WO2009128312A1

WO2009128312A1 - コンバータの制御方法

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Publication number: WO2009128312A1
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Inventors: 玲二川嶋
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Filing date: 2009-03-16
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Abstract

　電源電圧実効値の検出を必要としないで、電源電圧の変動に応じて直流電圧の制御を行う。直流電圧指令（Ｖｄｃ*）と直流電圧（Ｖｄｃ）との差たる偏差（ΔＶｄｃ）に対して、ＰＩ制御部（７０２）がＰＩ制御を行い、ｄ軸電流指令値（Ｉｄ*）を出力する。ｄ軸電流指令値（Ｉｄ*）とｄ軸電流（Ｉｄ）との差たる偏差（ΔＩｄ）に対して、ＰＩ制御部（７０４）がＰＩ制御を行い、ｄ軸電圧指令値（Ｖｄ*）を出力する。ｄ軸電圧指令値（Ｖｄ*）とｑ軸電圧指令値（Ｖｑ*）とに基づいて、ＰＷＭ制御部（７０９）はコンバータのスイッチング動作を制御するスイッチング制御信号（Ｇ１）を出力する。直流電圧指令（Ｖｄｃ*）はｄ軸電圧指令値（Ｖｄ*）に基づいて、電圧指令演算部（７１０）で生成される。

Description

コンバータの制御方法

　この発明はコンバータの制御方法に関し、特に多相電流を整流するコンバータを制御する方法に関する。

　交流電源から得られる電流を整流して直流電圧を得る場合、力率は高い方が望ましい。例えば電圧型ＰＷＭコンバータを用いるにおいて力率を１とするため、出力される直流電圧を、交流電源の出力電圧のピーク値よりも高い値に設定する必要がある。そして実際に使用される交流電源の出力電圧の仕様が不明確な場合には、一般的な仕様の電圧より高めの電圧に直流電圧が設定される。

　しかし、コンバータから出力される直流電圧の設定値を高くすることは、当該直流電圧を入力するインバータ装置に与えられる電圧値の最大値が上昇することになる。これは、コンバータ及びインバータが有するスイッチング素子や、交流電源とコンバータとの間に介在するリアクタの損失を増大させることとなり、引いてはコンバータ／インバータ全体としての変換器効率が低下するという問題点が生じていた。

　このような事態を回避するため、交流電源の出力電圧を検出し、検出された電圧のピーク値より高い値へと、直流電圧を設定する電圧の下限値を調整する手法が提案されている（例えば後掲の特許文献１）。

特開平７－２４５９５７号公報特開２００６－６４０６号公報

　しかし、かかる手法では交流電源の出力電圧を検出する電圧検出回路が必要であり、制御回路のサイズ、コストアップとなる。更に、直流電圧の指令値を設定する際には、電圧検出回路の誤差を考慮する必要があり、直流電圧の昇圧を最小限に抑えることは困難であった。

　一方、直流電圧の指令値の設定を、ＰＷＭコンバータの変調率と変調率指令値との差がなくなるように設定する手法も提案されている（例えば前掲の特許文献２）。この手法によれば、交流電源の出力電圧の検出を必要とせずに、交流電源の電圧変動に応じて直流電圧を制御することができる。

　しかしかかる手法では、変調率を変調率指令値に一致させるために、直流電圧の指令値を演算するときに積分器が必要である。またＰＷＭ制御に用いる電圧指令値を得るための積分器も別途に必要である。よって後に本発明の実施の形態に対する比較例として詳述するように、瞬時電圧低下を経て復帰した時には上記二種の積分器の動作が干渉し、直流電圧のオーバーシュートが発生する問題があった。

　本発明は電源電圧実効値の検出を必要としないで、電源電圧の変動に応じ直流電圧の制御を行うことを目的とする。かかる目的の達成により、制御の信頼性も向上し、素子耐圧も低減される。

　本発明の望ましい態様では更に、瞬時電圧低下を経た復帰時における直流電圧のオーバーシュートを回避することも目的とする。

　この発明にかかるコンバータの制御方法は、多相電源（１）から多相電流（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）を入力してスイッチングを行って直流電圧（Ｖｄｃ）を出力するコンバータ（３）において前記直流電圧（Ｖｄｃ）を制御する方法である。前記直流電圧の指令値が直流電圧指令値（Ｖｄｃ^*）である。前記多相電源の電源周波数（ω／２π）で回転する回転座標系において対をなす第１電圧（Ｖｄ）及び第２電圧（Ｖｑ）によって前記コンバータに入力する多相電圧が表される。前記第２電圧は前記第１電圧に対して９０度進相である。前記第１電圧及び前記第２電圧の、それぞれに対する指令値が第１電圧指令値（Ｖｄ^*）及び第２電圧指令値（Ｖｑ^*）である。

　この発明にかかるコンバータの制御方法の第１の態様では、前記直流電圧の前記直流電圧指令値（Ｖｄｃ^*）に対する偏差（ΔＶｄｃ）を求め、前記第１電圧指令値及び第２電圧指令値とに基づいて前記スイッチングを制御し、前記直流電圧指令値は前記第１電圧指令値に基づいて決定される。

　例えば前記コンバータ（３）に入力する前記多相電圧の電圧（Ｖｉ）の推定値として、前記第１電圧指令値（Ｖｄ^*）の平方と前記第２電圧指令値（Ｖｑ^*）の平方との和の平方根を求めて、前記推定値に基づいて前記直流電圧指令値（Ｖｄｃ^*）が決定される。

