WO2009157329A1 - スナバ回路付きｄｃ－ｄｃコンバータ - Google Patents

スナバ回路付きｄｃ－ｄｃコンバータ Download PDF

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秀治 高野
守 鶴谷
真義 山本
崇広 川島
繁之 舩曳
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Shimane University NUC
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Sanken Electric Co Ltd
Shimane University NUC
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a DC-DC converter with a snubber circuit comprising a step-up chopper circuit, and more particularly to a DC-DC converter with a snubber circuit applied to an electric vehicle.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a conventional DC-DC converter described in Japanese Patent Laid-Open No. 2006-262601.
  • the step-up DC-DC converter includes a DC power supply Vdc1, transformers T3 and T4, a reactor L3, switches Q1 and Q2, diodes D3 and D4, a smoothing capacitor C1, and a control circuit 100.
  • the transformer T3 is electromagnetically coupled to the primary winding 5a (number of turns np), the winding 5b (number of turns np1) connected in series to the primary winding 5a, the primary winding 5a, and the winding 5b.
  • Secondary winding 5c (number of turns ns).
  • the transformer T4 is configured in the same manner as the transformer T3, and includes a primary winding 6a (number of turns np), a winding winding 6b (number of turns np1) connected in series to the primary winding 6a, a primary winding 6a, and A secondary winding 6c (number of turns ns) that is electromagnetically coupled to the winding 6b is provided.
  • Both ends of the DC power supply Vdc1 are connected between the drain and source of the switch Q1 made of a MOSFET or the like via the primary winding 5a of the transformer T3. Both ends of the DC power supply Vdc1 are connected between the drain and source of the switch Q2 made of a MOSFET or the like via the primary winding 6a of the transformer T4.
  • a connection point between the primary winding 5a of the transformer T3 and the drain of the switch Q1 and the source of the switch Q1 are connected to a first series circuit including a winding 5b of the transformer T3, a diode D3, and a smoothing capacitor C1. ing.
  • a connection point between the primary winding 6a of the transformer T4 and the drain of the switch Q2 and the source of the switch Q2 are connected to a second series circuit including a winding winding 6b of the transformer T4, a diode D4, and a smoothing capacitor C1. ing.
  • a reactor L3 is connected to both ends of a series circuit of the secondary winding 5c of the transformer T3 and the secondary winding 6c of the transformer T4.
  • the control circuit 100 turns on / off the switches Q1 and Q2 with a phase difference of 180 ° based on the output voltage Vo of the smoothing capacitor C1.
  • the current L3i flows according to the law of equal ampere-turn of the transformer, energy is accumulated in the reactor L3, and the same current flows in the secondary winding 6c of the transformer T4. For this reason, a voltage corresponding to the number of turns is induced in the primary winding 6a and the winding winding 6b of the transformer T4.
  • the diode D4 has a current 1 / A of the current Q1i of the switch Q1 Vdc1 plus 6a ⁇ 6b ⁇ D4 ⁇ C1 ⁇ Vdc1 minus. It flows in the route.
  • the current D4i of the diode D4 flows until the time when the switch Q2 is turned on.
  • the output voltage Vo of the smoothing capacitor C1 is the sum of the voltage (input voltage) of the DC power supply Vdc1, the voltage generated in the primary winding 6a of the transformer T4, and the voltage generated in the winding winding 6b of the transformer T4.
  • the voltage generated in the transformer T4 is A ⁇ Vdc1 ⁇ D.
  • Ton is the ON time of the switch Q1.
  • T is a period for switching the switch Q1.
  • the switch Q1 is turned off by the Q1 control signal Q1g from the control circuit 100.
  • the current D3i flows through a path of Vdc1 plus ⁇ 5a ⁇ 5b ⁇ D3 ⁇ C1 ⁇ Vdc1 minus.
  • the switch Q2 is turned on by the Q2 control signal Q2g from the control circuit 100.
  • the current flows along a path of Vdc1 plus ⁇ 6a ⁇ Q2 ⁇ Vdc1 minus.
  • the current Q2i of the switch Q2 increases linearly.
  • a voltage is also generated in the secondary winding 6c of the transformer T4, and a current L3i flows through the reactor L3 while increasing in a path of 6c ⁇ 5c ⁇ L3 ⁇ 6c.
  • the current L3i flows according to the law of equal ampere-turn of the transformer, energy is accumulated in the reactor L3, and the same current also flows in the secondary winding 5c of the transformer T3. For this reason, a voltage corresponding to the number of turns is induced in the primary winding 5a and the winding winding 5b of the transformer T3.
  • the diode D3 has a current 1 / A of the current Q2i of the switch Q2 Vdc1 plus ⁇ 5a ⁇ 5b ⁇ D3 ⁇ C1 ⁇ Vdc1 minus. It flows in the route.
  • the current D3i of the diode D3 flows until the time when the switch Q1 is turned on.
  • the output voltage Vo of the smoothing capacitor C1 is the sum of the voltage (input voltage) of the DC power supply Vdc1, the voltage generated in the primary winding 5a of the transformer T3, and the voltage generated in the winding winding 5b of the transformer T3.
  • a reactor La (not shown) is connected between the primary winding 5a and the winding winding 5b, and a reactor Lb (not shown) is connected between the primary winding 6a and the winding winding 6b.
  • An object of the present invention is to provide a DC-DC converter with a snubber circuit capable of suppressing a recovery loss of a diode and a switching loss when the switch is turned on.
  • the present invention also provides a DC-DC converter with a snubber circuit that can reduce the occurrence of surge voltage and noise and prevent the destruction of elements such as switches.
  • a first invention is a DC-DC converter with a snubber circuit that boosts the voltage of a DC power supply, and is connected to both ends of the DC power supply via a primary winding of a first transformer.
  • Connected to both ends of the second switch a second diode connected to one end of the first switch and one end of the smoothing capacitor, and a second diode connected to one end of the smoothing capacitor.
  • a second series circuit including a second reactor, a winding winding of the second transformer, a third diode, and the smoothing capacitor, one end of the second switch, and the smoothing capacitor.
  • a fourth diode connected to the end, a third reactor connected to both ends of a series circuit in which a secondary winding of the first transformer and a secondary winding of the second transformer are connected in series;
  • a third series circuit composed of a snubber capacitor and a snubber resistor, connected to both ends of the smoothing capacitor, a connection point between the snubber capacitor and the snubber resistor, the first reactor, and a winding winding of the first transformer;
  • a first snubber diode connected to a connection point; a second snubber connected to a connection point between the snubber capacitor and the snubber resistor; and a connection point between the second reactor and the winding winding of the second transformer.
  • a second invention is a DC-DC converter with a snubber circuit that boosts the voltage of a DC power supply, and is connected to both ends of the DC power supply via a primary winding of a first transformer and a first reactor.
  • 1 switch, a second switch connected to both ends of the DC power source via a primary winding of a second transformer and a second reactor, and both ends of a series circuit of the first reactor and the first switch A first series circuit comprising a winding winding of the first transformer, a first diode and a smoothing capacitor connected in series with the primary winding of the first transformer, the first reactor, and the first A second diode connected to a connection point with the switch and one end of the smoothing capacitor; and a first winding of the second transformer connected to both ends of a series circuit of the second reactor and the second switch.
