WO2013079685A1 - Dispositif et procédé de synthèse de fréquence - Google Patents

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WO2013079685A1 PCT/EP2012/074136 EP2012074136W WO2013079685A1 WO 2013079685 A1 WO2013079685 A1 WO 2013079685A1 EP 2012074136 W EP2012074136 W EP 2012074136W WO 2013079685 A1 WO2013079685 A1 WO 2013079685A1
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frequency
signal
oscillator
periodic
synthesis device
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Alexandre SILIGARIS
Clément JANY
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B21/00—Generation of oscillations by combining unmodulated signals of different frequencies
    • H03B21/01—Generation of oscillations by combining unmodulated signals of different frequencies by beating unmodulated signals of different frequencies
    • H03B21/02—Generation of oscillations by combining unmodulated signals of different frequencies by beating unmodulated signals of different frequencies by plural beating, i.e. for frequency synthesis ; Beating in combination with multiplication or division of frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/7163—Spread spectrum techniques using impulse radio
    • H04B1/717—Pulse-related aspects
    • H04B1/7174—Pulse generation

Definitions

  • the invention relates to a frequency synthesis device and method for providing a stable signal of a certain frequency from a lower frequency signal.
  • the invention also relates to a device for transmitting and / or receiving signals, operating for example in the radio frequency (RF) field, comprising such a frequency synthesis device for outputting a stable periodic signal.
  • RF radio frequency
  • a frequency synthesis device makes it possible to provide a frequency stable signal intended to be used for example in an RF communication system.
  • a signal containing the information to be sent can be modulated with the frequency stable signal serving as a carrier signal for conveying the information.
  • the realized frequency synthesis defines the value of the transmission carrier frequency.
  • the frequency synthesis makes it possible to supply this frequency-stable signal to demodulate the information received.
  • FIG. 10 A first embodiment of a frequency synthesis device 10, used for example in a carrier frequency transmission / reception system, is shown in FIG.
  • the device 10 comprises a voltage controlled oscillator 12 (VCO), which outputs a sinusoidal signal whose oscillation frequency is controlled by a voltage applied at the input of the oscillator 12.
  • VCO voltage controlled oscillator
  • the oscillator 12 is made such that it can output a signal oscillating in the frequency band used by the communication system which includes the device 10. It is considered that the oscillator 12 outputs a sinusoidal signal of frequency j.
  • the output signal provided by the oscillator 12 alone is unstable in the RF frequency bands and the microwaves, drifts over time and has a high spectral impurity (phase noise). It is therefore necessary to stabilize it in frequency by locking (that is to say fixing or synchronizing) its phase on that of a very stable signal frequency provided for example by a resonator of very high quality, such as a quartz resonator, which operates however at a lower frequency (usually in the MHz range).
  • the oscillator 12 is slaved within a phase-locked loop (PLL).
  • PLL phase-locked loop
  • This PLL comprises several frequency dividers connected in series with each other (represented in the form of a single element referenced 14 in FIG. 1) and able to divide together the frequency fa of the signal delivered by the oscillator 12 by a number N integer or fractional.
  • Frequency dividers 14 are obtained at the output of a periodic signal of fi / N frequency which is then compared with a very stable reference periodic signal, such as a signal of frequency f qua nz provided by a quartz resonator 16.
  • the frequency dividers 14 are made such that the factor N obtained allows the frequency fi / N to be close to the frequency / qUart.
  • the comparison between these two signals is performed by a phase comparator 18 (PFD for "Phase Frequency Detector ”) Outputting a signal proportional to the phase difference measured between these two signals and whose value is positive or negative according to the sign of the difference fi / N - f qua rtz-
  • PFD Phase Frequency Detector
  • This output signal is sent to the input of a charge pump circuit and a filter 20 outputting a signal applied to the control input of the oscillator 12 to adjust its oscillation frequency so that fi / N once the loop stabilized.
  • the frequency stability of the frequency signal j delivered by the oscillator 12, its drift over time and its spectral purity essentially depend on the characteristics of the signal.