　例えば前記多相電源（１）と前記コンバータ（３）との間には前記多相電流（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）が流れるリアクトル群（２）が設けられ、すくなくとも前記回転座標系において表される前記リアクトル群の抵抗成分（ｒ）と、前記回転座標系において表される前記多相電流の前記第１電圧と同相成分（Ｉｄ）との積を、前記第１電圧指令値（Ｖｄ^*）から差し引いて得られた値（Ｖｄ^*－ｒ・Ｉｄ）を、前記多相電源の電圧（Ｖｓ）の推定値として求め、前記推定値に基づいて前記直流電圧指令値（Ｖｄｃ^*）が決定される。

　あるいは例えば前記多相電源（１）と前記コンバータ（３）との間には前記多相電流（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）が流れるリアクトル群（２）が設けられ、すくなくとも前記回転座標系において表される前記リアクトル群の抵抗成分（ｒ）と、前記回転座標系において表される前記多相電流の前記第１電圧と同相成分（Ｉｄ）との積を、コンバータに入力する前記多相電圧の電圧（Ｖｉ）から差し引いた値（Ｖｉ－ｒ・Ｉｄ）を求め、前記値に基づいて前記直流電圧指令値（Ｖｄｃ^*）が決定される。

　あるいは例えば前記第２電圧指令値（Ｖｑ^*）を前記第１電圧指令値（Ｖｄ^*）で除した値の逆正接（Ψ＝tan^-1（Ｖｑ^*／Ｖｄ^*））の余弦値（cosΨ）で前記多相電源の電圧（Ｖｓ）の推定値を除算して得られた値（Ｖｓ／cosΨ）を前記コンバータに入力する前記多相電圧（Ｖｉ）の推定値とし、前記推定値に基づいて前記直流電圧指令値（Ｖｄｃ^*）が決定される。

　この発明にかかるコンバータの制御方法の第２の態様は、その第１の態様であって、前記直流電圧指令値（Ｖｄｃ^*）の決定には積分要素を含むフードバックループが排除される。

　第１及び第２の態様において、例えば前記直流電圧指令値（Ｖｄｃ^*）の決定には、前記第１電圧指令値又は前記コンバータに入力する多相電圧（Ｖｉ）の推定値又は前記多相電源の電圧（Ｖｓ）の推定値に対する、線形計算が採用される。

　この発明にかかるコンバータの制御方法の第３の態様は、その第２の態様であって、直流電圧（Ｖｄｃ）を入力するインバータ（４）の動作と連係して、前記前掲計算に用いられる定数を設定する。

　この発明にかかるコンバータの制御方法の第４の態様は、その第１の態様又は第２の態様であって、前記第１電圧指令値（Ｖｄ^*）又は前記コンバータ（３）に入力する多相電圧（Ｖｉ）の推定値又は前記多相電源の電圧（Ｖｓ）の推定値に対するフィルタ処理が含まれる。

　この発明にかかるコンバータの制御方法の第１の態様によれば、多相電源の電源位相を必要とするが、多相電源の電圧を必要としない。よって多相電源の電圧を検出するための回路構成は不要となり、寸法や製造コストを抑制しながらも直流電圧を制御し、入力電力の力率を向上させやすくする。

　この発明にかかるコンバータの制御方法の第２の態様によれば、直流電圧指令値の決定に積分要素のような時間遅れ要素を含まないので、瞬停／復帰に伴って当該決定が遅延することがない。よって当該遅延に基づいた直流電圧のオーバーシュートの発生を回避できる。

　この発明にかかるコンバータの制御方法の第３の態様によれば、インバータの負荷の運転に応じて直流電圧を設定できるので、インバータの運転領域を拡大することができる。

　この発明にかかるコンバータの制御方法の第４の態様によれば、直流電圧指令値の決定に一次遅れ要素や平均演算のようなフィルタ処理を含めることにより、直流電圧指令値を決定する制御系の応答を第１電圧指令値及び第２電圧指令値を決定する制御系の応答よりも遅くし、過渡応答に対して安定した制御を行う。

　この発明の目的、特徴、局面、および利点は、以下の詳細な説明と添付図面とによって、より明白となる。

本発明の実施の形態にかかるコンバータの制御方法が適用されるコンバータ及びその周辺に接続される構成を示す回路図である。従来のコンバータ波形制御部の構成を示す回路図である。従来のコンバータ波形制御部の動作を示すグラフである。本発明の第１の実施の形態にかかるコンバータ波形制御部の構成を示す回路図である。本発明の第１の実施の形態にかかるコンバータ波形制御部の動作を示すグラフである。本発明の第２の実施の形態にかかるコンバータ波形制御部の構成を示す回路図である。本発明の第３の実施の形態にかかるコンバータ波形制御部の構成を示す回路図である。電圧指令値演算部の構成を例示するブロック図である。直流電圧指令値と電源電圧との関係を示すグラフである。電圧指令値演算部の他の構成を例示するブロック図である。直流電圧指令値と電源電圧との関係を示すグラフである。電圧指令値演算部の更に他の構成を例示するブロック図である。直流電圧指令値と電源電圧との関係を示すグラフである。電圧指令値演算部の更に他の構成を例示するブロック図である。電圧指令値演算部の更に他の構成を例示するブロック図である。

　以下、当該分野でしばしば行われるように、電流自身と、その値とには同じ符号を用いる。例えば「電流Ｉ」という表現は、回路を流れる電流Ｉを指す場合と、その値を指す場合とで兼用される。電圧や他の諸量についても同様である。

　Ａ：全体構成．
　図１は本発明の実施の形態にかかるコンバータの制御方法が適用されるコンバータ及びその周辺に接続される構成を示す回路図である。

　多相電源１は相Ｒ，Ｓ，Ｔの三相電圧を出力する三相電源である。本実施の形態において相数を三としたが、相数は三に限定されない。

　コンバータ３は多相電源１から、ＥＭＩ（Electro Magnetic Interference）フィルタ及び入力リアクトル群２を介して電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを入力する。電流Ｉｒ，Ｉｓ，ＩｔはそれぞれＲ相、Ｓ相、Ｔ相の線電流である。ＥＭＩフィルタは、電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに含まれる高周波ノイズ等を除去する。入力リアクトル群２は、コンバータ３へ突入電流が流れることを防止し、またコンバータ３の入力電圧と多相電源１からの出力電圧との電位差を支える。