  • a second series circuit composed of a winding winding of the second transformer, a third diode, and the smoothing capacitor connected in series; a connection point between the second reactor and the second switch; and one end of the smoothing capacitor;
  • a third diode connected to both ends of a series circuit in which a secondary winding of the first transformer and a secondary winding of the second transformer are connected in series; and the smoothing
  • a third series circuit composed of a snubber capacitor and a snubber resistor, connected to both ends of the capacitor, a connection point between the snubber capacitor and the snubber resistor, and a connection point between the primary winding and the winding winding of the first transformer.
  • the second snubber diode, the first switch, and the second switch are alternately turned on every half cycle, the first switch is turned off during the ON period of the second switch, and the second switch is turned on. And a control circuit for turning off the on-period of the first switch.
  • the recovery loss of the first, second, third, and fourth diodes and the switching loss when the first and second switches are turned on can be suppressed.
  • a snubber circuit including a snubber capacitor, a snubber resistor, a first snubber diode, and a second snubber diode is provided, surge voltage and noise generation can be reduced, and destruction of elements such as switches can be prevented. . Further, since the voltage of the snubber capacitor is clamped to the output voltage, it is not further discharged.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a conventional DC-DC converter.
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram illustrating the DC-DC converter with a snubber circuit according to the first embodiment.
  • FIGS. 3 (a) to 3 (d) are diagrams illustrating an operation at the time of turning off the diode D1 of the DC-DC converter with a snubber circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a timing chart when the diode D1 is turned off when there is no snubber circuit.
  • FIG. 5 is a timing chart when the diode D1 is turned off when the snubber circuit is provided.
  • FIG. 6 (a) to 6 (d) are diagrams illustrating an operation at the time of turning off the switch Tr1 of the DC-DC converter with a snubber circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a timing chart at the time of turn-off of the switch Tr1 when there is no snubber circuit.
  • FIG. 8 is a timing chart when the switch Tr1 is turned off when the snubber circuit is provided.
  • FIG. 9 is a diagram showing the voltage and current waveforms of the diode D1 when there is no snubber circuit.
  • FIG. 10 is a diagram showing the voltage and current waveforms of the diode D1 when there is a snubber circuit.
  • FIG. 11 is a diagram showing the voltage and current waveforms of the switch Tr1 when there is no snubber circuit.
  • FIG. 12 is a diagram showing the voltage and current waveforms of the switch Tr1 when there is a snubber circuit.
  • FIG. 13 is a circuit configuration diagram illustrating a DC-DC converter with a snubber circuit according to the second embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram showing the DC-DC converter with a snubber circuit of the first embodiment.
  • the DC-DC converter with a snubber circuit shown in FIG. 2 includes a multi-phase translink type boost chopper circuit.
  • the DC-DC converter with a snubber circuit includes a DC power source Vi, a transformer T1 (first transformer), a transformer T2 (second transformer), a reactor Lr1 (first reactor), a reactor Lr2 (second reactor), and a reactor L1 (third Reactor), switch Tr1 (first switch), switch Tr2 (second switch), diodes D1, D2, D3, D4, snubber diode Ds1 (first snubber diode), snubber diode Ds2 (second snubber diode), snubber resistor Rs, snubber capacitor Cs, smoothing capacitor Co, and control circuit 10 are included.
  • the transformer T1 has a primary winding 1a (number of turns n1), a winding winding 1b (number of turns n3), and a secondary winding 1c (number of turns n2) that is electromagnetically coupled to the primary winding 1a.
  • the transformer T2 is configured in the same manner as the transformer T1, and has a primary winding 2a (number of turns n4), a winding winding 2b (number of turns n6), and a secondary winding 2c (number of turns n5) that is electromagnetically coupled to the primary winding 2a. ).
  • Both ends of the DC power source Vi are connected to the primary winding 1a of the transformer T1 and the collector-emitter of the switch Tr1 made of IGBT (insulated gate bipolar transistor). Both ends of the DC power source Vi are connected to the primary winding 2a of the transformer T2 and the collector-emitter of the switch Tr2 made of IGBT.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • a first series circuit comprising a reactor Lr1, a winding 1b of a transformer T1, a diode D1, and a smoothing capacitor Co is connected to both ends of the switch Tr1.
  • a second series circuit including a reactor Lr2, a winding 2b of the transformer T2, a diode D3, and a smoothing capacitor Co.
  • a diode D2 is connected between one end (collector) of the switch Tr1 and one end (positive electrode) of the smoothing capacitor Co.
  • a diode D4 is connected between one end (collector) of the switch Tr2 and one end (positive electrode) of the smoothing capacitor Co.
  • a reactor L1 is connected to both ends of a series circuit in which the secondary winding 1c of the transformer T1 and the secondary winding 2c of the transformer T2 are connected in series.
  • a third series circuit composed of a snubber capacitor Cs and a snubber resistor Rs is connected to both ends of the smoothing capacitor Co.
  • a snubber diode Ds1 is connected to a connection point between the snubber capacitor Cs and the snubber resistor Rs and a connection point between the reactor Lr1 and the winding 1b of the transformer T1.
  • a snubber diode Ds2 is connected to a connection point between the snubber capacitor Cs and the snubber resistor Rs and a connection point between the reactor Lr2 and the winding 2b of the transformer T2.
  • the snubber capacitor Cs, snubber resistor Rs and snubber diodes Ds1, Ds2 constitute a snubber circuit.
  • the control circuit 10 controls the switch Tr2 to be turned on before the switch Tr1 is turned off after the switch Tr1 is turned on, and the switch Tr1 is turned on before the switch Tr2 is turned off. . That is, there is an overlap period in which the switch Tr1 and the switch Tr2 are turned on simultaneously every half cycle.
  • the transformer T1, the reactor Lr1, the diode D1, the diode D2, and the switch Tr1 constitute a first converter
  • the transformer T2, the reactor Lr2, the diode D3, the diode D4, and the switch Tr2 constitute a second converter.
  • the reactor Lr1 is connected between the primary winding 1a and the winding winding 1b of the transformer T1, and the primary of the transformer T2
  • a reactor Lr2 is connected between the winding 2a and the winding 2b. Therefore, recovery loss of the diodes D1 to D4 and switching loss when the switches Tr1 and Tr2 are turned on can be suppressed.
  • the snubber circuit operates and exhibits the surge voltage suppression effect mainly when the diode D1 (the same applies to the diode D3) is turned off and when the switch Tr1 (the same applies to the switch Tr2) is turned off. Therefore, the operation when the diode D1 is turned off and the operation when the switch Tr1 is turned off will be described with reference to the drawings.
  • the diode D1 turned off and in the reverse blocking state is equivalently represented by a capacitor Cd1 in the depletion layer.
  • the mode M1 shown in FIG. 3A when the switch Tr1 is turned on, the current D1i of the diode D1 and the current Lr1i of the reactor Lr1 decrease.
  • the mode M2 shown in FIG. 3B the diode D1 is turned off, and the voltage D1v of the diode D1 rises.
