WO2009027523A1 - Mehrkanaliger gleichstromsteller der unabhängig von der ausgangsleistung an der lückgrenze arbeitet - Google Patents

Mehrkanaliger gleichstromsteller der unabhängig von der ausgangsleistung an der lückgrenze arbeitet Download PDF

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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the invention relates to a multichannel DC chopper, with a plurality of parallel current channels, which are controlled by a microcontroller to each other with a time delay.
  • the object was to create a DC chopper, which is simple and inexpensive, is as versatile and efficient to use and provides the smoothest possible output current.
  • the current channels each have at least two semiconductor switches, by which they from
  • Microcontroller can be operated either as boost converter or as buck converter that at least one current channel has a means for detecting the current zero crossing, that the microcontroller detects the period of the current zero crossings in this current channel, and that the microcontroller due to the detected period the DC chopper all current channels at the gap limit operates.
  • FIG. 1 shows the basic circuit of a multichannel bidirectional DC controller according to the invention
  • FIG. 2 shows the basic circuit of a bidirectional DC controller according to the prior art
  • FIG. 1 shows the basic circuit of a multichannel bidirectional DC controller according to the invention
  • FIG. 2 shows the basic circuit of a bidirectional DC controller according to the prior art
  • FIG. 1 shows the basic circuit of a multichannel bidirectional DC controller according to the invention
  • FIG. 2 shows the basic circuit of a bidirectional DC controller according to the prior art
  • FIGS. 3 to 5 are current flow diagrams of a boost converter
  • FIGS. 6 to 8 are current flow diagrams of a buck converter
  • FIG. 9 shows a use example of a bidirectional one
  • FIG. 10 shows a control circuit according to the prior art, Figure 1 1, the basic circuit of a bidirectional, at the
  • FIG. 12 is a current flow diagram of the circuit according to FIG. 12
  • FIG. 11 in boost converter mode
  • FIG. 13 shows a control circuit for the circuit according to FIG. 11,
  • FIG. 14 shows a current flow diagram of a multi-channel
  • FIG. 15 shows a further current flow diagram of the circuit according to FIG.
  • FIG. 11 as a step-down converter
  • FIG. 16 shows a section of a control loop
  • FIG. 17 shows a simplified representation of the control loop section according to FIG. 16,
  • FIG. 18 is a current flow diagram of a multi-channel
  • FIG. 2 shows the schematically represented basic circuit of a bidirectional direct-current actuator, at which its basic mode of operation is to be explained.
  • the DC-DC converter consists essentially of a first and a second voltage source (U1, U2), a storage inductor L1, as well as two semiconductor switches (T1, T2), the may preferably be formed as IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). Parallel to the load terminals of the semiconductor switches (T1, T2) in each case a freewheeling diode (D1, D2) is connected.
  • U1, U2 first and a second voltage source
  • L1 storage inductor
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the semiconductor switches (T 1, T 2) are connected to the other components in such a way that, in the case of a through-connected first semiconductor switch T 1, the terminals of the storage inductor L 1 are connected to the first voltage source U 1 via the first semiconductor switch T 1, and the storage inductor is connected to the second semiconductor switch T 2 L1 is connected in series with the second semiconductor switch T2 and the two voltage sources (U1, U2) at the same time.
  • the operating principle of such a DC adjuster is that by energizing one of the semiconductor switches (T1 or T2), the storage inductor L1 is energized, which then builds up a magnetic field. The stored energy in this magnetic field causes after turning off the semiconductor switch (T 1 or T2) an induction current (output current i 2 or h), via the respective other semiconductor switch (T2 or T1) belonging freewheeling diode (D2 or D2). D1) and one of the voltage sources (U2, U1) flows.
  • PWM pulse width modulation
  • this control device is referred to below as a microcontroller.
  • a representation of the microcontroller was omitted in the figures.
  • two modes of the DC adjuster are to be distinguished, namely the boost converter operation and the Buck converter operation.
  • Step-up converter operation (FIGS. 3 to 5)
  • the energy flows from the first voltage source U1 to the second voltage source U2.
  • the semiconductor switch T1 is driven with a suitable PWM signal.
  • the semiconductor switch T2 is not active in this operating state and therefore de-energized.
  • the voltage U 2 of the second voltage source U2 must be greater than the voltage ui of the first voltage source U1.
  • u- ⁇ stands for the drive voltage of the first semiconductor switch T1 and in, i D2 and i L i for the currents flowing through the first semiconductor switch T1, the associated diode D1 and the storage inductor L1.
  • the three possible operating states of the boost converter are:
  • the current i L i in the storage inductor L1 is here without zeros.
  • the current i L i depends on the following differential equation:
  • FIG. 5 shows the operation of the boost converter at the gap boundary, which is also referred to as the transition mode.
  • the advantage of this operating state is that the semiconductor switch T1 still in the de-energized State is turned on again and so the switching losses are minimal.
  • silicon carbide diodes are found in the boost converters of solar inverters because the so-called reverse recovery currents of the diode massively determine the losses in the semiconductor switch T1. ie there are no periods in which the storage inductor L1 is de-energized and does not transfer energy.
  • the respective load condition determines which of the three operating conditions mentioned above will occur.
  • the energy flows from the voltage source U2 to U1 in the circuit according to FIG.
  • the semiconductor switch T2 is driven with a suitable pulse width modulated drive voltage u T2 .
  • the semiconductor switch T1 is not active and therefore de-energized.
  • U 2 must also be greater than U 1 here.
