WO2012090242A1 - 電力変換器及び太陽光発電システム - Google Patents

Abstract

　太陽光発電システムにおいて、ＭＰＰＴ効率の向上が課題となっており、山登り法の他様々な提案がなされている。瞬時スキャン法はその時点の太陽電池の特性をスキャンするものでシンプルな制御かつ回路で実現できるため優れた方式であるがチョークコイルのインダクタンス値に制約が生じる恐れがあった。　太陽光発電システムにおいて、スイッチング素子を制御して太陽電池の電流を電流目標値とほぼ等しい値に制御する電流制御手段と、電流目標値を可変する目標値可変手段を具備し、電流目標値をゼロから徐々に増加させながらその都度電力を演算して電力が最大となる点の電流目標値を求める検出モードと、求めた電流目標値で動作する定常モードを持つシステムとした。

Description

電力変換器及び太陽光発電システム

　本発明は、太陽電池の発電電力を電力変換装置を用いて変換して所望の電力を得るシステムに関し、特に太陽電池に接続された変換器を制御することによって、太陽電池の電力の最大点を検出するとともに、検出した最大電力点で変換器を動作させる最大電力追従制御法に関するものである。

　図４は太陽電池の電流－電圧特性及び電流－電力特性を示すグラフである。

　太陽電池の出力電圧Ｖｐｖと出力電流Ｉｐｖの特性は一般に図４の実線に示すような非線形の特性となる。すなわち、電圧－電流特性は、電圧Ｖｐｖ＝０において短絡電流Ｉｓｃ、開放電圧Ｖｏｃにおいて電流Ｉｐｖ＝０となる特性である。電圧－電力特性は、電圧Ｖｐｍａｘにおいて最大電力値Ｐｍａｘを有する。この最大電力点Ｐｍａｘのとき、Ｉｐｖ＝Ｉｐｍａｘである。またこの電圧－電流特性や電圧－電力特性は日照条件や温度条件によって変化するため、太陽電池から効率よく電力を取り出すためには常にこの最大電力点を探索し、太陽電池に接続される電力変換器を制御して太陽電池の動作点が最大電力点となるように追従制御する必要がある。

　最大電力追従制御法として一般によく知られた方法として、山登り法がある。この山登り法は、電力変換器の入力電圧指令値を微小変更し、これに応じて太陽電池の発電電力が増加するか減少するかを判定する。そして、この判定結果に依って次の電圧指令値を微小増加変更させるか微小減少変更させるかの変更方向を決定して指令値の微小変更を繰返す方法である。

　あるいは、特許第４２９４３４６号公報に示された方法がある。この方法は、太陽電池の２端子にインダクタとスイッチング素子が直列に接続される構成の電力変換回路を有しており、最大電力点の検出時には、スイッチング素子をオン状態に保持させてインダクタを流れる電流をゼロから短絡電流まで変化させて、この時の電流－電圧特性をスキャンして最大電力点の電流，電圧を検出し、太陽電池の動作点がスキャンによって得られた最大電力点の電流，電圧となるように電力変換回路を動作させるものである。この方法は太陽電池の電流－電圧特性の全域を高速にスキャンできるため、山登り法よりも応答性が早く、また二山特性が発生した場合においても確実に最大電力点を検出して移動することが可能である。

特許第４２９４３４６号公報

　上記山登り法は応答性が遅くなるという恐れがあった。また、太陽電池に部分影が発生した場合に生じる二山特性に対応できないという恐れがあった。

　また、上記の特許文献１に示されたスキャン法は、太陽電池の電流Ｉｐｖ－電圧Ｖｐｖの特性をスキャンする際に、スイッチング素子をオン状態に保つことにより、電力変換回路のチョークコイルＬに流れる電流Ｉｐｖの変化率ｄｉ／ｄｔが、
　　ｄｉ／ｄｔ＝Ｖｐｖ／Ｌ
となることを利用してＩｐｖを変化させている。したがって、電流変化率ｄｉ／ｄｔはチョークコイルのインダクタンス値（Ｌ値）に反比例する。Ｉｐｖの変化を精度良くスキャンするためには電流変化率ｄｉ／ｄｔを適切な値に抑える必要があり、Ｌ値は下限値を持つ。このことから、チョークコイルは下限値以上のインダクタンス値が必要である。特許文献１のスキャン法はチョークコイルの体積の小型化と、検出精度とのトレードオフを改善することが困難である恐れがある。

　本発明が解決すべき課題は、応答性の向上と、部分影への対応と、太陽光発電システムにおける電力変換器のチョークコイルの体積の小型化および重量を低減し、低コスト化するとともに、最大電力点の検出精度を確保するこことによって、常に高いＭＰＰＴ効率を持つ小型軽量かつ低コストな太陽光発電システムを実現することにある。

　本発明は、太陽電池と、前記太陽電池に接続される電力変換器を有する太陽光発電システムにおいて、前記電力変換器は、少なくとも１個のスイッチング素子と、太陽電池から前記電力変換器に流入する電流を検出して入力電流を得る電流検出手段と、電流目標値と、前記電力変換器に入力される電圧を検出して入力電圧を得る電圧検出手段と、前記スイッチング素子をスイッチング制御することによって前記入力電流を前記電流目標値と略等しい値に制御する電流制御手段と、前記電流目標値を可変する目標値可変手段とを具備するとともに、前記目標値可変手段により前記電流目標値を略ゼロから順次増加させながら前記電流制御手段を動作させ、その都度前記入力電流と前記入力電圧からその時点の電力を演算するとともに、前記電力が最大となる点の電流目標値を求める検出モードと、前記検出モードにより求めた前記電流目標値を用いて前記電流制御手段を動作させる定常モードを有することを特徴とする。なお、前記検出モードにあっては一定時間の経過後に前記定常モードに遷移してもよいし、前記入力電圧が所定の値以下に低下すると前記定常モードに遷移させても良い。また、前記定常モードから前記検出モードへの遷移は一定時間毎に行うことや、その際、前記定常モードの電力が、前記検出モードで検出した最大電力に対して予め定めた割合以上に変動した場合には前記一定時間の経過を待たず検出モードに遷移することも有効である。

　前記検出モードにおける前記目標値可変手段の可変方法は、前回の定常モードで用いた電流目標値に比べ所定の値だけ少ない電流値を超過した後、前記電流目標値の増加率をそれまでの増加率よりも緩やかにさせることや、前回の定常モードの電流目標値を基準とする所定の幅の内側にあっては前記目標値可変手段の増加率を前記所定の幅の外側に比べて緩やかにしても良い。

　さらに、前記電力変換器を複数有しており、そのうちの１つの電力変換器が検出モードにある場合には、他の電力変換器は定常モードにすることや、一回の前記定常モードの動作時間をＴ、前記電力変換器の並列台数をｎとすると、各電力変換器は、Ｔ／ｎずつ遅れて定常モードから検出モードに遷移することも有効な手段である。

　あるいは、前記太陽光システムの起動時において、複数回検出モードと定常モードとを繰り返すとともに、前記複数回の検出モードにおける電流目標値可変手段の電流増加率は前回よりも高くしながら前記検出モードで得られた最大電力値と、その直後の定常モードで得られた最大電力値との誤差が所定の値以下でかつ電流目標値可変手段の電流増加率ができるだけ大きい条件を選定し、選定した電流増加率を以後の検出モードにおける電流目標値可変手段の電流増加率として用いても良い。

　前記電力変換器は昇降圧コンバータの機能を有するとともに、検出モードにおいては電流目標値の増加とともに降圧動作から昇圧動作に遷移させても良いし、定常モードにおいては、直前の検出モードで求めた電流目標値を初期値として、前記電流目標値を微小増加あるいは微小減少させ、その結果変化した入力電圧と電流から電力の増減を判定するとともに、前記電力がより大きくなる方向に前記電流目標値を微小変更してもよい。

　太陽電池と電力変換器と商用系統が接続される太陽光発電システムであって、前記電力変換器は前記太陽電池の最大電力を検出する検出モードと定常モードを有し、前記検出モードにおいても前記太陽電池の電力を前記電力変換器から前記商用系統に出力する機能を有することによっても本発明の課題を解決することが可能である。

　あるいは、本発明は、太陽電池が最大電力点で動作するように追従制御する電力変換器において、前記太陽電池の最大電力点を検出する場合に、前記太陽電池の電流を制御するための電流目標値を、一旦所定の電流値にした後に、前記所定の電流値から短絡電流に至るまで所定の電流幅ごとに変化させながら、前記太陽電池の電力をサンプリングし前記最大電力点を検出することを特徴とする。

　あるいは、本発明は、太陽電池が最大電力点で動作するように追従制御する電力変換器において、前記太陽電池の最大電力点を検出する場合に、前記太陽電池の電流を制御するための電流目標値を一旦所定の電流値にした後に、前記太陽電池の電圧が所定の電圧に至るまで前記電流目標値を所定の電流幅ごとに変化させながら、前記太陽電池の電力をサンプリングし前記最大電力点を検出することを特徴とする。

　あるいは、太陽電池の出力電流と出力電圧から前記太陽電池の最大電力点を検出する検出制御モードと、定常制御モードからなる前記太陽電池の最大電力点追従制御方法において、前記検出制御モードは電流目標値を定める目標値設定ステップと、前記出力電流を前記電流目標値と略等しい値に制御する電流制御ステップと、前記出力電流と前記出力電圧を検出する電流・電圧検出ステップと、前記出力電流と前記出力電圧との乗算からなる電力とそのときの出力電流とを記憶する電力・電流記憶ステップと、からなり、前記目標値設定ステップでは前記電流目標値は徐々に増加し、前記電力・電流記憶ステップでは前回の電力・電流記憶ステップにて記憶した電力と今回の電力とを比べ、大きいほうの電力とそのときの出力電流を記憶していき、前記検出制御モードは所定時間経過後に前記定常制御モードへ遷移し、前記定常制御モードでは前記電力・電流記憶ステップにおいて記憶した電力である最大電力点に従い太陽電池の出力電流と出力電圧とを制御することを特徴とする。