  • frequency reference f qua rtz provided by the resonator 16 as well as the division rank N of the frequency dividers 14.
  • the frequencies synthesized by the device 10 also depend on the oscillation frequency range of the oscillator 12 such that: f ose min ⁇ ⁇ f quartz ⁇ fose max
  • fosemin and fosemax being respectively the minimum and maximum oscillation frequencies of the oscillator 12.
  • the oscillator 12 is for example made in the form of differential cross-pairs (resonator coupled with a negative resistance).
  • the frequency dividers 14 use different architectures depending on whether they are positioned at the beginning of the string (close to the frequency f lt that is to say on the oscillator 12 side) or at the end of the string, at lower frequency (close to the frequency f qua rtz, that is to say on the side of the phase comparator 18).
  • the frequency dividers use circuits of the type CML ("Current Mode Logic") or ILFD ("Injection Locked Frequency Divider"). Frequency dividers operating at lower frequencies use purely digital counter-type architectures.
  • the circuits forming the frequency dividers 14 may be programmable so that the value of the frequency synthesized by the device 10 is programmable (j is in this case a multiple EFS quar tz) via the choice of the value of N (the value? E f quar tz is a function of the nature of the resonator 16 and is not programmable).
  • This type of frequency synthesis device 10 has the major disadvantage of using a long chain of frequency dividers 14 given the large value of N when the difference between f qua nz and j is large.
  • the first frequency dividers (those on the side of the oscillator 12) operating at high frequencies have a high static electricity consumption.
  • the first frequency dividers use an ILFD architecture, they use in this case resonant elements (inductances or transmission lines) occupying a large circuit surface.
  • the PLL uses a feedback which acts on the oscillation frequency of the oscillator 12. However, this feedback can lead the PLL to instabilities (non-locking of the frequency j) because this loop operates at high frequency.
  • a second embodiment of a frequency synthesis device 30 used in a high frequency transmission / reception system (RF domain) is shown in FIG.
  • this second frequency synthesis device 30 uses a reverse approach of multiplying the reference frequency f qua r tz until the required frequency f i is obtained.
  • the device 30 does not include an oscillator or a phase-locked loop.
  • the first frequency multiplier circuits 32 (those located on the resonator 16 side) operate at low frequencies and use standard digital architectures.
  • the frequency multiplier circuits 32 at the end of the chain operate at high frequencies and use architectures with subharmonic lock, or use techniques known as "push-push", distortion, harmonic amplification or other .
  • the stability and the purity of the signal (phase noise) of frequency fa obtained at the output of the frequency synthesis device 30 essentially depend on the characteristics of the stable reference signal provided by the resonator 16 and the rank of multiplication N.
  • the architecture of this device 40 corresponds to a combination of the architectures of the frequency synthesis devices 10 and 30 previously described.
  • a first frequency synthesis is performed at the frequency fa using an architecture similar to that of the device 10 (by using elements similar to the elements 12, 14, 16, 18, 20 of the device 10).
  • Such a device 40 has the advantage of being able to synthesize programmable frequencies (via the programming of the parameter N) and to increase the value of the frequency that can be obtained at the output.
  • the synthesizable frequencies are such that:
  • the frequency synthesis device 40 solves some of the disadvantages of frequency synthesis devices 10 and 30, all of these frequency synthesis devices have the disadvantage of using complete chains of frequency dividers and / or frequency multipliers.
  • high ranks N and K may be of the order of several hundreds or thousands), because of the large differences between the values of the carrier frequencies to be obtained at the output of the devices and the relatively low frequencies that can be provided by resonators stable such as quartz resonators.
  • these complete chains of dividing circuits or frequency multipliers have a significant power consumption and occupy a circuit surface also important.
  • An object of the present invention is to propose a new type of frequency synthesis device that does not have the drawbacks of the frequency synthesis devices of the prior art described above.
