WO2010093012A1 - 受信装置、通信システム、受信方法及び通信方法 - Google Patents

受信装置、通信システム、受信方法及び通信方法 Download PDF

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稔 窪田
直樹 岡本
博 鈴木
和彦 府川
聡 須山
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    • H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
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    • H04L27/2337—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using temporal properties of the received signal using digital techniques to measure the time between zero-crossings
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    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset

Definitions

  • the present invention relates to a reception device, a communication system, a reception method, and a communication method that receive a modulated wave that has been orthogonally modulated.
  • IQ modulation signals obtained by orthogonally modulating (IQ modulation) such as PSK (Phase Shift Keying) and QAM (Quadrature Shift Amplitude Modulation), etc., from channel-coded bits.
  • PSK Phase Shift Keying
  • QAM Quadrature Shift Amplitude Modulation
  • FIG. 25 is an example of a receiving apparatus that receives a signal subjected to quadrature modulation in single carrier transmission.
  • the receiving device 900 includes a low noise amplification unit 902 (LNA: Low : Noise Amplifier), a frequency conversion unit 903, a filter unit 904, a gain control amplification unit 905, an IQ detection unit 906, an AD conversion unit 907, a demodulation unit Unit 908 and a decoding unit 909, to which an antenna unit 901 is connected.
  • LNA Low noise amplification unit
  • the orthogonally modulated signal received via the antenna unit 901 is amplified by the low noise amplifying unit 902 and then down-converted to a frequency band in which IQ detection can be performed by the frequency converting unit 903.
  • the output signal of the frequency conversion unit 903 is processed by the gain control amplification unit 905 (AGC amplifier) after the harmonics and the out-of-band components are removed by the filter unit 904, and then the signal by the IQ detection unit 906 and the AD conversion unit 907. Is adjusted to an amplitude that is not clipped.
  • the IQ detection unit 906 extracts an in-phase component (real number component) and a quadrature component (imaginary number component) from the output signal of the gain control amplification unit 905.
  • each of the in-phase component signal and the quadrature component signal is converted from an analog signal to a digital signal.
  • the demodulator 908 demaps the in-phase and quadrature component digital signals output from the AD converter 907 and calculates coded bits.
  • the decoding unit 909 performs a decoding process on the encoded bits.
  • the low noise amplification unit 902, the frequency conversion unit 903, the filter unit 904, the gain control amplification unit 905, and the IQ detection unit 906 are analog circuits, and the demodulation unit 908 and the decoding unit 909 are digital circuits.
  • the AD conversion unit 907 performs conversion.
  • the analog circuit of the receiving apparatus 900 described above in order to decode data with high accuracy, it is necessary to amplify the quadrature modulation wave, extract the in-phase / quadrature component, and process it linearly until it is input to the demapping process. There is. In other words, in order to reproduce the signal waveform with as little distortion as possible, an analog circuit having a high linearity and a wide dynamic range is required until it is input to the AD conversion unit 907. Further, the AD converter 907 needs to have a voltage resolution that satisfies a quantization error that can be absorbed by digital processing, and the gain control amplifier 905 has a wide range and high-accuracy gain control so that the AD converter 907 does not clip the signal. Is required.
  • Non-Patent Document 1 is an example in which an analog circuit and a digital circuit are integrated to design an IC in a part having the same function, although the configuration order of each functional part is different from that of the receiving device 900.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a receiving device that enables decoding of a received signal with high accuracy even when sufficient linearity cannot be ensured in an analog circuit of the receiving device. Is to provide etc.
  • the receiving device of the present invention is a receiving device that receives a modulated wave that has been orthogonally modulated, and adds a sine wave to the modulated wave to generate a real zero signal, and An in-phase / quadrature component detection unit that extracts an in-phase component signal and a quadrature component signal from the real zero signal; and a real zero sequence generation unit that generates a real zero sequence that is a sequence of times when the in-phase component signal and the quadrature component signal become zero. And a signal restoration unit for reproducing an in-phase component and a quadrature component from the real zero sequence.
  • the real zero signal generation unit includes a time digital conversion unit that measures a time when the in-phase component signal and the quadrature component signal become zero.
  • the in-phase / quadrature component detection unit includes an amplifying unit for limiting and amplifying the real zero signal.
  • the in-phase / quadrature component detection unit includes an amplifying unit for limiting and amplifying the in-phase component signal and the quadrature component signal extracted from the real zero signal.
  • the receiving apparatus of the present invention further includes a signal strength detection unit that detects the signal strength of the real zero signal, and the in-phase / quadrature component detection unit corrects in-phase component and quadrature component signals based on the signal strength. And a signal correction unit.
  • the receiving apparatus of the present invention receives a multicarrier signal obtained by multicarrier modulation of the modulated wave, and the signal restoration unit restores each subcarrier signal of the multicarrier signal.
  • a communication system is a communication system including a transmission device that transmits a modulated wave that is orthogonally modulated and a reception device that receives a modulated wave transmitted from the transmission device.
  • An in-phase / quadrature component detection unit that extracts an in-phase component signal and a quadrature component signal from a real zero signal to which a sine wave is added, and a real zero that generates a real-zero sequence that is a sequence of times when the in-phase component and the quadrature component become zero.
  • a sequence generation unit and a signal restoration unit that reproduces an in-phase component and a quadrature component from the real zero sequence are provided.
  • the receiving device further includes a real zero signal generation unit that generates a real zero signal by adding a sine wave to the modulated wave.
  • the transmitting device further includes a reference signal adding unit that adds a sine wave to the modulated wave, and the receiving device generates a real zero signal based on the sine wave. It further has a generating part.
  • the receiving method of the present invention is a receiving method for receiving a quadrature-modulated modulated wave, adding a sine wave to the modulated wave to generate a real zero signal, and generating a real-zero signal from the real-zero signal.
  • In-phase / quadrature component detection process for extracting a signal and a quadrature component signal
  • a real-zero sequence generation process for generating a real-zero sequence that is a sequence of times when the in-phase component and the quadrature component become zero, an in-phase component from the real-zero sequence
  • a signal restoration process for reproducing the orthogonal component.
  • the communication method of the present invention is a communication method having a transmission process for transmitting a modulated wave that is orthogonally modulated and a reception process for receiving a modulated wave transmitted from the transmission device, wherein the reception process is performed on the modulated wave.
  • a real zero signal generation process for adding a sine wave to generate a real zero signal
  • an in-phase / quadrature component detection process for extracting an in-phase component signal and a quadrature component signal from the real zero signal
  • the in-phase component and the quadrature component are zero.
  • a real zero sequence generating process for generating a real zero sequence consisting of a predetermined time and a signal restoration process for reproducing an in-phase component and a quadrature component from the real zero sequence.
  • the present invention even when sufficient linearity cannot be ensured in the analog circuit of the receiving apparatus and distortion occurs in the signal waveform, it is possible to suppress deterioration in decoding accuracy of the received signal.
  • a quadrature modulated wave is received and a sine wave is added to the modulated wave to generate a real zero signal.
  • an in-phase component signal and a quadrature component signal are extracted from the real zero signal, a real zero sequence that is a sequence of times at which the in-phase component and the quadrature component signal become zero is generated, and the in-phase component and the quadrature component are generated from the generated real zero sequence.
  • the orthogonal component is reproduced.
  • the time digital conversion unit that measures the time when the in-phase component signal and the quadrature component signal become zero, an analog signal can be obtained with high quantization accuracy even in an analog circuit operating at a low voltage. It can be converted into a digital signal, and power consumption can be reduced.
  • signal amplification can be performed with a low-voltage analog circuit, and the power consumption of the receiving apparatus can be reduced.
  • signal amplification is performed using a low-voltage circuit in a low frequency band such as a baseband by limiter amplification of an in-phase component signal and a quadrature component signal extracted from a real zero signal. Therefore, the amplification factor of the amplifying unit at a high frequency such as a carrier wave frequency can be reduced, and the power consumption of the receiving apparatus can be reduced.
  • the signal intensity of the real zero signal can be detected, and the signals of the in-phase component and the quadrature component can be corrected based on the signal intensity. This makes it possible to reproduce the in-phase component and the quadrature component with high accuracy regardless of the received signal strength, the received signal bandwidth, and the frequency of the sine wave added when generating the real zero signal.
  • a multicarrier signal obtained by multicarrier modulation of a modulated wave is received, and each subcarrier signal of the multicarrier signal is restored.
  • PAPR Peak-to-Average-Power-Ratio
  • the communication system uses a single carrier transmission method for signals that have been subjected to quadrature modulation (IQ modulation) such as PSK (Phase Shift Keying) and QAM (Quadrature Amplitude Modulation).
  • IQ modulation quadrature modulation
  • PSK Phase Shift Keying
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • FIG. 1 is a schematic block diagram illustrating the configuration of the transmission device 100 according to the first embodiment.
  • the transmission apparatus 100 includes an encoding unit 102, a constellation mapping unit 103, a DA conversion unit 104, an orthogonal modulation unit 105, a band filter unit 106, a frequency conversion unit 107, a power amplification unit 108, and a first local A signal generation unit 109 and a second local signal generation unit 110 are provided, and the antenna unit 101 is connected.
  • encoding section 102 performs error correction encoding on data bits that are digital signals input from an apparatus constituting an upper layer (not shown), and outputs the encoded bits to constellation mapping section 103. It is a functional part.
  • the constellation mapping unit 103 is a functional unit that maps the encoded bits input from the encoding unit 102 to an in-phase component (real component, I) and a quadrature component (imaginary component, Q) based on the modulation multilevel number. is there.
  • FIG. 2 shows an example of mapping when the coded bits are modulated by QPSK (modulation multilevel number: 2 bits). For example, when the encoded bit “00” is input from the encoding unit 102, the constellation mapping unit 103 outputs the in-phase component value i1 and the quadrature component value q1 according to the mapping rule of FIG.
  • the DA conversion unit 104 is a functional unit that converts the in-phase component and the quadrature component output from the constellation mapping unit 103 from a digital signal to an analog signal and outputs the analog signal to the quadrature modulation unit 105.
  • the quadrature modulation unit 105 performs quadrature modulation by multiplying the in-phase component and the quadrature component input from the DA conversion unit 104 by the carrier wave input from the first local signal generation unit 109, and the modulated wave is transmitted to the band filter unit 106. Output to. Specifically, the in-phase component value and the quadrature component value are multiplied by the sine wave of the center frequency fb1 generated by the first local signal generator 109, and the sine wave multiplied by the quadrature component value is multiplied by the in-phase component. Is shifted in phase by ⁇ / 2.
  • the quadrature modulation unit 105 generates a modulated wave by adding a signal obtained by multiplying the in-phase component by a sine wave and a signal obtained by multiplying the quadrature component by a sine wave.
  • This fb1 is also called an intermediate frequency (IF).
  • the band filter unit 106 is a functional unit that removes out-of-band radiation from the modulated wave input from the quadrature modulation unit 105, extracts a modulated wave in a desired band including the center frequency, and outputs it to the frequency conversion unit 107.
  • the frequency conversion unit 107 up-converts up to the transmission frequency band of the transmission apparatus 100 by multiplying the sine wave generated by the second local signal generation unit 110 by the modulation wave input from the band filter unit 106. Assuming that the carrier frequency of the transmission signal of the transmission apparatus 100 is fc, the frequency fb2 of the sine wave generated by the second local signal generation unit 110 is fc ⁇ fb1. This fc is also called a radio frequency (RF).
  • the modulated wave output from the frequency conversion unit 107 is amplified by the power amplification unit 108 to the specification transmission power of the transmission apparatus 100 and transmitted via the antenna unit 101.
  • a transmission signal s (t) of the transmission device 100 is expressed by the following expression (1).
  • a (t) is the modulation amplitude
  • ⁇ (t) is the modulation phase.
  • the transmission signal s (t) is displayed by the complex envelope e (t), it can be expressed as the following expression (2).
  • i (t) is an in-phase component value
  • q (t) is a quadrature component value
  • J is an imaginary unit
  • R [x] is the real part of x.
  • FIG. 3 is an example of the spectrum of the orthogonally modulated transmission signal s (t).
  • the transmission signal s (t) is a modulated wave with a bandwidth of ⁇ fm centering on the carrier frequency fc.
  • FIG. 4 is a schematic block diagram showing the configuration of the receiving apparatus 200 in the present embodiment.
  • the receiving apparatus 200 includes a low noise amplification unit 202 (LNA: LowNANoise Amplifier), a band filter unit 203, a gain control amplification unit 204, a real zero signal generation unit 205 (reference signal addition unit), An in-phase / quadrature component detection unit 206, a real zero sequence generation unit 207, a signal restoration unit 208, a demodulation unit 209, and a decoding unit 210 are provided, and an antenna unit 201 is connected thereto.
  • LNA Low noise amplification unit
  • band filter unit 203 includes a band filter 203, a gain control amplification unit 204, a real zero signal generation unit 205 (reference signal addition unit),
  • the low noise amplification unit 202 is a functional unit that amplifies the signal transmitted from the transmission device 100 received via the antenna unit 201 and outputs the amplified signal to the band filter unit 203.
  • the band filter unit 203 is a functional unit that removes a signal outside the desired band from the signals input from the low noise amplification unit 202 and extracts a modulated wave in the desired band.
  • the extracted modulated wave is output to the gain control amplification unit 204.
  • the band filter unit 203 When receiving the transmission signal of the transmission apparatus 100, the band filter unit 203 has a pass bandwidth of 2 ⁇ fm, and extracts a band of fc ⁇ fm centering on the center frequency fc.
  • the gain control amplification unit 204 amplifies the power of the modulated wave input from the band filter unit 203 to a level that can be processed by the real zero signal generation unit 205, and uses the signal power of the sine wave added by the real zero signal generation unit 205.
  • the power of the signal input from the band filter unit is adjusted so as to be small (details will be described later). If the signal output from the gain control amplification unit 204 is r (t), the following equation (3) can be obtained.
  • Ap is a total gain of a desired band from the low noise amplification unit 202 to the gain control amplification unit 204
  • h (t) is a propagation path coefficient between the transmission side and the reception side.
  • the real zero signal generation unit 205 generates a real zero signal by adding a sine wave to the signal input from the gain control amplification unit 204.
  • FIG. 5 is a schematic block diagram illustrating a configuration of the real zero signal generation unit 205.
  • the real zero signal generation unit 205 includes an addition unit 221 and a reference signal generation unit 222.
  • the reference signal generator 222 generates a sine wave ra (t) having a frequency fa.
  • the adder 221 generates a real zero signal rz (t) by adding a sine wave ra (t) to the received signal r (t) output from the gain control amplifier 204.
