WO2010083718A1

WO2010083718A1 - 高效的多用户多元并行传输方法及装置

Info

Publication number: WO2010083718A1
Application number: PCT/CN2009/076351
Authority: WO
Inventors: 马馨睿; 段世平; 肖业平
Original assignee: WOASIS TELECOMM CO Ltd
Current assignee: WOASIS TELECOMM CO Ltd
Priority date: 2009-01-20
Filing date: 2009-12-31
Publication date: 2010-07-29
Anticipated expiration: 2011-07-20
Also published as: CN101515844B; CN101515844A; EP2391020B1; EP2391020A1; EP2391020A4

Description

高效的多用户多元并行传输方法及装置技术领域

本发明涉及一种无线通信系统中的多元并行传输技术，特别是涉及一种结合基于因子图的多元码的多元编码调制传输技术；更进一步说，涉及一种基于以上多元编码调制技术的多用户多元码并行传输方法及装置。背景技术

在带宽和功率都受限的条件下，提高系统的传输效率及可靠性是新一代无线通信系统需要解决的最主要问题之一。

编码调制（Coded Modulat ion)技术自从 ungerboeckl982 年提出 TCM 以来一直是个热门研究领域，由于采用联合信道编码和调制在不展宽频带的前提下获得所需要的编码增益， TCM以及编码调制联合设计一直是通信特别是要求高频谱效率的无线通信中的一个重要研究方向。 Ungerboeck 提出的网格编码调制 TCM在 AWGN信道中，不增加带宽和功率，相同的信息速率下可获得 3 - 6dB 的编码增益。 Ungerboeck同时给出了 AWGN信道下 TCM好码的欧氏空间度量的定义，这与传统上的采用 Ha隱 ing距离作为好码判据不同。同样思想的分组编码调制 BCM是用分组码代替 TCM中的卷积码。

但是， TCM的良好性能主要体现在高斯信道下，而在多径衰落信道下， TCM 性能并不及另一种被广泛采用的编码调制方式 -比特交织编码调制 ( BICM X BICM的原理比较简单，编码后的比特流通过比特交织器，之后再按顺序映射到调制星座点，这里，星座映射采用格雷映射，比特交织器可以精心设计，但采用随机交织器即可保证获得较好性能。 BICM 的优点是： 1、 BICM 追求汉明距的最大化，尽管牺牲了一些欧氏距离特性，但使得码分集数最大，在 Raylei gh 衰落信道下具有高度的鲁棒性； 2、在理想交织时，编码器和调制器分离设计，高度的设计灵活性。当前的绝大多数无线通信系统，如 2G、 3G、 ¾QMAX等系统，均采用了 BICM及在其基础上演进的编码调制方式。当前系统中采用的主流信道码是二元码，比如 turbo码和 LDPC码。当结合高阶调制时，由于编码比特在映射到调制符号时存在比特相关性，因此在解调求取比特似然信息时存在信息的丢失。这是 2元码固有的缺陷，采用比如迭代解调译码等方法，在增加复杂度和处理时延的情况下可部分弥补这一损失。

多天线技术（ MIM0 )作为提高频谱效率、保证传输可靠性的重要手段，近年来在无线通信系统中得到了越来越广泛的应用。 MIM0复用如 V-BLAST 等，发端的每根天线发送独立的数据，收端每根天线的接收数据都是发端同时刻所有数据的叠加，接收端采用某种接收方式可解调数据。这样，随着天线数的增加，信道容量可极大增加。但是，前提是当信道条件良好、 MIM0空间信道相关性很小时才会获得。

1993年， Turbo码的引入引起了信道编码领域革命性的变革，迭代译码成为主流。 1996年， LDPC码被重新发现，在采用软信息迭代的 BP译码算法时能取得比 Turbo码更好的性能。但 LDPC码的编码复杂度较高，而具有快速编码结构的 LDPC码性能并不比 Turbo好。并且，更重要的，这两种码的逼近香农限的优异性能都只有在长码块时才能取得，在短码块、中高码率情况下，结合 Turbo码或 LDPC码的 BICM性能并不令人满意。

