WO2011137948A2 - Verfahren und steuervorrichtung zum betreiben eines dreiphasigen bürstenlosen gleichstrommotors - Google Patents

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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
    • H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/15—Controlling commutation time

Definitions

  • the invention relates to a method and a control device for operating a three-phase brushless DC motor, the phase windings are fed by a connected to a voltage source with a high potential and a low potential inverter whose semiconductor switches arranged in bridge circuit are controlled such that energized in motor always two phase windings are.
  • a brushless DC motor has a rotor (armature) with permanent magnets and a three-phase winding in star or delta connection, which forms the fixed stator. If the winding is energized appropriately, it generates a position-dependent magnetic field, according to which the rotor-side permanent magnets align. A continuous rotational movement of the rotor is achieved by means of sensors, the rotational position of the rotor is measured. Depending on the rotational position of the rotor, the windings are energized via electrical or electronic switches in such a way that a rotating field arises in the stator, followed by the rotor. The rotor rotates substantially synchronously with the stator rotating field.
  • the so-called block commutation is a common method for driving a three-phase brushless motor.
  • the three phases forming a star connection are subjected to abruptly varying drive voltages. While in this star circuit first ends of the phase windings are galvanically connected together, the second ends of the phase windings are connected to a control circuit having six power switches. Two circuit breakers each are connected in series between two voltage poles. Between each one connected in series The circuit breaker pair is a node which is connected to the second end of one of the phase windings.
  • the phases in the star connection are controlled in such a way that a current always flows through two phases or phase windings, while one phase (phase winding) remains currentless.
  • the three phase windings are always energized.
  • the winding of the stator is such that the rotor passes through all three phases only once during one revolution, so that the time duration of an electrical wave of a phase with the duration of a mechanical wave, i. one revolution of the rotor.
  • Successive electrical waves of successive phases are 120 ° apart, with 360 ° referring to a full electrical wave.
  • the commutation angle, d. H. the angle during which one phase (phase winding) is energized is 120 °. During 60 ° of each electrical half-wave, the phase is not energized. After every 60 °, the current is switched to the next phase pair.
  • the resulting torque that acts on the rotor is not wave-free. Rather, there is a so-called torque ripple. Further, in such a driving method, the voltage induced by the rotor in the phases, i. H. the electromotive force (EMF) is not optimally utilized with the result that the efficiency is also not optimal.
  • EMF electromotive force
  • a method is known in which a brushless three-phase electric motor is operated with block commutation.
  • the electric motor is controlled such that the commutation angle is less than 180 ° and greater than 120 °.
  • a method for controlling a brushless DC motor in which a commutation point is advanced in each case by a predetermined amount of time.
  • a distinction is made between normal or normal operation and startup operation during engine operation. The regular or normal operation takes place between a minimum speed and a maximum speed of the DC motor. During start-up, the speed is increased from zero (n 0) to the minimum speed (n min ).
  • a brushless DC motor in particular for a radiator fan of a motor vehicle, is known to have a disturbing noise during start-up operation.
  • the noise of the DC motor is critical to a disturbing overall noise level, while the air noise of the radiator fan at low speeds is negligible.
  • the invention has for its object to improve such a brushless DC motor with respect to the noise in the starting operation.
  • the invention is based on a method in which, in order to operate a three-phase brushless DC motor whose phase windings (u, v, w) are fed by an inverter connected to a voltage source with a high potential and with a low potential, its semiconductor switch arranged in bridge circuit is triggered in this way that in motor operation with star connection always two phase windings (u, v, w) and in delta connection always all three phase windings are energized.
  • the motor operation with normal commutation the commutation be offset by an angle of 60 °
  • the DC motor is operated with normal commutation when the speed is greater than or equal to a minimum speed.
  • the starting operation of the DC motor is - based on the normal commutation - up to the minimum speed of the DC motor, a high potential side commutation of a phase winding against a low potential side commutation of this phase winding by an angle greater than 0 ° and less than or equal to 60 °.
  • the control device comprises an inverter and a bridge circuit having semiconductor switches connected in series between a high potential and a low potential of a voltage source in each of three bridge branches for driving the DC motor.
  • the inverter also includes a microcontroller, which is set up for the execution of the method according to the invention or one of its variants described below circuit and / or program technology, so that the inventive method is performed automatically.
  • the microcontroller controls the semiconductor switches of the inverter in such a way that always two phase windings are energized.
  • a high-potential-side commutation angle of a phase winding is shifted relative to a low-potential-side commutation angle of this phase winding by an angle of greater than 0 ° and less than or equal to 60 °.
  • the control device or the microcontroller is adapted to operate the DC motor with a normal commutation when the speed is greater than or equal to the minimum speed, with a distance of 60 ° is set between the 120 ° Kommut réelleswinkeln.
  • a pulse width modulated control (PWM control) and energization of the semiconductor switches of the phase windings is particularly advantageous.
  • FIG. 1 is a block diagram of a schematic representation of a device for driving a DC motor with an inverter with semiconductor switches in bridge circuit
  • FIG. 2 shows in a flow chart a switching sequence of the semiconductor switches in a normal commutation over a 360 ° full cycle and as a result a voltage and a torque
  • FIG. 3 is a flowchart showing the circuit sequence in a commutation with 30 ° phase shift
  • Fig. 1 shows in a block diagram a device (control device) 1 for driving a DC motor 2.
  • the DC motor 2 comprises three phase windings u, v, w.
  • first ends of a first phase winding u, a second phase winding v and a third phase winding w are interconnected to form a star connection 3.
  • the phase windings u.v.w are arranged in a manner not shown in a stator offset by 120 ° and surround a rotation axis of a rotor provided with permanent magnets.
  • the DC motor 2 a Hall sensor 4 is assigned.
  • the phase windings u, v, w are connected at the second ends to node points 5, 6, 7 of a B6 topology of a dash-dotted line inverter 8, which is or may be part of the control device 1.
  • the control device 1 further comprises a supply voltage source (DC voltage source) 9 for the electrical energy supply of the DC motor 2, a microcontroller (microprocessor) 10 for determining the rotation Number n of the DC motor 2 from the position change speed of the determined for example by means of a position detecting unit 1 1 rotor positions.
  • the position detection unit 11 is signal-wise connected via signal lines 12 to the Hall sensor 4.
