WO2009093591A1 - アンテナ及び無線通信装置 - Google Patents

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    • H01Q5/30—Arrangements for providing operation on different wavebands
    • H01Q5/307—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way
    • H01Q5/342—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way for different propagation modes
    • H01Q5/357—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way for different propagation modes using a single feed point

Definitions

  • the present invention relates to an antenna used in a wireless communication device such as a mobile phone that transmits and receives wireless signals.
  • the present invention relates to an antenna that operates in a multiband frequency band such as a GSM band from 880 MHz to 960 MHz, a DCS band from 1710 MHz to 1880 MHz, a PCS band from 1850 MHz to 1990 MHz, and a UMTS band from 1920 MHz to 2170 MHz.
  • An antenna provided with a meander slot on a meander patch see, for example, Non-Patent Document 1
  • a monopole slot antenna see, for example, Non-Patent Document 2
  • an antenna using a plurality of monopoles for example, Non-Patent Document 3
  • PIFA Planar Inverted F Antenna
  • a fractal antenna for example, see Non-Patent Document 7
  • the multiband antenna used in the wireless communication apparatus must support GSM (880 MHz to 960 MHz or less), DCS (1710 MHz to 1880 MHz), PCS (1850 MHz to 1990 MHz or less), and UMTS (1920 MHz to 2170 MHz or less).
  • the second resonance frequency band requires a wide band of 1710 MHz or more and 2170 MHz or less when DCS, PCS, and UMTS are combined.
  • the antenna mounted on the mobile device is required to be small.
  • multiband antennas are required to have input characteristics that can be matched in each band and to maintain omnidirectionality in each band as much as possible.
  • An antenna having a meander slot on a meander patch requires a three-dimensional installation space.
  • the radiation pattern changes greatly with changes in frequency, and omnidirectionality cannot be maintained.
  • Non-Patent Document 2 In a monopole slot antenna (for example, see Non-Patent Document 2), since it is necessary to provide a slot on the ground substrate, the substrate must be processed. Further, the radiation pattern depends on the frequency, and omnidirectionality cannot be maintained.
  • Non-Patent Documents 3, 4 and 5 Similar to the monopole slot antenna, the radiation pattern depends on the frequency, and omnidirectionality cannot be maintained.
  • a PIFA for example, see Non-Patent Document 6
  • a fractal antenna for example, see Non-Patent Document 7
  • an object of the present invention is to provide an antenna that is small in size, has input characteristics that can be matched in each band, and that can maintain omnidirectionality, and a wireless communication apparatus equipped with the antenna.
  • the inventor folds the arm-shaped radiation conductor to form the lower arm or the upper arm, and when the radiation conductor has a meander shape, the first resonance frequency band including the low-order resonance frequency does not change, and the higher-order resonance
  • the present inventors have found a phenomenon in which the second resonance frequency band including the frequency shifts to a low frequency side or the band widens. Furthermore, the inventor has also found that omnidirectionality is maintained.
  • the meander shape means a protrusion shape that protrudes at right angles to the lower arm, the upper arm, or the short-circuit pin that extends on a straight line that is equidistant from the ground conductor.
  • the meander shape here includes a U-shape, a V-shape, and a shape in which the tip is L-shaped and cut off.
  • the antenna according to the present invention has a ground conductor, a short-circuit pin made of a conductor, one end of which is connected to the ground conductor via the short-circuit pin, the other end is open, and one of the ends
  • An radiating conductor fed from a feeding point wherein the radiating conductor is folded between one of the end portions and the other of the end portions, and is folded with a lower arm close to the ground conductor and
  • An upper arm is configured, and at least a part of the lower arm or the upper arm has a meander shape.
  • the antenna can be downsized by configuring the folded upper and lower arms. Further, since at least a part of the upper arm or the lower arm has a meander shape, the higher-order resonance frequency can be shifted to the lower frequency side. Thereby, the antenna according to the present invention is small and can match the input characteristics in each band. Furthermore, omnidirectionality is also maintained.
  • the short-circuit pin has a meander shape.
  • the second resonance frequency band can be widened.
  • the radiating conductor and the short-circuit pin are made of one continuous conductor line.
  • the antenna of the present invention can be easily manufactured.
  • the radiation conductor is disposed on the same plane as the ground conductor.
  • the ground conductor and the radiation conductor can be formed on the same substrate.
  • the radiation conductor is arranged on a different plane from the ground conductor.
  • the antenna can be miniaturized because it can be formed on a substrate different from the ground conductor without changing the characteristic of the resonance frequency.
  • the radiation conductor or the short-circuit pin is bent at least one with a straight line parallel to a direction in which the lower arm or the upper arm extends as a fold. According to the present invention, the antenna can be miniaturized and mounted without changing the resonance frequency characteristics.
  • the bent radiation conductor is fixed to a dielectric. According to the present invention, the antenna can be easily mounted and the entire length of the radiation conductor can be shortened.
  • the radiation conductor is preferably a metal wire or a metal film formed on a flexible substrate. If it is a metal wire, it can be manufactured easily. If it is a metal film, it can be easily manufactured using a printing technique.
  • a wireless communication apparatus includes the antenna according to the present invention.
  • a wireless communication device that supports multiband with a small antenna can be provided.
  • an antenna and a wireless communication apparatus that are small in size, have input characteristics that can be matched in each band, and can maintain omnidirectionality.
  • Embodiment 1 An example of the antenna which concerns on Embodiment 1 is shown. It is an example of the antenna which concerns on Embodiment 2, (a) shows an antenna structure, (b) shows the input characteristic of an antenna, (c) and (d) shows the radiation characteristic in xy plane. It is a polar coordinate in this embodiment. It is an example of the antenna which concerns on Embodiment 3, (a) shows an antenna structure, (b) shows the input characteristic of an antenna, (c) and (d) shows the radiation characteristic in xy plane. It is an example of the antenna which concerns on Embodiment 4, (a) shows an antenna structure, (b) shows the input characteristic of an antenna, (c) and (d) shows the radiation characteristic in xy plane.
  • Embodiment 5 It is an example of the antenna which concerns on Embodiment 5, (a) shows an antenna structure, (b) shows the input characteristic of an antenna, (c) and (d) shows the radiation characteristic in xy plane. It is an example of the antenna which concerns on Embodiment 6, (a) shows an antenna structure, (b) shows the input characteristic of an antenna, (c) and (d) shows the radiation characteristic in xy plane. It is an example of the antenna which concerns on Embodiment 7, (a) shows an antenna structure, (b) shows the input characteristic of an antenna, (c) and (d) shows the radiation characteristic in xy plane.
  • the antenna which concerns on Embodiment 8 (a) shows an antenna structure, (b) shows the input characteristic of an antenna, (c) and (d) shows the radiation characteristic in xy plane. It is an example of the antenna which concerns on Embodiment 9, (a) shows an antenna structure, (b) shows the input characteristic of an antenna, (c) and (d) shows the radiation characteristic in xy plane. It is an example of the antenna which concerns on Embodiment 10, (a) shows an antenna structure, (b) shows the input characteristic of an antenna, (c) and (d) shows the radiation characteristic in xy plane.
  • the antenna which concerns on Embodiment 11 shows an antenna structure, (b) shows the input characteristic of an antenna, (c) and (d) shows the radiation characteristic in xy plane.
  • the antenna which concerns on Embodiment 12 shows an antenna structure, (b) shows the input characteristic of an antenna, (c) and (d) shows the radiation characteristic in xy plane.
  • an antenna (a) is when the width of the radiation conductor is thin, (b) when the radiation conductor is perpendicular to the ground conductor, (c) is arranged on a plane different from the ground conductor.
  • (D) shows the case where the bending width of the radiation conductor shown in Embodiment 7 is narrow.
  • FIG. 1 shows an example of an antenna according to the present embodiment.
  • the antenna 101 according to this embodiment includes a ground conductor 11, a radiation conductor 12, and a short-circuit pin 13.
  • a short-circuit pin 13 is installed between the ground conductor 11 and the radiation conductor 12.
  • the shorting pin 13 is from the edge of the ground conductor 11 to the feeding point 23.
  • the radiation conductor 12 has one end 21 connected to the short-circuit pin 13 and the other end 22 open.
  • the radiation conductor 12 is roughly divided into a lower arm 24 and an upper arm 25 bent at the tip.
  • a meander structure is used to reduce the size of the antenna 101.
  • the antenna 101 is fed with power to the ground conductor 11 and the radiating conductor 12 via the feeder 14.
  • One end 21 of the radiation conductor 12 is connected to the feed line 14 and fed from a feed point 23.
  • the total length of the radiation conductor 12 contributes to the operation in the first resonance frequency band including the low-order resonance frequency.
  • the overall length of the radiating conductor 12 has a ⁇ 1/4.
  • ⁇ 1 is the wavelength of the free space of the electromagnetic wave at the center frequency of the first resonance frequency band.
  • the wavelength is shortened, in which case, the wavelength lambda 1 is a shortened wavelength.
  • the first resonance frequency band can be adjusted by adjusting the length of the radiation conductor 12.
  • the radiating conductor 12 is folded between one end 21 and the other end 22 to form a lower arm 24 and an upper arm 25. Since the radiation conductor 12 is folded, the antenna can be downsized.
  • the lower arm 24 is a portion of the radiating conductor 12 that is close to the ground conductor 11.
  • the upper arm 25 is a folded portion of the radiation conductor 12. If the upper arm 25 has not been bent in a previous lower arm 24, the high-order resonance frequency f 2 is about 3 times the low-order resonance frequency f 1. Therefore, if the low-order resonance frequency f 1 is 0.9 GHz, the high-order resonance frequency f 2 is 2.7 GHz, and the object cannot be achieved.
  • the higher-order resonance frequency is significantly shifted to the lower frequency side than when the upper arm 25 is not bent.
  • the second resonance frequency band can be adjusted to a frequency band suitable for multiband use, so that the antenna 101 can be used in multiband.
  • the lower arm 24 extends in a straight line at an equal distance from the ground conductor 11 while being bent in a meander shape. For example, as shown in FIG. 1, if the portion of the ground conductor 11 that is close to the radiation conductor 12 is the edge of the ground conductor 11, the lower arm 24 is on a straight line parallel to the edge of the ground conductor 11. It is growing. Further, as shown in FIG. 14B, if the portion of the ground conductor 11 that is close to the radiation conductor 12 is the plane of the ground conductor 11, the lower arm 24 is parallel to the plane of the ground conductor 11. It extends on a straight line included in the plane. The upper arm 25 extends in parallel and opposite to the lower arm 24 while bending in a meander shape.
  • the folded portion of the lower arm 24 and the upper arm 25 is not limited to a bent shape, but has a curved shape such as a semicircular shape or a semi-doughnut shape. There may be.
  • the resonance frequency of the antenna can be changed by adjusting the position and number of the meander shapes 26 provided.
  • the second resonance frequency band including the higher order resonance frequency can be adjusted.
  • the resonance frequency can be adjusted to the frequency band used by the mobile phone.
  • the antenna 101 can make the second resonance frequency band correspond to GSM, DCS, PCS, and UMTS.
  • the higher order resonance frequency is shifted to the lower frequency side.
  • the high-order resonance frequency can be shifted to the low-frequency side with almost no change in the low-order resonance frequency.
  • the higher order resonance frequency can be further shifted to the lower frequency side.