  • the snubber capacitor Cs is connected in parallel with the output voltage Vo with the snubber resistor Rs connected in series.
  • the snubber capacitor Cs is charged up to the output voltage Vo and clamped at that voltage. For this reason, since no further discharge occurs, there is no unnecessary power loss caused by charging / discharging of the snubber capacitor Cs, and the power loss generated in this clamp type snubber circuit is irrelevant to the snubber capacitor Cs. In addition, since there is no time required for charging and discharging, high speed operation is possible.
  • FIG. 4 shows a timing chart when the diode D1 is turned off when there is no snubber circuit. Compared with the case where the snubber circuit of FIG. 4 is not provided, when the snubber circuit of FIG. 5 is provided, the surge voltage generated in the diode D1 is greatly suppressed.
  • the operation when the switch Tr2 is turned off is the same as the operation when the switch Tr1 is turned off.
  • the switch Tr1 is turned on, and a current Tr1i flows through the switch Tr1.
  • mode M2 shown in FIG. 6B the switch Tr1 is turned off, and the voltage Tr1v of the switch Tr1 rises.
  • currents D2i and Csi flow through the path of Vi ⁇ 1a (n1) ⁇ D2 ⁇ Cs ⁇ Rs ⁇ Vi. That is, since the currents D2i and Csi flow into the snubber circuit, the surge voltage is absorbed by the snubber circuit.
  • Fig. 7 shows a timing chart when the switch Tr1 is turned off when there is no snubber circuit. Compared with the case where the snubber circuit of FIG. 7 is not provided, when the snubber circuit of FIG. 8 is provided, the surge voltage generated when the switch Tr1 is turned off is greatly suppressed.
  • FIG. 9 shows the voltage and current waveforms of the diode D1 when there is no snubber circuit.
  • FIG. 10 shows the voltage and current waveforms of the diode D1 when there is a snubber circuit.
  • FIG. 11 shows voltage and current waveforms of the switch Tr1 when there is no snubber circuit.
  • FIG. 12 shows the voltage and current waveforms of the switch Tr1 when there is a snubber circuit. 9 to 12 show the results of operating the circuit in experiments.
  • the peak voltage which was 464 V in the absence of the snubber circuit, is suppressed to 276 V by providing the snubber circuit.
  • the peak voltage is reduced by 88V.
  • the peak voltage which was 320 V in the absence of the snubber circuit, is suppressed to 308 V by providing the snubber circuit.
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing a DC-DC converter with a snubber circuit according to the second embodiment.
  • the reactor Lr1 was connected in series to the winding coil 1b, and the reactor Lr2 was connected in series to the winding coil 2b.
  • the second embodiment is characterized in that the reactor Lr1 is connected in series to the switch Tr1 and the reactor Lr2 is connected in series to the switch Tr2.
  • the configuration of the snubber circuit including the snubber capacitor Cs, the snubber resistor Rs, and the snubber diodes Ds1 and Ds2 is the same as that of the first embodiment shown in FIG.
  • the switch Tr1 is turned on by the gate signal of the switch Tr1 from the control circuit 10. At this time, the current flows along a path of Vi plus ⁇ 1a ⁇ Lr1 ⁇ Tr1 ⁇ Vi minus. For this reason, the current flowing through the primary winding 1a of the transformer T1 increases. At the same time, a voltage is also generated in the secondary winding 1c of the transformer T1, and a current flows through the reactor L1 through a path of 1c ⁇ 2c ⁇ L1 ⁇ 1c.
  • the diode D3 has a current 1 / A of the current of the switch Tr1 as follows: Vi plus ⁇ 2a ⁇ 2b ⁇ D3 ⁇ Co ⁇ Vi minus It flows in the route.
  • the current D3i of the diode D3 flows until the switch Tr2 is turned on.
  • the output voltage Vo of the smoothing capacitor Co is the sum of the voltage (input voltage) of the DC power source Vi, the voltage generated in the primary winding 2a of the transformer T2, and the voltage generated in the winding 2b of the transformer T2.
  • the switch Tr2 is turned off by the gate signal from the control circuit 10, and the collector-emitter voltage of the switch Tr2 rises. Then, first, a current flows through a path of Vi plus ⁇ 2a ⁇ Lr2 ⁇ D4 ⁇ Co ⁇ Vi minus. For this reason, a current flows through the diode D4.
  • the current of the reactor Lr2 is commutated to the diode D3 by the voltage applied to the winding 2b of the transformer T2. For this reason, the current flowing through the diode D3 increases. Along with this, the current of the diode D4 gradually decreases.
  • the diode D4 is turned off. Since the current gradually decreases and the diode D4 is turned off, occurrence of recovery loss in the diode D4 is suppressed.
  • the transformer current is completely commutated to the diode D3, and the current is output only through the diode D3.
  • soot current flows through the path of Vi plus ⁇ 2a ⁇ Lr 2 ⁇ Tr 2 ⁇ Vi minus. For this reason, the current flowing through the primary winding 2a of the transformer T2 increases. At the same time, a voltage is generated in the secondary winding 2c of the transformer T2, and a current flows through the reactor L1 through a path 2c ⁇ L1 ⁇ 1c ⁇ 2c.
  • the diode D1 has a current 1 / A of the current of the switch Tr2 as follows: Vi plus ⁇ 1a ⁇ 1b ⁇ D1 ⁇ Co ⁇ Vi minus It flows in the route. The current of the diode D1 flows until the switch Tr1 is turned on.
  • the output voltage Vo of the smoothing capacitor Co is the sum of the voltage (input voltage) of the DC power source Vi, the voltage generated in the primary winding 1a of the transformer T1, and the voltage generated in the winding winding 1b of the transformer T1.
  • the switch Tr1 is turned off by the gate signal from the control circuit 10, and the collector-emitter voltage of the switch Tr1 rises. Then, first, a current flows through a path of Vi plus ⁇ 1a ⁇ Lr1 ⁇ D2 ⁇ Co ⁇ Vi minus. For this reason, a current flows through the diode D2.
  • the current applied to the reactor Lr1 is commutated to the diode D1 by the voltage applied to the winding 1b of the transformer T1. For this reason, the current flowing through the diode D1 increases. Along with this, the current of the diode D2 gradually decreases.
  • the diode D2 is turned off. Since the current gradually decreases and the diode D2 is turned off, occurrence of recovery loss in the diode D2 is suppressed.
  • the transformer current is completely commutated to the diode D1, and the current is output only through the diode D1.
  • the increase in the current of the switch Tr1 is moderated by the reactor Lr1, and the zero current turn-on operation can be realized.
  • the decrease in the current of the diode D1 also becomes moderate, and the occurrence of recovery loss at the time of turn-off is suppressed.
  • the second embodiment is provided with a snubber circuit including a snubber capacitor Cs, a snubber resistor Rs, a snubber diode Ds1 and a snubber diode Ds2, and therefore FIG. 6 (a) to FIG. 6 of the first embodiment.
  • the second embodiment operates in substantially the same manner as the operation shown in (d). For this reason, the effect similar to the effect of Example 1 is acquired also in Example 2.