  • the received signal r (t) is adjusted by the gain control amplification unit 204 so that the maximum value of the complex envelope becomes smaller than the amplitude of the sine wave ra (t).
  • the gain control amplification unit 204 satisfies the following equation (4). To be adjusted.
  • the frequency fa of the sine wave ra (t) is preferably outside the passband of the band filter unit 203. That is, when the pass band of the band filter unit 203 is 2 ⁇ fm, it is preferable to satisfy fa ⁇ fc ⁇ fm and fa> fc + fm. Further, the frequency fa of the sine wave ra (t) may be either fa ⁇ fc or fa> fc with respect to the carrier frequency fc of the reception signal r (t).
  • FIG. 6 shows the spectrum of the real zero signal output from the adder 221 when fa ⁇ fc.
  • the real zero signal rz (t) output from the adder 221 is expressed by the following equation (5).
  • ⁇ a is the phase of the sine wave ra (t).
  • FIG. 7 is a schematic block diagram showing another configuration of the real zero signal generator.
  • the real zero signal generation unit 205-1 in FIG. 7 is different from the real zero signal generation unit 205 in FIG. 5 in that a gain control amplification unit 223 is provided.
  • the gain control amplification unit 223 adjusts the amplitude Au of the sine wave input from the reference signal generation unit 222 based on the signal strength information of the received signal. Specifically, the amplitude Au is adjusted based on Ap ⁇ h (t) so as to satisfy the above-described formula (4).
  • the gain control amplification unit 204 can be removed by setting the control that satisfies the above-described formula (4) only by the gain control amplification unit 223. As a result, the power consumption of the receiving apparatus can be reduced.
  • the received signal strength information is measured by, for example, a propagation path estimation value calculated by propagation path estimation (not shown in the figure), RSSI (Received Signal Strength Indicator, not shown in the figure) provided in the receiving apparatus. Received signal strength etc.
  • FIG. 8 is a schematic block diagram showing the configuration of the in-phase / quadrature component detection unit 206.
  • the in-phase / quadrature component detection unit 206 includes an amplification unit 231, a band filter unit 232, multiplication units 233-1 and 233-2, low-pass filter units 234-1 and 234-2, a signal generation unit 235, A phase shift unit 236 and amplification units 237-1 and 237-2 are provided.
  • the amplifying unit 231 is a functional unit for amplifying the real zero signal input from the real zero signal generating unit 205.
  • FIG. 9 shows a change in the waveform in the complex plane when the real zero signal rz (t) is saturated and amplified.
  • the dotted line indicates the locus of the in-phase / quadrature component when the real zero signal is saturated and amplified by limiter amplification.
  • a black circle is a point where the in-phase component becomes 0 (zero) in the real zero signal.
  • a white circle is a point where the orthogonal component becomes 0 in the real zero signal. That is, the real zero signal rz (t) forms a point (real zero) that becomes zero with respect to the in-phase component and the quadrature component.
  • the in-phase component and the quadrature component of the quadrature-modulated modulated wave are detected using a time at which the in-phase component i (t) and the quadrature component q (t) of the real zero signal cross 0. . Therefore, if the time at which the in-phase component i (t) and the quadrature component q (t) of the real zero signal cross 0 is obtained accurately, the signal waveform may be distorted.
  • the amplifying unit 231 may be an amplifying unit having a narrow linear region, and can reduce power consumption. Furthermore, the amplifying unit 231 can use a limiter amplifying unit that can perform a low voltage operation, and can further reduce the power consumption of the receiving apparatus 200.
  • the band filter unit 232 removes unnecessary harmonics from the real zero signal input from the amplification unit 231 and outputs the result to the multiplication units 233-1 and 233-2.
  • Multiplier 233-1 multiplies the real zero signal output from band filter unit 232 and the sine wave output from signal generator 235.
  • the signal generator 235 down-converts the carrier frequency of the received signal and generates a sine wave having a frequency that can calculate the in-phase component and the quadrature component of the received signal.
  • the receiving apparatus 200 of the present embodiment has a configuration using a zero IF (Low-IF), and the signal generator 235 generates a sine wave having a frequency fc.
  • Multiplying unit 233-2 multiplies the real zero signal output from band filter unit 232 and the sine wave output from phase shift unit 236.
  • the phase shifter 236 shifts the phase of the sine wave output from the signal generator 235 by ⁇ / 2.
  • the low-pass filter unit 234-1 removes unnecessary harmonics from the signal input from the multiplier unit 233-1.
  • the low-pass filter unit 234-2 removes unnecessary harmonics from the signal input from the multiplication unit 233-2.
  • the in-phase component iz (t) and the quadrature component qz (t) output from the in-phase / quadrature component detection unit 206 output from the low-pass filter unit
  • ⁇ a 0 is set for simplification.
  • LPF [x] is the low-pass filter output of x.
  • the amplifying unit 237-1 amplifies the in-phase component iz (t) output from the low-pass filter unit 234-1.
  • the amplifying unit 237-2 amplifies the quadrature component qz (t) output from the low-pass filter unit 234-2.
  • the amplifying unit 237-1 and the amplifying unit 237-2 amplify to the signal amplitude that can calculate the real zero of the in-phase component and the quadrature component.
  • the amplification unit 237-1 and amplification unit 237-2 preferably amplify the in-phase component iz (t) and the quadrature component qz (t) by saturation amplification. Since the amplification units 237-1 and 237-2 perform saturation amplification in a low frequency band (baseband band), the amplification factor of the amplification unit at a high frequency such as a carrier wave frequency can be lowered, so that the power consumption of the receiving apparatus is reduced. Electricity becomes possible.
  • a signal vi (t) obtained by saturation amplification of the in-phase component iz (t) by the amplification unit 237-1 and a signal vq (t) obtained by saturation amplification of the quadrature component qz (t) by the amplification unit 237-2 are expressed by the following equations (9) ), (10).
  • FIG. 10 is a schematic block diagram showing another configuration of the in-phase / quadrature component detection unit.
  • the in-phase / quadrature component detection unit 206-1 includes an amplification unit 271, waveform shaping units 272-1 and 272-2, phase detection units 273-1 and 273-2, and low-pass filter units 234-1 and 234-. 2, a signal generation unit 274, a phase shift unit 236, and amplification units 237-1 and 237-2.
  • the in-phase / quadrature component detection unit 206-1 includes the amplification unit 231, the band filter unit 232, the multiplication units 233-1 and 233-2, the signal generation unit 235, the in-phase / quadrature component detection unit 206 in FIG. Instead, an amplifier 271, waveform shapers 272-1 and 272-2, phase detectors 273-1 and 273-2, and a signal generator 274 are different. Hereinafter, different parts will be mainly described.
  • the amplification unit 271 saturates and amplifies the real zero signal input from the real zero signal generation unit 205.
  • the waveform shaping units 272-1 and 272-2 shape the signal input from the amplification unit 271 and generate a rectangular wave.
  • an inverter circuit (NOT circuit) is used for the waveform shapers 272-1 and 272-2.
  • the signal output from the waveform shaping units 272-1 and 272-2 is u ′ (t)
  • the following equation (12) can be obtained.
  • the output signals of the waveform shaping units 272-1 and 272-2 have a constant amplitude, and the value thereof is 1.
  • the phase is maintained as ⁇ u (t).
  • the rectangular function rect (x) has a period of 2 ⁇ .
  • the phase detection unit 273-1 compares the phase of the signal input from the waveform shaping unit 272-1 with the phase of the signal output from the signal generation unit 274, and in-phase with the signal input from the waveform shaping unit 272-1.
  • the component (I component) is extracted.
  • the signal generator 274 generates a rectangular wave that becomes a reference signal in the phase detectors 273-1 and 273-2.
  • the phase detection unit 273-2 compares the phase of the signal input from the waveform shaping unit 272-2 with the phase of the signal obtained by shifting the reference signal output from the signal generation unit 274 by ⁇ / 2 phase by the phase shift unit 236.
  • the quadrature component (Q component) is extracted from the signal input from the waveform shaping unit 272-2.
  • the phase detectors 273-1 and 273-2 have exclusive OR circuits (Exclusive OR circuits).
  • the low-pass filter unit 234-1 removes unnecessary harmonics from the signal input from the phase detection unit 273-1, and outputs the result to the amplification unit 237-1.
  • the low-pass filter unit 234-2 removes unnecessary harmonics from the signal input from the phase detection unit 273-2, and outputs the result to the amplification unit 237-2.
  • tri (x) is a triangular function with a period of 2 ⁇ composed of positive and negative triangular waves of width ⁇ .
  • the output signal v′i (t) of the low-pass filter unit 234-1 is saturated and amplified by the amplification unit 237-1, and the output signal vi (t) is expressed by the following equation (16).
  • the output signal v′q (t) of the low-pass filter unit 234-2 is saturated and amplified by the amplification unit 237-2, and the output signal vq (t) is expressed by the following equation (17).
  • the real zero sequence generation unit 207 crosses zero when the in-phase component signal vi (t) and the quadrature component signal vq (t) output from the in-phase / quadrature component detection unit 206 become zero.
  • a time series zero crossing series is calculated.
  • the time of a point indicated by a black circle where the in-phase component is 0 (zero) and a point indicated by a white circle where the orthogonal component is 0 are calculated. This operation corresponds to a function equivalent to a function of converting a signal from an analog signal to a digital signal in the prior art.
  • the zero-cross sequence of the in-phase component vi (t) and the zero-cross sequence of the quadrature component vq (t) are sequences that satisfy the following expressions (18) and (19).
  • the in-phase component vi (t) is a signal obtained by saturation amplification of iz (t)
  • the quadrature component vq (t) is a signal obtained by saturation amplification of iq (t).
  • the real zero sequence generation unit 207 outputs the in-phase component zero-cross sequence ⁇ i of the following equation (20) and the orthogonal component zero-cross sequence ⁇ q of the following equation (21).
  • FIG. 11 is a schematic block diagram showing the configuration of the real zero sequence generation unit 207.
  • the real zero sequence generation unit 207 includes a zero cross time calculation unit 241 (also referred to as a time digital conversion unit) and a clock generation unit 242.
  • the zero-cross time calculation unit 241 uses the clock generated by the clock generation unit 242 to obtain the in-phase component and the quadrature component from the in-phase component vi (t) and the quadrature component vq (t) input from the in-phase / quadrature component detection unit 206. The time when it becomes zero is measured and the time is digitally output.
  • FIG. 12 shows an operation in which the real zero sequence generation unit 207 measures a zero cross point.
  • the signal of the in-phase component vi (t) or vq (t) is sampled by the clock (in FIG. 12, the rising point of the clock is the sampling point), and at the sampling point (the point indicated by the circle in FIG. 12)
  • the zero cross point is calculated by estimating the time at which the signal of the in-phase component vi (t) or vq (t) changes from positive to negative (zero cross time, the time of the sampling point indicated by a black circle in FIG. 12). To do. For example, the zero cross time from the reference time is calculated.
  • the clock generated by the clock generator 242 preferably has a high time resolution.
  • a high time resolution clock having a picosecond order time resolution combining a digital control oscillator and a time digital converter can be applied.
  • Such technologies include, for example, ⁇ Staszewski, et al. , Pp. 2278-2291, Dec. 2004 ”.
  • FIG. 13 includes delay units 251-1 to 251 -N, flip-flop units 252-1 to 252 -N + 1, and a zero cross time determination unit 253.
  • the delay units 251-1 to 251-N are connected in series to form a delay line.
  • the delay units 251-1 to 251-N delay the input signal by ⁇ and then output it.
  • inverters NOT circuits
  • the flip-flop units 252-1 to 252-N + 1 are clock signals input from the clock generation unit 242 at the rising timing of the signal input from the in-phase / quadrature component detection unit 206, or some delay units of the clock signal. The value of the signal that passed through is output.
  • D flip-flops can be applied as the flip-flop units 252-1 to 252-N + 1.
  • the zero cross time determination unit 253 determines the time at which the signal input from the in-phase / quadrature component detection unit 206 changes from plus to minus from the signals output from the flip-flop units 252-1 to 252-N + 1.
  • the clock generated by the clock generation unit 242 is input to the delay unit 251-1.
  • the clock output from the delay unit 251-(N ⁇ 1) is input to the delay unit 251 -N.
  • the clock output from the delay unit 251 -N is delayed by N ⁇ from the clock input to the delay unit 251-1.
  • the clock output from (n ⁇ 1) is input.
  • the flip-flop unit 252-n is a point at which the in-phase component vi (t) or the quadrature component vq (t) input from the in-phase / quadrature component detection unit 206 changes (a point at which the in-phase component changes from minus to plus, or from plus to minus.
  • the clock input from the delay unit 251-(n ⁇ 1) is output.
  • the zero cross time determination unit 253 determines how far the edge of the reference clock has advanced in the delay line by the delay units 251-1 to 251-N by the time when the in-phase component vi (t) or the quadrature component vq (t) changes. The zero crossing time is calculated by looking at the figure. Therefore, the zero cross time calculation unit 241 in FIG. 13 can estimate the zero cross time with the time resolution ⁇ .
  • FIG. 14 is a schematic block diagram showing another configuration of the zero-crossing time calculation unit 241.
  • the zero cross time calculation unit 241-1 includes an AD conversion unit 281, a low-pass filter unit 282, and a real zero time determination unit 283.
  • the AD converter 281 converts the in-phase component vi (t) and the quadrature component vq (t) input from the in-phase / quadrature component detector 206 from an analog signal to a digital signal.
  • the amplifying units 237-1 and 237-2 substantially store and amplify the zero-cross waveform of the analog waveform of the low-pass filters 234-1 and 234-2.
  • the in-phase component vi (t) and the quadrature component vq (t) are signals in which the amplitude near level 0 is substantially linearly amplified, and the input range of the AD conversion unit 281 may be narrower than the AD conversion in the prior art. it can.
  • the AD conversion unit 281 is for calculating the time at which the in-phase component vi (t) and the quadrature component vq (t) cross each other, and may be an AD conversion unit that is coarser than the AD conversion in the prior art. Therefore, the power consumption of the receiving device can be reduced.
  • the low-pass filter unit 282 is a digital filter that linearly interpolates the in-phase component and the quadrature component discretized by the AD conversion unit 281 so as to be gentle.
  • the real zero time determination unit 283 calculates the time when the in-phase component and the quadrature component become zero from the signal input from the low-pass filter unit 282.
  • FIG. 15 shows a signal until the output signal of the AD conversion unit 281 is linearly interpolated by the low-pass filter unit 282 and a time series (real zero sequence) at which real zero is obtained is calculated.
  • FIG. 15 shows an example when a signal having an in-phase component is input.
