WO2013051616A1 - インバータ装置 - Google Patents

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axis
axis current
inverter
calculated
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PCT/JP2012/075669
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渡邊　恭平
謙一 相場
貴之 鷹繁
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Mitsubishi Heavy Industries Thermal Systems Ltd
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Mitsubishi Heavy Industries Automotive Thermal Systems Co Ltd
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    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter

Definitions

  • the present invention relates to an inverter device.
  • V / f vector control is known as a motor drive control method using an inverter device (see, for example, Patent Document 1). Further, in V / f vector control, overmodulation control, which is a control method for setting the voltage utilization rate to 1 or more, is known (see, for example, Patent Document 2).
  • Patent Document 3 discloses a method for detecting a three-phase alternating current using a single current sensor provided on the input side of the inverter. Specifically, Patent Document 3 uses the fact that two-phase current information appears in the DC current of the PWM inverter due to the on / off of the switching element corresponding to each phase included in the inverter. Originally, a technique for distributing a sampled DC input current for each phase and detecting it as a three-phase current detection value is disclosed.
  • an inverter for converting a DC voltage input via a DC bus into a three-phase AC voltage and outputting the same to a motor, inverter control means for controlling the inverter, and a DC flowing through the DC bus.
  • Current detection means for detecting a current
  • the inverter control means previously holds a ⁇ -axis current calculation formula including the DC current as a parameter, and the DC detection detected by the current detection means in the ⁇ -axis current calculation formula
  • the inverter device includes first current calculation means for calculating a ⁇ -axis current using a current.
  • the ⁇ -axis current calculation means has an arithmetic expression for calculating the ⁇ -axis current with the DC current as a parameter in advance, and calculates the ⁇ -axis current using this arithmetic expression. If a direct current can be detected, a ⁇ -axis current can be obtained. As a result, only one current sensor is provided as a current sensor, and a ⁇ -axis current can be obtained in all periods in which overmodulation control is performed.
  • the DC current parameter includes a parameter relating to a DC current determined using the DC current, such as an average DC current obtained by averaging the DC current.
  • the ⁇ -axis current calculation formula is derived from, for example, the relationship between the average DC current and the ⁇ -axis current with respect to the motor torque when the line voltage and the motor rotation shaft speed are changed, respectively. Is the formula.
  • the inverter control means includes second current calculation means for calculating a three-phase AC current from the DC current detected by the current detection means and calculating a ⁇ -axis current from the three-phase AC current. It is good.
  • the inverter control means includes V / f control means for inputting the ⁇ -axis current calculated by the first current calculation means and the ⁇ -axis current calculated by the second current calculation means,
  • the V / f control means includes a power supply frequency command calculating means for calculating a power supply frequency command using a ⁇ -axis current and the motor speed command, an operation including an integral term of the ⁇ -axis current and the power supply frequency command as parameters.
  • a ⁇ -axis voltage command calculation unit that calculates a ⁇ -axis voltage command using an equation, and a ⁇ -axis voltage command calculation unit that calculates a ⁇ -axis voltage command using a linear function of the ⁇ -axis current may be included.
  • the second current calculation unit outputs the previous value held without performing the calculation process, thereby reducing the processing load and the power consumption.
  • the “first period” is equal to or less than the upper limit of the duty ratio that can ensure the time required for the inverter control device (for example, CPU) to detect the current value, and the inverter control device This is a period that is equal to or greater than the lower limit of the duty ratio that can secure the time required to detect the current value.
  • the second current calculation means performs the ⁇ -axis current calculation process in a period in which the duty ratio is 100% and 0% in one electrical angle cycle.
  • the ⁇ -axis voltage command calculation means may stop and calculate the ⁇ -axis voltage command using a constant value preset in the integral term of the ⁇ -axis current.
  • the ⁇ -axis current calculation process is stopped and ⁇ in the V / f control means is stopped. Since the calculation process of the integral term of the shaft current is stopped, the calculation process can be simplified and the processing load on the inverter control means can be reduced.
  • the ⁇ -axis voltage command calculation means may output a constant value preset as the ⁇ -axis voltage command.
  • the inverter control unit receives the ⁇ -axis current calculated by the first current calculation unit, and calculates a power frequency command using the ⁇ -axis current and the motor speed command.
  • an ⁇ -axis current calculation formula including, as parameters, an f control means, a line voltage and the power supply frequency command calculated by the V / f control means, and the ⁇ -axis current calculation formula includes the line voltage
  • a third current calculating unit that calculates a ⁇ -axis current using the command value or the measured value and the power supply frequency command calculated by the V / f control unit may be provided.
  • the third current calculating means has an arithmetic expression for calculating the ⁇ -axis current in advance, and calculates the ⁇ -axis current using this arithmetic expression.
  • the third current calculating means has an arithmetic expression for calculating the ⁇ -axis current in advance, and calculates the ⁇ -axis current using this arithmetic expression.
  • the ⁇ -axis current calculation formula is, for example, a formula derived from the relationship obtained by obtaining the relationship of the ⁇ -axis current with respect to the motor torque when the line voltage and the motor rotation shaft speed are respectively changed. is there.
  • the inverter device calculates a three-phase alternating current from the direct current detected by the current detecting means, calculates a ⁇ -axis current from the three-phase alternating current, and the calculated three-phase alternating current.
  • Second current calculating means for calculating the ⁇ -axis current from the first current calculating means, the second current calculating means for calculating the ⁇ -axis current from the first current calculating means, and the third current calculating means for calculating the ⁇ -axis current.
  • the ⁇ -axis current is calculated by the fourth current calculation unit and the ⁇ -axis current is calculated by the second current calculation unit. Good.
  • the fourth current calculation means calculates the ⁇ -axis current. And calculating the ⁇ -axis current by the second current calculation means, calculating the ⁇ -axis current by the first current calculation means in a period other than the first period, and by the third current calculation means.
  • the ⁇ -axis current may be calculated.
  • FIG. 1 It is the figure which showed schematic structure of the inverter apparatus which concerns on 1st Embodiment of this invention. It is the functional block diagram which expanded and showed the function with which the inverter control apparatus shown in FIG. 1 is provided. It is the figure which showed the relationship between the average direct current with respect to the motor torque when changing each of the line voltage command effective value and the rotational axis speed of the motor, and the ⁇ -axis current and the ⁇ -axis current. It is the figure which showed the relationship between the average direct current with respect to the motor torque when changing each of the line voltage command effective value and the rotational axis speed of the motor, and the ⁇ -axis current and the ⁇ -axis current.
  • FIG. 6 is a diagram showing a relationship between an average value of ⁇ -axis current obtained from the relationships shown in FIGS. 3 to 5 and a line voltage command effective value / rotational shaft speed of the motor. It is the figure which showed an example of the PWM signal of the negative side switch of U phase in the time of overmodulation control, V phase, and W phase. It is the block diagram which showed schematic structure of the inverter apparatus which concerns on 2nd Embodiment of this invention. It is a figure for demonstrating a 1st period. It is the block diagram which showed schematic structure of the inverter apparatus which concerns on 3rd Embodiment of this invention.
  • an inverter device according to the present invention is applied to a compressor motor used in an in-vehicle air conditioner
  • the inverter device according to the present invention is not applied only to the compressor motor described below, but can be widely applied to all motors.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of an inverter device according to a first embodiment of the present invention.
  • an inverter device 1 includes an inverter 2 that converts a DC voltage VDC input from a DC power supply 5 via a DC bus L into a three-phase AC voltage and outputs the three-phase AC voltage to the compressor motor 4; And an inverter control device 3 for controlling the inverter 2.
  • the inverter 2 includes upper-arm switching elements S 1u , S 1v , S 1w and lower-arm switching elements S 2u , S 2v , S 2w provided corresponding to the respective phases. By controlling the elements by the inverter control device 3, a three-phase AC voltage supplied to the compressor motor 4 is generated.
  • the inverter device 1 includes a current sensor (current detection means) 6 for detecting a direct current i sh flowing through the direct current bus L and a voltage sensor 8 for detecting an input direct current voltage V DC of the inverter 2.
  • the DC current i sh detected by the current sensor 6 and the DC voltage V DC detected by the voltage sensor 8 are input to the inverter control device 3.
  • an example of the current sensor 6 is a shunt resistor.