  • the present invention can be used for an electric vehicle.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

　サージ電圧やノイズ発生を低減するという課題を解決するために、本発明は、直流電源の電圧Ｖｉを昇圧するスナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータであって、スナバ回路は、平滑コンデンサＣｏの両端に接続されスナバコンデンサＣｓとスナバ抵抗Ｒｓとの直列回路、スナバコンデンサＣｓとスナバ抵抗Ｒｓとの接続点とリアクトルＬｒ１とトランスＴ１の巻き上げ巻線１ｂとの接続点とに接続されたスナバダイオードＤｓ１、スナバコンデンサＣｓとスナバ抵抗Ｒｓとの接続点とリアクトルＬｒ２とトランスＴ２の巻き上げ巻線２ｂとの接続点とに接続されたスナバダイオードＤｓ２から構成される。

Description

スナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータ
　本発明は、昇圧チョッパ回路からなるスナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータに関し、特に電気自動車に適用されるスナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータに関する。
　図１は日本国特開２００６－２６２６０１号公報に記載された従来のＤＣ－ＤＣコンバータの回路構成図である。昇圧型のＤＣ－ＤＣコンバータは、直流電源Ｖｄｃ１、トランスＴ３，Ｔ４、リアクトルＬ３、スイッチＱ１，Ｑ２、ダイオードＤ３，Ｄ４、平滑コンデンサＣ１及び制御回路１００を有する。
　トランスＴ３は、１次巻線５ａ（巻数ｎｐ）と、１次巻線５ａに直列に接続された巻き上げ巻線５ｂ（巻数ｎｐ１）と、１次巻線５ａ及び巻き上げ巻線５ｂに電磁結合する２次巻線５ｃ（巻数ｎｓ）とを有する。トランスＴ４は、トランスＴ３と同一に構成され、１次巻線６ａ（巻数ｎｐ）と、１次巻線６ａに直列に接続された巻き上げ巻線６ｂ（巻数ｎｐ１）と、１次巻線６ａ及び巻き上げ巻線６ｂに電磁結合する２次巻線６ｃ（巻数ｎｓ）とを有する。
　直流電源Ｖｄｃ１の両端にはトランスＴ３の１次巻線５ａを介してＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１のドレイン－ソース間が接続されている。直流電源Ｖｄｃ１の両端にはトランスＴ４の１次巻線６ａを介してＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ２のドレイン－ソース間が接続されている。トランスＴ３の１次巻線５ａとスイッチＱ１のドレインとの接続点とスイッチＱ１のソースとには、トランスＴ３の巻き上げ巻線５ｂとダイオードＤ３と平滑コンデンサＣ１とからなる第１直列回路が接続されている。トランスＴ４の１次巻線６ａとスイッチＱ２のドレインとの接続点とスイッチＱ２のソースとには、トランスＴ４の巻き上げ巻線６ｂとダイオードＤ４と平滑コンデンサＣ１とからなる第２直列回路が接続されている。
　トランスＴ３の２次巻線５ｃとトランスＴ４の２次巻線６ｃとの直列回路の両端には、リアクトルＬ３が接続されている。制御回路１００は、平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏに基づきスイッチＱ１とスイッチＱ２とを１８０°の位相差でオン／オフさせる。
　このように構成された従来のＤＣ－ＤＣコンバータによれば、制御回路１００からのＱ１制御信号Ｑ１ｇによりスイッチＱ１がオンされると、電流は、Ｖｄｃ１プラス→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。このため、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは直線的に増加する。同時に、トランスＴ３の２次巻線５ｃにも電圧が発生し、５ｃ→Ｌ３→６ｃ→５ｃの経路でリアクトルＬ３に電流Ｌ３ｉが流れる。
　電流Ｌ３ｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬ３にエネルギーが蓄積されると共にトランスＴ４の２次巻線６ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ４の１次巻線６ａと巻き上げ巻線６ｂには、巻数に応じた電圧が誘起される。
　また、トランスＴ４の巻き上げ比がＡ＝（ｎｐ＋ｎｐ１）／ｎｐである場合に、ダイオードＤ４には、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉの１／Ａの電流がＶｄｃ１プラス→６ａ→６ｂ→Ｄ４→Ｃ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。ダイオードＤ４の電流Ｄ４ｉはスイッチＱ２をオンする時刻まで流れる。平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏは、直流電源Ｖｄｃ１の電圧（入力電圧）とトランスＴ４の１次巻線６ａに発生する電圧とトランスＴ４の巻き上げ巻線６ｂに発生する電圧との和となる。
　トランスＴ４に発生する電圧は、スイッチＱ１のオンデューティ（Ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔ）がＤである場合、Ａ・Ｖｄｃ１・Ｄである。ＴｏｎはスイッチＱ１のオン時間である。ＴはスイッチＱ１をスイッチングさせる周期である。平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｖｄｃ１（１＋Ａ・Ｄ）となり、オンデューティＤを可変することにより、出力電圧Ｖｏを制御できる。
　次に、制御回路１００からのＱ１制御信号Ｑ１ｇによりスイッチＱ１がオフされる。このとき、Ｖｄｃ１プラス→５ａ→５ｂ→Ｄ３→Ｃ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で電流Ｄ３ｉが流れる。
　次に、制御回路１００からのＱ２制御信号Ｑ２ｇによりスイッチＱ２がオンされる。このとき、電流は、Ｖｄｃ１プラス→６ａ→Ｑ２→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。このため、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉは直線的に増加する。同時に、トランスＴ４の２次巻線６ｃにも電圧が発生し、６ｃ→５ｃ→Ｌ３→６ｃの経路でリアクトルＬ３に電流Ｌ３ｉが増加しながら流れる。
　電流Ｌ３ｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬ３にエネルギーが蓄積されると共にトランスＴ３の２次巻線５ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ３の１次巻線５ａと巻き上げ巻線５ｂには、巻数に応じた電圧が誘起される。
　また、トランスＴ３の巻き上げ比がＡ＝（ｎｐ＋ｎｐ１）／ｎｐである場合に、ダイオードＤ３には、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉの１／Ａの電流がＶｄｃ１プラス→５ａ→５ｂ→Ｄ３→Ｃ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。ダイオードＤ３の電流Ｄ３ｉはスイッチＱ１をオンする時刻まで流れる。平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏは、直流電源Ｖｄｃ１の電圧（入力電圧）とトランスＴ３の１次巻線５ａに発生する電圧とトランスＴ３の巻き上げ巻線５ｂに発生する電圧との和となる。
