滑コンデンサ C 2は、車両と負荷 90との間で電力の授受が行なわれる際にインバータ 10または 20の高周波スィツチングに起因して発生するノーマルモードノィズを抑制する。

ACポート 60は、電力線 ACL 1， AC L 2とプラグ 70との接続 Z切離しを行なうリレーと、電力線 ACL l, AC L 2間の電圧 VACを検出する電圧センサと、電力線 AC L 1または ACL 2に流れる電流 I ACを検出する電流センサとを含む（いずれも図示せず）。 ACポート 60は、車両と負荷 90との間で電力の授受が行なわれるとき、 ECU 30からの指令に応じてリレーをオンさせ、負荷 90に接続されるプラグ 70を電力線 ACL 1， ACL 2と電気的に接続する。また、 ACポート 60は、電圧 VACおよび電流 I ACの検出値を ECU 3 0へ出力する。

プラグ 70は、このハイプリッド車両 100を負荷 90と電気的に接続するための接続端子である。負荷 90は、蓄電装置 Bを充電するための外部交流電源、またはハイプリッド車両 100から電力の供給を受ける交流電気負荷を総括的に示したものであり、接地ノード 95に接地される。

このハイブリッド車両 100においては、車両と負荷 90との間で電力の授受が行なわれるとき、電力線 ACL 1， ACL 2を介して中性点 N 1, N 2に負荷 90が電気的に接続される。一方、インバータがスイッチング動作を行なうと、車両アース 80に対するコモンモード電圧が変動するところ、インバータの高周波スイッチングに起因して、容量 C 3, C 4を介して正極線 P Lおよび負極線 N Lと車両アース 80との間に高周波の電流が流れ得る。そうすると、車両アース 80と接地ノード 95との間の接触抵抗を介して車両と負荷 90との間に回路が形成され、車両と負荷 90との間にコモンモード電圧の変動に応じた高周波の電流が流れ得る。そこで、この実施の形態 1では、後述のように、コモンモード電圧の変動量を抑制するようにインバータ 10， 20が制御される。

以下では、まず、インバータ 10， 20の高周波スイッチングに起因して発生するコモンモード電圧の変動原因について説明する。

図 2は、車両と負荷 90との間で電力が授受される際の図 1に示したシステムの等価回路図である。なお、この図 2では、負荷 90が交流電源の場合について示されているが、負荷 90が交流電気負荷の場合にも同様の等価回路となる。図 2を参照して、負荷 90から蓄電装置 Bの充電が行なわれるとき、インバータ 1 0, 20の各々は、三相同時にスイッチング制御される。したがって、この図 2 では、インバータ 10, 20の各々において、上アームの 3つのスイッチング素子はまとめて示され、また、下アームの 3つのスイッチング素子もまとめて示されている。

インダクタンス L l， L 2は、それぞれモータジェネレータ MG 1 , MG2の漏れインダクタンスを示し、容量 C 5， C6は、それぞれモータジェネレータ M G 1 , MG 2と車両アース 80との間の浮遊容量を示す。また、抵抗 Rhは、車両アース 80と接地ノード 95との間の接触抵抗を示す。そして、以下では、車両アース 80に対する負極線 NLの電圧をコモンモード電圧 Vc omとする。図 3は、インバータ 10, 20のスイッチング状態の一例を示した図である。図 3を参照して、時刻 t 2〜 t.3， t 6〜 t 7においては、インバータ 10， 2 0のいずれも上アームがオンしている。時刻 t 1〜 t 2， t 3〜t 4， t 5〜t 6， t 7〜t 8においては、インバータ 10の上アームがオンし、インバタ 2 0の下アームがオンしている。時刻 t 1前， t 4〜t 5， t 8以降においては、インバータ 10， 20のいずれも下アームがオンしている。

そして、このようなインバータ 10， 20のスイッチングパターンの変化により、以下に説明するように、コモンモード電圧 Vc omが変動する。

図 4は、図 2に示した回路について各インバータ 10， 20の上アームがオンしているときの等価回路図である。図 4を参照して、インバータ 10, 20とも上アームがオンすると、正極線 PLと車両アース 80との間に漏れインダクタンス L I, L2、（電力線 ACL 1, ACL 2、 ) 接地ノード 95および接触抵抗 Rhを順次介して電路が形成される。また、上記電路に並列に、正極線 PLと車両アース 80との間に容量 C 3, C 5, C 6を介して電路が形成される。そして、車両アース 80と負極線 NLとの間に容量 C 4を介して電路が形成される。

このとき、コモンモード電圧 Vc om (負極線 NLと車両アース 80との間の電圧）は、漏れインダクタンス L l， L 2および接触抵抗 Rhによる電圧降下が若干あるものの、正極線 P Lと負極線 NLとの間の電圧 VDC (蓄電装置 Bの電圧に相当する。）にほぼ等しい電圧となる。