  • the current sensor 6 is provided on the negative electrode side of the DC power source 5, but may be provided on the positive electrode side.
  • the inverter control device 3 is, for example, an MPU (Micro Processing Unit), and has a computer-readable recording medium in which a program for executing each process described below is recorded. The following processing is realized by reading the program recorded in the main memory device such as a RAM and executing it.
  • the computer-readable recording medium include a magnetic disk, a magneto-optical disk, and a semiconductor memory.
  • FIG. 2 is a functional block diagram showing the functions provided in the inverter control device 3 in an expanded manner.
  • the inverter control device 3 includes a current calculation unit 11, a V / f control unit 12, and a PWM signal generation unit 13.
  • the current calculator 11 includes an average current calculator 111, a ⁇ -axis current calculator (first current calculator) 112, and a ⁇ -axis current calculator (third current calculator) 113.
  • the average current calculation unit 111 calculates the average DC current i sh_ave by averaging the DC current i sh detected by the current sensor 6 with a predetermined sampling period. For example, the average current calculation unit 111 averages the direct current i sh at an electrical angle of 60 ° of any phase current to obtain an average direct current i sh_ave . It should be noted that the averaging of the direct current i sh is not necessarily required, and the averaging may be omitted as long as speed fluctuations and vibration do not become a problem when the motor is driven. In this case, in the calculation of the ⁇ -axis current described later, the ⁇ -axis current i ⁇ is calculated using the DC current sh instead of the average DC current i sh_ave .
  • the ⁇ -axis current calculation unit 112 has a ⁇ -axis current calculation formula including the average DC current i sh_ave as a parameter in advance, and the average DC current i sh_ave calculated by the average current calculation unit 111 in the ⁇ -axis current calculation formula. Is substituted for ⁇ -axis current i ⁇ .
  • the ⁇ -axis current calculation unit 113 holds in advance a ⁇ -axis current calculation expression including the line voltage command effective value V rms as a parameter.
  • the line voltage command effective value V rms is a value determined from a power supply frequency command ⁇ 1 * and two-phase voltage commands v ⁇ * and v ⁇ * used in the V / f control unit 12 described later.
  • the ⁇ -axis current calculation unit 113 uses the ⁇ -axis current calculation formula to calculate the line voltage determined from the power supply frequency command ⁇ 1 * and the two-phase voltage commands v ⁇ * and v ⁇ * calculated by the V / f control unit 12.
  • the ⁇ -axis current i ⁇ is calculated using the command effective value V rms .
  • the line voltage command effective value V rms is calculated by the following equation.
  • V rms ⁇ (v ⁇ * 2 + v ⁇ * 2 )
  • the ⁇ -axis current and the ⁇ -axis current are each axis current determined using the ⁇ - ⁇ coordinate system.
  • the ⁇ - ⁇ coordinate system is an inverter shaft ( ⁇ axis, ⁇ axis) determined for driving the motor without detecting or estimating the rotor position, and the field direction of the rotor position of the motor is the d axis, This corresponds to a dq coordinate system in which the q axis is defined in a direction orthogonal to the d axis.
  • an actual effective value (measured value) of the line voltage may be used instead of the line voltage command effective value V rms .
  • the line voltage command effective value is calculated from the two-phase voltage commands v ⁇ * and v ⁇ * , but the line voltage command effective value may be calculated from the three-phase voltage command. . Details of the ⁇ -axis current calculation formula held by the ⁇ -axis current calculation unit 112 and the ⁇ -axis current calculation formula held by the ⁇ -axis current calculation unit 113 will be described later.
  • the V / f control unit 12 includes a speed / position command generation unit 121, a voltage command generation unit 122, and a two-phase / three-phase conversion unit 123.
  • the power supply frequency command ⁇ 1 * is calculated using, for example, the following equation (1).
  • ⁇ 1 * n ⁇ m * ⁇ K ⁇ i ⁇ (1)
  • n is the number of pole pairs
  • ⁇ m * is a rotation axis speed command of the motor
  • K ⁇ is a frequency control gain, which is a positive constant.
  • the voltage command generator 122 calculates the ⁇ -axis voltage command v ⁇ * from the following equation (3), and calculates the ⁇ -axis voltage command v ⁇ * from the following equation (4).
  • lambda [delta] * is an induced voltage coefficient of the compressor motor 5 (counter-electromotive voltage coefficient)
  • V Ofsganma is offset voltage is given by the following equation (5).
  • K ⁇ is a ⁇ -axis current control gain and is a positive constant.
  • Kd is a voltage adjustment gain, which is a positive constant.
  • the two-phase / three-phase conversion unit 123 uses the rotor position command ⁇ * to generate a three-phase voltage command v from the ⁇ -axis voltage command v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command v ⁇ * calculated by the voltage command generation unit 122. u *, v v *, v to calculate the w *.
  • the ⁇ -axis current i ⁇ and the average DC current i sh_ave are in a proportional relationship, and the ⁇ -axis current i ⁇ is expressed by a linear function of the average DC current i sh_ave .
  • the proportionality coefficient ⁇ -axis current conversion coefficient K ⁇
  • Equation (6) An equation for calculating the ⁇ -axis current derived from the simulation result is shown in equation (6).
  • K ⁇ is a ⁇ -axis current conversion coefficient, which is a value derived from the simulation results shown in FIGS.
  • the ⁇ -axis current i ⁇ is substantially constant with respect to the motor torque, and the ⁇ -axis current i ⁇ varies depending on the line voltage command effective value and the rotational axis speed of the motor.
  • the inventors set the coordinate space in which the value obtained by dividing the line voltage command effective value by the rotational axis speed of the motor as the horizontal axis and the average value of the ⁇ -axis current i ⁇ as the vertical axis in FIGS.
  • the average value of the ⁇ -axis current of each graph shown in Fig. 6 was plotted, and the characteristics at each rotation speed (70%, 85%, 100% with respect to the maximum shaft speed) as shown in Fig.
  • K ⁇ is a ⁇ -axis current conversion coefficient
  • V rms is a line voltage command effective value
  • ⁇ 1 * is a power supply frequency command
  • i ⁇ ofs is a ⁇ -axis current offset.
  • the ⁇ -axis current conversion coefficient K ⁇ and the ⁇ -axis current offset i ⁇ ofs are values derived from the characteristics shown in FIG. FIG. 6 uses the rotational axis speed of the motor, but in equation (7), the power frequency command is used instead of the rotational axis speed of the motor. This is because the power supply frequency command substantially coincides with the rotational axis speed of the motor, and even if it is substituted, the calculation formula is established.
  • the motor control device 3 sets the power supply frequency command ⁇ 1 * to V / f. This is because it is used in control. Thus, the ⁇ -axis current can be easily calculated by diverting the power supply frequency command ⁇ 1 * calculated by the V / f control as it is.
  • the DC current i sh and the input DC voltage V DC detected by the current sensor 6 and the voltage sensor 8 are input to the inverter control device 3.
  • the average current calculation unit 111 of the current calculation unit 11 of the inverter control device 3 averages the DC current i sh at a predetermined sampling period, and the average DC current i sh_ave is supplied to the ⁇ -axis current calculation unit 112 and the ⁇ -axis current calculation unit 113. Output.
  • the ⁇ -axis current calculation unit 112 holds the above equation (6) in advance, and substitutes the average DC current i sh_ave input from the average current calculation unit 111 into the above equation (6), thereby obtaining the ⁇ -axis current i. ⁇ is calculated. Further, the ⁇ -axis current calculation unit 113 holds the above equation (7) in advance, and the latest power frequency command ⁇ 1 * , ⁇ -axis voltage command v ⁇ * , and ⁇ -axis from the V / f control unit 12. A voltage command v ⁇ * is input.
  • the ⁇ -axis current calculation unit 113 calculates the line voltage command effective value V rms from the ⁇ -axis voltage command v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command v ⁇ * . Further, the ⁇ -axis current i ⁇ is calculated by substituting the line voltage command effective value V rms and the input power frequency command ⁇ 1 * into the above equation (7).
  • the ⁇ -axis current i ⁇ calculated by the ⁇ -axis current calculation unit 112 and the ⁇ -axis current i ⁇ calculated by the ⁇ -axis current calculation unit 113 are input to the V / f control unit 12 to generate a three-phase voltage command. Used. Specifically, the speed / position command generation unit 121 of the V / f control unit 12 calculates the power supply frequency command ⁇ 1 * by substituting the ⁇ -axis current i ⁇ into the above equation (1). Further, the rotor position command ⁇ * is calculated by integrating the power supply frequency command.