　あるいは、本発明は、太陽電池の出力電流と出力電圧から前記太陽電池の最大電力点を検出する検出制御モードと、定常制御モードからなる前記太陽電池の最大電力点追従制御方法において、前記検出制御モードは電流目標値を定める目標値設定ステップと、前記出力電流を前記電流目標値と略等しい値に制御する電流制御ステップと、前記出力電流と前記出力電圧を検出する電流・電圧検出ステップと、前記出力電流と前記出力電圧との乗算からなる電力とそのときの出力電流とを記憶する電力・電流記憶ステップと、からなり、前記目標値設定ステップでは前記電流目標値は徐々に増加し、前記電力・電流記憶ステップでは前回の電力・電流記憶ステップにて記憶した電力と今回の電力とを比べ、大きいほうの電力とそのときの出力電流を記憶していき、前記検出制御モードは前記電流・電圧検出ステップにおいて検出された電圧が所定の値になった際に終了し前記定常制御モードへ遷移し、前記定常制御モードでは前記電力・電流記憶ステップにおいて記憶した電力である最大電力点に従い太陽電池の出力電流と出力電圧とを制御することを特徴とする。

　あるいは、本発明は、太陽電池の出力電流と出力電圧から前記太陽電池の最大電力点を検出する検出制御モードと、定常制御モードからなる前記太陽電池の最大電力点追従制御方法において、前記検出制御モードは電流目標値を定める目標値設定ステップと、前記出力電流を前記電流目標値と略等しい値に制御する電流制御ステップと、前記出力電流と前記出力電圧を検出する電流・電圧検出ステップと、前記出力電流と前記出力電圧との乗算からなる電力とそのときの出力電流とを記憶する電力・電流記憶ステップと、からなり、前記目標値設定ステップでは前記電流目標値は徐々に増加し、前記検出制御モードは前記電流・電圧検出ステップにおいて検出された電圧が所定の値になった際に終了し前記定常制御モードへ遷移し、前記定常制御モードでは前記電力・電流記憶ステップにおいて記憶した電力の内、最大電力となる最大電力点に従い太陽電池の出力電流と出力電圧とを制御することを特徴とする。

　あるいは、本発明は、太陽電池の出力電圧と出力電流を検出するステップと、前記出力電流の目標値を定めるステップと、前記出力電流を前記目標値と略等しい値に制御するステップと、前記出力電流と前記出力電圧の乗算からなる電力とそのときの出力電流を記憶するステップとからなり、前記目標値を定めるステップでは目標値は徐々に増加し、前記記憶するステップでは前回の電力・電流記憶ステップにて記憶した電力と今回の電力とを比べ、大きいほうの電力とそのときの出力電流を記憶していくことを特徴とする。

　本発明では電流の時間変化率はチョークコイルのインダクタンス値には依存せず、設定する電流目標値の増加率に依存する。このため、最大電力点の検出精度や、従来のスキャン法が持つ太陽電池特性の温度変化，経時変化や部分影発生時などに対する優れた対応性を確保したまま、チョークコイルのインダクタンス値を自由に選定することが可能になる。

　したがって、本発明によれば、太陽光発電システムにおける電力変換器のチョークコイルのインダクタンス値は、スイッチング素子やダイオードのスピード，スイッチング損失，出力側のリプル電流などから決まる最適なスイッチング周波数を勘案して選定することができる。このため、高速なスイッチング素子を使うことによってチョークコイルのインダクタンス値を従来よりも低減することができる。この結果、チョークコイルの体積の小型化およびチョークコイルの重量を低減することができる。チョークコイルを低インダクタンス化すると、チョークコイルの材料である銅線の長さを短くでき、またフェライト材で構成されるコア体積も低減できる。この結果、チョークコイルは小型かつ軽量になり、かつ低コスト化することもできる。低インダクタンスなチョークコイルは基板搭載が可能となり、パワーコンディショナ製造時の工数削減にも寄与する。

　この結果として、本発明によれば、常に高いＭＰＰＴ効率を持ち、かつ小型軽量かつ低コストな太陽光発電システムを実現することができる。

本発明の実施例１の回路構成を示す図。 本発明の実施例１の回路動作を示す各部波形。 図１の入力フィルタの回路構成の一例。 太陽電池の電流－電圧特性、および電流－電力特性を示すグラフ。 本発明の実施例２の回路構成を示す図。 本発明の実施例２の制御アルゴリズムのうち検出モードを示すＰＡＤ図。 本発明の実施例２の制御アルゴリズムのうち定常モードを示すＰＡＤ図。 本発明の実施例２の回路動作を示す各部波形。 本発明の実施例３の電流目標値の変化を示す図。 本発明の実施例４の電流目標値の変化を示す図。 本発明の実施例５の回路構成を示すブロック図。 本発明の実施例５のモード遷移を示す図。 本発明の実施例６の起動時の動作を示す図。 本発明の実施例７の回路構成を示す図。 本発明の実施例７の回路動作を示す各部波形。 本発明の実施例８の定常モードでの制御アルゴリズムを示すＰＡＤ図。

　本発明では、小型軽量かつ低コストな太陽光発電システムの実現に貢献するため、下記の構成を提案する。

　本発明の第１の実施例を図１と図２，図３，図４を用いて説明する。

　図１は、本発明の実施例１の回路構成を示す図である。まず、図１において、１は太陽電池パネル、２はパワーコンディショナ、３は商用系統、４は入力フィルタ、７はＤＣ－ＤＣコンバータ、８はチョークコイル、９はパワーＭＯＳＦＥＴ、１０は昇圧ダイオード、１１はコンデンサ、１２は系統連系インバータ、１３は電流センサ、１４は制御回路、１５ａ，１５ｂは分圧抵抗、１６は目標値可変手段、１７はモード切替器、１８は減算器、１９はＰＩ制御ブロック、２０は乗算器、２１ａ，２１ｂはＡＤ変換器、２２ａはＰＷＭ回路、２３は最大値判定回路である。

　図１において、パワーコンディショナ２の内部には入力フィルタ４とＤＣ－ＤＣコンバータ７，系統連系インバータ１２，制御回路１４がある。太陽電池パネル１はその両端がパワーコンディショナ２の内部の入力フィルタ４の入力側端子に接続されており、入力フィルタ４のコンバータ側端子はＤＣ－ＤＣコンバータ７に接続され、ＤＣ－ＤＣコンバータ７は系統連系インバータ１２に接続されている。系統連系インバータ１２はパワーコンディショナ２の外部の商用系統３に接続されている。ＤＣ－ＤＣコンバータ７の内部には、チョークコイル８，分圧抵抗１５ａ，１５ｂ，パワーＭＯＳＦＥＴ９，昇圧ダイオード１０，コンデンサ１１、それに電流センサ１３があり、チョークコイル８とパワーＭＯＳＦＥＴ９のドレインが接続されている。チョークコイル８の入力側は、入力フィルタ４のコンバータ側端子と接続される。また、パワーＭＯＳＦＥＴ９のソースは入力フィルタ４のコンバータ側端子に接続される。入力フィルタ４のコンバータ側端子の両端で、ＤＣ－ＤＣコンバータ７の内部側には分圧抵抗１５ａ，１５ｂが直列に接続されている。パワーＭＯＳＦＥＴ９のドレインには昇圧ダイオード１０のアノードが接続される。昇圧ダイオード１０のカソードとパワーＭＯＳＦＥＴ９のソースの間にコンデンサ１１が接続される。コンデンサ１１の両端はＤＣ－ＤＣコンバータ７の外部にある系統連系インバータ１２に接続される。

　一方、制御回路１４の内部にはＡＤ変換器２１ａ，２１ｂ，目標値可変手段１６，モード切替器１７，減算器１８，ＰＩ制御ブロック１９，乗算器２０，ＰＷＭ回路２２ａ，最大値判定回路２３がある。

　分圧抵抗１５ａ，１５ｂの中点からＡＤ変換器２１ａに接続される。電流センサ１３はＡＤ変換器２１ｂに接続される。チョークコイル８を流れる電流をＩＬとすると、ＡＤ変換器２１ｂの出力はＩＬの平均値であるＩＬａｖｅ、ＡＤ変換器２１ａの出力はＶｉｎである。ＩＬａｖｅとＶｉｎは乗算器２０に入力され、出力はＰｐｖとして最大値判定回路２３に入力される。また、ＩＬａｖｅは減算器１８のマイナス側端子に入力される。減算器１８のプラス側入力端子にはモード切替器１７の出力であるＩｒｅｆが接続される。減算器１８の出力はＰＩ制御ブロック１９に入力される。また、Ｉｒｅｆは最大値判定回路２３に入力される。ＰＩ制御ブロック１９の出力は、ＰＷＭ回路２２ａに入力される。ＰＷＭ回路２２ａの出力はＳ１制御信号として制御回路１４の外部に出力されＤＣ－ＤＣコンバータ７の内部のパワーＭＯＳＦＥＴ９のゲートに接続される。また、最大値判定回路２３の出力はＩｒｅｆＭとしてモード切替器１７の定常側に接続される。モード切替器１７の検出側には目標値可変手段１６が接続される。ここで、電流目標値Ｉｒｅｆとは、モード切替器１７から出力されるものであり、チョークコイル８を流れる電流ＩＬの目標値である。

　次に、図２を説明する。図２は実施例１の回路動作を示しており、横軸を時間として、図１の回路各部の動作波形を示した図である。上から順に、ＤＣ－ＤＣコンバータ７の動作状態として定常モードと検出モードの区別、Ｖｐｖとして図１の太陽電池パネル１の両端の定常モードと検出モード時の電圧波形、電流目標値Ｉｒｅｆ，Ｓ１制御信号としてパワーＭＯＳＦＥＴ９のゲート波形、実線はＩＬ、点線はＩＬａｖｅ、ＤＣ－ＤＣコンバータ７出力電力としてＤＣ－ＤＣコンバータ７から系統連系インバータに出力される電力を示す。ここで、検出モードとは、太陽電池の最大電力点を検出するモードのことであり、定常モードとは、検出モードで得た最大電力点の電流となるように電力変換器（パワーコンディショナ２）を動作させるモードのことである。