図 5は、図 2に示した回路について一方のインバータの上アームがオンし、他方のインバ一タの下アームがオンしているときの等価回路図である。なお、この図 5では、インバータ 10の下アームがオンし、インバータ 20の上アームがォンしている場合について示されている。図 5を参照して、インバータ 20の上ァームがオンしているので、正極線 PLと車両アース 80との間に漏れインダクタンス L 2、（電力線 AC L 2、 ) 接地ノード 95および接触抵抗 R hを順次介して電路が形成される。また、上記電路に並列に、正極線 P Lと車両アース 80との間に容量 C 3， C 6を介して電路が形成される。

—方、インバータ 10の下アームがオンしているので、負極線 NLと車両ァース 80との間に漏れインダクタンス L 1、（電力線 ACL 1、 ) 接地ノード 95 および接触抵抗 Rhを順次介して電路が形成される。また、上記電路に並列に、負極線 NLと車両アース 80との間に容量 C 4， C 5を介して電路が形成される, このとき、漏れインダクタンス L 1, L 2のインピーダンスがほぼ等しいとすると、コモンモード電圧 V c omは、 VDCZ2にほぼ等しい電圧となる。

なお、特に図示しないが、インバータ 10の上アームがオンし、インバータ 2 0の下アームがオンしているときも、コモンモード電圧 V c 0111は 0じ 2にほぼ等しい電圧となる。

図 6は、図 2に示した回路について各インバータ 10， 20の下アームがオンしているときの等価回路図である。図 6を参照して、インバータ 10， 20とも下アームがオンすると、負極線 NLと車両アース 80との間に漏れインダクタンス L l， L 2、（電力線 ACL 1, ACL 2、 ) 接地ノード 95および接触抵抗 R hを順次介して電路が形成される。また、上記電路に並列に、負極線 NLと車両アース 80との間に容量 C 4， C 5, C 6を介して電路が形成される。そして、正極線 P Lと車両アース 80との間に容量 C 3を介して電路が形成される。

このとき、コモンモード電圧 V c omは、漏れインダクタンス L 1 , L 2および接触抵抗 Rhによる電圧降下が若干あるものの略 0となる。

このように、各インバータ 10, 20の上アームがいずれもオンしている状態と各ィンバータ 10， 20の下アームがいずれもオンしている状態とが繰返されると、コモンモード電圧 V c omは、正極線 P Lと負極線 NLとの間の電圧 VD Cに相当する振幅で変動する。そこで、この実施の形態 1では、車両と負荷 90 との間で電力の授受が行なわれるとき、以下に説明するように、インバータ 10，

20のいずれか一方のみを PWM制御し、他方のインバータを PWM制御することなく通電状態とすることによって、コモンモード電圧 Vc omの変動を抑制することとしたものである。

図 7は、図 1に示した ECU 30の機能ブロック図である。図 7.を参照して、 ECU 30は、第 1および第 2のインバータ制御部 32, 34と、充放電制御部

36とを含む。第 1のインバータ制御部 32は、充放電制御部 36からの信号 C TLが非活性化されているとき、正極線 P Lおよび負極線 NL間の電圧 VDCの検出値、モータジェネレータ MG 1のトルク指令値 TR 1、ならびにモータジェネレータ MG 1のモータ電流 I 1および回転角 0 1の各検出値に基づいて、モータジェネレータ MG 1を駆動するための PWM信号を生成し、その生成した PW M信号を信号 PWM1としてインバータ 10へ出力する。第 2のインバータ制御部 34は、充放電制御部 36からの信号 CT Lが非活性化されているとき、電圧 VDCの検出値、モータジェネレータ MG 2のトルク指令値 TR2、ならびにモータジェネレータ MG 2のモータ電流 I 2および回転角 Θ 2の各検出値に基づいて、モータジェネレータ MG 2を駆動するための PWM 信号を生成し、その生成した PWM信号を信号 PWM 2としてインバータ 20へ出力する。

一方、第 1および第 2のィンバータ制御部 32， 34は、充放電制御部 36からの信号 CTLが活性化されているとき、充放電制御部 36からの指令 AC 1, AC 2に基づいて、中性点 N 1 , N 2を介して車両と車両外部の負荷 90との間で電力の授受を行なうための信号 PWMl, PWM 2をそれぞれ生成し、その生成した信号 PWM1, PWM2をそれぞれインバータ 10, 20へ出力する。充放電制御部 36は、負荷 90から蓄電装置 Bの充電を指示する信号 CGが活性化されているとき、第 1および第 2のインバータ制御部 32, 34へ出力される信号 CTLを活性化する。そして、充放電制御部 36は、 ACポート 60において検出される電圧 VACおよび電流 I ACに基づいて、中性点 Nl, N2に与えられる負荷 90からの交流電力を直流電力に変換して蓄電装置 Bへ出力するようにインバータ 10， 20を制御するための指令 AC 1, AC2を生成し、その生成した指令 AC 1， AC 2をそれぞれ第 1および第 2のインバータ制御部 32, 34へ出力する。

