WO2012157281A1 - 受信装置、集積回路、受信方法、及び、プログラム - Google Patents

受信装置、集積回路、受信方法、及び、プログラム Download PDF

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喜修 松村
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Definitions

  • the present invention relates to a receiving device, an integrated circuit, a receiving method, and a program.
  • the present invention relates to a receiving apparatus, an integrated circuit, a receiving method, and a program including a demodulating unit that demodulates a modulated wave modulated by orthogonal frequency division multiplexing (OFDM).
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) is widely adopted as a transmission method.
  • Patent Document 1 does not mention a specific noise power calculation method for each symbol.
  • impulse disturbance is an irregular and random level disturbance signal.
  • the impulse noise is generated in an impulse shape due to ON / OFF of the power source of the home appliance, the lighting device, or the ignition of the vehicle, and therefore, noise power locally increases in a symbol where the impulse noise exists.
  • Patent Document 2 there is a method for evaluating noise power existing in each symbol necessary for reliability information estimation (for example, Patent Document 2).
  • TMCC Transmission Multiplexing Configuration Signal
  • ISDB-T Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial
  • AC Advanced Channel
  • the conventional noise power calculation method has a problem that it depends on the frame configuration. For example, in order to use the noise power calculation method disclosed in Patent Document 2, it is necessary to arrange a signal that can be used for noise power calculation, such as a TMCC signal, in each symbol of the OFDM symbol. Therefore, whether or not the noise power calculation method of Patent Document 2 can be applied depends on the frame configuration of the received signal.
  • a signal that can be used for noise power calculation such as a TMCC signal
  • an object of the present invention is to provide a receiving apparatus or the like that can estimate reliability information without depending on a received frame configuration.
  • a receiving apparatus is a receiving apparatus including a demodulating unit that demodulates a modulated wave modulated by orthogonal frequency division multiplexing (OFDM), and the demodulating unit includes: When the reception power for each sample of the received modulated wave, which is the modulated wave received by the receiving device, exceeds the threshold, it is detected that the received modulated wave includes an interference wave.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • An interference wave detection unit that performs a replacement process that replaces a signal with a predetermined value, and an interference included in the OFDM symbol based on the number of samples in which the replacement process is performed in the OFDM symbol included in the received modulation wave
  • a first jamming wave power estimation unit that estimates wave power, and the received jamming wave after the jamming wave detection unit performs the replacement process before the first jamming wave power estimation unit estimates Demodulating the received modulated wave by performing demodulation processing based on the disturbance power and a demodulated data generator for generating a demodulated data.
  • the interference power can be calculated without depending on the received frame configuration, and stable reception is possible. Is possible.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a receiving apparatus according to Embodiment 1.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating the configuration of the demodulation unit 11 according to the first embodiment.
  • FIG. 3A is a block diagram illustrating a configuration of interference wave detection unit 102 according to Embodiment 1.
  • FIG. 3B is a diagram illustrating an example of an interference wave detection signal.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating the configuration of the time axis processing unit 103 according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of interference wave power estimation section 104 according to Embodiment 1.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating the configuration of the reliability estimation unit 108 according to the first embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a receiving apparatus according to Embodiment 1.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating the configuration of the demodulation unit 11 according to the first embodiment.
  • FIG. 3A is a block diagram
  • FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration of a receiving apparatus according to the second embodiment.
  • FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration of demodulator 21 according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating the configuration of the jamming wave detection unit 202 according to the second embodiment.
  • FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration of interference wave power estimation unit 204 according to Embodiment 2.
  • FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration of a receiving apparatus according to the third embodiment.
  • FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration of demodulation section 31 according to the third embodiment.
  • FIG. 13 is a block diagram showing the configuration of interference wave power estimation section 304 according to Embodiment 3.
  • FIG. 14A is a schematic diagram showing transition of CNR accompanying interpolation processing in transmission path estimation.
  • FIG. 14B is a block diagram illustrating an example of the configuration of the transmission path estimation unit 106.
  • FIG. 15 is a block diagram illustrating a receiving apparatus according to the fourth embodiment.
  • FIG. 16 is a block diagram illustrating a configuration of demodulator 41 according to the fourth embodiment.
  • FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of reliability estimation section 408 according to the fourth embodiment.
  • FIG. 18 is a schematic diagram showing a DVB-T2 frame structure in the DVB-T2 system.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating the relationship between the FFT size and the number of P2 symbols.
  • FIG. 20 is a schematic diagram showing a transmission format (carrier arrangement) in the DVB-T2 system.
  • FIG. 21 is a schematic diagram illustrating definitions of a carrier interval and a symbol interval in which an SP signal exists.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating a carrier interval and a symbol interval in each pilot (SP) pattern.
  • FIG. 23 is a diagram showing FFT sizes, CP groups used, and values used for modulo arithmetic.
  • FIG. 24 is a diagram illustrating CP group values (CP_g1, CP_g2, CP_g3) for pilot patterns.
  • FIG. 25 is a diagram illustrating a CP group value (CP_g4) for a pilot pattern.
  • FIG. 26 is a diagram illustrating a CP group value (CP_g5) for a pilot pattern.
  • FIG. 27 is a diagram illustrating a CP group value (CP_g6) for a pilot pattern.
  • FIG. 28 is a diagram illustrating a CP carrier position added in the extended mode.
  • FIG. 29 is a schematic diagram showing the arrangement of pilot signals in each symbol.
  • FIG. 30 is a schematic diagram showing a general DVB-T2 receiving apparatus.
  • the OFDM method is a method of transmitting a plurality of narrowband digital modulation signals by frequency multiplexing using a plurality of subcarriers orthogonal to each other, and is therefore a transmission method with excellent frequency utilization efficiency.
  • one symbol period is composed of an effective symbol period and a guard interval period, and a part of the signal of the effective symbol period is copied and inserted into the guard interval period so as to have periodicity within the symbol. . For this reason, it is possible to reduce the influence of inter-symbol interference caused by multipath interference, and it has excellent resistance to multipath interference.
  • FIG. 18 shows a DVB-T2 frame configuration in the DVB-T2 system.
  • the DVB-T2 frame is composed of a P1 symbol, a P2 symbol, and a data symbol.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • MISO Multi-Input-Single-Output
  • SISO SISO
  • FFT size of P2 symbol and data symbol (3) Information including whether FEF (Future Extension Frames) is included.
  • the same FFT size as the data symbol is used for the P2 symbol, and equally spaced pilots are inserted.
  • the FFT size is 32K and in the SISO mode, there is a P2 pilot every 6 subcarriers.
  • the P2 symbol is added with all transmission parameter information necessary for reception, such as a pilot pattern of data symbols, a carrier extension mode (either Extended mode or Normal mode), the number of symbols per frame, a modulation method, etc. Yes. Note that the number of symbols of the P2 symbol is set for each FFT size of the P2 symbol, as shown in Table T190 of FIG.
  • Fig. 20 shows the DVB-T2 transmission format.
  • the horizontal axis represents the OFDM carrier (frequency) direction
  • the vertical axis represents the OFDM symbol (time) direction.
  • SP scattered Pilot
  • SP scattered Pilot
  • a CP Continuous Pilot
  • the carrier interval and the symbol interval at the carrier position where the SP signal exists are defined as Dx and Dy, respectively, the insertion interval Dy in the symbol direction and the insertion in the carrier direction in each SP pattern from PP1 to PP8
  • the intervals (Dx ⁇ Dy) are as shown in Table T220 shown in FIG.
  • the insertion subcarrier position of the CP signal is determined by the FFT size and the SP pattern.
  • FIG. 23 represents the CP signal position in T230 shown in FIG. 23 and T240, T250, T260, T270, and T280 shown in FIGS.
  • FIG. 23 shows which group is used depending on the FFT size in the groups CP_g1 to CP_g6 shown in FIGS.
  • the value obtained by performing the modulo operation (residue operation) of the values shown in FIGS. 24 to 27 by K_mod shown in FIG. 23 indicates the effective subcarrier number in which the CP signal exists.
  • the FFT size is 32k
  • the modulo operation is not performed, and the values shown in FIGS. 24 to 27 are the effective subcarrier numbers in which the CP signal exists as they are.
  • the effective subcarrier number shown in FIG. 28 is added.
  • the values in FIG. 28 need not be modulo-calculated.
  • the CP signal is continuously inserted in the time direction, there are exceptionally symbols that do not have a CP signal. For example, there is no CP signal in the P2 symbol and the Frame Close symbol.
  • the transmission format is SISO, either the normal symbol or the Frame Close symbol is defined as the final symbol of the frame according to the combination of the guard interval and the pilot pattern.
  • the transmission format is MISO, Frame Close symbols are defined except for PP8.
  • FIG. 29 A schematic diagram of a transmission format including a P2 symbol and a Frame Close symbol is shown in FIG.
  • the Frame Close (FC) symbol a lot of pilots are inserted as shown in FIG. 29 with respect to a normal data symbol.
  • FC Framework Close
  • FIG. 30 shows an example of a simplified block diagram of a conventional DVB-T2 reception configuration.
  • the conventional DVB-T2 reception configuration includes an A / D conversion unit 1002, a time axis processing unit 1003, an FFT unit 1004, a transmission path estimation unit 1005, and an equalization unit 1006.
  • the A / D converter 1002 demodulates the P1 symbol from the A / D (analog-digital) converted signal.
  • the time axis processing unit 1003 synchronizes the carrier frequency and the sampling frequency with respect to the P2 symbol and the data symbol.
  • the FFT unit 1004 performs FFT to convert the signal into a frequency axis signal.
  • the transmission path estimation unit 1005 estimates the transmission path characteristics based on the SP signal included in the signal after the FFT.
  • the equalization unit 1006 performs distortion compensation (equalization) of the signal after FFT.
  • the error correction unit 1007 performs error correction and demodulates the data.
  • the reliability estimation unit 1008 estimates reliability information at the time of transmission path estimation.
  • the estimated reliability information is used for error correction in the error correction unit 1007.
  • an LDPC (Low Density Parity Check) code is adopted as an error correction code.
  • the decoding of the LDPC code requires reliability information that is information representing the reliability of data for weighting the log likelihood ratio.
  • the reliability information is estimated from the signal power estimated for each symbol and the noise power including the influence of thermal noise or jamming waves. In order to improve error correction performance in LDPC decoding, it is a very important factor to accurately generate the reception propagation status as reliability information.
  • Patent Document 2 is an example of a technique for evaluating the noise power present in each symbol necessary for reliability information estimation.
  • the technology disclosed in Patent Document 2 is a TMCC (Transmission Multiplexing Configuration) inserted continuously in a predetermined subcarrier in a time direction in ISDB-T (Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial), which is a Japanese terrestrial digital broadcasting system.
  • This is a technique for evaluating reception quality using at least one of a control (Control) signal and an AC (Auxiliary Channel) signal.
  • the TMCC signal is equalized using the transmission path characteristics obtained by interpolating the transmission path characteristics of the SP signal, and received from an error between the TMCC signal differentially demodulated and a hard-decision signal. Calculate quality.
  • an impulse interference environment is one of the reception environments in which it is difficult to reflect the state of the reception transmission path in the reliability information.
  • Impulse jamming is an irregular and random level jamming signal that is generated in an impulse shape by turning on / off the power supply of home appliances, or by lighting fixtures and vehicle ignition.
  • Patent Document 1 there is a method described in Patent Document 1 as an effective technique for eliminating such a deviation of reliability information in a local symbol and improving accuracy.
  • the noise power averaged in the symbol direction is compared with the noise power calculated from the pilot signal or the OFDM out-of-band spectrum, and the noise power in each symbol is a predetermined threshold value. If it exceeds the threshold value, it is determined that there is an impulse disturbance, and the noise power value for each symbol is used for reliability information generation. If the threshold value is not exceeded, it is determined that there is no impulse disturbance, and in the symbol direction.
  • the average noise power value is used in the generation of reliability information. With this method, it is possible to correctly determine the noise power even when there is an impulse disturbance or when the noise power is locally increased due to the loss of the signal. The performance of LDPC decoding can be improved.
  • Patent Document 1 does not disclose a specific noise power calculation method for each symbol.
  • the CP signal exists by using the CP signal instead of the TMCC signal as described above. Noise power can be calculated for the frames to be played.
  • CP signals are not arranged in the P2 symbol and the FrameClose symbol. In such a symbol in which no CP signal is arranged, noise power cannot be calculated using the CP signal, and noise power averaged in the symbol direction must be used in that symbol.
  • a receiving device is a receiving device including a demodulating unit that demodulates a modulated wave modulated by orthogonal frequency division multiplexing (OFDM), wherein the demodulating unit Has exceeded the threshold when it is detected that the received modulated wave includes an interference wave because the received power of each received modulated wave that is the modulated wave received by the receiving device exceeds the threshold.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • An interference wave detection unit that performs a replacement process, which is a process for replacing a received signal with a predetermined value, and an OFDM symbol included in the received modulation wave, which is included in the OFDM symbol based on the number of samples on which the replacement process is performed
  • a first interference wave power estimation unit that estimates interference wave power, and the first interference wave power estimation unit estimates the received modulation wave after the interference wave detection unit performs the replacement process.
  • demodulating the received modulated wave by performing demodulation processing based on the disturbance power and a demodulated data generator for generating a demodulated data.
  • the receiving apparatus transmits the interference wave power included in the OFDM symbol based on the number of samples in which the received power exceeds a predetermined threshold in the OFDM symbol, and is transmitted in the OFDM symbol. It is possible to estimate the interference wave power in units of OFDM symbols without depending on the signal type. As a result, in the demodulation processing, the interference wave power calculated based on the number of samples whose received power exceeds a predetermined threshold can be used as the interference wave power of the OFDM symbol in which no CP signal is arranged. Stable reception is possible even if there is an impulse disturbance or signal loss in an OFDM symbol in which no signal is arranged.
  • estimation of interference wave power using the specific signal is performed, as in a method of detecting noise power using a CP signal included in the OFDM symbol. Is possible.
  • the demodulated data generation unit has a reliability so that the reliability of the OFDM symbol is lower with respect to the received modulation wave as the interference wave power estimated by the first interference wave power estimation unit is larger.
  • An error correction for correcting an error included in the received modulated wave using the reliability information estimated by the reliability estimating unit as the demodulation process for the received modulated wave and a reliability estimating unit that estimates information An error correction unit that generates demodulated data of the received modulated wave may be provided by performing the processing.
  • noise power estimation including the estimated interference power can be performed regardless of whether noise estimation in the symbol is possible using a noise power detection method using a CP signal. Since reliability information can be generated, error correction can be performed based on highly accurate reliability information and stable reception is possible even if impulse disturbance or signal loss exists.
  • the error correction unit weights the log likelihood ratio in LDPC (Low Density Parity Check) demodulation using the reliability information estimated by the reliability estimation unit as the demodulation processing for the received modulated wave.
  • LDPC Low Density Parity Check
  • LDPC Low Density Parity Check
  • demodulation processing can be performed using highly reliable reliability information.
  • demodulation processing can be performed in consideration of input reliability information, and more accurate demodulation processing can be performed by inputting highly accurate reliability information.
  • the demodulated data generation unit is based on an FFT window position detection unit that specifies an OFDM symbol start timing included in the received modulated wave, and an OFDM symbol start timing specified by the FFT window position detection unit
  • An FFT unit that performs an FFT (Fast Fourier Transform) process on the received modulated wave, and generates demodulated data by performing the demodulation process on the received modulated wave that has been subjected to the FFT process. It is good.
  • the interference wave detection unit may perform a process of replacing a received signal exceeding the threshold with 0 which is a predetermined value as the replacement process.
  • the interference wave detection unit may perform a process of replacing a received signal that exceeds the threshold with the threshold that is a predetermined value as the replacement.
  • the residual jamming power can be reduced, and stable reception becomes possible.