  • the higher-order resonance frequency can be shifted to the lower frequency side by providing the lower arm 24 than the upper arm 25.
  • the antenna 101 not only can be adjusted so as to be matched in a desired frequency band, but the radiation characteristic becomes almost omnidirectional, as will be apparent from embodiments and examples described later. That is, by changing the position of the portion having the meander shape 26 in the upper arm 25 and the lower arm 24, the position of the current distribution contributing to radiation is changed, so that the directivity of the radiation characteristic can be adjusted. Because it can.
  • the short-circuit pin 13 shorts between the ground conductor 11 and the radiation conductor 12.
  • the short-circuit pin 13 has a meander shape 26.
  • a meander shape 26 is provided in a portion of the short-circuit pin 13 that is parallel to the edge of the ground conductor 11.
  • the radiation conductor 12 and the short-circuit pin 13 are composed of one continuous conductor line.
  • the radiation conductor 12 is a metal wire or a metal film.
  • the antenna 101 is composed of a single metal wire without branching, excluding the feed line 14. This structure can be made of a very thin metal film or a metal wire. In that case, it can be made very inexpensively.
  • the radiation conductor 12 is a metal film, it is preferable that the radiation conductor 12 is formed on the flexible substrate. Since the radiation conductor 12 is formed on the flexible substrate, it is easy to bend the radiation conductor 12 while maintaining the meander shape 26.
  • the antenna 101 has little influence on the characteristics even if it is installed at a relatively free relative position with respect to the ground conductor 11. This gives a degree of freedom to the installation location of the antenna 101 and facilitates antenna design.
  • the radiation conductor 12 may be arranged on the same plane as the ground conductor 11. Since the radiation conductor 12 is disposed on the same plane as the ground conductor 11, the ground conductor 11 and the radiation conductor 12 can be formed on the same substrate. Further, the radiation conductor 12 may be arranged on a different plane from the ground conductor 11. The antenna 101 can be reduced in size without changing the characteristic of the resonance frequency.
  • the radiation conductor 12 be bent one or more times with a straight line parallel to the extending direction of the lower arm 24 or the upper arm 25, that is, a straight line equidistant from the nearest portion of the ground conductor 11 as a fold.
  • a straight line equidistant from the nearest portion of the ground conductor 11 as a fold As will be described later in Embodiment 7, Embodiment 8, and Embodiment 9, even if the radiation conductor 12 is bent with a straight line that is equidistant from the nearest portion of the ground conductor 11 as a fold, the resonance frequency characteristics do not change. For this reason, the antenna 101 can be reduced in size without changing the characteristic of the resonance frequency.
  • the bent radiation conductor 12 is preferably fixed to a dielectric. Since the radiation conductor 12 is fixed, the meander shape 26 can be maintained.
  • the fixing destination of the radiation conductor 12 is, for example, the edge of the substrate.
  • the circuit in the wireless communication apparatus may be a laminated structure, the surface thereof may be shielded, and the radiation conductor 12 may be fixed around the circuit.
  • the meander shape 26 can be maintained even when an impact is applied to the wireless communication device. Further, since the dielectric is provided in the vicinity of the radiation conductor 12, the low-order resonance frequency can be lowered. Thereby, it is possible to adjust the first resonance frequency band of the antenna.
  • FIG. 2 is an example of an antenna according to the present embodiment, where (a) shows the antenna structure, (b) shows the input characteristics of the antenna, and (c) and (d) show the radiation characteristics on the xy plane.
  • the upper arm has five meander shapes.
  • the dimension of the ground conductor 11 is 70 ⁇ 40 mm 2 .
  • the distance between the radiation conductor 12 and the ground conductor 11 is 3 mm.
  • the short-circuit pin 13 is connected to the edge of the ground conductor 11.
  • the feeder 14 is connected 8 mm inside from the edge of the ground conductor 11 to which the short-circuit pin 13 is connected.
  • the radiation conductor 12 has a planar structure, and the overall dimension is 40 ⁇ 15 mm 2 .
  • the radiation conductor 12 consists of a single line.
  • the width of the radiation conductor 12 is 2 mm. All the distances between the radiation conductors 12 are 2 mm.
  • the thickness of the radiation conductor 12 is not less than the skin depth at 0.9 GHz.
  • the radiation conductor 12 when the radiation conductor 12 is a metal film, the radiation conductor 12 is a copper foil having a thickness of 10 ⁇ m or more.
  • the example in which the radiation conductor 12 is integrated with the short-circuit pin 13 is shown. The same applies to the following embodiments.
  • the characteristic impedance on the system side at the feeding point 23 of the antenna 102 is 50 ⁇ .
  • Resonance frequency is the scattering parameter S 11 becomes small, it was about 0.85GHz and about 2.00 GHz.
  • the radiation characteristic on the xy plane shown in FIG. 2C is a simulation result at a low-order resonance frequency of 0.85 GHz.
  • the radiation characteristic on the xy plane shown in FIG. 2D is a simulation result at a high-order resonance frequency of 2.00 GHz.
  • the notation uses the polar coordinates shown in FIG.
  • the directivity in the whole and ⁇ direction is the radiation pattern 122a
  • the directivity in the ⁇ direction is the radiation pattern 122b.
  • the directivity in the whole and ⁇ direction is the radiation pattern 122c
  • the directivity in the ⁇ direction is the radiation pattern 122d.
  • it has good omnidirectionality at any resonance frequency.
  • FIG. 4 shows an example of an antenna according to the present embodiment, where (a) shows the antenna structure, (b) shows the input characteristics of the antenna, and (c) and (d) show the radiation characteristics on the xy plane.
  • the antenna 103 has a meander shape with four upper arms and one lower arm. Other structures such as the size of the ground conductor 11, the distance between the radiation conductor 12 and the ground conductor 11, the position of the short-circuit pin 13 and the feeder line 14, the width of the radiation conductor 12, and the distance between the radiation conductors 12 Same as 2.
  • the radiation characteristic on the xy plane shown in FIG. 4C is a simulation result at a low-order resonance frequency of 0.85 GHz.
  • the radiation characteristic on the xy plane shown in FIG. 4D is a simulation result at a high-order resonance frequency of 1.95 GHz.
  • the notation uses the polar coordinates shown in FIG.
  • the directivity in the whole and ⁇ directions is as a radiation pattern 124a
  • the directivity in the ⁇ direction is as a radiation pattern 124b.
  • the directivity in the whole and the ⁇ direction is a radiation pattern 124c
  • the directivity in the ⁇ direction is a radiation pattern 124d.
  • FIG. 4C and FIG. 4D it can be seen that the antenna has good omnidirectionality at any resonance frequency.
  • FIG. 5 shows an example of an antenna according to the present embodiment, where (a) shows the antenna structure, (b) shows the input characteristics of the antenna, and (c) and (d) show the radiation characteristics on the xy plane.
  • the antenna 104 has a meander shape with three upper arms and two lower arms. Other structures such as the size of the ground conductor 11, the distance between the radiation conductor 12 and the ground conductor 11, the position of the short-circuit pin 13 and the feeder line 14, the width of the radiation conductor 12, and the distance between the radiation conductors 12 are described in the embodiment. Same as 2.
  • the radiation characteristic on the xy plane shown in FIG. 5C is a simulation result at a low-order resonance frequency of 0.85 GHz.
  • the radiation characteristic on the xy plane shown in FIG. 5D is a simulation result at a high-order resonance frequency of 1.80 GHz.
  • the notation uses the polar coordinates shown in FIG.
  • the directivity in the whole and ⁇ direction is the radiation pattern 125a
  • the directivity in the ⁇ direction is the radiation pattern 125b.
  • the directivity in the entire direction and the ⁇ direction is the radiation pattern 125c
  • the directivity in the ⁇ direction is the radiation pattern 125d.
  • FIGS. 5 (c) and 5 (d) it can be seen that there is good omnidirectionality at any resonance frequency.
  • FIG. 6 shows an example of the antenna according to the present embodiment, where (a) shows the antenna structure, (b) shows the input characteristics of the antenna, and (c) and (d) show the radiation characteristics on the xy plane.
  • the antenna 105 has a meander shape with two upper arms and three lower arms. Other structures such as the size of the ground conductor 11, the distance between the radiation conductor 12 and the ground conductor 11, the position of the short-circuit pin 13 and the feeder line 14, the width of the radiation conductor 12, and the distance between the radiation conductors 12 are described in the embodiment. Same as 2.
  • the radiation characteristic on the xy plane shown in FIG. 6C is a simulation result at a low-order resonance frequency of 0.85 GHz.
  • the radiation characteristic on the xy plane shown in FIG. 6D is a simulation result at a high-order resonance frequency of 1.70 GHz.
  • the notation uses the polar coordinates shown in FIG.
  • the directivity in the whole and the ⁇ direction is the radiation pattern 126a
  • the directivity in the ⁇ direction is the radiation pattern 126b.
  • the directivity in the whole and the ⁇ direction is the radiation pattern 126c
  • the directivity in the ⁇ direction is the radiation pattern 126d.
  • FIG. 6C and FIG. 6D it can be seen that the antenna has good omnidirectionality at any resonance frequency.
  • FIG. 7 shows an example of an antenna according to the present embodiment, where (a) shows the antenna structure, (b) shows the input characteristics of the antenna, and (c) and (d) show the radiation characteristics on the xy plane.
  • the antenna 106 in the antenna 102 shown in FIG. 2, the upper arm is bent once by a straight line parallel to the extending direction of the upper arm.
  • the bent upper arm is the xy plane.
  • the crease is 8 mm from the bottom of the lower arm.
  • the volume of the space occupied by the radiation conductor 12 is 40 ⁇ 8 ⁇ 7 mm 3 .
  • the lower arm or the short-circuit pin may be bent. The same applies to the following embodiments.
  • the radiation characteristic on the xy plane shown in FIG. 7C is a simulation result at a low-order resonance frequency of 0.90 GHz.
  • the radiation characteristic on the xy plane shown in FIG. 7D is a simulation result at a high-order resonance frequency of 2.00 GHz.
  • the notation uses the polar coordinates shown in FIG.
  • the directivity in the whole and ⁇ direction is as a radiation pattern 127a
  • the directivity in the ⁇ direction is as a radiation pattern 127b.
  • the directivity in the whole and ⁇ direction is a radiation pattern 127c
  • the directivity in the ⁇ direction is a radiation pattern 127d.
  • the antenna has good omnidirectionality at any resonance frequency.
  • the bent radiation conductor 12 may be wound around a dielectric. By doing so, not only the antenna shape can be maintained, but also the size of the antenna can be reduced by the dielectric.
  • FIG. 8 shows an example of the antenna according to the present embodiment, where (a) shows the antenna structure, (b) shows the input characteristics of the antenna, and (c) and (d) show the radiation characteristics on the xy plane.
  • the upper arm of the antenna 102 shown in FIG. 2 is bent twice with a straight line parallel to the extending direction of the upper arm as a fold.
  • the crease is 5 mm from the bottom of the lower arm and further 5 mm from the crease.
  • the volume of the space occupied by the radiation conductor 12 is 40 ⁇ 5 ⁇ 5 mm 3 .
  • the radiation characteristic on the xy plane shown in FIG. 8C is a simulation result at a low-order resonance frequency of 0.90 GHz.
  • the radiation characteristic on the xy plane shown in FIG. 8D is a simulation result at a high-order resonance frequency of 2.00 GHz.
  • the notation uses the polar coordinates shown in FIG.