具体的には、充放電制御部 36は、電圧 VACの符号に応じて、インバータ 1 0， 20の一方を電圧 VACおよび電流 I ACに基づいて PWM制御し、かつ、他方のインバータを通電状態とするように、指令 AC 1， AC2を生成する。より詳しく説明すると、電圧 VACが正のとき（電力線 AC L 1の電圧が電力線 A CL 2の電圧よりも高いときを正とする。）、充放電制御部 36は、インバータ 10を PWM制御するための指令 AC 1を電圧 VACおよび電流 I ACに基づいて生成し、インバータ 20については下アームを常時オン状態とするための指令 AC 2を生成する。一方、電圧 VACが負のときは、充放電制御部 36は、インバータ 20を P-WM制御するための指令 AC 2を電圧 VACおよび電流 I ACに基づいて生成し、インバータ 10については下アームを常時オン状態とするための指令 AC 1を生成する。すなわち、充放電制御部 36は、電圧 VACに同期して、電圧 VACおよび電流 I ACに基づいてインバータ 10， 20の一方を PW M制御し、他方のィンバータを常時通電状態に制御する。

なお、負荷 90からの交流電力の周波数は、 PWM制御におけるキャリア周波数すなわち PWM制御されるインバータのスィツチング周波数よりも十分低いものとする。すなわち、各インバータ 10， 20においては、負荷 90からの交流電力の通電方向に応じて PWM制御と通電状態とが切替えられるところ、その切替周波数は、 PWM制御によるスィツチング周波数よりも十分低いものとする。たとえば、負荷 9◦からの交流電力の周波数は、商用電源周波数であり、 PWM 制御されるインバータのスイッチング周波数は、数 kHz〜l 0 kHz程度である。

また、充放電制御部 36は、中性点 N 1， N 2から負荷 90への給電を指示する信号 DC Gが活性化されているとき、第 1および第 2のィンバ一タ制御部 32， 34へ出力される信号 CTLを活性化する。そして、充放電制御部 36は、所定の周波数を有する電圧差を中性点 N 1， N 2間に発生するようにインバータ 10， 20を制御するための指令 AC 1， AC 2を生成し、その生成した指令 AC 1， AC 2をそれぞれ第 1および第 2のインバータ制御部 32， 34へ出力する。具体的には、充放電制御部 36は、中性点 N 1， N 2間に発生ざせる電圧差の符号に応じて、中性点 Nl, N 2間に所定の周波数を有する電圧差を生じるようにィンバータ 10, 20の一方を PWM制御し、かつ、他方のィンバータを通電状態とするように、指令 AC 1, AC 2を生成する。より詳しくは、中性点 N l， N 2間に発生させる電圧差が正のとき（中性点 N 1の電位が中性点 N 2の電位よりも高いときを正とする。）、充放電制御部 36は、インバータ 10を PWM制御するための指令 AC 1を生成し、インバータ 20については下アームを常時ォン状態とするための指令 AC 2を生成する。一方、中性点 Nl, N 2間に発生させる電圧差が負のときは、充放電制御部 36は、ィンバータ 20を P WM制御するための指令 AC 2を生成し、インバータ 1.0については下アームを常時オン状態とするための指令 AC 1を生成する。すなわち、充放電制御部 36は、中性点 N 1, N2間に発生ざせる電圧差に同期して、インバータ 10， 20の一方を P WM制御し、他方のィンバータを常時通電状態に制御する。

なお、中性点 Nl, N 2間に発生させる電圧差の周波数は、 PWM制御されるインバータのスイッチング周波数よりも十分低いものとする。たとえば、 PWM 制御されるインバ一タのスイッチング周波数は、上述のように数 kHz〜l 0 k Hz程度であるのに対し、中性点 N l, N 2間に発生させる電圧差の周波数は、商用電源周波数とする。 - —

なお、信号 CGは、たとえば、プラグ 70が負荷 90に接続されているときに利用者により充電開始が指示されると活性化され、信号 DCGは、たとえば、プラグ 70が負荷 90に接続されているときに利用者により給電開始が指示されると活性化される。

図 8は、各インバータ 10， 20のスイッチング状態およびコモンモード電圧 V c omの変動を示した波形図である。なお、この図 8では、負荷 90から蓄電装置 Bの充電が行なわれるときの波形図が示されているが、車両から負荷 90への給電時も同様の波形図が得られる。図 8を参照して、交流電源である負荷 90 の電圧を示す電圧 VACが正である時刻 t 1〜 t 2, t 3〜t 4においては、電圧 VACおよび電流 I ACに基づいてィンバータ 10が PWM制御され、ィンバータ 20は下アームが常時オン状態（通電状態）に制御される。一方、電圧 VA Cが負になる時刻 t 2〜 t 3, t 4以降においては、インバータ 20が PWM制御され、インバータ 10は下アームが常時オン状態（通電状態）に制御される。したがって、中性点 N l, N 2間の電圧差（VN 1—VN2) の指令値は、図に示されるようになり、電圧 VACに同期した充電電流を負荷 90から得ることができる。