二元的 Turbo码和 LDPC码均可用其因子图（factor-graph )来表示，采用二元 BP (置信传播）算法进行译码。而基于因子图的多元码，如多元 LDPC码、多元 LDGM码、多元 RA/ iRA码等，其图结构与二元码相似，不同之处在于不同的路径对应着不同的非 0因子，因子图上的多元码仍可采用 BP算法译码。基于因子图的多元码在中短码块长度时性能优于二元码。

以下用多元码作为基于因子图的多元码的简称。

采用多元码与高阶调制相结合的多元编码调制方式，如参考文献 [3]，接收端只需要求取符号信息而不用求取比特似然信息，因此不存在信息丢失。更进一步的，如参考文献 [4]中所示，将一个多元码编码符号（比如 GF (256)编码符号）映射到 1个调制符号（如 16QAM调制），同时通过 2才艮天线发送，接收端通过每根接收天线处的合成信号直接求取 GF (256)编码符号软信息供多元译码。与 BICM相比，在衰落信道上，由于最佳检测所获得的性能增益能够弥补非比特交织造成的时间分集损失，使得能这种方案具有较低的检测时延而不失最佳性。而且，多元码的汉明距离直接对应于信号序列之间的汉明距离，有利于设计具有良好乘积距离特性的编码调制系统。已有的结果证实，多元码 +高阶调制和多元码 +高阶调制 +多天线的编码调制方案在 AWGN与衰落信道上均具有艮好的性能。

相关的参考技术文献有：

[1] G. Caire, G. Taricco and E. Bigl ier i, "Bit-Interleaved Coded

Modulation, " IEEE Trans. Inf. Theory, VOL. 44, NO. 3, May 1998.

[2] M. C. Davey and D. Mackay, "Low-dens ity parity check codes over GF (q) , " IEEE Commun. Lett. , VOL. 2, PP. 165—167, June 1998.

[3] X. Li, M. R. Soleymani, J. Lodge, and P. S. Guinand, "Good

LDPC codes over GF (q) for bandwidth efficient transmission,"

SPAWC 2003, pp. 95—99, June 2003.

[4] R. Peng and R. -R. Chen, "Design of nonbiliary LDPC codes over

GF (q) for multiple-antenna transmission", MILC0M' 06, Washington

DC, Nov. 2006.

[5] D. Declercq and M. Fossor ier, " Decoding Algorithms for Nonbiliary LDPC Codes over GF (q) " , IEEE Trans. On Comm. Vol. 55, pp.633-643, April 2007. 发明内容

本发明的目的是提供一种无线通信系统中的多用户多元码并行传输方法及装置。

根据本发明第一方面，所提供的多用户多元码并行发送方法包括：对 m路用户数据符号中相应的一路数据符号进行 GF多元编码，以便得到 m路多元符号；对所述 m路多元符号中的每路多元符号对应的多个比特进行分割映射得到多层比特流，从而得到 m个多层比特流；将 m 个多层比特流中的每个多层比特流分别调制映射到相应的星座点上，以便得到用于 m个用户的 L个调制符号，其中

是 m个多层中的第 i个多层；对所述 L个符号进行维度为 N, xL的预编码，输出 N,个符号到相应的 N, 根发射天线端口。才艮据本发明第二方面，所提供的多用户多元码并行发送方法包括以下步骤：

