WO2011052623A1 - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

直流電源４と、前記直流電源４に接続されたスイッチング素子Ｓおよび還流ダイオードＤと、スイッチング素子Ｓのオン／オフによって直流電圧を所定の交流電圧、電流、周波数に変換する手段と、１つ以上のスイッチング素子近傍に設置した温度検出部Ｃを備えたインバータ装置２において、スイッチング素子Ｓおよび還流ダイオードＤの損失モデル（式（１）～（５））と、前記スイッチング素子Ｓおよび還流ダイオードＤを固定するモジュールの熱抵抗モデル（式（６）～（９））と、前記損失モデルおよび熱抵抗モデルを利用して算出された推定温度上昇値と、前記温度検出部Ｃで検出したスイッチング素子の温度とに基づいて、温度検出部を備えていないスイッチング素子および還流ダイオードの温度を推定する推定手段１７を備える。インバータの運転モードによらず、１つのスイッチング素子から検出した温度を基に、他のスイッチング素子温度を推定する。

Description

インバータ装置

　本発明の実施形態は電動機を駆動するインバータ装置に関し、特にインバータを構成するスイッチング素子の温度を推定する技術に関する。

　電動機は、エンジンと組み合わせたハイブリッド自動車、または電動機のみで駆動する電気自動車等に用いられる。電動機を駆動する際、所定のトルク、周波数を得るのにインバータが用いられる。インバータは自動車内に組み込まれ、搭乗スペースの確保のためにその高パワー高密度化が望まれている。

　自動車の走行環境によってインバータの運転温度が大きく変動し、特にハイブリッド自動車においては、エンジンの発熱の影響でインバータは高温になる。インバータ内のスイッチング素子は、このような周囲温度に加えて、スイッチング素子自身に電流が流れることによる定常損失、オン・オフによるスイッチング損失の影響で温度が上昇し、ある温度を超えると破壊に至る恐れがある。

　スイッチング素子の破壊を回避するために、スイッチング素子の温度を検出して保護を行う必要がある。温度検出には素子上にダイオードを作りこんだオンチップセンサを利用すると精度が高く検出できるので、このようなセンサがハイブリッド自動車用インバータに搭載されている。オンチップセンサは高電位になるため、絶縁回路を通してマイクロコントローラ（以下マイコン）などに温度情報を伝送する必要がある。少なくとも６個のスイッチング素子が搭載されているインバータにおいては、全てのスイッチング素子の温度を検出するために絶縁回路が複数必要となり、基板面積が増大してインバータ容積が大きくなる恐れがある。

　このような課題を解決するために、一部のスイッチング素子のみ温度検出を行い、残りのスイッチング素子温度は推定する方法が考えられる。１つ以上のスイッチング素子温度を検出し、スイッチング素子の損失モデル、およびＩＧＢＴモジュールの熱伝達モデルから最高温度のスイッチング素子の温度を推定する方法が開示されている。

特開２００７－１９５３４３

　従来の方法においては、スイッチング素子の損失モデルおよび熱伝達モデルが、定常状態におけるものであり、モータがロックしたときや低周波で回転しているときのように、一部のスイッチング素子に電流が集中する状態に遷移するときは、最高温度となるスイッチング素子が確実に特定できず、スイッチング素子温度を精確に推定できない。また、最高温度と推定されるスイッチング素子周囲にあるスイッチング素子の温度推定値を基に、熱伝達モデルが構成されているために、基になるスイッチング素子温度の推定値に誤差がある場合には、最高温度を示すスイッチング素子温度の推定誤差が増大する。

　本発明は上述した課題を解決するためになされたものであり、インバータの運転モードがどのような状態であっても、１つのスイッチング素子から検出した温度を基に、他のスイッチング素子温度を精確に推定することで、インバータ装置の部品点数及び基板スペースの削減を目的とする。

　本発明の一実施例に係るインバータ装置は、直流電源と、直流電源に接続されたスイッチング素子および還流ダイオードと、スイッチング素子のオン／オフによって直流電圧を所定の交流電圧、電流、周波数に変換する手段と、１つ以上のスイッチング素子近傍に設置した温度検出部を備えたインバータ装置において、スイッチング素子および還流ダイオードの損失モデルと、前記スイッチング素子および還流ダイオードを固定するモジュールの熱抵抗モデルと、前記損失モデルおよび熱抵抗モデルを利用して算出された推定温度上昇値と、前記温度検出部で検出したスイッチング素子の温度とに基づいて、温度検出部を備えていないスイッチング素子および還流ダイオードの温度を推定する推定手段とを備える。