  • the inverter 8 comprises in a bridge circuit a first, a second and a third bridge branch 13, 14 and 15, which are connected on a first side (high potential side) to a high potential 16 of the DC voltage source 9. On a second side (low potential side), each bridge branch 13, 14, 15 is connected to a low potential 17 (ground) of the DC voltage source 9.
  • the DC voltage source 9 is here a vehicle battery.
  • Each bridge branch 13, 14, 15 comprises a first semiconductor switch 18 and a second semiconductor switch 19, which are connected in series between the high potential 16 and the low potential 17.
  • the first semiconductor switches 18 are directly connected to the high-potential side 16 and the second semiconductor switches 19 are connected directly to the low-potential side 7.
  • the respective node is assigned 5,6,7.
  • the first node 5 of the first bridge branch 13 is contacted with the first phase winding u
  • the third node 7 of the third bridge branch 15 with the third phase winding w.
  • the microcontroller 10 is circuitally connected to control inputs of the six semiconductor switches 18,19 conveniently via a control line 20 or the like.
  • the microcontroller 10 of the inverter 8 causes a circuit of the semiconductor switch 18,19, wherein a first high potential side semiconductor switch 18 one of the phase windings u, v, w to the high potential 16 and a second low-potential side semiconductor switch 19 another phase winding u, v, w connects to the low potential 17 and thus forms a current path.
  • the respective other two first and second semiconductor switches 18, 19 of the high-potential side 16 and the low-potential side 17 are open, that is not switched on.
  • a magnetic field is generated, after which the permanent magnets align with the rotor.
  • the phase windings u, v, w are commutated by switching the semiconductor switches 18,19, that is alternately energized.
  • the magnetic field exciter field
  • the rotor rotatably mounted with permanent magnets depends on the excitation field and thus describes a trailing the trailing field rotational movement.
  • a fan is attached to the rotor or its rotor shaft, which moves together with the rotor.
  • the microcontroller 10 and the position detection unit 1 1 are suitably arranged on a common printed circuit board (board).
  • the microcontroller 10 can use data determined by the position determination unit 11 in order to switch or control the semiconductor switches 18, 19 appropriately. For example, when a specific speed of the DC motor 2 is reached, the microcontroller changes from a starting operation with a commutation with a phase shift into a normal mode with normal commutation.
  • FIG. 2 shows in a flow chart the switching sequence of the field effect transistor (FET) designed semiconductor switch 18,19 in a normal commutation (block commutation).
  • FET field effect transistor
  • switch positions of the high-potential and low-potential-side first and second semiconductor switches 18, 19 via a 360 ° full cycle (full electric shaft) and a corresponding voltage V U , V V , V W in the first, second and third phase windings uvw, and a torque m of the DC motor 2 is shown.
  • a fourth, fifth and sixth gradient graph -u, -v, -w the switch positions of the second low potential-side semiconductor switches 19 of the first, second and third bridge branch 13,14,15 are shown.
  • Each of the six semiconductor switches 18,19 switched according to the block commutation - is so throughout a 360 ° full cycle for a period of 120 ° continuously in the final position - and for a period of 240 ° of the full cycle continuously in line.
  • the high-potential-side first semiconductor switches 18 are successively shifted by a 120 ° angle in the order of the first, second and third bridge branch 13,14,15 in the final position.
  • Low potential side, the second semiconductor switches 19 are offset by a 120 ° angle in the order of the first, second, third bridge branch 13,14,15 in the final position.
  • the first semiconductor switch 18 of a bridge branch 13, 14, 15 and the second semiconductor switch of this bridge branch 13, 14, 15 are shifted by 180 ° into the closed position.
  • the high potential side first semiconductor switch 18 of the second bridge branch 14 and the low potential side second semiconductor switch 19 of the third bridge branch 15 120 ° to 180 °
  • the high potential side first semiconductor switch 18 of the second bridge branch 14 and the low potential side second semiconductor switch 19 of the first bridge branch 13 180 ° to 240 °
  • the high-potential-side first semiconductor switch 18 of the third bridge branch 15 and the low-potential-side second semiconductor switch 19 of the second bridge branch 14 are connected in the closed position (300 ° to 360 °), while the respective remaining four semiconductor switches 18, 19 are connected.
  • ⁇ 120 °
  • the commutation angle ⁇ and the high-potential-side and the low-potential-side commutation point of a phase winding are offset by 180 ° via the full cycle.
  • the high-potential-side and low-potential-side commutation angles ⁇ are successively set 120 ° apart in the order of first, second and third bridge arms 13, 14, 15, respectively. In this case, over a full cycle successively flows for the respective 60 ° sub-cycles of the current I: from the high potential 16 through the first phase winding u and the second phase winding to the low potential 17 (0 ° to 60 °),
  • the generated by the magnetic field of the motor 2 back emf (electromotive force) - voltage in the phase windings u, v, w is shown in voltage curves V U , V V , V W.
  • a maximum voltage V u max in the first phase winding u is reached by a 60 ° angle after a high-potential-side commutation point, in which at the end between the first phase winding u and the high potential 16 is switched.
  • a minimum voltage V around i n in the first phase winding u is reached by a 60 ° angle after the low-potential-side commutation point, ie the commutation point at which the conclusion between the first phase winding u and the low potential 17 occurs.
  • the maximum or minimum phase voltage Vv max. Vv min, Vw max. V wm reached in each 60 ° after commutation.
  • a torque characteristic 21 shows the torque m of the DC motor 2 over the full 360 ° cycle. In this case, six torque maxima occur in the 60 ° cycle over the full cycle.
  • the torque m caused by the motor current is different from zero and may fluctuate at a value of 25mJ, for example, while the maximum torque may be up to 100mJ.
  • Relative to the normal commutation phase shift means that the commutation angle ⁇ and thus also the high-potential-side and low-potential-side commutation point of a respective phase winding are shifted by an angle amount from each other.
  • the first and the second semiconductor switches 18, 19 are switched over a full cycle in each case for 120 °, successively with a 120 ° offset in the order of the first, second, third bridge branch 3, 14 or 15, respectively, into the closed position.
  • tet the circuit of the first semiconductor switch 18 is preset relative to the normal commutation by an angle ⁇ of 30 °.
  • the first semiconductor switch 18, the first, second and third bridge branch 13,14,15 in a full cycle consecutively each for 120 ° in the final position.
  • the second semiconductor switch 19 of the first, second and third bridge branches 13, 14, 15 is consecutively in each case 120 ° in the final position over a full cycle.
  • each semiconductor switch 18,19 is set up.