  • the power supply frequency command ⁇ 1 * and the ⁇ -axis current i ⁇ are used, and from the equations (3) and (4), the ⁇ -axis voltage command v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command. v ⁇ * is calculated.
  • the rotor position command ⁇ * calculated by the speed / position command generator 121 is used, and the ⁇ -axis voltage commands v ⁇ * and ⁇ calculated by the voltage command generator 122 are used.
  • the shaft voltage command v ⁇ * is converted into a three-phase voltage command v u * , v v * , v w * .
  • the three-phase voltage commands v u * , v v * and v w * calculated by the V / f control unit 12 are input to the PWM signal generation unit 13 and together with the value of the input DC voltage V DC input to the inverter 2.
  • the PWM signal S PWM corresponding to each phase is used for generation.
  • the PWM signal of each phase generated by the PWM signal generation unit 13 is given to the inverter 2, and the switching elements of the upper arm and the lower arm corresponding to each phase of the inverter 2 are on / off controlled based on this PWM signal. .
  • the average DC current, the ⁇ -axis current, and the ⁇ with respect to the motor torque when the line voltage command effective value and the rotation shaft speed of the motor are changed, respectively.
  • determined relationship axis current respectively, define a calculation formula for calculating the gamma-axis current i gamma and [delta] -axis current i [delta] from the relation, respectively, gamma-axis current by using the arithmetic expression i gamma and [delta] -axis current i [delta] Is calculated.
  • FIG. 7 only one phase switching element (W phase in FIG.
  • the ⁇ -axis current i ⁇ is calculated from the average DC current i sh_ave and the ⁇ -axis current i ⁇ is calculated using the parameters used for V / f control. . Therefore, for example, the step of calculating the inverter output currents iu, iv, iw described in Patent Document 3 can be omitted. Thereby, the processing burden in the inverter control apparatus 3 can be reduced. As a result, since there is room in the processing in the inverter control device 3, it is possible to realize, for example, shortening the control cycle and increasing the carrier frequency.
  • the configuration of the V / f control unit 12 is an example.
  • a known V / f control configuration for example, a V / f as disclosed in Patent Document 1 is used. It is possible to adopt a control configuration.
  • the inverter control device 3 controls the inverter by using other control methods such as sensorless vector control, open loop control, equi-width PWM control in addition to the V / f control unit 12.
  • the control unit may be provided. For example, according to the speed command of the compressor motor 4, one control method is selected from open loop control, equal width PWM control, sensorless vector control, and V / f control, and the inverter 2 is controlled according to the control method. You may do it.
  • the period during which the V / f control by the V / f control unit 12 is being performed is a current calculation unit. performs calculation of gamma-axis current i gamma and [delta] -axis current i [delta] with 11, the calculated gamma-axis current i gamma and [delta] -axis current i [delta] has been decided to use the V / f control.
  • the inverter device calculates the ⁇ -axis current i ⁇ and the ⁇ -axis current i ⁇ by the current calculation unit 11 only during the period in which the overmodulation control is performed in the V / f control, and performs the overmodulation control. During the period when the current is not performed, the ⁇ -axis current i ⁇ and the ⁇ -axis current i ⁇ are calculated using another axial current calculation method.
  • the inverter device 1a is a method disclosed in Patent Document 3, that is, a direct current i sh to a three-phase current i u .
  • a current calculation unit (third current calculation means, fourth current) that calculates i v , i w and calculates a ⁇ -axis current i ⁇ and a ⁇ -axis current i ⁇ from the calculated three-phase currents i u , i v , i w Calculation means) 20 is provided.
  • the current calculation unit 20 includes a phase current calculation unit 21 and a three-phase / two-phase conversion unit 22.
  • the current calculation unit 11 when overmodulation control is performed, the current calculation unit 11 is used to calculate the ⁇ -axis current i ⁇ and the ⁇ -axis current i ⁇ , and overmodulation control is not performed.
  • the current calculator 20 is used to calculate the ⁇ -axis current i ⁇ and the ⁇ -axis current i ⁇ .
  • the determination whether or not overmodulation control is performed may be performed based on, for example, a voltage utilization rate.
  • the voltage utilization rate is given by the following equation (8).
  • Voltage utilization rate Line voltage command effective value / (DC voltage / ⁇ 2) (8)
  • the current calculation unit 11 when the voltage usage rate is equal to or greater than a predetermined value (for example, 1) set in advance, it is determined that overmodulation control is being performed, and the current calculation unit 11 is employed so that the voltage usage rate is predetermined. If the value is less than the value, it is determined that overmodulation control is not performed, and the current calculation unit 20 is employed.
  • a predetermined value for example, 1
  • the negative side switching element corresponding to one phase or two phases is turned on over a period of one control period or more, and the negative side switching corresponding to the remaining phase is turned on.
  • the current calculation unit 11 may be employed when the element is turned off, and the current calculation unit 20 may be employed in other cases. Whether only the negative-side switching element corresponding to one phase or two-phase is turned on and the negative-side switching elements corresponding to the remaining phases are turned off is, for example, 3 calculated by the V / f control unit 12 It is possible to determine whether any phase of the phase voltage commands v u * , v v * , and v w * exceeds the maximum value of the carrier triangular wave amplitude.
  • the current calculation unit 20 is employed to calculate the ⁇ -axis current i ⁇ and the ⁇ -axis current i ⁇ .
  • the current calculation unit 11 may be employed to calculate the ⁇ -axis current i ⁇ and the ⁇ -axis current i ⁇ .
  • the first period Ta is equal to or less than the upper limit A of the duty ratio that can secure the time required for the inverter control device (for example, CPU) to detect the current value
  • the inverter control device This is a period of time equal to or higher than the lower limit B of the duty ratio that can secure the time required to detect the current value.
  • the switching between the current calculation unit 11 and the current calculation unit 20 may be performed only for the ⁇ -axis current or only for the ⁇ -axis current.
  • the ⁇ -axis current i ⁇ may be always performed using the ⁇ -axis current calculation unit 112 of the current calculation unit 11 without switching the current calculation unit.
  • the calculated value may vary before and after the switching. Therefore, by calculating either one of the ⁇ -axis current i ⁇ and the ⁇ -axis current i ⁇ with the same method, it is possible to suppress fluctuations in the calculated value accompanying the switching of the calculation method. .
  • the inverter device includes a ⁇ -axis current calculation unit (first current calculation unit) 112 in the current calculation unit 11 (see FIG. 2) and a ⁇ -axis in the current calculation unit 20.
  • a current calculation function (second current calculation means), and the ⁇ -axis current calculated by the ⁇ -axis current calculation unit 112 and the ⁇ -axis current calculated by the current calculation unit 20 are V / f controlled. Is output to the unit 12.
  • the current calculation unit 20 stops the ⁇ -axis current calculation process, holds the ⁇ -axis current i ⁇ calculated in the immediately preceding first period Ta, and sets this value as ⁇ . Output as shaft current i ⁇ .
  • the ⁇ -axis current calculation unit 112 continues to calculate the ⁇ -axis current.
  • the value of the last ⁇ -axis current i ⁇ calculated in the first period Ta is held by the current calculation unit 20, and V / f is used by using this value.
  • the control unit 12 performs the calculations of the above-described equations (3) to (5) to calculate the ⁇ -axis voltage command v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command v ⁇ * .
  • the current calculation unit 20 is employed as the ⁇ -axis current calculation unit, but instead, the ⁇ -axis current calculation unit 113 illustrated in FIG. 1 may be employed. Also in this case, by stopping the calculation process of the ⁇ -axis current i ⁇ in the period other than the first period Ta, it is possible to reduce the processing load and the consumption output.
  • an inverter device according to a fourth embodiment of the present invention will be described.
  • the previous value is used as the ⁇ -axis current in a period other than the first period Ta during execution of overmodulation control.
  • current calculation is performed in a period other than the first period Ta.
  • the calculation process of the ⁇ -axis current in the unit 20 is stopped, and the calculation process of the equations (4) and (5) in the V / f control unit 12 is stopped.