本発明の実施例１に係るインバータ回路と制御ブロックを示す図。 本発明の実施例１に係る温度検出回路を示す図。 温度推定部１７により行われる温度推定方法の概要を示すフローチャート。 本発明の実施例１に係る半導体モジュールを示す図。 本発明の実施例１に係る通電電流とスイッチング素子温度の時系列変化を示す図。 本発明の実施例３に係るインバータ回路と制御ブロックを示す図。 本発明の実施例２に係る半導体モジュールを示す図。

　以下、本発明に係るインバータ装置の実施例について、図面を参照して説明する。

（構成）
　図１は本発明によるインバータ装置を、電気自動車又はハイブリッド車等の電気車に適用したときの実施例の構成を示す図である。本発明によるインバータ装置は、電気車のみならず、電気推進船等にも適用できる。

　このインバータ装置は、アクセル装置１からインバータ２にトルク指令値Ｔｑ^＊を入力し、トルク指令値Ｔｑ^＊に応じて、バッテリなどの直流電圧源４の出力電圧を可変電圧可変周波数の３相交流電圧に変換し、電動機５を駆動して車輪６を駆動制御する。

　インバータ２は、直流電圧を平滑化するコンデンサ７が入力段に接続され、スイッチング素子によりＵ相、Ｖ相、Ｗ相のブリッジ回路を構成している。Ｕ相のブリッジ回路は、スイッチング素子Ｓ_Ｕとスイッチング素子Ｓ_Ｘの接続点が電動機５に接続されている。スイッチング素子Ｓ_Ｕとスイッチング素子Ｓ_Ｘには還流ダイオードＤ_ＵとＤ_Ｘがそれぞれ逆並列に接続されている。

　スイッチング素子Ｓ_ＶとＳ_Ｙ，還流ダイオードＤ_ＶとＤ_Ｙで構成されるＶ相のブリッジ回路、スイッチング素子Ｓ_ＷとＳ_Ｚ，還流ダイオードＤ_ＷとＤ_Ｚで構成されるＷ相のブリッジ回路も同様に構成されている。

　スイッチング素子Ｓ_Ｕ、Ｓ_Ｘ、Ｓ_Ｖ、Ｓ_Ｙ、Ｓ_Ｗ、Ｓ_Ｚのいずれか１つまたは複数の近傍に温度センサが設けられる。本実施例においては、スイッチング素子Ｓ_Ｘ、Ｓ_Ｙ、Ｓ_Ｚのローサイド素子に温度センサＣ_Ｘ，Ｃ_Ｙ，Ｃ_Ｚをそれぞれ設置する。温度センサＣ_Ｘ，Ｃ_Ｙ，Ｃ_Ｚはスイッチング素子上に作り込まれたオンチップのダイオードとする。ダイオードは定電流の条件では、温度が上昇すると順方向電圧が小さくなる傾向にある。ダイオードに一定の電流を供給し、順方向電圧を測定することによって、スイッチング素子の温度が得られる。温度センサはダイオード以外のものでもよいが、応答性が高く、高精度のものが望ましい。

　温度センサＣ_Ｘ，Ｃ_Ｙ，Ｃ_Ｚが出力した電圧は、温度検出回路８に入力される。そのうちの最も高い温度を示すスイッチング素子の温度信号９を制御演算装置１０に伝達する。インバータの下レグ（アームとも呼ばれる）を構成するスイッチング素子Ｓ_Ｘ、Ｓ_Ｙ、Ｓ_Ｚは、電位が等しく互いの絶縁をとる必要がないので、最高温度Ｔ_ＮＭＡＸを示す温度信号を簡単に抽出できる。図２に最高温度Ｔ_ＮＭＡＸを選択する回路８ａの一例を示す。本回路はオペアンプ１１Ｘ、１１Ｙ、１１Ｚとダイオード１２Ｘ、１２Ｙ、１２Ｚから成る最小値回路として一般的に用いられ、温度センサ電圧Ｖ_ｆＸ、Ｖ_ｆＹ、Ｖ_ｆＺのうち最も低い電圧を出力する。各オペアンプ入力に記載された丸印は反転入力端子であることを示す。ダイオードは温度が上昇すると順方向電圧が下がるので、最も低い電圧は最高温度Ｔ_ＮＭＡＸを示す信号となる。

　出力した電圧は三角波発生回路１３とコンパレータ１４にて比較され、パルスに変換されてフォトカプラなどの絶縁素子１５を通して制御演算装置１０へ伝達される。制御演算装置１０がパルスのデューティ比を計算することによって最高温度Ｔ_ＮＭＡＸを得る。図２では温度が上昇するほどデューティが小さくなるように回路を構成している。このように、伝達する信号が１つであれば、温度検出回路８に使用する絶縁素子が１個で足りるので回路規模が大きくならない。スイッチング素子Ｓ_Ｘ、Ｓ_Ｙ、Ｓ_Ｚのうちどれか１つの温度を常に検出してもよいが、最高温度を検出することでより信頼性の高い温度保護システムを提供できる。