  • the directivity in the whole and the ⁇ direction is the radiation pattern 128a
  • the directivity in the ⁇ direction is the radiation pattern 128b.
  • the directivity in the whole and ⁇ direction is a radiation pattern 128c
  • the directivity in the ⁇ direction is a radiation pattern 128d.
  • the antenna has good omnidirectionality at any resonance frequency.
  • the bent radiation conductor 12 may be wound around a dielectric. By doing so, not only the meander shape of the radiation conductor 12 can be maintained, but also the size of the antenna can be reduced by the dielectric.
  • FIG. 9 shows an example of the antenna according to the present embodiment, where (a) shows the antenna structure, (b) shows the input characteristics of the antenna, and (c) and (d) show the radiation characteristics on the xy plane.
  • the antenna 108 in the antenna 102 shown in FIG. 2, the upper arm is bent three times with a straight line parallel to the extending direction of the upper arm as a fold.
  • the crease is a position 4 mm away from the bottom of the lower arm and 4 mm away from the crease.
  • the volume of the space occupied by the radiation conductor 12 is 40 ⁇ 4 ⁇ 4 mm 3 .
  • the radiation characteristic on the xy plane shown in FIG. 9C is a simulation result at a low-order resonance frequency of 0.90 GHz.
  • the radiation characteristic on the xy plane shown in FIG. 9D is a simulation result at a high-order resonance frequency of 2.00 GHz.
  • the notation uses the polar coordinates shown in FIG.
  • the directivity in the whole and ⁇ direction is as a radiation pattern 129a
  • the directivity in the ⁇ direction is as a radiation pattern 129b.
  • the directivity in the whole and ⁇ direction is a radiation pattern 129c
  • the directivity in the ⁇ direction is a radiation pattern 129d.
  • the radiation characteristic on the xy plane shown in FIG. 9D is a simulation result at a high-order resonance frequency of 2.00 GHz.
  • the notation uses the polar coordinates shown
  • the antenna has a good omnidirectionality in any frequency band.
  • the bent radiation conductor 12 may be wound around a dielectric. By doing so, not only the antenna shape can be maintained, but also the size of the antenna can be reduced by the dielectric.
  • FIG. 10 shows an example of an antenna according to the present embodiment, where (a) shows the antenna structure, (b) shows the input characteristics of the antenna, and (c) and (d) show the radiation characteristics on the xy plane.
  • the radiating conductor 12 is arranged perpendicular to the ground conductor 11 in the antenna 102 shown in FIG. 2. For example, when the coordinate axis is aligned with the radiation conductor 12 and the radiation conductor 12 is disposed on the xz plane, the ground conductor 11 is disposed on the xy plane.
  • the radiation characteristic on the xy plane shown in FIG. 10C is a simulation result at a low-order resonance frequency of 0.85 GHz.
  • the radiation characteristic on the xy plane shown in FIG. 10D is a simulation result at a high-order resonance frequency of 2.00 GHz.
  • the notation uses the polar coordinates shown in FIG.
  • the overall directivity is the radiation pattern 130a
  • the directivity in the ⁇ direction is the radiation pattern 130e
  • the directivity in the ⁇ direction is the radiation pattern 130b.
  • the overall directivity is the radiation pattern 130c
  • the directivity in the ⁇ direction is the radiation pattern 130f
  • the directivity in the ⁇ direction is the radiation pattern 130d.
  • FIGS. 10 (c) and 10 (d) it can be seen that there is good omnidirectionality at any resonance frequency.
  • FIG. 11 shows an example of the antenna according to the present embodiment, where (a) shows the antenna structure, (b) shows the input characteristics of the antenna, and (c) and (d) show the radiation characteristics on the xy plane.
  • the meander shape of the upper arm in the antenna 105 shown in FIG. 6 is changed from two to one, and the short-circuit pin 13 has the meander shape.
  • the position of the feeder 14 is 11 mm away from the connection position of the short-circuit pin 13 with the ground conductor 11 for the purpose of matching.
  • the antenna 110 has a structure in which the portion of the short-circuit pin 13 of the antenna 105 has a meander shape.
  • the radiation characteristic on the xy plane shown in FIG. 11C is a simulation result at a low-order resonance frequency of 0.85 GHz.
  • the radiation characteristics on the xy plane shown in FIG. 11D are simulation results at a high-order resonance frequency of 1.80 GHz.
  • the notation uses the polar coordinates shown in FIG.
  • the directivity in the whole and the ⁇ direction is the radiation pattern 131a
  • the directivity in the ⁇ direction is the radiation pattern 131b.
  • the directivity in the whole and the ⁇ direction is the radiation pattern 131c
  • the directivity in the ⁇ direction is the radiation pattern 131d.
  • the radiation patterns 131a, 131b, 131c, and 131d are substantially the same as the radiation patterns 126a, 126b, 126c, and 126d of the antenna 105 shown in FIG.
  • FIG. 12 shows an example of an antenna according to the present embodiment, where (a) shows the antenna structure, (b) shows the input characteristics of the antenna, and (c) and (d) show the radiation characteristics on the xy plane.
  • the lower arm has one
  • the upper arm has two
  • the short pin 13 has one meander shape.
  • ⁇ ⁇ 5 dB was 0.88 GHz or more and 0.96 GHz or less
  • the second resonance frequency band was 1.75 GHz or more and 2.18 GHz or less.
  • the first resonance frequency band and the second resonance frequency band cover GSM, PCS, and UMTS.
  • the radiation characteristic on the xy plane shown in FIG. 12C is a simulation result at a low-order resonance frequency of 0.92 GHz.
  • the radiation characteristics on the xy plane shown in FIG. 12D are simulation results at a high-order resonance frequency of 1.94 GHz.
  • the notation uses the polar coordinates shown in FIG.
  • the directivity in the whole and ⁇ direction is the radiation pattern 132a
  • the directivity in the ⁇ direction is the radiation pattern 132b.
  • the directivity in the whole and ⁇ direction is a radiation pattern 132c
  • the directivity in the ⁇ direction is a radiation pattern 132d.
  • FIGS. 12 (c) and 12 (d) it can be seen that there is good omnidirectionality at any resonance frequency.
  • FIG. 13 shows an example of the antenna according to the present embodiment, where (a) shows the antenna structure, (b) shows the input characteristics of the antenna, and (c) and (d) show the radiation characteristics on the xy plane.
  • the lower arm has three meanders, the upper arm has one, and the short-circuit pin 13 has one meander shape.
  • ⁇ ⁇ 5 dB was 0.88 GHz to 0.96 GHz, and the second resonance frequency band was 1.55 GHz to 2.12 GHz.
  • the first resonance frequency band and the second resonance frequency band cover GSM, DCS, and PCS.
  • the radiation characteristic on the xy plane shown in FIG. 13C is a simulation result at a low-order resonance frequency of 0.92 GHz.
  • the radiation characteristic on the xy plane shown in FIG. 13D is a simulation result at a high-order resonance frequency of 1.94 GHz.
  • the notation uses the polar coordinates shown in FIG.
  • the directivity in the whole and the ⁇ direction is the radiation pattern 133a
  • the directivity in the ⁇ direction is the radiation pattern 133b.
  • the directivity in the whole direction and the ⁇ direction is a radiation pattern 133c
  • the directivity in the ⁇ direction is a radiation pattern 133d.
  • FIGS. 13 (c) and 13 (d) it can be seen that there is good omnidirectionality at any resonance frequency.
  • FIG. 14 shows another example of the antenna structure.
  • the width of the radiation conductor 12 is narrower than that of the antenna 102 shown in the second embodiment.
  • the surface of the radiation conductor 12 is shifted from the surface of the ground conductor 11 in the antenna 102 shown in the second embodiment, and the radiation conductor 12 is arranged on a different plane from the ground conductor 11. .
  • the antenna 14B is the same as the antenna 102 shown in Embodiment 2, but the radiation conductor 12 is perpendicular to the ground conductor 11 and is arranged on a different plane from the ground conductor 11. Further, the radiation conductor 12 is disposed in the ground conductor 11.
  • the antenna 116 illustrated in FIG. 14D has a narrow bending width on the xy plane in the antenna 107 illustrated in the seventh embodiment. All of the antennas 113, 114, 115, 116 had the same input characteristics and directivity as the antenna 102 shown in the second embodiment.
  • FIG. 15 is a schematic configuration diagram of a wireless communication apparatus according to the present embodiment, where (a) shows an example of a transmission apparatus and (b) shows an example of a reception apparatus.
  • the transmission device illustrated in FIG. 15A includes a transmission antenna 37.
  • the transmission apparatus illustrated in FIG. 15B includes a reception antenna 41.
  • a transmission / reception device such as a mobile phone may be used.
  • the transmission antenna 37 and the reception antenna 41 can be shared antennas that share one antenna.
  • the wireless communication apparatus according to this embodiment uses the antenna described in the above-described first to thirteenth embodiments for the transmission antenna 37 or the reception antenna 41, so that it has a small input characteristic that can be matched in each band. And a wireless communication apparatus capable of maintaining omnidirectionality.
  • the local oscillation circuit 31 oscillates a carrier having a frequency of 130 MHz.
  • the modulation circuit 32 modulates the carrier generated by the local oscillation circuit 31 according to the input data.
  • the local oscillation circuit 33 oscillates at a carrier frequency of 1.8 GHz.
  • the mixer 34 frequency-converts the signal output from the modulation circuit 32 at the oscillation frequency 1.8 GHz of the local oscillation circuit 33.
  • the band pass filter 35 removes noise from the RF signal output from the mixer 34, and the RF amplification amplifier 36 amplifies the signal output from the band pass filter 35.
  • the transmission antenna 37 radiates a signal output from the RF amplification amplifier 36 as a radio signal.
  • the wireless communication apparatus according to the present embodiment can transmit a wireless signal by having the above configuration and function.
  • the frequency oscillated by the local oscillation circuit 33 is not only DCS including 1.8 GHz, but also GSM, PCS, UMTS, and the like.
  • the frequency used in the multiband can be used. Thereby, a radio signal having a frequency suitable for the multiband frequency band can be transmitted.
  • the receiving antenna 41 receives a radio signal.
  • the band pass filter 42 removes noise from the signal output from the receiving antenna 41.
  • the RF amplification amplifier 43 amplifies the signal output from the band pass filter 42.
  • the local oscillation circuit 44 oscillates at a carrier frequency of 1.8 GHz.
  • the mixer 45 frequency-converts the signal output from the RF amplification amplifier 43 at the oscillation frequency of 1.8 GHz of the local oscillation circuit 44.
  • the band pass filter 46 removes noise from the signal output from the mixer 45.
  • the IF amplification amplifier 47 amplifies the signal output from the band pass filter 46.
  • the demodulation circuit 48 demodulates the signal output from the IF amplification amplifier 47.
  • the wireless communication apparatus can receive a wireless signal by having the above configuration and functions.
  • the frequency oscillated by the local oscillation circuit 44 is not only DCS including 1.8 GHz but also GSM, PCS, UMTS, and the like.
  • the frequency used in the multiband can be used. Thereby, a radio signal having a frequency suitable for the multiband frequency band can be transmitted.
  • Example 1 The antenna described in Embodiment 11 was manufactured and input characteristics were measured.
  • the produced antenna used a copper metal wire.
  • the diameter of the metal wire was 1.3 mm.