  • the high-potential-side commutation points of a phase winding are advanced by 60 ° with respect to the low-potential-side commutation points in each field winding.
  • the high-potential-side commutation Thus, an angular amount ⁇ of 60 ° takes place later than in normal commutation.
  • Double commutation means that at the same time the current path is changed high-potential side and low-potential side by a simultaneous connection of a first semiconductor switch 18 and a second semiconductor switch 19. In this case, a phase winding u, v, w continues to be energized before and after the double commutation, but the flow direction of the current I is reversed. Thus, over a full 360 ° cycle, three switching states result in succession
  • Closing position are switched (300 ° to 60 °).
  • two commutation angles ⁇ are in synchronism with a respective switching state over the full 360 ° cycle in which the current I successively for 120 ° from the high potential 16 via the first phase winding u and the third phase winding w to the low potential 17 (60 ° to 180 ° ), for 120 ° from the high potential 16 via the second phase winding v and the first phase winding u to the low potential 17 (180 ° to 300 °), and 120 ° from the high potential 16 via the third phase winding w and the second phase winding v to the low potential 17 flows (300 ° to 60 °).
  • the torque curve 21 shows over a full cycle of 360 °, three torque maxima that are higher (in terms of magnitude) than the torque maxima shown in FIG.
  • a course curve for the normal commutation for the phase shifts of 30 ° and 60 ° according to FIGS. 2, 3 and 4 is shown.
  • a first trajectory 22 shows an early increase in engine noise at normal commutation.
  • a second progression curve 23 shows the noise development for the commutation with 30 ° phase shift according to FIG. 3.
  • the increase of the noise level during start-up is lower than that of the normal commutation.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Steuervorrichtung (1) zum Betreiben eines dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotors (2), dessen Phasenwicklungen (u, v, w) von einem an eine Spannungsquelle (9) mit einem Hochpotential (16) und mit einem Niederpotential (17) angeschlossenen Wechselrichter (8) gespeist werden, dessen in Brückenschaltung (13, 14, 15) angeordnete Halbleiterschalter (18, 19) derart angesteuert sind, dass im Motorbetrieb stets zwei Phasenwicklungen (u, v, w) bestromt werden. Beim Motorbetrieb mit Normalkommutierung sind die Kommutierungswinkel (φ) um einen Winkelbetrag von 60° versetzt, wobei der Gleichstrommotor (2) mit Normalkommutierung betrieben wird, wenn die Drehzahl (n) größer oder gleich einer Mindestdrehzahl (nmin) ist. Bezogen auf die Normalkommutierung wird im Anfahrbetrieb bis zur Mindestdrehzahl (nmin) des Gleichstrommotors (2) ein hochpotentialseitiger Kommutierungswinkel (φ) einer Phasenwicklung (u, v, w) gegen einen niederpotentialseitigen Kommutierungswinkel (φ) dieser Phasenwicklung (u, v, w) um einen Winkelbetrag (a) von größer 0° und kleiner oder gleich 60° verschoben.

Description

Beschreibung
Verfahren und Steuervorrichtung zum Betreiben eines dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotors
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Steuervorrichtung zum Betreiben eines dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotors, dessen Phasenwicklungen von einem an eine Spannungsquelle mit einem Hochpotential und mit einem Niederpotential angeschlossenen Wechselrichter gespeist werden, dessen in Brückenschaltung angeordnete Halbleiterschalter derart angesteuert werden, dass im Motorbetrieb stets zwei Phasenwicklungen bestromt sind.
Üblicherweise weist ein bürstenloser Gleichstrommotor einen Rotor (Anker) mit Permanentmagneten und eine dreiphasige Wicklung in Stern- oder Dreieckschaltung auf, die den festen Stator bildet. Wird die Wicklung geeignet bestromt, so erzeugt diese ein lageabhängiges Magnetfeld, nach dem sich die rotorseitigen Permanentmagnete ausrichten. Eine kontinuierliche Drehbewegung des Rotors wird erzielt, indem mittels Sensoren die Drehstellung des Rotors gemessen wird. Abhängig von der Drehstellung des Rotors werden über elektrische oder elektronische Schalter die Wicklungen derart bestromt, dass im Stator ein Drehfeld entsteht, dem der Rotor folgt. Der Rotor dreht sich im Wesentlichen synchron mit dem Statordrehfeld.
Gemäß der DE 101 27 670 A1 ist die so genannte Blockkommutierung ein übliches Verfahren zur Ansteuerung eines dreiphasigen bürstenlosen Motors. Dabei werden die drei eine Sternschaltung bildenden Phasen mit sich abrupt ändernden Ansteuerspannungen beaufschlagt. Während in dieser Sternschaltung erste Enden der Phasenwicklungen galvanisch miteinander verbunden sind, sind die zweiten Enden der Phasenwicklungen mit einer Steuerschaltung verbunden, die sechs Leistungsschalter aufweist. Jeweils zwei Leistungsschalter sind zwischen zwei Spannungspolen in Reihe geschaltet. Zwischen jeweils einem in Reihe geschalte- ten Leistungsschalterpaar befindet sich ein Knotenpunkt, der mit dem zweiten Ende einer der Phasenwicklungen verbunden ist.
Bei der Blockkommutierung werden die Phasen bei der Sternschaltung derart angesteuert, dass ein Strom stets durch zwei Phasen bzw. Phasenwicklungen fließt, während eine Phase (Phasenwicklung) stromlos bleibt. Bei der Dreieckschaltung sind stets die drei Phasenwicklungen bestromt. Die Wicklung des Stators ist derart, dass der Rotor während einer Umdrehung alle drei Phasen nur einmal passiert, so dass die zeitliche Dauer einer elektrischen Welle einer Phase mit der zeitlichen Dauer einer mechanischen Welle, d.h. einer Umdrehung des Rotors, übereinstimmt. Aufeinander folgende elektrische Wellen von aufeinander folgenden Phasen weisen einen Abstand von 120° auf, wobei 360° sich auf eine volle elektrische Welle bezieht. Der Kommutierungswinkel, d. h. derjenige Winkel, während dem eine Phase (Phasenwicklung) bestromt ist, beträgt 120°. Während 60° jeder elektrischen Halbwelle ist die Phase nicht bestromt. Nach jeweils 60° wird der Strom auf das nächste Phasenpaar weitergeschaltet.