  • a frequency synthesis device comprising at least:
  • first means capable of generating a periodic frequency signal f lt
  • second means capable of generating a periodic pulse signal whose central frequency f G is equal to Nf lt where N is an integer greater than 1,
  • third means coupled to the first and second means, able to receive as input the periodic signal of frequency j and to control the generation of the periodic pulse signal by the second means only over a part of each period of the periodic frequency signal f lt
  • the present invention further provides a frequency synthesis device, comprising at least:
  • first means capable of generating a periodic frequency signal f lt
  • Such a device makes it possible to produce a frequency synthesis that is stabilized in terms of frequency and noise.
  • This device is based on a frequency multiplication of a signal, or more particularly a generation, from a bass frequency, a complex periodic signal centered at a higher frequency, and a subsequent frequency recovery to obtain a frequency-stabilized signal.
  • the second and third means generate, for example via the control made by the third means on the second means, a periodic pulse signal whose central frequency f G is a multiple of a first generated signal frequency j.
  • the third means can act on the second means such as a control switch operating at the frequency f ⁇ .
  • the fourth means are then used to recover in this spectrum the desired line and to output a periodic signal, for example sinusoidal or substantially sinusoidal, stable central frequency
  • the device according to the invention therefore makes it possible to carry out a high frequency synthesis (f 2 ) from a low frequency signal (frequency j) and a high frequency pulse generator formed by the second and third means.
  • the device according to the invention makes it possible to achieve, between the frequency j and the frequency f 2 delivered, a high order frequency multiplication without having the disadvantages of the frequency multipliers of the prior art.
  • the device according to the invention does not use a traditional frequency multiplier chain as in some of the frequency synthesis devices of the prior art and therefore has the advantage of reducing the consumption and the size of the frequency synthesis device.
  • the synthesized frequency is programmable by programming the parameters N and / ' .
  • the device according to the invention therefore has the advantages, compared with prior art frequency synthesis devices comprising long circuits of multiplying circuits or frequency dividers, of reducing power consumption. of the device, to improve the performance of the frequency synthesis performed in terms of phase noise and frequency operating range, and also to reduce the complexity of the design of the device.
  • the frequency synthesis device does not make use of a long chain of frequency dividers (source of consumption and large occupied area), nor of a PLL operating at high frequency (source of high frequency instabilities). .
  • a frequency synthesis device comprising at least:
  • the second means may comprise at least one voltage-controlled oscillator whose free oscillation range includes the center frequency f G, that is to say lt Nf the value of N may be based on a value of a first control voltage to be applied to the input of the voltage controlled oscillator.
  • the free oscillation range can be defined as the frequency range between the minimum frequency and the maximum frequency achievable by the voltage-controlled oscillator as a function of the first control voltage.
  • the third means may be able to generate a supply voltage of the second means in the form of another periodic frequency signal whose duty cycle can be less than 1.
  • the third means may comprise at least one switch connected to a power supply input of the second means and adapted to be controlled by the periodic frequency signal fa designed to be generated by the first means.
  • the third means may comprise at least one switch connected to an input power supply of the oscillator and able to be controlled by the periodic signal of frequency fa such that it generates a supply voltage of the oscillator non-zero only during part of each period
  • the third means may comprise at least one switch connected to an output of the oscillator and capable of being controlled by the periodic frequency signal such that it cuts an electrical connection between the output of the oscillator and the input of the fourth means. during part of each period
  • the fourth means may comprise at least one injection-locked oscillator intended to receive as input the periodic central frequency pulse signal f G (which is periodically interrupted at the frequency fj) generated by the second means, or the signal G , and at least periodically to be locked at the frequency f 2 , the value of / ' being able to be a function of a value of a second control voltage intended to be applied to the input of the injection-locked oscillator.
  • This or these oscillators locked by injection can achieve a recovery of at least one of the lines, corresponding to the frequency f 2 , of the signal spectrum delivered by the second means.
  • the fourth means may comprise at least one bandpass filter of central frequency substantially equal to / 2 .
  • the value of the frequency may be greater than about 1 GHz, and / or the value of the frequency f 2 may be greater than about 10 GHz, and / or the periodic pulse signal generated by the second means may be a pulsed sinusoidal signal, and / or the oscillations of the signal S G may be sinusoidal, and / or the signal periodic frequency f 2 , or more generally the periodic signal whose frequency spectrum comprises a main line of frequency f 2 , can be a substantially sinusoidal signal.