　コンバータ３は電圧型ＰＷＭコンバータであって周知のスイッチング素子を有し、当該スイッチング素子のスイッチングを行って直流電圧Ｖｄｃを出力する。

　インバータ４には直流電圧Ｖｄｃが印加され、周知のインバータ動作を行って三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを出力する。三相負荷６には三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが供給されて駆動される。ここでは三相負荷６としてモータが例示されている。インバータ４の出力する電流の相数は三に限定されない。

　コンバータ３とインバータ４との間のＤＣリンクにおいて、直流電圧Ｖｄｃを支えるコンデンサ５が設けられる。但しコンデンサ５を設けない態様のＡＣ－ＡＣコンバータ（広義）で採用されるコンバータに対して本発明を適用することができる。

　コンバータ３及びインバータ４のスイッチングは、それぞれスイッチング制御信号Ｇｃｎｖ，Ｇｉｎｖによって制御される。スイッチング制御信号Ｇｃｎｖ，Ｇｉｎｖは、それぞれコンバータ波形制御部７及びインバータ制御部８によって生成される。

　インバータ制御部８は、三相負荷６の駆動周波数の指令値ωｍ^*と、直流電圧Ｖｄｃと、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとに基づいて生成される。この生成については周知技術であり、かつ本発明と直接の関連はないので、詳細は省略する。

　コンバータ波形制御部７は、多相電源１におけるＲ－Ｓ相間電圧のゼロクロス信号φｒｓと、線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔと、直流電圧Ｖｄｃとに基づいて生成される。一般にＩｔ＝－（Ｉｓ＋Ｉｒ）の関係があるので、図１に示された構成では、カレントトランスＣＴ１，ＣＴ２によってそれぞれ線電流Ｉｒ，Ｉｓを求め、これらがコンバータ波形制御部７へと与えられている。

　Ｂ：コンバータ波形制御部７の動作．
　本実施の形態で採用されるコンバータ波形制御部７の動作を説明する前に、従来のコンバータの制御方法を説明し、まずその問題点の詳細を説明する。その後、本実施の形態で採用されるコンバータ波形制御部７の動作によって当該問題点が解消されることを説明する。

　（ｂ－１）従来のコンバータの制御方法．
　図２は、図１のコンバータ波形制御部７として採用可能な従来の構成を示す回路図である。当該構成ではスイッチング制御信号Ｇｃｎｖとしてスイッチング制御信号Ｇ０が出力される。また当該構成は特許文献２に開示された内容を簡略にした構成に対応している。

　なお、多相電源１の電源周波数（ω／２π）で回転する回転座標系で採用されるｄ軸、ｑ軸を用いた表現を導入する。ｑ軸はｄ軸に対して９０度進相となる。例えばコンバータ３に入力する電圧の一相当たりの実効値である電圧Ｖｉは、ｄ軸電圧Ｖｄとｑ軸電圧Ｖｑとの対によって表される。より具体的には電圧Ｖｉの平方は、ｄ軸電圧Ｖｄの平方とｑ軸電圧Ｖｑの平方との和に等しい。

　位相演算部７０８はＲ－Ｓ相間電圧のゼロクロス信号φｒｓに基づいて電源位相θを決定し、これを相変換部７０７及びＰＷＭ制御部７０９に与える。

　相変換部７０７は電源位相θに従って、上記の回転座標系であるｄ軸－ｑ軸座標系へと三相／二相変換を行って、線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔのｄ軸成分であるｄ軸電流Ｉｄと、ｑ軸成分であるｑ軸電流Ｉｑとを算出する。ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑは、それぞれ有効電力及び無効電力に寄与する。よって力率の改善のためにはｑ軸電流Ｉｑは小さい方が望ましい。

　上述のように線電流Ｉｔは線電流Ｉｒ，Ｉｓから決定される。よって相変換部７０７への線電流Ｉｔの入力は省略してもよく、この省略を図２においては符号Ｉｔを丸括弧で括ることによって示している。

　加減算器７０１は、直流電圧指令値Ｖｄｃ^*から直流電圧Ｖｄｃを差し引いて電圧偏差ΔＶｄｃを求める。

　ＰＩ制御部７０２は、電圧偏差ΔＶｄｃに基づいてＰＩ制御することでｄ軸電流指令値Ｉｄ^*を求める。ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*は、ｄ軸電流Ｉｄの指令値に相当する。

　加減算器７０３は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*からｄ軸電流Ｉｄを差し引いて電流偏差ΔＩｄを求める。

　ＰＩ制御部７０４は、電流偏差ΔＩｄに基づいてＰＩ制御することで、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*を得る。ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*は、ｄ軸電圧Ｖｄの指令値に相当する。

　加減算器７０５は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*からｑ軸電流Ｉｑを差し引いて電流偏差ΔＩｄを求める。ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*は、ｑ軸電流Ｉｄの指令値に相当する。

　ＰＩ制御部７０６は、電流偏差ΔＩｑに基づいてＰＩ制御することで、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*を得る。ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*は、ｑ軸電圧Ｖｑの指令値に相当する。

　ＰＷＭ制御部７０９には、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*並びに電源位相θが入力され、これらに基づいてスイッチング制御信号Ｇ０を生成する。スイッチング制御信号Ｇ０は図１に示されたスイッチング制御信号Ｇｃｎｖとして用いられる。スイッチング制御信号Ｇ０の生成は周知の技術を用いて行われるので、詳細な説明は省略する。