  • FIG. 16 shows measured values of the input characteristics of the antenna according to the first embodiment. Like FIG. 12 (b), the input characteristics are shown in absolute value of the scattering parameter S 11.
  • ⁇ ⁇ 5 dB was 0.88 GHz or more and 0.96 GHz or less
  • the first resonance frequency band and the second resonance frequency band cover GSM, DCS, PCS, and UMTS. Similar results were obtained with a copper metal film. Since these measured values show good agreement with the simulation results, it can be seen that the reliability of other simulation results is also high.
  • FIG. 17 shows measured values of the input characteristics of the antenna according to the second embodiment. Like FIG. 12 (b), the input characteristics are shown in absolute value of the scattering parameter S 11.
  • ⁇ ⁇ 5 dB is 0.88 GHz or more and 1.02 GHz or less
  • the second resonance frequency band is 1.70 GHz or more and 2.18 GHz or less.
  • the first resonance frequency band and the second resonance frequency band cover GSM, DCS, PCS, and UMTS. Similar results were obtained with a copper metal film. Since these measured values show good agreement with the simulation results, it can be seen that the reliability of other simulation results is also high.
  • the present invention is mounted on an information terminal such as a mobile phone, a PDA, or a notebook PC, and has a GSM band from 880 MHz to 960 MHz, a DCS band from 1710 MHz to 1880 MHz, a PCS band from 1850 MHz to 1990 MHz, and a UMTS from 1920 MHz to 2170 MHz. It is possible to efficiently transmit and receive wireless signals in a multiband for mobile phones such as bands.

Landscapes

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Abstract

　本発明は、小型であり、各バンドで整合が取れる入力特性を有し、さらに無指向性を維持することの可能なアンテナ及び当該アンテナを搭載した無線通信装置の提供を目的とする。 　本発明に係るアンテナ１０１は、グランド導体１１と、導体からなる短絡ピン１３と、端部の一方２１が短絡ピン１３を介してグランド導体１１と接続され、端部の他方２２が開放され、端部の一方にある給電点２３から給電される放射導体１２と、を備えるアンテナ１０１であって、放射導体１２は、端部の一方２１と端部の他方２２の間で折り返され、グランド導体１１に近い下部アーム２４及び折り返された上部アーム２５を構成し、かつ、下部アーム２４又は上部アーム２５の少なくとも一部がメアンダ形状２６を有することを特徴とする。

Description

アンテナ及び無線通信装置
　本発明は、無線信号を送受信する携帯電話などの無線通信装置に使われるアンテナに関するものである。特に、８８０ＭＨｚ以上９６０ＭＨｚ以下のＧＳＭ帯、１７１０ＭＨｚ以上１８８０ＭＨｚ以下のＤＣＳ帯、１８５０ＭＨｚ以上１９９０ＭＨｚ以下のＰＣＳ帯、１９２０ＭＨｚ以上２１７０ＭＨｚ以下のＵＭＴＳ帯など、マルチバンドの周波数帯で動作するアンテナに関する。
　携帯電話で使用するマルチバンドに対応できるアンテナは多く提案されている。メアンダパッチ上にメアンダスロットを設けたアンテナ（例えば、非特許文献１参照。）、モノポールスロットアンテナ（例えば、非特許文献２参照。）、複数のモノポールを用いたアンテナ（例えば、非特許文献３、４及び５参照。）、板状逆Ｆアンテナ（ＰＩＦＡ：Ｐｌａｎａｒ　Ｉｎｖｅｒｔｅｄ　Ｆ　Ａｎｔｅｎｎａ）（例えば、非特許文献６参照。）、フラクタル状アンテナ（例えば、非特許文献７参照。）が挙げられる。
　無線通信装置に使われるマルチバンド用アンテナは、ＧＳＭ（８８０ＭＨｚ以上９６０ＭＨｚ以下）、ＤＣＳ（１７１０ＭＨｚ以上１８８０ＭＨｚ以下）、ＰＣＳ（１８５０ＭＨｚ以上１９９０ＭＨｚ以下）およびＵＭＴＳ（１９２０ＭＨｚ以上２１７０ＭＨｚ以下）に対応しなければならない。第２の共振周波数帯は、ＤＣＳ、ＰＣＳ及びＵＭＴＳを合せると、１７１０ＭＨｚ以上２１７０ＭＨｚ以下となる広い帯域が必要になる。
Ｉ－Ｔ．　Ｔａｎｇ，　Ｄ－Ｂ．　Ｌｉｎ，　Ｗ－Ｌ．　Ｃｈｅｎ，　Ｊ－Ｈ．　Ｈｏｒｎｇ，　ａｎｄ　Ｃ－Ｍ．Ｌｉ，　‘‘Ｃｏｍｐａｃｔ　ｆｉｖｅ－ｂａｎｄ　ｍｅａｎｄｅｒｅｄ　ＰＩＦＡ　ｂｙ　ｕｓｉｎｇ　ｍｅａｎｄｅｒｅｄ　ｓｌｏｔｓ　ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ，’’　ＩＥＥＥ　ＡＰ－Ｓ　Ｉｎｔ．　Ｓｙｍｐ．，　ｐｐ．６３５－６５６，　２００７． Ｃ－Ｉ．　Ｌｉｎ，　Ｋ－Ｌ．　Ｗｏｎｇ，　ａｎｄ　Ｓ－Ｈ．　Ｙｅｈ，　‘‘Ｐｒｉｎｔｅｄ　ｍｏｎｏｐｏｌｅ　ｓｌｏｔ　ａｎｔｅｎｎａ　ｆｏｒ　ｍｕｌｔｉｂａｎｄ　ｏｐｅｒａｔｉｏｎ　ｉｎ　ｔｈｅ　ｍｏｂｉｌｅ　ｐｈｏｎｅ，’’　ＩＥＥＥ　ＡＰ－Ｓ　Ｉｎｔ．　Ｓｙｍｐ．，　ｐｐ．６２９－６３２，　２００７． Ｃ－Ｈ．　Ｗｕ　ａｎｄ　Ｋ－Ｌ．　Ｗｏｎｇ，　‘‘Ｌｏｗ－ｐｒｏｆｉｌｅ　ｐｒｉｎｔｅｄ　ｍｏｎｏｐｏｌｅ　ａｎｔｅｎｎａ　ｆｏｒ　ｐｅｎｔａ－ｂａｎｄ　ｏｐｅｒａｔｉｏｎ　ｉｎ　ｔｈｅ　ｍｏｂｉｌｅ　ｐｈｏｎｅ，’’　ＩＥＥＥ　ＡＰ－Ｓ　Ｉｎｔ．　Ｓｙｍｐ．，　ｐｐ．３５４０－３５４３，　２００７． Ｈ．　Ｄｅｎｇ　ａｎｄ　Ｚ．　Ｆｅｎｇ，　‘‘Ａ　ｔｒｉｐｌｅ－ｂａｎｄ　ｃｏｍｐａｃｔ　ｍｏｎｏｐｏｌｅ　ａｎｔｅｎｎａ　ｆｏｒ　ｍｏｂｉｌｅ　ｈａｎｄｓｅｔｓ，’’　ＩＥＥＥ　ＡＰ－Ｓ　Ｉｎｔ．　Ｓｙｍｐ．，　ｐｐ．２０６９－２０７２，　２００７． Ｈ－Ｃ．　Ｔｕｎｇ，　Ｔ－Ｆ．　Ｃｈｅｎ，　Ｃ－Ｙ．　Ｃｈａｎｇ，　Ｃ－Ｙ．　Ｌｉｎ，　ａｎｄＴ－Ｆ．　Ｈｕａｎｇ，　‘‘Ｓｈｏｒｔｅｄ　ｍｏｎｏｐｏｌｅ　ａｎｔｅｎｎａ　ｆｏｒ　ｃｕｒｖｅｄ　ｓｈａｐｅ　ｐｈｏｎｅ　ｈｏｕｓｉｎｇ　ｉｎ　ｃｌａｍｓｈｅｌｌ　ｐｈｏｎｅ，’’　ＩＥＥＥ　ＡＰ－Ｓ　Ｉｎｔ．　Ｓｙｍｐ．，ｐｐ．１０６０－１０６３，　２００７． Ｈ－Ｊ．　Ｌｅｅ，　Ｓ－Ｈ．　Ｃｈｏ，　Ｊ－Ｋ．　Ｐａｒｋ，　Ｙ－Ｈ．　Ｃｈｏ，　Ｊ－Ｍ．　Ｋｉｍ，　Ｋ－Ｈ．Ｌｅｅ，　Ｉ－Ｙ．　Ｌｅｅ，　ａｎｄ　Ｊ－Ｓ．　Ｋｉｍ，　‘‘Ｔｈｅ　ｃｏｍｐａｃｔ　ｑｕａｄ－ｂａｎｄ　ｐｌａｎａｒ　ｉｎｔｅｒｎａｌ　ａｎｔｅｎｎａ　ｆｏｒ　ｍｏｂｉｌｅ　ｈａｎｄｓｅｔｓ，’’　ＩＥＥＥ　ＡＰ－Ｓ　Ｉｎｔ．　Ｓｙｍｐ．，ｐｐ．２０４５－２０４８，　２００７． Ｓ．　Ｙｏｏｎ，　Ｃ．　Ｊｕｎｇ，　Ｙ．　Ｋｉｍ，　ａｎｄ　Ｆ．　Ｄ．　Ｆｌａｖｉｉｓ，　‘‘Ｔｒｉｐｌｅ－ｂａｎｄ　ｆｒａｃｔａｌ　ａｎｔｅｎｎａ　ｄｅｓｉｇｎ　ｆｏｒ　ｈａｎｄｓｅｔ　ｓｙｓｔｅｍ，’’　ＩＥＥＥ　ＡＰ－Ｓ　Ｉｎｔ．Ｓｙｍｐ．，　ｐｐ．８１３－８１６，　２００７．
　モバイルデバイスに搭載するアンテナは小型であることが求められる。また、マルチバンド用のアンテナには、各バンドで整合が取れる入力特性が要求されるとともに、各バンドでできるだけ無指向性が維持されることが要求される。
　メアンダパッチ上にメアンダスロットを設けたアンテナ（例えば、非特許文献１参照。）では、立体的な設置スペースが必要である。また、放射パターンが周波数の変化とともに大きく変化し、無指向性が維持できない。
　モノポールスロットアンテナ（例えば、非特許文献２参照。）では、グランド基板上にスロットを設ける必要があるので、基板に加工をしなければならない。また、放射パターンが周波数に依存し、無指向性が維持できない。
　複数のモノポールを用いたアンテナ（例えば、非特許文献３、４及び５参照。）、ＰＩＦＡ（例えば、非特許文献６参照。）及びフラクタル状アンテナ（例えば、非特許文献７参照。）では、モノポールスロットアンテナと同様に、放射パターンが周波数に依存し、無指向性が維持できない。
　そこで、本発明は、小型であり、各バンドで整合が取れる入力特性を有し、さらに無指向性を維持することの可能なアンテナ及び当該アンテナを搭載した無線通信装置の提供を目的とする。
　発明者は、アーム状の放射導体を折り返して下部アーム又は上部アームを構成し、さらに放射導体をメアンダ形状とすると、低次共振周波数を含む第１の共振周波数帯が変わらずに、高次共振周波数を含む第２の共振周波数帯が低周波数側にシフトしたり、帯域が広がったりする現象を見出した。さらに、発明者は、無指向性が維持されることも見出した。ここで、メアンダ形状とは、グランド導体から等距離にある直線上に伸びる下部アーム、上部アーム又は短絡ピンに対して直角に飛び出た突起形状をいう。ここでいうメアンダ形状は、Ｕ字型やＶ字型や先端がＬ字型で途切れた形状も含む。