  • the AD conversion unit 281 quantizes the in-phase component vi (t) input from the in-phase / quadrature component detection unit 206 according to the input clock, and outputs an in-phase component value indicated by a black circle in FIG.
  • the low-pass filter unit 282 performs linear interpolation based on the in-phase component value, and outputs an in-phase component value indicated by a white circle in FIG. That is, the stepped waveform shown by the solid line in FIG. 15 is shaped into the waveform shown by the dotted line in FIG.
  • the real zero time determination unit 283 outputs times ti0 and ti1 of in-phase component values close to zero (in-phase component values indicated by hatching in FIG. 15) among the in-phase component values indicated by white circles in FIG.
  • the zero-cross time calculation unit 241-1 uses AD conversion with coarse accuracy, so that the clock generation unit 242 can calculate the zero-cross time with high accuracy even when a relatively low-speed clock such as a crystal oscillator is used. Is possible.
  • FIG. 16 is a schematic block diagram showing the configuration of the signal restoration unit 208. As shown in FIG. 16, the signal restoration unit 208 includes a signal reproduction unit 261 and a low-pass filter unit 262.
  • the low-pass filter unit 262 removes the sine wave component added for the real zero calculation from the in-phase component i ⁇ z (t) and the quadrature component q ⁇ z (t) output from the signal reproduction unit 261, and the phase of the transmission signal
  • the component i (t) and the orthogonal component q (t) are extracted. That is, the component of the frequency fm is removed in the above formulas (15) and (16).
  • the in-phase component i ⁇ z (t) and the quadrature component q ⁇ z (t) are Fourier transformed, and after removing the frequency fm, the inverse Fourier transform is performed. This can also be realized.
  • the demodulator 209 demaps the in-phase and quadrature component digital signals output from the signal restoration unit 208 and calculates channel-coded data bits.
  • the decoding unit 210 performs error decoding correction on the channel-encoded data bits and outputs data bits.
  • the function of adjusting the power or amplitude of the signal is arranged in the previous stage of the real zero signal generation unit 205 (gain control amplification unit 204), but is arranged in the subsequent stage of the real zero signal generation unit 205. May be.
  • this can be realized by providing the amplification unit 231 provided in the in-phase / quadrature component detection unit 206 with a gain control function for adjusting the power or amplitude of the signal. As a result, the degree of nonlinear distortion of the signal can be adjusted.
  • the reference signal generator 222 included in the real zero signal generator 205 and the signal generator 235 included in the in-phase / quadrature component detector 206 perform signal generation separately.
  • the two reference signals can be generated by multiplying the signal output from one signal generator serving as a reference for the two reference signal generators.
  • the reference signal generator 222 and the signal generator 235 be an integer multiple of a predetermined common frequency.
  • a PLL frequency synthesizer Phase Locked Loop
  • a sine wave is added to the modulated wave as a reference signal.
  • the present invention is not limited to this as long as a real zero sequence can be generated.
  • the receiving device when a signal obtained by transmitting a quadrature-modulated signal using a single carrier transmission method is received, the receiving device adds a sine wave to the received signal.
  • a real zero signal is generated, frequency conversion is performed using the generated real zero signal, in-phase / quadrature phase detection is performed, and then in-phase component and phase component are reproduced by time digital conversion. That is, the in-phase component and the phase component are reproduced using the time (real zero) when the in-phase component and the phase component become zero. Therefore, in the analog circuit of the receiving device, even when linearity cannot be maintained and waveform distortion occurs, deterioration of data decoding accuracy can be suppressed. Furthermore, in the communication system of the present embodiment, the analog circuit can be operated at a low voltage, so that power consumption can be kept low.
  • the present invention can also be applied to a multicarrier transmission method such as OFDM (Orthogonal Frequency Domain Multiplexing). is there.
  • OFDM Orthogonal Frequency Domain Multiplexing
  • the output signal of signal restoration section 208 is subjected to FFT processing, and the in-phase component and the quadrature component of the subcarrier signal in which the modulated wave is arranged are extracted from the signal after the FFT processing, and demodulated. Input to the unit 209.
  • the configuration using the zero IF (Low-IF) is described.
  • the configuration is not limited to this, and the received signal such as a superheterodyne method is down-converted to an intermediate frequency (IF).
  • IF intermediate frequency
  • the present invention can also be applied to a method for detecting in-phase / quadrature components.
  • the real zero signal generation unit 205 can be arranged in both RF and IF.
  • the communication system described in the second embodiment is an embodiment in which a modified receiving device is applied from the communication system in the first embodiment.
  • the transmission device in the second embodiment is the same as the transmission device 100 described in the first embodiment.
  • FIG. 17 shows a schematic block diagram of the configuration of the receiving device 800 in the second embodiment.
  • the receiving apparatus 800 includes a low noise amplification unit 202, a band filter unit 203, a gain control amplification unit 204, a real zero signal generation unit 205 (reference signal addition unit), a signal strength detection unit 801, An in-phase / quadrature component detection unit 806, a real zero sequence generation unit 207, a signal restoration unit 208, a demodulation unit 209, and a decoding unit 210 are provided, and an antenna unit 201 is connected thereto.
  • the receiving apparatus 200 of the first embodiment is different from the receiving apparatus 200 in that it includes an in-phase / quadrature component detection unit 806 instead of the in-phase / quadrature component detection unit 206 and further includes a signal strength detection unit 801.
  • an in-phase / quadrature component detection unit 806 instead of the in-phase / quadrature component detection unit 206 and further includes a signal strength detection unit 801.
  • the signal strength detection unit 801 measures the signal strength value of the signal input from the real zero signal generation unit 205. The measured signal strength value is output to the in-phase / quadrature component detection unit 806.
  • the in-phase / quadrature component detection unit 806 extracts an in-phase component (real component, I component) and a quadrature component (imaginary component, Q component) from the real zero signal rz (t) input from the real zero signal generation unit 205, and the in-phase component Further, the orthogonal component is corrected based on the received electric field strength of the real zero signal.
  • FIG. 18 is a schematic block diagram showing the configuration of the in-phase / quadrature component detection unit 806.
  • the in-phase / quadrature component detection unit 806 includes an amplification unit 231, a band filter unit 232, multiplication units 233-1 and 233-2, low-pass filter units 234-1 and 234-2, a signal generation unit 235, A phase shift unit 236, a weight control unit 822, and signal correction units 823-1 and 823-2 are provided.
  • the weight control unit 822 calculates a weighting factor based on the signal strength value output from the signal strength detection unit 801.
  • the signal correction unit 823-1 corrects the in-phase component signal output from the multiplication unit 233-1 using the weighting factor.
  • the signal correction unit 823-2 corrects the orthogonal component signal output from the multiplication unit 233-2 using the weighting factor.
  • Equation (24) calculates an average value of a predetermined time TN of a signal obtained by amplifying the square detection value of the real zero signal rz (t) with a log amplifier, and uses an output value of an exponential function with respect to the average value as a power value. Is the case.
  • Equation (25) is a case where a logarithmic value of a value obtained by averaging the square detection values of the real zero signal rz (t) at a predetermined time TN is calculated, and an output value of an exponential function with respect to the logarithmic value is used as a power value.
  • square detection is used in Equations (24) and (25), it is also possible to calculate power using full-wave rectification detection.
  • the weight control unit 822 calculates a weighting factor using the signal strength value input from the signal strength detection unit 801.
  • the following equation (26) is an example of calculating a weighting coefficient from the signal intensity value of the equation (24) or the equation (25).
  • the weight control unit 822 calculates a larger weight coefficient as the signal strength value increases.
  • T N N ⁇ t (N is an arbitrary integer)
  • the signal correction unit 823-1 corrects the signal by multiplying the in-phase component signal output from the multiplication unit 233-1 by the weighting factor.
  • the signal correction unit 823-2 corrects the signal by multiplying the in-phase component signal output from the multiplication unit 233-2 by the weight coefficient.
  • the in-phase or quadrature component signal corrected by the signal correction unit 823-1 or the signal correction unit 823-2 has unnecessary harmonics removed by the low-pass filter unit 234-1 or the low-pass filter unit 234-1. After that, it is output from the in-phase / quadrature component detection unit 806 and the real zero sequence generation unit 207 generates a real zero sequence.
  • the in-phase component signal and the quadrature component signal extracted from the real zero signal are weighted based on the signal strength of the input real zero signal, thereby generating the phase component and quadrature generated by the real zero sequence generation unit 207. It is possible to improve the accuracy of the component zero-cross time series.
  • the case where the signal correction based on the signal intensity is applied to the in-phase / quadrature component detection unit 206 using the multiplication type detection method has been described.
  • the in-phase / quadrature component using the logical sum type detection method is described. It is also possible to apply to the detection unit 206-1.
  • the communication system transmits a signal in which channel-coded data bits are subjected to quadrature modulation (IQ modulation) such as PSK (Phase Shift Keying) and QAM (Quadrature Amplitude Modulation) and a real zero reference signal.
  • IQ modulation quadrature modulation
  • PSK Phase Shift Keying
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • FIG. 19 is a schematic block diagram illustrating the configuration of the transmission device 500 according to the third embodiment.
  • Transmitting apparatus 500 includes coding section 102, constellation mapping section 103, DA conversion section 104, orthogonal modulation section 105, reference signal addition section 501, band filter section 502, frequency conversion section 107, and power amplification.
  • different parts will be mainly described.
  • the reference signal adding unit 501 adds a sine wave to the modulation wave output from the quadrature modulation unit 105.
  • the reference signal adding unit 501 has the same configuration as the real zero signal generating unit 205.
  • the sine wave ra (t) (reference signal) added to the modulated wave output from the quadrature modulation unit 105 is desirably set to an amplitude Au that satisfies the following expression (27).
  • e (t) is a complex envelope of the modulated wave output from the orthogonal modulation unit 105.
  • the frequency fa of the sine wave ra (t) added to the modulation wave output from the quadrature modulation unit 105 is set to a frequency satisfying fa ⁇ fb1-fm, fa> fb1 + fm, (modulation wave bandwidth 2 ⁇ fm). To do.
  • the band filter unit 502 removes out-of-band radiation from the signal output from the reference signal adding unit 501 and extracts a modulated wave and a sine wave ra (t) in a desired band including the center frequency.
  • FIG. 20 shows a signal output from the band filter unit 502 when the sine wave ra (t) satisfying fa ⁇ fb1-fm is added by the reference signal adding unit 501.
  • the output signal of the band filter unit 502 is up-converted to the carrier frequency band fc by the frequency conversion unit 107 and amplified to the desired transmission signal power by the power amplification unit 108.
  • a signal s (t) transmitted from the antenna unit 101 is expressed by the following equation (28). Apa is the total gain from the band filter unit to the power amplification unit.
  • the reference signal is added to the modulated wave in the intermediate frequency band (IF band).
  • the reference signal is obtained after up-converting the modulated wave to the carrier frequency band (radio frequency band, RF band).
  • a signal may be added. This can be realized by configuring the reference signal adding unit 501 in the subsequent stage of the frequency converting unit 107 and setting the frequency fa of the reference signal to a frequency satisfying fa ⁇ fc ⁇ fm, fa> fc + fm.
  • FIG. 21 is a schematic block diagram showing the configuration of the receiving device 600 in this embodiment.
  • the receiving apparatus 600 includes a low noise amplification unit 202 (LNA: LowNANoise Amplifier), a band filter unit 203, a gain control amplification unit 204, a real zero signal generation unit 605, an in-phase / quadrature component detection unit 206.
  • the receiving apparatus 600 is different from the receiving apparatus 200 in that a real zero signal generation unit 605 is provided instead of the real zero signal generation unit 205.
  • the receiving device 600 receives a signal composed of a modulated wave and a reference signal (sinusoidal wave ra (t) added by the transmitting device) that are orthogonally modulated from the transmitting device 500, is amplified by the low noise amplifying unit 202, and is a band filter unit At 203, signals outside the desired band are removed.
  • the band filter unit 203 has a pass band width through which the orthogonally modulated wave and the reference signal pass.
  • the real zero signal generation unit 605 generates a real zero signal by adding a sine wave to the signal input from the gain control amplification unit 204.
  • FIG. 22 is a schematic block diagram illustrating a configuration of the real zero signal generation unit 605.
  • the real zero signal generation unit 605 includes an addition unit 221 and a reference signal reproduction unit 622.
  • the reference signal reproduction unit 622 reproduces the reference signal by extracting and amplifying the reference signal from the modulated wave and the reference signal input from the gain control amplification unit 204. As the reference signal to be reproduced, an amplitude Au that satisfies the above equation (27) is set.
  • the addition unit 221 adds the signal input from the gain control amplification unit 204 and the signal input from the reference signal reproduction unit 622. Thereby, even when the reference signal falls due to frequency selective fading of the propagation path, a real zero signal can be generated.
  • the reference signal adding unit 501 of the transmission apparatus 500 can be set to reduce the amplitude level of the reference signal added, and the power loss of the transmission signal due to the addition of the reference signal can be suppressed. Note that when the signal received by the receiving apparatus 600 satisfies Expression (27), the real zero signal generation unit 605 can be omitted.
  • the output signal of the band filter unit 203 is adjusted to a signal power that can be detected by the gain control amplification unit 204 and the in-phase / quadrature component detection unit 206, and then subjected to in-phase / quadrature component detection.
  • the transmission apparatus transmits a signal (real zero signal) obtained by adding a sine wave serving as a real zero reference signal to a quadrature modulated wave.
  • the receiving apparatus performs frequency conversion and in-phase / quadrature phase detection using the generated real zero signal, and then regenerates the in-phase component and the phase component using the time when the in-phase component and the phase component become zero (real zero). Therefore, in the analog circuits of the transmission device and the reception device, even when linearity cannot be maintained and waveform distortion occurs, deterioration in data decoding accuracy can be suppressed.
  • the analog circuit can be operated at a low voltage, so that power consumption can be kept low.
  • the communication system transmits a signal subjected to quadrature modulation (IQ modulation) such as PSK (Phase Shift Keying) and QAM (Quadrature Amplitude Modulation) using a multicarrier transmission method.
  • IQ modulation quadrature modulation
  • PSK Phase Shift Keying
  • QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • a receiving device that receives a signal output from the transmitting device, and the receiving device reproduces in-phase and quadrature components using a real zero sequence.
  • OFDM transmission method Orthogonal Frequency Domain Multiplexing
  • FIG. 23 is a schematic block diagram illustrating a configuration of the transmission device 300 according to the fourth embodiment.