Der resultierende Verlauf des Drehmoments, das auf den Rotor wirkt, ist nicht wellenfrei. Vielmehr liegt eine sogenannte Drehmomentenwelligkeit vor. Ferner wird bei einem solchen Ansteuerverfahren die durch den Rotor in den Phasen induzierte Spannung, d. h. die elektromotorische Kraft (EMK) nicht optimal ausgenutzt mit der Folge, dass der Wirkungsgrad ebenfalls nicht optimal ist.
Zur Verbesserung der Drehmomentwelligkeit oder des Wirkungsgrades im Motorbetrieb ist beispielsweise aus der DE 101 27 670 A1 ein Verfahren bekannt, bei dem ein bürstenloser dreiphasiger Elektromotor mit Blockkommutierung betrieben wird. Dabei wird der Elektromotor derart angesteuert, dass der Kommutierungswinkel kleiner als 180° und größer als 120° ist.
Aus der DE 38 19 064 C3 ist ein Verfahren zur Steuerung eines bürstenlosen Gleichstrommotor bekannt, bei dem ein Kommutierungspunkt jeweils um einen vorgegebenen Zeitbetrag vorverlegt wird. Generell wird beim Motorbetrieb zwischen dem Regel- oder Normalbetrieb und dem Anfahrbetrieb unterschieden. Der Regel- oder Normalbetrieb erfolgt zwischen einer Mindestdrehzahl und einer Maximaldrehzahl des Gleichstrommotors. Im Anfahrbetrieb wird die Drehzahl von Null (n = 0) auf die Mindestdrehzahl (nmin) erhöht.
Ein bürstenloser Gleichstrommotor, insbesondere für einen Kühlerlüfter eines Kraftfahrzeuges, weist erkanntermaßen im Anfahrbetrieb eine störende Geräuschentwicklung auf. Bei niedrigen Umdrehungsgeschwindigkeiten, wie diese im Anfahrbetrieb vorherrschen, ist das Geräusch des Gleichstrommotors maßgeblich für einen störenden Gesamtgeräuschpegel, während das Luftgeräusch des Kühlerlüfters bei niedrigen Drehzahlen zu vernachlässigen ist.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen derartigen bürstenlosen Gleichstrommotor hinsichtlich der Geräuschentwicklung im Anfahrbetrieb zu verbessern.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1. Die Aufgabe wird weiterhin gelöst durch eine Steuervorrichtung mit den Merkmalen des Anspruchs 4. Vorteilhafte Ausführungsformen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen und aus den nachfolgenden Ausführungen.
Die Erfindung geht von einem Verfahren aus, bei welchem zum Betreiben eines dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotors, dessen Phasenwicklungen (u,v,w) von einem an eine Spannungsquelle mit einem Hochpotential und mit einem Niederpotential angeschlossenen Wechselrichter gespeist werden, dessen in Brückenschaltung angeordnete Halbleiterschalter derart anzusteuern, dass im Motorbetrieb bei Sternschaltung stets zwei Phasenwicklungen (u,v,w) und bei Dreieckschaltung stets alle drei Phasenwicklungen bestromt werden.
Bezüglich des Verfahrens zum Betreiben eines dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotors ist vorgesehen, dass beim Motorbetrieb mit Normalkommutierung die Kommutierungswinkel um einen Winkelbetrag von 60° versetzt sind, wobei der Gleichstrommotor mit Normalkommutierung betrieben wird, wenn die Drehzahl größer oder gleich einer Mindestdrehzahl ist. Im Anfahrbetrieb des Gleichstrommotors wird - bezogen auf die Normalkommutierung - bis zur Mindestdrehzahl des Gleichstrommotors ein hochpotentialseitiger Kommutierungswinkel einer Phasenwicklung gegen einen niederpotentialseitigen Kommutierungswinkel dieser Phasenwicklung um einen Winkelbetrag größer 0° und kleiner oder gleich 60° verschoben.
Die erfindungsgemäße Steuervorrichtung umfasst einen Wechselrichter und eine Brückenschaltung mit zwischen ein Hochpotential und ein Niederpotential einer Spannungsquelle in Reihe geschaltete Halbleiterschalter in jedem von drei Brückenzweigen zum Betreiben bzw. Ansteuern des Gleichstrommotors. Der Wechselrichter umfasst zudem einen Mikrocontroller, der zur Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens oder einer seiner nachfolgend beschriebenen Varianten schaltungs- und/oder programmtechnisch eingerichtet ist, so dass das erfindungsgemäße Verfahren automatisch durchgeführt wird.
Der Mikrocontroller steuert die Halbleiterschalter des Wechselrichters derart an, dass stets zwei Phasenwicklungen bestromt werden. Dabei wird im Anfahrbetrieb bis zu einer Mindestdrehzahl des Gleichstrommotors ein hochpotentialseitiger Kommutierungswinkel einer Phasenwicklung gegenüber einem niederpotentialseitigen Kommutierungswinkel dieser Phasenwicklung um einen Winkelbetrag von größer 0° und kleiner oder gleich 60° verschoben. Femer ist die Steuervorrichtung bzw. der Mikrocontroller dazu eingerichtet, den Gleichstrommotor mit einer Normalkommutierung zu betreiben, wenn die Drehzahl größer oder gleich der Mindestdrehzahl ist, wobei ein Abstand von 60° zwischen den 120° Kommutierungswinkeln eingestellt ist. Eine pulsweitenmodulierte Ansteuerung (PWM-Ansteu- erung) und Bestromung der Halbleiterschalter der Phasenwicklungen ist dabei besonders vorteilhaft.
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand einer Zeichnung näher erläutert. Darin zeigen: Fig. 1 in einem Blockschaltbild eine schematische Darstellung einer Vorrichtung zum Ansteuern eines Gleichstrommotors mit einem Wechselrichter mit Halbleiterschaltern in Brückenschaltung,
Fig. 2 in einem Flussdiagramm eine Schaltabfolge der Halbleiterschalter bei einer Normalkommutierung über einen 360°-Vollzyklus und daraus resultierend eine Spannung und ein Drehmoment,
Fig. 3 in einem Flussdiagramm die Schaltungsabfolge bei einer Kommutierung mit 30°-Phasenverschiebung,
Fig. 4 in einem Flussdiagramm die Schaltungsabfolge bei einer Kommutierung mit 60°-Phasenverschiebung, und
Fig. 5 in einem Dezibel-Drehzahl-Diagramm das Geräuschverhalten des
Gleichstrommotors im Anfahrbetrieb (Anlaufbetrieb) bei Normalkommutierung sowie bei der Kommutierung mit 30°- Phasenverschiebung und mit 60°-Phasenverschiebung.