  • the V / f control unit 12 adopts a constant value set in advance as the ⁇ -axis voltage command v ⁇ * , and does not perform calculation processing for Equation (5), The value of V ofs ⁇ at is treated as constant.
  • the calculation process of the ⁇ -axis current is stopped and the calculation processes of the expressions (4) and (5) in the V / f control unit 12 are also stopped.
  • the arithmetic processing can be simplified, and the processing burden on the current calculation unit 11 and the V / f control unit 12 can be reduced.
  • the calculation process using the equation (4) is stopped throughout the overmodulation control execution period, and a preset constant value is adopted. It is good.

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Abstract

　過変調制御が実行されている全ての期間において、１つの電流センサによる電流検出により、安定したインバータ制御を実現することを目的とする。インバータ制御装置（３）は、直流電流をパラメータとして含むγ軸電流演算式を予め保有し、γ軸電流演算式に電流センサにより検出された直流電流を用いてγ軸電流を算出するγ軸電流算出部１１２を有する。

Description

インバータ装置
　本発明は、インバータ装置に関するものである。
　従来、インバータ装置によるモータの駆動制御方法として、Ｖ／ｆベクトル制御が知られている（例えば、特許文献１参照）。更に、Ｖ／ｆベクトル制御において、電圧利用率を１以上とする制御方法である過変調制御が知られている（例えば、特許文献２参照）。
　また、インバータ装置によるモータ制御においては、インバータからモータへ流れる３相交流電流を検出する必要がある。この３相交流電流の検出方法として、例えば、特許文献３には、インバータの入力側に設けられた１つの電流センサによって、３相交流電流を検出する方法が開示されている。具体的には、特許文献３には、インバータが備える各相に対応するスイッチング素子のオンオフによって、ＰＷＭインバータの直流電流に、二相の電流情報が現れることを利用し、スイッチング素子のオンオフ情報を元に、サンプリングした直流入力電流を各相別に分配して３相の電流検出値として検出する技術が開示されている。
特開２００５－２１０８１３号公報 特開２０１０－０９３９３１号公報 特開２００８－２２０１１７号公報
　ところで、例えば、上述した特許文献２に開示されているような過変調制御では、インバータを構成する下側アームのスイッチング素子のうち、１相を１制御周期以上の期間に渡ってオン状態とするとともに、２相をオフ状態とするような制御が行われる場合がある（例えば、図７参照）。一方、上記特許文献３に開示されているモータ電流検出方法では、スイッチング素子のオンオフによって、直流電流に二相の電流情報が現れることを利用している。このため、１制御周期内にスイッチングによる電流変化が生じることが電流検出の条件となる。
　したがって、例えば、過変調制御実施中に図７のようなスイッチング状態となった場合には、特許文献３に開示されている技術による電流検出が不可能となり、安定したインバータ制御が実現できないという問題があった。
　本発明は、過変調制御が実行されている全ての期間において、１つの電流センサによる電流検出により、安定したインバータ制御を実現することのできるインバータ装置を提供することを目的とする。
　本発明の第１態様は、直流母線を介して入力される直流電圧を三相交流電圧に変換してモータに出力するインバータと、前記インバータを制御するインバータ制御手段と、前記直流母線に流れる直流電流を検出する電流検出手段とを備え、前記インバータ制御手段は、前記直流電流をパラメータとして含むγ軸電流演算式を予め保有し、該γ軸電流演算式に前記電流検出手段により検出された直流電流を用いてγ軸電流を算出する第１電流算出手段を具備するインバータ装置である。
　上記構成によれば、γ軸電流算出手段が、直流電流をパラメータとしたγ軸電流を算出するための演算式を予め保有しており、この演算式を用いてγ軸電流を算出するので、直流電流が検出できれば、γ軸電流を得ることができる。これにより、電流センサとして１つの電流センサしか設けられておらず、かつ、過変調制御が行われている全ての期間においても、γ軸電流を得ることが可能となる。
　上記直流電流のパラメータとは、直流電流を平均化処理して求められる平均直流電流など、直流電流を用いて定められる直流電流に関するパラメータも含むものとする。
　上記インバータ装置において、前記γ軸電流演算式は、例えば、線間電圧及びモータの回転軸速度をそれぞれ変化させたときのモータトルクに対する平均直流電流およびγ軸電流の関係を求め、該関係から導出された式である。
　上記インバータ装置において、前記インバータ制御手段は、前記電流検出手段によって検出された直流電流から３相交流電流を算出し、該３相交流電流からδ軸電流を算出する第２電流算出手段を備えることとしてもよい。
　上記インバータ装置において、前記インバータ制御手段は、前記第１電流算出手段によって算出されたγ軸電流および前記第２電流算出手段によって算出されたδ軸電流が入力されるＶ／ｆ制御手段を備え、前記Ｖ／ｆ制御手段は、γ軸電流と前記モータの速度指令とを用いて電源周波数指令を算出する電源周波数指令算出手段と、δ軸電流の積分項及び前記電源周波数指令をパラメータとして含む演算式を用いてγ軸電圧指令を算出するγ軸電圧指令算出手段と、前記δ軸電流の一次関数を用いてδ軸電圧指令を算出するδ軸電圧指令算出手段とを有することとしてもよい。
　上記インバータ装置において、前記第２電流算出手段は、過変調制御実行中において電気角１周期の中にデューティ比が１００％及び０％以外となる第１期間である場合に、前記３相交流電流からδ軸電流を算出し、前記第１期間以外の期間においては、前記第１期間において直前に算出されたδ軸電流を保持し、保持した値をδ軸電流として出力することとしてもよい。
　このように、前記第１期間以外の期間において、第２電流算出手段が算出処理を行わずに保持している前回値を出力することで、処理負担の軽減や消費電力の低減を図ることが可能となる。
　ここで、「第１期間」とは、インバータ制御装置（例えば、ＣＰＵ）が電流値を検出するのに必要な時間を確保することができるデューティ比の上限以下であり、かつ、インバータ制御装置が電流値を検出するのに必要な時間を確保することができるデューティ比の下限以上である期間をいう。
　上記インバータ装置においては、過変調制御実行中において、電気角１周期の中にデューティ比が１００％及び０％である期間においては、前記第２電流算出手段は、前記δ軸電流の算出処理を停止し、前記γ軸電圧指令算出手段は、前記δ軸電流の積分項に予め設定された一定値を用いて前記γ軸電圧指令を算出することとしてもよい。
　このように、過変調制御実行中において、電気角１周期の中にデューティ比が１００％及び０％である期間においては、δ軸電流の算出処理を停止するとともに、Ｖ／ｆ制御手段におけるδ軸電流の積分項の算出処理を停止するので、演算処理を簡素化でき、インバータ制御手段の処理負担を軽減させることが可能となる。
　上記インバータ装置においては、過変調制御実行中において、前記δ軸電圧指令算出手段は、前記δ軸電圧指令として予め設定されている一定値を出力することとしてもよい。
　このように、過変調制御実行中において、Ｖ／ｆ制御手段におけるδ軸電圧指令の算出処理を停止するので、演算処理を簡素化でき、インバータ制御手段の処理負担を軽減させることが可能となる。