ここで、時刻 t l〜t 2, t 3~ t 4においては、ィンバータ 10は、 PWM 制御によってスイッチング動作を行なうが、インバータ 20は、下アームがオン状態であるので、コモンモード電圧 V c omは、 0と VDCZ2との間で変動する（図 5, 図 6) 。すなわち、コモンモード電圧 V c omが電圧 VDC近傍まで振れることはない。この理由は、インバータ 20の下アームが常時オン状態（瑪電状態）であるので、インバータ 10， 20の上アームがいずれもオン状態（図 4) になることはないからである。一方、時刻 t 2〜 t 3， t 4以降においては、ィンバータ 20は、 PWM制御によってスイッチング動作を行なうが、インバータ 10は、下アームがオン状態であるので、コモンモード電圧 V c omは、時刻 t 1〜 t 2， t 3〜t 4と同様に 0と VDC/2との間で変動する。この理由も、上述したように、インバータ 10， 20の上アームがいずれもオン状態（図 4) になることはないからである。図 9は、仮に各インバータ 10, 20をいずれも PWM制御したときの各インバータ 10, 20のスイッチング状態およびコモンモード電圧 V c omの変動を示した波形図である。すなわち、この図 9は、従来手法に相当する。図 9を参照して、インバータ 10， 20の双方が常時 PWM制御されると、インバータ 10， 20の双方の上アームがオンしている状態と、インバータ 10， 20の双方の下アームがオンしている状態とが発生する。したがって、コモンモード電圧 Vc o mは、 0と VDCどの間で変動する。

このように、この実施の形態 1では、車両と負荷 90との間で電力の授受が行なわれるとき、インバータ 10， 20の双方を PWM制御するのではなく、インバータ 10, 20の一方を PWM制御し、他方のインバータを常時通電状態に制御する。そして、車両と負荷 90との間で授受される電力（交流電力）に同期して、常時通電状態とするインバータを交互に切替えるので（PWM制御されるィンバータを交互に切替えることにも相当する。）、コモンモード電圧 V c omは、 0と VDC/2との間で変動する。

したがって、この実施の形態 1によれば、インバータ 10, 20の双方を PW M制御する従来手法に比べてコモンモード電圧の変動量を半減させることができる。その結果、コモンモードノイズを低減するためのフィルタを電力線 AC L 1 , ACL 2に別途設ける必要がなく、システムの体格増加を抑制することができる。なお、上記においては、電圧 VACが正のとき、インバータ 10を PWM制御するとともにインバータ 20の下アームを常時オン状態とし、電圧 VACが負のときは、インバータ 20を PWM制御するとともにインバータ 10の下アームを常時オン状態としたが、電圧 VACが正のとき、インバータ 20を PWM制御するとともにインバータ 10の上アームを常時オン状態とし、電圧 VACが負のときは、インバータ 10を PWM制御するとともにインバータ 20の上アームを常時オン状態としてもよい。この場合、コモンモード電圧 V c omは、 VDC/2 と VDCとの間で変動する（変動量は VDCZ2) 。

[実施の形態 2]

図 8に示したように、実施の形態 1では、車両と負荷 90との間で電力の授受が行なわれるとき、授受される電力に同期して、通電状態とするインバータが交互に切替えられる。すなわち、時刻 t 1〜 t 2, t 3〜t 4においては、インバ —タ 10が PWM制御されるとともにインバータ 20が通電状態（下アームォン）とされ、時刻 t 2〜t 3， t 4以降においては、インバータ 20が PWM制御されるとともにインバータ 10が通電状態（下アームオン）とされる。

この実施の形態 2では、車両と負荷 90との間で電力の授受が行なわれるとき、インバータ 10, 20のいずれか一方を PWM制御し、他方のインバータにおいては、授受される電力に同期して、上下アームのオン状態が交互に切替えられる。すなわち、実施の形態 2では、 PWM制御されるインバータと通電状態に制御されるインバータとが固定され、通電状態に制御されるインバータにおいて、車両と負荷 90との間で授受される電力に同期して上下アームのオン状態が交互に切替えられる。 .

この実施の形態 2によるハイブリッド車両の全体構成は、図 1に示したハイブリツド車両 100と同じである。

再び図 7を参照して、実施の形態 2における ECU 30は、実施の形態 1における ECUの構成において、充放電制御部 36に代えて充放電制御部 36 Aを含む。充放電制御部 36 Aは、信号 CGが活性化されているとき、電圧 VACおよび電流 I ACに基づいてインバ一タ 20を PWM制御し、かつ、インバータ 10 を通電状態とするように、指令 AC 1, AC 2を生成する。

より詳しくは、電圧 VACが正のとき、充放電制御部 36 Aは、インバータ 2 0を PWM制御するための指令 AC 2を電圧 VACおよび電流 I ACに基づいて生成し、インバータ 10については上アームを常時オン状態とするための指令 A C 1を生成する。一方、電圧 VACが負のときは、充放電制御部 36 Aは、インバータ 20を PWM制御するための指令 AC 2を生成し、インバータ 10については下アームを常時オン状態とするための指令 AC 1を生成する。すなわち、充放電制御部 36 Aは、電圧 VACおよび電流 I ACに基づいてインバータ 20を PWM制御するとともに、インバ一タ 10の上アームおよび下アームを電圧 VA Cの符号に応じて交互にオンさせるによってインバータ 10を常時通電状態に制御する。