  • the first means may comprise at least one resonator device and a phase-locked loop capable of controlling the phase of the periodic signal of frequency fa delivered by a voltage-controlled oscillator of the phase-locked loop on a phase of a periodic signal.
  • a sinusoidal signal delivered by the resonator device.
  • the frequency synthesis device can use a phase-locked loop operating at a low frequency, which makes it possible to eliminate the risks of instability generated by a PLL operating at a high frequency, as in the prior art.
  • the first means may also include a resonator device capable of generating the periodic signal, which is stable, of frequency f ⁇ .
  • the invention also relates to a device for transmitting and / or receiving signals, comprising at least one frequency synthesis device as defined above and coupled to a modulator and / or a demodulator of the transmission device and / or reception.
  • the present invention further relates to a frequency synthesis method, comprising at least the steps of:
  • the fact that the periodic pulse signal generated by the second means has a non-zero value only on a part of each period of the periodic signal of frequency j means that this pulse signal periodically has a value of zero over part of the period of the periodic signal. of frequency f ⁇ .
  • the present invention also relates to a frequency synthesis method, comprising at least the steps of:
  • third means coupled to the first and second means, adapted to receive as input the periodic signal of frequency j and to be controlled the generation of the periodic pulse signal by the second means only over part of each period of the periodic frequency signal f lt
  • the invention finally relates to a method for producing a frequency synthesis device, comprising at least the steps of:
  • FIGS. 1 to 3 diagrammatically show frequency synthesis devices according to the prior art
  • FIG. 4 diagrammatically represents a frequency synthesis device, object of the present invention, according to a first embodiment
  • FIGS. 5A and 5B respectively represent the waveform and the spectrum of a signal C generated in a frequency synthesis device, object of the present invention
  • FIGS. 6A and 6B respectively represent the waveform and the spectrum of a signal S G generated in a frequency synthesis device, object of the present invention
  • FIGS. 7A and 7B respectively represent the waveform and the spectrum of a signal S 2 obtained at the output of a frequency synthesis device, object of the present invention
  • FIG. 8 represents the selectivity of a frequency recovery circuit forming part of a frequency synthesis device, object of the present invention
  • FIGS. 9A and 9B show waveforms and spectra of the signals generated in a frequency synthesis device, object of the present invention
  • FIG. 10 represents the spectrum of a signal S G generated in a frequency synthesis device, object of the present invention, according to an exemplary embodiment
  • FIG. 11 represents the spectrum of a signal S 2 obtained at the output of a frequency synthesis device, object of the present invention, according to an exemplary embodiment
  • FIG. 12 represents the phase noise of a signal S 2 obtained at the output of a frequency synthesis device, object of the present invention, according to an exemplary embodiment
  • FIG. 13 schematically shows a communication system, also object of the present invention, comprising a frequency synthesis device according to the invention
  • FIGS. 14A and 14B show signals S2 obtained at the output of a frequency synthesis device, object of the present invention, according to an exemplary embodiment
  • FIG. 15 schematically shows a frequency synthesis device object of the present invention, according to a second embodiment.
  • Identical, similar or equivalent parts of the different figures described below bear the same numerical references so as to facilitate the passage from one figure to another.
  • FIG. 4 represents a frequency synthesis device 100 according to a first embodiment.
  • the device 100 includes an oscillator 102 for example of the VCO outputting a periodic signal of frequency f lt If for example sinusoidal oscillation frequency f
  • the frequency f is controlled by a voltage applied to a control input 104 of the Oscillator 102.
  • the oscillator 102 is slaved by a phase-locked loop (PLL).
  • PLL comprises one or more frequency dividers 106 able to divide the frequency of the signal Si by an integer or fractional A number.
  • a periodic signal of frequency f1 / A is obtained, which is then compared with a very stable frequency / standard periodic reference signal provided by a resonator 108, for example a quartz resonator.