　上記インバータ装置において、前記インバータ制御手段は、前記第１電流算出手段によって算出されたγ軸電流が入力され、該γ軸電流と前記モータの速度指令とを用いて電源周波数指令を算出するＶ／ｆ制御手段と、線間電圧および前記Ｖ／ｆ制御手段において算出される前記電源周波数指令をパラメータとして含むδ軸電流演算式を予め保有し、該δ軸電流演算式に、前記線間電圧の指令値または計測値及び前記Ｖ／ｆ制御手段で算出された前記電源周波数指令を用いてδ軸電流を算出する第３電流算出手段とを具備することとしてもよい。
　上記構成によれば、第３電流算出手段は、δ軸電流を算出するための演算式を予め保有しており、この演算式を用いてδ軸電流を算出する。これにより、電流センサとして１つの電流センサしか設けられておらず、かつ、過変調制御が行われている全ての期間においても、δ軸電流を得ることが可能となる。
　上記インバータ装置において、前記δ軸電流演算式は、例えば、線間電圧及びモータの回転軸速度をそれぞれ変化させたときのモータトルクに対するδ軸電流の関係を求め、該関係から導出された式である。
　上記インバータ装置は、前記電流検出手段によって検出された直流電流から３相交流電流を算出し、該３相交流電流からγ軸電流を算出する第４電流算出手段と、算出した前記３相交流電流からδ軸電流を算出する第２電流算出手段とを有し、過変調制御が実行されている期間は、前記第１電流算出手段によりγ軸電流を算出するとともに前記第３電流算出手段により前記δ軸電流を算出し、前記過変調制御が行われていない期間においては、前記第４電流算出手段によりγ軸電流を算出するとともに前記第２電流算出手段によりδ軸電流を算出することとしてもよい。
　上記インバータ装置においては、過変調制御実行中において、電気角１周期の中にデューティ比が１００％及び０％以外となる第１期間である場合に、前記第４電流算出手段によりγ軸電流を算出するとともに、前記第２電流算出手段によりδ軸電流を算出し、前記第１期間以外の期間においては、前記第１の電流算出手段によりγ軸電流を算出し、前記第３電流算出手段によりδ軸電流を算出することとしてもよい。
　本発明によれば、過変調制御が実行されている全ての期間において、１つの電流センサによる電流検出により、安定したインバータ制御を実現することができるという効果を奏する。
本発明の第１実施形態に係るインバータ装置の概略構成を示した図である。 図１に示したインバータ制御装置が備える機能を展開して示した機能ブロック図である。 線間電圧指令実効値及びモータの回転軸速度をそれぞれ変化させたときのモータトルクに対する平均直流電流とγ軸電流及びδ軸電流の関係を示した図である。 線間電圧指令実効値及びモータの回転軸速度をそれぞれ変化させたときのモータトルクに対する平均直流電流とγ軸電流及びδ軸電流の関係を示した図である。 線間電圧指令実効値及びモータの回転軸速度をそれぞれ変化させたときのモータトルクに対する平均直流電流とγ軸電流及びδ軸電流の関係を示した図である。 図３から図５に示した関係から得られたδ軸電流の平均値と線間電圧指令実効値／モータの回転軸速度との関係を示した図である。 過変調制御の際のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の負側スイッチのＰＷＭ信号の一例を示した図である。 本発明の第２実施形態に係るインバータ装置の概略構成を示したブロック図である。 第１期間について説明するための図である。 本発明の第３実施形態に係るインバータ装置の概略構成を示したブロック図である。
　以下に、本発明に係るインバータ装置を車載の空気調和機に使用される圧縮機モータに適用した場合の一実施形態について、図面を参照して説明する。なお、本発明に係るインバータ装置は、以下に説明する圧縮機モータのみに適用されるものではなく、モータ全般に広く適用することができる。
〔第１実施形態〕
　図１は、本発明の第１実施形態に係るインバータ装置の概略構成を示した図である。図１に示されるように、インバータ装置１は、直流電源５から直流母線Ｌを介して入力される直流電圧ＶＤＣを三相交流電圧に変換して圧縮機モータ４に出力するインバータ２と、インバータ２を制御するインバータ制御装置３とを備えている。
　インバータ２は、各相に対応して設けられた上側アームのスイッチング素子Ｓ１ｕ、Ｓ１ｖ、Ｓ１ｗと下側アームのスイッチング素子Ｓ２ｕ、Ｓ２ｖ、Ｓ２ｗとを備えており、これらのスイッチング素子がインバータ制御装置３により制御されることにより、圧縮機モータ４に供給される３相交流電圧が生成される。
　また、インバータ装置１は、直流母線Ｌに流れる直流電流ｉｓｈを検出するための電流センサ（電流検出手段）６及びインバータ２の入力直流電圧ＶＤＣを検出する電圧センサ８を備えている。
　電流センサ６により検出された直流電流ｉｓｈ及び電圧センサ８により検出された直流電圧ＶＤＣはインバータ制御装置３に入力される。ここで、電流センサ６の一例としては、シャント抵抗が挙げられる。なお、図１では、電流センサ６を直流電源５の負極側に設けているが、正極側に設けることとしてもよい。
　インバータ制御装置３は、例えば、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）であり、以下に記載する各処理を実行するためのプログラムが記録されたコンピュータ読み取り可能な記録媒体を有しており、ＣＰＵがこの記録媒体に記録されたプログラムをＲＡＭ等の主記憶装置に読み出して実行することにより、以下の各処理が実現される。コンピュータ読み取り可能な記録媒体としては、例えば、磁気ディスク、光磁気ディスク、半導体メモリ等が挙げられる。
　インバータ制御装置３は、圧縮機モータ４の回転速度が上位の制御装置（図示略）から与えられるモータ速度指令に一致させるようなＰＷＭ信号ＳＰＷＭを相毎に生成し、これらをインバータ２の各相に対応するスイッチング素子に与えることでインバータ３を制御し、所望の３相交流電圧を圧縮機モータ４に供給する。
　図２は、インバータ制御装置３が備える機能を展開して示した機能ブロック図である。
　図２に示すように、インバータ制御装置３は、電流算出部１１、Ｖ／ｆ制御部１２、およびＰＷＭ信号生成部１３を備えている。
　電流算出部１１は、平均電流算出部１１１と、γ軸電流算出部（第１電流算出手段）１１２と、δ軸電流算出部（第３電流算出手段）１１３とを備えている。
　平均電流算出部１１１は、電流センサ６により検出された直流電流ｉｓｈを所定のサンプリング周期で平均化して平均直流電流ｉｓｈ_ａｖｅを算出する。平均電流算出部１１１は、例えば、いずれかの相電流の電気角６０°周期で直流電流ｉｓｈを平均化し、平均直流電流ｉｓｈ_ａｖｅを得る。なお、直流電流ｉｓｈの平均化は、必ずしも必要ではなく、モータ駆動時において速度変動や振動が問題にならないような程度であれば、平均化は省略してもよい。この場合には、後述のγ軸電流の算出においては、平均直流電流ｉｓｈ_ａｖｅに代えて直流電流ｓｈを用いてγ軸電流ｉγの算出が行われる。
　γ軸電流算出部１１２は、平均直流電流ｉｓｈ_ａｖｅをパラメータとして含むγ軸電流演算式を予め保有しており、このγ軸電流演算式に平均電流算出部１１１によって算出された平均直流電流ｉｓｈ_ａｖｅを代入することにより、γ軸電流ｉγを算出する。
　δ軸電流算出部１１３は、線間電圧指令実効値Ｖｒｍｓをパラメータとして含むδ軸電流演算式を予め保有している。ここで、線間電圧指令実効値Ｖｒｍｓは、後述するＶ／ｆ制御部１２で用いられる電源周波数指令ω１ ＊および２相電圧指令ｖγ ＊，ｖδ ＊から定められる値である。δ軸電流算出部１１３は、このδ軸電流演算式に、Ｖ／ｆ制御部１２で算出された電源周波数指令ω１ ＊および２相電圧指令ｖγ ＊，ｖδ ＊から定められる線間電圧指令実効値Ｖｒｍｓを用いて、δ軸電流ｉδを算出する。
　上記線間電圧指令実効値Ｖｒｍｓは、以下の式で算出される。
　Ｖｒｍｓ＝√（ｖδ ＊２+ｖγ ＊２)
　ここで、γ軸電流及びδ軸電流とは、δ－γ座標系を用いて定められる各軸電流である。δ－γ座標系は、回転子位置の検出または推定を行わずにモータを駆動する為に定めるインバータ軸（γ軸、δ軸）であり、モータの回転子位置の界磁方向をｄ軸、ｄ軸と直交する方向にｑ軸を定めたｄ－ｑ座標系に対応する。