　このように、図１に示すマルチフェーズ方式トランスリンク型の昇圧チョッパ回路では、独立していた２つの相がトランスで結合されている。このようにすることで、２つ必要であったコアを１つのコアのみで昇圧動作させることができる。
　しかしながら、図１に示すＤＣ－ＤＣコンバータでは、ダイオードＤ３,Ｄ４のリカバリ損失が発生する。また、スイッチＱ１，Ｑ２のターンオン時にスイッチング損失が発生していた。
　そこで、１次巻線５ａと巻き上げ巻線５ｂとの間にリアクトルＬａ（図示せず）を接続し、１次巻線６ａと巻き上げ巻線６ｂとの間にリアクトルＬｂ（図示せず）を接続することにより、ダイオードＤ３,Ｄ４のリカバリ損失を抑制できる。
　しかしながら、ダイオードＤ３,Ｄ４のリカバリ損失を抑制できても、リカバリ損失抑制のために付加されたリアクトルＬａ，Ｌｂとターンオフし逆阻止状態になったダイオードＤ３，Ｄ４の空乏層の静電容量との間で共振が発生し、この共振によりサージ電圧やリンギングが発生する。このため、スイッチ等の素子が破壊したりノイズが発生する。
　本発明の課題は、ダイオードのリカバリ損失とスイッチのターンオン時のスイッチング損失を抑制することができるスナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータを提供する。また、本発明は、サージ電圧やノイズ発生を低減して、スイッチ等の素子の破壊を防止することができるスナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータを提供する。
　前記課題を解決するために、第１の発明は、直流電源の電圧を昇圧するスナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータであって、前記直流電源の両端に第１トランスの１次巻線を介して接続される第１スイッチと、前記直流電源の両端に第２トランスの１次巻線を介して接続される第２スイッチと、前記第１スイッチの両端に接続され、第１リアクトルと前記第１トランスの巻き上げ巻線と第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、前記第１スイッチの一端と前記平滑コンデンサの一端とに接続された第２ダイオードと、前記第２スイッチの両端に接続され、第２リアクトルと前記第２トランスの巻き上げ巻線と第３ダイオードと前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、前記第２スイッチの一端と前記平滑コンデンサの一端とに接続された第４ダイオードと、前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第３リアクトルと、前記平滑コンデンサの両端に接続され、スナバコンデンサとスナバ抵抗とからなる第３直列回路と、前記スナバコンデンサと前記スナバ抵抗との接続点と前記第１リアクトルと前記第１トランスの巻き上げ巻線との接続点とに接続された第１スナバダイオードと、前記スナバコンデンサと前記スナバ抵抗との接続点と前記第２リアクトルと前記第２トランスの巻き上げ巻線との接続点とに接続された第２スナバダイオードと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを１／２周期毎に交互にターンオンさせ、前記第１スイッチを前記第２スイッチのオン期間にターンオフさせ、前記第２スイッチを前記第１スイッチのオン期間にターンオフさせる制御回路とを有する。
　第２の発明は、直流電源の電圧を昇圧するスナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータであって、前記直流電源の両端に第１トランスの１次巻線と第１リアクトルとを介して接続される第１スイッチと、前記直流電源の両端に第２トランスの１次巻線と第２リアクトルとを介して接続される第２スイッチと、前記第１リアクトルと前記第１スイッチとの直列回路の両端に接続され、前記第１トランスの１次巻線に直列に接続された前記第１トランスの巻き上げ巻線と第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、前記第１リアクトルと前記第１スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一端とに接続された第２ダイオードと、前記第２リアクトルと前記第２スイッチとの直列回路の両端に接続され、前記第２トランスの１次巻線に直列に接続された前記第２トランスの巻き上げ巻線と第３ダイオードと前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、前記第２リアクトルと前記第２スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一端とに接続された第４ダイオードと、前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第３リアクトルと、前記平滑コンデンサの両端に接続され、スナバコンデンサとスナバ抵抗とからなる第３直列回路と、前記スナバコンデンサと前記スナバ抵抗との接続点と前記第１トランスの１次巻線と巻き上げ巻線との接続点とに接続された第１スナバダイオードと、前記スナバコンデンサと前記スナバ抵抗との接続点と前記第２トランスの１次巻線と巻き上げ巻線との接続点とに接続された第２スナバダイオードと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを１／２周期毎に交互にターンオンさせ、前記第１スイッチを前記第２スイッチのオン期間にターンオフさせ、前記第２スイッチを前記第１スイッチのオン期間にターンオフさせる制御回路とを有する。
　本発明によれば、第１リアクトル及び第２リアクトルが設けられたので、第１、第２、第３及び第４ダイオードのリカバリ損失と第１及び第２スイッチのターンオン時のスイッチング損失を抑制できる。また、スナバコンデンサとスナバ抵抗と第１スナバダイオードと第２スナバダイオードとからなるスナバ回路が設けられたので、サージ電圧やノイズ発生を低減して、スイッチ等の素子の破壊を防止することができる。また、スナバコンデンサの電圧が出力電圧にクランプされるので、それ以上放電されることがない。このため、不必要なスナバコンデンサの充放電に伴って発生する電力損失がなく、このクランプ型スナバ回路で発生する電力損失はスナバコンデンサに無関係となり、また、充放電に要する時間もないため、高速動作が可能である。
図１は従来のＤＣ－ＤＣコンバータの回路構成図である。 図２は実施例１のスナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータを示す回路構成図である。 図３（ａ）～図３（ｄ）は実施例１のスナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータのダイオードＤ1のターンオフ時の動作を示す図である。 図４はスナバ回路がない場合のダイオードＤ1のターンオフ時のタイミングチャートである。 図５はスナバ回路がある場合のダイオードＤ1のターンオフ時のタイミングチャートである。 図６（ａ）～図６（ｄ）は実施例１のスナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータのスイッチＴr1のターンオフ時の動作を示す図である。 図７はスナバ回路がない場合のスイッチＴr1のターンオフ時のタイミングチャートである。 図８はスナバ回路がある場合のスイッチＴr1のターンオフ時のタイミングチャートである。 図９はスナバ回路がない場合のダイオードＤ1の電圧及び電流の波形を示す図である。 図１０はスナバ回路がある場合のダイオードＤ1の電圧及び電流の波形を示す図である。 図１１はスナバ回路がない場合のスイッチＴr1の電圧及び電流の波形を示す図である。 図１２はスナバ回路がある場合のスイッチＴr1の電圧及び電流の波形を示す図である。 図１３は実施例２のスナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータを示す回路構成図である。