Einander entsprechende Teile und Größen sind in allen Figuren mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
Fig. 1 zeigt in einem Blockschaltbild eine Vorrichtung (Steuervorrichtung) 1 zum Ansteuern eines Gleichstrommotors 2. Der Gleichstrommotor 2 umfasst drei Phasenwicklungen u,v,w. Dabei sind erste Enden einer ersten Phasenwicklung u, einer zweiten Phasenwicklung v und einer dritten Phasenwicklung w miteinander zu einer Sternschaltung 3 verschaltet. Die Phasenwicklungen u.v.w sind in nicht näher dargestellter Weise in einem Stator um 120° versetzt angeordnet und umgeben eine Drehachse eines mit Permanentmagneten versehenen Rotors. Ferner ist dem Gleichstrommotor 2 ein Hall-Sensor 4 zugeordnet. Die Phasenwicklungen u,v,w sind an zweiten Enden mit Kontenpunkten 5,6,7 einer B6-Topologie eines strichpunktiert umrandet dargestellten Wechselrichters 8 verschaltet, der Teil der Steuervorrichtung 1 ist oder sein kann.
Die Steuervorrichtung 1 umfasst des Weiteren eine Versorgungsspannungsquelle (Gleichspannungsquelle) 9 zur elektroenergetischen Versorgung des Gleichstrommotors 2, einen Mikrocontroller (Mikroprozessor) 10 zur Ermittlung der Dreh- zahl n des Gleichstrommotors 2 aus der Positionsänderungsgeschwindigkeit der beispielsweise mittels einer Positionsermittlungseinheit 1 1 bestimmten Rotorpositionen. Die Positionsermittlungseinheit 11 ist signaltechnisch über Signalleitungen 12 mit dem Hall-Sensor 4 verbunden.
Der Wechselrichter 8 umfasst in einer Brückenschaltung einen ersten, einen zweiten und einen dritten Brückenzweig 13,14 bzw. 15, die auf einer ersten Seite (Hochpotentialseite) an ein Hochpotential 16 der Gleichspannungsquelle 9 angeschlossen sind. An einer zweiten Seite (Niederpotentialseite) ist jeder Brückenzweig 13,14,15 an ein Niederpotential 17 (Masse) der Gleichspannungsquelle 9 angeschlossen. Die Gleichspannungsquelle 9 ist hier eine Fahrzeugbatterie.
Jeder Brückenzweig 13,14,15 umfasst einen ersten Halbleiterschalter 18 und einen zweiten Halbleiterschalter 19, die in Reihe zwischen dem Hochpotential 16 und dem Niederpotential 17 verschaltet sind. Dabei sind die ersten Halbleiterschalter 18 unmittelbar mit der Hochpotentialseite 16 und die zweiten Halbleiterschalter 19 unmittelbar mit der Niederpotentialseite 7 verschaltet. In jedem Brückenzweig 13,14,15 ist dem ersten Halbleiterschalter 18 und dem zweiten Halbleiterschalter 19 der jeweilige Knotenpunkt 5,6,7 zugeordnet. Dabei ist der erste Knotenpunkt 5 des ersten Brückenzweiges 13 mit der ersten Phasenwicklung u, der zweite Knotenpunkt 6 des zweiten Brückenzweiges 14 mit der zweiten Phasenwicklung v und der dritte Knotenpunkt 7 des dritten Brückenzweiges 15 mit der dritten Phasenwicklung w kontaktiert. Der MikroController 10 ist schaltungstechnisch mit Steuereingängen der sechs Halbleiterschalter 18,19 zweckmäßigerweise über eine Steuerleitung 20 oder dergleichen verbunden.
Im Motorbetrieb bewirkt der Mikrocontroller 10 des Wechselrichters 8 eine Schaltung der Halbleiterschalter 18,19, bei der ein erster hochpotentialseitiger Halbleiterschalter 18 eine der Phasenwicklungen u,v,w an das Hochpotential 16 und ein zweiter niederpotentialseitiger Halbleiterschalter 19 eine andere Phasenwicklung u,v,w an das Niederpotential 17 anschließt und somit einen Strompfad bildet. Dabei sind die jeweils anderen beiden ersten und zweiten Halbleiterschalter 18,19 der Hochpotentialseite 16 bzw. der Niederpotentialseite 17 geöffnet, also nicht leitend geschaltet. Infolge des Stroms I in den Phasenwicklungen u,v,w des Strompfades des Gleichstrommotors 2 wird ein magnetisches Feld erzeugt, nach welchem sich die Permanentmagnete mit dem Rotor ausrichten. Um nun eine Drehbewegung des Rotors zu bewirken, werden die Phasenwicklungen u,v,w durch Schalten der Halbleiterschalter 18,19 kommutiert, also wechselweise bestromt. Bei einer zweckmäßigen Bestromung der Phasenwicklungen u.v.w wandert das magnetische Feld (Erregerfeld) entlang der um 120° versetzt angeordneten Phasenwicklungen u,v,w. Der drehbeweglich gelagerte Rotor mit Permanentmagneten richtet sich nach dem Erregerfeld aus und beschreibt somit eine dem Erregerfeld nacheilende Drehbewegung. Im Falle eines Kühlerlüftermotors 2 eines Kraftfahrzeugs ist am Rotor bzw. dessen Rotorwelle ein Ventilator befestigt, der sich zusammen mit dem Rotor bewegt.
Der MikroController 10 und die Positionsermittlungseinheit 1 1 sind geeigneterweise auf einer gemeinsamen Leiterplatte (Platine) angeordnet. Der Mikrocontrol- ler 10 kann dabei von der Positionsermittlungseinheit 11 ermittelte Daten nutzen, um die Halbleiterschalter 18,19 zweckmäßig zu schalten bzw. anzusteuern. So wechselt der Mikrocontroller beispielsweise bei dem Erreichen einer bestimmten Drehzahl des Gleichstrommotors 2 von einem Anfahrbetrieb mit einer Kommutierung mit Phasenverschiebung in einen Normalbetrieb mit Normalkommutierung.