　なお、δ軸電流ｉδの算出においては、線間電圧指令実効値Ｖｒｍｓに代えて、実際の線間電圧の実効値（計測値）を用いることとしてもよい。また、上記例では、２相電圧指令ｖγ ＊，ｖδ ＊から線間電圧指令実効値を算出することとしたが、３相電圧指令から線間電圧指令実効値を算出することとしてもよい。
　また、γ軸電流算出部１１２が保有するγ軸電流演算式及びδ軸電流算出部１１３が保有するδ軸電流演算式の詳細については、後述する。
　Ｖ／ｆ制御部１２は、速度・位置指令生成部１２１、電圧指令生成部１２２、２相／３相変換部１２３を備えている。
　速度・位置指令生成部１２１は、圧縮機モータ４の回転軸速度指令ωｍ ＊とγ軸電流算出部１１２により算出されたγ軸電流ｉγとを用いて、電源周波数指令（圧縮機モータ４に供給する３相交流電圧の角周波数指令）ω１ ＊を算出する。
　電源周波数指令ω１ ＊は、例えば、以下の（１）式を用いて算出される。
　ω１ ＊＝ｎωｍ ＊－Ｋωｉγ　　　（１）
　（１）式において、ｎは極対数、ωｍ ＊はモータの回転軸速度指令、Ｋωは周波数制御ゲインであり正の定数である。
　（１）式によれば、γ軸電流ｉγが増加した場合、すなわち、モータ負荷が増加した場合には、電源周波数指令ω１ ＊を減少させる。一方、γ軸電流ｉγが減少した場合、すなわち、モータ負荷が減少した場合には、電源周波数指令ω１ ＊を増加させる。このように制御することで、モータ負荷が増加した場合には、電源周波数指令ω１ ＊を減少させることによって失速を防止し、モータ負荷が減少した時には、電源周波数指令ω１ ＊を増加させることによってモータの加速を抑制することが可能となる。
　更に、速度・位置指令生成部１２１は、電源周波数指令ω１ ＊を積分することにより、ロータの位置指令θ＊を算出する。ロータの位置指令θ＊の算出式は、以下の（２）式で与えられる。
　θ＊＝∫ω１ ＊ｄｔ　　　（２）
　電圧指令生成部１２２は、以下の（３）式からγ軸電圧指令ｖγ ＊を、以下の（４）式からδ軸電圧指令ｖδ ＊を算出する。
　ｖγ ＊＝Λδ ＊ω１ ＊＋Ｖｏｆｓγ　　　（３）
　ｖδ ＊＝－Ｋδｉδ　　　（４）
　（３）式において、Λδ ＊は圧縮機モータ５の誘起電圧係数（逆起電圧係数）、Ｖｏｆｓγはオフセット電圧であり、以下の（５）式で与えられる。また、（４）式において、Ｋδはδ軸電流制御ゲインであり正の定数である。
　Ｖｏｆｓγ＝－Ｋｄ∫ｉδｄｔ　　　（５）
　上記（５）式において、Ｋｄは電圧調整ゲインであり、正の定数である。
　２相／３相変換部１２３は、ロータの位置指令θ＊を用いて、電圧指令生成部１２２において算出されたγ軸電圧指令ｖγ ＊及びδ軸電圧指令ｖδ ＊から３相電圧指令ｖｕ ＊、ｖｖ ＊、ｖｗ ＊を算出する。
　ＰＷＭ信号生成部１３は、Ｖ／ｆ制御部１２で算出された３相電圧指令ｖｕ ＊、ｖｖ ＊、ｖｗ ＊を用いて、各相に対応するＰＷＭ信号ＳＰＷＭを生成する。また、ＰＷＭ信号ＳＰＷＭの生成には、インバータ３に入力される入力直流電圧ＶＤＣが用いられる。
　次に、本発明の主たる特徴の一つである電流算出部１１で用いられるγ軸電流演算式およびδ軸電流演算式について詳しく説明する。
　発明者らは、シミュレーションを行うことにより、線間電圧指令実効値及びモータの回転軸速度をそれぞれ変化させたときのモータトルクに対する平均直流電流ｉｓｈ_ａｖｅとγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδの関係を求めた。
　図３から図５にシミュレーション結果を示す。図３から図５に示されたグラフにおいて、縦軸は電流であり、横軸はモータトルクである。図３はモータの回転軸速度が低速度のとき、例えば、回転軸速度を最大の回転軸速度に対して７０％以上８０％未満に設定したときのシミュレーション結果、図４はモータの回転軸速度が中速度、例えば、回転軸速度を最大の回転軸速度に対して８０％以上９０％未満に設定したときのシミュレーション結果、図５はモータの回転軸速度が高速度のとき、例えば、回転時速度を最大の回転軸速度に対して９０％以上１００％以下に設定した時のシミュレーション結果を示している。また、図３から図５において、線間電圧指令実効値は、図３（ａ）から図５（ｃ）の順で、徐々に高くなっている。また、各特性は、モータトルクによっては過変調制御になるような線間電圧指令実効値及びモータの回転軸速度を対象として求められたものである。
　図３から図５に示されるように、γ軸電流ｉγと平均直流電流ｉｓｈ_ａｖｅとは比例関係にあり、γ軸電流ｉγは平均直流電流ｉｓｈ_ａｖｅの一次関数で表わされることがわかった。
　また、比例係数（γ軸電流換算係数Ｋγ）は、回転速度や線間電圧指令実効値によらず、一定値で表現できることも分かった。シミュレーション結果から導出されたγ軸電流演算式を（６）式に示す。
　ｉγ＝Ｋγ×ｉｓｈ_ａｖｅ　　　（６）
　上記（６）式において、Ｋγはγ軸電流換算係数であり、図３から図５に示したシミュレーション結果から導出される値である。
　上記γ軸電流ｉγに対し、δ軸電流ｉδはモータトルクに対してほぼ一定であり、また、δ軸電流ｉδは、線間電圧指令実効値とモータの回転軸速度によって変化することが分かった。そこで、発明者らは、線間電圧指令実効値をモータの回転軸速度で除算した値を横軸とし、δ軸電流ｉδの平均値を縦軸とした座標空間に、図３から図５に示された各グラフのδ軸電流の平均値をプロットし、図６に示すような回転速度（最大軸速度に対する７０％、８５％、１００％）毎の特性を得た。図６からδ軸電流ｉδの平均値は、線間電圧指令実効値をモータの回転軸速度で除した値の一次関数とおくことができることが分かった。シミュレーション結果から導出されたδ軸電流演算式を（７）式に示す。
　ｉδ＝Ｋδ（Ｖｒｍｓ／ω１ ＊）＋ｉδｏｆｓ　　　（７）
　（７）式において、Ｋδはδ軸電流換算係数、Ｖｒｍｓは線間電圧指令実効値、ω１ ＊は電源周波数指令、ｉδｏｆｓはδ軸電流オフセットである。ここで、δ軸電流換算係数Ｋδ及びδ軸電流オフセットｉδｏｆｓは、図６に示した特性から導出される値である。また、図６はモータの回転軸速度を用いているが、（７）式ではモータの回転軸速度に代えて電源周波数指令を用いることとした。この理由は、電源周波数指令はモータの回転軸速度とほぼ一致しており、代用しても演算式が成立するとともに、上述のようにモータ制御装置３では電源周波数指令ω１ ＊をＶ／ｆ制御において利用しているからである。このように、Ｖ／ｆ制御で算出した電源周波数指令ω１ ＊をそのまま流用することで、δ軸電流を容易に算出することができる。
　次に、本実施形態に係るインバータ制御装置３の作用について説明する。
　まず、電流センサ６及び電圧センサ８によって検出された直流電流ｉｓｈ及び入力直流電圧ＶＤＣは、インバータ制御装置３に入力される。インバータ制御装置３の電流算出部１１の平均電流算出部１１１は、直流電流ｉｓｈを所定のサンプリング周期で平均化し、平均直流電流ｉｓｈ_ａｖｅをγ軸電流算出部１１２及びδ軸電流算出部１１３に出力する。
　γ軸電流算出部１１２は、上記（６）式を予め保有しており、上記（６）式に平均電流算出部１１１から入力された平均直流電流ｉｓｈ_ａｖｅを代入することにより、γ軸電流ｉγを算出する。
　また、δ軸電流算出部１１３は、上記（７）式を予め保有しているとともに、Ｖ／ｆ制御部１２から最新の電源周波数指令ω１ ＊、γ軸電圧指令ｖγ ＊、及びδ軸電圧指令ｖδ ＊が入力される。δ軸電流算出部１１３は、γ軸電圧指令ｖγ ＊及びδ軸電圧指令ｖδ ＊から線間電圧指令実効値Ｖｒｍｓを算出する。更に、この線間電圧指令実効値Ｖｒｍｓと入力された電源周波数指令ω１ ＊とを上記（７）式に代入することにより、δ軸電流ｉδを算出する。
　γ軸電流算出部１１２により算出されたγ軸電流ｉγ及びδ軸電流算出部１１３により算出されたδ軸電流ｉδは、Ｖ／ｆ制御部１２へ入力され、３相電圧指令の生成に利用される。
　具体的には、Ｖ／ｆ制御部１２の速度・位置指令生成部１２１において、γ軸電流ｉγが上記（１）式に代入されることにより電源周波数指令ω１ ＊が算出される。更に、電源周波数指令が積分されることにより、ロータの位置指令θ＊が算出される。
　続いて、電圧指令生成部１２２において、電源周波数指令ω１ ＊とδ軸電流ｉδとが用いられて、（３）式および（４）式からγ軸電圧指令ｖγ ＊及びδ軸電圧指令ｖδ ＊が算出される。
　２相／３相変換部１２４では、速度・位置指令生成部１２１において算出されたロータの位置指令θ＊が用いられて、電圧指令生成部１２２において算出されたγ軸電圧指令ｖγ ＊及びδ軸電圧指令ｖδ ＊が３相電圧指令ｖｕ ＊、ｖｖ ＊、ｖｗ ＊に変換される。