なお、実施の形態 1と同様に、インバータ 10の上下アームのオン/オフ切替周波数すなわち負荷 9◦からの交流電力の周波数は、 PWM制御されるインバータ 20のスィツチング周波数よりも十分低いものとする。

また、充放電制御部 36 Aは、信号 DCGが活性化されているとき、所定の周波数を有する電圧差を中性点 N 1， N 2間に発生するようにインバータ 20を P WM制御し、かつ、インバータ 10を通電状態とするように、指令 AC 1， AC 2を生成する。

より詳しくは、中性点 N l, N 2間に発生させる電圧差が正のとき、充放電制御部 36 Aは、インバータ 20を PWM制御するための指令 AC 2を生成し、ィンバータ 10については上アームを常時オン状態とするための指令 AC 1を生成する。一方、中性点 Nl， N 2間に発生させる電圧差が負のときは、充放電制御部 36 Aは、インバータ 20を PWM制御するための指令 AC 2を生成し、インバータ 10については下アームを常時オン状態とするための指令 AC 1を生成する。すなわち、充放電制御部 36 Aは、中性点 N l， N 2間に発生させる電圧差に基づいてインバータ 20を PWM制御するとともに、中性点 Nl， N2間に発生させる電圧差の符号に応じてインバータ 10の上アームおよび下アームを交互にオンさせるによって、インバータ 10を常時通電状態に制御する。

なお、実施の形態 1と同様に、インバータ 10の上下アームのオンノオフ切替周波数すなわち中性点 N 1, N 2間に発生させる電圧差の周波数は、 PWM制御されるィンバータ 20のスィツチング周波数よりも十分低いものとする。

なお、充放電制御部 36 Aのその他の構成は、充放電制御部 36と同じである, 図 10は、実施の形態 2における各インバータ 10， 20のスイッチング状態およびコモンモード電圧 V c omの変動を示した波形図である。なお、この図 1 0は、実施の形態 1において説明した図 8に対応するものである。また、この図 10でも、負荷 90から蓄電装置 Bの充電が行なわれるときの波形図が示されている力負荷 90への給電時も同様の波形図が得られる。

図 10を参照して、電圧 VACが正である時刻 t l〜t 2， t 3〜t 4においては、インバータ 10は上アームが常時オン状態（通電状態）に制御され、電圧 VACおよび電流 I ACに基づいてインバータ 20が PWM制御される。一方、電圧 VACが負になる時刻 t 2〜 t 3， t 4以降においては、インバータ 10は下アームが常時オン状態（通電状態）に制御され、インバータ 20が PWM制御される。

したがって、中性点 N l， N2間の電圧差（VN1—VN2) の指令値は、図に示されるようになり、電圧 VACに同期した充電電流を負荷 90から得ることができる。

ここで、時刻 t l〜t 2, t 3〜t 4においては、ィンバ一タ 10は、上ァームがオン状態であるので、コモンモード電圧 V c omは、 VDC/2と VDCとの間で変動する。すなわち、コモンモード電圧 Vc omが 0近傍まで振れることはない。この理由は、インバーダ 10の上アームが常時オン状態（通電状態）であるので、インバータ 10, 20の下アームがいずれもオン状態（図 6) になることはないからである。

一方、時刻 t 2〜 t 3 , t 4以降においては、ィンバータ 10は、下アームがオン状態であるので、コモンモード電圧 V c omは、 0と VDCZ2との間で変動する。すなわち、コモンモード電圧 Vc omが VDC近傍まで振れることはない。この理由は、インバータ 10の下アームが常時オン状態（通電伏態）であるので、インバータ 10, 20の上アームがいずれもオン状態（図 4) になることはないからである。、

なお、上記においては、車両と負荷 90との間で電力の授受が行なわれるとき、インバータ 20を PWM制御し、インバータ 10を常時通電状態としたが、インバータ 10を PWM制御し、インバータ 20を常時通電状態としてもよい。

以上のように、この実施の形態 2によれば、車両と負荷 90との間で電力の授受が行なわれるとき、インバータ 10， 20の双方を PWM制御する従来手法に比べてコモンモード電圧の変動量を半減させることができる。また、この実施の形態 2によれば、 PWM制御されるインバータと通電状態に制御されるインバータとを交互に切替えることなく固定できるので、実施の形態 1に比べて制御が容易である。

[実施の形態 3]

実施の形態 3では、車両と負荷 90との間で電力の授受が行なわれるとき、ィンバータ 10, 20のいずれか一方を PWM制御し、他方のインバータをシャツトダウン（全アームオフ）する。

