WO2012098628A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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卓郎 小川
関本　守満
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    • H02M5/458—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate DC into AC using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that controls a motor.
  • Patent Document 1 discloses a power conversion device that varies the output torque of a motor in accordance with the pulsation of load torque during one rotation of the compressor. That is, for example, as shown in FIG. 18, in the one-cylinder compressor, when the piston makes one rotation, the compression torque varies according to the rotation angle, and the load torque of the motor also pulsates accordingly. Therefore, in the power conversion device of Patent Document 1, the output torque of the motor is varied so as to be synchronized with the pulsation of the load torque. As a result, vibration during operation of the compressor is suppressed.
  • Patent Document 2 discloses a power converter having a very small capacitor for smoothing the output voltage.
  • this power conversion device includes a converter circuit, a DC link unit connected in parallel to the converter circuit, and an inverter circuit having a plurality of switching elements.
  • the power supply voltage of the AC power supply is full-wave rectified and output to the DC link unit.
  • a capacitor having a very small capacitance is connected to the DC link portion.
  • this capacitor has a capacitance of about 1/100 that of a normal smoothing capacitor. For this reason, the rectified voltage is output from the DC link unit as a pulsating DC voltage without being smoothed.
  • the inverter circuit converts this DC voltage into AC power and supplies this power to the motor to drive the motor.
  • the size of the power conversion device is reduced and the cost is reduced by reducing the capacity of the capacitor in this way.
  • Patent Literature 3 discloses a device that performs torque control as described above for a power converter having a small capacitor capacity as disclosed in Patent Literature 2. That is, when the capacitance of the capacitor of the DC link portion is small, the output voltage to the inverter circuit also has a pulsating component. Therefore, in Patent Document 3, the output torque is varied according to the load torque of the motor so that the pulsation component of the load torque of the motor and the pulsation component of the output voltage of the power supply voltage are included in the output torque. Vibration is reduced.
  • Patent Document 3 discloses a control for detecting a current value of a motor and reducing the output torque when the current exceeds a predetermined upper limit value.
  • the pulsating component of the DC link voltage and the pulsating component of the load torque pulsate at different frequencies, the peak timings of both components do not necessarily match. For this reason, even if the current of the motor is detected at a timing when the peaks of the two are shifted, the current value becomes a relatively low value, so that a desired peak current cannot be detected. As a result, the fluctuation range of the output torque of the motor cannot be accurately limited, and the above-described problem may occur.
  • the present invention has been made in view of such a point, and an object thereof is to propose a power conversion device that can reliably detect an increase in motor current in a torque control operation.
  • the first invention has a plurality of switching elements (Sr, Ss, St, Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz), and uses the plurality of switching elements (Sr , Ss, St, Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) are converted into AC power of a predetermined frequency by the switching operation, and the converter (20) that outputs the AC power to the motor (5), and the above
  • the output torque of the motor (5) includes a power supply pulsation component that is a pulsation component that is an integral multiple of the frequency of the output voltage of the AC power supply (6), and varies according to the load torque fluctuation of the motor (5).
  • Torque control operation is performed, and a peak current value is obtained when the timing of the peak of the power pulsation component and the peak of the load torque fluctuation component coincide with each other, and the peak current value exceeds a predetermined upper limit value.
  • a control unit (40) for reducing the fluctuation range of the output torque so as not to It is characterized by being.
  • the output voltage of the AC power source (6) here includes, for example, a pulsating component synchronized with the output voltage of the DC link unit (that is, the AC power source (6)) in the case of a power converter having a DC link unit. Output voltage).
  • control unit (40) pulsates the output torque of the motor (5) so that the output torque of the motor (5) includes the pulsating component of the output voltage of the AC power supply (6).
  • the control unit (40) performs a torque control operation that varies the output torque of the motor (5) in accordance with the variation of the load torque of the motor (5).
  • control unit (40) includes a peak hold unit (55) that holds the peak current value for a predetermined determination time, and a peak hold unit (55).
  • a torque control amount adjusting unit (54) is provided that reduces the fluctuation range of the output torque of the motor (5) when the held peak current value exceeds a predetermined upper limit value.
  • the peak hold unit (55) holds the maximum value of the current of the motor (5) as the peak current, so that the peak current of the motor (5) can be reliably derived. This point will be described in detail.
  • the current of the motor (5) becomes the largest when the peak of the load torque of the motor (5) and the peak of the output voltage of the AC power supply (6) coincide.
  • the pulsation cycle of the load torque of the motor (5) and the pulsation cycle of the output voltage of the AC power supply (6) are not necessarily the same. Even if it is detected, this current value is relatively small. That is, if the current of the motor (5) is not detected at the timing when the peaks of the two coincide, the peak current of the motor (5) that can be generated during the torque control operation cannot be reliably derived.
  • the peak hold unit (55) holds the maximum value of the current of the motor (5) every predetermined determination period. Thereby, in this determination period, the peak current can be derived at the timing when the peak of the load torque of the motor (5) and the peak of the output voltage of the power supply voltage substantially overlap.
  • the torque control amount adjusting unit (54) performs control to reduce the fluctuation range of the output torque of the motor (5) when the peak current derived in this way exceeds a predetermined upper limit value.
  • control unit (40) is configured such that, during the determination period of the peak hold unit (55), the peak of the pulsation component of the load torque coincides with the power supply pulsation component or A speed command adjusting unit (72) for correcting the operating frequency (fc) of the motor (5) is provided so as to substantially match.
  • the speed command adjustment unit (72) causes the load torque peak of the motor (5) to coincide with the timing of the output voltage peak of the DC link unit (15) or Can be substantially matched. As a result, the peak current of the motor (5) can be reliably derived in this determination period.
  • the control unit (40) is configured based on the frequency of the output voltage of the AC power source (6) and the operating frequency of the motor (5).
  • the period deriving unit (71) determines the peak of the output voltage of the AC power source (6) based on the frequency of the output voltage of the AC power source (6) and the operating frequency of the motor (5), A cycle in which the timing with the peak of the load torque of the motor (5) coincides or substantially coincides is derived.
  • the speed command adjustment unit (72) corrects the operating frequency of the motor (5) so that the cycle derived in this way is equal to or less than the determination period of the peak hold unit (55).
  • the peak current can be derived by matching or substantially matching the timing of the peak of the output voltage of the AC power supply (6) and the peak of the load torque of the motor (5).
  • the controller (40) estimates the peak current value, and prevents the estimated peak current value from exceeding a predetermined upper limit value. ), The fluctuation range of the output torque is reduced.
  • the peak current value is obtained by estimation.
  • the converter circuit (11) for rectifying the voltage from the AC power source (6) and the output of the converter circuit (11) are connected in parallel.
  • a capacitance value of the capacitor (16) is set to such a value that the input voltage of the inverter circuit (20) pulsates greatly.
  • the power converter of the sixth invention is configured such that the capacitance of the capacitor (16) becomes extremely small, and the input voltage of the inverter circuit (20) pulsates greatly.
  • the output torque of the motor (5) is reduced. For this reason, it can avoid beforehand that the electric current value of a motor (5) becomes excessive and a switching element etc. are damaged.
  • the peak hold is performed in which the current value of the motor (5) is held in a predetermined determination period, the timing of the peak of the load torque and the peak of the power supply voltage coincide with each other.
  • the peak current at the coincidence timing can be derived. Therefore, an increase in the current value of the motor (5) can be reliably detected, and the switching element and the like can be reliably protected.
  • the operating frequency of the motor (5) is adjusted so that the timings of the load torque peak and the DC link voltage peak coincide or substantially coincide within the determination period. Since this operation frequency is generally determined based on the power supply frequency, for example, even when the power supply frequency of the AC power supply (6) varies with respect to a desired frequency (for example, 50 Hz or 60 Hz), Beats can be generated with a period of For example, even when the microcomputer clock varies, beats can be generated at a desired cycle. As a result, it is possible to reliably derive the peak current at the timing when the peak of the load torque and the peak of the DC link voltage match or substantially match within this determination period.
  • a desired frequency for example, 50 Hz or 60 Hz
  • the peak current can be easily obtained.
  • FIG. 1 is a schematic circuit diagram of a power converter according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating details of the control unit of the power conversion apparatus.
  • FIG. 3 is a block diagram showing details of the torque control unit of the power converter.
  • FIG. 1 is a schematic circuit diagram of a power converter according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating details of the control unit of the power conversion apparatus.
  • FIG. 3 is a block diagram showing details of the torque control unit of the power converter.
  • FIG. 4 is a chart showing waveforms of the motor load torque, the DC link voltage,
  • FIG. 7 is a chart showing the waveforms of the motor load torque, DC link voltage, and motor output torque in the torque control operation, where the peak of the load torque and the peak of the DC link voltage match. is there.
  • FIG. 8 is a chart for explaining the peak hold operation in the torque control operation.
  • FIG. 9 is a chart for explaining a state in which the peak of the load torque of the motor and the peak of the DC link voltage are gradually shifted.
  • FIG. 10 is a block diagram of the speed command correction unit.
  • FIG. 10 is a block diagram of the speed command correction unit.
  • FIG. 11 is a chart showing the beat generation period and the peak hold determination period, and shows a state in which no beat occurs in each determination period.
  • FIG. 12 is a flowchart showing the control operation of the speed command correction unit.
  • FIG. 13 is a chart showing a beat generation cycle and a peak hold determination cycle, and shows a state in which a beat occurs for each determination period.
  • FIG. 14 is a chart showing an example of an increase in the DC link voltage accompanying the resonance between the reactor and the capacitor.
  • FIG. 15 is a schematic circuit diagram of a power converter according to the first modification.
  • FIG. 16 is a circuit diagram of a power converter according to the second modification.
  • FIG. 17 is a circuit diagram of a power converter according to the third modification.
  • FIG. 18 is a chart showing an example of fluctuations in compression torque.
  • FIG. 19 is a block diagram illustrating a configuration of a control unit according to the second embodiment of the present invention.
  • the power converter (10) is connected to a three-phase AC motor (5) of a compressor connected to a refrigerant circuit of an air conditioner, for example.
  • the compressor is composed of a rotary compressor having one cylinder, for example. That is, in this compressor, when the drive shaft makes one rotation, the compression torque (that is, the load torque of the motor (5)) pulsates.