  • FIGS. 6 to 8 illustrate the three possible operating states in buck converter operation.
  • the characteristic current curves ⁇ T2 , ⁇ DI and i L i are plotted against the course of the drive voltage Uj 2 of the second semiconductor switch T2.
  • the solar system shown in FIG. 9 is fed by a solar generator 1. This is connected via a unidirectional working boost converter 2 to the DC voltage intermediate circuit 3. The energy of the solar generator 1 can then be fed by an inverter 4 with three output-side phases (P1, P2, P3) in the public grid.
  • a solar generator 1 This is connected via a unidirectional working boost converter 2 to the DC voltage intermediate circuit 3.
  • the energy of the solar generator 1 can then be fed by an inverter 4 with three output-side phases (P1, P2, P3) in the public grid.
  • a storage battery 5 can be charged via the bidirectional DC chopper 6. The prerequisite for this is that the voltage u z in DC voltage intermediate circuit 3 is greater than the voltage u B of
  • Storage battery 5 is.
  • the DC chopper 6 operates as a step-down converter and the energy flow direction is from the DC voltage intermediate circuit 3 to the storage battery 5.
  • the storage battery 5 If more electrical power is required from the power grid, as can be supplied immediately from the solar generator 1, the storage battery 5, if it was sufficiently charged before, additionally feed energy into the DC voltage intermediate circuit 3
  • the bidirectional DC chopper 6 then works as boost converter, ie also here the voltage u z in the DC voltage intermediate circuit 3 is greater than the Battery voltage ue be. The energy flow direction is now from the storage battery 5 to the DC voltage intermediate circuit 3rd
  • Control technology usually a subordinate current control circuit is provided for such a DC chopper. This is either in hardware, z. B. realized with a control IC or with the aid of a microcontroller. In photovoltaic inverters, almost exclusively digitally controlled systems are used, so that the actual current value must be recorded and processed in real time for current regulation.
  • the control engineering equivalent circuit diagram of such an arrangement is shown in FIG.
  • the control is realized as a cascade control.
  • There is an internal "fast" control circuit current setpoint i setpoint, I-controller, integrating controller 1 / L, current actual value i is (dashed line marked) and an external control circuit (voltage setpoint u_setpoint, U-controller, integrating controller 1 / C, voltage setpoint u_act ) for voltage regulation.
  • silicon carbide diodes are often used instead of the usual silicon diodes. Such diodes are extremely expensive, difficult to obtain and not very robust.
  • the switching frequency is frequently chosen as low as possible, which leads to an increase in the volume of the storage choke.
  • FIG. 11 schematically shows a bidirectional DC-DC converter which can always be operated at the gap limit.
  • an additional winding W is applied to the storage inductor L1, which needs only have a few turns and over which the current zero crossing in the storage inductor L1 can be detected.
  • the time of the current zero crossing is detected, for example, by a not shown microcontroller, which then immediately one of the semiconductor switches (T 1 or T2) drives. Depending on the load condition, this sets a variable switching frequency of the power output stage; the higher the output, the lower the switching frequency.
  • Equations are set up taking into account linear relationships:
  • the mean value i L i_avg of the current corresponds to exactly half of the maximum current value i L i_dach.
  • the switch-on time t_on the current iu avg can be adjusted directly and without delay.
  • a disadvantage of the operation at the gap limit is the large ripple of the storage throttle current i L i and thus also in the output current J 1 and i 2 .
  • a DC chopper is provided which has a plurality of parallel current channels (I, II). Such a DC chopper with two current channels is shown in FIG. 1.
  • more than two parallel current channels (I, II) may also be provided for the formation of the DC adjuster, which may be advantageous in spite of the larger component expenditure, since the ripple of the storage inductor current I L i is reduced with each further current channel.
  • the first current channel I is formed by the storage inductor L1, the semiconductor switches T1 and T2 and the diodes D1 and D2; the second current channel Il correspondingly by the storage inductor L2, the semiconductor switches T3 and T4, and by the diodes D3 and D4.
  • Both current channels (I, II) are clocked at the same clock rate, but each with a time offset.
  • the microcontroller provided for clocking the semiconductor switches (T1, T3 or T2, T4) can advantageously control the respective semiconductor switches (T1, T3 or T2, T4) of all the current channels (I, II) to be clocked.
  • the storage inductor L2 in the second, parallel to the first current channel I, current channel Il here has no instance for detecting a current zero crossing.
  • the current channel Il is controlled as a function of the current zero crossing detected in the first current channel I and can therefore be referred to as "slave channel", while the first current channel I, whose Storage choke L1 has a winding W for current zero crossing detection, hereinafter referred to as "master channel”.
  • the microcontroller now determines from the detected current zero crossings the period of the master channel I to determine from this information the ignition timing for the slave channel Il and possibly also for the other slave channels.
  • the current waveforms for a two-channel DC chopper according to the figure 1 are shown, which is operated as a boost converter.
  • the upper diagram shows the current profile i L i through the storage inductor L1 in the master channel I; the middle diagram shows the current flow through the storage inductor L2 in the slave channel II.
  • the microcontroller determines the time interval of the current zero crossings Tp e ⁇ od ⁇ of the master channel I in real time to then calculate the ignition timing of the slave channel Il.
  • FIG. 14 shows that the resulting output current h, shown here inverted as -ii, has a significantly lower ripple than the current characteristics (in, i ⁇ _2) in each individual one of the current channels (I, II).