この実施の形態 3によるハイプリッド車両の全体構成は、図 1に示したハイブリッド車両 100と同じである。

再び図 7を参照して、実施の形態 3における E CU 30は、実施の形態 1における E CUの構成において、充放電制御部 36に代えて充放電制御部 36 Bを含む。充放電制御部 36 Bは、信号 CG力活性化されているとき、インバータ 20 を PWM制御するための指令 AC 2を電圧 VACおよび電流 I ACに基づいて生成し、インバータ 10をシャツトダウンするための指令 AC 1を生成する。

また、充放電制御部 36 Bは、信号 DCGが活性化されているとき、所定の周波数を有する電圧差を中性点 N 1， N 2間に発生するようにインバータ 20を P WM制御するための指令 AC 2を生成し、インバータ 10をシャツトダウンするための指令 AC 1を生成する。

なお、充放電制御部 36 Bのその他の構成は、充放電制御部 36と同じである c 図 1 1は、実施の形態 3における各インバータ 10, 20のスイッチング状態およびコモンモード電圧 V c omの変動を示した波形図である。なお、この図 1 1は、実施の形態 1において説明した図 8に対応するものである。また、この図 1 1でも、負荷 90から蓄電装置 Bの充電が行なわれるときの波形図が示されているが、負荷 90への給電時も同様の波形図が得られる。

図 1 1を参照して、電圧 VACおよび電流 I ACに基づいてインバータ 20が PWM制御され、インバータ 10は常時シャットダウン（全アームのスィッチング停止）される。インバータ 10は、各アームに逆並列ダイオードを有しているので、シャットダウンされても通電状態が確保される。但し、電圧 VACの反転時にインバータ 10に流れる電流が非連続となる状態が発生するため、電圧反転時にコモンモード電圧 Vc omが大きく変動する。しかしながら、全体としては、インバータ 10， 2◦の双方を PWM制御する. 従来手法（図 9) に比べてコモンモード電圧 V c omの変動量は低減する。

なお、上記においては、車両と負荷 90との間で電力の授受が行なわれるとき、インバータ 20を PWM制御し、インバータ 10を常時シャツトダウンするものとしたが、インバータ 10を PWM制御し、インバータ 20を常時シャットダウンしてもよい。

以上のように、この実施の形態 3によっても、車両と負荷 90との間で電力の授受が行なわれるとき、インバータ 10, 20の双方を PWM制御する従来手法に比べてコモンモード電圧の変動を低減することができる。そして、この実施の形態 3によれば、一方のインバータを常時シャットダウンするので、実施の形態 1, 2に比べて制御がより容易である。

[実施の形態 4]

図 12は、実施の形態 4による車両の一例として示されるハイプリッド車両の全体ブロック図である。図 12を参照して、このハイブリッド車両 10 OAは、図 1に示した実施の形態 1によるハイブリッド車両 1◦ 0の構成において、コモンモードチョークコイル 40をさらに備える。

コモンモードチョークコイル 40は、電力線 ACL 1, ACL 2と ACポート 60に接続される電力線 AC L 3， ACL 4との間に設けられる。コモンモードチョークコイル 40は、リング状のフェライトコアと、互いに逆方向にコアに卷回された 2つのコイルとから成り（図示せず）、電力線 AC L 1， ACL2から電力線 AC L 3， ACL 4へコモンモード電圧が伝達するのを阻止する。

なお、ハイブリッド車両 10 OAのその他の構成は、実施の形態 1によるハイブリツド車両 100と同じである。すなわち、このハイブリッド車両 10 OAにおいても、車両と負荷 90との間で電力の授受が行なわれるとき、インバータ 1 0， 20の一方を PWM制御し、他方のインバータを常時通電状態に制御するので、インバータ 10， 20の双方を PWM制御する従来手法に比べてコモンモード電圧の変動量は低減する。

そして、この実施の形態 4によれば、コモンモードチョークコイル 40をさらに設けたので、コモンモードノイズを極めて効果的に抑制することができる。また、インバータ制御によりコモンモード電圧の変動量の低減が図られているので、コモンモードチョークコイル 40を小型化することができる。

[実施の形態 5]

図 13は、実施の形態 5による車両の一例として示されるハイブリッド車両の全体ブロック図である。図 1 3を参照して、このハイブリッド車両 100 Bは、図 1 2に示した実施の形態 4によるハイブリッド車両 10 OAの構成において、 γコンデンサ 50をさらに備え、 ECU 30に代えて ECU 3 OAを備える。 γコンデンサ 50は、コンデンサ C 7， C8と、リレー 55とを含む。コンデンサ C 7の一端は、電力線 AC L 1に接続され、コンデンサ C 8の一端は、電力線 AC L 2に接続される。そして、コンデンサ C 7， C 8の各々の他端は、リレ一 55の一端に接続され、リレー 55の他端は、車両アース 80に接続される。リレー 55は、 ECU3 OAからの信号 SWに応じてオン/オフされる。