　次に図３は、図１における入力フィルタ４の内部の一例を示した図である。図３において、５ａ，５ｂはコモンモードチョーク、６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ、６ｅはフィルタコンデンサ、２７はノーマルモードチョークである。図３において、入力フィルタ４の入力側端子の両端にはフィルタコンデンサ６ａが接続され、フィルタコンデンサ６ａの両端にはコモンモードチョーク５ａの入力側端子が接続される。コモンモードチョーク５ａの出力側端子はフィルタコンデンサ６ｂと６ｃの直列体に接続される。フィルタコンデンサ６ｂと６ｃの中点はフレームグランドに接続される。フィルタコンデンサ６ｂと６ｃの直列体の両端にはフィルタコンデンサ６ｄの両端が接続される。フィルタコンデンサ６ｄの両端はコモンモードチョーク５ｂの入力側端子が接続される。コモンモードチョーク５ｂの出力側端子の一方にはノーマルモードチョーク２７が接続され、ノーマルモードチョーク２７とコモンモードチョーク５ｂの他方の端子の間にフィルタコンデンサ６ｅが接続される。そして、フィルタコンデンサ６ｅの両端子はコンバータ側端子となり入力フィルタ４の外部に引き出される。

　次に図４は、太陽電池の電流－電圧特性、および電流－電力特性を示すグラフであり、横軸を太陽電池パネル１の電流Ｉｐｖ、縦軸を電圧Ｖｐｖ（左側）と電力Ｐｐｖ（右側）として、実線で太陽電池パネル１の出力電流Ｉｐｖと電圧Ｖｐｖの特性を示す。一方、点線は太陽電池パネル１の出力電流Ｉｐｖと電力Ｐｐｖの特性を示す。

　続いて動作を説明する。定常モードにおいては、図１におけるモード切替器１７は定常モード側に接続されている。そのため、電流目標値Ｉｒｅｆは最大値判定回路２３の出力であるＩｒｅｆＭとなる。本実施例において、図２中の検出モード手前の定常モードの期間におけるＩｒｅｆＭをＩｒｅｆＭ（ｎ－１）、図２中の検出モード以降の定常モードの期間におけるＩｒｅｆＭをＩｒｅｆＭ（ｎ）と定義する。そこで、現時点が図２の検出モードの手前の定常モードであるとすると、電流目標値はＩｒｅｆＭ（ｎ－１）である。このとき、本発明においては、ＤＣ－ＤＣコンバータ７はチョークコイル８（Ｌ）に流れる電流の平均値ＩＬａｖｅがＩｒｅｆＭ（ｎ－１）と一致するように電流制御動作を行う。ＤＣ－ＤＣコンバータ７では、チョークコイル８（Ｌ）に流れる電流を電流センサ１３で検出する。チョークコイル８（Ｌ）に流れる電流ＩＬは後述するパワーＭＯＳＦＥＴ９のスイッチングにより脈動するため、電流センサ１３で検出された電流ＩＬはＡＤ変換器２１ｂを経て制御回路１４に取り込まれ平均値ＩＬａｖｅとして認識される。脈動する電流ＩＬから平均値ＩＬａｖｅを取り出す方法としては、電流センサ１３の内部にパワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）のスイッチング周波数成分を減衰させる一次遅れフィルタを設ける方法や、ＡＤ変換器２１ａの取り込みタイミングをＰＷＭ周期と同期させて常に脈動の中心値をサンプリングする方法などがあり、脈動する電流ＩＬから平均値ＩＬａｖｅを取り出すことができればいずれの方法を用いても良い。さて、このＩＬａｖｅは減算器１８において、電流目標値Ｉｒｅｆから差し引かれるが、このときＩｒｅｆ＝ＩｒｅｆＭ（ｎ－１）であるため、減算器１８の出力である電流誤差はＩｒｅｆＭ（ｎ－１）－ＩＬａｖｅとなる。この電流誤差はＰＩ制御ブロック１９に入力され、比例積分演算される。このＰＩ制御ブロック１９の出力は時比率であり、この時比率はＰＷＭ回路２２ａに入力されＰＷＭパルスを生成する。このＰＷＭパルスはＳ１制御信号であり、図２に示されるようなパルス波形である。Ｓ１制御信号はパワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）のゲートに入力され、パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）を駆動する。パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）はスイッチングによりＯＮ／ＯＦＦを繰り返す。パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）がＯＮした際には太陽電池パネル１－入力フィルタ４－チョークコイル８（Ｌ）－パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）－入力フィルタ４－太陽電池パネル１の閉回路が形成され、太陽電池パネル１からチョークコイル８（Ｌ）に電流が流れる。次にパワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）がＯＦＦすると、太陽電池パネル１－入力フィルタ４－チョークコイル８（Ｌ）－昇圧ダイオード１０（Ｄ１）－コンデンサ１１（Ｃｐｎ）－入力フィルタ４－太陽電池パネル１の回路が形成され、チョークコイル８（Ｌ）に蓄えられた励磁エネルギーはコンデンサ１１（Ｃｐｎ）に放出される。

　電流誤差ＩｒｅｆＭ（ｎ－１）－ＩＬａｖｅが正の場合にはＳ１制御信号のＯＮ幅が増大してチョークコイル８（Ｌ）に蓄える励磁エネルギーを増加させ、反対に電流誤差ＩｒｅｆＭ（ｎ－１）－ＩＬａｖｅが負の場合にはＳ１制御信号のＯＮ幅を縮小させてチョークコイル８（Ｌ）に蓄える励磁エネルギーを減少させる。この動作を繰り返すことにより、電流誤差ＩｒｅｆＭ（ｎ－１）－ＩＬａｖｅをゼロに、言い換えればＩＬａｖｅがＩｒｅｆＭ（ｎ－１）と等しくなるように制御する。このとき、図２の定常モードではＩＬａｖｅは点線で示すようにＩｒｅｆＭ（ｎ－１）と等しい一定値となり、ＩＬの波形は実線で示すようにパワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）がＯＮしている期間に増加し、パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）がＯＦＦしている期間に減少する。そしてＩＬａｖｅ波形はＩＬ波形の中央部を通る。

　パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）がＯＮするとチョークコイル８（Ｌ）に励磁エネルギーが蓄えられていきＩＬは増加し、パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）がＯＦＦとなるとチョークコイル８（Ｌ）に蓄えられた励磁エネルギーはコンデンサ１１（Ｃｐｎ）に放出されＩＬは減少する。

　ここで、電流誤差ＩｒｅｆＭ（ｎ－１）－ＩＬａｖｅをゼロにするような制御に限るものでなく、ゼロに近い値となるよう制御しても良い。

　このとき、図３の入力フィルタ４では主にノーマルモードチョーク２７とフィルタコンデンサ５ｅにより、パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）のスイッチングによるＩＬの脈動成分がカットされ、太陽電池パネル１からＤＣ－ＤＣコンバータ７に流入する電流Ｉｐｖは、ほぼＩＬａｖｅと同じ直流値となる。一方、電圧に関しては、入力フィルタ４に入力される太陽電池パネル１の電圧Ｖｐｖと入力フィルタ４の出力電圧Ｖｉｎは、ＤＣ成分はほぼ等しく、Ｖｉｎにはスイッチングに伴う高周波成分が含まれる。

　この結果、太陽電池パネル１からＤＣ－ＤＣコンバータ７にはＩｐｖかつＶｐｖの直流電力が流入し、ＤＣ－ＤＣコンバータ７から系統連系インバータ１２にはＤＣ－ＤＣコンバータ７の損失を差し引いただけの電力が出力される。系統連系インバータ１２においては、ＤＣ－ＤＣコンバータ７から入力された直流電力を、商用系統３の電圧位相に同期した正弦波電流に変換して商用系統３に出力する。