  • the DC chopper can also be operated as a buck converter, which is particularly interesting for photovoltaic inverters with battery buffer.
  • the turn-off time t_off is proportional to the maximum current in the roof or the average current iu avg through the storage inductor L1. Since the microcontroller can only adjust the switch-on time t_on directly, however, a further condition must be used in order to be able to implement a control. From the two latter equations, the following relationship can be derived:
  • the microcontroller can calculate the required switch-on time t_on, which then leads to the desired t_off.
  • the sum of t_on and t_off precisely gives the time between two zero-current transitions detected by the microcontroller.
  • a direct adjustment of iu avg without delay is possible.
  • This can in turn be realized a control loop, which is sketched in the figure 16. If the buck converter operation is used to charge a storage battery, usually no superimposed voltage control loop is required.
  • the desired value of the charging current i soll can be specified directly by the microcontroller.
  • the two proportional elements (L1 / U1, U1 / (U2-U1)) in FIG. 16 can then still be combined into a single proportional element L1 / (U2-U1), thereby obtaining the control circuit shown in FIG.
  • the current can thus be adjusted directly and without delay, without a subordinate current control loop.
  • FIG. 18 shows a sketch of the current curves (in, i ⁇ _2) in the current channels (I, II) and at the output of the DC adjuster in buck converter mode.
  • These current curves (in, i ⁇ _2) correspond exactly to the inverted current curves for the boost converter operation, which can be seen from FIG. Accordingly, a particularly smooth output current (-h) is also obtained in buck converter operation by a time-shifted control of the current channels (I, II).
  • U 1 U 2 voltages (of the voltage sources U1 and U2)
  • U B battery voltage u-pi U T2 drive voltage (of the semiconductor switch)

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Abstract

Beschrieben wird ein mehrkanaliger Gleichstromsteller, mit mehreren parallelen Stromkanälen, die durch einen MikroController zeitversetzt zueinander gesteuert werden, wobei die Stromkanäle jeweils mindestens zwei Halbleiterschalter (T1, T2, T3, T4) aufweisen, durch die sie vom MikroController entweder als Hochsetzsteller oder als Tief setzsteiler betrieben werden können, wobei wenigstens ein Stromkanal eine Einrichtung zur Erfassung des Stromnulldurchgangs aufweist (W), wobei der MikroController die Periodenzeit der Stromnulldurchgänge in diesem Stromkanal erfasst, und wobei der MikroController aufgrund der erfassten Periodenzeit die Gleichstromsteller aller Stromkanäle stets an der Lückgrenze betreibt.

Description

MEHRKANALIGER GLEICHSTROMSTELLER DER UNABHÄNGIG VON DER AUSGANGSLEISTUNG AN
DER LÜCKGRENZE ARBEITET
Die Erfindung betrifft einen mehrkanaligen Gleichstromsteller, mit mehreren parallelen Stromkanälen, die durch einen MikroController zueinander zeitversetzt gesteuert werden.
Aus der deutschen Patentanmeldung DE 10 2004 01 1 801 A1 ist ein Gleichstromsteller mit vier parallelen Stromkanälen bekannt, der als ein reiner Hochsetzsteller beschrieben ist. Zur Steuerung dieses Gleichstromstellers sind externe Zeitglieder erforderlich.
Es sind darüber hinaus auch bidirektionale Gleichstromsteller bekannt. Die Grundschaltung eines solchen Gleichstromstellers ist in der Figur 2 dargestellt.
Es stellte sich die Aufgabe einen Gleichstromsteller zu schaffen, der einfach und kostengünstig aufgebaut ist, möglichst vielseitig und effizient einsetzbar ist und einen möglichst glatten Ausgangsstrom liefert.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, dass die Stromkanäle jeweils mindestens zwei Halbleiterschalter aufweisen, durch die sie vom
MikroController entweder als Hochsetzsteller oder als Tiefsetzsteller betrieben werden können, dass wenigstens ein Stromkanal eine Einrichtung zur Erfassung des Stromnulldurchgangs aufweist, dass der MikroController die Periodenzeit der Stromnulldurchgänge in diesem Stromkanal erfasst, und dass der MikroController aufgrund der erfassten Periodenzeit die Gleichstromsteller aller Stromkanäle an der Lückgrenze betreibt.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung schematisch dargestellt und wird im folgenden anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen
Figur 1 die Grundschaltung eines erfindungsgemäßen mehrkanaligen bidirektionalen Gleichstromstellers, Figur 2 die Grundschaltung eines bidirektionalen Gleichstromstellers nach dem Stand der Technik,
Figuren 3 bis 5 Stromverlaufsdiagramme eines Hochsetzstellers, Figuren 6 bis 8 Stromverlaufsdiagramme eines Tiefsetzstellers, Figur 9 ein Verwendungsbeispiel eines bidirektionalen
Gleichstromstellers,
Figur 10 einen Regelkreis nach dem Stand der Technik, Figur 1 1 die Grundschaltung eines bidirektionalen, an der
Lückgrenze betreibbaren Gleichstromstellers,
Figur 12 ein Stromverlaufsdiagramm der Schaltung gemäß der
Figur 1 1 im Hochsetzstellerbetrieb,
Figur 13 einen Regelkreis zur Schaltung gemäß der Figur 1 1 , Figur 14 ein Stromverlaufsdiagramm eines mehrkanaligen
Gleichstromstellers im Hochsetzstellerbetrieb,
Figur 15 ein weiteres Stromverlaufdiagramm der Schaltung gemäß
Figur 1 1 als Tiefsetzsteller,
Figur 16 einen Abschnitt eines Regelkreises, Figur 17 eine vereinfachte Darstellung des Regelkreisabschnitts gemäß der Figur 16,
Figur 18 ein Stromverlaufdiagramm eines mehrkanaligen
Gleichstromstellers im Tiefsetzstellerbetrieb.