  • the motor (5) is, for example, a 4-pole 6-slot concentrated winding DC brushless motor.
  • the power conversion device (10) is configured to be able to execute a torque control operation for controlling the generated torque of the motor (5) and suppressing the vibration of the motor (5).
  • the power conversion device (10) includes a converter circuit (11), a DC link unit (15), an inverter circuit (20), and a control unit (40).
  • the power conversion device (10) converts AC power supplied from the single-phase AC power supply (6) into power of a predetermined frequency and supplies it to the motor (5).
  • the converter circuit (11) is connected to the AC power source (6).
  • the converter circuit (11) is a so-called diode bridge circuit in which a plurality (four in this embodiment) of diodes (D1 to D4) are connected in a bridge shape.
  • the converter circuit (11) is a full-wave rectification circuit that full-wave rectifies the alternating current output from the alternating-current power supply (6) into direct current.
  • the DC link unit (15) is connected in parallel to the output side of the converter circuit (11).
  • a reactor (12) is connected between the converter circuit (11) and the DC link unit (15).
  • the DC link part (15) has a capacitor (16).
  • the DC voltage (DC link voltage Vdc) generated at both ends of the capacitor (16) is connected to the input node of the inverter circuit (20).
  • the capacitor (16) is constituted by, for example, a film capacitor.
  • the capacitor (16) is set to have a relatively small capacitance (for example, several tens of ⁇ F).
  • the capacitor (16) has a ripple voltage (voltage) generated corresponding to the frequency of the switching operation when the switching element (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) of the inverter circuit (20) operates.
  • (Capacitance) can be smoothed.
  • the capacitor (16) has a capacitance that cannot smooth the voltage rectified by the converter circuit (11) (voltage fluctuation caused by the power supply voltage).
  • the DC link unit (15) receives the output of the converter circuit (11), and the DC link voltage Vdc having a pulsation having a frequency twice as high as the power supply voltage Vin of the AC power supply (6) from both ends of the capacitor (16). Is output.
  • the DC link voltage Vdc output from the DC link unit (15) has a large pulsation such that the maximum value is twice or more the minimum value.
  • the inverter circuit (20) constitutes a conversion unit, the input node is connected in parallel to the capacitor (16) of the DC link unit (15), and the output of the DC link unit (15) is switched to provide a three-phase AC And supply to the connected motor (5).
  • the inverter circuit (20) of the present embodiment is configured by a plurality of switching elements being bridge-connected. Since this inverter circuit (20) outputs three-phase alternating current to the motor (5), it has six switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz).
  • the inverter circuit (20) includes three switching legs in which two switching elements are connected in series with each other. In each switching leg, the switching elements of the upper arm (Su, Sv, Sw) and the lower arm are switched.
  • the midpoints of the elements are respectively connected to coils (not shown) of each phase of the motor (5).
  • free-wheeling diodes Du, Dv, Dw, Dx, Dy, Dz
  • the inverter circuit (20) switches the DC link voltage (vdc) input from the DC link unit (15) by turning on and off these switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz). Convert to phase AC voltage and supply to motor (5).
  • the power conversion device (10) includes various detection units. Specifically, the power converter (10) includes a power supply voltage detector (25) that detects a power supply voltage (Vin) of the AC power supply (6) and a power supply phase ( ⁇ in) of the power supply voltage of the AC power supply (6). The power supply phase detection unit (26) for detecting and the power supply frequency detection unit (27) for detecting the frequency (fin) of the power supply voltage of the AC power supply (6) are included.
  • the power converter (10) includes an input current detector (28) that detects the input current (Iin) of the converter circuit (11) and a DC that detects the DC link voltage (Vdc) of the DC link unit (15). And a link voltage detector (29).
  • the power conversion device (10) includes a motor current detection unit (30) that detects a current (Idq) flowing through the motor (5) (specifically, a current flowing through each phase of the motor (5)), a motor ( The motor phase detector (31) that detects the phase ( ⁇ m) of 5) and the motor rotation speed detector (32) that detects the actual rotational speed ( ⁇ m) of the motor (5) are provided.
  • a motor current detection unit (30) that detects a current (Idq) flowing through the motor (5) (specifically, a current flowing through each phase of the motor (5))
  • the motor phase detector (31) that detects the phase ( ⁇ m) of 5)
  • the motor rotation speed detector (32) that detects the actual rotational speed ( ⁇ m) of the motor (5) are provided.
  • the control unit (40) outputs a gate signal (G) for controlling switching (on / off operation) of the inverter circuit (20) to the inverter circuit (20).
  • the control unit (40) of the present embodiment synthesizes the pulsating component of the power supply voltage with the output torque of the motor (5), and the output torque of the motor (5) according to the load torque fluctuation of the motor (5). A variable torque control operation is performed.
  • control unit (40) includes a speed control unit (41), a torque control unit (50), a torque control superposition unit (42), a torque command modulation unit (43), and a secondary harmonic application unit. (44), an input current command generation unit (45), an amplifier (46), a limiter (60), a current control unit (47), and a PWM calculation unit (48).
  • the deviation after the actual rotational speed ( ⁇ m) of the motor (5) is subtracted from the speed command ( ⁇ *) of the motor rotational speed in the subtractor (34) is input to the speed controller (41). .
  • the speed controller (41) calculates the average (average torque) of the load torque of the motor (5) by performing proportional / integral calculation (PI calculation) on the deviation between the actual rotation speed ( ⁇ m) and the speed command ( ⁇ *). Is calculated.
  • This average torque is an average value of load torque pulsating at a predetermined cycle.
  • the speed control unit (41) outputs the average torque as a command value (average torque command value (Tave *)) to the torque control superimposing unit (42).
  • the torque control superimposing unit (42) multiplies the average torque command value (Tave *) by a command value output from the torque control unit (50) described in detail later. As a result, the torque control superimposing unit (42) generates a torque command value (T *) obtained by synthesizing the pulsation component of the load torque of the motor (5).
  • the command value generated by the torque control superimposing unit (42) is input to the torque command modulating unit (43).
  • the torque command modulation unit (43) generates a sine value sin ⁇ in by using the phase angle (power supply phase ( ⁇ in)) of the AC power supply (6) as an input, and sets the modulation coefficient r corresponding to this to the torque command value (T *). Multiply and output to the secondary harmonic application unit (44).
  • the secondary harmonic application unit (44) applies a frequency component twice the power supply frequency to the output value of the torque command modulation unit (43) so that the output power from the motor (5) is sinusoidal.
  • the modulation coefficient r is, for example,
  • the modulation coefficient r may be determined according to a sine value sin ( ⁇ in + ⁇ ) obtained by shifting the phase ( ⁇ in) by a predetermined amount ⁇ so that the output power of the motor (5) becomes a sine wave.
  • the input current command generation unit (45) extracts the fundamental frequency component by Fourier transforming the input current (Iin), and multiplies it by sin ( ⁇ in) to obtain the input current command value (Iin *). Generate.
  • This command value (Iin *) is output to the amplifier (46) after the absolute value (
  • the output value from the secondary harmonic application unit (44) and the output value from the amplifier (46) are added in the adder (36).
  • the command value after the addition is processed by a limiter (60) described later in detail, and then input to the subtracter (37).
  • the subtractor (37) the actual motor current (Idq) is subtracted from the command value output from the limiter (60) side, and this value is output to the current control unit (47).
  • the current control unit (47) generates a voltage command value (Vdq *) based on the current command value, and outputs the voltage command value (Vdq *) to the PWM calculation unit (48).
  • the PWM calculation unit (48) generates a gate signal (G) for controlling the on / off operation of each switching element (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) based on the voltage command value (Vdq *). Thereby, each switching element (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) performs an on / off operation at a predetermined duty.
  • the torque control unit (50) is for determining / outputting the control amount of the torque command described above based on the load torque of the motor (5) and the like. As shown in FIG. 3, the torque control unit (50) includes a primary component extractor (52), an amplifier (53), a torque control amount adjustment unit (54), and a peak hold unit (55).
  • the primary component extractor (52) extracts a primary component (fundamental frequency component) that most influences the vibration of the motor (5) among the pulsating components of the load torque of the motor (5) by Fourier transform.
  • the amplifier (53) multiplies the primary component extracted by the primary component extractor (52) by a predetermined gain, and outputs the result to the torque control amount adjustment unit (54).
  • the torque control amount adjustment unit (54) outputs the command value multiplied by the above-described average torque command value (Tave *) to the torque control superimposing unit (42) as the final torque control amount. For this reason, a torque command value (T *) having a larger fluctuation range than the average torque command value (Tave *) is output from the torque control superimposing unit (42).
  • the fluctuation range of the torque command value (T *) after multiplication is the same as the average torque command value (Tave *)
  • the fluctuation range of the output torque of the motor (5) is the average value of the load torque (average Torque)
  • the ratio of the fluctuation range of the output torque to the average torque at this time 100%.
  • the torque control amount is 100% or more. Become. That is, in the present embodiment, during the torque control operation, the output torque of the motor (5) is adjusted so as to have a waveform including a fluctuation range larger than the average value of the load torque of the motor (5).
  • the peak hold unit (55) shown in FIG. 3 constitutes a peak current deriving unit for deriving the peak current while holding the maximum value of the current (Idq) flowing through the motor (5) in a predetermined determination period.
  • the torque control amount adjustment unit (54) adjusts the output command value so as to reduce the torque control amount.
  • the torque control amount adjusting unit (54) limits the output command value of the torque control amount based on the DC link voltage (Vdc) detected by the DC link voltage detecting unit (29).
  • a torque command value for generating an output torque for suppressing the load torque of the motor (5) is synthesized with the input command value of the current control unit (47).
  • the DC link voltage (Vdc) pulsates with a cycle (Tdc), and the load torque of the motor (5) also pulsates with a cycle (Tc).
  • the output torque is controlled so that the pulsation of the power supply voltage of the AC power supply (6) and the pulsation of the load torque are combined. Therefore, for example, at the timing when the peak of the DC link voltage (Vdc) and the peak of the load torque are relatively close, the output torque is also relatively large.
  • the output torque of the motor (5) is controlled so as to be synchronized with the load torque, the speed fluctuation of the motor (5) is suppressed and the vibration of the motor (5) is reduced.