　次に検出モードについて説明する。本実施の形態では、定常モードにおいて一定時間経過すると検出モードに遷移する。検出モードは図１におけるモード切替器１７を検出モード側に切り替えることにより開始される。このとき、目標値可変手段１６の初期値はゼロに設定されている。そのため、モード切替器１７を検出モードに切り替えるとＩｒｅｆはそれまでの定常モード時のＩｒｅｆＭ（ｎ－１）からゼロとなる。チョークコイル８（Ｌ）を流れる電流の平均値ＩＬａｖｅは、それまでの定常モードと変わらず、減算器１８において、電流目標値Ｉｒｅｆから差し引かれるが、検出モードの最初はＩｒｅｆ＝０であるため、減算器１８の出力である電流誤差は－ＩＬａｖｅとなる。この電流誤差はＰＩ制御ブロック１９に入力され、比例積分演算される。このＰＩ制御ブロック１９の出力は時比率であり、この時比率はＰＷＭ回路２２ａに入力されＰＷＭパルスを生成する。このＰＷＭパルスはＳ１制御信号であり、図２に示されるようなパルス波形である。Ｓ１制御信号はパワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）のゲートに入力され、パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）を駆動する。パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）がＯＮするとチョークコイル８（Ｌ）に励磁エネルギーが蓄えられるとともにＩＬは増加し、パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）がＯＦＦとなるとチョークコイル８（Ｌ）に蓄えられた励磁エネルギーはコンデンサ１１（Ｃｐｎ）に放出されＩＬは減少する。この結果、ＤＣ－ＤＣコンバータ７は電流誤差である－ＩＬａｖｅがゼロになるように電流制御される。この結果、チョークコイル８（Ｌ）に流れる電流の平均値ＩＬａｖｅはゼロとなり、太陽電池パネル１から出力される電流Ｉｐｖもゼロとなる。このとき、太陽電池パネル１の電圧は図４の電流－電圧特性に示すように、Ｉｐｖがゼロの時に開放電圧Ｖｏｃまで上昇する。この変化は図２にも示されており、ＩＬａｖｅ、すなわちＩＬの平均値（点線）がゼロに低下するとともに、ＶｐｖがＶｏｃまで上昇する。なお、このときＩｒｅｆをゼロに変更する代わりに検出モードの最初に一定時間だけパワーＭＯＳＦＥＴ９のスイッチングを止める方法をとっても良い。次に、図２に示すように電流目標値Ｉｒｅｆを傾きｄｉ／ｄｔでゼロから徐々に上昇させる。この操作は、図１に示すように目標値可変手段１６から出力する電流目標値Ｉｒｅｆを所定時間ｔｘ毎に微小量ΔＩｒｅｆずつ増加することによって達成される。Ｉｒｅｆはｄｉ／ｄｔ＝ΔＩｒｅｆ／ｔｘの傾きで増加する。このとき検出モードの最初にパワーＭＯＳＦＥＴ９のスイッチングを止めた場合はスイッチングを再開する。これにともない、図２に示すように、ＩＬａｖｅがＩｒｅｆにほぼ等しい状態を保つため、Ｉｒｅｆの上昇に追従してＩＬが上昇する。このときも前述のように入力フィルタ４の働きによりＩｐｖはほぼＩＬａｖｅに等しいため、検出モードにおいてはＩｐｖがゼロから徐々に増加することになる。ＶｐｖはＩｐｖの変化により図４に示す実線の特性に従い変化する。このとき、ＩＬａｖｅとＶｉｎをその都度ＡＤ変換器２１ａと２１ｂでサンプリングされる。サンプリング周期ｔｓはＩｒｅｆが変化する時間ｔｘよりも短い。検出したＩＬａｖｅとＶｉｎはそれぞれＩｐｖ，Ｖｐｖとみなすことができるので、これらを検出して乗算器２０でＰｐｖを算出することにより、最大値判定回路２３では、Ｐｐｖとその時のＩｒｅｆを（Ｐｐｖ，Ｉｒｅｆ）の組として把握することができる。最大値判定回路２３では、順次入力される（Ｐｐｖ，Ｉｒｅｆ）の組のうちでＰｐｖがそれまでよりも大きな場合にＰｐｖを最大電力点ＰＭａｘとし、その時のＩｒｅｆをＩｒｅｆＭとして記憶する。Ｉｒｅｆはｄｉ／ｄｔ＝ΔＩｒｅｆ／ｔｘの傾きで増加するため、ｔｘ＊Ｉｓｃ／ΔＩｒｅｆの時間で図４に示す短絡電流値Ｉｓｃに達する。この電流Ｉｐｖの増加に伴って、電圧ＶｐｖはＶｏｃから徐々に低下して短絡電流値ＩｓｃのときＶｐｖ＝０となる。この間に、最大電力点である（Ｐｍａｘ，Ｉｐｍａｘ）の点を通るため、最大値判定回路２３にはＩｒｅｆ＝Ｉｓｃの時点で、（ＰＭａｘ，ＩｒｅｆＭ）＝（Ｐｍａｘ，Ｉｐｍａｘ）が記憶されていることになる。本実施の形態においては図２に示すように検出モードはＴｓの期間実行し、
　　ｔｘ＊Ｉｓｃ／ΔＩｒｅｆ＜Ｔｓ
としているため、Ｔｓまでに電流目標値ＩｒｅｆはＩｓｃ以上に達する。ＩｒｅｆがＩｓｃ以上になった場合には、ＩＬａｖｅ＜ＩｒｅｆとなってＩＬをＩｒｅｆに追従させる電流制御ができなくなるが、このときパワーＭＯＳＦＥＴ９はＰＷＭ回路２２ａで予め設定されている最大オン時間幅で動作する。

　この結果、検出モードの終了時点、すなわち検出モード開始から時間Ｔｓが経過した時刻において、最大値判定回路２３には（ＰＭａｘ，ＩｒｅｆＭ）として（Ｐｍａｘ，Ｉｐｍａｘ）が記憶されていることになる。

　そこで、次の定常モードにおいては、最大値判定回路２３からはＩｒｅｆＭとしてＩｐｍａｘを出力する。定常モードにおいては前述したようにモード切替器１７は再び定常側に接続され、Ｉｒｅｆ＝ＩｒｅｆＭ（ｎ）＝Ｉｐｍａｘとし、ＩＬの平均値ＩＬａｖｅがＩｐｍａｘとなるように電流制御する。なお、定常モードの時間はこれをＴとすると、検出モードの時間Ｔｓに比べて十分に長い時間とする。例えば、検出モードの時間Ｔｓは１ｍｓ～数１０ｍｓのオーダー、定常モードの時間Ｔは１ｓ～数分のオーダーである。また、このときに使用するチョークコイル８のインダクタンス値は概ね１００μＨ～１ｍＨの間の値であり、プリント基板上に搭載可能である。

　本実施例において、検出モード時のｄｉ／ｄｔはチョークコイル８のインダクタンス値に依存するものではなく、設定する電流目標値の増加率に依存するものであるため、チョークコイルのインダクタンス値を自由に選定することが可能となり、小型軽量かつ低コストな太陽光発電システムを実現することができる。

　このようにして、本実施例では太陽電池パネルの最大電力点を所定時間毎に検出し、パワーコンディショナを検出した最大電力点で動作させることができる。本発明においては図２に示したように、検出モードにおいても太陽電池パネル１の電力はＤＣ－ＤＣコンバータ７から出力され系統連系インバータ１２を経て商用系統３側に出力される。このため、検出精度を向上させるためにｄｉ／ｄｔを小さく、すなわち電流変化の増加率を緩くして検出モードに時間を掛けても太陽電池パネルからの電力の損失は最小限に抑えることができる。

　なお、本実施例において、ＰＷＭ回路２２ａとパワーＭＯＳＦＥＴ９の間にゲートドライブ回路を用いることも有効である。パワーＭＯＳＦＥＴ９をＩＧＢＴやＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴなど他のスイッチング素子に置き換えても良い。昇圧ダイオード１０にＳｉＣデバイスを適用することも効果的である。ＤＣ－ＤＣコンバータ７の構成は図１に示した昇圧型コンバータが好ましいが、その他の非絶縁型コンバータや絶縁型コンバータであってもよい。また、入力フィルタ４は同様の機能、すなわちスイッチング成分の電流が太陽電池パネル側に流れるのを防止するとともに、コモンモードノイズを低減する役割の回路構成であれば他の構成としても良い。また、制御回路は同様の機能を持つアナログ回路で構成しても良い。ＰＷＭ回路２２ａはパルス幅変調制御を行う回路であるが、これはパルス周波数変調制御（ＰＦＭ）やパルス密度変調制御（ＰＤＭ）などで置き換えることもできる。さらに、ＰＩ制御ブロック１９は比例積分制御を行うブロックであるが、前述のようにオペアンプなどのアナログ回路で構成しても良いし、ＰＩＤ（比例積分遅延）制御等に置き換えても良い。

　また、本実施例において、目標値可変手段１６の初期値をゼロとしたが、この限りではない。目標値可変手段１６の初期値をゼロとするのは最大電力点を検出する際のサンプリングにおいて漏れがないようにするという意味も持っているためである。よって、目標値可変手段１６の初期値はゼロに限るものではなく、ゼロに近い値としても良い。

　また、定常モードから検出モードに遷移する時に目標値可変手段１６の値を目標値可変手段１６の値を徐々に低減させてゼロ、あるいはゼロに近い値に変更してもよい。目標値可変手段１６の値を徐々に低減させることで、太陽電池パネル１とパワーコンディショナ２の間のケーブルの寄生インダクタンスによる電圧跳ね上がりを防止することができる。

　また、電流目標値Ｉｒｅｆをゼロあるいはゼロに近い値から徐々に上昇させていくタイミングはＩＬａｖｅがゼロあるいはゼロに近い値となっている場合を検出したときでも、一定の時間が経過したときでも、一定のスイッチング回数をカウントしたときでも良い。

　また、本実施例において、最大値判定回路２３では、順次入力される（Ｐｐｖ，Ｉｒｅｆ）の組のうちでＰｐｖがそれまでよりも大きな場合にＰｐｖを最大電力点ＰＭａｘとし、その時のＩｒｅｆをＩｒｅｆＭとして記憶しているが、この限りでない。最大電力点ＰＭａｘが分かればよいため、最大値判定回路２３にて順次入力される（Ｐｐｖ，Ｉｒｅｆ）の組を全て記憶しておき、記憶した中で最も大きなＰｐｖを最大電力点ＰＭａｘとしても良い。この場合、最大電力点ＰＭａｘのときのＩｒｅｆがＩｒｅｆＭとされ、その後の定常モードはＩｒｅｆＭとしてＩｐｍａｘを出力する上記の動作の通りである。

　また、本実施例においては一定時間経過により定常モードから検出モードへ遷移しているが、この限りではない。定常モードから検出モードへ遷移するタイミングが設けられれば良く、スイッチング回数などの所定の条件下で遷移しても良い。

　また、本実施例においては一定時間経過により検出モードから定常モードへ遷移しているが、この限りではない。検出モードから定常モードへの遷移は、検出モードが終了した段階や最大電力点が検出された段階で行われればよく、スイッチング回数などの所定の条件下で遷移しても良い。

　また、本実施例においては目標値可変手段１６において目標電流値を定めていったがこの限りではない。電流値ではなく電圧値でも良い。

　また、本実施例では増加量ΔＩｒｅｆを微小量としているがこの限りでない。

　次に、本発明の第２の実施例を図５，図６，図７および図８を用いて説明する。図５は本発明の回路構成を示した図であり、前述した図１と同じ構成要素には同じ記号を付与している。その他、図５において、２８は制御ブロックである。

　図５は本発明の実施例２の回路構成を示す図である。

　図５における回路構成要素の接続形態は、前記実施例１において図１を用いて説明した形態と大半が同じであるため、以下には異なる点のみ記載する。

　制御回路１４の内部にはＡＤ変換器２１ａ，２１ｂ，減算器１８，ＰＩ制御ブロック１９，ＰＷＭ回路２２ａ，制御ブロック２８がある。そして、分圧抵抗１５ａ，１５ｂの中点からＡＤ変換器２１ａに接続される。電流センサ１３はＡＤ変換器２１ｂに接続される。ＡＤ変換器２１ｂの出力はＩＬの平均値であるＩＬａｖｅであり、一方のＡＤ変換器２１ａの出力はＶｉｎである。ＩＬａｖｅとＶｉｎは制御ブロック２８に入力されて情報処理される。制御ブロック２８の出力はＩｒｅｆであり、減算器１８のプラス側入力端子に接続される。また、ＩＬａｖｅは減算器１８のマイナス側端子にも入力される。減算器１８の出力はＰＩ制御ブロック１９に入力される。ＰＩ制御ブロック１９の出力は、ＰＷＭ回路２２ａに入力される。ＰＷＭ回路２２ａの出力はＳ１制御信号として制御回路１４の外部に出力されＤＣ－ＤＣコンバータ７の内部のパワーＭＯＳＦＥＴ９のゲートに接続される。