Die Figur 2 zeigt die schematisch dargestellte Grundschaltung eines bidirektionalen Gleichstromstellers, an der dessen grundsätzliche Funktionsweise erläutert werden soll. Der Gleichstromsteller besteht im wesentlichen aus einer ersten und einer zweiten Spannungsquelle (U1 , U2), einer Speicherdrossel L1 , sowie aus zwei Halbleiterschaltern (T1 , T2), die bevorzugt als IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) ausgebildet sein können. Parallel zu den Lastanschlüssen der Halbleiterschalter (T1 , T2) ist jeweils eine Freilaufdiode (D1 , D2) geschaltet.
Die Halbleiterschalter (T 1 , T2) sind derart mit den anderen Bauelementen verschaltet, dass bei einem durchgeschalteten ersten Halbleiterschalter T1 die Anschlüsse der Speicherdrossel L1 über den ersten Halbleiterschalter T1 mit der ersten Spannungsquelle U1 verbunden sind, und bei einem durchgeschaltetem zweiten Halbleiterschalter T2 die Speicherdrossel L1 mit dem zweiten Halbleiterschalter T2 und den beiden Spannungsquellen (U1 , U2) zugleich in Reihe geschaltet ist.
Das Funktionsprinzip eines derartigen Gleichstromstellers besteht darin, dass durch Einschalten eines der Halbleiterschalter (T1 bzw. T2) die Speicherdrossel L1 bestromt wird, die in daraufhin ein Magnetfeld aufbaut. Die in diesem Magnetfeld gespeicherte Energie bewirkt nach dem Ausschalten des einen Halbleiterschalters (T 1 bzw. T2) einen Induktionsstrom (Ausgangsstrom i2 bzw. h), der über die zum jeweils anderen Halbleiterschalter (T2 bzw. T1 ) gehörende Freilaufdiode (D2 bzw. D1 ) und eine der Spannungsquellen (U2, U1 ) fließt.
Zum kontinuierlichen Betrieb ist eine Taktung eines der Halbleiterschalter (T 1 bzw. T2) erforderlich, beispielsweise durch eine PWM-Steuerung (PWM = Pulsweitenmodulation), die durch einen zentrale Steuerungseinrichtung und besonders vorteilhaft durch einen MikroController realisiert sein kann. Ohne Beschränkung der Allgemeinheit wird diese Steuerungseinrichtung im folgenden als MikroController bezeichnet. Zur Vereinfachung wurde in den Figuren auf eine Darstellung des MikroControllers verzichtet.
Grundsätzlich sind zwei Betriebsarten des Gleichstromstellers zu unterscheiden, und zwar den Hochsetzstellerbetrieb und den Tiefsetzstellerbetrieb.
Hochsetzstellerbetrieb (Figuren 3 bis 5)
Im Hochsetzstellerbetrieb fließt die Energie von der ersten Spannungsquelle U1 zur zweiten Spannungsquelle U2. Dazu wird der Halbleiterschalter T1 mit einem geeigneten PWM-Signal angesteuert. Der Halbleiterschalter T2 ist in diesem Betriebszustand nicht aktiv und daher stromlos. Damit die Schaltung arbeiten kann, muss die Spannung U2 der zweiten Spannungsquelle U2 größer sein als die Spannung ui der ersten Spannungsquelle U1.
Beim Betrieb eines Gleichstromstellers sind grundsätzlich drei unterschiedliche Betriebszustände definiert. Diese Betriebszustände sind vom Stromverlauf in in der Speicherdrossel L1 bestimmt. Für die drei
Betriebszustände sind die typischen Strom- und Spannungsverläufe in den Figuren 3 bis 5 dargestellt. Hierbei steht u-π für die Ansteuerspannung des ersten Halbleiterschalters T1 und in, iD2 und iLi für die durch den ersten Halbleiterschalter T1 , die zugehörige Diode D1 und die Speicherdrossel L1 fließenden Ströme.
Die drei möglichen Betriebszustände des Hochsetzstellers sind:
• kontinuierlicher Betrieb, d. h. der Strom iLi in der Speicherdrossel L1 weist keine Nullstellen auf (Figur 3),
• diskontinuierlicher Betrieb, d. h. es treten Zeiträume auf, in denen die Speicherdrossel L1 stromlos ist (Figur 4),
• Betrieb an der Lückgrenze (Transition Mode). Hier wird durch eine geeignete Ansteuerung des Halbleiterschalters T1 der Strom iLi in der Speicherdrossel L1 an der Lückgrenze, das heißt genau zwischen dem kontinuierlichen und dem diskontinuierlichen Betrieb gehalten (Figur 5). Kontinuierlicher Hochsetzstellerbetrieb (Figur 3)
Der Strom iLi in der Speicherdrossel L1 ist hier ohne Nullstellen. Während der Einschaltphase des Halbleiterschalters T1 hängt der Strom iLi von folgender Differentialgleichung ab:
A dt
Wenn die Diode D2 leitet gilt:
Figure imgf000007_0001
Da U2 größer als U1 ist, wird der Differentialquotient negativ und der Strom sinkt in dieser Phase ab. Generell hängt also die Stromverlauf von der Einschaltzeit des Halbleiterschalters T1 , den Spannungen U1 und U2 und der Induktivität L der Speicherdrossel L1 ab. Diskontinuierlicher Hochsetzstellerbetrieb (Figur 4)
In diesem Fall weist der Strom iL1 durch die Speicherdrossel L1 Nullstellen auf. Dieser Betriebszustand wird häufig auch „Lückbetrieb" genannt.