　制御演算装置１０は、電流制御部１６と温度推定部１７で構成される。電流制御部１６には電流検出器１８から得られた三相電流瞬時値１９と、電動機の角度検出器２０から得られた電気角２１が入力される。トルク指令値Ｔｑｂ^＊に対応する電流指令値を電流制御部１６で演算し、所望の電流を得るようなゲート信号２２をゲート駆動回路２３に出力する。ゲート駆動回路２３はスイッチング素子Ｓ_Ｕ、Ｓ_Ｘ、Ｓ_Ｖ、Ｓ_Ｙ、Ｓ_Ｗ、Ｓ_Ｚが有するゲートの全てに接続され、制御演算装置１０から入力されたゲート信号２２に応じてオン・オフの切り替えを行う。

　温度推定部１７には三相電流瞬時値１９と直流電圧検出器２４から得られる電圧値２５、温度センサＣ_Ｘ，Ｃ_Ｙ，Ｃ_Ｚから得られるスイッチング素子温度のうちの最高スイッチング素子温度９が入力される。これらの物理量を基にして全てのスイッチング素子の温度、および還流ダイオードの温度を推定する。

以上がインバータ装置全体の構成である。

（作用）
　図３は温度推定部１７により行われる温度推定方法の概要を示すフローチャートである。先ず温度推定部１７は、ＩＧＢＴ温度、直流電圧、相電流、デューティ比、キャリア周波数等を基に、ＩＧＢＴ及び還流ダイオード（ＦＷＤ）全素子の損失を推定する（Ｓ１０）。次に温度推定部１７は、ＩＧＢＴモジュール熱抵抗モデルに損失を入力することで、ＩＧＢＴ及びＦＷＤ全素子の温度上昇値を推定する（Ｓ２０）。そして温度推定部１７は、温度上昇推定値と検出温度の差から温度を推定する（Ｓ３０）。また、検出されたあるＩＧＢＴの温度をベースとして、温度検出していないその他の素子の温度を算出する。

　以下に第１の実施例におけるスイッチング素子及び還流ダイオードの温度の推定方法を詳細に述べる。各素子の温度は自身の損失で発生する熱と、周囲の素子の損失がもたらす熱によって決まる。従って、先ずは各素子の損失を推定する必要がある。

　最初に、スイッチング素子Ｓ_Ｕ～Ｓ_Ｚの損失の推定方法を記述する。スイッチング素子の損失は、導通損失とスイッチング損失に分けることができる。先ず導通損失は、素子に流れる電流と素子自身の抵抗成分によって生じ、ジャンクション温度に依存するため、式（１）で表される。

　ここで、Ｉ_Ｃ＝素子に流れる電流（瞬時値）、Ｔ_ｊ＝素子のジャンクション温度、ＤＵＴＹ＝スイッチング素子の通流率を表す。電流Ｉ_Ｃは電流検出器１８から得ることができる。Ｔ_ｊはこれから推定する温度なので得ることができないが、本実施例では温度センサで検出したローサイド素子の最高温度Ｔ_ＮＭＡＸを全ての素子に適用する。本実施例では、平均温度等ではなく、安全を見込んで最高温度に基づいて推定が行われる。関数ｆは電流Ｉ_Ｃと温度Ｔ_ｊの多項式で表され、制御演算装置１０にあらかじめ記憶させておく。Ｕ相のレグを例にすると、Ｕ相電流Ｉ_Ｕが正の値であれば電流はスイッチング素子Ｓ_Ｕまたは還流ダイオードＤ_Ｘを流れ、負の値であればスイッチング素子Ｓ_Ｘまたは還流ダイオードＤ_Ｕを流れている。従って電流Ｉ_Ｕが正のとき、式（１）にＩ_Ｃ＝Ｉ_Ｕを代入してスイッチング素子Ｓ_Ｕの導通損失を求める。スイッチング素子Ｓ_Ｕはオン／オフしているので、オン期間の割合を示す通流率ＤＵＴＹ_Ｕを乗算すれば、スイッチング周期Ｔ_ＳＷ期間における平均導通損失が求められる。このときスイッチング素子Ｓ_Ｘには電流が流れていないので、素子Ｓ_Ｘの導通損失はゼロとなる。逆に電流Ｉ_Ｕが負のとき、スイッチング素子Ｓ_ｘに電流が流れており、式（１）にＩ_Ｃ＝－Ｉ_Ｕを代入し、通流率ＤＵＴＹ_Ｘを乗算してその導通損失を求めることができる。もちろん、スイッチング素子Ｓ_Ｕのスイッチング損失はこのときゼロである。Ｖ、Ｗ相の各スイッチング素子の導通損失も同様に計算できる。スイッチング周期Ｔ_ＳＷは温度上昇の時定数に比べれば十分短い時間なので、式（１）で求められる損失は瞬時値として扱って問題ない。