　上述のように、コンバータ３への入力電圧Ｖｉは√（Ｖｄ²＋Ｖｑ²）で表されるので、電圧Ｖｉをここでは√（Ｖｄ^*2＋Ｖｑ^*2）で見積もることとする。電圧Ｖｉと電源電圧Ｖｓとの位相差はΨ＝tan^-1（Ｖｑ^*／Ｖｄ^*）として表される。

　またＰＷＭ制御部７０９には更に、直流電圧Ｖｄｃも与えられ、変調率Ｋｓが√２（Ｖｉ／Ｖｄｃ）で求められる。上述のように電圧Ｖｉはコンバータ３に入力する電圧の一相当たりの実効値であるので、変調率Ｋｓは直流電圧Ｖｄｃに対する入力電圧Ｖｉの波高値の比となる。

　加減算器７２１は変調率Ｋｓからその指令値Ｋｓ^*を差し引き、当該差が比例演算部７２２において比例演算されて変調率の偏差ΔＫが得られる。乗算部７２３は、０又は１の二値を採る係数εを偏差ΔＫに乗算する。積分器７２４は乗算結果ε・ΔＫを積分して直流電圧指令値Ｖｄｃ^*を生成する。

　制限部７２５は直流電圧指令値Ｖｄｃ^*を入力し、これが所望の範囲内にある場合には係数εとして値１を出力する。直流電圧指令値Ｖｄｃ^*が所望の範囲よりも小さい場合、偏差ΔＫが負であれば係数εとして値０が採用され、偏差ΔＫが正であれば係数εとして値１が採用される。直流電圧指令値Ｖｄｃ^*が所望の範囲よりも大きい場合、偏差ΔＫが負であれば係数εとして値１が採用され、偏差ΔＫが正であれば係数εとして値０が採用される。このようにして、直流電圧指令値Ｖｄｃ^*と変調率Ｋｓとが負の相関関係にあることを用いて、積分部７２４での積分値が大きくなりすぎることが制限される。

　図３は電源電圧が瞬間的に４００Ｖから３４０Ｖへと低下し、その後に復帰した場合の、図２に示された構成の各部の動作を示すグラフである。ここでは瞬時電圧低下が発生した時刻、及び復帰した時刻を、それぞれ時刻ｔ０，ｔ１で示している。

　但し、定常状態においてはｄ軸電流指令値Ｉｄ^*が負である場合を考慮し、グラフではｄ軸電流指令値Ｉｄ^*及びｄ軸電流Ｉｄのそれぞれの符号を変えた値－Ｉｄ^*，－Ｉｄを示している。

　時刻ｔ０において瞬時電圧低下が発生したことにより、ｄ軸電流Ｉｄの絶対値は瞬間的に低下する（図３三段目のグラフ参照：時刻ｔ０における値－Ｉｄの変動は急激であって、グラフでは下向きの線として示されている）。

　かかるｄ軸電流Ｉｄの変動はＰＩ制御部７０４が出力するｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*の急峻な低下を招く（図３四段目のグラフ）。ＰＩ制御部７０４での演算は積分項を有しているため積分項による値ｓ２はなだらかに低下する。しかし通常、ＰＩ制御部７０４での積分項の影響は小さく、比例項の影響が大きいため、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*は上述のようにｄ軸電流Ｉｄの変動を大きく受ける。

　ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*の急峻な低下は電圧Ｖｉの急峻な低下を招き、これよりも直流電圧Ｖｄｃの低下が緩慢であるため、変調率Ｋｓは急激に低下する（図３一段目のグラフ）。その後に直流電圧Ｖｄｃも低下することにより（図３二段目のグラフ）、変調率Ｋｓは上昇する（図３一段目のグラフ）。

　変調率の指令値Ｋｓ^*に対して変調率Ｋｓは低下するため、偏差ΔＫは負となり、積分部７２４の機能によって直流電圧指令値Ｖｄｃ^*も徐々に低下する。但し時刻ｔ０の直後では直流電圧指令値Ｖｄｃ^*の方が、直流電圧Ｖｄｃよりも下がる速度が遅いため、偏差ΔＶｄｃは正に振れ、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*は低下（値－Ｉｄ^*は上昇）する。しかしその後、直流電圧指令値Ｖｄｃ^*も減少するため、偏差ΔＶｄｃは小さくなる（図３二段目参照）。

　時刻ｔ１で電源が復帰すると、直流電圧Ｖｄｃは電源電圧のピーク値である５６５Ｖ程度に充電される。しかし直流電圧指令値Ｖｄｃ^*は積分部７２４における積分演算によって増大するため、その増大速度は遅い。よって偏差ΔＶｄｃは時刻ｔ１において急激に負となる。

　これにより、ＰＩ制御部７０２が出力するｄ軸電流指令値Ｉｄ^*は急激に増大し（値－Ｉｄ^*は減少）、電流偏差ΔＩｄが正となる。よってＰＩ制御部７０４が出力するｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*が増加する。上述のようにＰＩ制御部７０４での積分項の影響は小さく、比例項の影響が大きいため、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*は急激に増大する。

　これにより電圧ｖｉが急上昇し、変調率Ｋｓは上限値１に到達する。なおコンバータ３は直流電圧Ｖｄｃに対する降圧形変換器として動作するため、整流器モードで動作して変調率Ｋsが最大値１を採る。これにより偏差ΔＫは正となる。

　偏差ΔＫが正となることで積分部７２４での積分演算により、直流電圧指令値Ｖｄｃ^*は緩慢に上昇し、やがて時刻ｔ２において直流電圧Ｖｄｃと一致する。同様にして時刻ｔ１～ｔ２においてはＰＩ制御部７０２における偏差ΔＶｄｃ（＜０）の積分動作により、積分項による値ｓ１はなだらかに低下する。但し時刻ｔ２の後も直流電圧指令値Ｖｄｃ^*は上昇し続けるので、時刻ｔ２以降に偏差ΔＶｄｃは正となり、値ｓ１はなだらかに上昇する。