Die Fig. 2 zeigt in einem Flussdiagramm die Schaltfolge der als Feldeffekttransistor (FET) ausgestalteten Halbleiterschalter 18,19 bei einer Normalkommutierung (Blockkommutierung). Dabei sind Schaltstellungen der hochpotential- und nieder- potentialseitigen ersten und zweiten Halbleiterschalter 18,19 über einen 360°- Vollzyklus (elektrische Vollwelle) und eine entsprechende Spannung VU,VV,VW in der ersten, zweiten und dritten Phasenwicklung u.v.w, sowie ein Drehmoment m des Gleichstrommotors 2 dargestellt.
In einem ersten, zweiten und dritten Verlaufsgraph +u, +v, +w sind die von dem Mikrocontroller 10 bewirkten Schalterstellungen der hochpotentialseitigen ersten Halbleiterschalter 18 des ersten, zweiten und dritten Brückenzweigs 13,14,15 dargestellt, die mit der ersten, zweiten und dritten Phase u,v,w verschaltet sind. Dabei ist eine Aufstellung mit "0" und eine Schlussstellung mit "1" gekennzeichnet, wobei Aufstellung hier„elektrisch getrennt" und Schlussstellung„elektrisch verbunden" bedeutet. In einem vierten, fünften und sechsten Verlaufsgraph -u,-v,-w sind die Schalterstellungen der zweiten niederpotentialseitigen Halbleiterschalter 19 des ersten, zweiten und dritten Brückenzweiges 13,14,15 dargestellt.
Jeder der sechs Halbleiterschalter 18,19 schaltet gemäß der Blockkommutierung - ist also über einen 360°-Vollzyklus für eine Dauer von 120° durchgehend in Schlussstellung - und für eine Dauer von 240° des Vollzyklus durchgehend in Aufstellung. Die hochpotentialseitigen ersten Halbleiterschalter 18 werden nacheinander um einen 120° Winkel versetzt in der Reihenfolge erster, zweiter und dritter Brückenzweig 13,14,15 in Schlussstellung geschaltet. Niederpotentialseitig werden die zweiten Halbleiterschalter 19 um einen 120°-Winkel versetzt in der Reihenfolge erster, zweiter, dritter Brückenzweig 13,14,15 in Schlussstellung geschaltet. Dabei wird jeweils der erste Halbleiterschalter 18 eines Brückenzweiges 13,14,15 und der zweite Halbleiterschalter dieses Brückenzweiges 13,14,15 um 180° versetzt in Schlussstellung geschaltet. Somit ergibt sich über eine Vollwelle für jeden Brückenzweig 13,14,15 mit zugehöriger Phasenwicklung für 120° ein Schluss mit der Hochpotentialseite 16, gefolgt von einem 60°-Winkel ohne
Schluss, gefolgt von einem 120°-Winkel mit Schluss mit der Niederpotentialseite 17 und gefolgt von einem 60°-Teilzyklus ohne Schluss.
Folglich ergibt sich über den 360° Vollzyklus eine Schaltfolge in der aufeinanderfolgend für den jeweiligen 60°-Teilzyklen:
der hochpotentialseitige erste Halbleiterschalter 18 des ersten Brückenzweiges 13 und der niederpotentialseitige zweite Halbleiterschalter 19 des zweiten Brückenzweiges 14 (0° bis 60°),
der hochpotentialseitige erste Halbleiterschalter 18 des ersten Brückenzweiges 13 und der niederpotentialseitige zweite Halbleiterschalter 19 des dritten Brückenzweiges 15 (60° bis 120°),
der hochpotentialseitige erste Halbleiterschalter 18 des zweiten Brückenzweiges 14 und der niederpotentialseitige zweite Halbleiterschalter 19 des dritten Brückenzweiges 15 (120° bis 180°), der hochpotentialseitige erste Halbleiterschalter 18 des zweiten Brückenzweiges 14 und der niederpotentialseitige zweite Halbleiterschalter 19 des ersten Brückenzweiges 13 (180° bis 240°),
der hochpotentialseitige erste Halbleiterschalter 18 des dritten Brückenzweiges 15 und der niederpotentialseitige zweite Halbleiterschalter 19 des ersten Brückenzweiges 13 (240° bis 300°), und
der hochpotentialseitige erste Halbleiterschalter 18 des dritten Brückenzweiges 15 und der niederpotentialseitige zweite Halbleiterschalter 19 des zweiten Brückenzweiges 14 in Schlussstellung geschaltet sind (300° bis 360°), während die jeweils übrigen vier Halbleiterschalter 18,19 in Aufstellung geschaltet sind.
Aus dieser Schaltfolge bei Normalkommutierung ergibt sich über den Vollzyklus eine im 60°-Takt erfolgende Kommutierung, also ein Wechsel des Stromflusses von einer Phasenwicklung u,v,w auf eine andere Phasenwicklung u,v,w oder der Wechsel einer Stromflussrichtung in einer Phasenwicklung u,v,w. Jede Phasenwicklung u,v,w weist einen 120° Kommutierungswinkel (φ = 120°) auf, in währenddessen die Phasenwicklung u,v,w bestromt ist. Dabei ist über den Vollzyklus der Kommutierungswinkel φ sowie der hochpotentialseitige und der niederpotentialseitige Kommutierungspunkt einer Phasenwicklung um 180° versetzt.
Ferner sind die hochpotentialseitigen und die niederpotentialseitigen Kommutierungswinkel φ jeweils aufeinanderfolgend um 120° versetzt in der Reihenfolge erster, zweiter und dritter Brückenzweig 13,14,15 eingestellt. Hierbei fließt über einen Vollzyklus aufeinander folgend für die jeweiligen 60°-Teilzyklen der Strom I: von dem Hochpotential 16 durch die erste Phasenwicklung u und über die zweite Phasenwicklung zum Niederpotential 17 (0°bis 60°),
von dem Hochpotential 16 durch die erste Phasenwicklung u und über die dritte Phasenwicklung w zum Niederpotential 17 (60° bis 120°),
von dem Hochpotential 16 durch die zweite Phasenwicklung v und über die dritte Phasenwicklung w zum Niederpotential 17 (120° bis 180°),
von dem Hochpotential 16 durch die zweite Phasenwicklung v und über die erste Phasenwicklung u zum Niederpotential 17 (180° bis 240°), von dem Hochpotential 16 durch die dritte Phasenwicklung w und über die erste Phasenwicklung u zum Niederpotential 17 (240° bis 300°), sowie von dem Hochpotential 16 durch die dritte Phasenwicklung w und über die zweite Phasenwicklung v zum Niederpotential 17 (300° bis 360°).