　一方、スイッチング損失はターンオン時に生じるオン損失Ｐ_ＳＷＯＮとターンオフ時に生じるオフ損失Ｐ_{ＳＷＯＦＦ}の和であり、電圧と電流の重なり、つまりスイッチング素子に電圧と電流が同時に発生していることが損失の原因となる。これもジャンクション温度Ｔ_ｊに依存するので、それぞれ式（２）、（３）で表される。

　ここで、Ｖ_ＤＣ＝直流電圧、ｆ_ＳＷ＝スイッチング周波数を表す。電圧Ｖ_ＤＣは電圧検出器２４から得る。これらの関数ｇ、ｈは変数の多項式で記述でき、制御演算装置１０に記憶されている。導通損失と同様に、素子に電流が流れないとスイッチング損失は生じない。再びＵ相のレグを例にとる。電流Ｉ_Ｕが正のとき、スイッチング素子Ｓ_Ｕに電流が流れているので、式（２）、（３）にＩ_Ｃ＝Ｉ_Ｕを代入してスイッチング素子Ｓ_Ｕのスイッチング損失を求める。スイッチング素子Ｓ_Ｘに電流は流れていないので、素子Ｓ_Ｘのスイッチング損失はゼロとなる。電流Ｉ_Ｕが負のとき、式（２）、（３）にＩ_Ｃ＝－Ｉ_Ｕを代入してスイッチング素子Ｓ_Ｘのスイッチング損失が求まる。このときのスイッチング素子Ｓ_Ｕのスイッチング損失はゼロである。Ｖ、Ｗ相のスイッチング素子のスイッチング損失も同様にして計算する。

　スイッチング素子Ｓ_Ｕ～Ｓ_Ｚそれぞれについて導通損失、スイッチング損失を求める。導通損失とスイッチング損失を合計したものが１つの素子で発生する損失となる。

　次に、還流ダイオードから生じる損失の推定方法を述べる。互いに接続されたスイッチング素子及び還流ダイオードにおいて、スイッチング素子がオフした時に、サージ電圧が発生するのを防ぐために還流ダイオードが設けられている。従って、スイッチング素子のオフ期間中に還流ダイオードに電流が流れ、スイッチング素子がオン期間中はその還流ダイオードに電流は流れない。

　還流ダイオードの損失は導通損失とリカバリ損失の和で計算する。導通損失の基本的な計算方法はスイッチング素子のときと同じである。つまり、電流とジャンクション温度の多項式で表される関数ｉを用いて式（４）で記述できる。

　ＤＵＴＹは、対になるスイッチング素子（例えば還流ダイオードＤ_Ｕに対してスイッチング素子Ｓ_Ｘ）の通流率である。

　Ｕ相レグを例にして説明する。還流ダイオードＤ_Ｘの導通損失を求めるには、Ｕ相電流Ｉ_Ｕが正のとき式（４）にＩ_Ｃ＝Ｉ_Ｕを代入する。スイッチング素子Ｓ_Ｕがオフの期間に還流ダイオードＤ_Ｘが通電するので、スイッチング素子Ｓ_Ｕのオフ期間の割合を示す１－ＤＵＴＹ_Ｕを乗算すればよい。このとき還流ダイオードＤ_Ｕには電流が流れていないので、還流ダイオードＤ_Ｕの導通損失はゼロとなる。Ｕ相電流Ｉ_Ｕが負のとき式（４）にＩ_Ｃ＝－Ｉ_Ｕを代入し、スイッチング素子Ｓ_Ｘのオフ期間の割合１－ＤＵＴＹ_Ｘを乗算することで、還流ダイオードＤ_Ｕの導通損失を求める。還流ダイオードＤ_Ｘは通電していないので、当然、還流ダイオードＤ_Ｘの導通損失はゼロとなる。

　一方、リカバリ損失は還流ダイオードがオンからオフの状態に遷移するときに生じる損失であり、直流電圧、電流、ジャンクション温度に依存するので式（５）で計算できる。尚、還流ダイオードはオンするのに必要な時間は無視できるほど短いため、オフからオンするときの損失は無視できる。

　関数ｊは３つの変数で構成される多項式である。リカバリ損失も還流ダイオードに電流が流れないとスイッチング損失は生じない。Ｕ相のレグを例にとって詳述する。電流Ｉ_Ｕが正のとき、還流ダイオードＤ_Ｘに電流が流れているので、式（５）にＩ_Ｃ＝Ｉ_Ｕを代入して還流ダイオードＤ_Ｘのリカバリ損失を求める。このとき還流ダイオードＤ_Ｕに電流は流れていないので、還流ダイオードＤ_Ｕのリカバリ損失はゼロとなる。電流Ｉ_Ｕが負のとき、式（５）にＩ_Ｃ＝－Ｉ_Ｕを代入して還流ダイオードＤ_Ｕのリカバリ損失が求まる。このとき還流ダイオードＤ_Ｘのリカバリ損失はゼロである。Ｖ、Ｗ相の還流ダイオードのリカバリ損失も同様に計算する。