Betrieb des Hochsetzstellers an der Lückgrenze (Transition Mode) (Figur 5)
In der Figur 5 ist der Betrieb des Hochsetzstellers an der Lückgrenze, der auch als Transition Mode bezeichnet wird, dargestellt. Der Vorteil dieses Betriebszustands ist, dass der Halbleiterschalter T1 noch im stromlosen Zustand wieder eingeschaltet wird und so die Schaltverluste minimal sind. Weiterhin kann die Freilaufdiode D1 als „normale" schnelle Siliziumdiode ausgeführt sein. Häufig findet man in den Hochsetzstellern von Solarwechselrichtern Siliziumkarbid-Dioden, da die sogenannten Reverse Recovery Ströme der Diode massiv die Verluste im Halbleiterschalters T1 bestimmen. Weiterhin wird die Speicherdrossel L1 optimal ausgenutzt, d. h. es existieren keine Zeiträume, in denen die Speicherdrossel L1 stromlos ist und keine Energie überträgt.
Bei Gleichstromstellern, die mit einer konstanten Schaltfrequenz arbeiten, bestimmt der jeweilige Lastzustand, welcher der drei oben genannten Betriebszustände sich einstellt.
Tiefsetzstellerbetrieb (Figuren 6 bis 8)
Im Tiefsetzstellerbetrieb fließt in der Schaltung gemäß der Figur 2 die Energie von der Spannungsquelle U2 nach U1. Dazu wird der Halbleiterschalter T2 mit einer geeigneten pulsweitenmodulierten Ansteuerspannung uT2 angesteuert. Der Halbleiterschalter T1 ist nicht aktiv und daher stromlos. Damit die Schaltung arbeiten kann, muss U2 hier ebenfalls größer als U1 sein.
Analog zu den Betriebszuständen des Hochsetzstellers verdeutlichen die Figuren 6 bis 8 die drei möglichen Betriebszustände im Tiefsetzstellerbetrieb. Aufgetragen sind wiederum die charakteristischen Stromverläufe \T2, ΪDI und iLi gegen den Verlauf der Ansteuerspannung Uj2 des zweiten Halbleiterschalters T2.
Dargestellt sind die Betriebszustände:
• kontinuierlicher Betrieb (Figur 6), • diskontinuierlicher Betrieb (Figur 7), • Betrieb an der Lückgrenze (Transition Mode; Figur 8).
Damit sind alle möglichen Betriebszustände der in der Figur 2 dargestellten Schaltung beschrieben. Einsetzbar ist ein solcher bidirektionaler Steller z. B. in der Solartechnik für das Batteriemanagement eines Inselwechselrichters. Das Blockschaltbild der Figur 9 verdeutlicht die Verwendung eines bidirektionalen Stellers.
Die in der Figur 9 dargestellte Solaranlage wird von einem Solargenerator 1 gespeist. Dieser ist über einen unidirektional arbeitenden Hochsetzsteller 2 an den Gleichspannungszwischenkreis 3 angeschlossen. Die Energie des Solargenerators 1 kann dann von einem Wechselrichter 4 mit drei ausgangsseitigen Phasen (P1 , P2, P3) ins öffentliche Stromnetz eingespeist werden.
In Zeiten, in denen der Solargenerator 1 mehr Leistung liefert als zur Einspeisung in das Stromnetz erforderlich ist, kann eine Speicherbatterie 5 über den bidirektionalen Gleichstromsteller 6 aufgeladen werden. Die Voraussetzung hierzu ist, dass die Spannung uz im Gleichspannungszwischenkreis 3 größer als die Spannung uB der
Speicherbatterie 5 ist. Der Gleichstromsteller 6 arbeitet in diesem Fall als Tiefsetzsteller und die Energieflussrichtung ist vom Gleichspannungszwischenkreis 3 hin zur Speicherbatterie 5.
Sollte vom Stromnetz mehr elektrische Leistung gefordert werden, als augenblicklich vom Solargenerator 1 geliefert werden kann, kann die Speicherbatterie 5, sofern sie vorher ausreichend geladen wurde, zusätzlich Energie in den Gleichspannungszwischenkreis 3 einspeisen Der bidirektionale Gleichstromsteller 6 arbeitet dann als Hochsetzsteller, d. h. auch hier muss die Spannung uz im Gleichspannungszwischenkreis 3 größer als die Batteriespannung ue sein. Die Energieflussrichtung ist nun von der Speicherbatterie 5 hin zum Gleichspannungszwischenkreis 3.
In den heute verwendeten bidirektionalen Gleichstromstellern wird häufig zur Ansteuerung der Halbleiterschalter eine Pulsweitenmodulation mit fester Frequenz verwendet. Das führt dazu, dass je nach Lastfall die Schaltung im diskontinuierlichen oder im kontinuierlichen Betriebszustand oder im Betriebszustand an der Lückgrenze arbeiten kann und zwischen diesen Betriebszuständen hin und her wechselt.