Die vom Magnetfeld des Motors 2 erzeugte Gegen-EMK(Elektromotorische Kraft)- Spannung in den Phasenwicklungen u,v,w ist in Spannungskurven VU,VV,VW dargestellt. Dabei ist eine maximale Spannung Vu max in der ersten Phasenwicklung u um einen 60°-Winkel nach einem hochpotentialseitigen Kommutierungspunkt erreicht, bei dem zum Schluss zwischen der ersten Phasenwicklung u und dem Hochpotential 16 geschaltet wird. Eine minimale Spannung Vu min in der ersten Phasenwicklung u ist um einen 60°-Winkel nach dem niederpotentialseitigen Kommutierungspunkt erreicht, also dem Kommutierungspunkt, bei dem der Schluss zwischen der ersten Phasenwicklung u und dem Niederpotential 17 erfolgt. In der zweiten und dritten Phase v,w wird die maximale oder minimale Phasenspannung Vv max. Vv min, VW max. Vw min jeweils 60° nach der Kommutierung erreicht.
Eine Drehmomentkennlinie 21 zeigt das Drehmoment m des Gleichstrommotors 2 über den 360°-Vollzyklus. Dabei treten im 60°-Takt über den Vollzyklus sechs Drehmomentmaxima auf. Das vom Motorstrom bewirkte Drehmoment m ist von Null verschieden und kann bei einem Wert von beispielsweise 25mJ schwanken, während die Drehmomentmaxima beispielsweise bis 100mJ betragen können.
Die Fig. 3 zeigt in einem Verlaufsdiagramm die Schaltfolge mit einer 30°-Phasen- verschiebung (a = 30°). Bezogen auf die Normalkommutierung bedeutet Phasenverschiebung, dass der Kommutierungswinkel φ und somit auch der hochpotenti- alseitige und niederpotentialseitige Kommutierungspunkt einer jeweiligen Phasenwicklung um einen Winkelbetrag gegeneinander verschoben sind. Dabei werden die ersten und die zweiten Halbleiterschalter 18,19 über einen Vollzyklus jeweils für 120° - aufeinander folgend mit einem 120°-Versatz in der Reihenfolge erster, zweiter, dritter Brückenzweig 3, 14 bzw. 15 - in Schlussstellung geschal- tet. Dabei ist die Schaltung der ersten Halbleiterschalter 18 gegenüber der Normalkommutierung um einen Winkelbetrag α von 30° vorversetzt.
Beim Motorbetrieb sind zu jedem Zeitpunkt jeweils ein erster und ein zweiter Halbleiterschalter 18,19 unterschiedlicher Brückenzweige 13,14,15 in Schlussstellung, während die übrigen vier Halbleiterschalter 18,19 in Offenstellung sind. Folglich ergibt sich eine asymmetrische Schaltfolge, bei der alternierend nach einem Winkelbetrag von 30° und nach einem Winkelbetrag von 90° kommutiert wird. Über einen Vollzyklus ergibt sich eine Kommutierungsfolge, bei der über einen Vollzyklus aufeinander folgend der Strom I
für 30° von dem Hochpotential 16 über die erste Phasenwicklung u und die zweite Phasenwicklung v zum Niederpotential 17 (30° bis 60°),
für 90° von dem Hochpotential 16 über die erste Phasenwicklung u und die dritte Phasenwicklung w zum Niederpotential 17 (60° bis 150°),
für 30° von dem Hochpotential 16 über die zweite Phasenwicklung v und die dritte Phasenwicklung w zum Niederpotential 17 (150° bis 180°), für 90° von dem Hochpotential 16 über die zweite Phasenwicklung v und die erste Phasenwicklung u zum Niederpotential 17 (180° bis 270°) für 30° von dem Hochpotential 16 über die dritte Phasenwicklung w und die erste Phasenwicklung u zum Niederpotential 17 (270° bis 300°), sowie für 90° von dem Hochpotential 16 über die dritte Phasenwicklung w und die zweite Phasenwicklung v zum Niederpotential 17 (300° bis 30°) fließt.
Fig. 4 zeigt in einem Verlaufsdiagramm eine Schaltfolge mit einer 60°-Phasen- verschiebung (a = 60°). Dabei ist der erste Halbleiterschalter 18 der erste, zweite und dritte Brückenzweig 13,14,15 in einem Vollzyklus aufeinander folgend jeweils für 120° in Schlussstellung. Der zweite Halbleiterschalter 19 des ersten, zweiten und dritten Brückenzweigs 13,14,15 ist über einen Vollzyklus aufeinander folgend jeweils für 120° in Schlussstellung. Für die jeweils übrigen 240° ist jeder Halbleiterschalter 18,19 in Aufstellung. Entgegen der Normalkommutierung gemäß Fig.2 sind bei jeder Erregerwicklung die hochpotentialseitigen Kommutierungspunkte einer Phasenwicklung u.v.w gegenüber den niederpotential seitigen Kommutierungspunkten um 60° vorverschoben. Die hochpotenzialseitige Kommutierung erfolgt also um einen Winkelbetrag α von 60° später als bei der Normalkommutierung.
Daraus ergibt sich, dass über einen Vollzyklus drei Doppelkommutierungen anstelle von sechs einzelnen Kommutierungen erfolgen. Doppelkommutierung bedeutet hier, dass gleichzeitig der Strompfad hochpotentialseitig und niederpotenti- alseitig durch eine gleichzeitige Schaltung eines ersten Halbleiterschalters 18 und eines zweiten Halbleiterschalters 19 geändert wird. Dabei ist eine Phasenwicklung u,v,w vor und nach der Doppelkommutierung weiterhin bestromt, die Flussrichtung des Stroms I jedoch umgekehrt. Somit ergeben sich über einen 360°-Vollzyklus drei Schaltzustände bei dem aufeinander folgend
für 120° der erste Halbleiterschalter 18 des ersten Brückenzweiges 13 und der zweite Halbleiterschalter 19 des dritten Brückenzweiges 15 (60° bis 180°),
für 120° der erste Halbleiterschalter 18 des zweiten Brückenzweiges 14 und der zweite Halbleiterschalter 19 des ersten Brückenzweiges 13 (180° bis 300°), und
für 120° der erste Halbleiterschalter 18 des dritten Brückenzweiges 15 und der zweite Halbleiterschalter 19 des zweiten Brückenzweiges 14 in
Schlussstellung geschaltet sind (300° bis 60°).