  • the demodulator further converts the interference wave power included in the first OFDM symbol included in the received modulation wave to the interference wave power included in the second OFDM symbol different from the first OFDM symbol
  • a second interference wave power estimation unit that estimates based on the magnitude of the influence of the interference wave power included in the second OFDM symbol on the first OFDM symbol
  • the demodulated data generation unit includes the received modulation wave
  • the interference wave power can be calculated using an appropriate interference wave power estimation method selected from a plurality of interference wave power estimation methods for each symbol, and can be used for demodulation processing. Effective demodulation is possible, and stable reception is possible.
  • the receiving device receives a DVB-T2 (Digital Video Broadcasting-Terrestrial 2) broadcast wave as the modulated wave
  • the demodulated data generation unit has an OFDM symbol having a CP (Continuous Pilot) signal.
  • the demodulated data of the received modulated wave may be generated using an OFDM symbol group that is not included as the first OFDM symbol group.
  • the jamming power can be calculated even for a symbol that cannot be processed using the CP signal. Therefore, effective demodulation is possible using the interference power, and stable reception is possible.
  • the demodulated data generation unit uses an OFDM symbol group including an OFDM symbol having a P2 symbol or an FC (Frame Close) symbol in the DVB-T2 system as the first OFDM symbol group, and Demodulated data may be generated.
  • the interference power can be calculated even in the P2 symbol or the FC symbol that cannot be processed using the CP signal. It can be used for demodulation processing, and can be effectively demodulated using interference power, and stable reception is possible.
  • the demodulated data generation unit further includes a transmission line estimation unit that estimates transmission line characteristics of the modulated wave using the interference power estimated by the first interference wave power estimation unit, and the demodulation The data generation unit may demodulate the received modulated wave and generate demodulated data by performing demodulation processing based on the transmission path characteristic estimated by the transmission path estimation unit.
  • the interference power can be calculated regardless of whether noise estimation is possible in the symbol, Effective transmission path estimation is possible based on the interference power, and stable reception is possible.
  • the transmission path estimation unit includes a plurality of transmission path interpolation units having different transmission path characteristic interpolation processing methods
  • the first interference wave power estimation unit includes the plurality of transmission path estimation interpolation units.
  • the transmission path estimation unit calculates one of the outputs of the plurality of transmission path estimation interpolation units based on the interference power estimated by the first disturbance wave power estimation unit. , And output as the transmission line characteristics.
  • the interference power can be calculated regardless of whether noise estimation is possible for the symbol, Based on the jamming power, an effective interpolation method for channel estimation can be selected, and stable reception is possible.
  • the first interference wave power estimation unit may replace the interference wave power included in the OFDM symbol in the received modulation wave with the number of samples in which the replacement processing is performed in the OFDM symbol, and the FFT in the OFDM symbol. It may be calculated using the number of samples and a predetermined coefficient.
  • the interference power can be accurately calculated based on the number of samples exceeding the predetermined threshold included in the OFDM symbol period, the number of FFT samples, and the coefficient related to the predetermined constant, and the effect can be obtained using the interference power. Demodulation is possible, and stable reception is possible.
  • the demodulated data generation unit further includes a front of the third OFDM symbol by interpolation using a transmission path characteristic calculated using a pilot signal included in the third OFDM symbol included in the received modulated wave.
  • a transmission path estimation unit that estimates transmission path characteristics of each carrier included in the fourth OFDM symbol arranged behind the transmission path characteristics estimated by the transmission path estimation unit, and a signal of the fourth OFDM symbol
  • an equalization unit that performs an equalization process, and an error using reliability information that represents the reliability of the signal corrected by the equalization unit with respect to the signal corrected by the equalization unit
  • the interference power can be calculated regardless of whether noise estimation is possible in the symbol, Based on the interference power, it is possible to effectively estimate the transmission path of another OFDM symbol, and stable reception is possible.
  • An integrated circuit is an integrated circuit including a demodulation unit that demodulates a modulated wave modulated by orthogonal frequency division multiplexing (OFDM), and the demodulation unit is received by the reception device.
  • a demodulation unit that demodulates a modulated wave modulated by orthogonal frequency division multiplexing (OFDM)
  • the demodulation unit is received by the reception device.
  • the received power for each sample of the received modulated wave that is the modulated wave exceeds the threshold value, it is detected that the received modulated wave includes an interference wave, and the received signal that exceeds the threshold value is replaced with a predetermined value.
  • An interference wave detection unit that performs a replacement process, and a process for estimating the interference wave power included in the OFDM symbol based on the number of samples subjected to the replacement process in the OFDM symbol included in the received modulated wave.
  • One interference wave power estimation unit and the interference wave detection unit based on the interference wave power estimated by the first interference wave power estimation unit for the received modulation wave after the interference wave detection unit performs the replacement process. And demodulating the received modulated wave by performing demodulation processing and a demodulated data generator for generating a demodulated data.
  • the integrated circuit has the same effect as the receiving device.
  • a receiving method including a demodulating step of demodulating a modulated wave modulated by orthogonal frequency division multiplexing (OFDM), wherein the receiving in the receiving method is received in the demodulating step.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • An interference wave detection step for performing a replacement process which is a replacement process, and an interference wave power included in the OFDM symbol based on the number of samples subjected to the replacement process in the OFDM symbol included in the received modulation wave
  • a demodulated data generation step of generating demodulated data by demodulating the received modulated wave by performing demodulation process based on the disturbance power estimated by one disturbance power estimation step.
  • the receiving method has the same effect as the receiving device.
  • a program that is an aspect of the present invention causes a computer to execute the above receiving method.
  • Embodiment 1 of a receiving device which is one embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
  • the DVB-T2 system which is the second generation European digital terrestrial broadcasting standard, will be described as an example.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a receiving device 10 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the receiving device 10 includes an antenna 1, a tuner 2, a demodulation unit 11, a decoding unit 3, and a display unit 4.
  • the antenna 1 receives a modulated wave modulated by orthogonal frequency division multiplexing (OFDM).
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • An example of a modulated wave modulated by orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) is a DVB-T2 broadcast wave.
  • Tuner 2 selects a received signal of a desired reception channel from the modulated wave received by antenna 1.
  • the demodulator 11 demodulates the received analog signal selected by the tuner 2.
  • the decoding unit 3 is an H.264 demodulated by the demodulation unit 11. A signal compressed by H.264 or the like is decoded.
  • the display unit 4 outputs the video / audio decoded by the decoding unit 3.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating the configuration of the demodulation unit 11 according to the first embodiment.
  • the demodulation unit 11 includes an A / D conversion unit 101, an interference wave detection unit 102, an interference wave power estimation unit 104, and a demodulation data generation unit 12.
  • the demodulated data generation unit 12 includes a time axis processing unit 103, an FFT unit 105, a transmission path estimation unit 106, an equalization unit 107, a reliability estimation unit 108, and an error correction unit 109.
  • the A / D conversion unit 101 converts the output signal of the tuner 2 from an analog signal to a digital signal and outputs it to the interference wave detection unit 102.
  • the interference wave detection unit 102 detects an interference wave included in the reception signal converted into a digital signal by the A / D conversion unit 101, outputs the detection result to the interference wave power estimation unit 104, and detects the detected interference wave.
  • the received signal (sample) including is converted into a predetermined value and output to the time axis processing unit 103. Specific processing will be described later.
  • the time axis processing unit 103 determines the FFT processing start time position (hereinafter referred to as the FFT window position) in the OFDM symbol period for the output signal of the interference wave detection unit 102, outputs the signal to the FFT unit 105, and the interference signal.
  • the FFT window position information is output to the wave power estimation unit 104.
  • the interference wave power estimation unit 104 estimates the interference power using the received signal subjected to the interference wave processing by the interference wave detection unit 102 and the FFT window position information determined from the time axis processing unit 103.
  • the interference wave power estimation unit 104 corresponds to a first interference wave power estimation unit. Specific processing of the interference wave power estimation unit 104 will be described later.
  • the FFT unit 105 performs Fourier transform on the output signal of the time axis processing unit 103 based on the FFT window position signal to convert the signal into a frequency axis signal, and outputs the signal to the transmission path estimation unit 106 and the equalization unit 107.
  • the transmission path estimation unit 106 performs interpolation processing on the transmission path characteristics obtained by dividing the SP signal included in the FFT-transformed signal by the known SP signal, so that the transmission path characteristics of all subcarriers are obtained. And the estimated channel characteristics are output to the equalization unit 107 and the reliability estimation unit 108.
  • the equalization unit 107 corrects the phase and amplitude distortion received on the transmission path by using the transmission path characteristics estimated by the transmission path estimation unit 106 for the output signal of the FFT unit 105.
  • the reliability estimation unit 108 obtains noise power using the channel estimation value estimated by the channel estimation unit 106 and the jamming power estimated by the jamming wave power estimation unit 104, and from this noise power, the error correction unit The reliability information used in 109 is generated.
  • the error correction unit 109 corrects the error using the reliability information estimated by the reliability estimation unit 108 for the signal corrected by the equalization unit 107.
  • FIG. 3A shows a configuration diagram of the interference wave detection unit 102.
  • FIG. 3B shows an example of the interference wave detection signal.
  • the interference wave detection unit 102 includes an interference wave sample detection unit 111 and a mask processing unit 112.
  • the interference wave sample detection unit 111 compares the received signal ((a) in FIG. 3B) converted into a digital signal by the A / D conversion unit 101 with a predetermined threshold, and outputs a signal indicating a sample position at a level exceeding the threshold. A signal indicating the sample position is output to the mask processing unit 112 along with the received signal.
  • Interference Exist 0 (no interference wave) is output.
  • the fact that the received signal level exceeds the threshold includes cases where the sign is on both the plus side and the minus side. That is, if the threshold T h is greater than 0, and that the positive (greater than 0) the received signal level is greater than the threshold T h, negative (less than zero) the received signal level is negative threshold (-T h ) smaller than.
  • FIG. 4 shows the configuration of the time axis processing unit 103.
  • the time axis processing unit 103 includes a synchronization unit 121 and an FFT window position detection unit 122.
  • the synchronization unit 121 frequency-converts the output signal of the interference wave detection unit 102 into a baseband signal, establishes synchronization between the carrier frequency and the sampling frequency, and outputs it to the FFT window position detection unit 122.
  • the FFT window position detection unit 122 determines the FFT window position for the OFDM symbol for Fourier transform of the time axis signal, and outputs the FFT window position to the FFT unit 105 and the interference wave power estimation unit 104.
  • FIG. 5 shows a configuration diagram of the interference wave power estimation unit 104.
  • the jamming wave power estimation unit 104 includes a jamming wave sample number counting unit 131 and a jamming power conversion unit 132.
  • the interference wave sample number counting unit 131 uses the FFT window position information detected by the FFT window position detection unit 122 for the interference wave detection signal detected by the interference wave detection unit 102 to perform an FFT process on the OFDM symbol section.
  • the included number of samples determined as “having interference” is output to the interference power conversion unit 132.
  • the jamming power conversion unit 132 estimates the jamming power existing in the OFDM symbol by using the number of samples having “jamming wave” included in the OFDM symbol section counted by the jamming wave sample number counting unit 131 to estimate reliability. To the unit 108. Detailed operation of each part will be described in order.
  • the interference wave detection unit 102 Since the interference wave detection unit 102 performs a mask process for replacing the received signal level with 0 for the sample having “interference wave”, the number of interference wave samples increases due to the loss of the OFDM signal. Equal to the amount. For this reason, when the OFDM signal power is set to P OFDM , the signal level of each sample of the OFDM signal is P OFDM / N FFT . Therefore, based on the number of samples N I "with disturbance" included in the OFDM symbol, when the amount of noise increases the OFDM symbol and I Mask, I Mask can be expressed by Equation (1).
  • the interference power conversion unit 132 estimates the amount of noise that increases in each OFDM symbol using the conversion formula (Equation 1) and outputs the estimated noise amount to the reliability estimation unit 108, thereby improving the accuracy of the reliability information and receiving performance. To improve.
  • FIG. 6 shows a configuration diagram of the reliability estimation unit 108.
  • the reliability estimation unit 108 illustrated in FIG. 6 includes a noise estimation unit 141, an interference power addition unit 142, and a reliability information conversion unit 143.
  • the noise estimation unit 141 averages the noise power for the OFDM symbol based on the received CP signal from the FFT signal, the transmission path characteristic estimated by the transmission path estimation unit 106, and the known CP signal. Estimate the value (inter-symbol average noise power).
  • the jamming power adding unit 142 adds the jamming power estimated by the jamming wave power estimation unit 104 to the estimated inter-symbol average noise power, and outputs the noise power for each symbol in consideration of the jamming wave effect.
  • the reliability information conversion unit 143 uses the OFDM signal power estimated by the transmission path estimation unit 106 and based on the transmission path characteristics, and the noise power calculated by the interference power addition unit 142 to use the reliability for LDPC decoding. Information is estimated and output to the error correction unit 109 to perform effective error correction.
  • the structure which replaced the TMCC signal with CP signal in patent document 1 for example is used.
  • the known CP signal X CP is compared with the received signal Y CP equalized by the transmission path characteristic H CP obtained by the transmission path estimation by interpolation of the SP signal, and the error amount is compared with the CP signal.
  • the interference wave power estimation unit 104 may perform sample timing processing on the interference wave detection signal based on rate conversion. Further, based on the signal after the rate conversion, the interference detection and the processing for the interference detection sample described in the interference wave detection unit 102 (processing to replace with 0) may be performed. In that case, it is not necessary for the interference detection signal to consider the effect of rate conversion.
  • the mask processing unit 112 replaces 0 with the signal detected by the interference wave sample detection unit 111. However, the sample exceeding the threshold is replaced with 0, and the detection signal is output. As a result, batch processing may be performed.
  • the reliability information conversion unit 143 may convert reliability information using information other than noise power and signal power. For example, the reliability information according to the frequency variation can be estimated by using the frequency variation component generated with the Doppler frequency.
  • the number of samples included in the OFDM symbol calculated by the interference wave sample number counting unit 131 indicates the amount of noise that locally increases due to the loss of the OFDM signal in that symbol. Therefore, according to the number of jamming wave samples, it may be used as a signal in which jamming waves exist in various blocks. For example, in the calculation of the average noise amount between symbols in the noise estimation unit 141, the noise amount of symbols exceeding a predetermined number of interference wave samples may not be included in the average process.
  • the receiving apparatus uses the interference wave power included in the OFDM symbol as the number of samples in which the received power exceeds a predetermined threshold in the OFDM symbol.
  • the interference wave power can be estimated for each OFDM symbol without depending on the signal type transmitted in the OFDM symbol.
  • the interference wave power calculated based on the number of samples whose received power exceeds a predetermined threshold can be used as the interference wave power of the OFDM symbol in which no CP signal is arranged. Stable reception is possible even if there is an impulse disturbance or signal loss in an OFDM symbol in which no signal is arranged.
  • estimation of interference wave power using the specific signal is performed, as in a method of detecting noise power using a CP signal included in the OFDM symbol. Is possible.
  • noise power estimation considering the estimated interference power can be performed regardless of whether noise estimation in the symbol can be performed using a noise power detection method using a CP signal. Therefore, even if impulse disturbance or signal loss exists, error correction can be performed based on highly reliable reliability information, and stable reception is possible.
  • LDPC Low Density Parity Check
  • demodulation processing can be performed using highly reliable reliability information.
  • demodulation processing can be performed in consideration of input reliability information, and more accurate demodulation processing can be performed by inputting highly accurate reliability information.
  • the interference power can be calculated regardless of whether noise estimation is possible for the symbol. Based on this, effective transmission path estimation becomes possible, and stable reception becomes possible.
  • the interference power can be accurately calculated based on the number of samples exceeding a predetermined threshold included in the OFDM symbol period, the number of FFT samples, and a coefficient related to a predetermined constant, and effective demodulation is performed using the interference power. And stable reception is possible.
  • FIGS. 1 to 6 A second embodiment of the receiving apparatus of the present invention will be described with reference to FIGS.
  • the same components as those in FIGS. 1 to 6 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
  • FIG. 7 is a block diagram showing the receiving device 20 according to the second embodiment of the present invention
  • FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the demodulator 21.