  • the output torque of the motor (5) is controlled so as to suppress the fundamental frequency component of the load torque, which is the main cause of vibration, and thus the vibration of the motor (5) is effectively suppressed. be able to.
  • Vdc DC link voltage
  • the fluctuation range of the output torque is increased due to the increase of the torque control amount, and accordingly, the output torque is less than 0 and fluctuates to the minus side.
  • the motor (5) performs a regenerative operation.
  • the capacitance of the capacitor (16) of the DC link unit (15) is set to be extremely low. For this reason, when the motor (5) performs the regenerative operation in this way, the regenerative energy cannot be sufficiently absorbed by the capacitor (16), the DC link portion (15) becomes overvoltage, and the switching element (Su, (Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) etc. may be destroyed. Therefore, in the present embodiment, as shown in FIG. 2, a limiter (60) is provided in the control unit (40) to limit the output torque from reaching minus torque.
  • the limiter (60) generates a command value that limits the output torque on the negative side so that the output torque of the motor (5) does not reach a negative value with respect to the input command value.
  • the output torque output torque indicated by the two-dot chain line in FIG. 6
  • the regenerative operation of the motor (5) is surely prevented, and the switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) and the like are protected.
  • the control of the limiter (60) no limitation is imposed on the output torque on the plus side. For this reason, in the torque control operation, the output torque of the motor (5) can be sufficiently obtained, and the vibration of the motor (5) can be effectively suppressed.
  • the limiter (60) is provided immediately before the input side of the current control unit (47), thereby reliably preventing the output torque from reaching the negative side.
  • the limiter (60) may be provided at another location on the input side of the current control unit (47).
  • the limiter (60) may be provided on the output side of the torque control amount adjusting unit (54) of the torque control unit (50).
  • the current value of the motor (5) is appropriately detected, and the torque control amount of the torque control amount adjustment unit (54) is limited so that the current does not exceed a predetermined upper limit value.
  • the DC link voltage (Vdc) pulsates at a predetermined frequency as described above, the timing of the peak (Pdc) of the DC link voltage (Vdc) and the peak (Pl) of the load torque is , Not necessarily coincident (see, eg, FIG. 4). For this reason, even if the current of the motor (5) is detected at the timing when the peaks (Pdc, Pl) of both are shifted, the current value becomes a relatively low value, and the desired peak current cannot be detected.
  • the above-described peak hold unit (55) is provided in the control unit (40) of the present embodiment so that the peak current of the motor (5) can be reliably detected.
  • the peak hold unit (55) controls the motor current detected by the motor current detection unit (30) (strictly speaking, the control period of the phase current of the motor (5)) for each predetermined determination period (Td). The maximum value of each peak value) is held. This point will be described more specifically with reference to FIG.
  • the motor current is appropriately input to the peak hold unit (55).
  • the peak hold unit (55) derives the maximum value of the motor current (that is, the peak current (Ip)) for each predetermined determination period (Td).
  • the peak current (Ip) derived in the previous determination period is also retained in the next determination period (Td).
  • the determination period (Td) is set to a time (for example, 1 second) that can sufficiently detect the timing at which both peaks (Pl, Pdc) coincide.
  • the peak current (Ip) is updated. That is, in one determination period (Td), the peak current (Ip) is updated so as to trace the maximum value of the motor current as appropriate. Thereby, even when the average torque suddenly increases within the determination period (Td), the current peak can be detected quickly.
  • the peak current (Ip) detected by the peak hold unit (55) is output to the torque control amount adjustment unit (54).
  • the torque control amount adjustment unit (54) limits the torque control amount and reduces the output torque of the motor (5).
  • the upper limit value of the peak current (Ip) is set to a predetermined value lower than the rated maximum allowable current value of the switching element (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz), for example.
  • FIG. 9 shows an example of the waveform of the DC link voltage (Vdc) and the waveform of the load torque of the motor (5).
  • the timing of the peak (Pdc) of the DC link voltage (Vdc) and the peak (Pl) of the load torque of the motor (5) coincide at the time t1.
  • the frequency (fdc) of the DC link voltage and the integer n times the frequency of the load torque that is, the operating frequency fc of the motor (5)
  • the control unit (40) of the present embodiment is provided with a speed command correction unit (70) for reliably detecting the peak current (Ip) even under such conditions (see FIG. 10).
  • the speed command correction unit (70) includes a beat cycle calculation unit (71) and a speed command adjustment unit (72).
  • the beat cycle calculation unit (71) is a cycle of timing (hereinafter referred to as “the timing when the peak (Pdc) of the DC link voltage (Vdc) and the peak (Pl) of the load torque coincide with each other”. This constitutes a period deriving section for deriving the beat period (Tb).
  • the speed command adjustment unit (72) corrects the speed command ( ⁇ *) of the motor (5) based on the beat cycle (Tb) derived by the beat cycle calculation unit (71), and the operating frequency of the motor (5) (Fc) is adjusted.
  • the peak (Pdc) of the DC link voltage (Vdc) and the peak (Pl) of the load torque are matched during the determination period (Td). It is assumed that the beat cycle (Tb) is considerably longer than the determination period (Td) of the peak hold unit (55). Under such conditions, the peak current (Ip) cannot be reliably detected even if the above-described peak hold is performed.
  • the speed command correction unit (70) performs control as shown in FIG.
  • the beat period calculation unit (71) derives the pulsation frequency (fdc) of the DC link voltage (Vdc).
  • the beat cycle calculation unit (71) has the highest frequency (fdc) of the pulsation of the DC link voltage (Vdc) and the integer multiple (n times) of the operating frequency (fc) of the motor (5).
  • fdc the lowest frequency of the pulsation of the DC link voltage
  • n the integer multiple (n times) of the operating frequency (fc) of the motor (5).
  • step S3 the beat cycle calculation unit (71) calculates the frequency (beat frequency (fb)) at which the beat occurs according to the following equation (1).
  • step S6 the speed command adjustment unit (72) calculates an operation frequency (fc *) for making the beat cycle (Tb) the same as the determination period (Td) by the following equation (2). .
  • the pulsation frequency (fdc) of the DC link voltage (Vdc) is 100.2 Hz
  • the judgment period (Td) is 1 sec.
  • the speed command adjustment unit (72) inputs the speed command ( ⁇ *) so as to correct the current operation frequency (fc, for example, 25 Hz) to the calculated operation frequency (fc *, for example, 24.8 Hz). Correct.
  • the beat cycle (Tb) and the determination period (Td) are the same period.
  • the DC link voltage (Vdc) is determined for each determination period (Td).
  • the peak current (Ip) can be derived by making the timing of the peak (Pdc) and the peak of the load torque (Pl) coincide with each other or substantially coincide with each other.
  • the speed command adjustment unit (72) of the present embodiment ensures that the beat period (Tb) and the determination period (Td) are the same when the beat period (Tb) is greater than the determination period (Td).
  • the operating frequency (fc) of the motor (5) is corrected.
  • the speed command adjustment unit (72) operates the operating frequency (fc) so that the beat cycle (Tb) is smaller than the determination period (Td). May be corrected. That is, in the determination period (Td), the timing of the peak (Pdc) of the DC link voltage (Vdc) and the peak (Pl) of the load torque may be matched or substantially matched at least once.
  • the torque control amount adjustment unit (54) corrects the torque control amount based on the peak of the DC link voltage (Vdc) during the half power cycle. Specifically, for example, when the peak of the DC link voltage (Vdc) in the half cycle of the power source exceeds a predetermined upper limit value, the torque control amount adjusting unit (54) is set so that the DC link unit (15) does not become an overvoltage. Reduce torque control amount. Thereby, in the torque control amount adjusting unit (54), the command value of the torque control amount is limited to a predetermined value (a command value that prevents the DC link voltage Vdc from becoming an overvoltage). As a result, resonance between the reactor (12) and the capacitor (16) as described above is suppressed, and an increase in the DC link voltage (Vdc) as shown in FIG. 14 is suppressed.
  • a predetermined value a command value that prevents the DC link voltage Vdc from becoming an overvoltage
  • the torque control amount adjustment unit (54) reduces the torque control amount.
  • the command value of the torque control amount is limited to a predetermined value.
  • the torque control amount adjustment unit (54) of the present embodiment limits the torque control amount based on the DC link voltage (Vdc) detected by the DC link voltage detection unit (29).
  • the torque control amount may be limited in the same manner as described above.
  • the limiter (60) limits the output torque so that the output torque of the motor (5) does not reach the negative side during the torque control operation (see FIG. 6). For this reason, the regenerative operation of the motor (5) can be reliably prevented, and the switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) and the like can be reliably protected.
  • the maximum value of the current of the motor (5) is held by the peak hold unit (55), and the peak current (Ip) is derived (FIG. 8). reference. For this reason, it becomes easy to derive the motor current value when the peak of the output torque coincides with the peak of the DC link voltage (Vdc) as the peak current (Ip).
  • the switching element Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz
  • the like can be reliably protected by reducing the fluctuation range of the output torque.
  • the beat cycle (Pdc) and the peak of the load torque (Pl) do not easily coincide with the beat cycle (Pd)
  • the operating frequency of the motor (5) is adjusted so that the Tb) and the determination period (Td) are the same. Therefore, for example, as shown in FIG. 13, the peak current (Ip) can be derived by surely matching the peaks (Pdc, Pl) of the two for each determination period (Td).
  • the control amount of the output torque is limited to the predetermined value.
  • the control amount of the output torque is limited to a predetermined value.
  • FIG. 19 is a block diagram illustrating a configuration of the torque control unit (50) according to the second embodiment of the present invention.
  • the torque control unit (50) of the present embodiment includes a peak current value estimation unit (80) instead of the peak hold unit (55) in the torque control unit (50) of the first embodiment.
  • An average torque command value (Tave * ) is input to the peak current value estimation unit (80).
  • the torque control unit (50) estimates the peak current value by the peak current value estimation unit (80), and outputs the motor (5) so that the estimated peak current value does not exceed a predetermined upper limit value. Reduce the fluctuation range of torque.
  • the output value of the second harmonic applying unit (44) of Embodiment 1 is Idq1 *, and the relationship between the average torque command value (Tave * ), the torque command value (T * ), and the output value (Idq1 * ) Is expressed by the following equation.
  • T * CT ⁇ Tave *
  • CT is a fluctuation component caused by load torque fluctuation
  • CV is a fluctuation component caused by voltage pulsation.