　直流電圧指令値Ｖｄｃ^*の緩慢な増大により、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*は緩慢に減少し（値－Ｉｄ^*は増大）、時刻ｔ３においてｄ軸電流Ｉｄと一致する。つまり時刻ｔ３まではＰＩ制御部７０４の積分項による値ｓ２はなだらかに増大し続け、その後は減少する。但し、上述のようにＰＩ制御部７０４の積分項の影響は小さいので、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*が極大値を採るタイミングは値ｓ２が極大値を採る時刻ｔ３よりも早い。

　時刻ｔ３において偏差ΔＩｄが零となっても、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*が電源電圧４００Ｖを下回らない限り、上述のようにコンバータ３は整流器モードで動作して変調率Ｋsが最大値が１を採り続ける。よって偏差ΔＫは正であり、積分部７２４の機能によって直流電圧指令値Ｖｄｃ^*が増大し続け、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*は緩慢に減少し続ける（値－Ｉd^*は増大し続ける）。

　時刻ｔ４においてｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*が４００Ｖを下回ると、コンバータ３は整流器モードから通常のコンバータの動作へと復帰する。これにより直流電圧Ｖｄｃにオーバーシュートが発生し、変調率Ｋｓにアンダーシュートが発生する。また値－Ｉｄ^*が低下する（ｄ電流指令値Ｉｄ^*が上昇する）ので、値－Ｉｄ^*は図３においてオーバーシュートとして描かれている。また直流電圧Ｖｄｃが定常状態に復帰する間、値ｓ１にもオーバーシュートが発生する。

　この後、時刻ｔ５において各部の動作は安定する。

　（ｂ－２）第１の実施の形態にかかるコンバータの制御方法．
　図４は、図１のコンバータ波形制御部７として採用可能な第１の実施の形態にかかるコンバータ波形制御部の構成を示す回路図である。当該構成ではスイッチング制御信号Ｇｃｎｖとしてスイッチング制御信号Ｇ１が出力される。

　本実施の形態にかかるコンバータ波形制御部で採用される加減算器７０１，７０３，７０５、ＰＩ制御部７０２，７０４，７０６、相変換部７０７、位相演算部７０８、ＰＷＭ制御部７０９は、図２に示されたものが採用される。

　当該構成では、図２に示された加減算器７２１、比例演算部７２２、乗算部７２３、積分器７２４、制限部７２５に代えて、電圧指令値演算部７１０を採用している。

　電圧指令値演算部７１０は、ＰＩ制御部７０４から出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*に基づいて、直流電圧指令値Ｖｄｃ^*を生成し、これを加減算器７０１に与える。このように直流電圧指令値Ｖｄｃ^*の生成は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*に基づいており、電源位相を必要とするものの、多相電源の電圧自体を必要としない。よって多相電源の電圧を検出するための回路構成は不要となり、寸法や製造コストを抑制しながらも直流電圧Ｖｄｃを制御し、入力電力の力率を向上させやすくなる。

　特にｑ電流Ｉｑを零とする制御を行えば、すくなくともリアクトル群２の抵抗成分ｒと、ｄ軸電流Ｉｄとの積ｒ・Ｉｄを、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*から差し引いた値（Ｖｄ^*－ｒ・Ｉｄ）に基づいて、直流電圧指令値Ｖｄｃ^*を決定することが望ましい。値（Ｖｄ^*－ｒ・Ｉｄ）は、上記のｄ軸の定義上、定常状態では電源電圧の推定値となり、電源電圧を実測することなく実質的に電源電圧に基づいた直流電圧Ｖｄｃの制御が実現できるからである。この場合、抵抗成分ｒの値は電圧指令値演算部７１０に記憶され、あるいは外部から入力されることが望ましい。またｄ軸電流Ｉｄは相変換部７０７から得ることができる。

　これを数式を用いてより詳細に示せば、簡単のためにＬｄ＝Ｌｑ＝Ｌとし、電源電圧Ｖｓ、微分演算子ｓを導入して、一般にＶｄ＝Ｖｓ＋（Ｌｓ＋ｒ）Ｉｄ－ωＬ・Ｉｑ、Ｖｑ＝（Ｌｓ＋ｒ）Ｉｑ＋ωＬ・Ｉｄが成立する。第１の式にＩｑ＝０（ｑ電流Ｉｑを零とする）を代入し、定常状態では微分演算子ｓによる演算結果が零となることから、Ｖｄ＝Ｖｓ＋ｒ・Ｉｄが得られ、Ｖｓ＝Ｖｄ－ｒ・Ｉｄが成立する。本実施の形態ではｄ軸電圧Ｖｄ、電源電圧Ｖｓは測定しないので、ｄ軸電圧Ｖｄに代えてｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*を用いて値（Ｖｄ^*－ｒ・Ｉｄ）を電源電圧Ｖｓの推定値として扱う。

　なお、少なくとも積ｒ・Ｉｄを、コンバータ３への入力電圧Ｖｉ（あるはその推定値）から差し引いた値（Ｖｉ－ｒ・Ｉｄ）に基づいて、直流電圧指令値Ｖｄｃ^*を決定してもよい。特に位相差Ψが小さい場合に電源電圧Ｖｓは電圧Ｖｉとほぼ等しくなるので、このような決定を行うこともできる。

　直流電圧指令値Ｖｄｃ^*の決定には積分要素を含むフードバックループが排除されることが望ましい。この場合には瞬停／復帰に伴って当該決定が遅延することがない。よって当該遅延に基づいた直流電圧Ｖｄｃのオーバーシュートの発生を回避できる。