  • FIG. 8 differs from FIG. 2 only in the interference wave detection unit 202 and the interference wave power estimation unit 204.
  • FIG. 9 shows a configuration diagram of the interference wave detection unit 202.
  • the interference wave detection unit 202 includes an interference wave sample detection unit 211 and a clip processing unit 212.
  • the interference wave sample detection unit 211 compares the reception signal converted into the digital signal by the A / D conversion unit with a predetermined threshold, and, together with the reception signal, in the same manner as the interference wave sample detection unit 111 of the first embodiment. Outputs wave detection signal.
  • the predetermined value may be the same as the threshold value used in the interference wave sample detection unit 211. If the received signal exceeds the minus threshold value, it may be the same as the minus threshold value in this process.
  • the interference wave detection signal output from the interference wave detection unit 202 is output to the interference wave power estimation unit 204.
  • FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of the interference wave power estimation unit 204.
  • the jamming wave power estimation unit 204 includes a jamming wave sample number counting unit 131 and a jamming power conversion unit 232.
  • the interference wave sample number counting unit 131 counts the number of samples having an interference wave included in the OFDM symbol as described in Embodiment 1, and outputs the counted number to the interference power conversion unit 232.
  • the interference power conversion unit 232 calculates the interference wave power included in the OFDM signal based on the number of samples with the interference wave calculated by the interference wave sample number counting unit 131.
  • the OFDM signal power is P OFDM and the square of the interference clipped value is A Clip ⁇ P OFDM
  • the signal level of each sample of the OFDM signal is P OFDM / N FFT
  • the clipped interference power The signal level is A Clip ⁇ P OFDM / N FFT . Therefore, the interference wave power I Clip when the interference wave is clipped can be expressed by (Equation 2).
  • the jamming power adding unit 142 in the reliability estimation unit 108 takes into account the jamming wave component included in the symbol, and the reliability estimation unit increases the accuracy of the reliability information as in the first embodiment. By using it for LDPC decoding, stable reception becomes possible.
  • the interference wave power estimation unit may perform sample timing processing on the interference wave detection signal based on rate conversion. Further, based on the signal after the rate conversion, the interference detection and the processing for the interference detection sample described in the interference wave detection unit 202 (processing to replace with a predetermined value) may be performed. In that case, it is not necessary for the interference detection signal to consider the effect of rate conversion.
  • the clip processing unit 212 replaces the sample with a predetermined value based on the signal detected by the interference wave sample detection unit 211. However, the sample exceeding the threshold is replaced with the predetermined value, and the detection signal is output. Alternatively, batch processing may be performed.
  • the configuration may be such that the OFDM signal component is subtracted.
  • the receiving apparatus by setting a sample in which an interfering wave exists to a predetermined value, residual interference electric power can be reduced and stable reception is possible.
  • Embodiment 3 of the receiving apparatus of the present invention will be described with reference to FIGS. 11 to 14A.
  • the same components as those in FIGS. 1 to 6 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a receiving device 30 according to the third embodiment of the present invention
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of the demodulator 31.
  • the demodulator 31 shown in FIG. 12 differs from the demodulator 11 of the first embodiment in the configuration of the interference wave power estimator 304.
  • FIG. 13 shows a configuration diagram of the interference wave power estimation unit 304.
  • the jamming wave power estimation unit 304 includes a jamming wave sample number counting unit 131, a jamming power conversion unit 132, a second jamming power conversion unit 332, and an addition unit 333.
  • the interference wave power estimation unit 304 corresponds to a second interference wave power estimation unit.
  • the interference wave sample number counting unit 131 is based on the interference wave detection signal detected by the interference wave detection unit 102 and the OFDM symbol position where the FFT detected by the FFT window position detection unit 122 is performed. Then, the number of samples “having jamming” included in the OFDM symbol is counted and output to the jamming power conversion unit 132 and the second jamming power conversion unit 332.
  • the interference power conversion unit 132 calculates the interference power included in the received OFDM symbol from the output of the interference wave sample number counting unit 131 as in the first embodiment.
  • the present embodiment is different from the first embodiment in that it includes a second interference power conversion unit 332.
  • the second interference power conversion unit 332 calculates the interference power generated in the OFDM symbol from the interference wave included in another OFDM symbol.
  • the interference wave power generated by the transmission path estimation is estimated in consideration of the influence of the interference wave being diffused to other OFDM symbols corrected by the equalization unit 107 by the interpolation processing in the transmission path estimation.
  • the adding unit 333 adds the interference power of the OFDM symbol estimated by the interference power conversion unit 132 and the interference power from other OFDM symbols estimated by the second interference power conversion unit 332, and outputs the sum.
  • Transmission path characteristics are estimated by interpolating the transmission path characteristics of SP signals, P2 pilot signals, and FC signals that are dispersed in the time axis (symbol) direction and frequency axis (carrier) direction. It is to obtain road characteristics.
  • interpolation there are (A) a method of interpolating in the time axis (symbol) direction and then interpolating in the frequency axis (carrier) direction, and (B) a method of interpolating only in the frequency axis (carrier) direction.
  • FIG. 14A shows a case where (A) time axis interpolation and frequency interpolation are used as interpolation processing in transmission path estimation in an impulse interference environment, and (B) frequency axis interpolation only (no time axis interpolation) is used.
  • the transition of CNR (Carrier to Noiseratio) of each OFDM symbol after correction by the equalization unit 107 is shown.
  • the horizontal axis of the graph indicates the symbol direction (time direction), and the vertical axis indicates the CNR.
  • impulse interference occurs at the timing of the star ( ⁇ )
  • (B) In the case of only frequency axis interpolation, the CNR deteriorates only with the symbol where the impulse interference has occurred. In this case, since the symbol subjected to the impulse interference is used for the interpolation processing, an interpolation error due to the interference wave occurs, and the CNR deteriorates also in the symbols before and after the impulse interference exists.
  • the second interference power conversion unit 332 takes into account the influence of the interference wave due to the transmission path estimation. Therefore, in the case of only (B) frequency axis interpolation, the transmission path in its own symbol. Consider the influence of characteristics as interference power. Further, in the case of (A) time axis interpolation + frequency interpolation, the influence of the symbol with interference and the symbols before and after it are also considered as interference power.
  • the interference wave sample number output from the interference wave sample number counting unit 131 is subjected to the same processing as time interpolation, the number of interference samples including the influence of the interference wave by time axis interpolation is estimated, and the interpolation error is calculated. Convert the disturbing power in consideration.
  • the influence of the interference wave on the transmission path estimation is different in the two patterns of (A) time axis interpolation + frequency axis interpolation and (B) frequency axis interpolation only. Details of each pattern will be described below.
  • NH_TF2sym (i) 1/2 ⁇ ⁇ N I (i) + (1/2) 2 ⁇ (N I (i ⁇ 1) + N I (i + 1)) ⁇ (Equation 3)
  • NH_TF4sym (i) 1 ⁇ 4 ⁇ ⁇ N I (i) + (3/4) 2 ⁇ (N I (i ⁇ 1) + N I (i + 1)) + (2/4) 2 ⁇ (N I (i ⁇ 2) + N I (i + 2)) + (1/4) 2 ⁇ (N I (i ⁇ 3) + N I (i + 3)) ⁇ (Formula 4)
  • the interference wave sample number N H_F (i) in the transmission path estimation in the i symbol is as follows.
  • the adder 333 adds not only the interference power included in the OFDM symbol but also the transmission path by adding the interference power estimated by the interference power section to the interference power estimated by the transmission path estimation error corresponding to each interpolation method.
  • the interference power including the influence of the interference wave in the estimation can be considered. Since this interference power can be accurately reflected in the reliability information in the interference power addition unit 142 in the reliability estimation unit 108, highly accurate reliability information can be obtained, and as a result, effective LDPC decoding can be performed. And reception performance can be improved.
  • linear interpolation is used as the time axis interpolation, but the present invention is not limited to this, and an arbitrary interpolation method (interpolation coefficient) may be used.
  • the interpolation method may be selected based on the calculated interference power in consideration that the influence of the interference power differs depending on the interpolation method and the signal quality is different in the first place.
  • the transmission path estimation unit 206 shown in FIG. 14B may be used.
  • the transmission path estimation unit 206 includes a first transmission path interpolation unit 106A, a second transmission path interpolation unit 106B, and a selector 106S.
  • the first transmission path interpolation unit 106A and the second transmission path interpolation unit 106B estimate different transmission path characteristics.
  • the selector 106S selects one of the outputs from the first transmission line interpolation unit 106A and the second transmission line interpolation unit 106B, and outputs the selected transmission line characteristic. In this way, a plurality of transmission path characteristics can be selectively used as reliability information for demodulation processing.
  • the interference wave power estimation unit can estimate the interference power corresponding to each interpolation processing method.
  • the interference wave power can be calculated using an appropriate interference wave power estimation method selected from a plurality of interference wave power estimation methods for each symbol, and demodulated. It can be used for processing and can be effectively demodulated using the interference wave power, thereby enabling stable reception.
  • the interference power can be calculated even for symbols that cannot be processed using the CP signal, and used for demodulation processing. Therefore, effective demodulation is possible using the interference power, and stable reception is possible.
  • the interference power can be calculated even in the P2 symbol or the FC symbol that cannot be processed using the CP signal. It can be used for processing, and can be effectively demodulated using jamming power, thereby enabling stable reception.
  • the interference power can be calculated regardless of whether noise estimation is possible for the symbol. Based on this, it is possible to select an effective interpolation method for channel estimation, and stable reception is possible.
  • Embodiment 4 of the receiving apparatus of the present invention will be described.
  • the same components as those in FIGS. 1 to 6 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a receiving device 40 according to Embodiment 4 of the present invention
  • FIG. 16 is a block diagram showing the configuration of the demodulator 41.
  • the demodulator 41 is different from the demodulator 11 shown in Embodiment 1 in terms of addition of interference power in the reliability estimator 408.
  • FIG. 17 is a block diagram showing the configuration of the reliability estimation unit 408.
  • the reliability estimation unit 408 includes a noise estimation unit 441, an interference power addition unit 442, and a reliability information conversion unit 143.
  • the noise estimation unit 441 outputs the noise estimation value for each symbol that is not averaged in the symbol direction to the interference power addition unit 442 together with the symbol average noise estimation value averaged in the symbol direction.
  • the jamming power adding unit 442 is different from the jamming power adding unit 142 of the first embodiment in that it selects whether or not to add the jamming power estimated by the jamming power estimation unit 104 according to the symbol to be processed. .
  • the current symbol type P1 symbol, P2 symbol, data symbol, or FC
  • Symbol is output by adding interference power to the symbol average noise estimate for a specific symbol, and without adding interference power to the noise estimate for each symbol that is not averaged in the symbol direction, except for a specific symbol. Output.
  • a specific example in the DVB-T2 system is shown below.
  • the P2 symbol and the FC symbol do not include a CP signal, noise power estimation using the CP signal cannot be performed for those symbols.
  • noise power can be estimated using a CP signal for each symbol. Therefore, the interference power is added to the noise estimation value averaged in the symbol direction in the P2 symbol or the FC symbol where the noise power cannot be estimated using the CP signal for each symbol, and is output. Further, other symbols are output without adding interference power to the noise estimation value for each symbol that is not averaged in the symbol direction.
  • the noise estimation value calculated for each symbol is used for symbols that can be estimated for each symbol, and the interference power is added to the average noise estimation value for symbols that cannot be estimated.
  • the amount of noise can be accurately reflected in the reliability information. Therefore, highly accurate reliability information can be obtained.
  • effective LDPC decoding can be performed, and reception performance can be improved.
  • the noise estimation value for each symbol that is not averaged in the symbol direction is used.
  • the present invention is not limited to this. It is also possible to select the estimated noise value. For example, when the noise estimation value for each symbol is large compared with each other, the noise estimation value for each symbol may be used, and otherwise, the average noise estimation value may be used.
  • the number of interference samples estimated by the interference wave power estimation unit 104 is a predetermined number or more, a noise estimation value for each symbol may be used, and otherwise, an average noise estimation value may be used.
  • the present embodiment is configured to select whether or not the interference power can be added according to the symbol type, as compared with the first embodiment, the present embodiment is applied to the second and third embodiments. Also good.
  • the receiving apparatus of one aspect of the present invention it is possible to estimate noise in a symbol by calculating the interference power based on the number of samples exceeding a predetermined threshold included in the OFDM symbol period. Regardless of whether or not the interference power can be calculated, the transmission path estimation of other OFDM symbols can be performed effectively based on the interference power, and stable reception is possible.
  • the reliability of the sex information is lowered to a predetermined value compared to other symbols. For example, when the number of jamming wave samples included in the OFDM symbol is equal to or greater than a predetermined threshold, the reliability estimation value may be reduced to half. In this case, since detailed interference power calculation is unnecessary, the circuit scale can be reduced.
  • each component of the OFDM receiver in Embodiments 1 to 4 may be realized by an LSI that is an integrated circuit. At this time, each component may be individually made into one chip, or may be made into one chip so as to include a part or all of them.
  • LSI here, it may be referred to as IC, system LSI, super LSI, or ultra LSI depending on the degree of integration.
  • the method of circuit integration is not limited to LSI, and implementation with a dedicated circuit or a general-purpose processor is also possible. Further, the method of circuit integration is not limited to LSI, but may be realized by a dedicated circuit or a general-purpose processor.
  • An FPGA Field Programmable Gate Array
  • a reconfigurable processor capable of reconfiguring connection and setting of circuit cells inside the LSI may be used. Furthermore, if integrated circuit technology comes out to replace LSI's as a result of the advancement of semiconductor technology or a derivative other technology, it is naturally also possible to carry out function block integration using this technology. Possible applications include biotechnology.
  • the receiving program for example, a CPU (Central Processing Unit) reads and executes the program stored in the memory.
  • the program may be stored in a recording medium and distributed.
  • the receiving apparatuses according to the first to fourth embodiments may be realized by using a receiving method that performs at least a part of the described receiving process.
  • Embodiments 1 to 4 may be realized by combining any receiving device, a receiving method, an integrated circuit, or a program that performs a part of the reception processing that realizes Embodiments 1 to 4.
  • a part of the configuration of the receiving device described in each of the above embodiments is realized by the receiving device or the integrated circuit, and an operation procedure performed by the configuration excluding the part is described in the receiving program. It may be realized by reading out and executing the program stored in.
  • Embodiments 1 to 4 refer to the DVB-T2 system
  • the present invention is not limited to this. Similar to DVB-T2, it can be applied in the field of OFDM communication in which improvement in noise power estimation accuracy in accordance with propagation path changes caused by interference waves is effective.
  • each component may be configured by dedicated hardware or may be realized by executing a software program suitable for each component.
  • Each component may be realized by a program execution unit such as a CPU or a processor reading and executing a software program recorded on a recording medium such as a hard disk or a semiconductor memory.
  • the software that realizes the image decoding apparatus of each of the above embodiments is the following program.
  • this program is a reception method including a demodulation step of demodulating a modulated wave modulated by orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) to a computer, wherein the modulation received in the reception method in the demodulation step.
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • the receiving apparatus detects the presence or absence of an interfering wave for each sample in the time axis region, estimates the interfering power based on the number of samples with an interfering wave included in the FFT sample period of the OFDM symbol, and performs LDPC decoding.
  • an OFDM receiver that has a function to estimate reliability information to be used based on interference power and requires highly accurate reliability information such as DVB-T2, and in devices in a wide range of fields such as measurement It is beneficial.