　図６は本発明の実施例２の制御アルゴリズムのうち検出モードを示すＰＡＤ図であり、図７は本発明の実施例２の制御アルゴリズムのうち定常モードを示すＰＡＤ図である。

　図６は図５の制御ブロック２８の内部の処理内容を表したＰＡＤ図であり、そのうち検出モードの処理内容を示している。

　一方、図７は同じ制御ブロック２８の処理内容を表すＰＡＤ図であり、定常モードの処理内容を示している。

　図８は本実施例における各部の動作波形を示した図である。

　次に本実施例における動作を説明する。図５において、ＤＣ－ＤＣコンバータ７の動作は前述の実施例１と同様であるため、主に制御ブロック２８に関連する内容について詳述する。

　図５においては、検出モード，定常モードによらず、ＡＤ変換器２１ｂ，２１ａによりそれぞれＬ電流平均値ＩＬａｖｅと入力電圧Ｖｉｎがディジタル信号に変換され制御ブロック２８に入力され、制御ブロック２８からはＩｒｅｆが出力される。図６において、検出モードが開始されると、まずＩｒｅｆ＝０と設定され、制御ブロック２８からはＩｒｅｆ＝０が出力される。制御回路１４はマイコン、あるいはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）を用いるのが好適である。制御回路１４の内部ではＡＤ変換器２１ｂによりＡＤ変換されたＩＬａｖｅと、０（＝Ｉｒｅｆ）を比較し、ＰＩ制御ブロック１９でＩＬａｖｅをゼロにするために必要なパワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）の時比率を出力する。そしてＰＷＭ回路２２ａで時比率はパルス幅に変換され、Ｓ１制御信号としてパワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）のゲートをスイッチング制御する。この電流フィードバック制御により、チョークコイルＬを流れる電流の平均値ＩＬａｖｅはゼロまで低下する。ＰＡＤ図ではこのＩＬａｖｅをサンプリング周期毎に取り込み、ＩＬａｖｅ＞０の場合には繰り返しＩＬａｖｅを読み込み、ＩＬａｖｅ＝０となった時、Ｖｉｎを読み込む動作に移行する。

　まず、ＰＭａｘ＝０に設定する。

　ここで、予めＶｍｉｎを設定する。Ｖｍｉｎは０Ｖ以上の値であっても良い。そしてＶｉｎ＞Ｖｍｉｎの時、すなわち太陽電池の端子間電圧ＶｐｖがＶｍｉｎに低下するまで次の操作を行う。その操作とは、電流目標値Ｉｒｅｆを現在のＩｒｅｆにΔＩｒｅｆを加算し、ＩＬａｖｅとＶｉｎを読み込み、それらの積で電力Ｐｐｖを演算し、もしＰｐｖがＰＭａｘよりも大きい場合には、電力最大値ＰＭａｘを現在のＰｐｖとし、同時にＩｒｅｆＭを現在のＩｒｅｆとする。ここまでの操作を繰り返す。

　そして、Ｖｉｎ≦Ｖｍｉｎとなったら制御ブロック２８の出力であるＩｒｅｆとしてＩｒｅｆＭを出力する。ここまでの操作で検出モードは終了し、定常モードに移行する。検出モード終了判定は図８のＰｐｖ波形に示すように、ＶｐｖがＶｍｉｎを下回った点（○印）をもって行い、定常モードに遷移する。

　次に、定常モードについてのＰＡＤ図は図７に示すとおりである。すなわち、制御ブロック２８からの出力であるＩｒｅｆをＩｒｅｆ＝ＩｒｅｆＭとして、前述の検出モードで求めたＩｒｅｆＭを出力する。この定常モード開始時を時間ｔ＝０として、以下の繰り返し動作に入る。繰り返し動作の中では、ＩＬａｖｅとＶｉｎを読み込み、Ｐｐｖ＝ＩＬａｖｅ×Ｖｉｎを演算する。そして、前回の検出モードで得られた最大電力ＰＭａｘを用いて、｜ＰＭａｘ－Ｐｐｖ｜を演算する。この結果があらかじめ定めたΔＰ値を上回った場合には、ｔ＝Ｔとして繰り返しを中断し、検出モードに移行させる。一方、｜ＰＭａｘ－Ｐｐｖ｜の演算結果がΔＰよりも小さい場合には現在のｔにΔｔを加えた時間をｔとする。そして、ｔがあらかじめ定めた定常モード時間であるＴに達するまで、以上の動作を繰り返す。ここで、｜ＰＭａｘ－Ｐｐｖ｜＞ΔＰが成立するときには日照の急変や影の発生など太陽電池パネル１の発電特性が前回の検出モードで計測した特性から急激に変わったことを示しており、このときには検出モードをやり直して新たな最大電力値を得ることで、高いＭＰＰＴ効率を維持することができる。本実施例においては一定時間経過により定常モードから検出モードへ遷移しているが、これに限ったものではない。定常モードから検出モードへ遷移するタイミングが設けられれば良く、スイッチング回数などの所定の条件下で遷移しても良い。

　実施例１と本実施例の大きな違いとして、定常モードにおいて電力の変動が大きい場合に検出モードに遷移させる点の他、前述した検出モードの終了を入力電圧すなわち太陽電池パネル１の電圧がゼロあるいはゼロ付近まで低下することで判断している点が挙げられる。このようなアルゴリズムをとることで、本実施例では検出モードから定常モードへの遷移を即座に移行することができるので、時間の損失が減少し、よりＭＰＰＴ効率を向上させることが可能である。

　また、本発明においては、Ｖｍｉｎを設定することにより、太陽電池パネルの短絡電流に至る以前に検出を停止することができる。パワーコンディショナ駆動用の補助電源をＶｉｎから採取している場合にはＶｉｎをゼロに低下させるとパワーコンディショナが停止するため、補助電源が動作する最低電圧をＶｍｉｎに設定しておくことにより検出モードにおいて補助電源が停止する不具合が発生することはない。

　なお、本実施例においても、ＰＷＭ回路２２ａとパワーＭＯＳＦＥＴ９の間にゲートドライブ回路を用いることも有効である。パワーＭＯＳＦＥＴ９をＩＧＢＴやＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴなど他のスイッチング素子に置き換えても良い。昇圧ダイオード１０にＳｉＣデバイスを適用することも効果的である。ＤＣ－ＤＣコンバータ７の構成は図５に示した昇圧型コンバータが好ましいが、その他の非絶縁型コンバータや絶縁型コンバータであってもよい。また、入力フィルタ４はスイッチング成分の電流が太陽電池パネル側に流れるのを防止するとともに、コモンモードノイズを低減する役割の回路構成であれば良い。また、制御回路１４は同様の機能を持つアナログ回路で構成しても良い。制御回路１４をマイコンあるいはＤＳＰとし、ＡＤ変換器２１ａ，２１ｂをその外部に設置してディジタル変換した状態量を制御回路１４に入力してもよい。ＰＷＭ回路２２ａはパルス幅変調制御を行う回路であるが、これはパルス周波数変調制御（ＰＦＭ）やパルス密度変調制御（ＰＤＭ）などで置き換えることもできる。さらに、ＰＩ制御ブロック１９は比例積分制御を行うブロックであるが、オペアンプなどのアナログ回路で構成しても良いし、ＰＩＤ（比例積分遅延）制御等に置き換えても良い。

　次に、本発明の第３の実施例につき図９を用いて説明する。図９は本発明の検出モードにおける電流目標値の時間変化を示した図である。本実施例の電流変化パターンを図１の目標値可変手段１６に適用することで以下の動作となり、新たな効果を得ることができる。

　図９の上段はモード遷移、下段はモード遷移に応じた電流目標値の変化を示している。図９において横軸は時間である。図９において、前回の定常モードの電流目標値ＩｒｅｆはＩｒｅｆＭ（ｎ－１）である。検出モードではＩｒｅｆは一旦ゼロとなり、図示のように電流変化の増加率ａで時間とともに増加させる。そして、前回の定常時の電流目標値であるＩｒｅｆＭ（ｎ－１）からΔＩだけ少ない電流値に達すると電流変化は増加率ｂとなる。増加率ｂはそれまでの増加率ａよりも緩く、電流目標値Ｉｒｅｆの傾き（ｄｉ／ｄｔ）は緩くなるためＩｒｅｆＭ（ｎ－１）の付近では高い検出精度を得ることができる。一方、ＩｒｅｆＭ（ｎ－１）よりも電流が十分小さい領域においては電流の時間変化を増加率ａとすることにより検出モードの時間を短縮することができる。このように本実施例においては検出モードの時間短縮と検出精度の向上と言う相反する課題を解決することが可能である。

　また、本実施例において、Ｉｒｅｆは一旦ゼロとしたが、この限りではない。Ｉｒｅｆの初期値を一旦ゼロとするのは最大電力点を検出する際のサンプリングにおいて漏れがないようにするという意味も持っているためである。よって、Ｉｒｅｆの初期値はゼロでなくゼロに近い値としても良い。

　本実施例では増加率ａから増加率ｂに変わるタイミングは電流値が前回の定常時の電流目標値であるＩｒｅｆＭ（ｎ－１）からΔＩだけ少ない電流値に達したときとしているがこの限りでない。検出モード時間短縮と検出精度の向上を目的としているため、一定時間経過により増加率を変えるなどの方法でも良い。

　次に、本発明の第４の実施例につき図１０を用いて説明する。図１０は本発明の検出モードにおける電流目標値の時間変化を示した図である。本実施例の電流変化パターンを図１の目標値可変手段１６に適用することで以下の動作となり、新たな効果を得ることができる。