  • the magnitude of the output value (Idq1 * ) changes due to the two fluctuation components. Since the output value (Idq1 * ) represents the magnitude of the motor current, if the peak value of this output value (Idq1 * ) is known, the peak current value during torque control in the inverter circuit (20) can be estimated. it can.
  • CT 1 + kT ⁇ sin ( ⁇ m) kT: Torque control amount
  • ⁇ m Motor phase (mechanical angle)
  • CV kV ⁇
  • Idq1 * the maximum value because the phase ( ⁇ m) and power supply phase ( ⁇ in) are 90 ° respectively.
  • the peak current value estimation unit (80) obtains the peak current value based on the above relational expression. As described above, once the peak current value is obtained, the fluctuation range of the output torque of the motor (5) is reduced so that the peak current value does not exceed the predetermined upper limit value. It becomes possible to obtain the effect.
  • the single-phase AC power source (6) is used as the power source.
  • the present invention is not limited to this, and a three-phase AC power source can be used as in the example shown in FIG. 15 (Modification 1). .
  • the converter circuit (11) shown in FIG. 15 is a diode bridge circuit in which six diodes (D1 to D6) are connected in a bridge shape.
  • the said embodiment is intended for the power converter device containing a converter circuit (11) and an inverter circuit (20), it is not restricted to this, For example, it shows in the example (modification 2) shown in FIG. 16, and FIG.
  • the matrix converter (20) as in the example (Modification 3) can also be targeted.
  • These matrix converters (20) constitute a conversion unit that converts electric power from the AC power source (6) into AC power having a predetermined frequency.
  • a transistor etc. can be used for the switching element (Sr, Ss, St, Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) of the matrix converter (20).
  • the present invention is useful for a power converter that controls the torque of a motor.

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Abstract

交流電源（6）側からの電力を複数のスイッチング素子（Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換し、該交流電力をモータ（5）に出力する変換部（20）を設ける。モータ（5）の出力トルクが、交流電源（6）の出力電圧の周波数の整数倍の脈動成分である電源脈動成分を含み、且つモータ（5）の負荷トルク変動に応じて変動するようにトルク制御動作を行うとともに、電源脈動成分のピークと負荷トルク変動成分のピークとのタイミングが一致もしくは略一致したときのピーク電流値を求め、該ピーク電流値が所定の上限値を超えないように、出力トルクの変動幅を低減させる制御部（40）を設ける。

Description

電力変換装置
　本発明は、モータを制御する電力変換装置に関するものである。
　従来より、圧縮機等のモータを制御する電力変換装置が広く知られている。
　例えば特許文献１には、圧縮機の一回転中の負荷トルクの脈動に応じて、モータの出力トルクを変動させる電力変換装置が開示されている。即ち、例えば図１８に示すように、１シリンダ式の圧縮機では、ピストンが一回転する際、その回転角に応じて圧縮トルクが変動し、これに伴いモータの負荷トルクも脈動する。そこで、特許文献１の電力変換装置では、この負荷トルクの脈動に同期するように、モータの出力トルクを変動させている。これにより、圧縮機の運転時における振動を抑制している。
　一方、特許文献２には、出力電圧を平滑するコンデンサの容量が極めて小さい電力変換装置が開示されている。具体的に、この電力変換装置は、コンバータ回路と、該コンバータ回路に並列に接続される直流リンク部と、複数のスイッチング素子を有するインバータ回路とを備えている。コンバータ回路では、交流電源の電源電圧が全波整流されて直流リンク部へ出力される。直流リンク部には、静電容量が極めて小さいコンデンサが接続されている。具体的に、このコンデンサは通常の平滑コンデンサの１／１００程度の静電容量しか有していない。このため、直流リンク部からは、整流後の電圧が平滑化されずに脈動した直流電圧として出力される。インバータ回路は、この直流電圧を交流電力に変換し、この電力をモータに供給してモータを駆動する。特許文献２の電力変換装置は、このようにコンデンサを小容量することで、電力変換装置の小型化、低コスト化を図っている。
　更に、特許文献３では、特許文献２に開示のようなコンデンサの容量が小さい電力変換装置について、上記のようなトルク制御を行うものが開示されている。つまり、直流リンク部のコンデンサの静電容量が小さいと、インバータ回路への出力電圧も、脈動成分を有することになる。そこで、特許文献３では、モータの負荷トルクの脈動成分と、電源電圧の出力電圧の脈動成分が出力トルクに含まれるようにして、モータの負荷トルクに応じて出力トルクを変動させ、圧縮機の振動を低減している。
特開２００５－０４６０００号公報 特開２００２－５１５８９号公報 特許第４１９２９７９号
　ところで、特許文献３に開示のようなトルク制御動作においては、モータの負荷トルクの脈動成分のピークと、電源電圧に同期する直流リンク電圧の脈動成分のピークとが一致するタイミングにおいて、出力トルクの増大に伴いモータの電流値が上昇する。このため、このようなモータの電流値の増大に伴い、スイッチング素子の破壊を招いたり、モータ磁石の減磁を招いたりする、という不具合が生じる。このような不具合の対策として、例えば特許文献３には、モータの電流値を検出し、この電流が所定の上限値を越えると、出力トルクを低減させる制御が開示されている。
　しかしながら、直流リンク電圧の脈動成分と、負荷トルクの脈動成分とはそれぞれ異なる周波数で脈動するため、両者の成分のピークのタイミングは必ずしも一致しない。このため、両者のピークがずれているタイミングでモータの電流を検出しても、この電流値は比較的低い値となるため、所望とするピーク電流を検出することができない。その結果、モータの出力トルクの変動幅を正確に制限することができず、上記のような不具合が生じてしまう可能性がある。
　本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、トルク制御動作において、モータ電流の上昇を確実に検出できる電力変換装置を提案することである。
　第１の発明は、複数のスイッチング素子（Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を有し、交流電源（6）側からの電力を前記複数のスイッチング素子（Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換し、該交流電力をモータ（5）に出力する変換部（20）と、上記モータ（5）の出力トルクが、上記交流電源（6）の出力電圧の周波数の整数倍の脈動成分である電源脈動成分を含み、且つ上記モータ（5）の負荷トルク変動に応じて変動するようにトルク制御動作を行うとともに、上記電源脈動成分のピークと上記負荷トルク変動成分のピークとのタイミングが一致もしくは略一致したときのピーク電流値を求め、該ピーク電流値が所定の上限値を超えないように、上記出力トルクの変動幅を低減させる制御部（40）と、を備えていることを特徴とする。
　なお、ここでいう交流電源（6）の出力電圧とは、例えば直流リンク部を有する電力変換装置である場合、直流リンク部の出力電圧（即ち、交流電源（6）に同期する脈動成分を含む出力電圧）も含むものである。
　第１の発明では、制御部（40）が、モータ（5）の出力トルクに交流電源（6）の出力電圧の脈動成分が含まれるように、モータ（5）の出力トルクを脈動させる。また、制御部（40）は、モータ（5）の負荷トルクの変動に応じてモータ（5）の出力トルクを変動させる、トルク制御動作を行う。
　また、第２の発明は、第１の発明において、上記制御部（40）は、所定の判定時間において上記ピーク電流値を保持するピークホールド部（55）と、該ピークホールド部（55）で保持されたピーク電流値が所定の上限値を越えると、上記モータ（5）の出力トルクの変動幅を低減させるトルク制御量調整部（54）とを備えていることを特徴とする。
　このトルク制御動作において、ピークホールド部（55）がモータ（5）の電流の最大値をピーク電流として保持することで、モータ（5）のピーク電流を確実に導出することができる。この点について詳細に説明する。
　上述のように、モータ（5）の電流は、モータ（5）の負荷トルクのピークと、交流電源（6）の出力電圧のピークとのタイミングが、一致した時に最も大きくなる。ところが、モータ（5）の負荷トルクの脈動の周期と、交流電源（6）の出力電圧の脈動の周期とは、必ずしも同じでないため、両者のピークが一致しないタイミングでモータ（5）の電流を検出しても、この電流値は比較的小さい値となってしまう。つまり、両者のピークが一致するタイミングにおいて、モータ（5）の電流を検出しなければ、トルク制御動作時に生じうるモータ（5）のピーク電流を確実に導出することができない。