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Abstract

　直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波を復調する復調部を備え、受信するフレーム構成に依存せずに信頼性情報を推定可能な受信装置（１０）であって、復調部（１１）は、受信装置（１０）が受信した変調波である受信変調波のサンプルごとの受信電力が閾値を超えることで、受信変調波が妨害波を含むことを検出した場合に、閾値を超えた受信信号を所定値に置き換える処理である置換処理を行う妨害波検出部（１０２）と、受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルにおいて、置換処理が行われたサンプル数に基づいて、ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を推定する第一妨害波電力推定部（１０４）と、妨害波検出部（１０２）が置換処理を行った後の受信変調波に対して、第一妨害波電力推定部（１０４）が推定した妨害波電力に基づいた復調処理を行うことで受信変調波を復調し復調データを生成する復調データ生成部（１２）とを備える。

Description

受信装置、集積回路、受信方法、及び、プログラム
　本発明は、受信装置、集積回路、受信方法、及び、プログラムに関する。特に、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波を復調する復調部を備える受信装置、集積回路、受信方法、及び、プログラムに関する。
　現在、地上デジタル放送をはじめＩＥＥＥ８０２．１１ａといった様々なデジタル通信において、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ、Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）が伝送方式として広く採用されている。
　ＯＦＤＭ受信装置の一例として、算出した雑音電力を用いて信頼性情報を生成し、この信頼性情報を利用して、ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ　Ｄｅｎｓｉｔｙ　Ｐａｒｉｔｙ　Ｃｈｅｃｋ）符号を用いた高精度の誤り訂正を可能とするものがある（例えば、特許文献１）。特許文献１に開示される技術によれば、具体的には、パイロット信号、またはＯＦＤＭ帯域外スペクトルから算出される雑音電力に対し、シンボル方向に平均した雑音電力と１シンボルごとの雑音電力とを比較し、各シンボルにおける雑音電力が所定の閾値を上回った場合、インパルス妨害が存在すると判定すると共に、１シンボルごとの雑音電力値を信頼性情報生成で用いる。一方、各シンボルにおける雑音電力が所定の閾値を上回らない場合には、インパルス妨害が存在しないと判定すると共に、シンボル方向に平均した雑音電力値を信頼性情報生成で用いる。これにより、局所的に生じる雑音電力の増加に対しても、適切な信頼性情報を生成することができ、ＬＤＰＣ復号の性能を向上させることができる。しかし、特許文献１には、具体的なシンボル単位の雑音電力算出方法について言及されていない。
　ここでインパルス妨害とは、不規則、かつランダムなレベルの妨害信号である。インパルス雑音は、例えば、家電の電源のＯＮ／ＯＦＦ、照明器具または車のイグニッションによってインパルス状に発生するため、インパルス雑音が存在するシンボルで雑音電力が局所的に増加する。
　また、信頼性情報推定に必要な各シンボルに存在する雑音電力を評価する手法がある（例えば、特許文献２）。特許文献２によれば、日本の地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ－Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｓｅｒｖｉｃｅｓ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ－Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）において、所定のサブキャリアに時間方向に連続に挿入されているＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ　Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ　Ｃｏｎｔｒｏｌ）信号とＡＣ（Ａｕｘｉｌｉａｒｙ　Ｃｈａｎｎｅｌ）信号のいずれか一方、もしくは両方を用いて、受信品質を評価する。
欧州特許出願公開第２２４２２２６号明細書 特許第３７４０４６８号公報
　従来の雑音電力算出方法は、フレーム構成に依存するという問題がある。例えば、特許文献２で開示されている雑音電力算出方法を用いるためには、ＯＦＤＭシンボルの各シンボルにＴＭＣＣ信号のような雑音電力算出に使用できる信号が配置されている必要がある。そのため、特許文献２の雑音電力算出方法を適用出来るか否かは受信する信号のフレーム構成に依存する。
　そこで本願発明は、受信するフレーム構成に依存せずに信頼性情報を推定可能な受信装置等を提供することを目的とする。
　上記課題を解決するために、本発明の一態様に係る受信装置は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波を復調する復調部を備える受信装置であって、前記復調部は、前記受信装置が受信した前記変調波である受信変調波のサンプルごとの受信電力が閾値を超えることで、前記受信変調波が妨害波を含むことを検出した場合に、前記閾値を超えた受信信号を所定値に置き換える処理である置換処理を行う妨害波検出部と、前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルにおいて、前記置換処理が行われたサンプル数に基づいて、前記ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を推定する第一妨害波電力推定部と、前記妨害波検出部が前記置換処理を行った後の前記受信変調波に対して、前記第一妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力に基づいた復調処理を行うことで前記受信変調波を復調し復調データを生成する復調データ生成部とを備える。
　上記の態様によれば、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数に基づき、妨害電力を算出することで、受信するフレーム構成に依存することなく妨害電力を算出でき、安定した受信が可能となる。
図１は、実施の形態１に係る受信装置の構成を表すブロック図である。 図２は、実施の形態１に係る復調部１１の構成を表すブロック図である。 図３Ａは、実施の形態１に係る妨害波検出部１０２の構成を表すブロック図である。 図３Ｂは、妨害波検出信号の一例を示す図である。 図４は、実施の形態１に係る時間軸処理部１０３の構成を表すブロック図である。 図５は、実施の形態１に係る妨害波電力推定部１０４の構成を表すブロック図である。 図６は、実施の形態１に係る信頼性推定部１０８の構成を表すブロック図である。 図７は、実施の形態２に係る受信装置の構成を表すブロック図である。 図８は、実施の形態２に係る復調部２１の構成を表すブロック図である。 図９は、実施の形態２に係る妨害波検出部２０２の構成を表すブロック図である。 図１０は、実施の形態２に係る妨害波電力推定部２０４の構成を表すブロック図である。 図１１は、実施の形態３に係る受信装置の構成を表すブロック図である。 図１２は、実施の形態３に係る復調部３１の構成を表すブロック図である。 図１３は、実施の形態３に係る妨害波電力推定部３０４の構成を表すブロック図である。 図１４Ａは、伝送路推定における補間処理にともなうＣＮＲの推移を表す模式図である。 図１４Ｂは、伝送路推定部１０６の構成の一例を表すブロック図である。 図１５は、実施の形態４に係る受信装置を表すブロック図である。 図１６は、実施の形態４に係る復調部４１の構成を表すブロック図である。 図１７は、実施の形態４に係る信頼性推定部４０８の構成を表すブロック図である。 図１８は、ＤＶＢ－Ｔ２方式におけるＤＶＢ－Ｔ２フレーム構造を表す模式図である。 図１９は、ＦＦＴサイズとＰ２シンボル数との関係を示す図である。 図２０は、ＤＶＢ－Ｔ２方式における伝送フォーマット（キャリア配置）を表す模式図である。 図２１は、ＳＰ信号が存在するキャリア間隔及びシンボル間隔の定義を表す模式図である。 図２２は、各パイロット（ＳＰ）パターンにおけるキャリア間隔及びシンボル間隔を表す図である。 図２３は、ＦＦＴサイズと使用されるＣＰグループとモジュロ演算に使用する値とを示す図である。 図２４は、パイロットパターンに対するＣＰグループの値（ＣＰ＿ｇ１、ＣＰ＿ｇ２、ＣＰ＿ｇ３）を示す図である。 図２５は、パイロットパターンに対するＣＰグループの値（ＣＰ＿ｇ４）を示す図である。 図２６は、パイロットパターンに対するＣＰグループの値（ＣＰ＿ｇ５）を示す図である。 図２７は、パイロットパターンに対するＣＰグループの値（ＣＰ＿ｇ６）を示す図である。 図２８は、Ｅｘｔｅｎｄｅｄモード時に付加されるＣＰキャリア位置を示す図である。 図２９は、各シンボルにおける各パイロット信号の配置を表す模式図である。 図３０は、一般的なＤＶＢ－Ｔ２受信装置を表す模式図である。
　（本発明の基礎となった知見）
　以下、本願発明の実施形態の説明に先立って、本願発明が適用可能なシステムの一例である、ＯＦＤＭ方式を採用するデジタルテレビ放送について図面を参照して説明する。
　ＯＦＤＭ方式は、複数の狭帯域デジタル変調信号を互いに直交する複数のサブキャリアを用いて周波数多重して送信する方式であることから、周波数の利用効率に優れた伝送方式である。
　また、ＯＦＤＭ方式では、１シンボル区間が有効シンボル区間とガードインターバル区間とからなり、シンボル内で周期性を有するように有効シンボル区間の一部の信号がガードインターバル区間に複写して挿入されている。このため、マルチパス干渉によって生じるシンボル間の干渉の影響を削減することが可能であり、マルチパス干渉に対しても優れた耐性を有している。
　近年、各国でアナログテレビ放送が停止され、世界的に周波数再編の動きが活発化しており、欧州では、ＤＶＢ－Ｔ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｉｄｅｏ　Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ　－　Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）によるＳＤ（Ｓｔａｎｄａｒｄ　Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ）放送に加え、ＨＤ（Ｈｉｇｈ　Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ）サービスに対する需要が高まっている。これらのことから、第二世代の欧州地上デジタル放送であるＤＶＢ－Ｔ２の規格化が進められ、現在既に一部の国でサービスが開始されている。
　ＤＶＢ－Ｔ２方式におけるＤＶＢ－Ｔ２フレーム構成を図１８に示す。ＤＶＢ－Ｔ２フレームは、Ｐ１シンボルとＰ２シンボルとデータシンボルとで構成されている。
　Ｐ１シンボルは、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）サイズが１ｋ（＝１０２４）で設定されており、（１）Ｐ２シンボルやデータシンボルのフォーマット（ＭＩＳＯ（Ｍｕｌｔｉ－Ｉｎｐｕｔ－Ｓｉｎｇｌｅ－Ｏｕｔｐｕｔ）、又は、ＳＩＳＯ（Ｓｉｎｇｌｅ－Ｉｎｐｕｔ－Ｓｉｎｇｌｅ－Ｏｕｔｐｕｔ）のどちらか）（２）Ｐ２シンボルおよびデータシンボルのＦＦＴサイズ（３）ＦＥＦ（Ｆｕｔｕｒｅ　Ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ　Ｆｒａｍｅｓ）が含まれるか否か、等の情報が含まれる。
　Ｐ２シンボルはデータシンボルと同じＦＦＴサイズが用いられ、等間隔のパイロットが挿入されている。ＦＦＴサイズが３２ＫでＳＩＳＯモードの時には、６サブキャリアごとにＰ２パイロットが存在する。また、上記以外のパラメータ時には、３サブキャリアごとにＰ２パイロットが存在する。Ｐ２シンボルは、データシンボルのパイロットパターンやキャリア拡張モード（Ｅｘｔｅｎｄｅｄモード、又は、Ｎｏｒｍａｌモードのどちらか）、フレーム当たりのシンボル数や変調方法等、受信のために必要なあらゆる送信パラメータ情報が付加されている。なお、Ｐ２シンボルのシンボル数は、図１９の表Ｔ１９０に示されるように、Ｐ２シンボルのＦＦＴサイズ毎に設定される。
　図２０に、ＤＶＢ－Ｔ２方式の送信フォーマットを示す。横軸はＯＦＤＭのキャリア（周波数）方向を示し、縦軸は、ＯＦＤＭシンボル（時間）方向を示している。図２０に示すように、データ信号に対して、ＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ　Ｐｉｌｏｔ）信号がシンボル方向およびキャリア方向に等間隔に挿入されている。また、特定のサブキャリアにおいて、ＣＰ（Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ　Ｐｉｌｏｔ）信号が時間方向に連続して挿入されている。ＳＰ信号の挿入パターンはＰＰ１からＰＰ８までの８種類あり、それぞれのパターンでシンボル方向およびキャリア方向の挿入間隔が異なる。図２１のように、ＳＰ信号が存在するキャリア位置のキャリア間隔およびシンボル間隔をそれぞれＤｘおよびＤｙと定義すると、ＰＰ１からＰＰ８までの各ＳＰパターンにおけるシンボル方向の挿入間隔Ｄｙ、および、キャリア方向の挿入間隔（Ｄｘ・Ｄｙ）は図２２に示される表Ｔ２２０のようになる。また、ＣＰ信号の挿入サブキャリア位置はＦＦＴサイズとＳＰパターンとによって決まっている。
　図２３に示されるＴ２３０と、図２４～図２８に示されるＴ２４０、Ｔ２５０、Ｔ２６０、Ｔ２７０およびＴ２８０おいてＣＰ信号位置を表す。なお、図２３は、図２４～図２８に示すＣＰ＿ｇ１からＣＰ＿ｇ６のグループにおいて、ＦＦＴサイズによっていずれのグループを用いるかを示している。さらに、図２３に示すＫ＿ｍｏｄによって、図２４～図２７で示された値のモジュロ演算（剰余演算）を実施した値が、ＣＰ信号が存在する有効サブキャリア番号を示すことになる。なお、ＦＦＴサイズが３２ｋの場合は、モジュロ演算は実施せず、図２４～図２７で示される値がそのままＣＰ信号が存在する有効サブキャリア番号となる。また、Ｅｘｔｅｎｄｅｄモードの場合は、図２８に示す有効サブキャリア番号が追加される。この図２８の値は、モジュロ演算する必要は無い。
　ここで、ＣＰ信号は時間方向に連続して挿入されているが、例外的にＣＰ信号が存在しないシンボルが存在する。例えば、Ｐ２シンボルおよびＦｒａｍｅ　ＣｌｏｓｅシンボルにはＣＰ信号が存在しない。フレームの最終シンボルは、送信フォーマットがＳＩＳＯの場合は、ガードインターバルとパイロットパターンとの組合せに応じて、通常のシンボルもしくはＦｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルのどちらかが規定される。また、送信フォーマットがＭＩＳＯの場合は、ＰＰ８を除き、Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルが規定される。Ｐ２シンボルおよびＦｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルを含む伝送フォーマットの模式図を図２９に示す。Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅ（ＦＣ）シンボルは、通常のｄａｔａシンボルに対し、図２９に示すようにパイロットが多く挿入される。これは伝送路特性の推定において、パイロット信号の伝送路特性の時間軸方向への補間が容易にできるようにするためである。ＳＰ信号以外に追加されたパイロットをＦＣ（Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅ）パイロットと呼ぶ。Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅシンボルは、ＦＣパイロットが追加されたため、ＣＰ信号が存在しない。一方でＰ２シンボルにおいても、Ｐ２パイロットが多く存在するため、ＣＰ信号が存在しない。
　図３０に従来のＤＶＢ－Ｔ２方式の受信構成の簡易的なブロック図の一例を示す。図３０に示されるように、従来のＤＶＢ－Ｔ２方式の受信構成は、Ａ／Ｄ変換部１００２と、時間軸処理部１００３と、ＦＦＴ部１００４と、伝送路推定部１００５と、等化部１００６と、誤り訂正部１００７と、信頼性推定部１００８と、誤り訂正部１００７とを備える。
　Ａ／Ｄ変換部１００２は、Ａ／Ｄ（アナログ―デジタル）変換された信号からＰ１シンボルの復調を実施する。
　時間軸処理部１００３は、Ｐ２シンボル及びデータシンボルに対し、キャリア周波数やサンプリング周波数の同期を取る。
　ＦＦＴ部１００４は、ＦＦＴを実施して周波数軸の信号に変換する。
　伝送路推定部１００５は、ＦＦＴ後の信号に含まれるＳＰ信号を基に伝送路特性を推定する。
　等化部１００６は、ＦＦＴ後の信号の歪補償（等化）を行う。
　誤り訂正部１００７は、誤り訂正を実施して、データを復調する。