　還流ダイオードＤ_Ｕ～Ｄ_Ｚそれぞれについて導通損失、リカバリ損失を求める。導通損失及びリカバリ損失を合計したものが１つの還流ダイオードで発生する損失となる。

　以上の計算を行い、全てのスイッチング素子と還流ダイオードから発生する損失が求められる。

　電動機が低周波数で駆動されているときは以上のような損失推定方法が可能であるが、高周波数で駆動されているときは、駆動周波数に比較して損失および温度推定に費やされる計算時間が十分に短くならない。例えば、駆動信号周波数の周期と計算時間が一致すると、計算周期ごとに同じ検出電流値を使用してしまうため、損失推定の精度が著しく悪化してしまう。

　そこで、電動機が高周波数で駆動されているときは、損失推定に電流実効値I_ｒｍｓを用いる。このとき、Ｍを変調率、φを力率とすると導通損失は式（６）で表すことができる。

　オン損失Ｐ_ＳＷＯＮ、オフ損失Ｐ_{ＳＷＯＦＦ}およびリカバリ損失Ｐ_ｔｒｒは、電流平均値を、

として、式（２）、（３）、（５）のI_Ｃにこれを代入した上で２分の１を乗算して求められる。

　損失計算方法の切り替えは、角度検出器によって得られた電気周波数で判断する。電気周波数が周波数ｆ_ｅ未満のとき損失推定に電流瞬時値を用い、周波数ｆ_ｅ以上のとき損失推定に電流実効値Ｉ_ｒｍｓを用いる。周波数ｆ_ｅの周期は計算周期およびスイッチング素子の熱時定数より十分短い周期とする。

　次に、計算した損失を利用して、温度上昇値を求める過程を説明する。損失Ｐ_ＬＯＳＳと温度上昇値ΔＴ_ｊは式（７）の関係にある。この温度上昇値ΔＴ_ｊは、ジャンクション温度と周囲温度との差である。

　Ｐ_ＬＯＳＳは温度上昇値ΔＴ_ｊを計算する対象自身の損失であるが、モジュールは他の半導体素子と隣り合って構成されていることが多く、他の半導体素子から発生する損失の影響も受け、温度が上昇する。つまり、他の半導体素子からの影響も考慮して温度上昇値を求めることが、精度の高い温度推定には必要である。Ｚ_ｔｈは熱伝達インピーダンスと呼ばれ、スイッチング素子や還流ダイオードで構成されるモジュールの形状や材質で決定される。つまり、熱伝達インピーダンスＺ_ｔｈは、シミュレーション又は実験により求められる。Ｚ_ｔｈは式（８）のような形で表される。

　Ｒ_ｔｈは熱抵抗と呼ばれ、定常状態での損失と温度上昇値の関係を表す定数である。τは熱時定数といい、過渡状態での時間経過に対する温度上昇の割合を示す定数である。モジュールの形状や材質によってこれらの値と自然数ｎの値は決定される。ここでＺ_ｔｈは、熱が伝わる物質の熱抵抗Ｒ_ｔｈと熱時定数τの並列回路で表わすことができる。例えばシリコンと胴を熱が伝わる場合、Ｚ_ｔｈはシリコンの熱インピーダンスと胴の熱インピーダンスの直列回路となる（ｎ＝２）。

　ある半導体モジュールの構成例を図４に示し、この図を参照して温度上昇値の推定方法を説明する。図４の半導体モジュール２６には、例としてＵ相レグを構成する半導体素子が搭載されており、各半導体素子と熱伝達インピーダンスの関係を示している。このとき、スイッチング素子Ｓ_Ｕ、Ｓ_Ｘと還流ダイオードＤ_Ｕ、Ｄ_Ｘの温度上昇値をそれぞれΔＴ_ＳＵ、ΔＴ_ＳＸ、ΔＴ_ＤＵ、ΔＴ_ＤＸとおくと、式（９）が成り立つ。熱伝達インピーダンスＺ_ｉｊは全て式（８）の形式であり、モジュール２６の形状や材質、半導体素子の設置位置によって熱抵抗Ｒ_ｔｈ、熱時定数τ、自然数ｎの値が決まる。これらＺ_ｉｊは、制御演算装置１０にあらかじめ記憶される。