  • Factor A is chosen such that the frequency f / A is close to the frequency f stab i e - A comparison between these two signals is achieved by a phase comparator 110 (PFD) generating an output signal proportional to the phase difference measured between these two signals, whose value is positive or negative according to the sign of the difference / ⁇ -f stable -
  • the elements 102, 106, 108, 110 and 112 allow to obtain a periodic signal S lt e.g. sinusoidal, which is stable in frequency.
  • a periodic signal S lt e.g. sinusoidal, which is stable in frequency.
  • the choice of the type of device or structure generating the periodic signal Sj can in particular be made according to the desired frequency j.
  • a resonator device alone may be sufficient if the fine frequency does not exceed a value beyond which it may then be necessary to use a PLL to generate the signal Sj.
  • the frequency synthesis device 100 further comprises a periodically repeated oscillation train generator (hereinafter referred to as "TORP") in the frequency band to be synthesized and a frequency recuperator.
  • TORP periodically repeated oscillation train generator
  • the TORP generator is composed of a VCO oscillator 114 voltage-controlled by a control signal Van, and controlled power supply means 116 electrically supplying the oscillator 114 and which are controlled by the signal Sj of frequency fi delivered by the oscillator 102.
  • This controlled current source may correspond to a MOS transistor comprising a gate on which the signal Si is applied.
  • these means 116 may comprise a switch connected to a power supply input. electric oscillator 114 and adapted to be controlled by the periodic signal Si.
  • the oscillator 114 is therefore switched by this switch alternately putting the oscillator 114 in the ON state and in the OFF state, that is to say, interrupting or not the supply of an output signal by the oscillator 114, successively to the frequency i.
  • the oscillator 114 is controlled by a signal S c corresponding to the current generated by the current source 116 (and therefore to the supply voltage supplied to the oscillator 114) and whose waveform corresponds substantially to a square signal.
  • positive frequency fi (This square signal is not perfect and can have a trapezoidal shape, as is the case of the signal C shown in Figure 5A).
  • a signal G corresponding to a train of oscillations is created at the output of the VCO.
  • a half period 7 ⁇ / 2 (with Ti 1 / f) later, the oscillator 114 is off and the oscillation is interrupted.
  • the alternation of the ON state and the OFF state every half-period 7 ⁇ / 2 corresponds to the case where the signal S c has a duty ratio equal to 0.5.
  • the signal S c shown in FIG. 5A turns on the oscillator 114 for a duration T H which is equal, in this example, to 7 ⁇ / 2.
  • this duty cycle (equal to 7 ⁇ / 7 ⁇ ) can be different from 0.5, and more generally from 0 to 1, the values 0 and 1 being excluded, the duration of the ON state can be greater or less than that of the OFF state.
  • a pulsed signal 5 G is created at a center frequency fad corresponding to the free oscillation frequency of the oscillator 114, with a repetition period equal to T 1.
  • the signal S G therefore periodically has a zero value over a portion of each period T i this portion of each period Ti corresponding approximately to the portion of each period 7 ⁇ during which the signal S c has a zero value.
  • the signal S G has the particularity of having its phase locked on that of the frequency signal j provided by the oscillator 102 and has a central frequency f 0L which is substantially equal to an integer multiple of / j (f 0L ⁇ ⁇ - fi) ⁇
  • This property is due to the fact that starting the oscillation, the oscillator 114 has a high elasticity and is easily locked on harmonic N of the frequency F with N such that the product N ⁇ f l is the closer to the free oscillation frequency of the oscillator 114 when it is in free oscillation.
  • the value of N, and therefore of the frequency / ot depends on the value of the voltage V ar i applied to the input of the oscillator 114.
  • the equivalent spectrum of the signal S G has an envelope whose shape corresponds to a cardinal sinus whose components are sinusoids of central frequency N.fi.
  • the lines of the spectrum of S G are spaced from each other by f ⁇ .
  • FIGS. 5A and 5B respectively represent the waveform (time domain) and the spectrum (frequency domain) of the signal Se.