对于 m路用户数据中的第 i 路数据，采用 GF(qi)多元编码，其中 q_i=2^p-,l≤i<m; 将编码之后的元符号对应的 _Pi比特进行分割映射得到层比特流，第 j层包含比特， i≤j≤k ∑_PiJ=_Pi; 将映射到第 j层的 _Pij比特调制映射到星座点，调制星座点数为 _Cij = 2^P ，同一时刻， m个用户数据块经过层映射模块共映射到 L层， L = f c 调制后得到 L个调制符号；对所述 L个符号进行维度为 N, xL的预编码，输出 N_;个符号到相应的根发射天线端口。其中，将编码之后的元符号对应的 _Pi比特进行分割映射得到 k₍层比特流的步骤包括：每一个 q元符号的由比特向量 bA -b_p表示的 p个比特向量按顺序分割为 k层比特流，第 j层的比特流为 b …& , 1< j < k , 分别映射到对应的层上。其中，对于映射到每一层的个比特，选择合适的映射规则将其调制映射到 _Cj = 2^p'维的星座点上。

其中，所述的合适的映射规则包括：

对星座图上的每一个星座点及其所有相邻的星座点乘以所有的 GF( q ) 上的非 0元，计算两者之间的距离；尽量遍历搜索所有可能的映射关系，选择距离最大的一种作为最终的映射规则。才艮据本发明的第三方面，所提供的多用户多元码并行发送装置包括：多个 GF多元编码装置，其每个 GF多元编码装置分别对 m路用户数据符号中相应的一路数据符号进行 GF多元编码，以便得到 m路多元符号；多个多元符号分割及层映射装置，其每个多元符号分割及层映射装置分别接收来自相应的一个 GF多元编码装置的已进行多元编码的 m路多元符号中的一路多元符号，并将该路多元符号对应的多个比特进行分割映射，得到多层比特流，以便得到 m个多层比特流；多个多维调制装置，用来将 m个多层比特流中的每个多层比特流分别调制映射到相应的星座点上，以便得到用于 m个用户的 L个调制符号，其中 L = ,.，是 m个多层中的第 i个多层；

=l

预编码装置，用来对所述 L个符号进行维度为 N_;xL的预编码，并且输出个符号到相应的 N 发射天线端口。其中，每个多元符号分割及层映射装置通过以下方式实现多元符号分割和层映射：每一个多元符号的由比特向量 ₂ · · Λ表示的 p个比特向量按顺序分割为 k层比特流，第 j层的比特流为 b, -b, ， 1< j<k , 分别映射到对应的层上。才艮据本发明第四方面，所提供的多用户多元码并行接收方法包括以下步骤：

接收机经由根接收天线接收 m路用户数据信号中的第 i个用户数据信号，其中 \<i<m 所接收的第 i个用户数据经过同步、均衡等处理之后，信号进入 MO 检测模块进行重叠信号分离、符号软解调等处理，得到 di元的符号似然信台 - 对所述的（li元的符号似然信息进行解（li元符号映射，得到多元译码所需的输入符号似然信息；对所述的输入符号似然信息进行译码，得到元符号；以及将所述 (^元数据符号转换成相应的数据比特。其中，所述 MIMO检测模块在对第 i个用户数据信号进行重叠信号分离、符号软解调等处理，将其余路数据作为干扰处理，仅解调对应的第 i 路信号。才艮据本发明的第五方面，所提供的多用户多元码并行接收装置包括：接收 m路用户数据信号中的第 i个用户数据信号的天线，其中 l≤ ≤m ; 所接收的第 i个用户数据经过同步、均衡等处理的装置；对经过同步、均衡等处理的第 i个用户数据进行重叠信号分离、符号软解调等处理，以得到 di元的符号似然信息的装置；对所述的 qi元的符号似然信息进行解 qi元符号映射，以得到多元译码所需的输入符号似然信息的装置；对所述的输入符号似然信息进行译码，以得到元符号的装置；以及将所述元数据符号转换成相应的数据比特的装置。其中，在多小区多用户多元码并行发送时， m路用户数据符号来自多个小区，发射的 N^ 发射天线由多个小区的天线组合而成。