Regelungstechnisch wird üblicherweise für einen solchen Gleichstromsteller ein unterlagerter Stromregelkreis vorgesehen. Dieser ist entweder in Hardware, z. B. mit einem Steuer-IC oder mit Hilfe eines MikroControllers realisiert. In Photovoltaikwechselrichtern werden nahezu ausschließlich digital geregelte Systeme eingesetzt, so dass für die Stromregelung der Stromistwert in Echtzeit erfasst und verarbeitet werden muss.
Das regelungstechnische Ersatzschaltbild einer solchen Anordnung ist in der Figur 10 dargestellt. Die Regelung ist als eine Kaskadenreglung realisiert. Es existiert ein innerer „schneller" Regelkreis (Stromsollwert i soll, I-Regler, integrierender Regler 1/L, Stromistwert i ist; gestrichelt gekennzeichnet) und ein äußerer Regelkreis (Spannungssollwert u_soll, U-Regler, integrierender Regler 1/C, Spannungssollwert u_ist) zur Spannungsregelung.
Ein solcher Regler weist mehrere Nachteile auf:
• Es muss in Echtzeit der Stromistwert i ist erfasst und verarbeitet werden.
• Je nach Betriebszustand der Schaltung (kontinuierlich, diskontinuierlich oder Transition Mode) ändern sich die Eigenschaften der Stromregelstrecke, so dass unter Umständen eine Anpassung im I-Regler vorgenommen werden muss. • Da die Induktivität L der Speicherdrossel maßgeblich das Verhalten des Stromregelkreises bestimmt, darf für deren Wert eine gewisse Untergrenze nicht unterschritten werden.
• Wenn sich die Schaltung im kontinuierlichen Betriebszustand befindet, steigen die Verluste im aktiven Halbleiterschalter stark an, weil dann der Halbleiterschalter auf eine leitende Freilaufdiode schaltet. Die Reverse Recovery Ladung der Freilaufdiode beeinflusst massiv die Einschaltverluste des Halbleiterschalters.
• Um die sogenannten Reverse Recovery Verluste zu verringern, werden häufig Silizium Karbid Dioden an Stelle der üblichen Siliziumdioden eingesetzt. Solche Dioden sind extrem teuer, schwer verfügbar und nicht sehr robust.
• Wegen des „hart" schaltenden Betriebes der Leistungsendstufe wird die Schaltfrequenz häufig so niedrig wie möglich gewählt. Das führt zu einer Vergrößerung des Bauvolumens der Speicherdrossel.
Beschreibung eines bidirektionalen Transition Mode-Stellers
Die Figur 1 1 zeigt schematisch einen bidirektionaler Gleichstromsteller, der stets an der Lückgrenze betrieben werden kann. Dafür ist auf der Speicherdrossel L1 eine zusätzliche Wicklung W aufgebracht, die nur einige wenige Windungen aufzuweisen braucht und über die der Stromnulldurchgang in der Speicherdrossel L1 detektiert werden kann. Der Zeitpunkt des Stromnulldurchgangs wird beispielsweise von einem nichtdargestellten MikroController erkannt, der dann sofort wieder einen der Halbleiterschalter (T 1 bzw. T2) ansteuert. Je nach Lastzustand stellt sich so eine variable Schaltfrequenz der Leistungsendstufe ein; je höher die Ausgangsleistung, desto niedriger wird die Schaltfrequenz.
Bezeichnet man die Zeit in der Aufmagnetisierungsphase mit „t_on" und die Zeit in der Abmagnetisierung mit „t_off", dann können die folgenden
Gleichungen unter Berücksichtigung linearer Verhältnisse aufgestellt werden:
Figure imgf000012_0001
Aus der Figur 12 ist ersichtlich, dass der Mittelwert iLi_avg des Stromes in genau der Hälfte des maximalen Stromwerts iLi_dach entspricht. Somit kann durch Vorgabe der Einschaltzeit t_on der Strom iu avg direkt und verzögerungsfrei verstellt werden.
Damit ergibt sich für den Hochsetzstellerbetrieb das regelungstechnische Ersatzschaltbild gemäß der Figur 13. Ein unterlagerter Stromregelkreis ist hier nicht mehr erforderlich, weil durch die Stromnulldurchgangserkennung der Gleichstromsteller stets im Transition Mode, also ständig genau an der Lückgrenze, arbeitet und daher t_on proportional zu iι_i_avg ist. Der jeweilige Lastzustand wird im Regelkreis durch die Einflussgröße Laststrom i_Last berücksichtigt.
Nachteilig am Betrieb an der Lückgrenze ist allerdings die große Welligkeit des Speicherdrosselstromes iLi und damit auch im Ausgangsstrom J1 bzw. i2. Um diese zu verringern, ist ein Gleichstromsteller vorgesehen, der mehrere parallele Stromkanäle (I, II) aufweist. Einen derartigen Gleichstromsteller mit zwei Stromkanälen zeigt die Figur 1.
Zu Ausbildung des Gleichstromstellers können selbstverständlich auch mehr als zwei parallele Stromkanäle (I, II) vorgesehen sein, was trotz des größeren Bauteileaufwands vorteilhaft sein kann, da sich mit jedem weiteren Stromkanal die Welligkeit des Speicherdrosselstromes iLi verringert.
Der erste Stromkanal I ist durch die Speicherdrossel L1 , die Halbleiterschalter T1 und T2 und die Dioden D1 und D2 gebildet; der zweite Stromkanal Il entsprechend durch die Speicherdrossel L2, die Halbleiterschalter T3 und T4, sowie durch die Dioden D3 und D4.