　そこで、本発明では、ピークホールド部（55）がモータ（5）の電流の最大値を所定の判定期間毎に保持するようにしている。これにより、この判定期間において、モータ（5）の負荷トルクのピークと、電源電圧の出力電圧のピークとがほぼ重なるタイミングでピーク電流を導出できる。トルク制御量調整部（54）は、このようにして導出したピーク電流が所定の上限値を越えると、モータ（5）の出力トルクの変動幅を低減させる制御を行う。
　第３の発明は、第２の発明において、上記制御部（40）は、上記ピークホールド部（55）の判定期間中に、上記負荷トルクの脈動成分のピークと上記電源脈動成分とが一致もしくは略一致するように、上記モータ（5）の運転周波数（fc）を補正する速度指令調整部（72）を備えていることを特徴とする。
　第３の発明では、ピークホールドの判定期間において、速度指令調整部（72）によって、モータ（5）の負荷トルクのピークと、直流リンク部（15）の出力電圧のピークのタイミングとを一致もしくは略一致させることができる。その結果、この判定期間において、モータ（5）のピーク電流を確実に導出することができる。
　第４の発明は、第２又は第３の発明において、上記制御部（40）は、上記交流電源（6）の出力電圧の周波数と、上記モータ（5）の運転周波数とに基づいて、上記モータ（5）の負荷トルクのピークと上記交流電源（6）の出力電圧のピークとが一致もしくは略一致するタイミングが存在する周期を導出する周期導出部（71）を備え、上記速度指令調整部（72）は、上記周期導出部（71）で導出される周期が、上記ピークホールド部（55）の判定期間以下となるように、上記モータ（5）の運転周波数を補正することを特徴とする。
　第４の発明では、周期導出部（71）によって、交流電源（6）の出力電圧の周波数と、モータ（5）の運転周波数とに基づいて、交流電源（6）の出力電圧のピークと、モータ（5）の負荷トルクのピークとのタイミングが一致もしくは略一致する周期が導出される。速度指令調整部（72）は、このようにして導出された周期が、ピークホールド部（55）の判定期間以下となるように、モータ（5）の運転周波数を補正する。その結果、この判定期間において、交流電源（6）の出力電圧のピークと、モータ（5）の負荷トルクのピークとのタイミングを一致もしくは略一致させてピーク電流を導出することができる。
　また、第５の発明は、第１の発明において、上記制御部（40）は、上記ピーク電流値を推定し、推定したピーク電流値が所定の上限値を超えないように、上記モータ（5）の出力トルクの変動幅を低減させることを特徴とする。
　この構成では、推定により、ピーク電流値が求められる。
　第６の発明は、第１から第５の発明のいずれか１つにおいて、上記交流電源（6）からの電圧を整流するコンバータ回路（11）と、上記コンバータ回路（11）の出力に並列に接続されるコンデンサ（16）を有する直流リンク部（15）と、上記直流リンク部（15）からの出力電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧をモータ（5）に上記変換部としてのインバータ回路（20）とを備え、上記コンデンサ（16）の容量値は、上記インバータ回路（20）の入力電圧が大きく脈動するような値に設定されていることを特徴とする。
　第６の発明の電力変換装置は、コンデンサ（16）の静電容量が極めて小さくなり、インバータ回路（20）の入力電圧が大きく脈動するように構成される。
　第１の発明や第２の発明によれば、モータ（5）のピーク電流が所定値を越えると、モータ（5）の出力トルクを低減させている。このため、モータ（5）の電流値が過剰となってスイッチング素子等が破損してしまうことを未然に回避できる。
　特に、第２の発明では、モータ（5）の電流値を所定の判定期間において保持する、ピークホールドを行うようにしているため、負荷トルクのピークと電源電圧のピークとのタイミングが一致もしくは略一致するタイミングでのピーク電流を導出することができる。従って、モータ（5）の電流値の上昇を確実に検出でき、スイッチング素子等を確実に保護できる。
　特に、第３や第４の発明では、判定期間内において、負荷トルクのピークと直流リンク電圧のピークとのタイミングが一致もしくは略一致するようにモータ（5）の運転周波数を調整している。この運転周波数は、一般的には電源周波数に基づいて決定しているため、例えば交流電源（6）の電源周波数が所望の周波数（例えば50Hz又は60Hz）に対してばらついた場合にも、所望とする周期でビートを発生させることができる。また、例えばマイコンクロックがばらついた場合にも、所望とする周期でビートを発生させることができる。その結果、この判定期間内において、負荷トルクのピークと直流リンク電圧のピークとが一致もしくは略一致するタイミングでのピーク電流を確実に導出することができる。
　また、第５の発明では、容易にピーク電流を求めることが可能になる。
　第６の発明では、コンデンサの静電容量が極めて小さな、いわゆるコンデンサレスの電力変換装置において、モータ（5）の電流値の上昇を確実に検出でき、スイッチング素子等を確実に保護できる。
図１は、実施形態に係る電力変換装置の概略の回路図である。 図２は、電力変換装置の制御部の詳細を表したブロック図である。 図３は、電力変換装置のトルク制御部の詳細を表したブロック図である。 図４は、トルク制御動作（トルク制御量＝１００％）における、モータの負荷トルク、直流リンク電圧、及びモータの出力トルクの波形を表した図表である。 図５は、トルク制御動作（トルク制御量＝１５０％）における、モータの負荷トルク、直流リンク電圧、及びモータの出力トルクの波形を表した図表であり、リミッタのよってマイナストルクを制限していない状態のものである。 図６は、トルク制御動作（トルク制御量＝１５０％）における、モータの負荷トルク、直流リンク電圧、及びモータの出力トルクの波形を表した図表であり、リミッタのよってマイナストルクを制限した状態のものである。 図７は、トルク制御動作における、モータの負荷トルク、直流リンク電圧、及びモータの出力トルクの波形を表した図表であり、負荷トルクのピークと直流リンク電圧のピークとが一致した状態のものである。 図８は、トルク制御動作におけるピークホールドの動作を説明するための図表である。 図９は、モータの負荷トルクのピークと、直流リンク電圧のピークとが徐々にずれていく状態を説明するための図表である。 図１０は、速度指令補正部のブロック図である。 図１１は、ビートの発生の周期と、ピークホールドの判定周期とを表した図表であり、判定期間毎にビートが発生しない状態を示したものである。 図１２は、速度指令補正部の制御動作を示すフローチャートである。 図１３は、ビートの発生の周期と、ピークホールドの判定周期とを表した図表であり、判定期間毎にそれぞれビートが発生する状態を示したものである。 図１４は、リアクタとコンデンサの共振に伴う直流リンク電圧の上昇の一例を表した図表である。 図１５は、変形例１に係る電力変換装置の概略の回路図である。 図１６は、変形例２に係る電力変換装置の回路図である。 図１７は、変形例３に係る電力変換装置の回路図である。 図１８は、圧縮トルクの変動の一例を示す図表である。 図１９は、本発明の実施形態２に係る制御部の構成を示すブロック図である。
　以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。
　《発明に係る実施形態１》
　本発明に係る電力変換装置（10）は、例えば空気調和装置の冷媒回路に接続される圧縮機の三相交流式のモータ（5）に接続される。圧縮機は、例えば１つのシリンダを有するロータリー式の圧縮機で構成される。つまり、この圧縮機では、駆動軸が１回転する際に、圧縮トルク（即ち、モータ（5）の負荷トルク）が脈動する。また、モータ（5）は、例えば４極６スロットの集中巻きのＤＣブラシレス式のモータである。後述するように、電力変換装置（10）では、このモータ（5）の発生トルクを制御してモータ（5）の振動を抑制するトルク制御動作を実行可能に構成されている。
　　〈電力変換装置の全体構成〉
　図１に示すように、電力変換装置（10）は、コンバータ回路（11）、直流リンク部（15）、インバータ回路（20）、及び制御部（40）を有している。電力変換装置（10）は、単相の交流電源（6）から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、モータ（5）に供給する。
　コンバータ回路（11）は、交流電源（6）に接続されている。コンバータ回路（11）は、複数（本実施形態では４つ）のダイオード（D1～D4）がブリッジ状に結線された、いわゆるダイオードブリッジ回路である。コンバータ回路（11）は、交流電源（6）が出力した交流を直流に全波整流する全波整流回路である。
　直流リンク部（15）は、コンバータ回路（11）の出力側に並列に接続されている。コンバータ回路（11）と直流リンク部（15）との間には、リアクタ（12）が接続されている。直流リンク部（15）は、コンデンサ（16）を有している。コンデンサ（16）の両端に生じた直流電圧（直流リンク電圧Ｖdc）は、インバータ回路（20）の入力ノードに接続されている。
　コンデンサ（16）は、例えばフィルムコンデンサによって構成されている。コンデンサ（16）は、その静電容量が比較的小さい容量（例えば数十μＦ）に設定されている。具体的に、コンデンサ（16）は、インバータ回路（20）のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）が動作する際、このスイッチング動作の周波数に対応して生じるリプル電圧（電圧変動）を平滑化可能な静電容量を有している。一方、コンデンサ（16）は、コンバータ回路（11）によって整流された電圧（電源電圧に起因する電圧変動）を平滑化できない静電容量を有している。従って、直流リンク部（15）は、コンバータ回路（11）の出力を受けて、コンデンサ（16）の両端から交流電源（6）の電源電圧Ｖinの２倍の周波数の脈動を有する直流リンク電圧Ｖdcを出力する。直流リンク部（15）が出力する直流リンク電圧Ｖdcは、その最大値がその最小値の２倍以上となるような大きな脈動を有している。
　インバータ回路（20）は、変換部を構成しており、入力ノードが直流リンク部（15）のコンデンサ（16）に並列に接続され、直流リンク部（15）の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ（5）に供給する。本実施形態のインバータ回路（20）は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路（20）は、三相交流をモータ（5）に出力するので、６個のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を備えている。詳しくは、インバータ回路（20）は、２つのスイッチング素子を互いに直列に接続してなる３つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、それぞれモータ（5）の各相のコイル（図示は省略）に接続されている。また、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）が逆並列に接続されている。インバータ回路（20）は、これらのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作によって、直流リンク部（15）から入力された直流リンク電圧（vdc）をスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ（5）へ供給する。