　信頼性推定部１００８は、伝送路推定の際に信頼性情報を推定する。推定された信頼性情報は、誤り訂正部１００７での誤り訂正に用いられる。
　ＤＶＢ－Ｔ２においては、誤り訂正符号にＬＤＰＣ（Ｌｏｗ　Ｄｅｎｓｉｔｙ　Ｐａｒｉｔｙ　Ｃｈｅｃｋ）符号が採用されている。ＬＤＰＣ符号の復号には、対数尤度比の重み付けのためにデータの信頼性を表す情報である信頼性情報が必要となる。信頼性情報は、各シンボルで推定した信号電力と、熱雑音または妨害波の影響を含む雑音電力とから推定する。ＬＤＰＣ復号における誤り訂正の性能を上げるためには、受信伝搬状況を的確に信頼性情報として生成することが非常に重要な要素となる。
　信頼性情報推定に必要な各シンボルに存在する雑音電力を評価する手法としては、例えば、特許文献２が挙げられる。特許文献２に開示される技術は、日本の地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ－Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｓｅｒｖｉｃｅｓ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ－Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）において、所定のサブキャリアに時間方向に連続に挿入されているＴＭＣＣ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ　Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ　Ｃｏｎｔｒｏｌ）信号とＡＣ（Ａｕｘｉｌｉａｒｙ　Ｃｈａｎｎｅｌ）信号の少なくとも一方を用いて、受信品質を評価する技術である。具体的には、ＳＰ信号の伝送路特性を補間して得られた伝送路特性を用いてＴＭＣＣ信号を等化したものと、ＴＭＣＣ信号を差動復調して硬判定した信号との誤差から受信品質を算出する。補間誤差による劣化の影響を含む受信品質信号が検出されるため、精度の高い雑音推定を行うことができるという特徴がある。特許文献２に記載の雑音電力の算出方法をＤＶＢ－Ｔ２に適用しようとすると、ＴＭＣＣ信号の変わりにＣＰ信号を用いることで、ＣＰ信号が含まれるシンボルについては、同様の手法で評価することができる。一方、ＣＰ信号が含まれないシンボルについては、同様の手法で評価することができない。
　一方、信頼性情報に対して受信伝送路状態を反映しにくい受信環境の一つに、インパルス妨害環境がある。インパルス妨害とは、不規則、かつランダムなレベルの妨害信号で、家電の電源のＯＮ／ＯＦＦ、または、照明器具および車のイグニッションによってインパルス状に発生する。
　ＯＦＤＭ復調では、インパルス妨害がＦＦＴにより広い周波数帯域に拡散され、受信性能が劣化する。雑音電力の推移としては、妨害波が存在するシンボルで雑音電力が局所的に増加する。このため、信頼性情報の雑音電力の高精度化のために、シンボル間で雑音電力を平均化すると、インパルス妨害が存在するシンボルで、信頼性情報と実際の伝送環境との間に誤差が生じる。
　このようなインパルス妨害環境の影響を軽減させる手法としては、受信レベルが所定の値より大きい信号を消失させることで、受信性能を向上させる技術がある。この場合、受信レベルが大きいインパルス妨害成分を消失させているため、インパルス妨害信号自体は存在しなくなる。しかし、受信信号を消失させることで、所望のＯＦＤＭ信号そのものも消失させてしまうため、消失に伴い発生する雑音成分が残留してしまう。このため、シンボル間で雑音電力を平均化して得た信頼性情報と消失に伴い雑音成分が残留したシンボルにおける雑音電力との間に誤差が生じ、ＬＤＰＣ復号の性能を最大限に活かすことができない。
　そこで、このような局所的なシンボルにおける信頼性情報のずれをなくし、精度を上げるために有効な手法として、例えば、特許文献１に記載された方法がある。特許文献１では、パイロット信号、またはＯＦＤＭ帯域外スペクトルから算出される雑音電力に対し、シンボル方向に平均した雑音電力と１シンボルごとの雑音電力とを比較し、各シンボルにおける雑音電力が所定の閾値を上回った場合、インパルス妨害が存在すると判定すると共に、１シンボルごとの雑音電力値を信頼性情報生成で用い、閾値を上回らない場合には、インパルス妨害が存在しないと判定すると共に、シンボル方向に平均した雑音電力値を信頼性情報生成で用いている。この方法により、インパルス妨害が存在したり、信号を消失させたりすることで局所的に生じる雑音電力の増加に対しても、正しく雑音電力を求めることができ、精度の高い信頼性情報の生成により、ＬＤＰＣ復号の性能を向上させることができる。
　しかしながら、特許文献１には、具体的なシンボル単位の雑音電力算出方法が開示されていない。
　また、特許文献２に記載の高精度なシンボル単位の雑音電力の算出方法をＤＶＢ－Ｔ２方式に適用しようとすると、先述したようにＴＭＣＣ信号の代わりにＣＰ信号を用いることで、ＣＰ信号が存在するフレームに対しては雑音電力の算出が可能である。しかし、ＤＶＢ－Ｔ２方式のＤＶＢ－Ｔ２フレームでは、Ｐ２シンボル、およびＦｒａｍｅＣｌｏｓｅシンボルにＣＰ信号が配置されていない。このようなＣＰ信号が配置されていないシンボルでは、ＣＰ信号を用いた雑音電力の算出を行うことができず、そのシンボルにおいてはシンボル方向に平均した雑音電力を用いざるを得ない。その結果、ＣＰ信号が配置されていない等の理由により従来技術を用いたシンボル単位の雑音電力の算出を行うことができないシンボルにインパルス妨害や信号消失が存在すると、本来のそのシンボルの雑音電力と他シンボルを含めた平均した雑音電力との間にずれが発生し、ＬＤＰＣ復号に用いる信頼性情報の正確さが低下し、結果的に受信性能を劣化させてしまう。
　上記の課題を解決するために、本願発明の一様態に係る受信装置は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波を復調する復調部を備える受信装置であって、前記復調部は、前記受信装置が受信した前記変調波である受信変調波のサンプルごとの受信電力が閾値を超えることで、前記受信変調波が妨害波を含むことを検出した場合に、前記閾値を超えた受信信号を所定値に置き換える処理である置換処理を行う妨害波検出部と、前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルにおいて、前記置換処理が行われたサンプル数に基づいて、前記ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を推定する第一妨害波電力推定部と、前記妨害波検出部が前記置換処理を行った後の前記受信変調波に対して、前記第一妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力に基づいた復調処理を行うことで前記受信変調波を復調し復調データを生成する復調データ生成部とを備える。
　これによると、当該受信装置は、ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を、当該ＯＦＤＭシンボル内で受信電力が所定の閾値を越えたサンプルの数に基づいて算出することにより、当該ＯＦＤＭシンボルで伝送されている信号種別に依存することなく、ＯＦＤＭシンボル単位の妨害波電力の推定が可能となる。その結果、復調処理において、ＣＰ信号が配置されていないＯＦＤＭシンボルの妨害波電力として、受信電力が所定の閾値を越えたサンプルの数に基づいて算出された妨害波電力を用いることができ、ＣＰ信号が配置されていないＯＦＤＭシンボルにインパルス妨害または信号消失が存在しても、安定した受信が可能となる。
　つまり、従来であれば、当該ＯＦＤＭシンボルに含まれるＣＰ信号を用いた雑音電力の検出方法のように、特定の信号を含むＯＦＤＭシンボルに対して、当該特定の信号を用いた妨害波電力の推定が可能である。これに対し、本発明によれば、当該ＯＦＤＭシンボルで伝送されている信号種別に依存することなく、ＯＦＤＭシンボル単位の妨害波電力の推定が可能となる。
　また、例えば、前記復調データ生成部は、前記受信変調波に対して、前記第一妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力が大きいほど前記ＯＦＤＭシンボルの信頼性が低くなるように信頼性情報を推定する信頼性推定部と、前記受信変調波に対する前記復調処理として、前記信頼性推定部が推定した信頼性情報を用いて、前記受信変調波に含まれる誤りを訂正するための誤り訂正処理を行うことで、前記受信変調波の復調データを生成する誤り訂正部とを有するとしてもよい。
　これによると、復調処理として、例えば、ＣＰ信号を用いた雑音電力の検出方法を用いてそのシンボルにおける雑音推定が可能であるかに関わらず、推定した妨害電力を加味した雑音電力推定が実施でき、信頼性情報の生成ができるため、インパルス妨害または信号消失が存在しても、精度の高い信頼性情報に基づき誤り訂正が実施でき、安定した受信が可能となる。
　また、例えば、前記誤り訂正部は、前記受信変調波に対する前記復調処理として、前記信頼性推定部が推定した信頼性情報を用いて、ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ　Ｄｅｎｓｉｔｙ　Ｐａｒｉｔｙ　Ｃｈｅｃｋ）復調における対数尤度比の重み付け処理を行うことで、前記受信変調波の復調データを生成するとしてもよい。
　これによると、精度の高い信頼性情報を用いてＬＤＰＣ（Ｌｏｗ　Ｄｅｎｓｉｔｙ　Ｐａｒｉｔｙ　Ｃｈｅｃｋ）復調処理を行うことができる。ＬＤＰＣ復調処理では、入力される信頼性情報を加味した復調処理が可能であり、精度の高い信頼性情報を入力することで、より精度の高い復調処理を行うことができる。
　また、例えば、前記復調データ生成部は、前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルの開始タイミングを特定するＦＦＴ窓位置検出部と、前記ＦＦＴ窓位置検出部が特定した前記ＯＦＤＭシンボルの開始タイミングに基づいて、前記受信変調波に対しＦＦＴ（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を施すＦＦＴ部とを有し、前記ＦＦＴ処理が施された前記受信変調波に対して前記復調処理を行うことで復調データを生成するとしてもよい。
　これによると、実際にフーリエ変換されるシンボル期間に存在するインパルス妨害や信号消失を推定することができる。
　また、例えば、前記妨害波検出部は、前記置換処理として、前記閾値を超えた受信信号を所定値である０に置き換える処理を行うとしてもよい。
　これによると、妨害波が存在するサンプルを０にすることで、妨害電力の残留を軽減でき、安定した受信が可能となる。
　また、例えば、前記妨害波検出部は、前記置換処理として、前記閾値を超えた受信信号を所定値である前記閾値に置き換える処理を行うとしてもよい。
　これによると、妨害波が存在するサンプルを所定の値にすることで、妨害電力の残留を軽減でき、安定した受信が可能となる。
　また、例えば、前記復調部は、さらに、前記受信変調波に含まれる第一ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を、前記第一ＯＦＤＭシンボルと異なる第二ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力と、前記第二ＯＦＤＭシンボルに含まれる前記妨害波電力が前記第一ＯＦＤＭシンボルに及ぼす影響の大きさとに基づいて推定する第二妨害波電力推定部を備え、前記復調データ生成部は、前記受信変調波に含まれる少なくとも１つのＯＦＤＭシンボルからなる第一ＯＦＤＭシンボル群に対して前記第一妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力を考慮した誤り訂正を含む復調処理を行うことで、前記受信変調波の復調データを生成し、前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルのうち第一ＯＦＤＭシンボル群に含まれないＯＦＤＭシンボルからなる第二ＯＦＤＭシンボル群に対して前記第二妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力を考慮した誤り訂正を含む復調処理を行うことで、前記受信変調波の復調データを生成するとしてもよい。
　これによれば、シンボル毎に複数の妨害波電力推定方法から選択された適切な妨害波電力推定方法を用いて妨害波電力が算出でき、復調処理に用いることができ、妨害波電力を用いて効果的な復調が可能となり、安定した受信が可能となる。
　また、例えば、前記受信装置は、ＤＶＢ－Ｔ２（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｉｄｅｏ　Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ　-Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ　２）方式の放送波を前記変調波として受信し、前記復調データ生成部は、ＣＰ（Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ　Ｐｉｌｏｔ）信号を有するＯＦＤＭシンボルが含まれていないＯＦＤＭシンボル群を前記第一ＯＦＤＭシンボル群として用いて、前記受信変調波の復調データを生成するとしてもよい。
　これによれば、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数に基づき、妨害電力を算出することで、ＣＰ信号を用いた処理ができないシンボルにおいても、妨害電力が算出でき、復調処理に用いることができ、妨害電力を用いて効果的な復調が可能となり、安定した受信が可能となる。
　また、例えば、前記復調データ生成部は、ＤＶＢ－Ｔ２方式におけるＰ２シンボルまたはＦＣ（Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅ）シンボルを有するＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭシンボル群を前記第一ＯＦＤＭシンボル群として用いて、前記受信変調波の復調データを生成するとしてもよい。
　これによれば、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数に基づき、妨害電力を算出することで、ＣＰ信号を用いた処理ができないＰ２シンボルまたはＦＣシンボルにおいても、妨害電力が算出でき、復調処理に用いることができ、妨害電力を用いて効果的な復調が可能となり、安定した受信が可能となる。
　また、例えば、前記復調データ生成部は、さらに、前記第一妨害波電力推定部が推定した妨害電力を用いて、前記変調波の伝送路特性を推定する伝送路推定部を有し、前記復調データ生成部は、前記伝送路推定部が推定した伝送路特性に基づいた復調処理を行うことで前記受信変調波を復調し復調データを生成するとしてもよい。
　これによれば、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数に基づき、妨害電力を算出することで、そのシンボルにおいて雑音推定が可能であるかに関わらず、妨害電力が算出でき、その妨害電力に基づき効果的な伝送路推定が可能となり、安定した受信が可能となる。
　また、例えば、前記伝送路推定部は、前記伝送路特性の補間処理方法が互いに異なる複数の伝送路補間部を有し、前記第一妨害波電力推定部は、前記複数の伝送路推定補間部のそれぞれに対応する妨害電力を推定し、前記伝送路推定部は、前記第一妨害波電力推定部が推定した前記妨害電力に基づいて、前記複数の伝送路推定補間部の出力のいずれかを、前記伝送路特性として出力するとしてもよい。
　これによれば、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数に基づき、妨害電力を算出することで、そのシンボルにおいて雑音推定が可能であるかに関わらず妨害電力が算出でき、その妨害電力に基づき効果的な伝送路推定の補間方法の選択が可能となり、安定した受信が可能となる。
　また、例えば、前記第一妨害波電力推定部は、前記受信変調波に前記ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を、前記ＯＦＤＭシンボルにおいて前記置換処理が行われたサンプル数と、前記ＯＦＤＭシンボルにおけるＦＦＴサンプル数と、所定の係数とを用いて算出するとしてもよい。
　これによれば、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数と、ＦＦＴサンプル数と、所定の定数に関連した係数に基づき、精度よく妨害電力が算出でき、妨害電力を用いて効果的な復調が可能となり、安定した受信が可能となる。
　また、例えば、前記復調データ生成部は、さらに、前記受信変調波に含まれる第三ＯＦＤＭシンボルに含まれるパイロット信号を用いて算出した伝送路特性を用いた補間により、前記第三ＯＦＤＭシンボルの前方または後方に配置された第四ＯＦＤＭシンボルに含まれる各キャリアの伝送路特性を推定する伝送路推定部と、前記伝送路推定部が推定した伝送路特性を用いて、前記第四ＯＦＤＭシンボルの信号を補正する処理である等化処理を行う等化部と、前記等化部で補正された信号に対して、前記等化部で補正された信号の信頼性を表す信頼性情報を用いて誤り訂正を行う誤り訂正部と、前記妨害波電力推定部で推定した前記第三ＯＦＤＭシンボルの妨害波電力を用いて、前記第四ＯＦＤＭシンボルに含まれる信号の信頼性情報を推定する信頼性情報推定部とを有するとしてもよい。