　本発明に係るアンテナは、グランド導体と、導体からなる短絡ピンと、端部の一方が前記短絡ピンを介して前記グランド導体と接続され、端部の他方が開放され、前記端部の一方にある給電点から給電される放射導体と、を備えるアンテナであって、前記放射導体は、前記端部の一方と前記端部の他方の間で折り返され、前記グランド導体に近い下部アーム及び折り返された上部アームを構成し、かつ、前記下部アーム又は前記上部アームの少なくとも一部がメアンダ形状を有することを特徴とする。
　折り返された上部アーム及び下部アームを構成することで、アンテナを小型化することができる。また、上部アーム又は下部アームの少なくとも一部がメアンダ形状を有することで、高次共振周波数を低周波数側にシフトさせることができる。これにより、本発明に係るアンテナは、小型であり、かつ、各バンドにおける入力特性の整合を取ることができる。さらに、無指向性も維持される。
　本発明に係るアンテナでは、前記短絡ピンは、メアンダ形状を有することが好ましい。
　本発明により、第２の共振周波数帯の帯域を広げることができる。
　本発明に係るアンテナでは、前記放射導体と前記短絡ピンとが１本の連続した導体線路からなっていることが好ましい。
　本発明のアンテナは、容易に製作することができる。
　本発明に係るアンテナでは、前記放射導体が、前記グランド導体と同一平面上に配置されることが好ましい。
　本発明により、グランド導体と放射導体を同一基板上に形成することができる。
　本発明に係るアンテナでは、前記放射導体が、前記グランド導体と異なる平面上に配置されることが好ましい。
　本発明により、共振周波数の特性を変えることなく、グランド導体と異なる基板上に形成できるため、アンテナを小型化することができる。
　本発明に係るアンテナでは、前記放射導体又は前記短絡ピンが、前記下部アーム又は前記上部アームの伸びている方向に平行な直線を折り目として１以上折り曲げられていることが好ましい。
　本発明により、共振周波数の特性を変えることなく、アンテナを小型化して実装することができる。
　本発明に係るアンテナでは、折り曲げられた前記放射導体が、誘電体に固定されていることが好ましい。
　本発明により、アンテナの実装が容易で、かつ、放射導体の全長を短くすることができる。
　本発明に係るアンテナでは、前記放射導体が、金属線又はフレキシブル基板上に形成された金属膜であることが好ましい。
　金属線であれば、容易に製作することができる。金属膜であれば、プリント技術を用いて容易に製作することができる。
　本発明に係る無線通信装置は、本発明に係るアンテナを備えることを特徴とする。
　小型のアンテナでマルチバンドに対応した無線通信装置とすることができる。
　本発明によれば、小型であり、各バンドで整合が取れる入力特性を有し、さらに無指向性を維持することの可能なアンテナ及び無線通信装置を提供することができる。
実施形態１に係るアンテナの一例を示す。 実施形態２に係るアンテナの一例であり、（ａ）はアンテナ構造、（ｂ）はアンテナの入力特性、（ｃ）及び（ｄ）はｘｙ面での放射特性を示す。 本実施形態における極座標である。 実施形態３に係るアンテナの一例であり、（ａ）はアンテナ構造、（ｂ）はアンテナの入力特性、（ｃ）及び（ｄ）はｘｙ面での放射特性を示す。 実施形態４に係るアンテナの一例であり、（ａ）はアンテナ構造、（ｂ）はアンテナの入力特性、（ｃ）及び（ｄ）はｘｙ面での放射特性を示す。 実施形態５に係るアンテナの一例であり、（ａ）はアンテナ構造、（ｂ）はアンテナの入力特性、（ｃ）及び（ｄ）はｘｙ面での放射特性を示す。 実施形態６に係るアンテナの一例であり、（ａ）はアンテナ構造、（ｂ）はアンテナの入力特性、（ｃ）及び（ｄ）はｘｙ面での放射特性を示す。 実施形態７に係るアンテナの一例であり、（ａ）はアンテナ構造、（ｂ）はアンテナの入力特性、（ｃ）及び（ｄ）はｘｙ面での放射特性を示す。 実施形態８に係るアンテナの一例であり、（ａ）はアンテナ構造、（ｂ）はアンテナの入力特性、（ｃ）及び（ｄ）はｘｙ面での放射特性を示す。 実施形態９に係るアンテナの一例であり、（ａ）はアンテナ構造、（ｂ）はアンテナの入力特性、（ｃ）及び（ｄ）はｘｙ面での放射特性を示す。 実施形態１０に係るアンテナの一例であり、（ａ）はアンテナ構造、（ｂ）はアンテナの入力特性、（ｃ）及び（ｄ）はｘｙ面での放射特性を示す。 実施形態１１に係るアンテナの一例であり、（ａ）はアンテナ構造、（ｂ）はアンテナの入力特性、（ｃ）及び（ｄ）はｘｙ面での放射特性を示す。 実施形態１２に係るアンテナの一例であり、（ａ）はアンテナ構造、（ｂ）はアンテナの入力特性、（ｃ）及び（ｄ）はｘｙ面での放射特性を示す。 アンテナの一例であり、（ａ）は放射導体の幅が細い場合、（ｂ）は放射導体がグランド導体と垂直である場合、（ｃ）は放射導体がグランド導体と異なる平面上に配置されている場合、（ｄ）は実施形態７に示す放射導体の折り曲げ幅が狭くなっている場合を示す。 実施形態１４に係る無線通信装置の概略構成図であり、（ａ）は送信装置の一例、（ｂ）は受信装置の一例を示す。 実施例１に係るアンテナの入力特性の実測値を示す。 実施例２に係るアンテナの入力特性の実測値を示す。
符号の説明
　１１　グランド導体
　１２　放射導体
　１３　短絡ピン
　１４　給電線
　２１　端部の一方
　２２　端部の他方
　２３　給電点
　２４　下部アーム
　２５　上部アーム
　２６　メアンダ形状
　３１　局部発振回路
　３２　変調回路
　３３　局部発振回路
　３４　ミキサ
　３５　帯域通過フィルタ
　３６　ＲＦ増幅用アンプ
　３７　送信アンテナ
　４１　受信アンテナ
　４２　帯域通過フィルタ
　４３　ＲＦ増幅用アンプ
　４４　局部発振回路
　４５　ミキサ
　４６　帯域通過フィルタ
　４７　ＩＦ増幅用アンプ
　４８　復調回路
　１０１、１０２、１０３、１０４、１０５、１０６、１０７、１０８、１０９、１１０、１１１、１１２、１１３、１１４、１１５、１１６　アンテナ
　添付の図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。以下に説明する実施の形態は本発明の構成の例であり、本発明は、以下の実施の形態に制限されるものではない。
（実施形態１）
　図１は、本実施形態に係るアンテナの一例を示す。本実施形態に係るアンテナ１０１は、グランド導体１１と、放射導体１２と、短絡ピン１３とを備える。アンテナ１０１は、グランド導体１１と放射導体１２との間に、短絡ピン１３が設置されている。グランド導体１１のエッジから給電点２３までが短絡ピン１３となる。放射導体１２は、端部の一方２１が短絡ピン１３と接続され、端部の他方２２が開放されている。放射導体１２は、大きく分けると、下部アーム２４とその先を折り曲げた上部アーム２５に分けられる。アンテナ１０１を小型にするためにメアンダ構造を用いる。アンテナ１０１には、給電線１４を介して、グランド導体１１及び放射導体１２に給電される。放射導体１２の端部の一方２１は、給電線１４と接続され、給電点２３から給電される。
　放射導体１２は、端部の一方２１が短絡ピン１３を介してグランド導体１１と接続され、端部の他方２２が開放されている。放射導体１２の全長は、低次共振周波数を含んだ第１の共振周波数帯の動作に寄与する。例えば、放射導体１２の全長は、λ１／４となっている。ただし、λ１は第１の共振周波数帯の中心周波数における電磁波の自由空間の波長である。また、放射導体１２の近傍に誘電体が存在する場合、波長が短縮されるので、その場合、波長λ１は短縮された波長である。このように、アンテナ１０１では、放射導体１２の長さを調整することで、第１の共振周波数帯が調整できる。
　放射導体１２は、端部の一方２１と端部の他方２２の間で折り返され、下部アーム２４及び上部アーム２５を構成する。放射導体１２が折り返されているので、アンテナを小型化することができる。下部アーム２４は、放射導体１２のうち、グランド導体１１に近い部分である。上部アーム２５は、放射導体１２のうち、折り返された部分である。上部アーム２５が下部アーム２４の先で折り曲げられていなければ、高次共振周波数ｆ２は低次共振周波数ｆ１の約３倍になる。したがって、低次共振周波数ｆ１を０．９ＧＨｚとすると、高次共振周波数ｆ２は２．７ＧＨｚになり、目的を達成することができない。上部アーム２５が下部アーム２４の先で折り曲げられることにより、高次共振周波数は折り曲げられないときに比べると大幅に低周波数側にシフトされる。これにより、第２の共振周波数帯をマルチバンド利用に適した周波数帯に調整できるので、アンテナ１０１のマルチバンド利用が可能となる。
　下部アーム２４は、メアンダ状に屈曲しながら、グランド導体１１から等距離にある直線上に伸びている。例えば、図１に示すように、グランド導体１１のうちの放射導体１２に近接している部分がグランド導体１１のエッジであれば、下部アーム２４は、グランド導体１１のエッジと平行な直線上に伸びている。また、図１４（ｂ）に示すように、グランド導体１１のうちの放射導体１２に近接している部分がグランド導体１１の平面であれば、下部アーム２４は、グランド導体１１の平面と平行な平面に含まれる直線上に伸びている。そして、上部アーム２５は、メアンダ状に屈曲しながら、下部アーム２４と平行かつ逆向きに伸びている。下部アーム２４と上部アーム２５の伸びる方向さえ平行かつ逆向きであれば、下部アーム２４と上部アーム２５の折り返し部分は、屈曲した形状に限らず半円形状や半ドーナツ形状などの湾曲した形状であってもよい。
　下部アーム２４又は上部アーム２５の少なくとも一部がメアンダ形状２６を有する。下部アーム２４のメアンダ形状２６は、上部アーム２５に向けて飛び出ている。上部アーム２５のメアンダ形状２６は、下部アーム２４に向けて飛び出ている。メアンダ形状２６とすることで、アンテナ１０１の占める容積を小さくすることができる。そのため、設置スペースが限られる小型アンテナに適している。さらに、アンテナ１０１では、メアンダ形状２６を設ける位置や数を調整することによって、アンテナの共振周波数を変えられる。特に、高次共振周波数を含む第２の共振周波数帯を調整することができる。その原理を用いることにより、携帯電話が使用する周波数帯に共振周波数を合せることができる。例えば、アンテナ１０１は、第２の共振周波数帯を、ＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳ及びＵＭＴＳに対応させることができる。