　図１０の上段はモード遷移、下段はモード遷移に応じた電流目標値の変化を示している。図１０において横軸は時間である。図１０において、前回の定常モードの電流目標値ＩｒｅｆはＩｒｅｆＭ（ｎ－１）である。検出モードではＩｒｅｆは一旦ゼロとなり、図示のように電流変化の増加率ａで時間とともに増加させる。そして、前回の定常時の電流目標値であるＩｒｅｆＭ（ｎ－１）からΔＩだけ少ない電流値に達すると電流変化は増加率ｂとなる。増加率ｂはそれまでの増加率ａよりも緩く、電流目標値Ｉｒｅｆの傾き（ｄｉ／ｄｔ）は緩くなるためＩｒｅｆＭ（ｎ－１）の付近では高い検出精度を得ることができる。更に、電流Ｉｒｅｆが増加しＩｒｅｆＭ（ｎ－１）からΔＩだけ大きい電流値に達すると電流変化は増加率ｃとなる。増加率ｃは増加率ｂよりも急峻であり、増加率ｃ＝増加率ａとしてもよい。

　このように、ＩｒｅｆＭ（ｎ－１）よりも電流が十分小さいか、十分大きい領域においては電流の時間変化を増加率ａ、あるいは増加率ｃとすることにより、検出モードの時間を短縮することができる。本実施例においては検出モードの時間短縮と検出精度の向上と言う相反する課題を解決することが可能である。

　また、本実施例において、Ｉｒｅｆは一旦ゼロとしたが、この限りではない。Ｉｒｅｆの初期値を一旦ゼロとするのは最大電力点を検出する際のサンプリングにおいて漏れがないようにするという意味も持っているためである。よって、Ｉｒｅｆの初期値はゼロでなくゼロに近い値としても良い。

　本実施例では増加率ａから増加率ｂに変わるタイミングは電流値が前回の定常時の電流目標値であるＩｒｅｆＭ（ｎ－１）からΔＩだけ少ない電流値に達したときとしているがこの限りでない。検出モード時間短縮と検出精度の向上を目的としているため、一定時間経過により増加率を変えるなどの方法でも良い。増加率ｂから増加率ｃに変わるタイミングも同様である。

　次に、本発明の第５の実施例につき図１１と図１２を使用して説明する。図１１は本発明の第５の実施例における回路構成を示した回路ブロック図である。

　図１２は本発明の実施例５のモード遷移を示す図であり、本実施例のＤＣ－ＤＣコンバータの動作モードについて記載したシーケンスである。

　図１１において、前述の実施例における図１，図５と同じ構成要素には同じ記号を付与している。その他、図１１において、１ａ，１ｂは太陽電池パネル、４ａ，４ｂは入力フィルタ、７ａ，７ｂはＤＣ－ＤＣコンバータである。

　次に図１１の構成を説明する。太陽電池パネル１ａ，１ｂはそれぞれパワーコンディショナ２の中の入力フィルタ４ａ，４ｂに接続される。入力フィルタ４ａ，４ｂはそれぞれＤＣ－ＤＣコンバータ７ａ，７ｂに接続される。ＤＣ－ＤＣコンバータ７ａ，７ｂの出力は系統連系インバータ１２に接続される。系統連系インバータ１２はパワーコンディショナ２の外部の商用系統３に接続される。制御回路１４ａ，１４ｂはそれぞれＤＣ－ＤＣコンバータ７ａおよび７ｂに接続される。

　入力フィルタ４ａ，４ｂは図３に示した構成をとることが好ましいが、その他の構成でも良い。また、ＤＣ－ＤＣコンバータ７ａ，７ｂの構成は図１に示した昇圧型コンバータが好ましいが、その他の非絶縁型コンバータや絶縁型コンバータであってもよい。

　次に、本実施例の動作を説明する。制御回路１４ａ，１４ｂではそれぞれが接続されるＤＣ－ＤＣコンバータ７ａ，７ｂの動作状態を制御する。このとき、図１２のモードが示すように、ＤＣ－ＤＣコンバータ７ａと７ｂは検出モードの時間Ｔｓ、定常モードの時間Ｔで動作するとともに、ＤＣ－ＤＣコンバータ７ａが検出モードに入ってから時間Ｔ／２経過後にＤＣ－ＤＣコンバータ７ｂが検出モードに遷移する。図示していないが、同様にＤＣ－ＤＣコンバータ７ｂが検出モードに入ってから時間Ｔ／２経過後にＤＣ－ＤＣコンバータ７ａが検出モードに遷移する。Ｔｓに対してＴは十分に長い時間であるため、このように制御することによって２台のＤＣ－ＤＣコンバータ７ａと７ｂは同時に検出モードに遷移せず、少なくとも一方のＤＣ－ＤＣコンバータは定常モードで動作する。

　本実施例はＮ系列の太陽電池パネルがＮ台のＤＣ－ＤＣコンバータにそれぞれ接続されているケースに展開することができる。このケースにおいては、ＤＣ－ＤＣコンバータ１～Ｎがあり、ＤＣ－ＤＣコンバータ［ｎ］（１≦ｎ≦Ｎ）はＤＣ－ＤＣコンバータ［ｎ－１］（ただしｎ＝１のときはコンバータ［Ｎ］）が検出モードに入ってから時間Ｔ／ｎ経過後に検出モードに遷移する。

　この動作により、ＤＣ－ＤＣコンバータのうち１台ずつが検出モードに遷移することができる。検出モードにおいては、最大電力よりも出力が低下するが、ＤＣ－ＤＣコンバータ群全体の出力電力は平均化され、系統連系インバータ１２から商用系統には安定した電力を出力することが可能である。

　また、本実施例においては一定時間経過により定常モードから検出モードへ遷移しているが、この限りではない。定常モードから検出モードへ遷移するタイミングが設けられれば良く、スイッチング回数などの所定の条件下で遷移しても良い。

　また、本実施例においては一定時間経過により検出モードから定常モードへ遷移しているが、この限りではない。検出モードから定常モードへの遷移は、検出モードが終了した段階や最大電力点が検出された段階で行われればよく、スイッチング回数などの所定の条件下で遷移しても良い。

　次に、本発明の第６の実施例である最適条件抽出法（オートチューニング）につき図１３を用いて説明する。図１３は本発明の起動時における電流目標値の時間変化を示した図である。本実施例の電流変化パターンを前述のそれぞれの実施例の起動時に適用することにより、新たな効果を得ることができる。

　図１３の上段はモード遷移、中段はモード遷移に応じた電流目標値の変化、下段はモード遷移に応じた電力値の変化を示している。図１３の横軸は時間を示している。図１３において、パワーコンディショナが起動すると、図示のように１回目の検出モードを開始する。第１回目の電流目標値Ｉｒｅｆの時間変化は増加率ａとして検出モードを実行し、電力最大値ＰＭａｘをとる電流目標値ＩｒｅｆＭを求める。このとき求めた電力最大値をＰＭａｘ（ａ）、電流目標値をＩｒｅｆＭ（ａ）とする。続いてＩｒｅｆＭ（ａ）を電流目標値として１回目の定常モードを開始する。定常モードを所定の時間だけ行い、このとき得られる電力Ｐｐｖを測定する。このＰｐｖをＰｐｖ（ａ）とする。そして、
　　ΔＰ（ａ）＝｜ＰＭａｘ（ａ）－Ｐｐｖ（ａ）｜
の式によりΔＰ（ａ）を計算する。

　次に、電流目標値Ｉｒｅｆの時間変化を増加率ａよりも大きい増加率ｂとして２回目の検出モードを開始する。検出モードを実行し、電力最大値ＰＭａｘをとる電流目標値ＩｒｅｆＭを求める。このとき求めた電力最大値をＰＭａｘ（ｂ）、電流目標値をＩｒｅｆＭ（ｂ）とする。続いてＩｒｅｆＭ（ｂ）を電流目標値として２回目の定常モードを開始する。定常モードを所定の時間だけ行い、このとき得られる電力Ｐｐｖを測定する。このＰｐｖをＰｐｖ（ｂ）とする。そして、
　　ΔＰ（ｂ）＝｜ＰＭａｘ（ｂ）－Ｐｐｖ（ｂ）｜
の式によりΔＰ（ｂ）を計算する。

　このようにしてｎ回、検出モードと定常モードを実施してΔＰ（１）～ΔＰ（ｎ）を求める。そして、予め定めたΔＰと比較し、このΔＰよりも小さく、かつ増加率がもっとも大きい条件を求める。そして、求めた増加率を以降の検出モードにおける増加率として設定して動作させる。

　太陽電池パネル１の応答特性や、太陽電池パネル１とパワーコンディショナ２の間のケーブル，入力フィルタ４，基板の配線などに含まれるインダクタンス分や容量分により、太陽電池のＩ－Ｖ特性は時定数を持つため、こうした応答特性の遅れを無視するためには、検出モードにおける電流目標値の増加率はできるだけ低い方が望ましい。また、増加率が低いほどサンプリング点数が増加するため最大電力点の検出精度も向上する。しかし一方で電流目標値の増加率が低いほど検出モードに費やす時間が増加し、最大電力点から外れた動作点で発電する時間が増加するためにＭＰＰＴ効率が悪化するというトレードオフ特性がある。そこで、本実施例では上記の操作を行うことによって起動時に最適な増加率を求めることが可能になる。また、パワーコンディショナの認証試験においては実際の太陽電池パネルと異なる特性を持つ太陽電池模擬電源で評価試験をするケースもあり得る。太陽電池模擬電源の応答特性は太陽電池パネルと異なるため検出モードにおける電流目標値の増加率を低く設定する必要がある。その際にも本実施例の最適条件抽出法（オートチューニング）が有効に機能する。

　次に、本発明の第７の実施例を図１４と図１５を用いて説明する。図１４は本発明の第７の実施例の回路構成を表す回路図である。図１５は本発明の実施例７の回路動作を示す各部波形である。