　以下、本発明のスナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータの実施の形態が図面を参照しながら詳細に説明される。
　図２は実施例１のスナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図２に示すスナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータは、マルチフェーズ方式トランスリンク型昇圧チョッパ回路からなる。
　スナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータは、直流電源Ｖi、トランスＴ1（第１トランス）、トランスＴ2（第２トランス）、リアクトルＬr1（第１リアクトル），リアクトルＬr2（第２リアクトル）、リアクトルＬ1（第３リアクトル）、スイッチＴr1（第１スイッチ）、スイッチＴr2（第２スイッチ）、ダイオードＤ1，Ｄ2，Ｄ3，Ｄ4、スナバダイオードＤs1（第１スナバダイオード）、スナバダイオードＤs2（第２スナバダイオード）、スナバ抵抗Ｒs、スナバコンデンサＣs、平滑コンデンサＣo、制御回路１０を有する。
　トランスＴ1は、１次巻線１ａ（巻数ｎ1）と、巻き上げ巻線１ｂ（巻数ｎ3）と、１次巻線１ａに電磁結合する２次巻線１ｃ（巻数ｎ2）とを有する。トランスＴ2は、トランスＴ1と同一に構成され、１次巻線２ａ（巻数ｎ4）と、巻き上げ巻線２ｂ（巻数ｎ6）と、１次巻線２ａに電磁結合する２次巻線２ｃ（巻数ｎ5）とを有する。
　直流電源Ｖiの両端にはトランスＴ1の１次巻線１ａとＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）からなるスイッチＴr1のコレクタ－エミッタ間とが接続されている。直流電源Ｖiの両端にはトランスＴ2の１次巻線２ａとＩＧＢＴからなるスイッチＴr2のコレクタ－エミッタ間とが接続されている。
　スイッチＴr1の両端には、リアクトルＬr1とトランスＴ1の巻き上げ巻線１ｂとダイオードＤ1と平滑コンデンサＣoとからなる第１直列回路が接続されている。スイッチＴr2の両端には、リアクトルＬr2とトランスＴ2の巻き上げ巻線２ｂとダイオードＤ3と平滑コンデンサＣoとからなる第２直列回路が接続されている。
　スイッチＴr1の一端（コレクタ）と平滑コンデンサＣｏの一端（正極）との間にダイオードＤ2が接続されている。スイッチＴr2の一端（コレクタ）と平滑コンデンサＣｏの一端（正極）との間にダイオードＤ4が接続されている。トランスＴ1の２次巻線１ｃとトランスＴ2の２次巻線２ｃとが直列に接続された直列回路の両端にはリアクトルＬ1が接続されている。
　平滑コンデンサＣｏの両端には、スナバコンデンサＣsとスナバ抵抗Ｒsとからなる第３直列回路が接続されている。スナバコンデンサＣsとスナバ抵抗Ｒsとの接続点とリアクトルＬr1とトランスＴ1の巻き上げ巻線１ｂとの接続点とには、スナバダイオードＤs1が接続されている。スナバコンデンサＣsとスナバ抵抗Ｒsとの接続点とリアクトルＬr2とトランスＴ2の巻き上げ巻線２ｂとの接続点とには、スナバダイオードＤs2が接続されている。
　スナバコンデンサＣsとスナバ抵抗ＲsとスナバダイオードＤs1，Ｄs2は、スナバ回路を構成している。
　制御回路１０は、平滑コンデンサＣｏの出力電圧Ｖｏに基づき、スイッチＴr1がターンオンした後にスイッチＴr1がターンオフする前にスイッチＴr2がターンオンし、スイッチＴr2がターンオフする前にスイッチＴr1がターンオンするように制御する。即ち、１／２周期毎にスイッチＴr1とスイッチＴr2とが同時にオンしている重複期間が存在する。
　トランスＴ1とリアクトルＬr1とダイオードＤ1とダイオードＤ2とスイッチＴr1とは第１コンバータを構成し、トランスＴ2とリアクトルＬr2とダイオードＤ3とダイオードＤ4とスイッチＴr2とは第２コンバータを構成している。
　以上のように構成された実施例１のスナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータによれば、トランスＴ1の１次巻線１ａと巻き上げ巻線１ｂとの間にリアクトルＬr1が接続され、トランスＴ2の１次巻線２ａと巻き上げ巻線２ｂとの間にリアクトルＬr2が接続される。従って、ダイオードＤ1～Ｄ4のリカバリ損失とスイッチＴr1,Ｔr2のターンオン時のスイッチング損失を抑制できる。
　ここでは、実施例１のスナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータの特徴であるスナバ回路の動作が説明される。このスナバ回路が動作し、サージ電圧の抑制効果を発揮するのは、主にダイオードＤ1(ダイオードＤ3も同じ)がターンオフする時と、スイッチＴr1(スイッチＴr2も同じ)のターンオフ時である。このため、ダイオードＤ1がターンオフする時の動作と、スイッチＴr1のターンオフ時の動作とが図面を用いて説明される。
　まず、図３及び図５を用いて、ダイオードＤ1がターンオフする時の動作が説明される。なお、ダイオードＤ3がターンオフする時の動作も、ダイオードＤ1がターンオフする時の動作と同様である。
　図３において、ターンオフし逆阻止状態になったダイオードＤ1は空乏層のコンデンサＣd1で等価的に表されている。図３（ａ）に示すモードＭ１では、スイッチＴr1がターンオンすると、ダイオードＤ1の電流Ｄ1iとリアクトルＬr1の電流Ｌr1iが減少する。図３（ｂ）に示すモードＭ２では、ダイオードＤ1がターンオフし、ダイオードＤ1の電圧Ｄ1vが上昇する。
　次に、図３（ｃ）に示すモードＭ３では、スナバコンデンサＣsはスナバ抵抗Ｒsが直列に接続された状態で出力電圧Ｖｏと並列に接続されている。スナバコンデンサＣsは出力電圧Ｖｏまで充電されたままその電圧でクランプされた状態になる。このため、それ以上放電されることがないため、不必要なスナバコンデンサＣsの充放電に伴って発生する電力損失がなく、このクランプ型スナバ回路で発生する電力損失はスナバコンデンサＣsに無関係となり、また、充放電に要する時間もないため、高速動作が可能である。
　そして、ダイオードＤ1のターンオフ時のコンデンサＣd1の電圧Ｖd1が、リアクトルＬr1とコンデンサＣd1との共振により出力電圧Ｖｏと巻き上げ巻線１ｂ(ｎ3)の電圧とを足した電圧以上の電圧になると、スナバダイオードＤs1のカソードがグランドの電位によりも低くなる。このため、スナバダイオードＤs1がオンし、スナバダイオードＤs1に電流Ｄs1iが流れる。共振電流はスナバコンデンサＣsへと流れ込み充電され、サージ電圧はスナバ回路に吸収される。スナバ回路に吸収されたサージ電圧のエネルギーはスナバ抵抗Ｒsを介してグランド側に放出される。このため、スナバコンデンサＣsの放電の際の配線の寄生インダクタンスとの共振は、スナバ抵抗Ｒsによって減衰し、ノイズは発生しない。その後、スナバダイオードＤs1の電流Ｄs1iがゼロになると、状態は図３（ｄ）に示すモードＭ４の状態になり、スイッチＴr1のみがオンしている。