　電力変換装置（10）は、各種の検出部を備えている。具体的に、電力変換装置（10）は、交流電源（6）の電源電圧（Vin）を検出する電源電圧検出部（25）と、交流電源（6）の電源電圧の電源位相（θin）を検出する電源位相検出部（26）と、交流電源（6）の電源電圧の周波数（fin）を検出する電源周波数検出部（27）とを有している。また、電力変換装置（10）は、コンバータ回路（11）の入力電流（Iin）を検出する入力電流検出部（28）と、直流リンク部（15）の直流リンク電圧（Vdc）を検出するＤＣリンク電圧検出部（29）とを有している。更に、電力変換装置（10）は、モータ（5）を流れる電流（Idq）（詳細には、モータ（5）の各相を流れる電流）を検出するモータ電流検出部（30）と、モータ（5）の位相（θm）を検出するモータ位相検出部（31）と、モータ（5）の実回転速度（ωm）を検出するモータ回転数検出部（32）とを有している。
　制御部（40）は、インバータ回路（20）のスイッチング（オンオフ動作）を制御するゲート信号（G）をインバータ回路（20）に出力するものである。本実施形態の制御部（40）は、電源電圧の脈動成分を、モータ（5）の出力トルクに合成させるとともに、該モータ（5）の負荷トルク変動に応じてモータ（5）の出力トルクを変動させるトルク制御動作を行うように構成されている。
　　〈制御部の詳細構成〉
　図２に示すように、制御部（40）は、速度制御部（41）、トルク制御部（50）、トルク制御重畳部（42）、トルク指令変調部（43）、２次調波印加部（44）、入力電流指令生成部（45）、増幅器（46）、リミッタ（60）、電流制御部（47）、及びＰＷＭ演算部（48）を備えている。
　速度制御部（41）には、減算器（34）において、モータ回転速度の速度指令（ω*）からモータ（5）の実回転速度（ωm）とが減算された後の偏差が入力される。速度制御部（41）は、実回転速度（ωm）と速度指令（ω*）との偏差を比例・積分演算（ＰＩ演算）することで、モータ（5）の負荷トルクの平均（平均トルク）を算出する。この平均トルクは、所定の周期で脈動する負荷トルクの平均値である。速度制御部（41）は、この平均トルクを指令値（平均トルク指令値（Tave*））として、トルク制御重畳部（42）へ出力する。
　トルク制御重畳部（42）では、平均トルク指令値（Tave*）と、詳しくは後述するトルク制御部（50）から出力された指令値とが乗算される。これにより、トルク制御重畳部（42）では、モータ（5）の負荷トルクの脈動成分を合成したトルク指令値（T*）が生成される。トルク制御重畳部（42）で生成された指令値は、トルク指令変調部（43）に入力される。
　トルク指令変調部（43）は、交流電源（6）の位相角（電源位相（θin））を入力として正弦値sinθinを生成し、これに応じた変調係数ｒをトルク指令値（T*）に乗算して２次調波印加部（44）に出力する。２次調波印加部（44）は、モータ（5）での出力電力を正弦波状にするように、トルク指令変調部（43）の出力値に電源周波数の２倍の周波数成分を印加する。上記の変調係数ｒは、例えば｜sin（θin)|やsin2(θin)となる。なお、モータ（5）での出力電力を正弦波に近づけるために、電源周波数（50Hzまたは60Hz）に応じて変調係数ｒを変更してもよい。また、モータ（5）の出力電力が正弦波状になるように、位相（θin）を所定量Δだけずらした正弦値sin（θin＋Δ）に応じて変調係数ｒを決定してもよい。これにより、電源周波数の２倍の周波数成分を印加するのとほぼ同様の効果を得ることができる。
　一方、入力電流指令生成部（45）は、入力電流（Iin）をフーリエ変換して基本波周波数成分を抽出し、これにsin（θin）を乗算して入力電流の指令値（Iin*）を生成する。この指令値（Iin*）は、減算器（35）において、入力電流の絶対値（|Ｉin|）が減算された後、増幅器（46）へ出力される。増幅器（46）では、減算後の出力値に所定のゲインが乗算される。
　２次調波印加部（44）からの出力値と、増幅器（46）からの出力値とは、加算器（36）において加算される。加算後の指令値は、詳細は後述するリミッタ（60）で処理された後、減算器（37）に入力される。減算器（37）では、リミッタ（60）側から出力された指令値から、実際のモータ電流（Idq）が減算され、この値が電流制御部（47）へ出力される。電流制御部（47）は、この電流指令値に基づいて電圧指令値（Vdq*）を生成し、この電圧指令値（Vdq*）をＰＷＭ演算部（48）へ出力する。
　ＰＷＭ演算部（48）は、電圧指令値（Vdq*）に基づいて、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作を制御するゲート信号（G）を生成する。これにより、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）は、所定のデューティーでオンオフ動作を行う。
　　〈トルク制御部の基本構成〉
　トルク制御部（50）は、モータ（5）の負荷トルク等に基づいて、上述したトルク指令の制御量を決定／出力するためのものである。図３に示すように、トルク制御部（50）は、１次成分抽出器（52）、増幅器（53）、トルク制御量調整部（54）、及びピークホールド部（55）を備えている。
　１次成分抽出器（52）は、モータ（5）の負荷トルクの脈動成分のうち、モータ（5）の振動に最も影響を与える一次成分（基本波周波数成分）を、フーリエ変換によって抽出する。増幅器（53）は、１次成分抽出器（52）で抽出された一次成分に所定のゲインを乗算し、トルク制御量調整部（54）へ出力する。
　トルク制御量調整部（54）では、上述した平均トルク指令値（Tave*）に乗算される指令値を最終的なトルク制御量として上記トルク制御重畳部（42）へ出力する。このため、トルク制御重畳部（42）からは、平均トルク指令値（Tave*）よりも大きな変動幅のトルク指令値（T*）が出力される。なお、乗算後のトルク指令値（T*）の変動幅が、平均トルク指令値（Tave*）と同じである場合に、モータ（5）の出力トルクの変動幅が負荷トルクの平均値（平均トルク）に相当する大きさとなり、この際の平均トルクに対する出力トルクの変動幅の割合をトルク制御量＝１００％とする。本実施形態では、モータ（5）の振動の主成分となる一次成分が平均トルクよりも大きいため、通常、十分に振動を抑制するようにトルク制御を行うと、トルク制御量が１００％以上となる。つまり、本実施形態では、トルク制御動作時において、モータ（5）の出力トルクが、モータ（5）の負荷トルクの平均値よりも大きな変動幅を含む波形となるように調整される。
　図３に示すピークホールド部（55）は、モータ（5）を流れる電流（Idq）の最大値を所定の判定期間において保持してピーク電流を導出するピーク電流導出部を構成している。トルク制御量調整部（54）は、このピーク電流が所定の上限値を越えると、トルク制御量を低減するように出力指令値を調整する。また、トルク制御量調整部（54）は、ＤＣリンク電圧検出部（29）で検出された直流リンク電圧（Vdc）に基づいて、トルク制御量の出力指令値を制限する。
　　〈トルク制御動作の基本動作について〉
　トルク制御動作について、より具体的に説明する。上述した電流制御部（47）の入力指令値には、モータ（5）の負荷トルクを抑制する出力トルクを発生させるためのトルク指令値が合成される。これにより、トルク制御動作時には、例えば図４に示すようにして、モータ（5）の出力トルクが制御される。なお、図４は、交流電源（6）の電源周波数ｆin＝５０Ｈｚ，モータ（5）の回転速度＝30rps、トルク制御量＝１００％の条件下における、モータ（5）の負荷トルク、直流リンク部（15）から出力される直流リンク電圧（Ｖdc）、及びモータ（5）の出力トルクの経時変化を表したものである。
　本実施形態の電力変換装置（10）では、直流リンク電圧（Vdc）が周期（Tdc）で脈動するとともに、モータ（5）の負荷トルクも周期（Tc）で脈動する。このため、出力トルクは、交流電源（6）の電源電圧の脈動と、負荷トルクの脈動とが合成されるように制御される。従って、例えば直流リンク電圧（Vdc）のピークと、負荷トルクのピークとが比較的近くなるタイミングでは、出力トルクも比較的大きくなる。これにより、負荷トルクと同期するようにモータ（5）の出力トルクが制御されるため、モータ（5）の速度変動が抑制されてモータ（5）の振動が低減される。特に、本実施形態では、振動の主要因となる負荷トルクの基本波周波数成分を抑制するようにモータ（5）の出力トルクが制御されるため、モータ（5）の振動を効果的に抑制することができる。
　　〈リミッタについて〉
　上記のようなトルク制御動作においては、モータ（5）の振動の一次成分を抑制するためにトルク制御量が１００％以上となる。このため、このトルク制御では、モータ（5）の出力トルクの変動幅（振幅）が大きく成り易い。従って、このようにして出力トルクの振幅が大きくなり、出力トルクがマイナス側に至ると、モータ（5）が回生動作を行ってしまう可能性がある。
　具体的に、例えば図５に示す例は、交流電源（6）の電源周波数ｆin＝50Hz，モータ（5）の回転速度＝30rps、トルク制御量＝１５０％の条件下における、モータ（5）の負荷トルク、直流リンク部（15）から出力される直流リンク電圧（Vdc）、及びモータ（5）の出力トルクの経時変化を表したものである。この例では、トルク制御量の増大に起因して出力トルクの変動幅が大きくなり、これに伴い出力トルクが０を下回ってマイナス側まで変動している。その結果、図５の破線で囲んだ領域では、モータ（5）が回生動作を行ってしまう。
　一方、本実施形態の電力変換装置（10）は、直流リンク部（15）のコンデンサ（16）の静電容量が極めて低く設定されている。このため、このようにモータ（5）が回生動作を行うと、この回生エネルギーをコンデンサ（16）が十分に吸収することができず、直流リンク部（15）が過電圧となり、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）等の破壊を招く虞がある。そこで、本実施形態では、図２に示すように、制御部（40）にリミッタ（60）を設けることで、出力トルクがマイナストルクに至るのを制限している。つまり、リミッタ（60）は、入力された指令値に対して、モータ（5）の出力トルクがマイナスに至らないように、マイナス側の出力トルクを制限する指令値を生成する。これにより、例えば図６に示すように、従来であればマイナス側に変動していた出力トルク（図６の二点鎖線で示す出力トルク）が、マイナスよりも高い値（例えば出力トルク＝０）の状態に維持される。その結果、モータ（5）の回生動作を確実に防止して、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）等の保護が図られる。一方、このリミッタ（60）の制御においては、プラス側の出力トルクに対しては何ら制限が加えられない。このため、トルク制御動作では、モータ（5）の出力トルクを十分に得ることができ、モータ（5）の振動を効果的に抑えることができる。