　図１４において、図１，図５，図１１と同じ構成要素には同じ記号を付与している。その他、図１４において、２２ｂはＰＷＭ回路、２４はパワーＭＯＳＦＥＴ、２５はダイオード、２６は信号処理回路である。図１４の回路図の接続は大部分が図１の回路図と同じである。異なる部分について以下に説明する。入力フィルタ４のコンバータ側の正極側にはパワーＭＯＳＦＥＴ２４（Ｓ２）のドレインが接続され、パワーＭＯＳＦＥＴ２４（Ｓ２）のソースにはダイオード２５（Ｄ２）のカソードが接続される。この接続点にチョークコイル８が接続される。ダイオード２５（Ｄ２）のアノードは入力フィルタ４のコンバータ側の負極側に接続される。一方、制御回路１４の内部においては、ＰＩ制御ブロック１９の出力が信号処理回路２６に接続され、信号処理回路２６はＰＷＭ回路２２ａ，２２ｂに接続される。ＰＷＭ回路２２ａはパワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）のゲートに接続され、ＰＷＭ回路２２ｂはパワーＭＯＳＦＥＴ２４（Ｓ２）のゲートに接続される。このように、図１４はいわゆるＨブリッジ型昇降圧コンバータの回路構成となっており、検出モードにおいて昇降圧動作を行うことが本実施例の特徴である。

　次に、動作を説明する。図１５に示すように、太陽電池パネル１の開放電圧Ｖｏｃはコンデンサ１１の電圧Ｖｐｎよりも高い。したがって定常モードから検出モードに遷移するとＶｐｖは必ずＶｐｎより高いＶｏｃまで上昇する。そこで、検出モードは昇圧モードから開始する。すなわち、Ｖｐｖ＞Ｖｐｎの時にはパワーＭＯＳＦＥＴ２４（Ｓ２）をスイッチングし、パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）はオフ状態とし、降圧コンバータとして動作させる。このときにはパワーＭＯＳＦＥＴ２４（Ｓ２）がオンすると、太陽電池パネル１－入力フィルタ４－パワーＭＯＳＦＥＴ２４（Ｓ２）－チョークコイル８（Ｌ）－昇圧ダイオード１０（Ｄ１）－コンデンサ１１（Ｃｐｎ）－入力フィルタ４－太陽電池パネル１の閉回路が形成され、チョークコイル８に電流が流れる。次にＳ２がオフすると、太陽電池パネル１側とチョークコイル８（Ｌ）とは切り離され、チョークコイル８（Ｌ）－昇圧ダイオード１０（Ｄ１）－コンデンサ１１（Ｃｐｎ）－ダイオード２５（Ｄ２）－チョークコイル８（Ｌ）の閉回路に電流が環流する。このとき、チョークコイル８（Ｌ）に流れる電流ＩＬの平均値ＩＬａｖｅが電流目標値Ｉｒｅｆになるように電流制御される。

　Ｉｒｅｆが増加するとともにＶｐｖが低下するため、検出モードの途中でＶｐｖ＞ＶｐｎからＶｐｖ＜Ｖｐｎに変化する。そこで、Ｖｐｖ＜Ｖｐｎの時には、パワーＭＯＳＦＥＴ２４（Ｓ２）をＯＮ状態とし、パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）をスイッチングして、昇圧コンバータとして動作させる。このときにはパワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）がオンすると、太陽電池パネル１－入力フィルタ４－パワーＭＯＳＦＥＴ２４（Ｓ２）－チョークコイル８（Ｌ）－パワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）－入力フィルタ４－太陽電池パネル１の閉回路が形成され、チョークコイル８に電流が流れて励磁エネルギーが蓄積される。次にパワーＭＯＳＦＥＴ９（Ｓ１）がオフすると、太陽電池パネル１－入力フィルタ４－ＭＯＳＦＥＴ２４（Ｓ２）－チョークコイル８（Ｌ）－昇圧ダイオード１０（Ｄ１）－コンデンサ１１（Ｃｐｎ）－入力フィルタ４－太陽電池パネル１の閉回路に電流が通流する。このときも、降圧コンバータ動作のときと同様に、チョークコイル８（Ｌ）に流れる電流ＩＬの平均値ＩＬａｖｅが電流目標値Ｉｒｅｆになるように電流制御される。

　電流制御は、降圧モード，昇圧モードとも、ＩＬを電流センサ１３で検出し、ＡＤ変換器２１ｂで取り込み、減算器１８でＩｒｅｆとの差分をとり、この差分をＰＩ制御ブロック１９で演算することによりパワーＭＯＳＦＥＴ２４およびパワーＭＯＳＦＥＴ９の時比率を決定しパワーＭＯＳＦＥＴをスイッチングする。このとき、信号処理回路２６では次の処理を行う。まず、ＰＩ制御ブロックから入力される信号の下限を０、上限を２とすると、
　信号処理回路２６　入力信号：Ｓ_ｉｎ　０≦Ｓ_ｉｎ＜２
　　Ｓ_Ｓ２＝Ｓ_ｉｎ　　　ただし　Ｓ_ｉｎ＞１のときＳ_Ｓ２＝１
　　Ｓ_Ｓ１＝Ｓ_ｉｎ－１　ただし　Ｓ_ｉｎ＜１のときＳ_Ｓ１＝０
で制御する。信号Ｓ_Ｓ１，Ｓ_Ｓ２が０のときそれぞれ時比率はゼロである。また、信号Ｓ_Ｓ１，Ｓ_Ｓ２が１のとき、時比率は１００％である。

　上記のように制御することにより、昇圧モード，降圧モードによる動作切換をすることなく検出モードにおける太陽電池パネルの電圧が０からＶｏｃの広い範囲において電流制御を行うことができる。

　次に、本発明の第８の実施例につき、図１６を用いて説明する。図１６は本発明による太陽光発電システムの定常モードにおけるＰＡＤ図である。このＰＡＤ図の動作を実現する回路構成は、図１，図５，図１４のいずれでも良い。また、本実施例における検出モードのアルゴリズムとしては、図６に示すＰＡＤ図のアルゴリズムが好適である。

　図１６において、定常モードが開始されると、その前の検出モードで求めたＩｒｅｆＭを用いて、Ｉｒｅｆ＝ＩｒｅｆＭとして、ｔ＝０としてｔ＜Ｔの範囲において、以下の処理を繰り返す。

　繰り返す処理は、前々回検出した電流ＩｂをＩｂｂとし、前回検出電流ＩＬａｖｅをＩｂとする。その後、ＩＬａｖｅとＶｉｎを取り込み、ＩＬａｖｅ×Ｖｉｎを演算してこれをＰｐｖとする。そして、前回検出モードで求めた最大電力であるＰＭａｘを用いてＰＭａｘ－Ｐｐｖの絶対値を演算し、｜ＰＭａｘ－Ｐｐｖ｜が予め定めたΔＰよりも大きい場合は日射量急変としてｔ＝Ｔとし、定常モードを終了させ検出モードに遷移させる。｜ＰＭａｘ－Ｐｐｖ｜が予め定めたΔＰよりも小さい場合には、ｔをｔ＋Δｔとし、次の処理に入る。

　以下の処理はいわゆる山登り法と呼ばれる最大電力追従制御方法である。すなわち、Ｐｐｖが前回演算値であるＰｐｖ（ｚ－１）よりも大きい場合には、Ｘ＝０，Ｉｘ＝０とする。ＰｐｖがＰｐｖ（Ｚ－１）と全く同じ場合には、Ｘ＝１，Ｉｘ＝Ｉｂｂとする。ＰｐｖとＰｐｖ（Ｚ－１）の関係が上記いずれでもない場合にはＸ＝－１，Ｉｘ＝Ｉｂとする。次に、ＩＬａｖｅがＩｘよりも大きい場合にはｄＩｒｅｆ＝＋ｄＩとしそれ以外の場合はｄＩｒｅｆ＝－ｄＩとする。次に、Ｉｘ＝０の時にはｄＩｒｅｆ＝０とする。そして、以下の式
　　ＩｒｅｆＭ＋ｄＩｒｅｆ＊Ｘ
を演算し、演算結果をＩｒｅｆＭとする。

　ここまでの処理をｔがＴになるまで繰り返す。ｔがＴになったら図６に示す検出モードに遷移する。

　このように本実施例では、図６に示す検出モードにおいて最大電力点を検出するとともに、定常モードでは日射の急変を検出して検出モードに遷移させるとともに、この最大電力点を初期値として山登り法による最大電力追従制御を行う。本実施例では検出モードと定常モードにおいて２つの異なる最大電力検出法を持つことになり、以下の効果を得る。

　検出モードによるスキャンを一定時間ごとに行うため、部分影発生等の二山特性が発生した場合に山登り法が陥る極大値への収束する懸念を払拭できる。

　検出モードを頻繁に実施することで却ってＭＰＰＴ効率を下げる懸念があるが、山登り法を併用することで検出モードの頻度を下げることができ、ＭＰＰＴ効率の低下を防止することが可能である。

　なお、本実施例において、山登り法のほかに別の最大電力追従法を用いても良い。

　もちろん、本実施例においても、前述の起動方法や、増加率に変化をつける処理の併用も効果的である。

　本発明は、家庭向けの商用系統と連系する太陽光発電システムに適用することが可能である。また、系統との連系を行わないＤＣ給電システム等の太陽光発電システム，離島や山小屋向け太陽電池システム，スマートグリッド向け太陽電池システム，メガソーラシステム等の大型太陽光発電システムに適用できる。

１，１ａ，１ｂ　太陽電池パネル
２　パワーコンディショナ
３　商用系統
４，４ａ，４ｂ　入力フィルタ
５ａ，５ｂ　コモンモードチョーク
６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ　フィルタコンデンサ
７，７ａ，７ｂ　ＤＣ－ＤＣコンバータ
８　チョークコイル
９，２４　パワーＭＯＳＦＥＴ
１０　昇圧ダイオー
１１　コンデンサ
１２　系統連系インバータ
１３　電流センサ
１４，１４ａ，１４ｂ　制御回路
１５ａ，１５ｂ　分圧抵抗
１６　目標値可変手段
１７　モード切替器
１８　減算器
１９　ＰＩ制御ブロック
２０　乗算器
２１ａ，２１ｂ　ＡＤ変換器
２２ａ，２２ｂ　ＰＷＭ回路
２３　最大値判定回路
２５　ダイオード
２６　信号処理回路
２７　ノーマルモードチョーク
２８　制御ブロック

Claims (22)