ECU 3 OAは、中性点 N l, N 2から負荷 90への給電が行なわれるとき、リレー 55をオンさせ、 Yコンデンサ 50を機能させる。一方、 ECU 3 OAは、負荷 90から蓄電装置 Bの充電が行なわれるとき、リレー 55をオフさせ、 Yコンデンサ 50を車両アース 80から電気的に切離す。なお、 ECU 3 OAのその他の構成は、 ECU 30と同じである。

このハイブリッド車両 100 Bにおいては、中性点 Nl， N 2から負荷 90への給電が行なわれるとき、リレー 55がオンされ、コモンモード電圧低減フィルタとして Yコンデンサ 50が機能する。これにより、コモンモードノイズがさらに効果的に抑制される。

一方、負荷 90から蓄電装置 Bの充電が行なわれるときは、リレー 55がオフされ、 Yコンデンサ 50は、車両アース 80から電気的に切離される。負荷 90 からの給電時にリレー 55をオフするのは、インバータ 10または 20の高周波スィツチングに起因して発生する高周波のコモンモード電圧を低減するためにコンデンサ C 7, C 8は設計されるので（容量大）、インバータ 10, 20のスィツチング周波数に比べて周波数の低い負荷 90からの交流電流が Yコンデンサ 5 0を介して車両アース 80へ流れるのを防止するためである。

以上のように、この実施の形態 5によれば、 Yコンデンサ 50がさらに設けられるので、車両から負荷 90への給電時、コモンモードノイズを極めて効果的に抑制することができる。一方、負荷 90から車両への給電時は、 Yコンデンサ 5 0が車両アース 80から電気的に切離されるので、負荷 90からの電流が車両ァース 80に流れるのを防止することができる。なお、負荷 90から車両への給電時においても、実施の形態 4と同等のコモンモードノイズ抑制効果を有する。

[実施の形態 6]

図 14は、実施の形態 6による車両の一例として示されるハイプリッド車両の全体ブロック図である。図 14を参照して、このハイブリッド車両 100 Cは、図 1に示した実施の形態 1によるハイブリッド車両 100の構成において、モータジェネレータ MGRと、車輪 8と、インバータ 25とをさらに備え、電力線 A C L 1に代えて電力線 AC L 3を備える。

モータジェネレータ MGRは、車輪 8 (たとえば、車輪 6が前輪であるのに対して車輪 8は後輪とする。）を駆動する動力源としてハイブリッド車両 100C に組込まれる。モータジェネレータ MGRは、 Y結線された三相コイルを含み、各コイルの一端が互いに接続されて中性点 N 3を形成する。そして、中性点 N3 と ACポート 60との間に電力線 AC L 3が配設される。

インバータ 25は、モータジェネレータ MGRに対応して設けられ、インバータ 10， 20に並列して正極線 P Lおよび負極線 NLに接続される。インバータ 25の構成は、ィンバータ 10と同様である。

このハイブリッド車両 100Cにおいては、車両の駆動力を発生するモータジエネレータ MG 2， MGRは、主に発電に用いられるモータジェネレータ MG 1 よりも大きく、モータジェネレータ MG 2， MGRと車両アース 80との間の浮遊容量は、モータジェネレータ MG 1と車両アース 80との間の浮遊容量よりも大きい。

そして、このハイブリッド車両 100 Cにおいては、モータジェネレータ MG 1， MG 2, MGRのうち、相対的に浮遊容量の大きいモータジェネレータ MG 2， MGRを用いて、車両と負荷 90との間で電力の授受が行なわれる。すなわち、モータジェネレータ MG 2の中性点 N 2およびモータジェネレータ MG の中性点 N 3にそれぞれ電力線 AC L 2, ACL 3が接続され、電力線 AC L 2， A C L 3を介して車両と負荷 9 0との間で電力の授受が行なわれる。

なお、車両と負荷 9 0との間で電力の授受が行なわれる際のインバータ 2 0， 2 5の制御は、実施の形態 1〜 3で説明したィンバータ 1 0 , 2 0の制御と同様である。

相対的に浮遊容量の大きいモータジェネレータ MG 2， MG Rを用いて車両と負荷 9 0との間の電力授受を行なうこととしたのは、以下の理由による。すなわち、インバータの高周波スィツチングに応じて高周波のコモンモード電流が発生するところ、モータジェネレータの浮遊容量が大きい場合には、電力線 A C L 2， A C L 3を介して負荷 9 0へ出力されずにモータジェネレータの浮遊容量を介して車両アース 8 0に還流するコモンモード電流の量を多くすることができるからである。

言い換えると、車両と負荷 9 0との間で電力を授受するのに用いるモータジェネレータの浮遊容量が大きいほど、電力線 A C L 2 , A C L 3を介して負荷 9 0 へ出力されるコモンモード電圧の変動量を小さくすることができる。そこで、この実施の形態 6では、モータジェネレータ MG 1， MG 2 , MG Rのうち、相対的に浮遊容量の大きいモータジェネレータ MG 2 , MG Rを用いて、車両と負荷 9 0との間で電力の授受を行なうこととしたものである。