　これによれば、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数に基づき、妨害電力を算出することで、そのシンボルにおいて雑音推定が可能であるかに関わらず、妨害電力が算出でき、その妨害電力に基づき効果的な他のＯＦＤＭシンボルの伝送路推定が可能となり、安定した受信が可能となる。
　また、本願発明の一様態である集積回路は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波を復調する復調部を備える集積回路であって、前記復調部は、前記受信装置が受信した前記変調波である受信変調波のサンプルごとの受信電力が閾値を超えることで、前記受信変調波が妨害波を含むことを検出した場合に、前記閾値を超えた受信信号を所定値に置き換える処理である置換処理を行う妨害波検出部と、前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルにおいて、前記置換処理が行われたサンプル数に基づいて、前記ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を推定する第一妨害波電力推定部と、前記妨害波検出部が前記置換処理を行った後の前記受信変調波に対して、前記第一妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力に基づいた復調処理を行うことで前記受信変調波を復調し復調データを生成する復調データ生成部とを備える。
　これによると、当該集積回路は、上記受信装置と同様の効果を奏する。
　また、本願発明の一様態である受信方法は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波を復調する復調ステップを含む受信方法であって、前記復調ステップにおいて、前記受信方法において受信された前記変調波である受信変調波のサンプルごとの受信電力が閾値を超えることで、前記受信変調波が妨害波を含むことを検出した場合に、前記閾値を超えた受信信号を所定値に置き換える処理である置換処理を行う妨害波検出ステップと、前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルにおいて、前記置換処理が行われたサンプル数に基づいて、前記ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を推定する第一妨害波電力推定ステップと、前記妨害波検出ステップにおいて前記置換処理が行われた後の前記受信変調波に対して、前記第一妨害波電力推定ステップにより推定された前記妨害波電力に基づいた復調処理を行うことで前記受信変調波を復調し復調データを生成する復調データ生成ステップとを含む。
　これによると、当該受信方法は、上記受信装置と同様の効果を奏する。
　また、本願発明の一様態であるプログラムは、上記受信方法をコンピュータに実行させる。
　これによると、上記受信装置と同様の効果を奏する。
　なお、これらの全般的または具体的な態様は、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラムまたは記録媒体で実現されてもよく、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラムまたは記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。
　以下、本願発明の実施形態について図面を参照して説明する。
　なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも本発明の一具体例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態、ステップ、ステップの順序などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。
　（実施の形態１）
　本願発明の一態様である受信装置の実施の形態１について、図１～図６を参照して説明する。ここでは一例として第二世代欧州地上デジタル放送規格であるＤＶＢ－Ｔ２方式を例に挙げて説明を行う。
　図１は、本願発明の実施の形態１における受信装置１０を示したブロック図である。受信装置１０は、アンテナ１と、チューナ２と、復調部１１と、デコード部３と、表示部４とを備える。
　アンテナ１は、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波を受信する。なお、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波の一例は、ＤＶＢ－Ｔ２方式の放送波である。
　チューナ２は、アンテナ１で受信された変調波から所望の受信チャンネルの受信信号を選択する。
　復調部１１は、チューナ２で選択された受信アナログ信号を復調する。
　デコード部３は、復調部１１で復調されたＨ．２６４等で圧縮された信号のデコードを行う。
　表示部４は、デコード部３でデコードされた映像・音声の出力を行う。
　図２は、実施の形態１に係る復調部１１の構成を表すブロック図である。復調部１１は、Ａ／Ｄ変換部１０１と、妨害波検出部１０２と、妨害波電力推定部１０４と、復調データ生成部１２とを備える。また、復調データ生成部１２は、時間軸処理部１０３と、ＦＦＴ部１０５と、伝送路推定部１０６と、等化部１０７と、信頼性推定部１０８と、誤り訂正部１０９とを備える。
　Ａ／Ｄ変換部１０１は、チューナ２の出力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、妨害波検出部１０２に出力する。
　妨害波検出部１０２は、Ａ／Ｄ変換部１０１でデジタル信号に変換された受信信号に含まれる妨害波を検出し、検出結果を妨害波電力推定部１０４へ出力するとともに、検出された妨害波を含む受信信号（サンプル）を所定の値に変換し、時間軸処理部１０３へ出力する。具体的な処理は後述する。
　時間軸処理部１０３は、妨害波検出部１０２の出力信号に対し、ＯＦＤＭシンボル期間におけるＦＦＴ処理の開始時間位置（以下、ＦＦＴ窓位置とする）を決定し、ＦＦＴ部１０５へ出力するとともに、妨害波電力推定部１０４へＦＦＴ窓位置情報を出力する。
　妨害波電力推定部１０４は、妨害波検出部１０２で妨害波処理された受信信号と時間軸処理部１０３から決定されたＦＦＴ窓位置情報を用いて、妨害電力を推定する。妨害波電力推定部１０４は、第一妨害波電力推定部に相当する。妨害波電力推定部１０４の具体的な処理は後述する。
　ＦＦＴ部１０５は、時間軸処理部１０３の出力信号をＦＦＴ窓位置信号に基づき、フーリエ変換して周波数軸の信号に変換し、伝送路推定部１０６と等化部１０７とへ出力する。
　伝送路推定部１０６は、ＦＦＴでフーリエ変換された信号に含まれるＳＰ信号を既知のＳＰ信号で除算して得た伝送路特性に対し、補間処理することにより、すべてのサブキャリアにおける伝送路特性を推定し、推定した伝送路特性を等化部１０７及び信頼性推定部１０８に出力する。
　等化部１０７は、ＦＦＴ部１０５の出力信号を、伝送路推定部１０６で推定した伝送路特性を用いて、伝送路で受けた位相及び振幅歪みを補正する。
　信頼性推定部１０８は、伝送路推定部１０６で推定された伝送路推定値と妨害波電力推定部１０４で推定された妨害電力とを用いて雑音電力を求め、この雑音電力から、誤り訂正部１０９で使用する信頼性情報を生成する。
　誤り訂正部１０９は、等化部１０７で補正された信号を信頼性推定部１０８で推定された信頼性情報を用いて誤りを訂正する。
　図３Ａに妨害波検出部１０２の構成図を示す。図３Ｂに、妨害波検出信号の一例を示す。
　図３Ａに示されるように、妨害波検出部１０２は、妨害波サンプル検出部１１１と、マスク処理部１１２とを備える。
　妨害波サンプル検出部１１１は、Ａ／Ｄ変換部１０１でデジタル信号に変換された受信信号（図３Ｂの（ａ））を所定の閾値と比較し、閾値を超えるレベルのサンプル位置を示す信号を生成し、受信信号と共にサンプル位置を示す信号をマスク処理部１１２へ出力する。閾値を超えるレベルのサンプル位置を示す信号として、以下の妨害波検出信号（Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ　Ｅｘｉｓｔ）（図３Ｂの（ｂ））を用いることができる。つまり、妨害波検出信号は、受信信号レベル（受信電力）が閾値レベルを超えるサンプルに対して、Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ　Ｅｘｉｓｔ＝１（妨害波あり）を出力する。また、受信信号レベルが閾値レベルを超えないサンプルに対して、Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ　Ｅｘｉｓｔ＝０（妨害波なし）を出力する。なお、受信信号レベルが閾値を超えるとは、符号がプラス側とマイナス側との両方の場合を含む。つまり、閾値Ｔｈが０より大きい値の場合、プラスの（０より大きい）受信信号レベルが閾値Ｔｈより大きいことと、マイナスの（０より小さい）受信信号レベルがマイナス側の閾値（－Ｔｈ）より小さいこととを含む。
　マスク処理部１１２は、妨害波検出結果でＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ　Ｅｘｉｓｔ＝１（妨害波あり）のサンプルにおいて、受信信号を０に置き換え（図３Ｂの（ｃ））、妨害波検出信号と共に時間軸処理部１０３及び妨害波電力推定部１０４へ出力する。
　図４に時間軸処理部１０３の構成を示す。時間軸処理部１０３は、同期部１２１とＦＦＴ窓位置検出部１２２とを備える。同期部１２１では、妨害波検出部１０２の出力信号をベースバンド信号に周波数変換し、キャリア周波数及びサンプリング周波数の同期を確立し、ＦＦＴ窓位置検出部１２２に出力する。ＦＦＴ窓位置検出部１２２では、時間軸信号をフーリエ変換するための、ＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴ窓位置を決定してＦＦＴ部１０５及び妨害波電力推定部１０４へ出力する。
　図５に妨害波電力推定部１０４の構成図を示す。妨害波電力推定部１０４は、妨害波サンプル数カウント部１３１と、妨害電力換算部１３２とを備える。
　妨害波サンプル数カウント部１３１では、妨害波検出部１０２で検出された妨害波検出信号に対し、ＦＦＴ窓位置検出部１２２で検出したＦＦＴ窓位置情報を用いて、ＦＦＴ処理をするＯＦＤＭシンボル区間に含まれる「妨害波あり」と判定されたサンプル数を妨害電力換算部１３２へ出力する。
　妨害電力換算部１３２では、妨害波サンプル数カウント部１３１でカウントしたＯＦＤＭシンボル区間に含まれる「妨害波あり」のサンプル数を用いて、そのＯＦＤＭシンボルに存在する妨害電力を推定して信頼性推定部１０８へ出力する。各部の詳細動作について、順を追って説明する。
　妨害波検出部１０２では、「妨害波あり」のサンプルに対して、受信信号レベルを０に置き換えるマスク処理を行っているため、妨害波サンプル数は、ＯＦＤＭ信号を消失させたことにより増加した雑音量に等しい。このため、ＯＦＤＭ信号電力をＰＯＦＤＭとおくと、ＯＦＤＭ信号の各サンプルの信号レベルはＰＯＦＤＭ／ＮＦＦＴとなる。このことから、ＯＦＤＭシンボルに含まれる「妨害波あり」のサンプル数ＮＩを基に、そのＯＦＤＭシンボルに増加する雑音量をＩＭａｓｋとすると、ＩＭａｓｋは（式１）で表すことができる。
　ＩＭａｓｋ=ＮＩ×ＰＯＦＤＭ／ＮＦＦＴ　　・・・（式１）
　妨害電力換算部１３２は、換算式（式１）を用いて各ＯＦＤＭシンボルで増加する雑音量を推定し、信頼性推定部１０８へ出力することで、信頼性情報の精度を上げて、受信性能を向上させる。
　図６に信頼性推定部１０８の構成図を示す。図６に示される信頼性推定部１０８は、雑音推定部１４１と、妨害電力加算部１４２と、信頼性情報換算部１４３とを備える。
　雑音推定部１４１は、ＦＦＴされた信号と、伝送路推定部１０６で推定された伝送路特性及び、既知のＣＰ信号とから、受信したＣＰ信号を基に、ＯＦＤＭシンボルに対して平均した雑音電力値（シンボル間平均雑音電力）を推定する。
　妨害電力加算部１４２は、推定されたシンボル間平均雑音電力に妨害波電力推定部１０４で推定した妨害電力を足し合わせて、妨害波の影響を加味したシンボル毎の雑音電力を出力する。
　信頼性情報換算部１４３は、伝送路推定部１０６で推定され伝送路特性を基にしたＯＦＤＭ信号電力と、妨害電力加算部１４２で算出された雑音電力とを用いて、ＬＤＰＣ復号に用いる信頼性情報を推定し、誤り訂正部１０９へ出力し、効果的な誤り訂正を実施する。
　なお、雑音推定部１４１における雑音推定としては、例えば特許文献１においてＴＭＣＣ信号をＣＰ信号として置き換えた構成が用いられる。具体的には、既知のＣＰ信号ＸＣＰと、受信信号ＹＣＰをＳＰ信号の補間による伝送路推定で求めた伝送路特性ＨＣＰで等化したものとを比較し、その誤差量をＣＰ信号の雑音電力として、ＯＦＤＭシンボルの雑音量として代表させて用いる。一部の信号（ＣＰ信号）で雑音量を算出しているため、熱雑音による雑音成分に対する推定精度を向上させるために、数シンボルに渡って累積して求めたシンボル間平均雑音電力ＮＡｃｃを用いる。
　なお、時間軸処理部１０３において、Ａ／Ｄ変換サンプリングレートから、ＯＦＤＭ信号のサンプリングレートへ変換する処理（レート変換）を実施する場合、受信信号に対して施されるレート変換を考慮して、妨害波電力推定部１０４において、妨害波検出信号に対しても、レート変換を踏まえてサンプルタイミングの処理を実施してもよい。また、レート変換後の信号を基に、妨害波検出部１０２で説明した妨害検出及び妨害検出サンプルに対する処理（０へ置換する処理）を実施してもよい。その場合、妨害検出信号は、レート変換の影響を考慮する必要はない。
　また、本実施の形態において、妨害波サンプル検出部１１１で検出した信号を基にマスク処理部１１２で０への置き換えを実施したが、閾値を越えたサンプルを０へ置換し、検出信号を出力するように、一括処理してもよい。
　なお、信頼性情報換算部１４３では、雑音電力及び信号電力以外の情報を用いて、信頼性情報を換算してもよい。たとえば、ドップラー周波数に伴い発生する周波数変動成分を用いることで、周波数変動に応じた信頼性情報を推定することができる。
　なお、妨害波サンプル数カウント部１３１において算出されたＯＦＤＭシンボルに含まれるサンプル数は、そのシンボルにおいて、ＯＦＤＭ信号を消失させたことにより局所的に増加する雑音量を示している。そのため、この妨害波サンプル数に応じて、様々なブロックにおいて、妨害波が存在する信号として用いてもよい。例えば、雑音推定部１４１におけるシンボル間の平均雑音量の算出において、所定の妨害波サンプル数を超えたシンボルの雑音量を平均処理に含まないようにしてもよい。
　なお、本実施例において、本発明の一態様を、誤り訂正方法または復調方法としてＬＤＰＣに適用する例を示したが、他の誤り訂正方法または復調方法に適用することも可能である。
　以上のように、本発明の一態様に係る受信装置によれば、当該受信装置は、ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を、当該ＯＦＤＭシンボル内で受信電力が所定の閾値を越えたサンプルの数に基づいて算出することにより、当該ＯＦＤＭシンボルで伝送されている信号種別に依存することなく、ＯＦＤＭシンボル単位の妨害波電力の推定が可能となる。その結果、復調処理において、ＣＰ信号が配置されていないＯＦＤＭシンボルの妨害波電力として、受信電力が所定の閾値を越えたサンプルの数に基づいて算出された妨害波電力を用いることができ、ＣＰ信号が配置されていないＯＦＤＭシンボルにインパルス妨害または信号消失が存在しても、安定した受信が可能となる。
　つまり、従来であれば、当該ＯＦＤＭシンボルに含まれるＣＰ信号を用いた雑音電力の検出方法のように、特定の信号を含むＯＦＤＭシンボルに対して、当該特定の信号を用いた妨害波電力の推定が可能である。これに対し、本発明によれば、当該ＯＦＤＭシンボルで伝送されている信号種別に依存することなく、ＯＦＤＭシンボル単位の妨害波電力の推定が可能となる。
　また、復調処理として、例えば、ＣＰ信号を用いた雑音電力の検出方法を用いてそのシンボルにおける雑音推定が可能であるかに関わらず、推定した妨害電力を加味した雑音電力推定が実施でき、信頼性情報の生成ができるため、インパルス妨害または信号消失が存在しても、精度の高い信頼性情報に基づき誤り訂正が実施でき、安定した受信が可能となる。
　また、精度の高い信頼性情報を用いてＬＤＰＣ（Ｌｏｗ　Ｄｅｎｓｉｔｙ　Ｐａｒｉｔｙ　Ｃｈｅｃｋ）復調処理を行うことができる。ＬＤＰＣ復調処理では、入力される信頼性情報を加味した復調処理が可能であり、精度の高い信頼性情報を入力することで、より精度の高い復調処理を行うことができる。
　また、実際にフーリエ変換されるシンボル期間に存在するインパルス妨害や信号消失を推定することができる。
　また、妨害波が存在するサンプルを０にすることで、妨害電力の残留を軽減でき、安定した受信が可能となる。
　また、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数に基づき、妨害電力を算出することで、そのシンボルにおいて雑音推定が可能であるかに関わらず、妨害電力が算出でき、その妨害電力に基づき効果的な伝送路推定が可能となり、安定した受信が可能となる。