　図５は電源電圧が瞬間的に４００Ｖから３４０Ｖへと低下し、その後に復帰した場合の、図４に示された構成の各部の動作を示すグラフである。図３と同様にして、瞬時電圧低下が発生した時刻、及び復帰した時刻を、それぞれ時刻ｔ０，ｔ１で示している。

　ここでは直流電圧指令値Ｖｄｃ^*を、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*に所定の係数を乗じ、変調率Ｋｓが図３に示された場合と等しくなるように設定した場合を示した。

　（ｂ－１）で説明された動作とは異なり、積分部７２４における積分動作がなく、時刻ｔ１の後、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*及び直流電圧指令値Ｖｄｃ^*は急峻に変化する。よって図３の時刻ｔ１～ｔ４で見られたｄ軸電流指令値Ｉd^*の減少（値－Ｉd^*の増大）が生じる期間は極めて短い。よって変調率Ｋｓにアンダーシュートが発生することもなく、時刻ｔ６において各部の動作が安定する。

　（ｂ－３）第２の実施の形態にかかるコンバータの制御方法．
　図６は、図１のコンバータ波形制御部７として採用可能な第２の実施の形態にかかる構成を示す回路図である。当該構成ではスイッチング制御信号Ｇｃｎｖとしてスイッチング制御信号Ｇ２が出力される。

　第２の実施の形態で採用される構成は、第１の実施の形態で採用される構成に対して、電圧制御部７１１，７１３及び加算器７１２，７１４を追加している。

　電圧制御部７１１はｄ軸電流指令値Ｉｄ^*と、リアクトル群２のｄ軸インダクタンスＬｄと、電源電圧の角周波数ωとの積ωＬｄ・Ｉｄ^*を加算器７１２に出力する。電圧制御部７１３はｑ軸電流指令値Ｉｑ^*と、リアクトル群２のｑ軸インダクタンスＬｑと、角周波数ωとの積ωＬｑ・Ｉｑ^*を加算器７１４に出力する。ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑはそれぞれ、リアクトル群２のインダクタンスをｄ軸－ｑ軸座標系に変換したものである。但しリアクトル群２を構成するリアクトルの各々の値は互いに等しいとした。

　また角周波数ωは電源周波数ｆから求められる（ω＝２πｆ）。電源周波数ｆの値は電圧指令値演算部７１０に記憶され、あるいは外部から入力（ゼロクロス信号φｒｓから算出）されることが望ましい。角周波数ωの電圧制御部７１１，７１３への入力は、図面の繁雑を避けるために省略した。

　加算器７１２はＰＩ制御部７０４の出力に積ωＬｄ・Ｉｄ^*を加算し、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*を生成する。加算器７１４はＰＩ制御部７０６の出力に積ωＬｑ・Ｉｑ^*を加算し、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*を生成する。換言すれば、電圧制御部７１１，７１３及び加算器７１２，７１４はリアクトル群２に起因した干渉項を補償する機能を有している。かかる干渉項の補償自体については周知の技術であるので、詳細な説明は省略する。

　（ｂ－４）第３の実施の形態にかかるコンバータの制御方法．
　図７は図１のコンバータ波形制御部７として採用可能な第３の実施の形態にかかる構成を示す回路図である。当該構成ではスイッチング制御信号Ｇｃｎｖとしてスイッチング制御信号Ｇ３が出力される。

　第３の実施の形態で採用される構成は、第２の実施の形態で採用される構成に対して、電圧指令値演算部７１０において、直流電圧指令値Ｖｄｃ^*をｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*からではなく、ＰＷＭ制御部７０９で電圧Ｖｉをここでは√（Ｖｄ^*2＋Ｖｑ^*2）として推定された推定値を採用する点で異なっている。

　もちろん、本実施の形態においても第１の実施の形態と同様に、電圧制御部７１１，７１３及び加算器７１２，７１４を省略してもよい。

　また、電源電圧Ｖｓ（の推定値）と電圧Ｖｉとの間には上述の位相差Ψが存在することに鑑みて、電圧Ｖｉの推定をＶｓ／cosΨで求めても良い。

　Ｃ：電圧指令値演算部７１０の動作．
　具体的には、直流電圧指令値Ｖｄｃ^*は、以下のようにして設定することができる。

　（ｃ－１）比例計算．
　例えば直流電圧指令値Ｖｄｃ^*としてｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*と定数√２・Ｋ１の積を採用する。この場合、定数Ｋ１は無負荷（Ｉｄ＝０）の場合の昇圧率に相当し、電源電圧が変動しても当該昇圧率を一定に保つことができる。

　あるいは直流電圧指令値Ｖｄｃ^*としてコンバータ３に入力する多相電圧の推定値Ｖｉと定数√２・Ｋ１の積を採用する。この場合、定数Ｋ１は変調率Ｋｓに相当し、電源電圧が変動しても変調率Ｋｓを一定に保つことができる。

　但し、実際には直流電圧指令値Ｖｄｃ^*に上限／下限を設けることが望ましい。図８は電圧指令値演算部７１０の構成を例示するブロック図であり、図９は直流電圧指令値Ｖｄｃ^*と電源電圧との関係を示すグラフである。

　比例計算部７１０ａはｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*を入力し、これと定数√２・Ｋ１との積をリミッタ７１０ｂに与える。リミッタ７１０ｂは上記の積を下限値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ及び上限値Ｖｄｃ＿ｍａｘでスライスし、直流電圧指令値Ｖｄｃ^*として出力する。直流電圧指令値Ｖｄｃ^*が下限値Ｖｄｃ＿ｍｉｎと上限値Ｖｄｃ＿ｍａｘとの間の値を採りうる電源電圧の範囲（Ｖａｃ＿ｍｉｎ～Ｖａｃ＿ｍａｘ）において、昇圧率を一定に保つことができる。