其中，上述多个 GF多元编码装置分别对多个小区的 m路用户数据符号中相应的一路数据符号进行 GF多元编码，发射的 N_;根发射天线由多个小区的天线组合而成。

此外， 1个用户、 1层数据的情形是本发明最筒单的场景。

而 1个用户、多层数据的情景则是本发明的另一种场景。

使用本发明的上述方法集装置，可以在提高用户数据率的同时，避免小区间干扰，进而增大了系统容量。

下面结合附图对本发明的细节和原理进行详细说明。附图说明

图 1. 是 QCM发送装置的示意图；图 2. 是多元符号分割及层映射的示意图；图 3. 是 16QAM星座图及不同映射规则的示意图；图 4. 是 QCM接收装置的示意图；图 5. 是基于 MIM0+0FDM (A)系统的 QCM发送装置的示意图；图 6. 是基于 MIM0+0FDM (A)系统的 QCM接收装置的示意图。

具体实施方式

MIM0+0F画（A)技术在下一代无线通信系统中扮演着越来越重要的角色，下面将结合基于 MIM0+0FDMA技术的 3GPP LTE系统详细说明本发明的基本原理、数学描述及具体实施方式，

图 1给出了 QCM的发送框架。

设有 m个用户同时发送数据，每个用户对应 1路数据。对于第 i路数据，采用 GF (ad多元编码， & = 2^p' ,l≤i≤m , 将编码之后的 _qi元符号对应的 _Pi 比特进行分割映射得到层比特流，第 j层包含比特， l≤j≤k ∑_PiJ = _Pi (具体的符号分割及层映射方式见图 2 )，将映射到第 j层的比特进行调制映射到星座点，调制星座点数为 = 2 。同一时刻， m 个用户数据块经过层映射模块共映射到 L层， = 调制后得到 L个调制符号，对这

L个符号进行维度为 N x L的预编码，输出 N个符号到相应的根发射天线端口。图 2详细描述了多元符号分割及层映射过程。由表 1的高阶域元素表，每一个 q元符号均可由 p比特向量 bp₂ ·'·ί>_ρ表示 , 夺这 Ρ个比特向量按 1页序分割为 k层比特流，第 j层的比特流为 b b '"b , i≤j≤k , 分别映射到对应的层上。

表 1. 由； 7(Χ) = 1+ ί + Χ⁴生成的 GF(16)元素表

对于映射到每一层的个比特，将其调制映射到 _Cj =2^p'维的星座点上，常规的方法是采用格雷映射，图 3给出了 16QAM的星座图及格雷映射方式。但是，格雷映射仅对于误比特率（BER)是最优的，在这种场景下对于误块率（ BLER )并不是最优的方法，图 3同时给出了另一种更优的映射规则，下面给出这种映射的选择方法。

多元码因子图的校验关系可表示为多个如下的校验方程：

k

(/¾ g)^) ¾)···©(¾(¾¾) = J ;. ® £. =0 (1) ί=1

(1)式中的加法和乘法运算均基于 GF(q) , 表示因子图上相应边的非 0元， £_;表示边上的元素变量，对于校验方程中的任意一条边，假设为 /¾， (1)可简化为:

{h₁ ®E_l)®S =Q→h_l®E_l =S (2) S表示 GF(q)上的任意元素，等效为其他 k-1条边的校验和。对应到信号星座图上看，在发送端对应信号星座图上的某个星座点，由于信道和噪声的影响，在接收端偏移了参考星座点。若所有的相邻星座点乘以/ ¾后得到的结果越远离 S, 则能正确译码的概率就越高。表现在星座图上，即是使得的所有相邻星座点均乘以非 0元素/ ¾后，得到的星座点尽量远离 S, 将这一星座点到 S的距离记为 D，距离越远，则！越大。

定义乘积距离 P£>， PZ)表示为以上所有可能的 D的和，则判别一个映射规则的好坏就是看其乘积距离的大小，若乘积距离越大，则该映射规则下的 QCM方案性能越好。

具体地说，对于映射到某层的比特，选定 ^ =2 维的星座图，比如 =4时，选用 16QAM星座图，下面以图 3的 16QAM星座图为例。

1. 随机给出一种映射规则；

2. 初始化 PD , PD = 0;

3. 对星座图上的每一个星座点及其所有相邻的星座点 s;