　図４はスナバ回路がない場合のダイオードＤ1のターンオフ時のタイミングチャートを示す。図４のスナバ回路がない場合と比較して、図５のスナバ回路がある場合には、ダイオードＤ1で発生するサージ電圧が大幅に抑制されている。
　次に、スイッチＴr1がターンオフする際に発生する配線の寄生インダクタンスＬｐとスイッチＴr1の寄生容量（図示せず）との間の共振に起因するスイッチＴr1で発生するサージ電圧に対する効果が、図６及び図８を用いて説明される。
　なお、スイッチＴr2がターンオフする時の動作も、スイッチＴr1がターンオフする時の動作と同様である。
　まず、図６（ａ）に示すモードＭ１では、スイッチＴr1がオンし、スイッチＴr1に電流Ｔr1iが流れる。次に、図６（ｂ）に示すモードＭ２では、スイッチＴr1がターンオフし、スイッチＴr1の電圧Ｔr1vが上昇する。すると、Ｖi→１ａ（ｎ1）→Ｄ2→Ｃs→Ｒs→Ｖiの経路で電流Ｄ2i，Ｃsiが流れる。即ち、電流Ｄ2i，Ｃsiはスナバ回路に流れ込むため、サージ電圧はスナバ回路に吸収される。
　次に、図６（ｃ）に示すモードＭ３では、Ｖi→１ａ（ｎ1）→Ｄ2→Ｃs→Ｒs→Ｖiの経路と、Ｖi→１ａ（ｎ1）→Ｄ2→Ｌp→Vo→Ｖiの経路と、Ｖi→１ａ（ｎ1）→Ｌr1→１ｂ（ｎ3）→Ｄ1→Vo→Ｖiの経路とで電流が流れる。
　このときも、スナバ回路に吸収されたサージ電圧のエネルギーはスナバ抵抗Ｒsを介してグランド側に放出される。このため、スナバコンデンサＣsの放電の際の配線の寄生インダクタンスＬpとの共振は、スナバ抵抗Ｒsによって減衰し、ノイズは発生しない。
　図７にスナバ回路がない場合のスイッチＴr1のターンオフ時のタイミングチャートを示す。図７のスナバ回路がない場合と比較して、図８のスナバ回路がある場合には、スイッチＴr1のターンオフ時で発生するサージ電圧が大幅に抑制されている。
　図９はスナバ回路がない場合のダイオードＤ1の電圧及び電流の波形を示す。図１０はスナバ回路がある場合のダイオードＤ1の電圧及び電流の波形を示す。図１１はスナバ回路がない場合のスイッチＴr1の電圧及び電流の波形を示す。図１２はスナバ回路がある場合のスイッチＴr1の電圧及び電流の波形を示す。図９～図１２は、回路を実験で動作させた結果を示している。
　図９と図１０とを比較すると、スナバ回路のない場合に４６４Ｖであったピーク電圧がスナバ回路を設けることで、２７６Ｖまで抑制されている。ダイオードＤ1iについては、ピーク電圧が８８Ｖだけ低減される。図１１と図１２とを比較すると、スナバ回路のない場合に３２０Ｖであったピーク電圧がスナバ回路を設けることで、３０８Ｖまで抑制されている。
　図１３は実施例２のスナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータを示す回路構成図である。実施例１では、リアクトルＬr1が巻き上げ巻線１ｂに直列に接続され、リアクトルＬr2が巻き上げ巻線２ｂに直列に接続されていた。実施例２では、リアクトルＬr1がスイッチＴr1に直列に接続され、リアクトルＬr2がスイッチＴr2に直列に接続されることを特徴とする。
　スナバコンデンサＣsとスナバ抵抗ＲsとスナバダイオードＤs1，Ｄs2とからなるスナバ回路の構成は、図２に示す実施例１の構成と同一であるので、その説明は省略する。
　ここでは、リアクトルＬr1，Ｌr2をスイッチＴr1，Ｔr2に直列に接続したときのスナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータの動作及び効果が説明される。
　まず、制御回路１０からのスイッチＴr1のゲート信号によりスイッチＴr1がオンされる。このとき、電流は、Ｖiプラス→１ａ→Ｌr1→Ｔr1→Ｖiマイナスの経路で流れる。このため、トランスＴ1の１次巻線１ａに流れる電流は増加する。同時に、トランスＴ１の２次巻線１ｃにも電圧が発生し、１ｃ→２ｃ→Ｌ1→１ｃの経路でリアクトルＬ1に電流が流れる。
　この電流は、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬ1にエネルギーが蓄積されると共にトランスＴ2の２次巻線２ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ2の１次巻線２ａと巻き上げ巻線２ｂには、巻数に応じた電圧が誘起される。
　また、トランスＴ2の巻き上げ比がＡ＝（ｎ4＋ｎ6）／ｎ4である場合に、ダイオードＤ3には、スイッチＴr1の電流の１／Ａの電流が、Ｖiプラス→２ａ→２ｂ→Ｄ3→Ｃo→Ｖiマイナスの経路で流れる。このダイオードＤ3の電流Ｄ3iは、スイッチＴr2がオンされる時まで流れる。平滑コンデンサＣoの出力電圧Ｖoは、直流電源Ｖiの電圧（入力電圧）とトランスＴ2の１次巻線２ａに発生する電圧とトランスＴ2の巻き上げ巻線２ｂに発生する電圧との和となる。
　トランスＴ2に発生する電圧は、スイッチＴr1のオンデューティ（Ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔ）がＤである場合に、Ａ・Ｖi・Ｄである。ＴｏｎはスイッチＴr1のオン時間である。ＴはスイッチＴr1をスイッチングさせる周期である。平滑コンデンサＣoの出力電圧Ｖoは、Ｖo＝Ｖi（１＋Ａ・Ｄ）となる。このため、オンデューティＤを可変することにより、出力電圧Ｖoを制御することができる。
　次に、制御回路１０からのゲート信号によりスイッチＴr2がオフしスイッチＴr2のコレクタ－エミッタ間電圧が上昇する。すると、まず、Ｖiプラス→２ａ→Ｌr2→Ｄ4→Ｃo→Ｖiマイナスの経路で電流が流れる。このため、ダイオードＤ4に電流が流れる。
　しかし、トランスＴ2の巻き上げ巻線２ｂにかかる電圧によりリアクトルＬr2の電流がダイオードＤ3に転流してくる。このため、ダイオードＤ3に流れる電流が増加する。これに伴い、ダイオードＤ4の電流は緩やかに減少する。トランスＴ2の１次巻線２ａと巻き上げ巻線２ｂとの電流がダイオードＤ3に転流し終わると、ダイオードＤ4はターンオフする。電流が緩やかに減少してダイオードＤ4がターンオフするため、ダイオードＤ4でのリカバリ損失の発生は抑制される。次に、トランス電流は、ダイオードＤ3に完全に転流し、電流はダイオードＤ3のみを通って出力されている状態である。
　次に、制御回路１０からのスイッチＴr2のゲート信号によりスイッチＴr2がオンすると、トランスＴ2の１次巻線２ａと巻き上げ巻線２ｂとの電流は、ダイオードＤ3からスイッチＴr2へと転流を始める。
　このとき、リアクトルＬr2によって、スイッチＴr2の電流の増加は緩やかになり、ゼロ電流ターンオン動作を実現できる。これに伴ってダイオードＤ3の電流の減少も緩やかになり、ターンオフ時のリカバリ損失の発生が抑制される。
 電流は、Ｖiプラス→２ａ→Ｌr2→Ｔr2→Ｖiマイナスの経路で流れる。このため、トランスＴ2の１次巻線２ａに流れる電流は増加する。同時に、トランスＴ2の２次巻線２ｃにも電圧が発生し、２ｃ→Ｌ1→１ｃ→２ｃの経路でリアクトルＬ1に電流が流れる。
　この電流は、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬ1にエネルギーが蓄積されると共にトランスＴ1の２次巻線１ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ1の１次巻線１ａと巻き上げ巻線１ｂには、巻数に応じた電圧が誘起される。
　また、トランスＴ1の巻き上げ比がＡ＝（ｎ1＋ｎ3）／ｎ1である場合に、ダイオードＤ1には、スイッチＴr2の電流の１／Ａの電流が、Ｖiプラス→１ａ→１ｂ→Ｄ1→Ｃo→Ｖiマイナスの経路で流れる。このダイオードＤ1の電流は、スイッチＴr1がオンされる時まで流れる。平滑コンデンサＣoの出力電圧Ｖoは、直流電源Ｖiの電圧（入力電圧）とトランスＴ1の１次巻線１ａに発生する電圧とトランスＴ1の巻き上げ巻線１ｂに発生する電圧との和となる。