  • Transmitting apparatus 300 includes coding section 102, constellation mapping section 103, IFFT section 301, DA conversion section 104, quadrature modulation section 105, band filter section 106, frequency conversion section 107, and power amplification section 108. And a first local signal generator 109 and a second local signal generator 110, to which the antenna unit 101 is connected.
  • the transmission apparatus 300 is different from the transmission apparatus 100 of the first embodiment in that it includes an IFFT unit 301.
  • different parts will be mainly described.
  • the constellation mapping unit 103 converts the coded bits input from the coding unit 102 into in-phase components (real number component, I) based on the modulation multi-level number and the mapping rule of the modulation multi-level number (for example, FIG. 2). And the quadrature component (imaginary component, Q) are mapped, and the in-phase component value and the quadrature component value are output. Further, the constellation mapping unit 103 generates a number of OFDM modulated subcarriers for each of the in-phase component value and the quadrature component value, and outputs them to the IFFT unit 301.
  • the IFFT unit 301 maps the in-phase component value and the quadrature component value input from the constellation mapping unit 103 to any one of several IFFT point inputs, and converts the signal from the frequency domain to the time domain by IFFT processing.
  • Nsub ik + j ⁇ qk (j is an imaginary number) is mapped to the input of the IFFT unit and performs IFFT processing.
  • the in-phase component signal and the quadrature component signal converted to the time domain are output.
  • the output signal of the IFFT unit 301 is converted from a digital signal to an analog signal by the DA conversion unit 104, and then multiplied by the carrier wave input from the first local signal generation unit 109 by the quadrature modulation unit 105, thereby performing quadrature modulation. Do. Thereafter, the same processing as that of the transmission device 100 of the first embodiment is performed, and then transmitted via the antenna unit 101.
  • the transmission signal s (t) of the transmission device 300 is expressed by the following expression (30).
  • fk is the kth subcarrier frequency
  • fc the carrier frequency
  • Ts is the OFDM symbol period
  • P the transmission power
  • M Nsub / 2
  • the complex envelope e (t) in the first embodiment is obtained by mapping a predetermined Ck calculated from the coded bits into one sine wave phase.
  • Ck is set at equal frequency intervals. This is equivalent to mapping to multiple sine waves.
  • FIG. 24 is a schematic block diagram showing a configuration of the receiving apparatus 400 in the present embodiment.
  • the receiving device 400 receives the signal transmitted by the transmitting device 300, and performs a low noise amplification unit 202 (LNA: Low : Noise Amplifier), a band filter unit 203, a gain control amplification unit 204, and a real zero signal.
  • a generation unit 205 reference signal addition unit
  • the receiving device 400 is different from the receiving device 200 in that a signal restoring unit 408 is provided instead of the signal restoring unit 208.
  • a signal restoring unit 408 is provided instead of the signal restoring unit 208.
  • different parts will be mainly described.
  • the receiving apparatus 400 receives the equation (30), and the real zero signal to which the sine wave is added in the real zero signal generation unit 205 (reference signal adding unit) can be expressed by the following equation (31).
  • Expression (31) can be expressed as Expression (32).
  • ⁇ f is a subcarrier frequency interval.
  • the in-phase / quadrature component detection unit 206 extracts the in-phase component (real component, I component) and the quadrature component (imaginary component, Q component) from the equation (31), and the real-zero sequence generation unit 207 determines that the in-phase component and quadrature component are zero.
  • the time (zero cross series) is calculated.
  • the signal restoration unit 408 restores each subcarrier component of the OFDM-modulated signal from the in-phase component zero-cross sequence ⁇ i and the orthogonal component zero-cross sequence ⁇ q. Further, the signal restoration unit 208 extracts the in-phase component ik and the quadrature component qk from the in-phase component zero-cross sequence ⁇ i and the quadrature-component zero-cross sequence ⁇ q, and outputs them to the demodulation unit 209.
  • equations (33) and (34) can be obtained.
  • Equations (33) and (34) are subjected to FFT processing to extract the in-phase component ik and the quadrature component qk of each subcarrier.
  • the in-phase component zero-cross sequence ⁇ i and the quadrature component input from the real zero sequence generation unit 207 Ck composed of the in-phase component ik and the quadrature component qk of the transmission signal is extracted by calculating a Fourier coefficient satisfying the Fourier series of the real zero signal from the zero-cross sequence ⁇ q.
  • a Fourier coefficient lookup table for the real zero sequence is provided, and the Fourier coefficient is calculated by comparing the real zero sequence input from the real zero sequence generation unit 207 with the lookup table. calculate.
  • a Fourier coefficient can be calculated from a real zero sequence by using a recursive algorithm based on Newton's formula.
  • the receiving device when a signal in which an orthogonally modulated signal is transmitted using the OFDM method is received, the receiving device adds a sine wave to the received signal to generate a real zero signal. Generated, frequency converted using the generated real zero signal, in-phase / quadrature phase detection, and then time digital conversion to extract each subcarrier component of the OFDM-modulated signal and reproduce the in-phase component and phase component Do. Therefore, in the analog circuit of the receiving apparatus that receives an OFDM-modulated signal, even when linearity cannot be maintained and waveform distortion occurs, deterioration in data decoding accuracy can be suppressed. Furthermore, in the communication system of the present embodiment, the analog circuit can be operated at a low voltage, so that power consumption can be kept low.
  • the present invention is not limited to this, but also in DFT-Spread-OFDM, MC-CDMA (Multi-Carrier--Code-Division-Multiple-Access), etc. It is possible to apply.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

　直交変調された変調波を受信する受信装置２００であって、前記変調波に正弦波を付加し、リアルゼロ信号を生成するリアルゼロ信号生成部２０５と、リアルゼロ信号から同相成分の信号及び直交成分の信号を抽出する同相・直交成分検波部２０６と、前記同相成分及び直交成分の信号がゼロとなる時刻の系列であるリアルゼロ系列を生成するリアルゼロ系列生成部２０７と、リアルゼロ系列から同相成分及び直交成分を再生する信号復元部２０８と、を備える。これにより、受信装置のアナログ回路において、充分な線形性が確保できない場合においても、高精度で受信信号の復号を可能にする受信装置等を提供することが可能となる。

Description

受信装置、通信システム、受信方法及び通信方法
　本発明は、直交変調された変調波を受信する受信装置、通信システム、受信方法及び通信方法に関する。
携帯電話などの無線通信システムでは、チャネル符号化された符号化ビットをＰＳＫ（Phase Shift Keying）、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などの直交変調（ＩＱ変調）した信号を用いて通信される。