( «'£{0，3，12，15}时 '^{0,1} , e{l,2，4，7，8，ll，13，14}时 je{0，l，2} , e {5,6,9,10} 时 je {0,1,2,3} )，乘以所有的 GF16上的非 0元 h_k, 0<k≤l4 ( /¾₅表示 GF16上的零元）， i s具 = T. _k , si ®\ = ( T _k, _k均为映射到星座图上的星座点），计算 ¾与¾之间的距离 ¾， PD+ = D _k

4. 尽量遍历搜索所有可能的映射关系，选择乘积距离最大的一种作为最终的映射规则。

图 4给出了 QCM的接收框架。这里，仅画出了 MIMO检测、译码等相关模块的示意图，其余模块如同步、均衡等模块并未标出。设第 i个用户终端有 N 艮接收天线， l≤i≤m , 每个终端独立工作。以下均对第 i个用户接收进行说明，其余用户的处理过程类似。

经过同步、均衡等处理之后，信号进入 MM)检测模块进行重叠信号分离、符号软解调等操作。 MIM0 检测时，接收机将其余路数据作为干扰处理，仅解调对应的第 i路信号。通过发送端的预编码、干扰预删除，或者通过接收端的干扰抑制等技术，可使得进入 MIM0检测模块的干扰信号影响在可接受的程度。

对于传统的二元编码， MIM0 检测模块需要输出比特似然信息，前面已经提到，这种方法是存在信息丟失的。而对于多元的符号编码，只需要解调输出符号似然信息，不需要进行符号信息到比特信息的转换，因此不存在信息的丟失。在发送端对第 i路数据，采用的是 GF J的多元编码，得到的每个元符号可由 _Pi比特表示，分割映射到了 ^层独立调制映射。在 MIM0检测时，同时处理由同一个元符号经过分割、映射、调制得到的个调制符号，解调输出元的符号似然信息。之后按照发送端的元符号分割及层映射规则进行解元符号映射，可得到多元译码所需要的输入符号似然信息。消除其余用户干扰、多径干扰及其他损失后，某时刻的收发信号可表述为：

X,表示第 i路数据的 fc,层的发送信号向量，表示 N„根接收天线接收的经过处理后的待解调信号向量， H,表示等效的估计得到的多输入多输出信道， N,表示等效的噪声向量。最优的 M 0符号检测算法是最大似然方法，即遍历由个调制信号组合而成的所有可能的重叠信号点 Χ/ ,1≤_;·≤2^ = 2"' = _qi , 求得每个重叠信号点与的欧氏距离 ¾ :

由所有点的欧式距离进而求得符号的似然信息。球译码是一种简状态的检测算法，仅搜索出欧式距离最小的一部分重叠信号点，其复杂度由搜索半径决定。球译码算法总能找到最大似然符号，但不能得到所有符号的准确似然信息。

匪 SE 是另一种低复杂度的检测算法，其准则是最大化信干噪比，由于匪 SE是线性检测算法，性能上有一定损失。

不同的多元译码算法，要求输入不同形式的符号似然信息。釆用 BP 算法或者 FFT-BP算法时，要求输入符号变量所有的归一化符号概率信息。采用 Log-FFT-BP或者最小和（MS ) 算法时，要求输入符号变量的对数似然比信息。当采用扩展的最小和（EMS ) 算法时，只需要输入一部分符号变量的对数似然比信息。

但是，不管采用何种译码算法，输入到译码器的符号似然信息均是基于以上欧式距离 Edj而来。

由于发送端的符号分割及层映射，因此在接收端， MIM0 解调之后的数据需要经过一个反变换，即解多元符号映射，从而得到编码符号对应的符号软信息。

当小区之间具有相互协作、共享用户数据信息的能力时，图 1的 QCM 发送框图中的 m个用户可以来自不同小区。例如对于用户 1的数据，通过 GF (_qi)元编码后映射到 ι , 再与其余的用户数据经过预编码后通过 N,根天线发送， N, ^天线由多个协作小区的天线组合而成，因此，用户 1的 ^ 层数据由多个小区的天线联合发送。这就避免了来自相邻小区的干扰，将原本是邻小区的干扰信号作为了用户有用信号通过相邻基站发送，提高用户数据率的同时避免了小区间干扰，进而增大了系统容量。