　Ｖ／ｆ制御部１２において算出された３相電圧指令ｖｕ ＊、ｖｖ ＊、ｖｗ ＊は、ＰＷＭ信号生成部１３に入力され、インバータ２に入力される入力直流電圧ＶＤＣの値とともに、各相に対応するＰＷＭ信号ＳＰＷＭの生成に利用される。ＰＷＭ信号生成部１３により生成された各相のＰＷＭ信号は、インバータ２に与えられ、このＰＷＭ信号に基づいてインバータ２の各相に対応する上側アーム及び下側アームのスイッチング素子がオンオフ制御される。
　以上説明したように、本実施形態に係るインバータ装置１によれば、線間電圧指令実効値及びモータの回転軸速度をそれぞれ変化させたときのモータトルクに対する平均直流電流、γ軸電流、及びδ軸電流の関係をそれぞれ求め、該関係からγ軸電流ｉγおよびδ軸電流ｉδを算出するための演算式をそれぞれ定め、この演算式を用いてγ軸電流ｉγおよびδ軸電流ｉδを算出する。これにより、図７に示すように、１制御周期以上の期間に渡って一相（図７ではＷ相）のスイッチング素子のみがオン状態とされ、他の２相に対応するスイッチング素子がオフ状態とされるような過変調制御が実行されている場合でも、１つの電流センサ６によって検出される直流電流ｉｓｈに基づいて、γ軸電流ｉγおよびδ軸電流ｉδを得ることが可能となる。
　更に、本実施形態に係るインバータ装置１によれば、平均直流電流ｉｓｈ_ａｖｅからγ軸電流ｉγを算出するとともに、Ｖ／ｆ制御に用いられるパラメータを使用してδ軸電流ｉδを算出する。従って、例えば、特許文献３などに述べられているインバータ出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出するステップを省略することができる。これにより、インバータ制御装置３における処理負担を軽減することができる。この結果、インバータ制御装置３における処理に余裕ができることから、例えば、制御周期の短縮化や、キャリア周波数の高周波化を実現することが可能となる。
　なお、本実施形態において、Ｖ／ｆ制御部１２の構成は一例であり、上述した構成のほか、公知のＶ／ｆ制御の構成、例えば、特許文献１に開示されているようなＶ／ｆ制御の構成を採用することが可能である。
　また、更に、上記インバータ制御装置３は、Ｖ／ｆ制御部１２のほか、センサレスベクトル制御、オープンループ制御、等幅ＰＷＭ制御等の他の制御方法を使用してインバータを制御する１または２以上の制御部を備えていてもよい。例えば、圧縮機モータ４の速度指令に応じて、オープンループ制御、等幅ＰＷＭ制御、センサレスベクトル制御、Ｖ／ｆ制御のうちから一の制御方法を選択し、その制御方法に従ってインバータ２を制御するようにしてもよい。この場合においては、Ｖ／ｆ制御を行っている期間についてのみ、上述した電流算出部１１によるγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδの算出を行い、算出されたγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδに基づくＶ／ｆ制御を行うこととしてもよい。
〔第２実施形態〕
　次に、本発明の第２実施形態に係るインバータ装置について説明する。上述した第１実施形態に係るインバータ装置１においては、過変調制御が行われているか否かにかかわらず、Ｖ／ｆ制御部１２によるＶ／ｆ制御が実施されている期間は、電流算出部１１によりγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδの算出を行い、算出されたγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδをＶ／ｆ制御に用いることとしていた。本実施形態に係るインバータ装置は、Ｖ／ｆ制御において過変調制御が行われている期間にのみ、電流算出部１１によるγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδの算出を行い、過変調制御が行われていない期間においては他の軸電流算出手法を用いてγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδの算出を行う。
　例えば、図８に示すように、本実施形態に係るインバータ装置１ａは、電流算出部１１の他に、特許文献３に開示されている方法、すなわち、直流電流ｉｓｈから三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出し、算出した三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗからγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉγを算出する電流算出部（第３電流算出手段、第４電流算出手段）２０を備えている。
　具体的には、電流算出部２０は、相電流算出部２１と３相／２相変換部２２とを備えている。
　このようなインバータ装置１ａにおいて、過変調制御が行われている場合には電流算出部１１を用いてγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδを算出し、過変調制御が行われていない場合には電流算出部２０を用いてγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδを算出する。
　ここで、過変調制御が行われているか否かの判定は、例えば、電圧利用率に基づいて行うこととしてもよい。電圧利用率は以下の（８）式で与えられる。
　電圧利用率＝線間電圧指令実効値／（直流電圧／√２）　　　　（８）
　この場合、電圧利用率が予め設定された所定の値（例えば、１）以上の場合に、過変調制御が行われていると判断して電流算出部１１を採用し、電圧利用率が所定の値未満の場合には過変調制御が行われていないと判断して電流算出部２０を採用する。
　また、上記電圧利用率による判定のほか、例えば、１制御周期以上の期間に渡って、１相または２相に対応する負側スイッチング素子のみがオンとされ、残りの相に対応する負側スイッチング素子がオフとされている場合においては電流算出部１１を採用し、それ以外の場合においては電流算出部２０を採用することとしてもよい。１相または２相に対応する負側スイッチング素子のみがオンとされ、残りの相に対応する負側スイッチング素子がオフとされているかについては、例えば、Ｖ／ｆ制御部１２によって算出された３相電圧指令ｖｕ ＊、ｖｖ ＊、ｖｗ ＊のいずれかの相がキャリア三角波振幅の最大値を超えているか否かによって判定することが可能である。
　また、過変調制御の実行中であっても、例えば、図９の第１期間Ｔａにおいては、電流算出部２０を採用してγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδを算出することとし、第１期間Ｔａ以外の領域においては、電流算出部１１を採用してγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδを算出することとしてもよい。ここで、第１期間Ｔａとは、インバータ制御装置（例えば、ＣＰＵ）が電流値を検出するのに必要な時間を確保することができるデューティ比の上限Ａ以下であり、かつ、インバータ制御装置が電流値を検出するのに必要な時間を確保することができるデューティ比の下限Ｂ以上の期間をいう。
　このように、電気角１周期の中で、電流算出部１１と電流算出部２０との切替を行うことにより、急激な負荷トルク変動が発生した場合でも、電流値と電流位相の変化に素早く追従することができ、安定した制御を実現することが可能となる。
　また、上記電流算出部１１と電流算出部２０との切り替えは、γ軸電流についてのみ、又は、δ軸電流についてのみ行うこととしてもよい。例えば、γ軸電流ｉγについては、電流算出部の切り替えを行わずに、常に、電流算出部１１のγ軸電流算出部１１２を用いて行うこととしてもよい。例えば、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδの両方について、一度に算出方法を切り替えてしまうと、切替の前後で算出値に変動が生じるおそれがある。したがって、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδのいずれか一方については、常に同じ手法で算出するようにすることで、算出手法の切替に伴う算出値の変動を抑制することが可能となる。