Beide Stromkanäle (I, II) werden mit der gleichen Taktrate, aber jeweils mit einem zeitlichen Versatz getaktet. Der zur Taktung der Halbleiterschalter (T1 , T3 bzw. T2, T4) vorgesehene MikroController kann dabei vorteilhafterweise die jeweils zu taktenden Halbleiterschalter (T1 , T3 bzw. T2, T4) sämtlicher Stromkanäle (I, II) ansteuern.
Die Speicherdrossel L2 im zweiten, zum ersten Stromkanal I parallel geschalteten, Stromkanal Il weist hier keine Instanz zur Erkennung eines Stromnulldurchgangs auf. Der Stromkanal Il wird in Abhängigkeit von dem im ersten Stromkanal I erfassten Stromnulldurchgang gesteuert und kann daher als "Slavekanal" bezeichnet werden, während der erste Stromkanal I, dessen Speicherdrossel L1 eine Wicklung W zur Stromnulldurchgangserkennung aufweist, nachfolgend als "Masterkanal" bezeichnet wird.
Die Welligkeit im Ausgangsstrom J1 bzw. i2 wird minimal, wenn die Phasenverschiebung zwischen dem Masterkanal I und dem Slavekanal Il oder gegebenenfalls auch den weiteren Slavekanälen, 3607n (n = Anzahl der Stromkanäle) beträgt. Der MikroController bestimmt nun aus den erfassten Stromnulldurchgängen die Periodendauer des Masterkanals I, um aus dieser Information den Zündzeitpunkt für den Slavekanal Il und gegebenenfalls auch für die weiteren Slavekanäle zu ermitteln.
In der Figur 14 sind die Stromverläufe für einen zweikanaligen Gleichstromsteller gemäß der Figur 1 dargestellt, der als Hochsetzsteller betrieben wird. Das obere Diagramm zeigt den Stromverlauf iLi durch die Speicherdrossel L1 im Masterkanal I; das mittlere Diagramm zeigt den Stromverlauf durch die Speicherdrossel L2 im Slavekanal II. Der MikroController bestimmt den zeitlichen Abstand der Stromnulldurchgänge Tpeπodθ des Masterkanals I in Echtzeit, um daraus dann den Zündzeitpunkt des Slavekanals Il zu errechnen. Da mit dem Masterkanal I und dem Slavekanal Il hier insgesamt zwei Stromkanäle (n = 2) realisiert sind, beträgt der zeitliche Versatz bei der Ansteuerung der Halbleiterschalter (T1 , T3) des Slavekanals Il 1/n = 1/2 Periodendauer TPθrιOdθ/2 gegenüber der Ansteuerung des Masterkanals I.
Die Figur 14 zeigt, dass der resultierende Ausgangsstrom h , hier invertiert als -i-i dargestellt, eine deutlich geringere Welligkeit aufweist als die Stromverläufe (in, iι_2) in jedem einzelnen der Stromkanäle (I, II). In einer praktischen Realisierung ist es vorteilhaft, statt nur eines Slavekanals Il mehrere Slavekanäle vorzusehen, da hierdurch ein noch weitaus glatterer Ausgangsstrom erzielt werden kann. Neben dem zuvor beschriebenen Hochsetzstellerbetrieb kann der Gleichstromsteller auch als Tiefsetzsteller betrieben werden, was insbesondere für Photovoltaikwechselrichter mit Batteriepuffer interessant ist.
Für den Tiefsetzstellerbetrieb gelten sehr ähnliche Bedingungen wie für den Hochsetzstellerbetrieb. Aus dem in der Figur 15 skizzierten Stromverlauf iLi findet man die Bedingungen:
_ U1 - t _ off _ (u2 - U1 ) - 1 _ on
LX dach LX dach L L
Im Tiefsetzstellerbetrieb ist die Ausschaltzeit t_off proportional zum maximalen Strom in dach bzw. dem durchschnittlichen Strom iu avg durch die Speicherdrossel L1. Da der MikroController aber nur die Einschaltzeit t_on direkt verstellen kann, muss eine weitere Bedingung herangezogen werden, um eine Regelung realisieren zu können. Aus den beiden zuletzt genannten Gleichungen kann der folgende Zusammenhang hergeleitet werden:
u t _ on = t _ojj —
Indem der MikroController die Spannungen U1 und U2 mit erfasst, kann er die erforderliche Einschaltzeit t_on errechnen, die dann zum gewünschten t_off führt. Wie die aus der Figur 15 hervorgeht, ergibt die Summe aus t_on und t_off genau die Zeit zwischen zwei Stromnulldurchgängen, die vom MikroController erfasst wird. Solange die Schaltung im Betrieb an der Lückgrenze arbeitet, ist eine direkte Verstellung von iu avg ohne Verzögerung möglich. Damit kann wiederum ein Regelkreis realisiert werden, der in der Figur 16 skizziert ist. Wird der Tiefsetzstellerbetrieb zum Laden einer Speicherbatterie verwendet, so ist in der Regel kein überlagerter Spannungsregelkreis erforderlich. Der Sollwert des Ladestroms i soll kann direkt vom MikroController vorgegeben werden. Die beiden Proportionalglieder (L1/U1 , U1/(U2-U1 )) in der Figur 16 können dann noch zu einem einzigen Proportionalglieder L1/(U2-U1 ) zusammengefasst werden, wodurch man den in der Figur 17 dargestellte Regelkreis erhält.