图 5、图 6分别给出了基于 MIM0+0F匪 A系统的 QCM发送和接收框架。设即有 2个用户。

对第 1个用户, 令¾ = 16 , ^ = 1 , 因匕每个编码符号含 A = 4

映射到 1层，采用 16QAM调制。

对第 2个用户，令 q₂ = 64 , k₂ = 2 , p₂₁ = 2, p₂₂ = 4，因此每个编码符号含比特信息，映射到 2层，第 1层采用 QPSK调制，第 2层采用 16QAM调制。

调制方式选用本发明提出的最大化乘积距映射，若釆用常规的格雷映射，误块率（BLER )性能会稍有损失。

因此，总的映射层数 L = 3，设发送天线数 N_; = 4，采用 3x 4的预编码矩阵 P , 选用 LTE标准中对应码本的第 0个码字，即 = 0.288675

其中，预编码矩阵 P的第 1列对应第 1个用户的 1层数据，第 2、 3两列分别对应第 2个用户的 2层数据。设系统带宽为 10MHz , 釆用 1024点的 FFT/IFFT₀

2个用户的数据分别经过多元编码、符号分割及层映射、调制之后，到达预编码矩阵 P , 设 3层数据长度各为 N, 经过预编码后，输出 4路 N 长的数据流到各天线端口，在天线端口处映射到相应的物理时频资源并插入导频， IFFT后发射。

设用户终端的接收天线数为 N = N ₂ = 2。对每个用户，信号经过信道后，在接收端经过同步、估计等处理后， 2根天线的接收信号分别做 FFT。

对第 1个用户，对每个子载波的信号进行 16维的 MIM0检测，直接输出多维符号软信息，经过解符号映射后得到 GF (16)的符号似然信息，供多元码译码。

对第 2个用户，对每个子载波的信号进行 64维的 MIM0检测，直接输出多维符号软信息，经过解符号映射后得到 GF (64)的符号似然信息，供多元码译码。

译码可采用 BP, FFT- BP、 Log-FFT-BP, MS、 EMS等译码算法，迭代收敛或达到最大迭代次数后硬判决输出判决符号，最后将判决符号转换到比特输出。

Claims

权利要求书

1、一种多用户多元码并行发送方法，包括：

对 m路用户数据符号中相应的一路数据符号进行 GF多元编码，以便得到 m路多元符号；

对所述 m路多元符号中的每路多元符号对应的多个比特进行分割映射得到多层比特流，从而得到 m个多层比特流；

将 m个多层比特流中的每个多层比特流分别调制映射到相应的星座点上，以便得到用于 m个用户的 L个调制符号，其中 £ = ^. , kiAm个多层中的第 i个多层；

对所述 L个符号进行维度为 Nf X 的预编码，输出 N,个符号到相应的^ 根发射天线端口。

2、一种多用户多元码并行发送方法，包括以下步驟：

对于 m路用户数据中的第 i路数据，采用 GF (qi)多元编码，其中 = 2^p' , \≤i≤m

将编码之后的 q_t元符号对应的 _Pi比特进行分割映射得到 ^层比特流，第 j层包含比特， ι≤_ί≤ ∑_PiJ = _Pi ;

将映射到第 j层的; ¾比特 "S制映射到星座点，调制星座点数为^ = 2 ，同一时刻， m个用户数据块经过层映射模块共映射到 L层， = ，调制后得到 L个调制符号；