したがって、この実施の形態 6によれば、コモンモード電圧の変動量を効果的に抑制することができる。

なお、この実施の形態 6において、電力線 A C L 2 , A C L 3にコモンモードチョークコイル 4 0や Yコンデンサ 5 0を設けてもよい。これにより、コモンモ一ド電圧の変動量をさらに効果的に抑制することができる。

なお、上記の各実施の形態においては、ハイブリッド車両は、動力分割機構 4 によりエンジン 2の動力を車軸とモータジェネレータ MG 1とに分割して伝達可能なシリーズ/パラレル型とした。しかしながら、この発明は、モータジエネレータ MG 1を駆動するためにのみエンジン 2を用い、モータジェネレータ MG 2 でのみ車両の駆動力を発生する、いわゆるシリーズ型のハイブリッド車両や、ェンジンを主動力として必要に応じてモータがアシストするモータアシスト型のハイブリツド車両にも適用可能である。また、この発明は、エンジン 2を備えずに電力のみで走行する電気自動車や、電源として蓄電装置に加えて燃料電池をさらに備える燃料電池車にも適用可能である。すなわち、この発明は、 Y結線されたモータコイルを備える交流モータを少なくとも 2台備えたシステム一般に適用することができる。

また、上記の各実施の形態において、蓄電装置 Bとインバータ 1 0 , 2 0との間で電圧変換を行なうコンバータを蓄電装置 Bとィンバータ 1 0 , 2 0との間に設けてもよい。なお、そのようなコンバータとしては、たとえば、公知のチヨッパ回路を用いることができる。

なお、上記において、負荷 9 0は、この発明における「車両外部の電気負荷または車両外部の電源」に対応し、モータジェネレータ MG 1， MG 2 , MG Rは、この発明における「複数の交流回転電機」に対応する。また、 E C U 3 0 , 3 0 Aは、この発明における「制御ユニット」に対応し、コンデンサ C 7， C 8は、この発明における「ラインバイパスコンデンサ」を形成する。さらに、リレー 5 5は、この発明における「遮断装置」に対応する。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

Claims

請求の範囲

1 . 車両に搭載された蓄電装置と車両外部の電気負荷または車両外部の電源との間で電力を授受可能な電力制御装置であって、

星形結線された多相卷線を固定子卷線として各々が含む複数の交流回転電機と、前記複数の交流回転電機に対応して設けられる複数のィンバータと、

前記電気負荷または前記電源に接続可能なプラグと、

前記複数の交流回転電機のうち 2つの交流回転電機の多相卷線の中性点と前記ブラグとの間に配設される電力線対と、

前記 2つの交流回転電機に対応するィンバータのいずれか一方をパス幅変調法を用いて制御することによって、前記蓄電装置と前記電気負荷または前記電源との間で電力を授受するように構成された制御ュニットとを備える、電力制御装置。

2 . 前記蓄電装置と前記電気負荷または前記電源との間で授受される電力は、前記パルス幅変調法を用いて制御されるィンバータのスィツチング周波数よりも低い周波数を有する交流電力であり、

前記制御ュニットは、前記 2つの交流回転電機に対応するィンバータの他方における上アームおよび下アームの一方を前記交流電力の通電方向に応じてオンさせることによって、前記他方のインバータを通電状態に制御する、請求の範囲 1 に記載の電力制御装置。

3 . 前記制御ユニットは、前記 2つの交流回転電機に対応する各インバータにおいて、前記パルス幅変調法を用いた制御と前記通電状態の制御とを前記交流電力の通電方向に応じて交互に切替える、請求の範囲 2に記載の電力制御装置。

4 . 前記制御ユニットは、前記 2つの交流回転電機の一方に対応する第 1のインバータを前記パルス幅変調法を用いて制御し、前記 2つの交流回転電機の他方に対応する第 2のィンバータの上アームおよび下アームを前記交流電力の通電方向に応じて交互にオンさせる、請求の範囲 2に記載の電力制御装置。

5 . 前記制御ユニットは、前記電源から前記蓄電装置の充電が行なわれるとき、前記 2つの交流回転電機の一方に対応する第 1のィンバータを前記パルス幅変調法を用いて制御し、前記 2つの交流回転電機の他方に対応する第 2のィンバータを停止させる、請求の範囲 1に記載の電力制御装置。

6 . 前記 2つの交流回転電機の各々と車両アースとの間の浮遊容量は、その他の交流回転電機の各々と前記車両アースとの間の浮遊容量よりも大きい、請求の範囲 1に記載の電力制御装置。

7 . 前記電力線対と車両アースとの間に配設されるラインバイパスコンデンサと、前記電源から前記蓄電装置の充電が行なわれるとき、前記ラインバイパスコンデンサを介して前記電力線対と前記車両アースとの間に形成される電路を遮断する遮断装置とをさらに備える、請求の範囲 1に記載の電力制御装置。

8 . 前記複数の交流回転電機の少なくとも 1つから駆動トルクを受ける車輪と、請求の範囲 1から.7のいずれか 1項に記載の電力制御装置とを備える車両。