　図２５は、シングルキャリア伝送において、直交変調された信号を受信する受信装置の一例である。受信装置９００は、低雑音増幅部９０２（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）と、周波数変換部９０３と、フィルタ部９０４と、利得制御増幅部９０５と、ＩＱ検波部９０６と、ＡＤ変換部９０７と、復調部９０８と、復号部９０９とを備えており、アンテナ部９０１が接続されている。
　受信装置９００において、アンテナ部９０１を介して受信した直交変調された信号は、低雑音増幅部９０２で増幅された後、周波数変換部９０３でＩＱ検波が可能な周波数帯にダウンコンバートされる。前記周波数変換部９０３の出力信号は、フィルタ部９０４で高調波および信号の帯域外成分が除去されたのち、利得制御増幅部９０５（ＡＧＣアンプ）で、ＩＱ検波部９０６及びＡＤ変換部９０７で信号がクリッピングされない振幅に調整される。
　ＩＱ検波部９０６では、利得制御増幅部９０５の出力信号から同相成分（実数成分）、直交成分（虚数成分）が取り出される。ＡＤ変換部９０７では、前記同相成分及び直交成分の信号各々が、アナログ信号からディジタル信号に変換される。復調部９０８では、ＡＤ変換部９０７から出力される同相成分及び直交成分のディジタル信号をデマッピングし、符号化ビットを算出する。最後に、復号部９０９で符号化ビットの復号処理を行う。
　上述の受信装置９００において、低雑音増幅部９０２、周波数変換部９０３、フィルタ部９０４、利得制御増幅部９０５及びＩＱ検波部９０６はアナログ回路であり、復調部９０８及び復号部９０９はディジタル回路であり、ＡＤ変換部９０７で変換する構成となっている。
　上述した受信装置９００のアナログ回路において、高精度でデータを復号するためには、直交変調波を増幅し、同相・直交成分を抽出し、デマッピング処理に入力されるまで、線形に処理する必要がある。つまり、信号波形をできるだけ歪なく再現するために、ＡＤ変換部９０７に入力するまで線形性のよい、ダイナミックレンジの広いアナログ回路が必要となる。また、ＡＤ変換部９０７ではディジタル処理で吸収できる量子化誤差を満たす電圧分解能が必要となり、利得制御増幅部９０５では、前記ＡＤ変換部９０７で信号がクリッピングしないように広範囲で、高精度な利得制御が必要となる。
　また、携帯電話などの無線通信システムでは、受信装置は、小型、低消費電力であることが望ましく、受信装置を構成するアナログ回路とディジタル回路とを一体化した集積ＩＣがある。（例えば、非特許文献１参照）。集積ＩＣでは、素子の微細化によりＩＣチップ面積の縮小及び低電圧での高速動作が可能となり、受信装置の小型化、低消費電力化が可能となる。非特許文献１では、前記受信装置９００と各機能部位の構成順は異なるが、同様の機能を備えた部位でアナログ回路とディジタル回路とを一体化してＩＣ設計を行った例である。
Wenjun Sheng, Ahmed Emira, and Edgar Sanchez-Sinencio, "CMOS RF Receiver System Design: A Systematic Approach," IEEE Trans. Circuits Syst.I, Vol.53, No.5, MAY 2006
　しかしながら、集積ＩＣのアナログ回路では、微細化に伴う素子のばらつきが増大し、また電源電圧の低下に伴いＳＮＲ低下、低利得となる。その結果、受信装置のアナログ回路では、十分な線形性が確保できる動作範囲の縮小により、信号波形歪が生じ、受信信号の復号精度が劣化するという課題があった。また、ＡＤ変換においても、電源電圧の低下により、電圧分解能を向上させて量子化精度を向上させることが困難となるといった課題があった。
　本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、受信装置のアナログ回路において、十分な線形性が確保できない場合においても、高精度で受信信号の復号を可能にする受信装置等を提供することにある。
　上述した課題に鑑み、本発明の受信装置は、直交変調された変調波を受信する受信装置であって、前記変調波に正弦波を付加し、リアルゼロ信号を生成するリアルゼロ信号生成部と、前記リアルゼロ信号から同相成分の信号及び直交成分の信号を抽出する同相・直交成分検波部と、前記同相成分及び直交成分の信号がゼロとなる時刻の系列であるリアルゼロ系列を生成するリアルゼロ系列生成部と、前記リアルゼロ系列から同相成分及び直交成分を再生する信号復元部と、を備えることを特徴とする。
　また、本発明の受信装置において、前記リアルゼロ信号生成部は、前記同相成分及び直交成分の信号がゼロとなる時刻を計測する時間ディジタル変換部を備えることを特徴とする。
　また、本発明の受信装置において、前記同相・直交成分検波部は、前記リアルゼロ信号をリミッタ増幅する増幅部を備えることを特徴とする。
　また、本発明の受信装置において、前記同相・直交成分検波部は、前記リアルゼロ信号から抽出した同相成分の信号及び直交成分の信号をリミッタ増幅する増幅部を備えることを特徴とする。
　また、本発明の受信装置は、前記リアルゼロ信号の信号強度を検出する信号強度検出部を更に備え、前記同相・直交成分検波部は、前記信号強度に基づいて同相成分及び直交成分の信号を補正する信号補正部を備えることを特徴とする。
　また、本発明の受信装置は、前記変調波をマルチキャリア変調したマルチキャリア信号を受信し、前記信号復元部は、マルチキャリア信号の各サブキャリア信号を復元することを特徴とする。
　本発明の通信システムは、直交変調された変調波を送信する送信装置と前記送信装置から送信される変調波を受信する受信装置からなる通信システムであって、前記受信装置は、前記変調波に正弦波が付加されたリアルゼロ信号から同相成分の信号及び直交成分の信号を抽出する同相・直交成分検波部と、前記同相成分及び直交成分がゼロとなる時刻の系列であるリアルゼロ系列を生成するリアルゼロ系列生成部と、前記リアルゼロ系列から同相成分及び直交成分を再生する信号復元部と、を備えることを特徴とする。
　また、本発明の通信システムにおいて、前記受信装置は、前記変調波に正弦波を付加し、リアルゼロ信号を生成するリアルゼロ信号生成部を更に備えることを特徴とする。
　また、本発明の通信システムにおいて、前記送信装置は、前記変調波に正弦波を付加する基準信号付加部を更に備え、前記受信装置は、前記正弦波を基に、リアルゼロ信号を生成するリアルゼロ信号生成部を更に備えることを特徴とする。
　本発明の受信方法は、直交変調された変調波を受信する受信方法であって、前記変調波に正弦波を付加し、リアルゼロ信号を生成するリアルゼロ信号生成過程と、前記リアルゼロ信号から同相成分の信号及び直交成分の信号を抽出する同相・直交成分検波過程と、前記同相成分及び直交成分がゼロとなる時刻の系列であるリアルゼロ系列を生成するリアルゼロ系列生成過程と、前記リアルゼロ系列から同相成分及び直交成分を再生する信号復元過程と、を備えることを特徴とする。
　本発明の通信方法は、直交変調された変調波を送信する送信過程と前記送信装置から送信される変調波を受信する受信過程を有する通信方法であって、前記受信過程は、前記変調波に正弦波を付加し、リアルゼロ信号を生成するリアルゼロ信号生成過程と、前記リアルゼロ信号から同相成分の信号及び直交成分の信号を抽出する同相・直交成分検波過程と、前記同相成分及び直交成分がゼロとなる時刻からなるリアルゼロ系列を生成するリアルゼロ系列生成過程と、前記リアルゼロ系列から同相成分及び直交成分を再生する信号復元過程と、を備えることを特徴とする。
　本発明によれば、受信装置のアナログ回路において十分な線形性が確保できず信号波形に歪が生じた場合においても、受信信号の復号精度の劣化を抑えることができる。
　すなわち、直交変調された変調波を受信し、変調波に正弦波を付加して、リアルゼロ信号を生成する。そして、リアルゼロ信号から同相成分の信号及び直交成分の信号を抽出し、該同相成分及び直交成分の信号がゼロとなる時刻の系列であるリアルゼロ系列を生成し、生成されたリアルゼロ系列から同相成分及び直交成分を再生することとなる。これにより、低電源電圧で動作するアナログ回路においても、高精度な受信信号の直交検波を行うことができる。
　また、本発明によれば、同相成分及び直交成分の信号がゼロとなる時刻を計測する時間ディジタル変換部を備えることにより、低電圧で動作するアナログ回路においても、高い量子化精度でアナログ信号をディジタル信号に変換することができ、消費電力の低減が可能となる。
　また、本発明によれば、リアルゼロ信号をリミッタ増幅する増幅部を備えることにより、低電圧なアナログ回路で信号増幅を行うことができ、受信装置の低消費電力化が可能となる。
　また、本発明によれば、リアルゼロ信号から抽出した同相成分の信号及び直交成分の信号をリミッタ増幅することにより、ベースバンドなどの低周波数帯で、低電圧な回路を用いて信号増幅を行うことができるので、搬送波周波数等の高周波における増幅部の増幅率を下げることができ、受信装置の低消費電力化が可能となる。
　また、本発明によれば、リアルゼロ信号の信号強度を検出し、信号強度に基づいて同相成分及び直交成分の信号を補正することができる。これにより、受信信号強度、受信信号の帯域幅、リアルゼロ信号生成時に付加する正弦波の周波数によらず高精度で同相成分及び直交成分を再生することが可能となる。
　また、本発明によれば、変調波をマルチキャリア変調したマルチキャリア信号を受信し、マルチキャリア信号の各サブキャリア信号を復元することとなる。これにより、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）が高いマルチキャリア変調された信号においても、低消費電力で高精度な復号が可能となる。
第１実施形態における送信装置の構成を説明するための図である。 第１実施形態における動作原理を説明するための図である。 第１実施形態における動作原理を説明するための図である。 第１実施形態における受信装置の構成を説明するための図である。 第１実施形態におけるリアルゼロ信号生成部の構成を説明するための図である。 第１実施形態における動作原理を説明するための図である。 第１実施形態におけるリアルゼロ信号生成部の構成を説明するための図である。 第１実施形態における同相・直交成分検波部の構成を説明するための図である。 第１実施形態におけるリアルゼロ信号生成部の構成を説明するための図である。 第１実施形態における同相・直交成分検波部の構成を説明するための図である。 第１実施形態におけるリアルゼロ系列生成部の構成を説明するための図である。 第１実施形態における動作原理を説明するための図である。 第１実施形態におけるゼロクロス時刻算出部の構成を説明するための図である。 第１実施形態におけるゼロクロス時刻算出部の構成を説明するための図である。 第１実施形態における動作原理を説明するための図である。 第１実施形態における信号復元部の構成を説明するための図である。 第２実施形態における受信装置の構成を説明するための図である。 第２実施形態における同相・直交成分検波部の構成を説明するための図である。 第３実施形態における送信装置の構成を説明するための図である。 第３実施形態における動作原理を説明するための図である。 第３実施形態における受信装置の構成を説明するための図である。 第３実施形態における受信装置の構成を説明するための図である。 第４実施形態における送信装置の構成を説明するための図である。 第４実施形態における受信装置の構成を説明するための図である。 従来の技術について説明するための図である。
　以下、図面を参照して本発明を実施するための最良の形態について説明する。
　〔第１実施形態〕
　第１実施形態における通信システムは、チャネル符号化された符号化ビットをＰＳＫ（Phase Shift Keying）、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などの直交変調（ＩＱ変調）された信号をシングルキャリア伝送方式を用いて送信する送信装置と前記送信装置から出力される信号を受信する受信装置とを備え、前記受信装置は、リアルゼロ信号を用いて同相、直交成分を再生する。
　図１は、第１実施形態における送信装置１００の構成を示す概略ブロック図である。送信装置１００は、符号部１０２と、コンスタレーションマッピング部１０３と、ＤＡ変換部１０４と、直交変調部１０５と、帯域フィルタ部１０６と、周波数変換部１０７と、電力増幅部１０８と、第１ローカル信号発生部１０９と、第２ローカル信号発生部１１０とを備え、アンテナ部１０１が接続されている。
　送信装置１００において、符号部１０２は、図示しない上位レイヤを構成する装置から入力されるディジタル信号であるデータビットに対して誤り訂正符号化を行い、コンスタレーションマッピング部１０３に符号化ビットを出力する機能部である。
　コンスタレーションマッピング部１０３は、符号部１０２から入力される符号化ビットを、変調多値数に基づいて、同相成分（実数成分、Ｉ）及び直交成分（虚数成分、Ｑ）にマッピングする機能部である。
　図２に、符号化ビットがＱＰＳＫ（変調多値数：２ビット）で変調される場合のマッピング例を示す。例えば、符号部１０２から符号化ビット「００」が入力されると、コンスタレーションマッピング部１０３は、図２のマッピング規則に従い同相成分値ｉ１、直交成分値ｑ１を出力する。
　次に、ＤＡ変換部１０４は、コンスタレーションマッピング部１０３から出力される同相成分と直交成分を各々ディジタル信号からアナログ信号に変換し、直交変調部１０５に出力する機能部である。
　直交変調部１０５は、ＤＡ変換部１０４から入力される同相成分と直交成分に、第１ローカル信号発生部１０９から入力される搬送波を乗算することにより直交変調を行い、変調波を帯域フィルタ部１０６に出力する。詳細には、第１ローカル信号発生部１０９が生成する中心周波数ｆｂ１の正弦波を同相成分値と直交成分値に乗算し、前記直交成分値に乗算する正弦波は前記同相成分に乗算する正弦波からπ／２だけ位相がシフトしている。さらに、前記直交変調部１０５は、前記同相成分に正弦波が乗算された信号と前記直交成分に正弦波が乗算された信号を加算することで変調波を生成する。このｆｂ１は中間周波数（Intermediate Frequency：ＩＦ）とも呼ばれる。
　帯域フィルタ部１０６は、直交変調部１０５から入力される変調波から帯域外輻射を除去し、中心周波数を含む所望帯域の変調波を抽出して周波数変換部１０７に出力する機能部である。
　周波数変換部１０７は、第２ローカル信号発生部１１０が生成する正弦波を帯域フィルタ部１０６から入力される変調波に乗算することにより送信装置１００の送信周波数帯までアップコンバートする。送信装置１００の送信信号の搬送波周波数をｆｃとすると、第２ローカル信号発生部１１０が生成する正弦波の周波数ｆｂ２はｆｃ－ｆｂ１となる。このｆｃは、無線周波数（Radio Frequency：ＲＦ）とも呼ばれる。周波数変換部１０７から出力される変調波は、電力増幅部１０８で送信装置１００の仕様送信電力まで増幅され、アンテナ部１０１を介して送信される。送信装置１００の送信信号ｓ（ｔ）は、下式（１）で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　ここで、ａ（ｔ）は変調振幅、φ（ｔ）は変調位相である。
　また、送信信号ｓ（ｔ）を複素包絡線ｅ（ｔ）により表示すると、下式（２）と示せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　ここで、ｉ（ｔ）は同相成分値、ｑ（ｔ）は直交成分値である。また、ｊは虚数単位、Ｒ［ｘ］はｘの実部を表す。
　図３は、直交変調された送信信号ｓ（ｔ）のスペクトルの例である。送信信号ｓ（ｔ）は、搬送波周波数ｆｃを中心に、帯域幅±ｆｍの変調波となる。
　次に、図４は、本実施形態における受信装置２００の構成を示す概略ブロック図である。図示するように、受信装置２００は、低雑音増幅部２０２（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）と、帯域フィルタ部２０３と、利得制御増幅部２０４と、リアルゼロ信号生成部２０５（基準信号付加部）と、同相・直交成分検波部２０６と、リアルゼロ系列生成部２０７と、信号復元部２０８と、復調部２０９と、復号部２１０とを備え、アンテナ部２０１が接続されている。
　受信装置２００において、低雑音増幅部２０２はアンテナ部２０１を介して受信した送信装置１００から送信された信号を増幅し、帯域フィルタ部２０３に出力する機能部である。