　なお、本実施形態では、リミッタ（60）を電流制御部（47）の入力側の直前に設けることで、出力トルクがマイナス側に至るのを確実に防止するようにしている。しかしながら、このリミッタ（60）は、電流制御部（47）の入力側であれば他の箇所に設けるようにしてもよい。具体的には、このリミッタ（60）をトルク制御部（50）のトルク制御量調整部（54）の出力側に設けることもできる。
　　〈トルク制御動作時のモータ電流の抑制について〉
　上述したトルク制御動作時には、モータ（5）の出力トルクの増大に起因して、モータ（5）の電流（Idq）が高くなる。具体的には、例えば図７に示すように、モータ（5）の負荷トルクのピーク（図７の２点鎖線で示すピーク（Pl））と、直流リンク電圧（Vdc）のピーク（図７の白抜きの点で示すピーク（Pdc））とのタイミングが一致もしくは略一致すると、これに伴いモータ（5）の出力トルクが極めて大きくなる。よって、これらの両者のピーク（Pl,Pdc）のタイミングが一致した場合に、モータ（5）の電流が急上昇する。このようにして、モータ（5）の電流が急峻に上昇すると、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の電流値が定格の最大許容電流値を越えてスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の破壊を招いたり、モータ（5）の磁石の減磁を招いたりする。また、このような対策としてデバイスの電流容量を大きくすると、電力変換装置（10）のコストアップを招く。
　このような不具合の対策としては、モータ（5）の電流値を適宜検出し、この電流が所定の上限値を越えないように、トルク制御量調整部（54）のトルク制御量を制限することが考えられる。しかしながら、本実施形態では、上記のように直流リンク電圧（Vdc）が所定の周波数で脈動するため、直流リンク電圧（Vdc）のピーク（Pdc）と、負荷トルクのピーク（Pl）とのタイミングが、必ずしも一致しない（例えば図４等を参照）。このため、両者のピーク（Pdc,Pl）がずれたタイミングでモータ（5）の電流を検出しても、この電流値は比較的低い値となり、所望とするピーク電流を検出できない。
　そこで、本実施形態の制御部（40）には、モータ（5）のピーク電流を確実に検出できるように、上述したピークホールド部（55）が設けられている。
　ピークホールド部（55）は、予め設定された所定の判定期間（Td）毎に、モータ電流検出部（30）で検出されたモータ電流（厳密には、モータ（5）の相電流の制御周期毎のピーク値）の最大値を保持するように構成されている。この点について図８を参照しながらより具体的に説明する。
　ピークホールド部（55）には、モータ電流が適宜入力される。ピークホールド部（55）は、所定の判定期間（Td）毎に、モータ電流の最大値（即ち、ピーク電流（Ip））を導出する。本実施形態では、前回の判定期間で導出されたピーク電流（Ip）が、その次回の判定期間（Td）においても保持される。このようにして、所定の判定期間（Td）においてピーク電流（Ip）を保持することで、負荷トルクのピーク（Pl）と直流リンク電圧（Vdc）のピーク（Pdc）とのタイミングが一致するタイミングでのモータ（5）の電流を検出し易くなる。なお、判定期間（Td）としては、両者のピーク（Pl,Pdc）が一致するタイミングを十分に検出できる時間（例えば１秒）が設定される。
　また、図８に示すように、１つの判定期間（Td）内においては、これまでのピーク電流（Ip）よりも検出されたモータ電流が大きくなると、ピーク電流（Ip）が更新される。つまり、１つの判定期間（Td）内においては、モータ電流の最大値を適宜トレースするようにしてピーク電流（Ip）が更新される。これにより、判定期間（Td）内で平均トルクが急上昇するような場合でも、速やかに電流ピークを検出することができる。
　ピークホールド部（55）で検出されたピーク電流（Ip）は、トルク制御量調整部（54）へ出力される。トルク制御量調整部（54）は、このピーク電流（Ip）が所定の上限値を越えると、トルク制御量を制限し、モータ（5）の出力トルクを低減させる。その結果、トルク制御動作において、モータ電流が過大となることが防止されるため、上述した不具合を未然に回避できる。なお、ピーク電流（Ip）の上限値は、例えばスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の定格の最大許容電流値よりも低い所定値に設定されている。
　　〈トルク制御動作時の速度指令補正〉
　上述のように、ピークホールド部（55）によって判定期間（Td）毎にモータ電流のピーク電流（Ip）を保持したとしても、この判定期間（Td）をあまりにも長くすると、トルク制御量の制御性が悪化してしまうことがある。具体的には、例えば判定期間（Td）内においてピーク電流（Ip）が保持された後、この判定期間（Td）中に平均トルクが下がった場合、実際にはトルク制御量をもう少し大きくすることができるのに、上記のようにトルク制御量が制限されてしまい、トルク制御性能の悪化を招く。
　この点について、図９を参照しながら詳細に説明する。図９は、直流リンク電圧（Vdc）の波形と、モータ（5）の負荷トルクの波形の一例を示したものである。この例では、時点ｔ１において、直流リンク電圧（Vdc）のピーク（Pdc）と、モータ（5）の負荷トルクのピーク（Pl）とのタイミングが一致している。一方、この例では、直流リンク電圧の周波数（ｆdc）と、負荷トルクの周波数（即ち、モータ（5）の運転周波数fc）の整数ｎ倍とが僅かにずれている。このため、図９において、両者のピーク（Pl,Pdc）が一致した後には、直流リンク電圧（Vdc）のピーク（Pdc）と、負荷トルクのピーク（Pl）とが少しずつずれていき、両者のピークのずれの間隔（図９で示すΔT）も徐々に大きくなっていく。このような条件下では、両者のピーク（Pl,Pdc）のタイミングがなかなか一致しないため、長時間に亘ってピーク電流（Ip）を正確に検出できなくなる。一方、このような条件下でピーク電流（Ip）を確実に検出できるように、判定期間（Td）を長めに設定すると、上述の如くトルク制御性能が悪化してしまう。
　そこで、本実施形態の制御部（40）には、このような条件下においてもピーク電流（Ip）を確実に検出するための速度指令補正部（70）が設けられている（図１０を参照）。速度指令補正部（70）は、ビート周期演算部（71）と速度指令調整部（72）とを備えている。ビート周期演算部（71）は、トルク制御動作時において、直流リンク電圧（Vdc）のピーク（Pdc）と、負荷トルクのピーク（Pl）とのタイミングが一致もしくは略一致するタイミングの周期（以下、これをビート周期（Tb）という）を導出する周期導出部を構成している。速度指令調整部（72）は、ビート周期演算部（71）で導出したビート周期（Tb）に基づいて、モータ（5）の速度指令（ω*）を補正し、モータ（5）の運転周波数（fc）を調整するものである。
　具体的に、例えばトルク制御動作において、図１１に模式的に示すように、直流リンク電圧（Vdc）のピーク（Pdc）と負荷トルクのピーク（Pl）とが判定期間（Td）中に一致せず、ビート周期（Tb）がピークホールド部（55）の判定期間（Td)よりもかなり大きくなっているとする。このような条件下では、上記のピークホールドを行ってもピーク電流（Ip）を確実に検出できない。
　そこで、速度指令補正部（70）は、図１２に示すような制御を行う。ステップＳ１では、ビート周期演算部（71）が直流リンク電圧（Vdc）の脈動の周波数（fdc）を導出する。直流リンク電圧（Vdc）の脈動の周波数（fdc）は、例えば電源周波数検出部（27）で検出された交流電源（6）の電源電圧の脈動の周波数（fin）を２倍すること（fdc＝fin×２）により算出される。
　次いで、ステップＳ２において、ビート周期演算部（71）は、直流リンク電圧（Vdc）の脈動の周波数（fdc）と、モータ（5）の運転周波数（fc）の整数倍（ｎ倍）とが最も近くなる整数ｎを算出する。例えば交流電源（6）の電源電圧の周波数（fin）が50.1Hzであり、直流リンク電圧（Vdc）の脈動の周波数（fdc）が100.2Hzであり、運転周波数（fc）が25Hzであったとすると、この整数ｎは４となる。
　次いで、ステップＳ３において、ビート周期演算部（71）は、以下の（１）式により、ビートが発生する周波数（ビート周波数（fb））を算出する。
　fb＝fdc－（fc×ｎ）・・・・（１）式
　次いで、ステップＳ４において、ビート周期演算部（71）は、算出したビート周波数（fb）の逆数を求めてビート周期（Tb）を算出する。算出された直流リンク電圧の周波数（fdc）が100.2Hzであり、モータ（5）の運転周波数（fc）が25Hzであり、整数ｎは４であったとすると、ビート周波数（fb）は、上記（１）式により100.2Hz－25Hz×４＝0.2Hzとなり、ビート周期（Tb）は5secとなる。
　ステップＳ５では、速度指令調整部（72）が、算出されたビート周期（Tb）と、ピークホールド部（55）に設定された判定期間（Td）とを比較する。例えばビート周期（Tb）＝５sec、判定期間（Td）＝1secであり、ビート周期（Tb）が判定期間（Td）よりも大きい場合、各判定期間（Td）毎に、直流リンク電圧（Vdc）のピーク（Pdc）と負荷トルクのピーク（Pl）とのピーク電流（Ip）とが一致した時点でのモータ電流をピーク電流（Ip）として確実に検出できない。そこで、ステップＳ５では、Tb＞Tdである場合に、ステップＳ６に移行してモータ（5）の運転周波数（fc）を調整するように、速度指令（ω*）を補正する。
　具体的に、ステップＳ６では、速度指令調整部（72）が、ビート周期（Tb）を判定期間（Td）と同じとするための運転周波数（fc*）を以下の（２）式により算出する。
　fc*＝（fdc－（1／Td））／ｎ・・・・（２）式
　例えば直流リンク電圧（Vdc）の脈動の周波数（fdc）が100.2Hzであり、判定期間（Td）が１secであり、整数ｎが４であったとすると、ビート周期（Tb）と判定期間（Td）とを同じとするための運転周波数（fc*）は、上記（２）式により（100.2Hz-1.0Hz）／４＝24.8Hzとなる。そこで、速度指令調整部（72）は、現在の運転周波数（fc、例えば25Hz）を算出後の運転周波数（fc*、例えば24.8Hz）に補正するように、入力された速度指令（ω*）を補正する。これにより、その後の運転では、ビート周期（Tb）と判定期間（Td）とが同じ周期となるため、例えば図１３に示すように、各判定期間（Td）毎に、直流リンク電圧（Vdc）のピーク（Pdc）と負荷トルクのピーク（Pl）とのタイミングを必ず一度は一致もしくは略一致させてピーク電流（Ip）を導出することができる。
　なお、本実施形態の速度指令調整部（72）は、ビート周期（Tb）が判定期間（Td）よりも大きい場合に、ビート周期（Tb）と判定期間（Td）とが同じとなるようにモータ（5）の運転周波数（fc）を補正している。しかしながら、速度指令調整部（72）は、ビート周期（Tb）が判定期間（Td）よりも大きい場合に、ビート周期（Tb）を判定期間（Td）よりも小さくするように運転周波数（fc）を補正するようにしてもよい。即ち、判定期間（Td）において、直流リンク電圧（Vdc）のピーク（Pdc）と負荷トルクのピーク（Pl）とのタイミングが、最低でも１度は一致もしくは略一致するようにすればよい。
　　〈直流リンク電圧に基づくトルク制御量の補正〉