  • FIGS. 6A and 6B respectively represent the waveform and the spectrum of the signal S G.
  • FIG. 6A it can be seen that in each train of oscillations of the signal S G , the amplitudes of the oscillations are increasing when the oscillator 114 is started and are decreasing when the oscillator 114 stops.
  • the oscillations of the oscillating trains of S G are similar, in terms of phase, amplitude and frequency, from one train to another.
  • the signal S G is obtained by the convolution in the time domain between a windowed sinus, of frequency / ot (corresponding to the free oscillation frequency of the oscillator 114) and of window width equal to T H , with T H ⁇ ] o, r j [, and a Dirac comb with a period equal to 7 " .
  • the signal S G can therefore be expressed as:
  • ⁇ [t) is the windowing function corresponding to
  • the frequency spectrum of the signal S G corresponds in this case to
  • the signal S G is then used to obtain at the output of the device 100 a periodic signal S 2 , for example sinusoidal, whose frequency spectrum includes a line, or peak, principal, that is to say, of greater value compared to other lines, of frequency f 2 corresponding to the frequency to be synthesized by the device 100.
  • a periodic signal S 2 for example sinusoidal, whose frequency spectrum includes a line, or peak, principal, that is to say, of greater value compared to other lines, of frequency f 2 corresponding to the frequency to be synthesized by the device 100.
  • the device 100 comprises a frequency recovery circuit 118, or line recovery circuit, the input of which is connected to the output of the pulsed oscillator 114.
  • the frequency recovery circuit 118 acts as a band-pass filter and rejects the lines adjacent to the frequency to be recovered, a periodic signal S 2 is obtained at the output of the frequency recovery circuit 118, the main line of which has a frequency N n f 1 when f 2 for example a sinusoidal signal with a substantially constant envelope of which the frequency f 2 is for example equal to N ⁇ f l.
  • FIGS. 7A and 7B respectively represent the waveform
  • the oscillators 102 and 114 are for example made in the form of differential cross-pairs (resonators coupled with negative resistance).
  • the oscillator 114 can for example be implemented as described in the document "A 60 GHz UWB impulse radio transmitter with integrated antenna in CMOS65nm SOI technology” by A. Siligaris et al., Silicon Monolithic Integrated Circuits in RF Systems (SiRF), 2011 IEEE llth Topical Meeting on, pp. 153-156, 17-19 Jan. 2011.
  • the oscillator 102 may for example be made as described in the document "A 17.5-to-20.94GHz and 35-to-41.88GHz PLL in 65nm CMOS for wireless HD applications” by O.
  • the frequency recovery circuit 118 plays a role of bandpass filter of very high selectivity, and may correspond to a locked oscillator circuit, or synchronized by injection (ILO) or several loops arranged in cascade.
  • ILO synchronized by injection
  • the realization of such an ILO is for example described in the document "A 50 GHz direct injection locked oscillator topology as low power frequency divider in 0.13 ⁇ CMOS" of Mr. Tiebout, Solid-State Circuits Conference, 2003. ESSCI RC '03 . Proceedings of the 29th European, pp. 73-76, 16-18 Sept. 2003.
  • Such an oscillator circuit operates continuously and in the absence of a signal G applied at input (when the signal 5 G has periodically a zero value), the circuit 118 outputs a sinusoidal signal of free oscillation whose frequency f 0S c_iibre_ii8 is in the same frequency band than / 2 (f 0S cjibre_ii8 ⁇ ⁇ ) ⁇ the value of fosc_nbre_ii8 frequency depends only on the value of a control signal applied to another input of the frequency recovery circuit 118.
  • the frequency recovery circuit 118 When its first input is excited by the pulsed signal G delivered by the oscillator 114, the frequency recovery circuit 118 is locked to the line of the signal S G closest to f 0S c_iibre_ii8- V ar i_ii8 control signal allows positioning f 0S c_iibre_ii8 near N ⁇ f to center the signal S 2 exactly ⁇ f N, that is to say, f G, or on an adjacent line of N ⁇ / ⁇ .