　帯域フィルタ部２０３は、前記低雑音増幅部２０２から入力される信号のうち、所望帯域外の信号を除去して、所望帯域の変調波を抽出する機能部である。抽出された変調波は利得制御増幅部２０４に出力される。帯域フィルタ部２０３は、前記送信装置１００の送信信号を受信する場合、通過帯域幅は２×ｆｍとなり、中心周波数ｆｃを中心にｆｃ±ｆｍの帯域を抽出する。
　利得制御増幅部２０４は、帯域フィルタ部２０３から入力された変調波の電力をリアルゼロ信号生成部２０５で信号処理できるレベルに増幅するとともに、リアルゼロ信号生成部２０５で付加される正弦波の信号電力より小さくなるように前記帯域フィルタ部から入力された信号の電力を調整する（詳細は後述）。利得制御増幅部２０４が出力する信号をｒ（ｔ）とすると、下式（３）と示せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　ここで、Ａｐは低雑音増幅部２０２～利得制御増幅部２０４までの所望帯域のトータルゲイン、ｈ（ｔ）は送信側と受信側の間の伝搬路係数である。
　リアルゼロ信号生成部２０５は、利得制御増幅部２０４から入力された信号に正弦波を付加することによりリアルゼロ信号を生成する。図５は、リアルゼロ信号生成部２０５の構成を示す概略ブロック図である。
　リアルゼロ信号生成部２０５は、加算部２２１と基準信号発生部２２２を備えて構成されている。基準信号発生部２２２は、周波数ｆａの正弦波ｒａ（ｔ）を生成する。加算部２２１は、利得制御増幅部２０４が出力した受信信号ｒ（ｔ）に正弦波ｒａ（ｔ）を付加することによりリアルゼロ信号ｒｚ（ｔ）を生成する。
　受信信号ｒ（ｔ）は、その複素包絡線の最大値が、正弦波ｒａ（ｔ）の振幅より小さくなるように前記利得制御増幅部２０４で調整される。正弦波ｒａ（ｔ）の振幅をＡｕ、利得制御増幅部２０４が出力した受信信号ｒ（ｔ）の複素包絡線をｅｒ（ｔ）とすると、利得制御増幅部２０４は下式（４）を満たすように調整される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　ここで、正弦波ｒａ（ｔ）の周波数ｆａは、前記帯域フィルタ部２０３の通過帯域外であることが好ましい。つまり、前記帯域フィルタ部２０３の通過帯域が２×ｆｍとすると、ｆａ＜ｆｃ－ｆｍ、ｆａ＞ｆｃ＋ｆｍを満たすことが好ましい。また、正弦波ｒａ（ｔ）の周波数ｆａは、受信信号ｒ（ｔ）の搬送波周波数ｆｃに対して、ｆａ＜ｆｃ、ｆａ＞ｆｃのどちらでもよい。図６は、ｆａ＜ｆｃにおいて、加算部２２１が出力するリアルゼロ信号のスペクトルである。
　加算部２２１が出力するリアルゼロ信号ｒｚ（ｔ）は、下式（５）で示される。以下では、簡単のため、Ａｐ×ｈ（ｔ）＝１とする。すなわち、ｅｒ（ｔ）＝ｅ（ｔ）となる。また、以下では、正弦波ｒａ（ｔ）の周波数ｆａは、通過帯域のぎりぎりに設定され、ｆａ＝ｆｃ－ｆｍの場合を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　ここで、φａは正弦波ｒａ（ｔ）の位相とする。
　また、リアルゼロ信号ｒｚ（ｔ）を複素表示すると、下式（６）と示せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000008
　図７は、リアルゼロ信号生成部の別の構成を示す概略ブロック図である。図７のリアルゼロ信号生成部２０５－１は、図５のリアルゼロ信号生成部２０５と比較して利得制御増幅部２２３を備えていることが異なる。利得制御増幅部２２３は、受信信号の信号強度情報に基づいて、基準信号発生部２２２から入力される正弦波の振幅Ａｕを調整する。詳細には、Ａｐ×ｈ（ｔ）に基づいて、上述した式（４）を満足するように振幅Ａｕを調整する。
　したがって、リアルゼロ信号生成部２０５を、リアルゼロ信号生成部２０５－１に取り換えることにより正弦波の振幅Ａｕも調整することが可能となり、利得制御増幅部２０４は、より狭い動作範囲、かつ粗い精度での制御でよい。また、利得制御増幅部２２３のみで、上述した式（４）を満足するような制御を設定することにより、利得制御増幅部２０４を除去することができる。これらより、受信装置の消費電力の低減が可能となる。
　なお、受信信号強度情報は、例えば、伝搬路推定（図には非表示）により算出した伝搬路推定値、受信装置に具備されたＲＳＳＩ（Received Signal Strength Indicator、図には非表示）により測定した受信信号強度などがある。
　図４に戻り、同相・直交成分検波部２０６は、リアルゼロ信号生成部２０５から入力されるリアルゼロ信号ｒｚ（ｔ）から、同相成分（実数成分、Ｉ成分）及び直交成分（虚数成分、Ｑ成分）を取り出す。図８は同相・直交成分検波部２０６の構成を示す概略ブロック図である。同相・直交成分検波部２０６は、増幅部２３１と、帯域フィルタ部２３２と、乗算部２３３－１及び２３３－２と、低域フィルタ部２３４－１及び２３４－２と、信号発生部２３５と、位相シフト部２３６と、増幅部２３７－１及び２３７－２とを備えて構成されている。
　増幅部２３１は、リアルゼロ信号生成部２０５から入力されるリアルゼロ信号を増幅するための機能部である。図９は、リアルゼロ信号ｒｚ（ｔ）を飽和増幅したときの複素平面における波形の変化を示している。点線は、リミッタ増幅によりリアルゼロ信号を飽和増幅した場合の同相・直交成分の軌跡を示す。実線は、上述した式（５）で示したｒｚ（ｔ）、（ただし、φａ＝０）がＩ－Ｑ平面上で描く信号点軌跡の一例である。黒丸は、リアルゼロ信号において同相成分が０（ゼロ）となる点である。白丸は、リアルゼロ信号において直交成分が０となる点である。つまり、リアルゼロ信号ｒｚ（ｔ）は、同相成分及び直交成分に対してゼロとなる点（リアルゼロ）を形成する。
　リアルゼロ信号が飽和したとき、位相は不変でその振幅が一定値になる。このとき、同相成分ｉ（ｔ）と直交成分ｑ（ｔ）が０を横切るそれぞれのリアルゼロの時刻は不変である。よって、リアルゼロの瞬間の時刻はリミタ増幅に対して不変である。
　本実施形態における受信装置２００では、直交変調された変調波の同相成分及び直交成分の検波は、リアルゼロ信号の同相成分ｉ（ｔ）と直交成分ｑ（ｔ）が０を横切る時刻を用いて行う。よってリアルゼロ信号の同相成分ｉ（ｔ）と直交成分ｑ（ｔ）が０を横切る時刻を正確に求められれば、信号波形は歪んでもよい。
　したがって、前記増幅部２３１は線形領域が狭い増幅部でもよく、低消費電力化が可能となる。さらに、前記増幅部２３１は低電圧動作が可能なリミタ増幅するリミタ増幅部を用いることができ、受信装置２００の消費電力をさらに抑えることが可能となる。
　帯域フィルタ部２３２は、増幅部２３１から入力されるリアルゼロ信号から不要な高調波を除去し、乗算部２３３－１及び２３３－２に出力する。
　乗算部２３３－１は、帯域フィルタ部２３２から出力されるリアルゼロ信号と信号発生部２３５から出力される正弦波とを乗算する。信号発生部２３５は、受信信号の搬送波周波数をダウンコンバートし、かつ受信信号の同相成分及び直交成分を算出することが可能な周波数をもつ正弦波を生成する。本実施形態の受信装置２００では、ゼロＩＦ（Ｌｏｗ－ＩＦ）を用いた構成となっており、信号発生部２３５は周波数ｆｃの正弦波を生成する。
　乗算部２３３－２は、帯域フィルタ部２３２から出力されるリアルゼロ信号と、位相シフト部２３６から出力される正弦波とを乗算する。位相シフト部２３６は、信号発生部２３５から出力される正弦波の位相をπ／２シフトする。
　低域フィルタ部２３４－１は、乗算部２３３－１から入力される信号から、不要な高調波を除去する。低域フィルタ部２３４－２は、乗算部２３３－２から入力される信号から、不要な高調波を除去する。ここで、同相・直交成分検波部２０６から出力される（低域フィルタ部から出力される）同相成分ｉｚ（ｔ）及び直交成分ｑｚ（ｔ）は、下式（７）、（８）で示せる。ただし、簡単化のためφａ＝０としている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 　ここで、ＬＰＦ［ｘ］は、ｘの低域フィルタ出力である。
　増幅部２３７－１は、低域フィルタ部２３４－１が出力する同相成分ｉｚ（ｔ）を増幅する。また、増幅部２３７－２は、低域フィルタ部２３４－２が出力する直交成分ｑｚ（ｔ）を増幅する。
　前記増幅部２３７－１及び増幅部２３７－２は、同相成分及び直交成分のリアルゼロを算出できる信号振幅まで増幅する。前記増幅部２３７－１及び増幅部２３７－２は、同相成分ｉｚ（ｔ）及び直交成分ｑｚ（ｔ）をリミッタ増幅などにより飽和増幅することが好ましい。前記増幅部２３７－１及び２３７－２により、低い周波数帯（ベースバンド帯）で飽和増幅させることで、搬送波周波数等の高周波における増幅部の増幅率を下げることができるので、受信装置の低消費電力化が可能となる。
　前記増幅部２３７－１が同相成分ｉｚ（ｔ）を飽和増幅した信号ｖｉ（ｔ）及び前記増幅部２３７－２が直交成分ｑｚ（ｔ）を飽和増幅した信号ｖｑ（ｔ）は下式（９）、（１０）で示せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　図１０は、同相・直交成分検波部の別の構成を示す概略ブロック図である。同相・直交成分検波部２０６－１は、増幅部２７１と、波形整形部２７２－１及び２７２－２と、位相検波部２７３－１及び２７３－２と、低域フィルタ部２３４－１及び２３４－２と、信号発生部２７４と、位相シフト部２３６と、増幅部２３７－１及び２３７－２と、を備えて構成されている。
　同相・直交成分検波部２０６－１は、図８の同相・直交成分検波部２０６から、増幅部２３１と、帯域フィルタ部２３２と、乗算部２３３－１及び２３３－２と、信号発生部２３５とに代えて、増幅部２７１と、波形整形部２７２－１及び２７２－２と、位相検波部２７３－１及び２７３－２と、信号発生部２７４とを備えることが異なる。以下、異なる部位を中心に説明する。
　増幅部２７１は、リアルゼロ信号生成部２０５から入力されるリアルゼロ信号を飽和増幅する。リアルゼロ信号ｒｚ（ｔ）を飽和増幅した場合の増幅部２７１の出力信号ｕ（ｔ）は下式（１１）で示せる。ただし、以下、簡易化のために、φａ＝０の場合で示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　波形整形部２７２－１及び２７２－２は、増幅部２７１から入力された信号を整形して、矩形波を生成する。波形整形部２７２－１及び２７２－２は、例えば、インバータ回路（ＮＯＴ回路）などを用いる。
　波形整形部２７２－１及び２７２－２が出力する信号をｕ’（ｔ）とすると、下式（１２）と示せる。波形整形部２７２－１及び２７２－２の出力信号は、一定振幅となり、その値を１とする。また、位相は、φｕ（ｔ）が保持される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
 　ここで、矩形関数ｒｅｃｔ（ｘ）は２πの周期である。
　位相検波部２７３－１は、波形整形部２７２－１から入力される信号の位相と信号発生部２７４が出力する信号の位相とを比較し、波形整形部２７２－１から入力される信号から同相成分（Ｉ成分）を抽出する。
　信号発生部２７４は、位相検波部２７３－１、２７３－２での基準信号となる矩形波を生成する。
　位相検波部２７３－２は、波形整形部２７２－２から入力される信号の位相と信号発生部２７４が出力した基準信号を位相シフト部２３６でπ／２位相シフトした信号の位相とを比較し、波形整形部２７２－２から入力される信号から直交成分（Ｑ成分）を抽出する。例えば、位相検波部２７３－１、２７３－２は、排他的論理和回路（Ｅｘｃｌｕｓｉｖｅ　ＯＲ回路）がある。
　低域フィルタ部２３４－１は、位相検波部２７３－１から入力される信号から、不要な高調波を除去し、増幅部２３７－１に出力する。また、低域フィルタ部２３４－２は、位相検波部２７３－２から入力される信号から、不要な高調波を除去し、増幅部２３７－２に出力する。
　位相検波部２７３－１、２７３－２に入力される基準信号をｕｒ（ｔ）とすると、下式（１３）で示され、位相検波部２７３－１に入力される基準信号ｕｒ（ｔ）はφ０＝０、位相検波部２７３－１に入力される基準信号ｕｒ（ｔ）はφ０＝π／２となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　低域フィルタ部２３４－１の出力信号ｖ’ｉ（ｔ）及び低域フィルタ部２３４－２の出力信号ｖ’ｑ（ｔ）は、下式（１４）、（１５）で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
 　ここで、ｔｒｉ（ｘ）は幅πの正負三角波から成る周期が２πの三角形関数である。
　低域フィルタ部２３４－１の出力信号ｖ’ｉ（ｔ）は、増幅部２３７－１で飽和増幅され、その出力信号ｖｉ（ｔ）は、下式（１６）で示される。また、低域フィルタ部２３４－２の出力信号ｖ’ｑ（ｔ）は、増幅部２３７－２で飽和増幅され、その出力信号ｖｑ（ｔ）は、下式（１７）で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　図４に戻り、リアルゼロ系列生成部２０７は、同相・直交成分検波部２０６から出力される同相成分の信号ｖｉ（ｔ）及び直交成分の信号ｖｑ（ｔ）がゼロとなる時刻（ゼロをクロスする時刻、リアルゼロとなる時刻）の系列（ゼロクロス系列）を算出する。図９において、同相成分が０（ゼロ）となる黒丸で示した点及び直交成分が０となる白丸で示した点の時刻を算出する。なお、この動作は、従来技術において、信号をアナログ信号からディジタル信号に変換する機能と、等価の機能にあたる。
　同相成分ｖｉ（ｔ）のゼロクロス系列及び直交成分ｖｑ（ｔ）のゼロクロス系列は、下式（１８）、（１９）を満たす系列となる。同相成分ｖｉ（ｔ）はｉｚ（ｔ）を飽和増幅した信号であり、直交成分ｖｑ（ｔ）はｉｑ（ｔ）を飽和増幅した信号である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　リアルゼロ系列生成部２０７は、下式（２０）の同相成分のゼロクロス系列τｉ及び下式（２１）の直交成分のゼロクロス系列τｑを出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　なお、図１０に記載の同相・直交成分検波部２０６－１を適用した場合、同相成分ｖｉ（ｔ）のゼロクロス系列は、式（１６）において、φｕ（ｔ）＝±π／２となる時刻の系列であり、式（２０）と等しい系列となる。また、直交成分ｖｑ（ｔ）のゼロクロス系列も同様に、式（２１）と等しい系列となる。
　図１１は、リアルゼロ系列生成部２０７の構成を示す概略ブロック図である。リアルゼロ系列生成部２０７は、ゼロクロス時刻算出部２４１（時間ディジタル変換部とも呼ぶ。）、クロック生成部２４２を備える。
　ゼロクロス時刻算出部２４１は、クロック生成部２４２で生成したクロックを用いて、同相・直交成分検波部２０６から入力される同相成分ｖｉ（ｔ）及び直交成分ｖｑ（ｔ）から同相成分及び直交成分がゼロとなる時刻を計測し、その時刻をディジタル出力する。
　図１２は、リアルゼロ系列生成部２０７がゼロクロス点を計測する動作である。同相成分ｖｉ（ｔ）又はｖｑ（ｔ）の信号をクロックによりサンプリングし（図１２では、クロックの立ち上がり点をサンプリング点としている）、サンプリングした点（図１２では、丸印で示した点）において、同相成分ｖｉ（ｔ）又はｖｑ（ｔ）の信号がプラスからマイナスに変化する点の時刻（ゼロクロス時刻、図１２では、黒丸で示したサンプリング点の時刻）を推定することによりゼロクロス点を算出する。例えば、基準時刻からの前記ゼロクロス時刻を算出する。
　クロック生成部２４２が生成するクロックは、高時間分解能であることが好ましい。例えば、ディジタルコントロールオシレータとタイムディジタルコンバータを組み合わせた、ピコ秒オーダーの時間分解能をもつ高時間分解能のクロックが適用できる。このような技術としては、例えば、「Staszewski, et al. All-Digital TX Frequency Synthesizer and Discrete-Time  Receiver for Bluetooth Radio in 130-nm CMOS,” IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 39, Issue 12, pp. 2278-2291, Dec. 2004.」がある。
　ここで、ゼロクロス時刻算出部２４１の構成を示す概略ブロック図を図１３に示す。図１３は、遅延部２５１－１～２５１－Ｎ、フリップフロップ部２５２－１～２５２－Ｎ＋１、ゼロクロス時刻判定部２５３を備える。