　トルク制御動作時において、交流電源（6）の電源電圧（Vin）が比較的高い条件、あるいは低い条件下において、出力トルクが過剰になると、不具合を招く虞がある。具体的に、電源電圧（Vin）が比較的高く、これに伴い直流リンク電圧（Vdc）も比較的高い条件下において、トルク制御量が比較的大きい場合、リアクタ（12）とコンデンサ（16）との共振が大きくなり、直流リンク電圧（Vdc）が過剰に高くなってしまうことがある（例えば図１４を参照）。また、電源電圧（Vin）が比較的低く、これに伴い直流リンク電圧（Vdc）も比較的低い条件下において、トルク制御量が比較的大きい場合にも、所望の出力トルクを得ようとするためにＰＷＭ演算部（48）のパルス信号のデューティーが全体的に高くなってしまう。その結果、電流制御の追従性が遅くなりトルク制御動作の制御性が悪化してしまう虞がある。
　そこで、本実施形態では、直流リンク電圧（Vdc）の電源半周期中のピークに基づいてトルク制御量調整部（54）が、トルク制御量を補正するようにしている。具体的に、例えば直流リンク電圧（Vdc）の電源半周期中のピークが所定の上限値を越える場合、トルク制御量調整部（54）は、直流リンク部（15）が過電圧とならない程度に、トルク制御量を低減させる。これにより、トルク制御量調整部（54）では、トルク制御量の指令値が所定値（直流リンク電圧Vdcが過電圧とならないような指令値）に制限される。その結果、上述のようなリアクタ（12）－コンデンサ（16）間での共振が抑制され、図１４に示すような直流リンク電圧（Vdc）の上昇が抑制される。
　また、例えば直流リンク電圧（Vdc）の電源半周期中のピークが所定の下限値を下回る場合にも、トルク制御量調整部（54）は、トルク制御量を低減させる。これにより、トルク制御量調整部（54）では、トルク制御量の指令値が所定値まで制限される。その結果、ＰＷＭ演算部（48）のパルス信号のデューティーが高くなり過ぎるのを抑制でき、これによりトルク制御動作の制御性の悪化を回避できる。
　なお、本実施形態のトルク制御量調整部（54）は、ＤＣリンク電圧検出部（29）で検出された直流リンク電圧（Vdc）に基づいて、トルク制御量を制限している。しかしながら、例えば交流電源（6）の電源電圧（Vin）に基づいて、上記と同様にしてトルク制御量を制限するようにしてもよい。
　　－実施形態の効果－
　上記実施形態によれば、トルク制御動作時に、モータ（5）の出力トルクがマイナス側に至らないようにリミッタ（60）が出力トルクを制限している（図６を参照）。このため、モータ（5）の回生動作を確実に防止でき、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）等を確実に保護できる。
　また、本実施形態では、トルク制御動作時において、モータ（5）の電流の最大値をピークホールド部（55）によって保持し、ピーク電流（Ip）を導出するようにしている（図８）を参照。このため、出力トルクのピークと、直流リンク電圧（Vdc）のピークとが一致する時のモータ電流値をピーク電流（Ip）として導出し易くなる。そして、このピーク電流（Ip）が所定値を越えると、出力トルクの変動幅を小さくすることで、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）等を確実に保護できる。
　更に、ピークホールド部（55）の判定期間（Td）において、直流リンク電圧（Vdc）のピーク（Pdc）と負荷トルクのピーク（Pl）とがなかなか一致しないような条件下においては、ビート周期（Tb）と判定期間（Td）とを同じとするように、モータ（5）の運転周波数を調整している。このため、例えば図１３に示すように、判定期間（Td）毎に両者のピーク（Pdc,Pl）を確実に一致させてピーク電流（Ip）を導出できる。
　また、上記実施形態では、直流リンク電圧（Vdc）の電源半周期中のピークが所定の上限値を越える場合には、出力トルクの制御量を所定値まで制限している。これにより、リアクタ（12）とコンデンサ（16）との間での共振に起因する直流リンク電圧（Vdc）の上昇を未然に防止できる。また、直流リンク電圧（Vdc）の電源半周期中のピークが所定の下限値を下回る場合にも、出力トルクの制御量を所定値まで制限している。これにより、ＰＷＭ演算部（48）でのデューティーが増大することに起因して、トルク制御動作の制御性が悪化してしまうことを防止できる。
　《発明に係る実施形態２》
　図１９は、本発明の実施形態２に係るトルク制御部（50）の構成を示すブロック図である。本実施形態のトルク制御部（50）は、実施形態１のトルク制御部（50）におけるピークホールド部（55）に代えて、ピーク電流値推定部（80）を備えている。ピーク電流値推定部（80）には、平均トルク指令値（Tave*）が入力されている。トルク制御部（50）は、ピーク電流値推定部（80）によって上記ピーク電流の値を推定し、推定したピーク電流の値が所定の上限値を超えないように、上記モータ（5）の出力トルクの変動幅を低減させる。
　ここで、実施形態１の２次調波印加部（44）の出力値をIdq1＊とし、平均トルク指令値（Tave*）、トルク指令値（T*）、及び出力値（Idq1*）の関係を次式で表す。
　　Ｔ＊＝　ＣＴ　×　Ｔａｖｅ＊
　　Ｉｄｑ１＊＝　ＣＶ　×Ｔ＊　＝　ＣＶ　×　ＣＴ　×　Ｔａｖｅ＊
　ＣＴは負荷トルク変動に起因する変動成分であり、ＣＶは電圧脈動に起因する変動成分である。上記２つの変動成分により、出力値（Idq1*）の大きさは変化することになる。出力値（Idq1*）はモータ電流の大きさを表しているので、この出力値（Idq1*）のピーク値が分かれば、インバータ回路（20）におけるトルク制御時のピーク電流値を推定することができる。
　例えば、
　ＣＴ＝１＋ｋＴ×ｓｉｎ（θｍ）
　　　　ｋＴ：トルク制御量，θｍ　：モータ位相（機械角）
　ＣＶ＝ｋＶ×｜ｓｉｎ（θｉｎ）｜
　　　　ｋＶ：電圧脈動成分の変動量，θｉｎ　：電源電圧の位相
　のように構成すると、出力値（Idq1*）が最大値をとるのは、位相（θm）、電源位相（θin）それぞれが、９０°もしくは２７０°のときであり、その最大値は、
　Ｉｄｑ１＊＝ｋＶ　×（１＋ｋＴ）×Ｔａｖｅ
　となる。したがって、ｋＶ、ｋＴ、Ｔａｖｅが決まれば、ビート状に変動するモータ電流のピーク値を推定することができる。
　ピーク電流値推定部（80）は、上記関係式に基づいてピーク電流値を求める。このように、ピーク電流値が求まれば、該ピーク電流値が所定の上限値を超えないように、モータ（5）の出力トルクの変動幅を低減させることで、実施形態１の例と同様の効果を得ることが可能になる。
　　〈その他の実施形態〉
　上記実施形態では、電源として単相の交流電源（6）を用いているが、この限りでなく、図１５に示す例（変形例１）のように、三相の交流電源を用いることもできる。図１５に示すコンバータ回路（11）は、６つのダイオード（D1～D6）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。
　また、上記実施形態は、コンバータ回路（11）及びインバータ回路（20）を含む電力変換装置を対象としているが、この限りでなく、例えば図１６に示す例（変形例２）や図１７に示す例（変形例３）のようなマトリックスコンバータ（20）を対象とすることもできる。これらのマトリックスコンバータ（20）は、交流電源（6）からの電力を所定の周波数の交流電力に変換する変換部を構成している。該マトリックスコンバータ（20）のスイッチング素子（Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、トランジスタ等を用いることができる。
　以上説明したように、本発明はモータのトルクを制御する電力変換装置について有用である。
　5　　モータ
　6　　交流電源
　10　 電力変換装置
　11　 コンバータ回路
　15　 直流リンク部
　16　 コンデンサ
　20　 インバータ回路
　21　 コンデンサ
　40　 制御部
　54　 トルク制御量調整部
　55　 ピークホールド部
　60　 リミッタ（制限部）
　71　 ビート周期演算部（周期導出部）
　72　 速度指令調整部

Claims (6)

  1. 　複数のスイッチング素子（Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を有し、交流電源（6）側からの電力を前記複数のスイッチング素子（Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換し、該交流電力をモータ（5）に出力する変換部（20）と、
    　上記モータ（5）の出力トルクが、上記交流電源（6）の出力電圧の周波数の整数倍の脈動成分である電源脈動成分を含み、且つ上記モータ（5）の負荷トルク変動に応じて変動するようにトルク制御動作を行うとともに、上記電源脈動成分のピークと上記負荷トルク変動成分のピークとタイミングが一致もしくは略一致したときのピーク電流値を求め、該ピーク電流値が所定の上限値を超えないように、上記出力トルクの変動幅を低減させる制御部（40）と、
    　を備えていることを特徴とする電力変換装置。
  2. 　請求項１において、
    　上記制御部（40）は、所定の判定時間において上記ピーク電流値を保持するピークホールド部（55）と、該ピークホールド部（55）で保持されたピーク電流値が所定の上限値を越えると、上記モータ（5）の出力トルクの変動幅を低減させるトルク制御量調整部（54）とを備えていることを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項２において、
    　上記制御部（40）は、上記ピークホールド部（55）の判定期間中に、上記負荷トルクの脈動成分のピークと上記電源脈動成分のピークとのタイミングが一致もしくは略一致するように、上記モータ（5）の運転周波数（fc）を補正する速度指令調整部（72）を備えていることを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項２又は３において、
    　上記制御部（40）は、上記交流電源（6）の出力電圧の周波数と、上記モータ（5）の運転周波数とに基づいて、上記モータ（5）の負荷トルクのピークと上記交流電源（6）の出力電圧のピークとが一致もしくは略一致するタイミングが存在する周期を導出する周期導出部（71）を備え、
    　上記速度指令調整部（72）は、上記周期導出部（71）で導出される周期が、上記ピークホールド部（55）の判定期間以下となるように、上記モータ（5）の運転周波数を補正することを特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項１において、
    　上記制御部（40）は、上記ピーク電流値を推定し、推定したピーク電流値が所定の上限値を超えないように、上記モータ（5）の出力トルクの変動幅を低減させることを特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項１において、
    　上記交流電源（6）からの電圧を整流するコンバータ回路（11）と、
    　上記コンバータ回路（11）の出力に並列に接続されるコンデンサ（16）を有する直流リンク部（15）と、
    　上記直流リンク部（15）からの出力電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧をモータ（5）に上記変換部としてのインバータ回路（20）とを備え、
    　上記コンデンサ（16）の容量値は、上記インバータ回路（20）の入力電圧が大きく脈動するような値に設定されていることを特徴とする電力変換装置。
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