　Ｖ、Ｗ相の半導体モジュールを構成する各素子も、式（９）を使ってその温度上昇値が求められる。

　このように全ての半導体素子の温度上昇値が求まったところで、実際のジャンクション温度を推定する。制御演算装置１０に入力されるジャンクション温度は、ローサイド素子の最高温度Ｔ_ＮＭＡＸである。式（９）で計算されるローサイド素子の温度上昇値ΔＴ_ＳＸ、ΔＴ_ＳＹ、ΔＴ_ＳＺのなかで、最も値が大きいものがローサイド素子の最高温度上昇値ΔＴ_ＮＭＡＸを示す。環境温度をＴ_ａとおくと、式（１０）が成り立つ。

　つまり、ΔＴ_NMAXは式（９）を用いて、温度計測されている各相のローサイドスイッチング素子の温度上昇値ΔＴ_ＳＸ、ΔＴ_ＳＹ、ΔＴ_ＳＺを計算し、そのなかで最も大きな値である。

　例えば、スイッチング素子Ｓ_Ｕのジャンクション温度Ｔ_ｓｕを推定したければ、式（１１）で計算でき、環境温度Ｔ_ａの検出をする必要がない。このＴ_ｓｕは、スイッチング素子Ｓ_Ｕの現在のジャンクション温度推定値である。

　同様にして、全てのスイッチング素子と還流ダイオードの温度を推定できる。

（効果）
　従来においては、全ての半導体素子が同一モジュールに搭載されている場合の温度推定方法が開示されている。いずれか１つのスイッチング素子のみ温度検出し、かつこの検出温度を基準に温度推定している。そのため従来では、本実施例のようにＵ、Ｖ、Ｗ相ごとに異なるモジュールに分かれている場合には、他２相のモジュールの半導体素子については検出温度を基準に推定できない。本実施例では、ローサイド素子の最高温度Ｔ_ＮＭＡＸを検出しているため、少なくともローサイドにおいては確実に最高温度Ｔ_ＮＭＡＸを検出できる。

　しかしながら、基準とする温度をローサイド素子の最高温度Ｔ_ＮＭＡＸとせず、従来のように全スイッチング素子のうち何れか１つのジャンクション温度を検出しても、温度は推定できる。しかし最高温度を使用した方が、前述したように信頼性は高くなる。

　従来においては、角度センサから得られた電気角の情報で最高温度となるスイッチング素子を推定している。本実施例のように還流ダイオードを含めたモジュールにおいては、熱干渉が複雑になり、電気角のみで最高温度となるスイッチング素子を推定することは困難となる。

　また、従来のような各素子の推定温度を基準とする単なる熱干渉モデルとは異なり、本願では損失を基準とした熱干渉モデルを用いているため、温度検出対象となっている素子（最高温度を記録している素子）が含まれる相以外の相においても、精確に温度上昇値が推定できる。

　さらに、従来は熱伝達インピーダンスが熱抵抗成分のみで構成されているため、過渡状態における温度変化に追従できない。例えば、図５を基に説明すると、時間Ｔ_０の時点で急激に電流２７が増大したときは、実際は熱容量の影響で緩やかに変化する真の温度２８に対して、推定温度２９が電流に依存して急に高くなるために、真の温度２８より高く推定してしまう。時間Ｔ_１で電流が減少したときには、真の温度より推定温度が低くなり、信頼性が損なわれる。

　本実施例によれば、モジュールの構成、運転モード、遷移状態に依存することなく、全てのスイッチング素子と還流ダイオードのジャンクション温度が精確に推定できるため、確実な保護を行うことができ、信頼性の高いインバータ装置を提供できる。

　次に、本発明に係るインバータ装置の第２実施例について記述する。本実施例においては、実施例１の損失推定方法に改良を加えたものである。よって、実施例１と同一の構成には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

　実施例１においては、式（１）～（５）の損失計算に用いたＴ_ｊに温度センサで検出したローサイド素子の最高温度Ｔ_ＮＭＡＸを代入していた。制御演算装置１０を使った演算では、制御周期Ｔ_ＣＴＲＬごとに繰り返し温度計算を行っているため、制御周期（Ｔ_ＣＴＲＬ）前に求めた各素子の推定温度を使用して現在の温度を推定できる。一律に最高温度Ｔ_ＮＭＡＸを使用して損失を推定するよりも、実際に即した各スイッチング素子、および還流ダイオードの推定温度を用いれば、損失がより精確（実際に近い値）に推定でき、温度推定精度も高くなる。推定する瞬間の真の温度と、損失の推定に使用する制御周期Ｔ_ＣＴＲＬ前の推定温度を近くするために、制御周期Ｔ_ＣＴＲＬは半導体素子の熱時定数より十分短くする必要がある。

　次に本発明に係るインバータ装置の第３実施例について述べる。本実施例は、走行用の電動機を駆動するインバータと、エンジンが駆動する発電機用のインバータを搭載するシリパラ方式のハイブリッド自動車に適用する。シリパラ方式のハイブリッド自動車は、インバータが２台搭載されているため、設置スペースを削減するために２台のインバータを一体化する場合がある。このとき、半導体素子で構成されるモジュールに電動機用の半導体素子と発電機用の半導体素子が搭載されるため、互いにその発熱の影響を受ける。実施例１，２においては、電動機用のインバータに限った温度推定であるが、本実施例のように発電機用の半導体素子の発熱の影響を受ける場合には、温度推定誤差が生じる。