　トランスＴ1に発生する電圧は、スイッチＴr2のオンデューティ（Ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔ）がＤである場合に、Ａ・Ｖi・Ｄである。ＴｏｎはスイッチＴr2のオン時間である。ＴはスイッチＴr2をスイッチングさせる周期である。平滑コンデンサＣoの出力電圧Ｖoは、Ｖo＝Ｖi（１＋Ａ・Ｄ）となる。このため、オンデューティＤを可変することにより、出力電圧Ｖoを制御することができる。
　次に、制御回路１０からのゲート信号によりスイッチＴr1がオフしスイッチＴr1のコレクタ－エミッタ間電圧が上昇する。すると、まず、Ｖiプラス→１ａ→Ｌr1→Ｄ2→Ｃo→Ｖiマイナスの経路で電流が流れる。このため、ダイオードＤ2に電流が流れる。
　しかし、トランスＴ1の巻き上げ巻線１ｂにかかる電圧によりリアクトルＬr1の電流がダイオードＤ1に転流してくる。このため、ダイオードＤ1に流れる電流が増加する。これに伴い、ダイオードＤ2の電流は緩やかに減少する。トランスＴ1の１次巻線１ａと巻き上げ巻線１ｂとの電流がダイオードＤ1に転流し終わると、ダイオードＤ2はターンオフする。電流が緩やかに減少してダイオードＤ2がターンオフするため、ダイオードＤ2でのリカバリ損失の発生は抑制される。そして、トランス電流は、ダイオードＤ1に完全に転流し、電流はダイオードＤ1のみを通って出力されている状態である。
　次に、スイッチＴr1がオンすると、トランスＴ1の１次巻線１ａと巻き上げ巻線１ｂとの電流は、ダイオードＤ1からスイッチＴr1へと転流を始める。
　このとき、リアクトルＬr1によって、スイッチＴr1の電流の増加は緩やかになり、ゼロ電流ターンオン動作を実現できる。これに伴ってダイオードＤ1の電流の減少も緩やかになり、ターンオフ時のリカバリ損失の発生が抑制される。
　また、実施例２も実施例１と同様に、スナバコンデンサＣsとスナバ抵抗ＲsとスナバダイオードＤs1とスナバダイオードＤs2とからなるスナバ回路を設けたので、実施例１の図６（ａ）～図６（ｄ）に示す動作と略同様に実施例２も動作する。このため、実施例２も実施例１の効果と同様な効果が得られる。
　即ち、サージ電圧やノイズ発生を低減して、スイッチ等の素子の破壊を防止することができる。また、スナバコンデンサＣsの電圧が出力電圧にクランプされるので、それ以上放電されることがない。このため、不必要なスナバコンデンサＣsの充放電に伴って発生する電力損失がなく、このクランプ型スナバ回路で発生する電力損失はスナバコンデンサＣsに無関係となり、また、充放電に要する時間もないため、高速動作が可能である。
　本発明は、電気自動車に利用可能である。
Ｖi　直流電源
Ｃo　平滑コンデンサ
Ｔ1，Ｔ2　トランス
Ｔr1，Ｔr2　スイッチ
Ｄ1～Ｄ4　ダイオード
Ｄs1，Ｄs2　スナバダイオード
Ｒo　負荷抵抗
Ｃs　スナバコンデンサ
Ｒs　スナバ抵抗
Ｌ1，Ｌr1，Ｌr2　リアクトル
１ａ，２ａ　１次巻線
１ｂ，２ｂ　巻き上げ巻線
１ｃ，２ｃ　２次巻線
１０　制御回路

Claims (2)

  1. 　直流電源の電圧を昇圧するスナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　前記直流電源の両端に第１トランスの１次巻線を介して接続される第１スイッチと、
    　前記直流電源の両端に第２トランスの１次巻線を介して接続される第２スイッチと、
    　前記第１スイッチの両端に接続され、第１リアクトルと前記第１トランスの巻き上げ巻線と第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、
    　前記第１スイッチの一端と前記平滑コンデンサの一端とに接続された第２ダイオードと、
    　前記第２スイッチの両端に接続され、第２リアクトルと前記第２トランスの巻き上げ巻線と第３ダイオードと前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、
    　前記第２スイッチの一端と前記平滑コンデンサの一端とに接続された第４ダイオードと、
    　前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第３リアクトルと、
    　前記平滑コンデンサの両端に接続され、スナバコンデンサとスナバ抵抗とからなる第３直列回路と、
    　前記スナバコンデンサと前記スナバ抵抗との接続点と前記第１リアクトルと前記第１トランスの巻き上げ巻線との接続点とに接続された第１スナバダイオードと、
    　前記スナバコンデンサと前記スナバ抵抗との接続点と前記第２リアクトルと前記第２トランスの巻き上げ巻線との接続点とに接続された第２スナバダイオードと、
    　前記第１スイッチと前記第２スイッチとを１／２周期毎に交互にターンオンさせ、前記第１スイッチを前記第２スイッチのオン期間にターンオフさせ、前記第２スイッチを前記第１スイッチのオン期間にターンオフさせる制御回路と、
    を有するスナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータ。
  2. 　直流電源の電圧を昇圧するスナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　前記直流電源の両端に第１トランスの１次巻線と第１リアクトルとを介して接続される第１スイッチと、
    　前記直流電源の両端に第２トランスの１次巻線と第２リアクトルとを介して接続される第２スイッチと、
    　前記第１リアクトルと前記第１スイッチとの直列回路の両端に接続され、前記第１トランスの１次巻線に直列に接続された前記第１トランスの巻き上げ巻線と第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、
    　前記第１リアクトルと前記第１スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一端とに接続された第２ダイオードと、
    　前記第２リアクトルと前記第２スイッチとの直列回路の両端に接続され、前記第２トランスの１次巻線に直列に接続された前記第２トランスの巻き上げ巻線と第３ダイオードと前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、
    　前記第２リアクトルと前記第２スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一端とに接続された第４ダイオードと、
    　前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第３リアクトルと、
    　前記平滑コンデンサの両端に接続され、スナバコンデンサとスナバ抵抗とからなる第３直列回路と、
    　前記スナバコンデンサと前記スナバ抵抗との接続点と前記第１トランスの１次巻線と巻き上げ巻線との接続点とに接続された第１スナバダイオードと、
    　前記スナバコンデンサと前記スナバ抵抗との接続点と前記第２トランスの１次巻線と巻き上げ巻線との接続点とに接続された第２スナバダイオードと、
    　前記第１スイッチと前記第２スイッチとを１／２周期毎に交互にターンオンさせ、前記第１スイッチを前記第２スイッチのオン期間にターンオフさせ、前記第２スイッチを前記第１スイッチのオン期間にターンオフさせる制御回路と、
    を有するスナバ回路付きＤＣ－ＤＣコンバータ。
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