　放射導体１２が折り返されていることで、高次共振周波数が低周波数側にシフトする。この状態で、上部アーム２５又は下部アーム２４にメアンダ形状２６をさらに設けることで、低次共振周波数をほとんど変えることなく、高次共振周波数を低周波数側にシフトさせることができる。ここで、メアンダ形状２６の数を増やすことで、さらに高次共振周波数を低周波数側にシフトさせることができる。また、上部アーム２５よりも下部アーム２４に設けた方が、高次共振周波数を低周波数側にシフトさせることができる。
　アンテナ１０１は所望の周波数帯で整合が取れるように調整できるだけでなく、後述する実施形態及び実施例にて明らかとなるように、放射特性がほぼ無指向性となる。それは、上部アーム２５や下部アーム２４のうち、メアンダ形状２６を有する部分の位置を変えることにより、放射に寄与する電流分布の位置を変えることになるので、放射特性の指向性を調整することができるからである。
　短絡ピン１３は、グランド導体１１と放射導体１２の間を短絡させる。ここで、短絡ピン１３がメアンダ形状２６を有することが好ましい。図１においては、短絡ピン１３のうちグランド導体１１のエッジに平行な部分にメアンダ形状２６を有している。短絡ピン１３の部分にメアンダ構造を用いることで、アンテナ１０１の共振周波数帯の帯域を大幅に拡大することができる。特に、高次共振周波数を含む第２の共振周波数帯の帯域を大幅に拡大することができる。また、短絡ピン１３の部分にもメアンダ構造を用いても、放射特性をほぼ無指向性とすることができる。
　アンテナ１０１では、放射導体１２と短絡ピン１３とが１本の連続した導体線路からなっていることが好ましい。また、放射導体１２が、金属線又は金属膜であることが好ましい。例えば、アンテナ１０１は、給電線１４を除くと、分岐することなく一本の金属線で構成されている。この構造体は非常に薄い金属膜で作ることもできるし、金属ワイヤで作ることもできる。その場合、極めて安価に作ることができる。また、放射導体１２が金属膜の場合、放射導体１２がフレキシブル基板上に形成されていることが好ましい。放射導体１２がフレキシブル基板上に形成されていることで、メアンダ形状２６を維持しつつ放射導体１２を折り曲げることが容易となる。
　アンテナ１０１は、グランド導体１１に対して、かなり自由な相対位置で設置しても特性への影響が少ない。このことはアンテナ１０１の設置場所に自由度を与え、アンテナ設計を容易にしている。例えば、放射導体１２は、グランド導体１１と同一平面上に配置されていてもよい。放射導体１２がグランド導体１１と同一平面上に配置されていることで、グランド導体１１と放射導体１２を同一基板上に形成することができる。また、放射導体１２は、グランド導体１１と異なる平面上に配置されていてもよい。共振周波数の特性を変えることなく、アンテナ１０１を小型化することができる。
　アンテナ１０１では、放射導体１２が、下部アーム２４又は上部アーム２５の伸びる方向に平行な直線、すなわちグランド導体１１の直近部分から等距離にある直線を折り目として１以上折り曲げられていることが好ましい。後述する実施形態７、実施形態８、実施形態９にて説明するように、グランド導体１１の直近部分から等距離にある直線を折り目として放射導体１２を折り曲げても共振周波数の特性は変わらない。このため、共振周波数の特性を変えることなく、アンテナ１０１を小型化することができる。
　アンテナ１０１では、折り曲げられた放射導体１２が、誘電体に固定されていることが好ましい。放射導体１２が固定されていることで、メアンダ形状２６を維持することができる。放射導体１２の固定先は、例えば基板のエッジである。無線通信装置内の回路を積層構造とし、その表面をシールドして、その周囲に放射導体１２を固定してもよい。放射導体１２を固定することで、無線通信装置に衝撃が加わった場合であっても、メアンダ形状２６を維持することができる。また、放射導体１２の近傍に誘電体が設置されていることで、低次共振周波数を低くすることができる。これにより、アンテナの第１の共振周波数帯についても調整することができる。
（実施形態２）
　図２は、本実施形態に係るアンテナの一例であり、（ａ）はアンテナ構造、（ｂ）はアンテナの入力特性、（ｃ）及び（ｄ）はｘｙ面での放射特性を示す。アンテナ１０２では、上部アームが、５個のメアンダ形状を有する。
　図２（ａ）を参照して、アンテナ１０２の構造の一例を説明する。グランド導体１１の寸法は、７０×４０ｍｍ２である。放射導体１２とグランド導体１１の間隔は３ｍｍである。短絡ピン１３は、グランド導体１１のエッジに接続されている。給電線１４は、短絡ピン１３が接続されているグランド導体１１のエッジから８ｍｍ内側に接続されている。放射導体１２は平面構造であり、全体の寸法が４０×１５ｍｍ２となっている。放射導体１２は一本の線からなっている。放射導体１２の幅は２ｍｍである。放射導体１２間の距離はすべて２ｍｍである。放射導体１２の厚さは、０．９ＧＨｚ時におけるスキンデップス以上である。たとえば放射導体１２が金属膜である場合、放射導体１２は、厚さが１０μｍ以上の銅箔である。なお、本実施形態では、放射導体１２が短絡ピン１３と一体となっている例を示した。以降の実施形態においても同様である。
　図２（ｂ）に示すアンテナの入力特性は、アンテナ１０２の入力特性のシミュレーション結果であり、散乱パラメータＳ１１の絶対値で示した。ここで、アンテナ１０２の給電点２３におけるシステム側の特性インピーダンスは５０Ωである。散乱パラメータＳ１１が小さくなる共振周波数は、約０．８５ＧＨｚ及び約２．００ＧＨｚであった。
　図２（ｃ）に示すｘｙ面での放射特性は、低次共振周波数０．８５ＧＨｚでのシミュレーション結果である。図２（ｄ）に示すｘｙ面での放射特性は、高次共振周波数２．００ＧＨｚでのシミュレーション結果である。表記は図３に示す極座標を用いる。低次共振周波数０．８５ＧＨｚでは、全体及びθ方向の指向性は放射パターン１２２ａ、φ方向の指向性は放射パターン１２２ｂのようになった。高次共振周波数２．００ＧＨｚでは、全体及びθ方向の指向性は放射パターン１２２ｃ、φ方向の指向性は放射パターン１２２ｄのようになった。図２（ｃ）及び図２（ｄ）に示すように、いずれの共振周波数でも良好な無指向性を有する。
（実施形態３）
　図４は、本実施形態に係るアンテナの一例であり、（ａ）はアンテナ構造、（ｂ）はアンテナの入力特性、（ｃ）及び（ｄ）はｘｙ面での放射特性を示す。アンテナ１０３では、上部アームが４個、下部アームが１個のメアンダ形状を有する。このほかの構造、例えば、グランド導体１１の寸法、放射導体１２とグランド導体１１の間隔、短絡ピン１３及び給電線１４の位置、放射導体１２の幅、放射導体１２間の距離については、実施形態２と同様である。
　図４（ｂ）に示すアンテナの入力特性は、アンテナ１０３の入力特性のシミュレーション結果であり、散乱パラメータＳ１１の絶対値で示した。散乱パラメータＳ１１が小さくなる共振周波数は、約０．８５ＧＨｚ及び約１．９５ＧＨｚであった。アンテナ１０３の高次共振周波数は、図２（ｂ）に示すアンテナ１０２の入力特性よりも、低周波数側にシフトしていることが分かる。
　図４（ｃ）に示すｘｙ面での放射特性は、低次共振周波数０．８５ＧＨｚでのシミュレーション結果である。図４（ｄ）に示すｘｙ面での放射特性は、高次共振周波数１．９５ＧＨｚでのシミュレーション結果である。表記は図３に示す極座標を用いる。低次共振周波数０．８５ＧＨｚでは、全体及びθ方向の指向性は放射パターン１２４ａ、φ方向の指向性は放射パターン１２４ｂのようになった。高次共振周波数１．９５ＧＨｚでは、全体及びθ方向の指向性は放射パターン１２４ｃ、φ方向の指向性は放射パターン１２４ｄのようになった。図４（ｃ）及び図４（ｄ）に示すように、いずれの共振周波数でも良好な無指向性を有することがわかる。
（実施形態４）
　図５は、本実施形態に係るアンテナの一例であり、（ａ）はアンテナ構造、（ｂ）はアンテナの入力特性、（ｃ）及び（ｄ）はｘｙ面での放射特性を示す。アンテナ１０４では、上部アームが３個、下部アームが２個のメアンダ形状を有する。このほかの構造、例えば、グランド導体１１の寸法、放射導体１２とグランド導体１１の間隔、短絡ピン１３及び給電線１４の位置、放射導体１２の幅、放射導体１２間の距離については、実施形態２と同様である。
　図５（ｂ）に示すアンテナの入力特性は、アンテナ１０４の入力特性のシミュレーション結果であり、散乱パラメータＳ１１の絶対値で示した。散乱パラメータＳ１１が小さくなる共振周波数は、約０．８５ＧＨｚ及び約１．８０ＧＨｚであった。アンテナ１０４の高次共振周波数は、図４（ｂ）に示すに示すアンテナ１０３の入力特性よりも、さらに低周波数側にシフトしていることが分かる。
　図５（ｃ）に示すｘｙ面での放射特性は、低次共振周波数０．８５ＧＨｚでのシミュレーション結果である。図５（ｄ）に示すｘｙ面での放射特性は、高次共振周波数１．８０ＧＨｚでのシミュレーション結果である。表記は図３に示す極座標を用いる。低次共振周波数０．８５ＧＨｚでは、全体及びθ方向の指向性は放射パターン１２５ａ、φ方向の指向性は放射パターン１２５ｂのようになった。高次共振周波数１．８０ＧＨｚでは、全体及びθ方向の指向性は放射パターン１２５ｃ、φ方向の指向性は放射パターン１２５ｄのようになった。図５（ｃ）及び図５（ｄ）に示すように、いずれの共振周波数でも良好な無指向性を有することがわかる。
（実施形態５）
　図６は、本実施形態に係るアンテナの一例であり、（ａ）はアンテナ構造、（ｂ）はアンテナの入力特性、（ｃ）及び（ｄ）はｘｙ面での放射特性を示す。アンテナ１０５では、上部アームが２個、下部アームが３個のメアンダ形状を有する。このほかの構造、例えば、グランド導体１１の寸法、放射導体１２とグランド導体１１の間隔、短絡ピン１３及び給電線１４の位置、放射導体１２の幅、放射導体１２間の距離については、実施形態２と同様である。
　図６（ｂ）に示すアンテナの入力特性は、アンテナ１０５の入力特性のシミュレーション結果であり、散乱パラメータＳ１１の絶対値で示した。散乱パラメータＳ１１が小さくなる共振周波数は、約０．８５ＧＨｚ及び約１．７０ＧＨｚであった。アンテナ１０５の高次共振周波数は、図５（ｂ）に示す実施形態４に示すアンテナ１０４の入力特性よりも、さらに低周波数側にシフトしていることが分かる。