　図６に本実施例の構成例を示す。実施例１と同一の構成には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。電動機５を駆動するインバータは実施例１と全く同じ構成である。発電機用のインバータは、コンデンサ１０１、スイッチング素子Ｓ_ＧＵ、Ｓ_ＧＶ、Ｓ_ＧＷ、Ｓ_ＧＸ、Ｓ_ＧＹ、Ｓ_ＧＺと還流ダイオードＤ_ＧＵ、Ｄ_ＧＶ、Ｄ_ＧＷ、Ｄ_ＧＸ、Ｄ_ＧＹ、Ｄ_ＧＺで構成される。エンジン１０２で駆動する発電機１０３と接続され、電力を直流電圧源４へ回生する。制御演算装置１１には発電機用の電流制御部１０４を追加する。ハイブリッド自動車からバッテリ（直流電圧源４）の充電状態に応じて指令される電流指令値Ｉ^＊１０５に従い、電流制御部は電流センサ１０６で検出した電流値１０７と、発電機の角度センサ１０８から検出される電気角１０９からスイッチング素子のゲート信号１１０を生成する。ゲート信号１１０はゲート駆動回路１１１に入力され、スイッチング素子のオン／オフが行われる。電動機用インバータと同様に、発電機用インバータの温度検出はローサイドの最高温度素子を検出する。温度検出回路１１２の構成も電動機用インバータの温度検出回路９と同じである。

　温度推定部１１３は電動機用および発電機用インバータの全ての半導体素子のジャンクション温度を推定する。そのため、発電機用の電流値１０７とローサイドの最高温度素子温度１１４が温度推定部１１３で使用される。以下、推定方法を記述する。図７のように、電動機用インバータのＵ相と発電機用インバータのＵ相が一体化したモジュール１１５を例にとると、搭載される半導体素子数は８個となる。基本的な推定方法は実施例１，２と同じであり、温度推定の対象素子が増加しただけである。まずは、式（１）～（５）で全ての素子の損失を推定する。ただし、損失推定に利用する検出電流は、電動機側の半導体素子は電流センサ１８で検出した電流値１９を用いて、発電機側の半導体素子は電流センサ１０６で検出した電流値１０７を用いる。式（８）の熱伝達インピーダンスもあらかじめ測定しておく。式（９）の温度上昇と損失の関係を表した式は、式（１２）を用いることになる。

　Ｖ，Ｗ相のモジュールに搭載されている半導体素子の温度上昇値も同様の式を用いて求めることができる。

　温度上昇値を求めたところで、式（１１）に従ってジャンクション温度を計算する。実施例１，２では、電動機用インバータのローサイド素子の最高温度Ｔ_ＮＭＡＸを基準としており、本実施例でもＴ_ＮＭＡＸを基準とする。ただし、発電機用のローサイド素子にも温度センサによる温度検出がなされており、ローサイド素子の最高温度Ｔ_{ＮＧＭＡＸ}が得られるときは、発電機用の半導体素子は最高温度Ｔ_{ＮＧＭＡＸ}を基準として式（１１）を使って推定する。つまり、式（１２）の発電機の損失（Ｐ_GSU～Ｐ_GDX）は、損失の式（１）～（５）に発電機の最高温度を使用して求め、式（１２）から温度上昇値ΔＴを求めて、式（１１）に温度上昇値ΔＴを代入して、ジャンクション温度を求める。このように、温度推定の対象となる半導体素子と、基準となる温度を検出する素子の位置関係を近くすれば、温度推定精度が高くなる。

　以上の説明はこの発明の実施の形態であって、この発明の装置及び方法を限定するものではなく、様々な変形例を容易に実施することができるものである。

　１…アクセル装置、２…インバータ、４…直流電圧源、５…電動機、６…車輪、７…コンデンサ、８…温度検出回路、９…ローサイド素子最高温度、１０…制御演算装置、１１…オペアンプ、１２…ダイオード、１３…三角波発生回路、１４…コンパレータ、１５…フォトカプラ、１６…電流制御部、１７…温度推定部、１８…電流検出器、１９…電流値、２０…角度検出器、２１…電気角、２２…ゲート信号、２３…ゲート駆動回路、２４…電圧検出器、２５…電圧値、２６…半導体モジュール、２７…電流値、２８…真のスイッチング素子の温度、２９…推定したスイッチング素子の温度１０１…コンデンサ、１０２…エンジン、１０３…発電機、１０４…電流制御部、１０５…電流指令値、１０６…電流検出器、１０７…電流値、１０８…角度検出器、１０９…電気角、１１０…ゲート信号、１１１…ゲート駆動回路、１１２…温度検出回路、１１３…温度推定部、１１４…ローサイド素子最高温度、１１５…半導体モジュール。