Folglich verlaufen zwei Kommutierungswinkel φ synchron zu einem jeweiligen Schaltzustand über den 360°-Vollzyklus, bei dem der Strom I aufeinander folgend für 120° von dem Hochpotential 16 über die erste Phasenwicklung u und die dritte Phasenwicklung w zum Niederpotential 17 (60° bis 180°), für 120° von dem Hochpotential 16 über die zweite Phasenwicklung v und die erste Phasenwicklung u zum Niederpotential 17 (180° bis 300°), und für 120° von dem Hochpotential 16 über die dritte Phasenwicklung w und die zweite Phasenwicklung v zum Niederpotential 17 fließt (300° bis 60°).
Bei der Schaltung der Halbleiterschalter 18,19 sind der erste Halbleiterschalter 18 und der zweite Halbleiterschalter 19 eines gleichen Brückenzweiges 13,14,15 nicht gleichzeitig in Schlussstellung geschaltet, da andernfalls ein Kurzschluss entstehen würde. Die Drehmomentkennlinie 21 zeigt über einen Vollzyklus von 360° drei Drehmomentmaxima, die höher (betragsmäßig größer) als die in Fig. 2 dargestellten Drehmomentmaxima sind.
Die Fig. 5 zeigt in einer graphischen Darstellung das Motorgeräusch des bürstenlosen Gleichstrommotors 2 gegen die Drehzahl n des Gleichstrommotors 2 im Anfahrbetrieb von n = 0 bis n = 700 Umdrehungen pro Minute. Dabei ist jeweils eine Verlaufskurve für die Normalkommutierung für die Phasenverschiebungen von 30°und 60° gemäß der Fig. 2, 3 bzw. 4 dargestellt. Eine erste Verlaufskurve 22 zeigt einen frühen Anstieg des Motorgeräusches bei Normalkommutierung. Dabei ist bei einer Drehzahl n = 100 Umdrehungen pro Minute ein Geräuschpegel von über 40dB und bei n = 200 Umdrehungen pro Minute ein Geräuschpegel von 50dB überschritten. Ab einer Drehzahl größer n = 200 Umdrehungen pro Minute verbleibt der Geräuschpegel des Gleichstrommotors 2 in einem Bereich zwischen 50dB und 60dB.
Eine zweite Verlaufskurve 23 zeigt die Geräuschentwicklung für die Kommutierung mit 30°-Phasenverschiebung gemäß Fig. 3. Dabei ist der Anstieg des Geräuschpegels beim Anlaufen gegenüber dem der Normalkommutierung niedriger. Der Geräuschpegel liegt bei der 30°-Phasenverschiebung bei einer Drehzahl n = 200 Umdrehungen pro Minute bei etwa 40dB und bei n= 300 Umdrehungen pro Minute bei 50dB. Für die Kommutierung mit einer 60°-Phasenverschiebung wird ein Geräuschpegel von 50dB erst bei n = 450 Umdrehungen pro Minute überschritten, wie aus einer dritten Verlaufskurve 24 ersichtlich ist.
Bezugszeichenliste
1 Steuervorrichtung
2 Gleichstrommotor
3 Sternschaltung
4 Hall-Sensor
5 Knotenpunkt
6 Knotenpunkt
7 Knotenpunkt
8 Wechselrichter
9 Versorgungsspannungsquelle
10 MikroController
1 1 Positionsermittlungseinheit
12 Signalleitung
13 erste Brückenschaltung
14 zweite Brückenschaltung
15 dritte Brückenschaltung
16 Hochpotential
17 Niederpotential
18 erster Halbleiterschalter
19 zweiter Halbleiterschalter
20 Steuerleitung
21 Drehmomentkennlinie
22 Verlaufskurve
23 Verlaufskurve
24 Verlaufskurve
Drehmoment
Drehzahl
erste Phasenwicklung zweite Phasenwicklung dritte Phasenwicklung φ Kommutierungswinkel α Phasenverschiebungswinkel
Vu Spannung
Vv Spannung
Vw Spannung

Claims

Ansprüche
1. Verfahren zum Betreiben eines dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotors (2), dessen Phasenwicklungen (u.v.w) von einem an eine Spannungsquelle (9) mit einem Hochpotential (16) und mit einem Niederpotential (17) angeschlossenen Wechselrichter (8) gespeist werden, dessen in Brückenschaltung (13,14,15) angeordnete Halbleiterschalter (18,19) derart angesteuert werden, dass im Motorbetrieb stets zwei Phasenwicklungen (u,v,w) bestromt sind,
dadurch gekennzeichnet,
- dass beim Motorbetrieb mit Normalkommutierung die Kommutierungswinkel (φ) um einen Winkelbetrag von 60° versetzt sind, wobei der Gleichstrommotor (2) mit Normalkommutierung betrieben wird, wenn die Drehzahl (n) größer oder gleich einer Mindestdrehzahl (nmin) ist, und
- dass bezogen auf die Normalkommutierung im Anfahrbetrieb bis zur Mindestdrehzahl (nmjn) des Gleichstrommotors (2) ein hochpotentialsei- tiger Kommutierungswinkel (φ) einer Phasenwicklung (u,v,w) gegen einen niederpotentialseitigen Kommutierungswinkel (φ) dieser Phasenwicklung (u,v,w) um einen Winkelbetrag (a) von größer 0° und kleiner oder gleich 60° verschoben wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1 ,
dadurch gekennzeichnet,
dass im Anfahrbetrieb der hochpotentialseitige Kommutierungswinkel (φ) einer Phasenwicklung (u,v,w) gegen den niederpotentialseitigen Kommutierungswinkel (cp) dieser Phasenwicklung (u,v,w) um einen Winkelbetrag (a) von 15°, 30°, 45° oder 60° verschoben wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet,
dass der Kommutierungswinkel (φ) 120° beträgt.
4. Steuervorrichtung (1 ) zum Ansteuern eines dreiphasigen bürstenlosen
Gleichstrommotors (2), mit einem zwischen ein Hochpotential (16) und ein Niederpotential (17) einer Spannungsquelle (9) geschalteten Wechselrichter (8) mit einer Brückenschaltung mit drei Brückenzweigen ( 3,14,15), in denen jeweils ein hochpotentialseitiger Halbleiterschalter (18) und ein nie- derpotentialseitiger Halbleiterschalter (19) in Reihe geschaltet sind, und mit einem MikroController (10), der zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 3 eingerichtet ist.
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