1. 　太陽電池と、前記太陽電池に接続される電力変換器を有する太陽光発電システムにおいて、
   　前記電力変換器は、少なくとも１個のスイッチング素子と、
   　太陽電池から前記電力変換器に流入する電流を検出して入力電流を得る電流検出手段と、
   　電流目標値と、
   　前記電力変換器に入力される電圧を検出して入力電圧を得る電圧検出手段と、
   　前記スイッチング素子をスイッチング制御することによって前記入力電流を前記電流目標値と略等しい値に制御する電流制御手段と、
   　前記電流目標値を可変する目標値可変手段と
   を具備するとともに、
   　前記目標値可変手段により前記電流目標値を略ゼロから順次増加させながら前記電流制御手段を動作させ、その都度前記入力電流と前記入力電圧からその時点の電力を演算するとともに、
   　前記電力が最大となる点の電流目標値を求める検出モードと、
   　前記検出モードにより求めた前記電流目標値を用いて前記電流制御手段を動作させる定常モードを有する
   ことを特徴とする太陽光発電システム。
2. 　請求項１において、前記検出モードにあっては一定時間の経過後に前記定常モードに遷移することを特徴とする太陽光発電システム。
3. 　請求項１において、前記検出モードにあっては、前記入力電圧が所定の値以下に低下すると前記定常モードに遷移することを特徴とする太陽光発電システム。
4. 　請求項１から３のいずれかにおいて、前記定常モードから前記検出モードへの遷移は一定時間毎に行うことを特徴とする太陽光発電システム。
5. 　請求項４において、前記定常モードの電力が、前記検出モードで検出した最大電力に対して予め定めた割合以上に変動した場合には前記一定時間の経過を待たず検出モードに遷移することを特徴とする太陽光発電システム。
6. 　請求項１から５のいずれかにおいて、前記検出モードにおける前記目標値可変手段の可変方法は、前回の定常モードで用いた電流目標値に比べ所定の値だけ少ない電流値を超過した後、前記電流目標値の増加率をそれまでの増加率よりも緩やかにすることを特徴とする太陽光発電システム。
7. 　請求項１から５のいずれかにおいて、前記検出モードにおける前記目標値可変手段の可変方法は、前回の定常モードの電流目標値を基準とする所定の幅の内側にあっては前記目標値可変手段の増加率を前記所定の幅の外側に比べて緩やかにすることを特徴とする太陽光発電システム。
8. 　請求項１から７のいずれかにおいて、前記電力変換器を複数有しており、そのうちの１つの電力変換器が検出モードにある場合には、他の電力変換器は定常モードにあることを特徴とする太陽光発電システム。
9. 　請求項８において、一回の前記定常モードの動作時間をＴ、前記電力変換器の並列台数をｎとすると、各電力変換器は、Ｔ／ｎずつ遅れて定常モードから検出モードに遷移することを特徴とする太陽光発電システム。
10. 　請求項１から９のいずれかにおいて、前記太陽光システムの起動時においては、複数回検出モードと定常モードとを繰り返すとともに、前記複数回の検出モードにおける電流目標値可変手段の電流増加率は前回よりも高くしながら前記検出モードで得られた最大電力値と、その直後の定常モードで得られた最大電力値との誤差が所定の値以下でかつ電流目標値可変手段の電流増加率ができるだけ大きい条件を選定し、選定した電流増加率を以後の検出モードにおける電流目標値可変手段の電流増加率として用いることを特徴とする太陽光発電システム。
11. 　請求項１から１０のいずれかにおいて、前記電力変換器は昇降圧コンバータの機能を有するとともに、検出モードにおいては電流目標値の増加とともに降圧動作から昇圧動作に遷移することを特徴とする太陽光発電システム。
12. 　請求項１から１１のいずれかにおいて、定常モードにおいては、直前の検出モードで求めた電流目標値を初期値として、前記電流目標値を微小増加あるいは微小減少させ、その結果変化した入力電圧と電流から電力の増減を判定するとともに、前記電力がより大きくなる方向に前記電流目標値を微小変更することを特徴とする太陽光発電システム。
13. 　太陽電池と電力変換器と商用系統が接続される太陽光発電システムであって、前記電力変換器は前記太陽電池の最大電力を検出する検出モードと定常モードを有し、前記検出モードにおいても前記太陽電池の電力を前記電力変換器から前記商用系統に出力する機能を有することを特徴とする太陽光発電システム。
14. 　太陽電池と、前記太陽電池に接続される電力変換器を有する太陽光発電システムにおいて、前記電力変換器は、少なくとも１個のスイッチング素子と、電流目標値と、
    　前記スイッチング素子をスイッチング制御することによって太陽電池から前記電力変換器に流入する電流を前記電流目標値と略等しい値に制御する電流制御機能と、前記電流を検出する電流検出手段と、前記電流目標値の可変手段とを具備するとともに、
    　交互に動作する検出モードと定常モードを有し、
    　前記検出モードと前記定常モードにおいて前記電流制御機能を動作させるとともに、
    　前記検出モードにおいては、目標値可変手段により前記電流目標値を略ゼロから順次増加させながら前記電力変換器の入力電圧が所定の値以下に低下するまで前記入力電圧と前記電流検出手段の検出値をサンプリングし、前記サンプリング値を用いて瞬時電力を演算し、前記瞬時電力が最大となる点の電流目標値を記憶し、
    　次の定常モードにおいては前記記憶した電流目標値を用いて前記電力変換器を動作させることを特徴とする太陽光発電システム。
15. 　太陽電池が最大電力点で動作するように追従制御する電力変換器において、
    　前記太陽電池の最大電力点を検出する場合に、前記太陽電池の電流を制御するための電流目標値を、一旦所定の電流値にした後に、前記所定の電流値から短絡電流に至るまで所定の電流幅ごとに変化させながら、前記太陽電池の電力をサンプリングし前記最大電力点を検出することを特徴とする電力変換器。
16. 　太陽電池が最大電力点で動作するように追従制御する電力変換器において、
    　前記太陽電池の最大電力点を検出する場合に、前記太陽電池の電流を制御するための電流目標値を一旦所定の電流値にした後に、前記太陽電池の電圧が所定の電圧に至るまで前記電流目標値を所定の電流幅ごとに変化させながら、前記太陽電池の電力をサンプリングし前記最大電力点を検出することを特徴とする電力変換器。
17. 　太陽電池の出力電流と出力電圧から前記太陽電池の最大電力点を検出する検出制御モードと、定常制御モードからなる前記太陽電池の最大電力点追従制御方法において、
    　前記検出制御モードは電流目標値を定める目標値設定ステップと、前記出力電流を前記電流目標値と略等しい値に制御する電流制御ステップと、前記出力電流と前記出力電圧を検出する電流・電圧検出ステップと、前記出力電流と前記出力電圧との乗算からなる電力とそのときの出力電流とを記憶する電力・電流記憶ステップと、からなり、
    　前記目標値設定ステップでは前記電流目標値は徐々に増加し、
    　前記電力・電流記憶ステップでは前回の電力・電流記憶ステップにて記憶した電力と今回の電力とを比べ、大きいほうの電力とそのときの出力電流を記憶していき、
    　前記検出制御モードは所定時間経過後に前記定常制御モードへ遷移し、
    　前記定常制御モードでは前記電力・電流記憶ステップにおいて記憶した電力である最大電力点に従い太陽電池の出力電流と出力電圧とを制御することを特徴とする最大電力点追従制御方法。
18. 　太陽電池の出力電流と出力電圧から前記太陽電池の最大電力点を検出する検出制御モードと、定常制御モードからなる前記太陽電池の最大電力点追従制御方法において、
    　前記検出制御モードは電流目標値を定める目標値設定ステップと、前記出力電流を前記電流目標値と略等しい値に制御する電流制御ステップと、前記出力電流と前記出力電圧を検出する電流・電圧検出ステップと、前記出力電流と前記出力電圧との乗算からなる電力とそのときの出力電流とを記憶する電力・電流記憶ステップと、からなり、
    　前記目標値設定ステップでは前記電流目標値は徐々に増加し、
    　前記電力・電流記憶ステップでは前回の電力・電流記憶ステップにて記憶した電力と今回の電力とを比べ、大きいほうの電力とそのときの出力電流を記憶していき、
    　前記検出制御モードは前記電流・電圧検出ステップにおいて検出された電圧が所定の値になった際に終了し前記定常制御モードへ遷移し、
    　前記定常制御モードでは前記電力・電流記憶ステップにおいて記憶した電力である最大電力点に従い太陽電池の出力電流と出力電圧とを制御することを特徴とする最大電力点追従制御方法。
19. 　太陽電池の出力電流と出力電圧から前記太陽電池の最大電力点を検出する検出制御モードと、定常制御モードからなる前記太陽電池の最大電力点追従制御方法において、
    　前記検出制御モードは電流目標値を定める目標値設定ステップと、前記出力電流を前記電流目標値と略等しい値に制御する電流制御ステップと、前記出力電流と前記出力電圧を検出する電流・電圧検出ステップと、前記出力電流と前記出力電圧との乗算からなる電力とそのときの出力電流とを記憶する電力・電流記憶ステップと、からなり、
    　前記目標値設定ステップでは前記電流目標値は徐々に増加し、
    　前記検出制御モードは前記電流・電圧検出ステップにおいて検出された電圧が所定の値になった際に終了し前記定常制御モードへ遷移し、
    　前記定常制御モードでは前記電力・電流記憶ステップにおいて記憶した電力の内、最大電力となる最大電力点に従い太陽電池の出力電流と出力電圧とを制御することを特徴とする最大電力点追従制御方法。
20. 　太陽電池の出力電圧と出力電流を検出するステップと、
    　前記出力電流の目標値を定めるステップと、
    　前記出力電流を前記目標値と略等しい値に制御するステップと、
    　前記出力電流と前記出力電圧の乗算からなる電力とそのときの出力電流を記憶するステップとからなり、
    　前記目標値を定めるステップでは目標値は徐々に増加し、
    　前記記憶するステップでは前回の電力・電流記憶ステップにて記憶した電力と今回の電力とを比べ、大きいほうの電力とそのときの出力電流を記憶していくことを特徴とする最大電力点検出制御方法。
21. 　請求項１７乃至請求項２０の何れかに記載の制御方法を有する電力変換器。
22. 　請求項１４または請求項１５または請求項２１に記載の電力変換器と、太陽電池とを有する太陽光発電システム。

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