　図６（ｃ）に示すｘｙ面での放射特性は、低次共振周波数０．８５ＧＨｚでのシミュレーション結果である。図６（ｄ）に示すｘｙ面での放射特性は、高次共振周波数１．７０ＧＨｚでのシミュレーション結果である。表記は図３に示す極座標を用いる。低次共振周波数０．８５ＧＨｚでは、全体及びθ方向の指向性は放射パターン１２６ａ、φ方向の指向性は放射パターン１２６ｂのようになった。高次共振周波数１．７０ＧＨｚでは、全体及びθ方向の指向性は放射パターン１２６ｃ、φ方向の指向性は放射パターン１２６ｄのようになった。図６（ｃ）及び図６（ｄ）に示すように、いずれの共振周波数でも良好な無指向性を有することがわかる。
（実施形態６）
　図７は、本実施形態に係るアンテナの一例であり、（ａ）はアンテナ構造、（ｂ）はアンテナの入力特性、（ｃ）及び（ｄ）はｘｙ面での放射特性を示す。アンテナ１０６では、図２に示したアンテナ１０２において、上部アームが、上部アームの伸びている方向に平行な直線を折り目として１回折り曲げられている。グランド導体１１の面がｘｚ面である場合、折り曲げられた上部アームがｘｙ面となっている。折り目は、下部アームの底辺から８ｍｍの位置である。放射導体１２が占める空間の容積は、４０×８×７ｍｍ３である。なお、本実施形態では上部アームのみが折り曲げられているが、上部アームに限らない。下部アーム又は短絡ピンがメアンダ形状を有している場合には、下部アーム又は短絡ピンが折り曲げられていてもよい。以下の実施形態においても同様である。
　図７（ｂ）に示すアンテナの入力特性は、アンテナ１０６の入力特性のシミュレーション結果であり、散乱パラメータＳ１１の絶対値で示した。散乱パラメータＳ１１が小さくなる共振周波数は、約０．９０ＧＨｚ及び約２．００ＧＨｚであった。アンテナ１０６の共振周波数は、図２に示すアンテナ１０２とほとんど変化していない。
　図７（ｃ）に示すｘｙ面での放射特性は、低次共振周波数０．９０ＧＨｚでのシミュレーション結果である。図７（ｄ）に示すｘｙ面での放射特性は、高次共振周波数２．００ＧＨｚでのシミュレーション結果である。表記は図３に示す極座標を用いる。低次共振周波数０．９０ＧＨｚでは、全体及びθ方向の指向性は放射パターン１２７ａ、φ方向の指向性は放射パターン１２７ｂのようになった。高次共振周波数２．００ＧＨｚでは、全体及びθ方向の指向性は放射パターン１２７ｃ、φ方向の指向性は放射パターン１２７ｄのようになった。図７（ｃ）及び図７（ｄ）に示すように、いずれの共振周波数でも良好な無指向性を有することがわかる。折り曲げられた放射導体１２は誘電体に巻きつけてもよい。そうすることにより、アンテナ形状を保持することができるだけでなく、誘電体によりアンテナの寸法を小さくすることができる。
（実施形態７）
　図８は、本実施形態に係るアンテナの一例であり、（ａ）はアンテナ構造、（ｂ）はアンテナの入力特性、（ｃ）及び（ｄ）はｘｙ面での放射特性を示す。アンテナ１０７では、図２に示したアンテナ１０２において、上部アームが、上部アームの伸びている方向に平行な直線を折り目として２回折り曲げられている。折り目は、下部アームの底辺から５ｍｍ、当該折り目からさらに５ｍｍの位置である。放射導体１２が占める空間の容積は、４０×５×５ｍｍ３である。
　図８（ｂ）に示すアンテナの入力特性は、アンテナ１０７の入力特性のシミュレーション結果であり、散乱パラメータＳ１１の絶対値で示した。散乱パラメータＳ１１が小さくなる共振周波数は、約０．９０ＧＨｚ及び約２．００ＧＨｚであった。アンテナ１０７の共振周波数は、図２に示すアンテナ１０２からほとんど変化していない。
　図８（ｃ）に示すｘｙ面での放射特性は、低次共振周波数０．９０ＧＨｚでのシミュレーション結果である。図８（ｄ）に示すｘｙ面での放射特性は、高次共振周波数２．００ＧＨｚでのシミュレーション結果である。表記は図３に示す極座標を用いる。低次共振周波数０．９０ＧＨｚでは、全体及びθ方向の指向性は放射パターン１２８ａ、φ方向の指向性は放射パターン１２８ｂのようになった。高次共振周波数２．００ＧＨｚでは、全体及びθ方向の指向性は放射パターン１２８ｃ、φ方向の指向性は放射パターン１２８ｄのようになった。図８（ｃ）及び図８（ｄ）に示すように、いずれの共振周波数でも良好な無指向性を有することがわかる。折り曲げられた放射導体１２は誘電体に巻きつけてもよい。そうすることにより、放射導体１２のメアンダ形状を保持することができるだけでなく、誘電体によりアンテナの寸法を小さくすることができる。
（実施形態８）
　図９は、本実施形態に係るアンテナの一例であり、（ａ）はアンテナ構造、（ｂ）はアンテナの入力特性、（ｃ）及び（ｄ）はｘｙ面での放射特性を示す。アンテナ１０８では、図２に示したアンテナ１０２において、上部アームが、上部アームの伸びている方向に平行な直線を折り目として３回折り曲げられている。折り目は、下部アームの底辺から４ｍｍ、当該折り目からさらに４ｍｍずつ離れた位置である。放射導体１２が占める空間の容積は、４０×４×４ｍｍ３である。
　図９（ｂ）に示すアンテナの入力特性は、アンテナ１０８の入力特性のシミュレーション結果であり、散乱パラメータＳ１１の絶対値で示した。散乱パラメータＳ１１が小さくなる共振周波数は、約０．９０ＧＨｚ及び約２．００ＧＨｚであった。アンテナ１０８の共振周波数は、図２に示すアンテナ１０２からほとんど変化していない。
　図９（ｃ）に示すｘｙ面での放射特性は、低次共振周波数０．９０ＧＨｚでのシミュレーション結果である。図９（ｄ）に示すｘｙ面での放射特性は、高次共振周波数２．００ＧＨｚでのシミュレーション結果である。表記は図３に示す極座標を用いる。低次共振周波数０．９０ＧＨｚでは、全体及びθ方向の指向性は放射パターン１２９ａ、φ方向の指向性は放射パターン１２９ｂのようになった。高次共振周波数２．００ＧＨｚでは、全体及びθ方向の指向性は放射パターン１２９ｃ、φ方向の指向性は放射パターン１２９ｄのようになった。図９（ｃ）及び図９（ｄ）に示すように、いずれの周波数帯でも良好な無指向性を有することがわかる。折り曲げられた放射導体１２は誘電体に巻きつけてもよい。そうすることにより、アンテナ形状を保持することができるだけでなく、誘電体によりアンテナの寸法を小さくすることができる。
（実施形態９）
　図１０は、本実施形態に係るアンテナの一例であり、（ａ）はアンテナ構造、（ｂ）はアンテナの入力特性、（ｃ）及び（ｄ）はｘｙ面での放射特性を示す。アンテナ１０９では、図２に示したアンテナ１０２において、放射導体１２が、グランド導体１１に対して、垂直に配置されている。例えば、座標軸を放射導体１２に合わせ、放射導体１２をｘｚ面に配置した場合、グランド導体１１はｘｙ面に配置される。
　図１０（ｂ）に示すアンテナの入力特性は、アンテナ１０９の入力特性のシミュレーション結果であり、散乱パラメータＳ１１の絶対値で示した。散乱パラメータＳ１１が小さくなる共振周波数は、約０．８５ＧＨｚ及び約２．００ＧＨｚであった。アンテナ１０９の共振周波数は、図２に示すアンテナ１０２からほとんど変化していない。
　図１０（ｃ）に示すｘｙ面での放射特性は、低次共振周波数０．８５ＧＨｚでのシミュレーション結果である。図１０（ｄ）に示すｘｙ面での放射特性は、高次共振周波数２．００ＧＨｚでのシミュレーション結果である。表記は図３に示す極座標を用いる。低次共振周波数０．８５ＧＨｚでは、全体の指向性は放射パターン１３０ａ、θ方向の指向性は放射パターン１３０ｅ、φ方向の指向性は放射パターン１３０ｂのようになった。高次共振周波数２．００ＧＨｚでは、全体の指向性は放射パターン１３０ｃ、θ方向の指向性は放射パターン１３０ｆ、φ方向の指向性は放射パターン１３０ｄのようになった。図１０（ｃ）及び図１０（ｄ）に示すように、いずれの共振周波数でも良好な無指向性を有することがわかる。
（実施形態１０）
　図１１は、本実施形態に係るアンテナの一例であり、（ａ）はアンテナ構造、（ｂ）はアンテナの入力特性、（ｃ）及び（ｄ）はｘｙ面での放射特性を示す。アンテナ１１０では、図６に示したアンテナ１０５において、上部アームの有するメアンダ形状を２個から１個とし、短絡ピン１３がメアンダ形状を有する。また、給電線１４の位置は、整合を取るために短絡ピン１３のグランド導体１１との接続位置から１１ｍｍ離れている。上記のように、アンテナ１１０は、アンテナ１０５の短絡ピン１３の部分をメアンダ形状とした構造となっている。
　図１１（ｂ）に示すアンテナの入力特性は、アンテナ１１０の入力特性のシミュレーション結果であり、散乱パラメータＳ１１の絶対値で示した。散乱パラメータＳ１１が小さくなる共振周波数は、約０．８５ＧＨｚ及び約１．８０ＧＨｚであった。また、｜Ｓ１１｜≦－５ｄＢを満たす第２の共振周波数帯は１．４５ＧＨｚ以上１．９５ＧＨｚ以下であった。図６に示したアンテナ１０５では｜Ｓ１１｜≦－５ｄＢを満たす第２の共振周波数帯は１．５５ＧＨｚ以上１．８５ＧＨｚ以下であったのに対して、アンテナ１１０では第２の共振周波数帯が大幅に拡大されている。
　図１１（ｃ）に示すｘｙ面での放射特性は、低次共振周波数０．８５ＧＨｚでのシミュレーション結果である。図１１（ｄ）に示すｘｙ面での放射特性は、高次共振周波数１．８０ＧＨｚでのシミュレーション結果である。表記は図３に示す極座標を用いる。低次共振周波数０．８５ＧＨｚでは、全体及びθ方向の指向性は放射パターン１３１ａ、φ方向の指向性は放射パターン１３１ｂのようになった。高次共振周波数１．８０ＧＨｚでは、全体及びθ方向の指向性は放射パターン１３１ｃ、φ方向の指向性は放射パターン１３１ｄのようになった。図１１（ｃ）及び図１１（ｄ）に示すように、いずれの共振周波数でも良好な無指向性を有することがわかる。また、放射パターン１３１ａ、１３１ｂ、１３１ｃ、１３１ｄは、それぞれ、図６に示したアンテナ１０５の放射パターン１２６ａ、１２６ｂ、１２６ｃ、１２６ｄとほぼ同じである。
（実施形態１１）
　図１２は、本実施形態に係るアンテナの一例であり、（ａ）はアンテナ構造、（ｂ）はアンテナの入力特性、（ｃ）及び（ｄ）はｘｙ面での放射特性を示す。アンテナ１１１では、実施形態２から実施形態１０までの知見を応用して、下部アームが１個、上部アームが２個、短絡ピン１３の部分が１個のメアンダ形状を有する。
　図１２（ｂ）に示すアンテナの入力特性は、アンテナ１１１の入力特性のシミュレーション結果であり、散乱パラメータＳ１１の絶対値で示した。｜Ｓ１１｜≦－５ｄＢを満たす第１の共振周波数帯は０．８８ＧＨｚ以上０．９６ＧＨｚ以下であり、第２の共振周波数帯は１．７５ＧＨｚ以上２．１８ＧＨｚ以下であった。第１の共振周波数帯及び第２の共振周波数帯は、ＧＳＭ、ＰＣＳ、ＵＭＴＳをカバーする。