　また、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数と、ＦＦＴサンプル数と、所定の定数に関連した係数に基づき、精度よく妨害電力が算出でき、妨害電力を用いて効果的な復調が可能となり、安定した受信が可能となる。
　（実施の形態２）
　本願発明の受信装置の実施の形態２について、図７～図１０を参照して説明する。図１～図６と同じ構成要素は、同じ符号を用い、説明を省略する。
　図７は、本願発明の実施の形態２における受信装置２０を示したブロック図であり、図８は、復調部２１の構成を示したブロック図である。ここで、図８は、図２に比べ、妨害波検出部２０２と妨害波電力推定部２０４とが異なるだけである。
　図９に妨害波検出部２０２の構成図を示す。妨害波検出部２０２は、妨害波サンプル検出部２１１と、クリップ処理部２１２とを備える。
　妨害波サンプル検出部２１１は、実施の形態１の妨害波サンプル検出部１１１と同様に、Ａ／Ｄ変換部でデジタル信号に変換された受信信号を所定の閾値と比較し、受信信号と共に、妨害波検出信号を出力する。
　クリップ処理部２１２は、妨害波検出結果でＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ　Ｅｘｉｓｔ＝１（妨害波あり）のサンプルにおいて、所定の値に置き換える。ここで、所定の値は、妨害波サンプル検出部２１１で用いた閾値と同じにしてもよい。なお、受信信号がマイナス側の閾値を超える場合には、当該処理において、マイナス側の閾値と同じにしてもよい。
　妨害波検出部２０２で出力された妨害波検出信号は、妨害波電力推定部２０４に出力される。図１０に妨害波電力推定部２０４の構成を表すブロック図を示す。妨害波電力推定部２０４は、妨害波サンプル数カウント部１３１と妨害電力換算部２３２とを備える。
　妨害波サンプル数カウント部１３１は、実施の形態１で述べたように、ＯＦＤＭシンボルに含まれる、妨害波有としたサンプル数をカウントし、妨害電力換算部２３２へ出力する。
　妨害電力換算部２３２は、妨害波サンプル数カウント部１３１で算出した妨害波有としたサンプル数を基に、そのＯＦＤＭ信号に含まれる妨害波電力を算出する。本実施の形態では、妨害波に対して、所定の値への変換（クリップ処理）を行っているため、ＯＦＤＭシンボルに、所定の値に相当する大きさの妨害波が妨害波サンプル数分存在していると考えることができる。ＯＦＤＭ信号電力をＰＯＦＤＭ、妨害波クリップした値の２乗をＡＣｌｉｐ×ＰＯＦＤＭとおくと、ＯＦＤＭ信号の各サンプルの信号レベルはＰＯＦＤＭ／ＮＦＦＴとなるのに対し、クリップした妨害波電力の信号レベルは、ＡＣｌｉｐ×ＰＯＦＤＭ／ＮＦＦＴとなる。よって、妨害波をクリップしたときの妨害波電力ＩＣｌｉｐは、（式２）で表すことができる。
　ＩＣｌｉｐ=ＮＩ×ＡＣｌｉｐ×ＰＯＦＤＭ／ＮＦＦＴ　　・・・（式２）
　この妨害電力を用いて、実施の形態１同様に、信頼性推定部１０８における妨害電力加算部１４２において、シンボルに含まれる妨害波成分を加味して、信頼性推定部において信頼性情報の精度を上げて、ＬＤＰＣ復号に用いることで、安定した受信が可能となる。
　なお、時間軸処理部１０３において、Ａ／Ｄ変換サンプリングレートから、ＯＦＤＭ信号のサンプリングレートへ変換する処理（レート変換）を実施する場合、受信信号に対して施されるレート変換を考慮して、妨害波電力推定部において、妨害波検出信号に対しても、レート変換を踏まえてサンプルタイミングの処理を実施してもよい。また、レート変換後の信号を基に、妨害波検出部２０２で説明した妨害検出及び妨害検出サンプルに対する処理（所定の値へ置換する処理）を実施してもよい。その場合、妨害検出信号は、レート変換の影響を考慮する必要はない。
　また、妨害波サンプル検出部２１１で検出した信号を基にクリップ処理部２１２で所定の値への置き換えを実施したが、閾値を越えたサンプルを所定の値へ置換し、検出信号を出力するように、一括処理してもよい。
　なお、式２における「妨害波あり」としたサンプルにおける妨害電力には、厳密にはＯＦＤＭ信号自体も含まれるため、ＯＦＤＭ信号成分を差し引いた構成としてもよい。
　以上のように、本発明の一態様に係る受信装置によれば、妨害波が存在するサンプルを所定の値にすることで、妨害電力の残留を軽減でき、安定した受信が可能となる。
　（実施の形態３）
　本願発明の受信装置の実施の形態３について、図１１～図１４Ａを参照して説明する。図１～図６と同じ構成要素は、同じ符号を用い、説明を省略する。
　図１１は、本願発明の実施の形態３における受信装置３０を示したブロック図であり、図１２は、復調部３１の構成を示すブロック図である。ここで、図１２で示す復調部３１は、実施の形態１の復調部１１に比べ、妨害波電力推定部３０４の構成が異なる。
　図１３に妨害波電力推定部３０４の構成図を示す。妨害波電力推定部３０４は、妨害波サンプル数カウント部１３１と、妨害電力換算部１３２と、第二妨害電力換算部３３２と、加算部３３３とを備える。なお、妨害波電力推定部３０４は、第二妨害波電力推定部に相当する。
　妨害波サンプル数カウント部１３１は、実施の形態１同様に、妨害波検出部１０２で検出された妨害波検出信号と、ＦＦＴ窓位置検出部１２２で検出されたＦＦＴを実施するＯＦＤＭシンボル位置を基に、ＯＦＤＭシンボルに含まれる「妨害波あり」のサンプル数をカウントし、妨害電力換算部１３２と第二妨害電力換算部３３２とへ出力する。
　妨害電力換算部１３２は、実施の形態１同様に、妨害波サンプル数カウント部１３１の出力から、受信したＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害電力を算出する。本実施の形態では、第二妨害電力換算部３３２を含むことが実施の形態１と異なる。
　第二妨害電力換算部３３２は、他のＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波から当該ＯＦＤＭシンボルへ発生する妨害電力を算出する。ここでは、伝送路推定における補間処理によって、等化部１０７で補正された他のＯＦＤＭシンボルへ妨害波の影響が拡散されることを考慮し、伝送路推定により発生する妨害波電力を推定する。
　加算部３３３は、妨害電力換算部１３２で推定した当該ＯＦＤＭシンボルの妨害電力と第二妨害電力換算部３３２で推定した他ＯＦＤＭシンボルからの妨害電力とを足し合わせて出力する。
　伝送路特性の推定は、時間軸（シンボル）方向、周波数軸（キャリア）方向に分散して存在するＳＰ信号やＰ２パイロット信号・ＦＣ信号の伝送路特性を補間することですべてのサブキャリアの伝送路特性を得ることである。補間に関しては、（Ａ）時間軸（シンボル）方向に補間した後、周波数軸（キャリア）方向に補間する方法、及び、（Ｂ）周波数軸（キャリア）方向にのみ補間する方法が存在する。
　図１４Ａに、インパルス妨害環境において、伝送路推定における補間処理として、（Ａ）時間軸補間及び周波数補間を用いた場合と、（Ｂ）周波数軸補間のみ（時間軸補間なし）を用いた場合のそれぞれにおける等化部１０７で補正後の各ＯＦＤＭシンボルのＣＮＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ　ｔｏ　Ｎｏｉｓｅｒａｔｉｏ）の推移を示す。グラフの横軸はシンボル方向（時間方向）、縦軸はＣＮＲを示している。星印（★）のタイミングでインパルス妨害が発生した場合、（Ｂ）周波数軸補間のみの場合は、インパルス妨害が発生したシンボルのみでＣＮＲが劣化することに対して、（Ａ）時間軸補間ありの場合は、インパルス妨害を受けたシンボルが補間処理に使われるため、妨害波による補間誤差が発生し、インパルス妨害が存在する前後のシンボルにおいてもＣＮＲが劣化することとなる。
　このことを踏まえ、本実施の形態においては、第二妨害電力換算部３３２では、伝送路推定による妨害波の影響を加味するため、（Ｂ）周波数軸補間のみの場合は、自シンボルにおける伝送路特性の影響を妨害電力として考慮する。また、（Ａ）時間軸補間＋周波数補間の場合は、妨害ありシンボルとその前後のシンボルの影響も妨害電力として考慮する。ここでは、妨害波サンプル数カウント部１３１で出力した妨害波サンプル数に対し、時間補間と同様の処理を施し、時間軸補間による妨害波の影響を含めた妨害サンプル数を推定し、補間誤差を加味した妨害電力を換算する。
　妨害波による伝送路推定への影響としては、先述したように、（Ａ）時間軸補間＋周波数軸補間と、（Ｂ）周波数軸補間のみの２パターンで考え方が異なる。以下、それぞれのパターンについて詳細を記載する。
　（（Ａ）時間軸補間＋周波数軸補間の場合）
　ＤＶＢ－Ｔ２方式では、ＳＰパターンが８種類ある。説明を簡単化するために、時間軸方向の直線補間する場合を例にして説明する。時間軸方向のＳＰキャリア間隔は、（１）２キャリアおき、又は（２）４キャリアおきの２種類が考えられる。よって、時間補間において妨害波の影響が拡散する範囲は、妨害波が検出されたシンボルを中心に、（１）の場合は前後それぞれ１シンボル、（２）の場合は前後それぞれ３シンボルとなる。よって、ｉシンボルにおける妨害波による伝送路推定誤差を見積もるための妨害波サンプル数（１）：ＮＨ＿ＴＦ２ｓｙｍ、及び、（２）：ＮＨ＿ＴＦ４ｓｙｍは、それぞれ以下のようになる。
　ＮＨ＿ＴＦ２ｓｙｍ（ｉ）
　=１／２×｛ＮＩ（ｉ）＋（１／２）２×（ＮＩ（ｉ－１）
　　＋ＮＩ（ｉ＋１））｝　　・・・（式３）
　ＮＨ＿ＴＦ４ｓｙｍ（ｉ）
　=１／４×｛ＮＩ（ｉ）＋（３／４）２×（ＮＩ（ｉ－１）
　　＋ＮＩ（ｉ＋１））＋（２／４）２×（ＮＩ（ｉ－２）＋ＮＩ（ｉ＋２））
　　＋（１／４）２×（ＮＩ（ｉ－３）＋ＮＩ（ｉ＋３））｝　　・・・（式４）
　（（Ｂ）周波数軸補間のみの場合）
　周波数軸補間のみ場合は、妨害波が存在するシンボル前後には影響が拡散しないため、ｉシンボルにおける伝送路推定における妨害波サンプル数ＮＨ＿Ｆ（ｉ）は、以下のようになる。
　ＮＨ＿Ｆ（ｉ）＝ＮＩ（ｉ）　　・・・（式５）
　先述のそれぞれの補間方法における妨害波サンプル数を基に、伝送路推定誤差を加味した妨害電力を算出するために、ＳＰ信号電力と補間フィルタ帯域に関連した雑音量の補正が必要となる。（Ａ）及び（Ｂ）の場合における、伝送路推定誤差を加味した妨害電力は、それぞれ（式６）及び（式７）のようになる。ただし、ＡＳＰはＳＰ信号のブースト、ＢＷＴは時間補間フィルタの帯域、ＢＷＦは周波数補間フィルタの帯域を示している。
　（Ａ）の場合
　ＩＨ＿ＴＦ＝（１／ＡＳＰ）×ＮＨ＿ＴＦ／ＮＦＦＴ×ＢＷＴ×ＢＷＦ　　・・・（式６）
　（Ｂ）の場合
　ＩＨ＿Ｆ＝（１／ＡＳＰ）×ＮＨ＿Ｆ／ＮＦＦＴ×ＢＷＦ　　・・・（式７）
　加算部３３３において、妨害電力部で推定された妨害電力にそれぞれの補間方式に対応した伝送路推定誤差を加味した妨害電力を足し合わせることで、ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害電力だけでなく、伝送路推定における妨害波の影響を含めた妨害電力を考慮することができる。この妨害電力を、信頼性推定部１０８における妨害電力加算部１４２において信頼性情報に的確に反映させることができるため、高精度な信頼性情報を得ることができ、その結果、効果的なＬＤＰＣ復号が可能となり、受信性能の向上が可能となる。
　なお、ここでは、加算部３３３において、妨害電力換算部１３２と第二妨害電力換算部３３２とを加算する構成としたが、どちらか一方を用いる構成としてもよい。
　また、ここでは、時間軸補間として、直線補間を用いて説明したが、これに限定されず、任意の補間方法（補間係数）を用いてよい。
　また、図１４Ａで示したように、補間方法によって妨害電力の影響が異なり、そもそもの信号品質が異なることを考慮し、算出した妨害電力を基に、補間方法を選択するようにしてもよい。具体的には、図１４Ｂに示される伝送路推定部２０６を用いてもよい。伝送路推定部２０６は、第一伝送路補間部１０６Ａ、第二伝送路補間部１０６Ｂ、及び、セレクタ１０６Ｓを備える。第一伝送路補間部１０６Ａ及び第二伝送路補間部１０６Ｂは、互いに異なる伝送路特性の推定を行う。セレクタ１０６Ｓは、第一伝送路補間部１０６Ａ及び第二伝送路補間部１０６Ｂの出力のいずれかを選択し、伝送路特性として出力する。このようにすることで、複数の伝送路特性を選択的に、復調処理の信頼性情報にとして用いることができる。なお、複数の伝送路補間部の出力のいずれかを選択するために、妨害波電力推定部が各補間処理方法に対応する妨害電力を推定するようにすることも可能である。
　なお、本実施の形態では、実施の形態１との差異として、妨害有サンプルを０にマスク処理した方法を用いて説明したが、実施の形態２の所定の値に置き換える形態を組み合わせてもよく、その場合は、実施の形態２で説明したように、（式３）～（式５）に所定の値を考慮すればよい。
　以上のように、本発明の一態様に係る受信装置によれば、シンボル毎に複数の妨害波電力推定方法から選択された適切な妨害波電力推定方法を用いて妨害波電力が算出でき、復調処理に用いることができ、妨害波電力を用いて効果的な復調が可能となり、安定した受信が可能となる。
　また、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数に基づき、妨害電力を算出することで、ＣＰ信号を用いた処理ができないシンボルにおいても、妨害電力が算出でき、復調処理に用いることができ、妨害電力を用いて効果的な復調が可能となり、安定した受信が可能となる。
　また、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数に基づき、妨害電力を算出することで、ＣＰ信号を用いた処理ができないＰ２シンボルまたはＦＣシンボルにおいても、妨害電力が算出でき、復調処理に用いることができ、妨害電力を用いて効果的な復調が可能となり、安定した受信が可能となる。
　また、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数に基づき、妨害電力を算出することで、そのシンボルにおいて雑音推定が可能であるかに関わらず妨害電力が算出でき、その妨害電力に基づき効果的な伝送路推定の補間方法の選択が可能となり、安定した受信が可能となる。
　（実施の形態４）
　本願発明の受信装置の実施の形態４について説明する。図１～図６と同じ構成要素は、同じ符号を用い、説明を省略する。
　図１５は、本願発明の実施の形態４における受信装置４０を示したブロック図であり、図１６は、復調部４１の構成を表すブロック図である。ここで、復調部４１は、実施の形態１で示す復調部１１と比べ、信頼性推定部４０８における、妨害電力の加算に関して異なる。
　図１７に信頼性推定部４０８の構成を表すブロック図を示す。信頼性推定部４０８は、雑音推定部４４１と、妨害電力加算部４４２と、信頼性情報換算部１４３とを備える。雑音推定部４４１では、シンボル方向に平均したシンボル平均雑音推定値とともに、シンボル方向に平均しないシンボル毎の雑音推定値を妨害電力加算部４４２へ出力する。
　妨害電力加算部４４２は、実施の形態１の妨害電力加算部１４２と比べ、処理するシンボルに応じて、妨害波電力推定部１０４で推定した妨害電力を加算するかしないかを選択する点が異なる。ここでは、Ｐ２シンボルをデコードされて得られた送信パラメータ情報や、Ｐ１信号を基準とした受信信号のシンボル番号を用いて、現在のシンボルの種類（Ｐ１シンボル、Ｐ２シンボル、データシンボル、または、ＦＣシンボル）から、特定のシンボルのときにシンボル平均雑音推定値に妨害電力を加算して出力し、特定のシンボル以外では、シンボル方向に平均しないシンボル毎の雑音推定値に妨害電力を加算せずに出力する。ＤＶＢ－Ｔ２方式における具体例を以下に示す。
　ＤＶＢ－Ｔ２方式では、Ｐ２シンボルとＦＣシンボルがＣＰ信号を含まないため、それらのシンボルにおいては、ＣＰ信号を用いた雑音電力の推定が行えない。一方で、その他のシンボルにおいては、シンボル毎にＣＰ信号を用いた雑音電力の推定が行える。よって、シンボル毎にＣＰ信号を用いた雑音電力の推定が行えないＰ２シンボルまたは、ＦＣシンボルにおいてシンボル方向に平均した雑音推定値に妨害電力を加算して出力するようにする。また、その他のシンボルは、シンボル方向に平均しないシンボル毎の雑音推定値に妨害電力を加算せずに出力するようにする。
　このことにより、シンボル毎に雑音推定が可能なシンボルにおいては、シンボル毎に算出した雑音推定値を用い、雑音推定が不可能なシンボルにおいては、平均した雑音推定値に対し、妨害電力を加えることで、信頼性情報に的確に雑音量を反映させることができる。そのため、高精度な信頼性情報を得ることができ、その結果、効果的なＬＤＰＣ復号が可能となり、受信性能の向上が可能となる。
　なお、Ｐ２シンボルやＦＣシンボルといった特定シンボル以外のシンボルにおいては、シンボル方向に平均しないシンボル毎の雑音推定値を用いたが、これに限られず、シンボル方向に平均した雑音推定値か平均しないシンボル毎の雑音推定値かを選択するようにしてもよい。例えば、両者を比べて１シンボル毎の雑音推定値が大きい場合には、１シンボル毎の雑音推定値を用い、それ以外は、平均した雑音推定値を用いてもよい。また、妨害波電力推定部１０４で推定した妨害サンプル数が所定の数以上の場合に１シンボル毎の雑音推定値を用い、それ以外は、平均した雑音推定値を用いるようにしてもよい。
　また、本実施の形態は、実施の形態１に対し、シンボルの種類に応じた妨害電力の加算の可否を選択する構成としたが、実施の形態２及び実施の形態３に対して適用してもよい。