〔第３実施形態〕
　次に、本発明の第３実施形態に係るインバータ装置について説明する。本実施形態に係るインバータ装置は、図１０に示すように、上述した電流算出部１１（図２参照）におけるγ軸電流算出部（第１電流算出手段）１１２と、電流算出部２０におけるδ軸電流算出機能（第２電流算出手段）とを有しており、γ軸電流算出部１１２により算出されたγ軸電流と、電流算出部２０により算出されたδ軸電流とが、Ｖ／ｆ制御部１２に出力される。
　本実施形態に係るインバータ装置においては、過変調制御の実行中において、図９に示す第１期間Ｔａについては、γ軸電流算出部１１２により算出されたγ軸電流と、電流算出部２０により算出されたδ軸電流とが、Ｖ／ｆ制御部１２に出力される。
　また、第１期間Ｔａ以外の期間においては、電流算出部２０はδ軸電流の算出処理を停止し、直前の第１期間Ｔａで算出されたδ軸電流ｉδを保持し、この値をδ軸電流ｉδとして出力する。なお、この場合もγ軸電流に関しては、引き続きγ軸電流算出部１１２によるγ軸電流の算出が行われる。
　このように、第１期間Ｔａ以外の期間の場合には、第１期間Ｔａにおいて算出された最後のδ軸電流ｉδの値が電流算出部２０により保持され、この値を用いてＶ／ｆ制御部１２により上述した（３）式－（５）式の計算が実行されてγ軸電圧指令ｖγ ＊及びδ軸電圧指令ｖδ ＊が算出される。
　このように、電流算出部２０によってδ軸電流ｉδの検出ができない可能性のある第１期間Ｔａ以外の期間においては、電流算出部２０によるδ軸電流ｉδの算出処理を停止することで、インバータ制御装置の処理負担の軽減や消費電力の低減を図ることが可能となる。
　なお、本実施形態では、δ軸電流の算出手段として電流算出部２０を採用したが、これに代えて、図１に示したδ軸電流算出部１１３を採用することとしてもよい。この場合も、第１期間Ｔａ以外の期間においてδ軸電流ｉδの算出処理を停止することで、処理負担の軽減、消費出力の低減を図ることができる。
〔第４実施形態〕
　次に、本発明の第４実施形態に係るインバータ装置について説明する。上述した第３実施形態では、過変調制御実行中における第１期間Ｔａ以外の期間において、δ軸電流として前回値を用いていたが、本実施形態では、上記第１期間Ｔａ以外において、電流算出部２０におけるδ軸電流の算出処理を停止するとともに、Ｖ／ｆ制御部１２における、（４）式及び（５）式の算出処理を停止する。
　具体的には、Ｖ／ｆ制御部１２は、δ軸電圧指令ｖδ ＊として予め設定された一定値を採用し、また、（５）式については算出処理を行わずに、（３）式におけるＶｏｆｓγの値を一定として取り扱う。
　このように、第１期間Ｔａ以外の場合には、δ軸電流の算出処理を停止するとともに、Ｖ／ｆ制御部１２における（４）式及び（５）式の算出処理も停止することから、演算処理を簡素化することができ、電流算出部１１およびＶ／ｆ制御部１２の処理負担を軽減させることが可能となる。
　なお、上記の態様に代えて、δ軸電圧指令ｖδ ＊については、過変調制御の実行期間を通して、（４）式を用いた算出処理を停止し、予め設定された一定値を採用することとしてもよい。
１　インバータ装置
２　インバータ
３　インバータ制御装置
４　圧縮機モータ
５　直流電源
６　電流センサ
８　電圧センサ
１１　電流算出部
１２　Ｖ／ｆ制御部
１３　ＰＷＭ信号生成部
２０　電流算出部
１１１　平均電流算出部
１１２　γ軸電流算出部
１１３　δ軸電流算出部
１２１　速度・位置指令生成部
１２２　電圧指令生成部
１２３　２相／３相変換部　

Claims (11)

  1. 　直流母線を介して入力される直流電圧を三相交流電圧に変換してモータに出力するインバータと、
    　前記インバータを制御するインバータ制御手段と、
    　前記直流母線に流れる直流電流を検出する電流検出手段と
    を備え、
    　前記インバータ制御手段は、
    　前記直流電流をパラメータとして含むγ軸電流演算式を予め保有し、該γ軸電流演算式に前記電流検出手段により検出された直流電流を用いてγ軸電流を算出する第１電流算出手段を具備するインバータ装置。
  2. 　前記γ軸電流演算式は、線間電圧及びモータの回転軸速度をそれぞれ変化させたときのモータトルクに対する平均直流電流およびγ軸電流の関係を求め、該関係から導出された式である請求項１に記載のインバータ装置。
  3. 　前記インバータ制御手段は、前記電流検出手段によって検出された直流電流から３相交流電流を算出し、該３相交流電流からδ軸電流を算出する第２電流算出手段を備える請求項１または請求項２に記載のインバータ装置。
  4. 　前記インバータ制御手段は、前記第１電流算出手段によって算出されたγ軸電流および前記第２電流算出手段によって算出されたδ軸電流が入力されるＶ／ｆ制御手段を備え、
    　前記Ｖ／ｆ制御手段は、
    　γ軸電流と前記モータの速度指令とを用いて電源周波数指令を算出する電源周波数指令算出手段と、
    　δ軸電流の積分項及び前記電源周波数指令をパラメータとして含む演算式を用いてγ軸電圧指令を算出するγ軸電圧指令算出手段と、
    　前記δ軸電流の一次関数を用いてδ軸電圧指令を算出するδ軸電圧指令算出手段と
    を有する請求項３に記載のインバータ装置。
  5. 　前記第２電流算出手段は、過変調制御実行中において電気角１周期の中にデューティ比が１００％及び０％以外となる第１期間である場合に、前記３相交流電流からδ軸電流を算出し、前記第１期間以外の期間においては、前記第１期間において直前に算出されたδ軸電流を保持し、保持した値をδ軸電流として出力する請求項３または請求項４に記載のインバータ装置。
  6. 　過変調制御実行中において、電気角１周期の中にデューティ比が１００％及び０％である期間において、
    　前記第２電流算出手段は、前記δ軸電流の算出処理を停止し、
    　前記γ軸電圧指令算出手段は、前記δ軸電流の積分項に予め設定された一定値を用いて前記γ軸電圧指令を算出する請求項４に記載のインバータ装置。
  7. 　過変調制御実行中において、前記δ軸電圧指令算出手段は、前記δ軸電圧指令として予め設定されている一定値を出力する請求項４または請求項６に記載のインバータ装置。
  8. 　前記インバータ制御手段は、
    　前記第１電流算出手段によって算出されたγ軸電流が入力され、該γ軸電流と前記モータの速度指令とを用いて電源周波数指令を算出するＶ／ｆ制御手段と、
    　線間電圧および前記Ｖ／ｆ制御手段において算出される前記電源周波数指令をパラメータとして含むδ軸電流演算式を予め保有し、該δ軸電流演算式に、前記線間電圧の指令値または計測値及び前記Ｖ／ｆ制御手段で算出された前記電源周波数指令を用いてδ軸電流を算出する第３電流算出手段と
    を具備する請求項１または請求項２に記載のインバータ装置。
  9. 　前記δ軸電流演算式は、線間電圧及びモータの回転軸速度をそれぞれ変化させたときのモータトルクに対するδ軸電流の関係を求め、該関係から導出された式である請求項８に記載のインバータ装置。
  10. 　前記電流検出手段によって検出された直流電流から３相交流電流を算出し、該３相交流電流からγ軸電流を算出する第４電流算出手段と、
    　算出した前記３相交流電流からδ軸電流を算出する第２電流算出手段と
    を有し、
    　過変調制御が実行されている期間は、前記第１電流算出手段によりγ軸電流を算出するとともに前記第３電流算出手段により前記δ軸電流を算出し、前記過変調制御が行われていない期間においては、前記第４電流算出手段によりγ軸電流を算出するとともに前記第２電流算出手段によりδ軸電流を算出する請求項８または請求項９に記載のインバータ装置。
  11. 　過変調制御実行中において、電気角１周期の中にデューティ比が１００％及び０％以外となる第１期間である場合に、前記第４電流算出手段によりγ軸電流を算出するとともに、前記第２電流算出手段によりδ軸電流を算出し、前記第１期間以外の期間においては、前記第１の電流算出手段によりγ軸電流を算出し、前記第３電流算出手段によりδ軸電流を算出する請求項８から請求項１０のいずれかに記載のインバータ装置。
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