　図１２（ｃ）に示すｘｙ面での放射特性は、低次共振周波数０．９２ＧＨｚでのシミュレーション結果である。図１２（ｄ）に示すｘｙ面での放射特性は、高次共振周波数１．９４ＧＨｚでのシミュレーション結果である。表記は図３に示す極座標を用いる。低次共振周波数０．９２ＧＨｚでは、全体及びθ方向の指向性は放射パターン１３２ａ、φ方向の指向性は放射パターン１３２ｂのようになった。高次共振周波数１．９４ＧＨｚでは、全体及びθ方向の指向性は放射パターン１３２ｃ、φ方向の指向性は放射パターン１３２ｄのようになった。図１２（ｃ）及び図１２（ｄ）に示すように、いずれの共振周波数でも良好な無指向性を有することがわかる。
（実施形態１２）
　図１３は、本実施形態に係るアンテナの一例であり、（ａ）はアンテナ構造、（ｂ）はアンテナの入力特性、（ｃ）及び（ｄ）はｘｙ面での放射特性を示す。アンテナ１１２では、実施形態２から実施形態１０までの知見を応用して、下部アームが３個、上部アームが１個、短絡ピン１３の部分が１個のメアンダ形状を有する。
　図１３（ｂ）に示すアンテナの入力特性は、アンテナ１１２の入力特性のシミュレーション結果であり、散乱パラメータＳ１１の絶対値で示した。｜Ｓ１１｜≦－５ｄＢを満たす第１の共振周波数帯は０．８８ＧＨｚ以上０．９６ＧＨｚ以下であり、第２の共振周波数帯は１．５５ＧＨｚ以上２．１２ＧＨｚ以下であった。第１の共振周波数帯及び第２の共振周波数帯は、ＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳをカバーする。
　図１３（ｃ）に示すｘｙ面での放射特性は、低次共振周波数０．９２ＧＨｚでのシミュレーション結果である。図１３（ｄ）に示すｘｙ面での放射特性は、高次共振周波数１．９４ＧＨｚでのシミュレーション結果である。表記は図３に示す極座標を用いる。低次共振周波数０．９２ＧＨｚでは、全体及びθ方向の指向性は放射パターン１３３ａ、φ方向の指向性は放射パターン１３３ｂのようになった。高次共振周波数１．９４ＧＨｚでは、全体及びθ方向の指向性は放射パターン１３３ｃ、φ方向の指向性は放射パターン１３３ｄのようになった。図１３（ｃ）及び図１３（ｄ）に示すように、いずれの共振周波数でも良好な無指向性を有することがわかる。
（実施形態１３）
　本発明に係るアンテナ構造は、実施形態１から実施形態１２に限定されない。図１４に、アンテナ構造の他の一例を示す。図１４（ａ）に示すアンテナ１１３は、実施形態２に示すアンテナ１０２において、放射導体１２の幅が細くなっている。図１４（ｃ）に示すアンテナ１１４は、実施形態２に示すアンテナ１０２において、放射導体１２の面がグランド導体１１の面からずれ、放射導体１２がグランド導体１１と異なる平面上に配置されている。図１４（ｂ）に示すアンテナ１１５は、実施形態２に示すアンテナ１０２において、放射導体１２が、グランド導体１１と垂直であり、グランド導体１１と異なる平面上に配置されている。また、放射導体１２は、グランド導体１１中に配置されている。図１４（ｄ）に示すアンテナ１１６は、実施形態７に示すアンテナ１０７において、ｘｙ面での折り曲げ幅が狭くなっている。アンテナ１１３、１１４、１１５、１１６のいずれも、実施形態２に示すアンテナ１０２とほぼ同様の入力特性及び指向性であった。
（実施形態１４）
　図１５は、本実施形態に係る無線通信装置の概略構成図であり、（ａ）は送信装置の一例、（ｂ）は受信装置の一例を示す。図１５（ａ）に示す送信装置は送信アンテナ３７を備える。図１５（ｂ）に示す送信装置は受信アンテナ４１を備える。送信装置及び受信装置を備えることで、携帯電話などの送受信装置としてもよい。この場合、送信アンテナ３７及び受信アンテナ４１は、１つのアンテナを共用する共用アンテナとすることができる。本実施形態に係る無線通信装置は、送信アンテナ３７又は受信アンテナ４１に、前述の実施形態１から実施形態１３で説明したアンテナを用いることで、小型であり、各バンドで整合が取れる入力特性を有し、さらに無指向性を維持することの可能な無線通信装置とすることができる。
　図１５（ａ）に示す送信装置の構成及び機能の一例について説明する。局部発振回路３１は、周波数１３０ＭＨｚのキャリアを発振する。変調回路３２は、入力データに応じて、局部発振回路３１の生成したキャリアを変調する。局部発振回路３３は、搬送波の周波数１．８ＧＨｚで発振する。ミキサ３４は、変調回路３２の出力する信号を、局部発振回路３３の発振周波数１．８ＧＨｚで周波数変換する。帯域通過フィルタ３５はミキサ３４の出力するＲＦ信号のノイズを除去し、ＲＦ増幅用アンプ３６は帯域通過フィルタ３５の出力する信号を増幅する。そして、送信アンテナ３７は、ＲＦ増幅用アンプ３６の出力する信号を無線信号として放射する。本実施形態に係る無線通信装置は、以上の構成及び機能を備えることで、無線信号を送信することができる。
　ここで、送信アンテナ３７に、実施形態１から実施形態１３で説明したアンテナを用いた場合、局部発振回路３３の発振する周波数として、１．８ＧＨｚを含むＤＣＳだけでなく、ＧＳＭ、ＰＣＳ及びＵＭＴＳなどのマルチバンドで使用される周波数を用いることができる。これにより、マルチバンドの周波数帯に適した周波数の無線信号を送信することができる。
　図１５（ｂ）に示す受信装置の構成及び機能の一例について説明する。受信アンテナ４１は、無線信号を受信する。帯域通過フィルタ４２は、受信アンテナ４１の出力する信号のノイズを除去する。ＲＦ増幅用アンプ４３は、帯域通過フィルタ４２の出力する号を増幅する。局部発振回路４４は搬送波の周波数１．８ＧＨｚで発振する。ミキサ４５は、ＲＦ増幅用アンプ４３の出力する信号を、局部発振回路４４の発振周波数１．８ＧＨｚで周波数変換する。帯域通過フィルタ４６は、ミキサ４５の出力する信号のノイズを除去する。ＩＦ増幅用アンプ４７は、帯域通過フィルタ４６の出力する信号を増幅する。復調回路４８は、ＩＦ増幅用アンプ４７の出力する信号を復調する。本実施形態に係る無線通信装置は、以上の構成及び機能を備えることで、無線信号を受信することができる。
　ここで、受信アンテナ４１に、実施形態１から実施形態１３で説明したアンテナを用いた場合、局部発振回路４４の発振する周波数として、１．８ＧＨｚを含むＤＣＳだけでなく、ＧＳＭ、ＰＣＳ及びＵＭＴＳなどのマルチバンドで使用される周波数を用いることができる。これにより、マルチバンドの周波数帯に適した周波数の無線信号を送信することができる。
（実施例１）
　実施形態１１で説明したアンテナを作製し、入力特性を測定した。作製したアンテナは、銅製の金属線を用いた。金属線の直径は１．３ｍｍとした。図１６に、実施例１に係るアンテナの入力特性の実測値を示す。図１２（ｂ）と同様に、入力特性は、散乱パラメータＳ１１の絶対値で示した。｜Ｓ１１｜≦－５ｄＢを満たす第１の共振周波数帯は０．８８ＧＨｚ以上０．９６ＧＨｚ以下であり、第２の共振周波数帯は１．６９ＧＨｚ以上２．３５ＧＨｚ以下であった。第１の共振周波数帯及び第２の共振周波数帯は、ＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳ、ＵＭＴＳをカバーする。銅製の金属膜でも同様の結果が得られた。これら実測値はシミュレーション結果とよい一致を示すことから、他のシミュレーション結果の信頼性も高いことがわかる。
（実施例２）
　実施形態１２で説明したアンテナを作製し、入力特性を測定した。作製したアンテナは、銅製の金属線を用いた。金属線の直径は１．３ｍｍとした。図１７に、実施例２に係るアンテナの入力特性の実測値を示す。図１２（ｂ）と同様に、入力特性は、散乱パラメータＳ１１の絶対値で示した。｜Ｓ１１｜≦－５ｄＢを満たす第１の共振周波数帯は共振周波数帯域は０．８８ＧＨｚ以上１．０２ＧＨｚ以下であり、第２の共振周波数帯は１．７０ＧＨｚ以上２．１８ＧＨｚ以下であった。第１の共振周波数帯及び第２の共振周波数帯は、ＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳ、ＵＭＴＳをカバーする。銅製の金属膜でも同様の結果が得られた。これら実測値はシミュレーション結果とよい一致を示すことから、他のシミュレーション結果の信頼性も高いことがわかる。
　本発明は、携帯電話、ＰＤＡやノートＰＣ等の情報端末に搭載して、８８０ＭＨｚ以上９６０ＭＨｚ以下のＧＳＭ帯、１７１０ＭＨｚ以上１８８０ＭＨｚ以下のＤＣＳ帯、１８５０ＭＨｚ以上１９９０ＭＨｚ以下のＰＣＳ帯、１９２０ＭＨｚ以上２１７０ＭＨｚ以下のＵＭＴＳ帯といった携帯電話用のマルチバンドにおける無線信号を効率よく送受信することができる。

Claims (9)

  1. 　グランド導体と、
    　導体からなる短絡ピンと、
    　端部の一方が前記短絡ピンを介して前記グランド導体と接続され、端部の他方が開放され、前記端部の一方にある給電点から給電される放射導体と、を備えるアンテナであって、
    　前記放射導体は、
    　前記端部の一方と前記端部の他方の間で折り返され、前記グランド導体に近い下部アーム及び折り返された上部アームを構成し、かつ、前記下部アーム又は前記上部アームの少なくとも一部がメアンダ形状を有することを特徴とするアンテナ。
  2. 　前記短絡ピンは、メアンダ形状を有することを特徴とする請求項１に記載のアンテナ。
  3. 　前記放射導体と前記短絡ピンとが１本の連続した導体線路からなっていることを特徴とする請求項１に記載のアンテナ。
  4. 　前記放射導体が、前記グランド導体と同一平面上に配置されることを特徴とする請求項１に記載のアンテナ。
  5. 　前記放射導体が、前記グランド導体と異なる平面上に配置されることを特徴とする請求項１に記載のアンテナ。
  6. 　前記放射導体又は前記短絡ピンが、前記下部アーム又は前記上部アームの伸びている方向に平行な直線を折り目として１以上折り曲げられていることを特徴とする請求項５に記載のアンテナ。
  7. 　折り曲げられた前記放射導体が、誘電体に固定されていることを特徴とする請求項６に記載のアンテナ。
  8. 　前記放射導体が、金属線又はフレキシブル基板上に形成された金属膜であることを特徴とする請求項１に記載のアンテナ。
  9. 　請求項１に記載のアンテナを備える無線通信装置。
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