Durch Einsatz des Transitionmodestellers ist kann so der Strom ohne unterlagerten Stromregelkreis direkt und verzögerungsfrei verstellt werden.
Die Figur 18 zeigt eine Skizze der Stromverläufe (in, iι_2) in den Stromkanälen (I, II) und am Ausgang des Gleichstromstellers im Tiefsetzstellerbetrieb. Diese Stromverläufe (in, iι_2) entsprechen genau den invertierten Stromverläufen für den Hochsetzstellerbetrieb, welche aus der Figur 14 ersichtlich sind. Entsprechend erhält man auch im Tiefsetzstellerbetrieb durch eine zeitversetzte Steuerung der Stromkanäle (I, II) einen besonders glatten Ausgangsstrom (-h).
Bezugszeichen
1 Solargenerator
2 Hochsetzsteller
3 Gleichspannungszwischenkreis
4 Wechselrichter
5 Speicherbatterie
6 Gleichstromsteller
D1 - D4 (Freilauf)dioden
I erster Stromkanal (Masterkanal)
Il zweiter Stromkanal (Slavekanal)
L Induktivität (der Speicherdrossel)
LI , L2 Speicherdrossel
T1 - T4 Halbleiterschalter
U1 , U2 Spannung(squell)en
P1 , P2, P3 Phasen
UZ Spannung im Gleichspannungszwischenkreis
UB Spannung der Speicherbatterie
W Wicklung
H , i2 Ausgangsstrom iτi > iτ2, ΪDI Strom (durch das jeweils indizierte Bauelement) lL1_avg mittlerer Ausgangsstrom i ist Stromistwert i_Last Laststrom i_soll Stromsollwert t_on Einschaltzeit t_off Ausschaltzeit
I Periode Periodenzeit (zeitlicher Abstand der Stromnulldurchgänge) Tpθrιodθ/2 zeitlicher Versatz u_ist Spannungsistwert (Ausgangsspannung) u_soll, Spannungssollwert
U1 , U2 Spannungen (der Spannungsquellen U1 und U2) UB Batteriespannung u-pi, UT2 Ansteuerspannung (der Halbleiterschalter)
Uz Spannung im Gleichspannungszwischenkreis
1/C, 1/L integrierende Regler L1/U1 , U1/(U2-U1 ) L1/(U2-U1 ) Proportionalglieder

Claims

Patentansprüche
1. Mehrkanaliger Gleichstromsteller,
mit mehreren parallelen Stromkanälen, die durch einen MikroController zueinander zeitversetzt gesteuert werden,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Stromkanäle (I, II) jeweils mindestens zwei Halbleiterschalter (T 1 , T2; T3, T4) aufweisen, durch die sie vom MikroController entweder als Hochsetzsteller oder als Tiefsetzsteller betrieben werden können,
dass wenigstens ein Stromkanal (I) eine Einrichtung zur Erfassung des Stromnulldurchgangs aufweist,
dass der MikroController die Periodenzeit (Tpθn0dθ ) der Stromnulldurchgänge in diesem Stromkanal (I) erfasst,
und dass der MikroController aufgrund der erfassten Periodenzeit (TPθrιOdθ ) alle Stromkanäle (I, II) an der Lückgrenze betreibt.
2. Gleichstromsteller nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der MikroController die Stromkanäle (I, II) mit einem zeitlichen Versatz (Tpθrιodθ/2) ansteuert, wobei der zeitliche Versatz (Tpθnθdθ/2) durch die erfasste Periodenzeit (TPθrιOdθ ) geteilt durch die Anzahl der Stromkanäle gegeben ist.
3. Gleichstromsteller nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass jeder Stromkanal (I, II) wenigstens eine Speicherdrossel (L1 , L2) aufweist und die Speicherdrossel (L1 ) wenigstens eines Stromkanals (I) eine zusätzliche Wicklung (W) aufweist, deren Ausgangssignal der MikroController zur Erfassung des Stromnulldurchgang auswertet.
4. Gleichstromsteller nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Gleichstromsteller Bestandteil einer Lade-/Entladeschaltung für eine
Speicherbatterie (5) einer Photovoltaik-Anlage ist.
5. Gleichstromsteller nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der MikroController den Gleichstromsteller zum Laden der Speicherbatterie (5) als Tiefsetzsteller und zum Entladen der Speicherbatterie (5) als Hochsetzsteller steuert.
6. Gleichstromsteller nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Einschaltzeit (t_on) für jeweils einen der Halbleiterschalter (T1 , T2, T3, T4) eines Stromkanal (I, II) einen zur Einschaltzeit (t_on) proportionalen Ausgangsstrom (J1, i2) des Gleichstromstellers bewirkt.
7. Gleichstromsteller nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Einschaltzeit (t_on) im Hochsetzstellerbetrieb durch einen überlagerten Spannungsregelkreis (U-Regler, 1/C) für die Ausgangsspannung (u_ist) des Gleichstromstellers geregelt wird.
8. Gleichstromsteller nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Einschaltzeit (t_on) im Tiefsetzstellerbetrieb proportional zum mittleren Ausgangsstrom (iu avg ) und umgekehrt proportional zur Ausgangs- /Eingangsspannungsdifferenz (U2-U1) ist.
9. Gleichstromsteller nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein MikroController die Halbleiterschalter (T1 , T2, T3, T4) sämtlicher Stromkanäle (I, II) steuert.
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