  • the frequency f 2 synthesizable by the device 100 is therefore parameterizable and equal to:
  • the programming, or the setting, of the value of the frequency f 2 synthesized is therefore done via the parameters N and / or / ' and / or j.
  • the parameters N and / ' can be modified via the value of the control signal V ar ⁇ of the oscillator 114 on the one hand, and the value of the control signal ⁇ ⁇ ⁇ _ 118 of the frequency recovery circuit 118 on the other hand .
  • the central frequency / ⁇ of the spectrum of the oscillator 114 is then locks on the line ⁇ /./d.
  • the spectrum of the output signal S G is a cardinal sine of lines spaced from / j whose center line is at the frequency / ot .
  • the control signal V ar i_ii8 of the frequency recovery circuit is then selected so that the locking takes place on one of the lines adjacent to the central line / ot corresponding to the desired frequency f 2 (that is to say, as / ' ⁇ 0), in the main lobe of the cardinal sinus spectrum.
  • a third possibility of programming the value of / 2 it is possible to combine the two previous possibilities.
  • the value of / 2 can also be modified via the adjustment or the choice of the value of the frequency fa since the value of fa corresponds to the spacing of the lines in the spectrum of the 5 G signal.
  • the frequency recovery circuit 118 makes it possible to select a line located in the main lobe of the spectrum of the signal G delivered by the oscillator 114. It acts both as a very selective band-pass filter and as a signal regenerator, for example. the locking bias on the frequency (N + i) fi.
  • the selectivity of the frequency recovery circuit 118, when it corresponds to an injection-locked oscillator circuit (ILO), is represented in FIG. 8.
  • the zone referenced 120 represents the locking range of such an ILO which, in the example of Figure 8, locks on the center line of the spectrum of the signal G which is closest to its free oscillation frequency.
  • the output signal of this ILO is composed mainly of this line but the rejection of adjacent lines is not infinite.
  • the signal obtained at the output of the frequency recovery circuit 118 may correspond not to a pure sinusoidal signal, but to a periodic signal whose envelope is never zero (unlike the signal S G whose envelope is periodically null) and whose frequency spectrum has a main line at the frequency f 2 .
  • the secondary lines of the spectrum, at multiple frequencies f are lt attenuated relative to the secondary lines of the spectrum of the signal S G.
  • Fig. 14A shows a spectrum of a signal 2 obtained for example with a frequency recovery circuit 118 comprising a single ILO. It is possible to increase this rejection by cascading (i.e.
  • FIG. 14B represents a spectrum of a signal S 2 obtained, for example, with a frequency recovery circuit 118 comprising a plurality of cascaded IOs. It can be seen in this figure that the signal S 2 therefore corresponds almost to a pure sinusoidal signal.
  • the frequency recovery circuit 118 may correspond to one or more bandpass filters connected in cascade. This or these filters are made such that their central frequency is close to the line of the signal S G of frequency (N + 1) .f lt which makes it possible to filter the signal S G and to recover the frequency line (N + 1) .f ! corresponding to the desired frequency f 2 .
  • This or these filters are also made as they are very selective. This or these filters can be made in several ways, for example in the form of BAW (bulk acoustic wave), LC (from inductance and capacitance) filter or SAW (surface acoustic wave) filter.
  • the frequency recovery circuit 118 it is also possible for the frequency recovery circuit 118 to include one or more ILOs and one or more bandpass filters connected in cascade.
  • FIG. 15 shows a frequency synthesizer device 200 according to a second embodiment.
  • the oscillator 114 is no longer controlled by a periodically interrupted power source, but is continuously supplied, providing a sinusoidal signal of frequency f 0 i_- This signal is sent to the input of a switch 202 controlled by the periodic signal Sj.
  • the switch 202 is periodically (period 7 ⁇ ) in the closed position during a duration equal to T H (for example equal to T 2 in the case of a duty ratio of 0.5) and in the open position for a duration equal to 7 ⁇ - T H.
  • a 5 G signal of the TORP type that is to say of the frequency oscillation train / ot type repeated periodically with a repetition period equal to 7 ⁇ , is obtained.