　図８、図９においてｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*をコンバータ３に入力する多相電圧の推定値Ｖｉと読み替えれば、電源電圧の範囲（Ｖａｃ＿ｍｉｎ～Ｖａｃ＿ｍａｘ）において、変調率が一定に保たれることになる。

　（ｃ－２）線形計算．
　例えば直流電圧指令値Ｖｄｃ^*としてｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*と√２との積に定数Ｖ１を加えた値（√２・Ｖｄ^*＋Ｖ１）を採用する。あるいは直流電圧指令値Ｖｄｃ^*としてコンバータ３に入力する多相電圧の推定値Ｖｉと√２との積に定数Ｖ１を加えた値（√２・Ｖｉ＋Ｖ１）を採用する。

　この場合、定数Ｖ１は直流電圧指令値Ｖｄｃ^*に対しての一定の昇圧を与えることになる。よって、（ｃ－１）で示された比例計算を採用する場合と比較して、電源電圧が変動した場合の直流電圧指令値Ｖｄｃ^*の変動幅を抑制することができる。

　図１０は電圧指令値演算部７１０の構成を例示するブロック図であり、図１１は直流電圧指令値Ｖｄｃ^*と電源電圧との関係を示すグラフである。

　比例計算部７１０ｃはｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*を入力し、これに√２を乗じて加算器７１０ｄに与える。加算器７１０ｄは√２・Ｖｄ^*に定数Ｖ１を加算し、リミッタ７１０ｂに与える。リミッタ７１０ｂは値（√２・Ｖｄ^*＋Ｖ１）を下限値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ及び上限値Ｖｄｃ＿ｍａｘでスライスし、直流電圧指令値Ｖｄｃ^*として出力する。図１０、図１１においてｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*をコンバータ３に入力する多相電圧の推定値Ｖｉと読み替えることもできる。

　あるいは例えば直流電圧指令値Ｖｄｃ^*としてｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*と√２との積に定数Ｖ２を加えた値（√２・Ｖｄ^*＋Ｖ２）をＫ２倍した値を採用する。あるいは直流電圧指令値Ｖｄｃ^*としてコンバータ３に入力する多相電圧の推定値Ｖｉと√２との積に定数Ｖ２を加えた値（√２・Ｖｉ＋Ｖ２）をＫ２倍した値を採用する。

　（√２・Ｖｄ^*＋Ｖ２）×Ｋ２＝√２・Ｖｄ^*×Ｋ２＋Ｖ２×Ｋ２＝√２・Ｖｄ^*×Ｋ１＋Ｖ１と変形できるため、Ｋ１の値を一定にして直流電圧Ｖｄｃの昇圧を抑えつつ、直流電圧Ｖｄｃの変化の幅を小さくできることが判る。これは直流電圧Ｖｄｃが低下した場合、当該低下に伴ってインバータ４の運転領域が満足できなくなるという事態を回避する観点で望ましい。

　図１２は電圧指令値演算部７１０の構成を例示するブロック図であり、図１３は直流電圧指令値Ｖｄｃ^*と電源電圧との関係を示すグラフである。

　比例計算部７１０ｃはｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*を入力し、これに√２を乗じて加算器７１０ｄに与える。加算器７１０ｄは値√２・Ｖｄ^*に定数Ｖ２を加算し、乗算器７１０ｅに与える。乗算器７１０ｅは値（√２・Ｖｄ^*＋Ｖ２）×Ｋ２をリミッタ７１０ｂに与える。リミッタ７１０ｂは値（√２・Ｖｄ^*＋Ｖ２）×Ｋ２を下限値Ｖｄｃ＿ｍｉｎ及び上限値Ｖｄｃ＿ｍａｘでスライスし、直流電圧指令値Ｖｄｃ^*として出力する。図１２、図１３においてｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*をコンバータ３に入力する多相電圧の推定値Ｖｉと読み替えることもできる。

　（ｃ－３）フィルタ処理．
　図１４は電圧指令値演算部７１０の構成を例示するブロック図である。平均値演算部７１０ｆはｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*の所定期間での平均値を求める。比例計算部７１０ｆは当該平均値に定数Ｋ３を乗じて直流電圧指令値Ｖｄｃ^*を出力する。

　図１５は電圧指令値演算部７１０の他の構成を例示するブロック図である。比例計算部７１０ｈはｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*と定数Ｋ４との積を求める。一次遅れ演算部７１０ｉは当該積に対して一次遅れ演算を行う。

　上記二種の構成はいずれもｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*に対するフィルタ処理を行っており、直流電圧指令値Ｖｄｃ^*の高周波変動成分を除去できる。直流電圧指令値Ｖｄｃ^*を決定する電圧指令値演算部７１０の応答を、偏差ΔＶｄｃに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*を求める応答（具体的にはＰＩ制御部７０２，７０４の応答）や、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*を求める応答（具体的にはＰＩ制御部７０６の応答）よりも十分に遅くすることで、過渡応答に対して安定した制御系が構成される。ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*をコンバータ３に入力する多相電圧の推定値Ｖｉに代替してもよい。

　なお、（ｂ－１）で説明されたオーバーシュートやアンダーシュートを回避する観点からは、積分計算を伴って直流電圧指令値Ｖｄｃ^*を求めることは望ましくない。しかしながら電源電圧実効値の検出を必要としないで、電源電圧の変動に応じた直流電圧Ｖｄｃの制御を行うことは可能である。

　Ｄ：インバータ制御
　インバータ制御部８からの指令値Ｊ（図1参照）に応じて、直流電圧指令値Ｖｄ^*の演算を変化させてもよい。具体的には、例えば三相負荷６がモータであり、これを高速回転させる必要がある場合には、インバータ４をかかる必要に対応して駆動することになる。そしてそのような駆動を行う場合、インバータ制御部８はインバータ４に、モータの高速回転用の駆動、例えば電流位相を進めて弱め界磁制御を行わせる。このような高速回転用の駆動をインバータ４に行わせるとき、インバータ制御部８が指令値Ｊを出力し、これによってコンバータ波形制御部７の動作を制御する。