　以上のように、本発明の一態様に係る受信装置によれば、ＯＦＤＭシンボル期間に含まれる所定の閾値を越えたサンプル数に基づき、妨害電力を算出することで、そのシンボルにおいて雑音推定が可能であるかに関わらず、妨害電力が算出でき、その妨害電力に基づき効果的な他のＯＦＤＭシンボルの伝送路推定が可能となり、安定した受信が可能となる。
　なお、実施の形態１～４におけるＯＦＤＭ受信装置の妨害電力の算出に関し、（式１）～（式３）などの妨害波電力の詳細は見積もらずに、妨害波電力の有無に応じて、信頼性情報の信頼性を他シンボルに比べて所定の値へ下げるという手法をとってもよい。例えば、ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波サンプル数が所定の閾値以上となる場合には、信頼性推定値を半分に落とすというようにしてもよい。この場合、詳細な妨害電力算出が不要なため、回路規模を削減できる。
　また、実施の形態１～４におけるＯＦＤＭ受信装置の各構成要素は、集積回路であるＬＳＩで実現してもよい。このとき、各構成要素は、個別に１チップ化されてもよいし、一部もしくは全てを含むように１チップ化されてもよい。また、ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限られるものではなく、専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセサを利用してもよい。さらに、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてあげられる。
　また、実施の形態１～４示した受信装置の動作の手順の少なくとも一部を受信プログラムに記載し、例えばＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）がメモリに記憶された当該プログラムを読み出して実行するようにしてもよいし、上記プログラムを記録媒体に保存して頒布等するようにしてもよい。
　また、実施の形態１～４の受信装置は、記載した受信処理の少なくとも一部を行う受信方法を用いて実現してもよい。
　また、実施の形態１～４を実現する受信処理の一部を行ういかなる受信装置、又は受信方法、又は集積回路、又はプログラムを組み合わせて実施の形態１～４を実現してもよい。例えば、上記の各実施の形態で説明した受信装置の構成の一部を受信装置又は集積回路で実現し、その一部を除く構成が行う動作の手順を受信プログラムに記載し、例えばＣＰＵがメモリに記憶された当該プログラムを読み出して実行することによって実現してもよい。
　また、本実施の形態１～４は、ＤＶＢ－Ｔ２方式について言及したが、これに限られない。ＤＶＢ－Ｔ２と同様に、妨害波による伝搬路変化に応じた雑音電力推定精度向上が有効なＯＦＤＭ通信の分野で適用できる。
　なお、上記各実施の形態において、各構成要素は、専用のハードウェアで構成されるか、各構成要素に適したソフトウェアプログラムを実行することによって実現されてもよい。各構成要素は、ＣＰＵまたはプロセッサなどのプログラム実行部が、ハードディスクまたは半導体メモリなどの記録媒体に記録されたソフトウェアプログラムを読み出して実行することによって実現されてもよい。ここで、上記各実施の形態の画像復号化装置などを実現するソフトウェアは、次のようなプログラムである。
　すなわち、このプログラムは、コンピュータに、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波を復調する復調ステップを含む受信方法であって、前記復調ステップにおいて、前記受信方法において受信された前記変調波である受信変調波のサンプルごとの受信電力が閾値を超えることで、前記受信変調波が妨害波を含むことを検出した場合に、前記閾値を超えた受信信号を所定値に置き換える処理である置換処理を行う妨害波検出ステップと、前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルにおいて、前記置換処理が行われたサンプル数に基づいて、前記ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を推定する第一妨害波電力推定ステップと、前記妨害波検出ステップにおいて前記置換処理が行われた後の前記受信変調波に対して、前記第一妨害波電力推定ステップにより推定された前記妨害波電力に基づいた復調処理を行うことで前記受信変調波を復調し復調データを生成する復調データ生成ステップとを実行させる。
　以上、本発明の部品実装方法について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、この実施の形態に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態に施したものや、異なる実施の形態における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本発明の範囲内に含まれる。
　本願発明にかかる受信装置は、時間軸領域において妨害波の有無をサンプルごとに検出し、ＯＦＤＭシンボルのＦＦＴサンプル期間に含まれる妨害波有のサンプル数を基に妨害電力を推定し、ＬＤＰＣ復号に用いる信頼性情報の推定を妨害電力を踏まえて実施する機能を有し、ＤＶＢ－Ｔ２をはじめとした高精度な信頼性情報が必要なＯＦＤＭ受信装置、さらには、測定等の幅広い分野の装置において有益である。
　１　アンテナ
　２　チューナ
　３　デコード部
　４　表示部
　１０、２０、３０、４０　受信装置
　１１、２１、３１、４１　復調部
　１２、２２、３２、４２　復調データ生成部
　１０１　Ａ／Ｄ変換部
　１０２　妨害波検出部
　１０３　時間軸処理部
　１０４　妨害波電力推定部
　１０５　ＦＦＴ部
　１０６　伝送路推定部
　１０７　等化部
　１０８　信頼性推定部
　１０９　誤り訂正部
　１１１　妨害波サンプル検出部
　１１２　マスク処理部
　１２１　同期部
　１２２　ＦＦＴ窓位置検出部
　１３１　妨害波サンプル数カウント部
　１３２　妨害電力換算部
　１４１　雑音推定部
　１４２　妨害電力加算部
　１４３　信頼性情報換算部
　２０２　妨害波検出部
　２０４　妨害波電力推定部
　２１１　妨害波サンプル検出部
　２１２　クリップ処理部
　２３２　妨害電力換算部
　３０４　妨害波電力推定部
　３３２　第二妨害電力換算部
　３３３　加算部
　４０８　信頼性推定部
　４４１　雑音推定部
　４４２　妨害電力加算部
　１００２　Ａ／Ｄ変換部
　１００３　時間軸処理部
　１００４　ＦＦＴ部
　１００５　伝送路推定部
　１００６　等化部
　１００７　誤り訂正部
　１００８　信頼性推定部
 

Claims (16)

  1. 　直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波を復調する復調部を備える受信装置であって、
    　前記復調部は、
    　前記受信装置が受信した前記変調波である受信変調波のサンプルごとの受信電力が閾値を超えることで、前記受信変調波が妨害波を含むことを検出した場合に、前記閾値を超えた受信信号を所定値に置き換える処理である置換処理を行う妨害波検出部と、
    　前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルにおいて、前記置換処理が行われたサンプル数に基づいて、前記ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を推定する第一妨害波電力推定部と、
    　前記妨害波検出部が前記置換処理を行った後の前記受信変調波に対して、前記第一妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力に基づいた復調処理を行うことで前記受信変調波を復調し復調データを生成する復調データ生成部とを備える
    　受信装置。
  2. 　前記復調データ生成部は、
    　前記受信変調波に対して、前記第一妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力が大きいほど前記ＯＦＤＭシンボルの信頼性が低くなるように信頼性情報を推定する信頼性推定部と、
    　前記受信変調波に対する前記復調処理として、前記信頼性推定部が推定した信頼性情報を用いて、前記受信変調波に含まれる誤りを訂正するための誤り訂正処理を行うことで、前記受信変調波の復調データを生成する誤り訂正部とを有する
    　請求項１に記載の受信装置。
  3. 　前記誤り訂正部は、
    　前記受信変調波に対する前記復調処理として、前記信頼性推定部が推定した信頼性情報を用いて、ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ　Ｄｅｎｓｉｔｙ　Ｐａｒｉｔｙ　Ｃｈｅｃｋ）復調における対数尤度比の重み付け処理を行うことで、前記受信変調波の復調データを生成する
    　請求項２に記載の受信装置。
  4. 　前記復調データ生成部は、
    　前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルの開始タイミングを特定するＦＦＴ窓位置検出部と、
    　前記ＦＦＴ窓位置検出部が特定した前記ＯＦＤＭシンボルの開始タイミングに基づいて、前記受信変調波に対しＦＦＴ（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を施すＦＦＴ部とを有し、
    　前記ＦＦＴ処理が施された前記受信変調波に対して前記復調処理を行うことで復調データを生成する
    　請求項１～３のいずれか１項に記載の受信装置。
  5. 　前記妨害波検出部は、
    　前記置換処理として、前記閾値を超えた受信信号を所定値である０に置き換える処理を行う
    　請求項１～４のいずれか１項に記載の受信装置。
  6. 　前記妨害波検出部は、
    　前記置換処理として、前記閾値を超えた受信信号を所定値である前記閾値に置き換える処理を行う
    　請求項１～４のいずれか１項に記載の受信装置。
  7. 　前記復調部は、さらに、
    　前記受信変調波に含まれる第一ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を、前記第一ＯＦＤＭシンボルと異なる第二ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力と、前記第二ＯＦＤＭシンボルに含まれる前記妨害波電力が前記第一ＯＦＤＭシンボルに及ぼす影響の大きさとに基づいて推定する第二妨害波電力推定部を備え、
    　前記復調データ生成部は、
    　前記受信変調波に含まれる少なくとも１つのＯＦＤＭシンボルからなる第一ＯＦＤＭシンボル群に対して前記第一妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力を考慮した誤り訂正を含む復調処理を行うことで、前記受信変調波の復調データを生成し、前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルのうち第一ＯＦＤＭシンボル群に含まれないＯＦＤＭシンボルからなる第二ＯＦＤＭシンボル群に対して前記第二妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力を考慮した誤り訂正を含む復調処理を行うことで、前記受信変調波の復調データを生成する
    　請求項１～６のいずれか１項に記載の受信装置。
  8. 　前記受信装置は、
    　ＤＶＢ－Ｔ２（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｉｄｅｏ　Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ　-Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ　２）方式の放送波を前記変調波として受信し、
    　前記復調データ生成部は、
    　ＣＰ（Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ　Ｐｉｌｏｔ）信号を有するＯＦＤＭシンボルが含まれていないＯＦＤＭシンボル群を前記第一ＯＦＤＭシンボル群として用いて、前記受信変調波の復調データを生成する
    　請求項７に記載の受信装置。
  9. 　前記復調データ生成部は、
    　ＤＶＢ－Ｔ２方式におけるＰ２シンボルまたはＦＣ（Ｆｒａｍｅ　Ｃｌｏｓｅ）シンボルを有するＯＦＤＭシンボルを含むＯＦＤＭシンボル群を前記第一ＯＦＤＭシンボル群として用いて、前記受信変調波の復調データを生成する
    　請求項７または請求項８に記載の受信装置。
  10. 　前記復調データ生成部は、さらに、
    　前記第一妨害波電力推定部が推定した妨害電力を用いて、前記変調波の伝送路特性を推定する伝送路推定部を有し、
    　前記復調データ生成部は、前記伝送路推定部が推定した伝送路特性に基づいた復調処理を行うことで前記受信変調波を復調し復調データを生成する
    　請求項１～９のいずれか１項に記載の受信装置。
  11. 　前記伝送路推定部は、
    　前記伝送路特性の補間処理方法が互いに異なる複数の伝送路補間部を有し、
    　前記第一妨害波電力推定部は、
    　前記複数の伝送路推定補間部のそれぞれに対応する妨害電力を推定し、
    　前記伝送路推定部は、
    　前記第一妨害波電力推定部が推定した前記妨害電力に基づいて、前記複数の伝送路推定補間部の出力のいずれかを、前記伝送路特性として出力する
    　請求項１０に記載の受信装置。
  12. 　前記第一妨害波電力推定部は、
    　前記受信変調波に前記ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を、前記ＯＦＤＭシンボルにおいて前記置換処理が行われたサンプル数と、前記ＯＦＤＭシンボルにおけるＦＦＴサンプル数と、所定の係数とを用いて算出する
    　請求項１～１１のいずれか１項に記載の受信装置。
  13. 　前記復調データ生成部は、さらに、
    　前記受信変調波に含まれる第三ＯＦＤＭシンボルに含まれるパイロット信号を用いて算出した伝送路特性を用いた補間により、前記第三ＯＦＤＭシンボルの前方または後方に配置された第四ＯＦＤＭシンボルに含まれる各キャリアの伝送路特性を推定する伝送路推定部と、
    　前記伝送路推定部が推定した伝送路特性を用いて、前記第四ＯＦＤＭシンボルの信号を補正する処理である等化処理を行う等化部と、
    　前記等化部で補正された信号に対して、前記等化部で補正された信号の信頼性を表す信頼性情報を用いて誤り訂正を行う誤り訂正部と、
    　前記妨害波電力推定部で推定した前記第三ＯＦＤＭシンボルの妨害波電力を用いて、前記第四ＯＦＤＭシンボルに含まれる信号の信頼性情報を推定する信頼性情報推定部とを有する
    　請求項１に記載の受信装置。
  14. 　直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波を復調する復調部を備える集積回路であって、
    　前記復調部は、
    　前記受信装置が受信した前記変調波である受信変調波のサンプルごとの受信電力が閾値を超えることで、前記受信変調波が妨害波を含むことを検出した場合に、前記閾値を超えた受信信号を所定値に置き換える処理である置換処理を行う妨害波検出部と、
    　前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルにおいて、前記置換処理が行われたサンプル数に基づいて、前記ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を推定する第一妨害波電力推定部と、
    　前記妨害波検出部が前記置換処理を行った後の前記受信変調波に対して、前記第一妨害波電力推定部が推定した前記妨害波電力に基づいた復調処理を行うことで前記受信変調波を復調し復調データを生成する復調データ生成部とを備える
    　集積回路。
  15. 　直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）で変調された変調波を復調する復調ステップを含む受信方法であって、
    　前記復調ステップにおいて、
    　前記受信方法において受信された前記変調波である受信変調波のサンプルごとの受信電力が閾値を超えることで、前記受信変調波が妨害波を含むことを検出した場合に、前記閾値を超えた受信信号を所定値に置き換える処理である置換処理を行う妨害波検出ステップと、
    　前記受信変調波に含まれるＯＦＤＭシンボルにおいて、前記置換処理が行われたサンプル数に基づいて、前記ＯＦＤＭシンボルに含まれる妨害波電力を推定する第一妨害波電力推定ステップと、
    　前記妨害波検出ステップにおいて前記置換処理が行われた後の前記受信変調波に対して、前記第一妨害波電力推定ステップにより推定された前記妨害波電力に基づいた復調処理を行うことで前記受信変調波を復調し復調データを生成する復調データ生成ステップとを含む
    　受信方法。
  16. 　請求項１５に記載の受信方法をコンピュータに実行させるためのプログラム。
     
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