　遅延部２５１－１～２５１－Ｎは、直列に接続されディレイラインを形成している。遅延部２５１－１～２５１－Ｎは、入力された信号をτ遅延させた後、出力する。例えば、遅延部２５１－１～２５１－Ｎとしてインバータ（ＮＯＴ回路）がある。
　フリップフロップ部２５２－１～２５２－Ｎ＋１は、同相・直交成分検波部２０６から入力される信号の立ち上がりタイミングで、クロック生成部２４２から入力されるクロック信号、あるいは前記クロック信号がいくつかの遅延部を通過した信号の値を出力する。例えば、フリップフロップ部２５２－１～２５２－Ｎ＋１として、Ｄフリップフロップが適用できる。
　ゼロクロス時刻判定部２５３は、フリップフロップ部２５２－１～２５２－Ｎ＋１が出力した信号から、同相・直交成分検波部２０６から入力される信号がプラスからマイナスに変化する点の時刻を判定する。
　クロック生成部２４２が生成するクロックを遅延部２５１－１に入力する。遅延部２５１－Ｎは、遅延部２５１－（Ｎ－１）から出力されるクロックが入力される。遅延部２５１－Ｎから出力されるクロックは、遅延部２５１－１に入力されるクロックからＮτ遅延している。フリップフロップ部２５２－ｎ（ｎ＝１、・・・、Ｎ）には、同相・直交成分検波部２０６から入力される同相成分ｖｉ（ｔ）又は直交成分ｖｑ（ｔ）と、遅延部２５１－（ｎ－１）から出力されるクロックが入力される。
　フリップフロップ部２５２－ｎは、同相・直交成分検波部２０６から入力される同相成分ｖｉ（ｔ）又は直交成分ｖｑ（ｔ）が変化する点（マイナスからプラスに変化する点、あるいはプラスからマイナスに変化する点）において、遅延部２５１－（ｎ－１）から入力されるクロックを出力する。ゼロクロス時刻判定部２５３は、同相成分ｖｉ（ｔ）又は直交成分ｖｑ（ｔ）が変化する点の時刻までに、遅延部２５１－１～２５１－Ｎによるディレイライン内を基準クロックのエッジがどこまで進んだかを図ることによりゼロクロス時刻を算出する。したがって、図１３のゼロクロス時刻算出部２４１では、時間分解能τでゼロクロス時刻を推定することができる。
　図１４は、ゼロクロス時刻算出部２４１の別の構成を示す概略ブロック図である。ゼロクロス時刻算出部２４１－１は、ＡＤ変換部２８１、低域フィルタ部２８２、リアルゼロ時刻判定部２８３を備えて構成されている。
　ＡＤ変換部２８１は、同相・直交成分検波部２０６から入力される同相成分ｖｉ（ｔ）及び直交成分ｖｑ（ｔ）をアナログ信号からディジタル信号に変換する。この場合には、増幅部２３７－１、２３７－２は低域フィルタ２３４－１、２３４－２のアナログ波形のゼロクロス波形をほぼ保存して増幅する。前記同相成分ｖｉ（ｔ）及び直交成分ｖｑ（ｔ）はレベルが０付近の振幅はほぼ線形に増幅された信号であり、ＡＤ変換部２８１の入力範囲は従来技術におけるＡＤ変換より狭くすることができる。また、ＡＤ変換部２８１は、前記同相成分ｖｉ（ｔ）及び直交成分ｖｑ（ｔ）のゼロクロスする時刻を算出するためであり、従来技術におけるＡＤ変換より量子化の粗いＡＤ変換部でよい。よって、受信装置の低消費電力化が可能となる。
　低域フィルタ部２８２は、ＡＤ変換部２８１により離散化された同相成分及び直交成分をなだらかになるように線形補間するディジタルフィルタである。リアルゼロ時刻判定部２８３は、低域フィルタ部２８２から入力された信号から同相成分及び直交成分がゼロとなる時刻を算出する。
　図１５は、ＡＤ変換部２８１の出力信号が、低域フィルタ部２８２により線形補間され、リアルゼロとなる時刻の系列（リアルゼロ系列）が算出されるまでの信号を示す。図１５は、同相成分の信号が入力された場合の例である。
　ＡＤ変換部２８１は、同相・直交成分検波部２０６から入力される同相成分ｖｉ（ｔ）を入力されるクロックに従って量子化し、図１５の黒丸で示した同相成分値を出力する。低域フィルタ部２８２は、前記同相成分値に基づいて線形補間を行い、図１５の白丸で示した同相成分値を出力する。つまり、図１５において実線で示した階段状になった波形を図１５において点線で示した波形に整形する。
　リアルゼロ時刻判定部２８３は、図１５の白丸で示した同相成分値のうち、ゼロに近い同相成分値（図１５の斜線で示した同相成分値）の時刻ｔｉ０、ｔｉ１を出力する。
　上述のように、ゼロクロス時刻算出部２４１－１は粗い精度でのＡＤ変換を用いることにより、クロック生成部２４２は水晶発振器などの比較的低速なクロックを用いた場合でも、高精度にゼロクロス時刻算出が可能となる。
　図４に戻り、信号復元部２０８は、同相成分のゼロクロス系列τｉ及び直交成分のゼロクロス系列τｑから同相成分ｉｚ（ｔ）及び直交成分ｑｚ（ｔ）を復元する。図１６は、信号復元部２０８の構成を示す概略ブロック図である。図１６に示すように、信号復元部２０８は、信号再生部２６１と、低域フィルタ部２６２とを備えて構成されている。
　信号再生部２６１は、同相成分のゼロクロス系列τｉ及び直交成分のゼロクロス系列τｑが入力されると、下式（２２）、（２３）の演算により、同相成分ｉ＾ｚ（ｔ）及び直交成分ｑ＾ｚ（ｔ）を再生する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
 　ここで、Ａ０は不定の定数である。Ｍはサンプリング回数として、サンプリング区間ＴはＴ＝Ｍ／ｆｍとする。
　低域フィルタ部２６２は、信号再生部２６１が出力する同相成分ｉ＾ｚ（ｔ）及び直交成分ｑ＾ｚ（ｔ）からリアルゼロ算出のために付加した正弦波成分を除去し、送信信号の位相成分ｉ（ｔ）及び直交成分ｑ（ｔ）を抽出する。つまり、上述した式（１５）、（１６）において、周波数ｆｍの成分を除去する。なお、周波数ｆｍの成分を取り除く方法として、低域フィルタの代わりに、同相成分ｉ＾ｚ（ｔ）及び直交成分ｑ＾ｚ（ｔ）をフーリエ変換し、周波数ｆｍを取り除いた後、逆フーリエ変換することで実現することもできる。
　図４に戻り、復調部２０９は、信号復元部２０８から出力される同相成分及び直交成分のディジタル信号をデマッピングし、チャネル符号化されたデータビットを算出する。復号部２１０は前記チャネル符号化されたデータビットに対して誤り復号訂正を行い、データビットを出力する。
　なお、本実施形態の受信装置では、信号の電力あるいは振幅を調整する機能をリアルゼロ信号生成部２０５の前段に配置しているが（利得制御増幅部２０４）、リアルゼロ信号生成部２０５の後段に配置してもよい。例えば、同相・直交成分検波部２０６が具備する増幅部２３１に信号の電力あるいは振幅を調整する利得制御機能を備えることで実現できる。これにより、信号の非線形歪度合を調整することが可能になる。
　また、本実施形態の受信装置では、リアルゼロ信号生成部２０５が具備する基準信号発生部２２２と、同相・直交成分検波部２０６が具備する信号発生部２３５とは別々に信号発生を行っているが、前記２つの基準信号発生部の基準となる一つの信号発生部が出力する信号を逓倍することで２つの基準信号を生成することができる。
　また、基準信号発生部２２２と信号発生部２３５は、所定の共通となる周波数の整数倍であることが望ましい。例えば、前記２つの基準信号発生部の基準となる一つの信号発生部として、ＰＬＬ周波数シンセサイザ（Phase Locked Loop：周波数シンセサイザ）などが適用できる。
　また、本実施形態では、基準信号として正弦波を変調波に付加しているが、リアルゼロ系列が生成できれば、これに限らない。
　以上、第１実施形態による通信システムによれば、直交変調された信号をシングルキャリア伝送方式を用いて送信された信号を受信した場合、受信装置は、前記受信信号に正弦波を付加することでリアルゼロ信号を生成し、前記生成したリアルゼロ信号を用いて周波数変換、同相・直交位相検波したのち時間ディジタル変換することで同相成分、位相成分の再生を行う。つまり、同相成分及び位相成分がゼロとなる時刻（リアルゼロ）を用いて同相成分、位相成分の再生を行う。よって、前記受信装置のアナログ回路において、線形性が保持できず波形歪が生じた場合においても、データ復号精度の劣化を抑えることができる。さらに、本実施形態の通信システムでは、アナログ回路を低電圧で動作させることが可能となるので、消費電力を低く抑えることが可能となる。
　また、本実施形態の通信システムでは、シングルキャリア伝送方式で、直交変調された変調波が送受信される場合で説明したが、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Domain Multiplexing）などのマルチキャリア伝送方式においても適用可能である。直交変調された変調波がＯＦＤＭにより送受信される場合、送信装置は、直交変調された変調波をサブキャリア数個生成し、前記直交変調された変調波をＩＦＦＴ処理することで生成することが可能である。受信装置２００では、信号復元部２０８の出力信号に対してＦＦＴ処理を行い、ＦＦＴ処理後の信号から送信装置で変調波が配置されたサブキャリア信号の同相成分および直交成分を抽出して、復調部２０９に入力する。
　また、本実施形態の受信装置２００では、ゼロＩＦ（Ｌｏｗ－ＩＦ）を用いた構成で説明しているが、これに限らず、スーパーヘテロダイン方式など受信信号を中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートして同相・直交成分検波を行う方法においても、適用可能である。この場合、リアルゼロ信号生成部２０５は、ＲＦ、ＩＦのどちらにおいても配置することが可能である。
　〔第２実施形態〕
　つづいて、第２実施形態について説明する。第２実施形態に記載の通信システムは、第１実施形態における通信システムから、変形型の受信装置を適用した場合の実施形態である。ここで、第２実施形態における送信装置は、第１実施形態に記載の送信装置１００と同様である。
　第２実施形態における受信装置８００の構成の概略ブロック図を図１７に示す。図示するように、受信装置８００は、低雑音増幅部２０２と、帯域フィルタ部２０３と、利得制御増幅部２０４と、リアルゼロ信号生成部２０５（基準信号付加部）と、信号強度検出部８０１と、同相・直交成分検波部８０６と、リアルゼロ系列生成部２０７と、信号復元部２０８と、復調部２０９と、復号部２１０とを備え、アンテナ部２０１が接続されている。
　第１実施形態の受信装置２００とは、同相・直交成分検波部２０６の替わりに同相・直交成分検波部８０６を備え、さらに信号強度検出部８０１を備えることが異なる。以下、第１実施形態と異なる部位を中心に説明する。
　信号強度検出部８０１（ＲＳＳＩ部）は、リアルゼロ信号生成部２０５から入力される信号の信号強度値を測定する。そして、測定された信号強度値は、同相・直交成分検波部８０６に出力される。
　同相・直交成分検波部８０６は、リアルゼロ信号生成部２０５から入力されたリアルゼロ信号ｒｚ（ｔ）から同相成分（実数成分、Ｉ成分）及び直交成分（虚数成分、Ｑ成分）を取り出し、前記同相成分及び直交成分にリアルゼロ信号の受信電界強度に基づいて補正を行う。
　図１８は、同相・直交成分検波部８０６の構成を示す概略ブロック図である。同相・直交成分検波部８０６は、増幅部２３１と、帯域フィルタ部２３２と、乗算部２３３－１及び２３３－２と、低域フィルタ部２３４－１及び２３４－２と、信号発生部２３５と、位相シフト部２３６と、重み制御部８２２と、信号補正部８２３－１及び８２３－２とを備えている。
　重み制御部８２２は、信号強度検出部８０１から出力される信号強度値に基づいて重み係数を算出する。信号補正部８２３－１は、前記重み係数に用いて乗算部２３３－１から出力される同相成分の信号を補正する。また、信号補正部８２３－２は、前記重み係数を用いて乗算部２３３－２から出力される直交成分の信号を補正する。
　次に、信号強度値に基づいた重み係数を用いて信号補正を行う一例を説明する。下式（２４）、（２５）は、信号強度検出部８０１が入力されたリアルゼロ信号ｒｚ（ｔ）の信号強度を検出する一例である。式（２４）は、リアルゼロ信号ｒｚ（ｔ）の２乗検波値をログアンプで増幅した信号の所定時間ＴＮの平均値を算出し、前記平均値に対する指数関数の出力値を電力値とした場合である。式（２５）は、リアルゼロ信号ｒｚ（ｔ）の２乗検波値を所定時間ＴＮにおいて平均した値の対数値を算出し、前記対数値に対する指数関数の出力値を電力値とした場合である。式（２４）、（２５）では２乗検波を用いているが、全波整流検波を用いて電力を算出することも可能である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　重み制御部８２２は、前記信号強度検出部８０１から入力される信号強度値を用いて重み係数を算出する。下式（２６）は、式（２４）又は式（２５）の信号強度値から重み係数を算出する一例である。重み制御部８２２は、信号強度値が大きくなるほど、大きな重み係数を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
 　ここで、ＴＮ＝ＮΔｔ（Ｎは任意の整数）、ａ＝１、２、Ａｒは所定の係数である。
　信号補正部８２３－１は、乗算部２３３－１から出力される同相成分の信号に前記重み係数を乗算することにより信号の補正を行う。また、信号補正部８２３－２は乗算部２３３－２から出力される同相成分の信号に前記重み係数を乗算することにより信号の補正を行う。
　信号補正部８２３－１又は信号補正部８２３－２により補正された同相成分、又は直交成分の信号は、低域フィルタ部２３４－１又は低域フィルタ部２３４－１で不要な高調波を除去したのち、同相・直交成分検波部８０６から出力され、リアルゼロ系列生成部２０７においてリアルゼロ系列を生成する。
　上述のように、リアルゼロ信号から抽出した同相成分の信号及び直交成分の信号を、入力されるリアルゼロ信号の信号強度に基づいて重みづけすることにより、リアルゼロ系列生成部２０７で生成する位相成分及び直交成分のゼロクロス時刻系列の精度を向上させることが可能となる。
　なお、本実施形態では、乗算形検波方法を用いた同相・直交成分検波部２０６に信号強度に基づいた信号補正を適用した場合を説明したが、論理和形検波方法を用いた同相・直交成分検波部２０６－１に適用することも可能である。
　〔第３実施形態〕
　つづいて、第３実施形態について説明する。第３実施形態における通信システムは、チャネル符号化されたデータビットをＰＳＫ（Phase Shift Keying）、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などの直交変調（ＩＱ変調）された信号とリアルゼロの基準信号とを送信する送信装置と前記送信装置から出力される信号を受信する受信装置とを備え、前記受信装置は、リアルゼロ系列を用いて同相、直交成分を再生する。
　図１９は、第３実施形態における送信装置５００の構成を示す概略ブロック図である。送信装置５００は、符号部１０２と、コンスタレーションマッピング部１０３と、ＤＡ変換部１０４と、直交変調部１０５と、基準信号付加部５０１と、帯域フィルタ部５０２と、周波数変換部１０７と、電力増幅部１０８と、第１ローカル信号発生部１０９及び第２ローカル信号発生部１１０とを備え、アンテナ部１０１が接続されている。すなわち、本実施形態における送信装置５００は、送信装置１００と比較して基準信号付加部５０１を備え、帯域フィルタ部１０６の代わりに帯域フィルタ部５０２を備えることが異なる。以下、異なる部位を中心に説明する。
　基準信号付加部５０１は、直交変調部１０５が出力する変調波に正弦波を付加する。基準信号付加部５０１は、リアルゼロ信号生成部２０５と同様の構成を備える。直交変調部１０５が出力する変調波に付加する正弦波ｒａ（ｔ）（基準信号）は、下式（２７）を満たす振幅Ａｕを設定することが望ましい。ｅ（ｔ）は直交変調部１０５が出力する変調波の複素包絡線である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
　また、直交変調部１０５が出力する変調波に付加する正弦波ｒａ（ｔ）の周波数ｆａは、ｆａ＜ｆｂ１－ｆｍ、ｆａ＞ｆｂ１＋ｆｍ、（変調波の帯域幅２×ｆｍ）を満たす周波数に設定する。
　帯域フィルタ部５０２は、基準信号付加部５０１が出力する信号から帯域外輻射を除去し、中心周波数を含む所望帯域の変調波と正弦波ｒａ（ｔ）を抽出する。図２０は、ｆａ＜ｆｂ１－ｆｍを満たす正弦波ｒａ（ｔ）が基準信号付加部５０１で付加された場合において、帯域フィルタ部５０２が出力する信号である。
　帯域フィルタ部５０２の出力信号は、周波数変換部１０７で搬送波周波数帯ｆｃまでアップコンバートされ、電力増幅部１０８で所望送信信号電力まで増幅される。アンテナ部１０１から送信される信号ｓ（ｔ）は、下式（２８）で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