　より具体的には電圧指令値演算部７１０の動作において、上記「Ｃ」で例示した比例計算、線形計算、積分計算のいずれを採用するか、更には比例定数Ｋ1，Ｋ２，Ｖ1，Ｖ２を設定する。

　このようにコンバータ波形制御部７の動作、引いてはコンバータ３の動作を、インバータ制御部８の動作、引いてはインバータ４の動作と連係することにより、モータの高速回転が必要なときのみ、直流電圧Ｖｄｃを高く設定することができる。これにより、通常は直流電圧Ｖｄｃの昇圧を抑えた高効率制御を行い、必要なときのみ高速回転を実現し、以てインバータ運転領域を拡大することができる。

　この発明は詳細に説明されたが、上記した説明は、すべての局面において、例示であって、この発明がそれに限定されるものではない。例示されていない無数の変形例が、この発明の範囲から外れることなく想定され得るものと解される。

Claims

　多相電源（１）から多相電流（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）を入力してスイッチングを行って直流電圧（Ｖｄｃ）を出力するコンバータ（３）において前記直流電圧（Ｖｄｃ）を制御する方法であって、
　前記直流電圧の指令値が直流電圧指令値（Ｖｄｃ^*）であり、
　前記多相電源の電源周波数（ω／２π）で回転する回転座標系において対をなす第１電圧（Ｖｄ）及び第２電圧（Ｖｑ）によって前記コンバータに入力する多相電圧が表され、
　前記第２電圧は前記第１電圧に対して９０度進相であり、
　前記第１電圧及び前記第２電圧の、それぞれに対する指令値が第１電圧指令値（Ｖｄ^*）及び第２電圧指令値（Ｖｑ^*）であって、
　前記直流電圧の前記直流電圧指令値（Ｖｄｃ^*）に対する偏差（ΔＶｄｃ）を求め、
　前記第１電圧指令値及び前記第２電圧指令値とに基づいて前記スイッチングを制御し、
　前記直流電圧指令値は前記第１電圧指令値に基づいて決定される、コンバータの制御方法。
　前記コンバータ（３）に入力する前記多相電圧の電圧（Ｖｉ）の推定値として、前記第１電圧指令値（Ｖｄ^*）の平方と前記第２電圧指令値（Ｖｑ^*）の平方との和の平方根を求めて、前記推定値に基づいて前記直流電圧指令値（Ｖｄｃ^*）が決定される、請求項１記載のコンバータの制御方法。
　前記多相電源（１）と前記コンバータ（３）との間には前記多相電流（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）が流れるリアクトル群（２）が設けられ、
　前記回転座標系において表される前記リアクトル群の抵抗成分（ｒ）と、前記回転座標系において表される前記多相電流の前記第１電圧と同相成分（Ｉｄ）との積（ｒ・Ｉｄ）を、前記第１電圧指令値（Ｖｄ^*）から差し引いて得られた値（Ｖｄ^*－ｒ・Ｉｄ）を、前記多相電源の電圧（Ｖｓ）の推定値として求め、
　前記推定値に基づいて前記直流電圧指令値（Ｖｄｃ^*）が決定される、請求項１記載のコンバータの制御方法。
　前記多相電源（１）と前記コンバータ（３）との間には前記多相電流（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）が流れるリアクトル群（２）が設けられ、
　前記回転座標系において表される前記リアクトル群の抵抗成分（ｒ）と、前記回転座標系において表される前記多相電流の前記第１電圧と同相成分（Ｉｄ）との積を、前記コンバータに入力する前記多相電圧の電圧（Ｖｉ）もしくはその推定値から差し引いた値（Ｖｉ－ｒ・Ｉｄ）を求め、
　前記値に基づいて前記直流電圧指令値（Ｖｄｃ^*）が決定される、請求項１記載のコンバータの制御方法。
　前記第２電圧指令値（Ｖｑ^*）を前記第１電圧指令値（Ｖｄ^*）で除した値の逆正接（Ψ＝tan^-1（Ｖｑ^*／Ｖｄ^*））の余弦値（cosΨ）で、前記他相電源の電圧（Ｖｓ）の推定値を除算して得られた値（Ｖｓ／cosΨ）を、前記コンバータ（３）に入力する前記多相電圧（Ｖｉ）の推定値とし、
　前記推定値に基づいて前記直流電圧指令値（Ｖｄｃ^*）が決定される、請求項１記載のコンバータの制御方法。
　前記直流電圧指令値（Ｖｄｃ^*）の決定には積分要素を含むフードバックループが排除される、請求項１乃至請求項５のいずれか一つに記載のコンバータの制御方法。
　前記直流電圧指令値（Ｖｄｃ^*）の決定には、前記第１電圧指令値又は前記コンバータ（３）に入力する多相電圧（Ｖｉ）の推定値又は前記多相電源の電圧（Ｖｓ）の推定値に対する、線形計算が採用される、請求項１乃至請求項５のいずれか一つに記載のコンバータの制御方法。
　直流電圧（Ｖｄｃ）を入力するインバータ（４）の動作と連係して、前記前掲計算に用いられる定数を設定する、請求項７記載のコンバータの制御方法。
　前記第１電圧指令値（Ｖｄ^*）又は前記コンバータ（３）に入力する多相電圧（Ｖｉ）の推定値又は前記多相電源の電圧（Ｖｓ）の推定値に対するフィルタ処理が含まれる、請求項１乃至請求項５のいずれか一つに記載のコンバータの制御方法。