对所述 L个符号进行维度为 N_f x 的预编码，输出 N,个符号到相应的^ 根发射天线端口。

3、根据权利要求 1或 2所述的方法，其中对于映射到每一层的 ^个比特，选择合适的映射规则将其调制映射到 _Cj

维的星座点上；

其中选择合适的映射规则包括：

对星座图上的每一个星座点及其所有相邻的星座点乘以所有的 GF ) 上的非 0元，计算两者之间的距离；

尽量遍历搜索所有可能的映射关系，选择距离最大的一种作为最终的映射规则。

多个 GF多元编码装置，其每个 GF多元编码装置分别对 m路用户数据符号中相应的一路数据符号进行 GF多元编码，以便得到 m路多元符号；多个多元符号分割及层映射装置，其每个多元符号分割及层映射装置分别接收来自相应的一个 GF多元编码装置的已进行多元编码的 m路多元符号中的一路多元符号，并将该路多元符号对应的多个比特进行分割映射，得到多层比特流，以便得到 m个多层比特流；

多个多维调制装置，用来将 m个多层比特流中的每个多层比特流分别调制映射到相应的星座点上，以便得到用于 m个用户的 L个调制符号，其中 Z = ¾ , ki是 m个多层中的第 i个多层；

'⁼¹预编码装置，用来对所述 L个符号进行维度为 N_{f X}z的预编码，并且输出 N,个符号到相应的 N^艮发射天线端口。

5、根据权利要求 2或 4所述的并行发送方法、装置，其中在所述方法中，将编码之后的 _qi元符号对应的 _Pi比特进行分割映射得到层比特流的步骤包括：

每一个 Q元符号的由比特向量 v.A表示的 p个比特向量按顺序分割为 k层比特流，第 j层的比特流为 b _t - b j ， l≤_/≤t，分另' J映射到对应的层上；以及在所述装置中，每个多元符号分割及层映射装置通过以下方式实现多元符号分割和层映射：

每一个多元符号的由比特向量 w - b_p表示的 p个比特向量按顺序分割为 k层比特流，第 j层的比特流为 b , - b j , i≤_/≤ 分另¹ J映射到对应的层上。 6、一种多用户多元码并行接收方法，包括以下步骤：

接收机经由 ^根接收天线接收 m路用户数据信号中的第 i个用户数据信号，其中 l≤ ≤ra ;

所接收的第 i个用户数据经过同步、均衡等处理之后，信号进入 MIM0 检测模块进行重叠信号分离、符号软解调等处理，得到元的符号似然信息；

对所述的元的符号似然信息进行解元符号映射，得到多元译码所需的输入符号似然信息；

对所述的输入符号似然信息进行译码，得到元符号；以及

将所述元数据符号转换成相应的数据比特。

7、根据权利要求 6所述的方法，其中所述 MIM0检测模块在对第 i个用户数据信号进行重叠信号分离、符号软解调等处理时，将其余路数据作为干扰处理，仅解调对应的第 i路信号。

8、一种多用户多元码并行接收装置，包括：

接收 m路用户数据信号中的第 i个用户数据信号的天线，其中 l≤ ≤_w ; 所接收的第 i个用户数据经过同步、均衡等处理的装置；

对经过同步、均衡等处理的第 i个用户数据进行重叠信号分离、符号软解调等处理，以得到元的符号似然信息的装置；

对所述的元的符号似然信息进行解元符号映射，以得到多元译码所需的输入符号似然信息的装置；

对所述的输入符号似然信息进行译码，以得到元符号的装置；以及将所述 qi元数据符号转换成相应的数据比特的装置。

9、根据权利要求 1-5任一项所述的发送方法、装置，其中在多小区多用户多元码并行发送时， m路用户数据符号来自多个小区，发射的 ^根发射天线由多个小区的天线组合而成；以及

多个 GF多元编码装置分别对多个小区的 m路用户数据符号中相应的一路数据符号进行 GF多元编码，发射的 N_f根发射天线由多个小区的天线组合而成。

10、根据上述任一项权利要求所述的方法、装置，其中：

1个用户、 1层数据的情形是最简单的场景；以及

1个用户、多层数据的情景是另一种场景。