 　Ａｐａは、帯域フィルタ部から電力増幅部までのトータルゲインである。
　また、アンテナ部１０１から送信される信号ｓ（ｔ）を複素表示すると、下式（２９）で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
　なお、上述の送信装置５００では、中間周波数帯（ＩＦ帯）で変調波に基準信号を付加しているが、搬送波周波数帯（無線周波数帯、ＲＦ帯）に変調波をアップコンバートしてから基準信号を付加してもよい。基準信号付加部５０１を周波数変換部１０７の後段に構成し、基準信号の周波数ｆａを、ｆａ＜ｆｃ－ｆｍ、ｆａ＞ｆｃ＋ｆｍを満たす周波数にすることで実現できる。
　図２１は、本実施形態における受信装置６００の構成を示す概略ブロック図である。図示するように、受信装置６００は、低雑音増幅部２０２（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）と、帯域フィルタ部２０３と、利得制御増幅部２０４と、リアルゼロ信号生成部６０５、同相・直交成分検波部２０６と、リアルゼロ系列生成部２０７と、信号復元部２０８と、復調部２０９と、復号部２１０とを備えており、アンテナ部２０１が接続されている。ここで、受信装置６００は、受信装置２００から、リアルゼロ信号生成部２０５に代えて、リアルゼロ信号生成部６０５を備えることが異なる。
　受信装置６００は、送信装置５００から直交変調された変調波と基準信号（送信装置で付加した正弦波ｒａ（ｔ））からなる信号を受信し、低雑音増幅部２０２で増幅され、帯域フィルタ部２０３で、所望帯域外の信号を除去する。帯域フィルタ部２０３は、直交変調された変調波と基準信号を通過する通過帯域幅である。
　リアルゼロ信号生成部６０５は、利得制御増幅部２０４から入力される信号に正弦波を付加することによりリアルゼロ信号を生成する。図２２は、リアルゼロ信号生成部６０５の構成を示す概略ブロックである。リアルゼロ信号生成部６０５は、加算部２２１と基準信号再生部６２２を備えている。基準信号再生部６２２は、利得制御増幅部２０４から入力される変調波と基準信号から、基準信号を取り出し、増幅することで基準信号を再生する。再生する基準信号は、上式（２７）を満たす振幅Ａｕを設定する。
　加算部２２１は、利得制御増幅部２０４から入力される信号と基準信号再生部６２２から入力する信号とを加算する。これにより、伝搬路の周波数選択性フェージングにより基準信号が落ち込んだ場合においても、リアルゼロ信号を生成することができる。また、送信装置５００の基準信号付加部５０１で付加する基準信号の振幅レベルを小さくする設定することが可能となり、基準信号を付加することによる送信信号の電力損失を抑えることができる。なお、受信装置６００が受信する信号が式（２７）を満たす場合は、リアルゼロ信号生成部６０５を省略することも可能である。
　帯域フィルタ部２０３の出力信号は、利得制御増幅部２０４及び同相・直交成分検波部２０６で検波可能な信号電力に調整されたのち、同相・直交成分検波が行われる。
　以上、第３実施形態による通信システムによれば、送信装置は、直交変調された変調波にリアルゼロの基準信号となる正弦波を付加した信号（リアルゼロ信号）を送信する。受信装置は、前記生成したリアルゼロ信号を用いて周波数変換、同相・直交位相検波したのち、同相成分及び位相成分がゼロとなる時刻（リアルゼロ）を用いて同相成分、位相成分の再生を行う。よって、送信装置及び受信装置のアナログ回路において、線形性が保持できず波形歪が生じた場合においても、データ復号精度の劣化を抑えることができる。さらに、本実施形態の通信システムでは、アナログ回路を低電圧で動作させることが可能となるので、消費電力を低く抑えることが可能となる。
　〔第４実施形態〕
　つづいて、第４実施形態について説明する。第４実施形態における通信システムは、チャネル符号化されたデータビットをＰＳＫ（Phase Shift Keying）、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などの直交変調（ＩＱ変調）された信号をマルチキャリア伝送方式を用いて送信する送信装置と前記送信装置から出力される信号を受信する受信装置とを備え、前記受信装置は、リアルゼロ系列を用いて同相、直交成分を再生する。以下では、マルチキャリア伝送方式として、ＯＦＤＭ伝送方式（Orthogonal Frequency Domain Multiplexing）を用いた場合で説明する。
　図２３は、第４実施形態における送信装置３００の構成を示す概略ブロック図である。送信装置３００は、符号部１０２と、コンスタレーションマッピング部１０３と、ＩＦＦＴ部３０１と、ＤＡ変換部１０４と、直交変調部１０５と、帯域フィルタ部１０６と、周波数変換部１０７と、電力増幅部１０８と、第１ローカル信号発生部１０９及び第２ローカル信号発生部１１０とを備え、アンテナ部１０１が接続されている。送信装置３００は、第１実施形態の送信装置１００と比較してＩＦＦＴ部３０１を備えることが異なる。以下、異なる部位を中心に説明する。
　コンスタレーションマッピング部１０３は、符号部１０２から入力される符号化ビットを、変調多値数及び該変調多値数のマッピングルール（例えば、図２）に基づいて、同相成分（実数成分、Ｉ）及び直交成分（虚数成分、Ｑ）にマッピングし、同相成分値及び直交成分値を出力する。さらに、前記コンスタレーションマッピング部１０３は、同相成分値及び直交成分値各々を、ＯＦＤＭ変調のサブキャリア数個生成し、ＩＦＦＴ部３０１に出力する。
　ＩＦＦＴ部３０１は、コンスタレーションマッピング部１０３から入力される同相成分値及び直交成分値を、ＩＦＦＴポイント数個ある入力の何れかにマッピングし、ＩＦＦＴ処理により周波数領域から時間領域の信号に変換する。同相成分値ｉｋ、直交成分値ｑｋ（０≦ｋ≦Ｎｓｕｂ－１の整数）が入力されると、Ｎｓｕｂ個のｉｋ＋ｊ・ｑｋ（ｊは虚数）がＩＦＦＴ部の入力にマッピングされ、ＩＦＦＴ処理を行い、時間領域に変換された同相成分及び直交成分の信号を出力する。
　ＩＦＦＴ部３０１の出力信号は、ＤＡ変換部１０４でディジタル信号からアナログ信号に変換されたあと、直交変調部１０５で第１ローカル信号発生部１０９から入力される搬送波を乗算されることにより直交変調を行う。以後、第１の実施形態の送信装置１００と同様の処理を行った後、アンテナ部１０１を介して送信される。送信装置３００の送信信号ｓ（ｔ）は、下式（３０）で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
 　ここで、ｆｋはｋ番目のサブキャリア周波数、ｆｃは搬送波周波数、ＴｓはＯＦＤＭシンボル区間、Ｐは送信電力、Ｍ＝Ｎｓｕｂ／２、Ｃｋはコンスタレーションマッピング部１０３から入力される同相成分及び直交成分であるｉｋ＋ｊ・ｑｋ（ただし、ｉ０＋ｊｑ０＝０とする。つまり、ＤＣ成分にはマッピングしていない。）である。
　なお、第１実施形態における複素包絡線ｅ（ｔ）は、符号化ビットから算出した所定のＣｋを一つの正弦波の位相にマッピングしたものであり、本実施形態では、Ｃｋを等周波数間隔に持つ複数の正弦波にマッピングしたことと等価である。
　次に、図２４は、本実施形態における受信装置４００の構成を示す概略ブロック図である。図示するように、受信装置４００は、送信装置３００が送信した信号を受信し、低雑音増幅部２０２（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）と、帯域フィルタ部２０３と、利得制御増幅部２０４と、リアルゼロ信号生成部２０５（基準信号付加部）と、同相・直交成分検波部２０６と、リアルゼロ系列生成部２０７と、信号復元部４０８と、復調部２０９と、復号部２１０とを備えており、アンテナ部２０１が接続されている。受信装置４００は、受信装置２００と比較して信号復元部２０８に代わり、信号復元部４０８を備えることが異なる。以下、異なる部位を中心に説明する。
　受信装置４００が式（３０）を受信し、リアルゼロ信号生成部２０５（基準信号付加部）において正弦波を付加したリアルゼロ信号は、下式（３１）で示せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
　さらに、式（３１）は、式（３２）と示せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
 　ここで、Δｆはサブキャリアの周波数間隔である。
　同相・直交成分検波部２０６は、式（３１）から同相成分（実数成分、Ｉ成分）及び直交成分（虚数成分、Ｑ成分）を取り出し、リアルゼロ系列生成部２０７で同相成分及び直交成分がゼロとなる時刻（ゼロクロス系列）を算出する。
　信号復元部４０８は、同相成分のゼロクロス系列τｉ及び直交成分のゼロクロス系列τｑから、ＯＦＤＭ変調された信号の各サブキャリア成分を復元する。また、信号復元部２０８は、同相成分のゼロクロス系列τｉ及び直交成分のゼロクロス系列τｑから、同相成分ｉｋ及び直交成分ｑｋを抽出し、復調部２０９に出力する。
　同相成分のゼロクロス系列τｉ及び直交成分のゼロクロス系列τｑから、リアルゼロ信号の同相成分ｉ＾ｚ（Ｚ）及び直交成分ｑ＾ｚ（Ｚ）を再生すると、式（３３）、（３４）と示せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000036
　式（３３）、（３４）をＦＦＴ処理することで、各サブキャリアの同相成分ｉｋ及び直交成分ｑｋを抽出する。
　また、同相成分のゼロクロス系列τｉ及び直交成分のゼロクロス系列τｑから、同相成分ｉｋ及び直交成分ｑｋを抽出する別の方法として、リアルゼロ系列生成部２０７から入力される同相成分のゼロクロス系列τｉ及び直交成分のゼロクロス系列τｑから、リアルゼロ信号のフーリエ級数を満たすフーリエ係数を算出することで、送信信号の同相成分ｉｋ及び直交成分ｑｋからなるＣｋを抽出する。
　リアルゼロ系列からフーリエ係数を算出する方法として、例えば、リアルゼロ系列に対するフーリエ係数のルックアップテーブルを具備し、リアルゼロ系列生成部２０７から入力されるリアルゼロ系列を前記ルックアップテーブルに照らし合わせることでフーリエ係数を算出する。また別の方法として、ニュートンの公式に基づいた再帰的アルゴリズムを用いることによりリアルゼロ系列からフーリエ係数を算出することができる。
　以上、第４実施形態による通信システムによれば、直交変調された信号がＯＦＤＭ方式用いて送信された信号を受信した場合、受信装置は、前記受信信号に正弦波を付加することでリアルゼロ信号を生成し、前記生成したリアルゼロ信号を用いて周波数変換、同相・直交位相検波したのち時間ディジタル変換することで、ＯＦＤＭ変調された信号の各サブキャリア成分を抽出し、同相成分、位相成分の再生を行う。よって、ＯＦＤＭ変調された信号を受信する前記受信装置のアナログ回路において、線形性が保持できず波形歪が生じた場合においても、データ復号精度の劣化を抑えることができる。さらに、本実施形態の通信システムでは、アナログ回路を低電圧で動作させることが可能となるので、消費電力を低く抑えることが可能となる。
　以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。
　なお、上述の実施形態では、マルチキャリア伝送方式として、ＯＦＤＭを適用した場合で説明したが、これにかぎらず、ＤＦＴ－Ｓｐｒｅａｄ－ＯＦＤＭ、ＭＣ－ＣＤＭＡ（Multi Carrier - Code Division Multiple Access）などにおいても適用することが可能である。
１００　送信装置
　１０１　アンテナ部
　１０２　符号部
　１０３　コンスタレーションマッピング部
　１０４　ＤＡ変換部
　１０５　直交変調部
　１０６　帯域フィルタ部
　１０７　周波数変換部
　１０８　電力増幅部
　１０９　第１ローカル信号発生部
　１１０　第２ローカル信号発生部
２００　受信装置
　２０１　アンテナ部
　２０２　低雑音増幅部
　２０３　帯域フィルタ部
　２０４　利得制御増幅部
　２０５　リアルゼロ信号生成部
　２０６　同相・直交成分検波部
　２０７　リアルゼロ系列生成部
　２０８　信号復元部
　２０９　復調部
　２１０　復号部

Claims (11)

  1. 　直交変調された変調波を受信する受信装置であって、
    　前記変調波に正弦波を付加し、リアルゼロ信号を生成するリアルゼロ信号生成部と、
    　前記リアルゼロ信号から同相成分の信号及び直交成分の信号を抽出する同相・直交成分検波部と、
    　前記同相成分及び直交成分の信号がゼロとなる時刻の系列であるリアルゼロ系列を生成するリアルゼロ系列生成部と、
    　前記リアルゼロ系列から同相成分及び直交成分を再生する信号復元部と、
    　を備えることを特徴とする受信装置。
  2. 　前記リアルゼロ信号生成部は、前記同相成分及び直交成分の信号がゼロとなる時刻を計測する時間ディジタル変換部を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
  3. 　前記同相・直交成分検波部は、前記リアルゼロ信号をリミッタ増幅する増幅部を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の受信装置。
  4. 　前記同相・直交成分検波部は、前記リアルゼロ信号から抽出した同相成分の信号及び直交成分の信号をリミッタ増幅する増幅部を備えることを特徴とする請求項１から３の何れかに記載の受信装置。
  5. 　前記リアルゼロ信号の信号強度を検出する信号強度検出部を更に備え、
    　前記同相・直交成分検波部は、前記信号強度に基づいて同相成分及び直交成分の信号を補正する信号補正部を備えることを特徴とする請求項１から４の何れかに記載の受信装置。
  6. 　前記変調波をマルチキャリア変調したマルチキャリア信号を受信し、前記信号復元部は、マルチキャリア信号の各サブキャリア信号を復元することを特徴とする請求項１から５の何れかに記載の受信装置。
  7. 　直交変調された変調波を送信する送信装置と前記送信装置から送信される変調波を受信する受信装置からなる通信システムであって、
    　前記受信装置は、
    　前記変調波に正弦波が付加されたリアルゼロ信号から同相成分の信号及び直交成分の信号を抽出する同相・直交成分検波部と、
    　前記同相成分及び直交成分がゼロとなる時刻の系列であるリアルゼロ系列を生成するリアルゼロ系列生成部と、
    　前記リアルゼロ系列から同相成分及び直交成分を再生する信号復元部と、
    　を備えることを特徴とする通信システム。
  8. 　前記受信装置は、前記変調波に正弦波を付加し、リアルゼロ信号を生成するリアルゼロ信号生成部を更に備えることを特徴とする請求項７に記載の通信システム。
  9. 　前記送信装置は、前記変調波に正弦波を付加する基準信号付加部を更に備え、
    　前記受信装置は、前記正弦波を基に、リアルゼロ信号を生成するリアルゼロ信号生成部を更に備えることを特徴とする請求項７に記載の通信システム。
  10. 　直交変調された変調波を受信する受信方法であって、
    　前記変調波に正弦波を付加し、リアルゼロ信号を生成するリアルゼロ信号生成過程と、
    　前記リアルゼロ信号から同相成分の信号及び直交成分の信号を抽出する同相・直交成分検波過程と、
    　前記同相成分及び直交成分がゼロとなる時刻の系列であるリアルゼロ系列を生成するリアルゼロ系列生成過程と、
    　前記リアルゼロ系列から同相成分及び直交成分を再生する信号復元過程と、
    　を備えることを特徴とする受信方法。
  11. 　直交変調された変調波を送信する送信過程と前記送信装置から送信される変調波を受信する受信過程を有する通信方法であって、
    　前記受信過程は、
    　前記変調波に正弦波を付加し、リアルゼロ信号を生成するリアルゼロ信号生成過程と、
    　前記リアルゼロ信号から同相成分の信号及び直交成分の信号を抽出する同相・直交成分検波過程と、
    　前記同相成分及び直交成分がゼロとなる時刻からなるリアルゼロ系列を生成するリアルゼロ系列生成過程と、
    　前記リアルゼロ系列から同相成分及び直交成分を再生する信号復元過程と、
    　を備えることを特徴とする通信方法。
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