Claims (7)

1. 　直流電源と、前記直流電源に接続されたスイッチング素子および還流ダイオードと、前記スイッチング素子のオン／オフによって直流電圧を所定の交流電圧、電流、周波数に変換する手段と、１つ以上のスイッチング素子近傍に設置した温度検出部を備えたインバータ装置において、
   　前記スイッチング素子および還流ダイオードの損失モデルと、前記スイッチング素子および還流ダイオードを固定するモジュールの熱抵抗モデルと、前記損失モデルおよび熱抵抗モデルを利用して算出された推定温度上昇値と、前記温度検出部で検出したスイッチング素子の温度とに基づいて、温度検出部を備えていないスイッチング素子および還流ダイオードの温度を推定する推定手段を備えることを特徴とするインバータ装置。
2. 　前記温度検出部は、前記インバータ装置を構成する低電位側のスイッチング素子に設置され、該スイッチング素子の温度のうち最も高い温度を選択して前記推定手段に入力する手段を備えることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
3. 　前記推定手段は、
   　前記スイッチング素子の損失モデルを、導通損失ａとスイッチング損失との和とし、
   　前記導通損失ａをスイッチング素子に流れる電流瞬時値と、電流通流率と、前記温度検出部で検出されたスイッチング素子の温度とで表される多項式で算出される値とし、
   　前記スイッチング損失をスイッチング素子および還流ダイオードに流れる電流瞬時値と、電流通流率と、前記直流電圧と、前記温度検出部で検出されたスイッチング素子の温度とで表す多項式で算出される値とし、
   　前記還流ダイオードの損失モデルを、導通損失ｂとリカバリ損失との和とし、
   　前記導通損失ｂを還流ダイオードに流れる電流瞬時値と、電流通流率と、前記温度検出部で検出したスイッチング素子の温度とで表す多項式で算出する値とし、
   　前記リカバリ損失を還流ダイオードに流れる電流瞬時値と、電流通流率と、前記直流電圧と、前記温度検出部で検出したスイッチング素子の温度とで表す多項式で算出する値とすることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
4. 　前記推定手段は、
   　インバータの出力周波数がある周波数以下であるときにおいて、前記損失モデルを用いてスイッチング素子および還流ダイオードの温度を推定し、
   　インバータの出力周波数が前記ある周波数を超えたときにおいて、
   　前記スイッチング素子の損失モデルを、導通損失ａとスイッチング損失との和とし、
   　導通損失ａをスイッチング素子に流れる電流実効値と、前記温度検出部で検出されたスイッチング素子の温度とで表される多項式ｅで算出される値とし、
   　スイッチング損失をスイッチング素子および還流ダイオードに流れる電流実効値と、前記直流電圧と、前記温度検出部で検出されたスイッチング素子の温度とで表す多項式ｆで算出される値とし、
   　前記還流ダイオードの損失モデルを、導通損失ｂとリカバリ損失との和とし、
   　前記導通損失ｂを還流ダイオードに流れる電流実効値と、前記温度検出部で検出したスイッチング素子の温度とで表す多項式ｇで算出する値とし、
   　前記リカバリ損失を還流ダイオードに流れる電流実効値と、前記直流電圧と、前記温度検出部で検出したスイッチング素子の温度とで表す多項式ｈで算出する値とすることを特徴とする請求項３記載のインバータ装置。
5. 　前記推定手段は、前記モジュールの熱抵抗モデルを、全てのスイッチング素子および還流ダイオード自身と冷却器との間にある熱抵抗と、全てのスイッチング素子および還流ダイオードとで互いに生じる熱干渉によるものとし、自身の熱抵抗および互いに及ぼす熱干渉を熱抵抗および熱容量で表すことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
6. 　前記スイッチング素子および還流ダイオードの損失を求める多項式に用いる温度検出部で検出したスイッチング素子の温度を、直前に推定した該スイッチング素子の温度および還流ダイオードの温度とすることを特徴とする請求項２記載のインバータ装置。
7. 　前記インバータ装置は、シリパラ方式のハイブリッド自動車に搭載される、走行用の電動機を駆動するインバータを構成するスイッチング素子と、エンジンが駆動する発電機用のインバータを構成するスイッチング素子とが一体化しているモジュールを備えるインバータ装置であって、
   　前記推定手段は、前記発電機用インバータのスイッチング素子および還流ダイオードで発生する損失を推定し、電動機用インバータと発電機用インバータとが発生する損失によって互いに及ぼす影響を考慮して温度上昇値を推定することを特徴とする請求項１乃至５のうち１項記載のインバータ装置。

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