  • Oscillations of the 5 G oscillations trains are generally not similar, in terms of phase, from one train to another.
  • this signal G corresponds to the product of a sine frequency / ⁇ t (the free oscillation frequency of the oscillator 114) and of a periodic square wave signal of period T 1 and of a duration in the high state 7 " H with T H e] ⁇ , ⁇ ⁇ [such that:
  • the frequency frequency of the signal S G corresponds in this case to
  • the different embodiments of the frequency recovery circuit 118 previously described for the frequency synthesis device 100 can also be applied to the frequency synthesis device 200.
  • the PLL supplying the signal Si, the current source 116 and the oscillator 114 as well as the frequency recovery circuit 118 are made for example in 65 nm CMOS technology for example on SOI in order to obtain for example a frequency synthesis device.
  • the signal transmissions are for example carried out in a frequency range between about 57 GHz and 66 GHz.
  • the oscillator 114 is for example designed to output a signal S G whose spectrum is shown in FIG. 10. It can be seen on this spectrum that the different lines, representing various possible communication channels according to the communication standards, are well spaced from each other.
  • the spectrum of the signal S2 obtained at the output of such a frequency synthesis device 100 is represented in FIG. 11.
  • the phase noise of this signal S 2 is represented in FIG. 12. This also applies to the realization of the frequency synthesis device 200.
  • the frequency synthesis device 100 or 200 is for example used in an RF transmission system 1000 in an exemplary architecture is shown schematically in FIG. 13.
  • the transmission system 1000 comprises elements for carrying out a transmission of signals such as a baseband processing circuit 1002 receiving as input the information to be transmitted, a modulator 1004, a power amplifier 1006 and a transmitting antenna 1008.
  • the frequency synthesis device 100 or 200 is used together with the modulator 1004 to modulate the signal at the desired carrier frequency (frequency f 2 ), for example an RF frequency of the order of one or more GHz.
  • the transmission system 1000 also comprises elements for performing signal reception: a processing circuit that a receiving antenna 1010, a low noise amplifier 1012, a demodulator 1014 and a baseband processing circuit 1016. Frequency synthesis device 100 is used in conjunction with demodulator 1014 to demodulate the received RF baseband signal.

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Abstract

Dispositif de synthèse de fréquence (100), comportant au moins : - des premiers moyens (102, 104, 106, 108, 110, 112) aptes à générer un signal périodique de fréquence f 1 , - des deuxièmes et troisièmes moyens (114, 116), couplés aux premiers moyens et aptes à recevoir en entrée le signal périodique de fréquence fa et à générer un signal S G correspondant à un train d'oscillations de fréquence sensiblement égale à N.f 1 , de durée inférieure à T 1 = 1/f 1 et répété périodiquement à la fréquence f 1 , avec N nombre entier supérieur à 1, - des quatrièmes moyens (118) aptes à générer, à partir du signal S G , un signal périodique dont le spectre fréquentiel comporte une raie principale de fréquence f 2 = (N+i).f 1 avec i nombre entier.

Description

DISPOSITIF ET PROCEDE DE SYNTHESE DE FREQUENCE
DESCRIPTION
DOMAINE TECHNIQUE L'invention concerne un dispositif et un procédé de synthèse de fréquence permettant de fournir un signal stable d'une certaine fréquence à partir d'un signal de fréquence inférieure. L'invention concerne également un dispositif d'émission et/ou de réception de signaux, fonctionnant par exemple dans le domaine radiofréquences (RF), comportant un tel dispositif de synthèse de fréquence destiné à fournir en sortie un signal périodique stable.
ÉTAT DE LA TECHNIQUE ANTÉRIEURE
Un dispositif de synthèse de fréquence permet de fournir un signal stable en fréquence destiné à être utilisé par exemple dans un système de communication RF. Ainsi, lors d'une émission de signaux, un signal contenant l'information à envoyer peut être modulé avec le signal stable en fréquence servant de signal porteur pour véhiculer l'information.
La synthèse de fréquence réalisée définit dans ce cas la valeur de la fréquence porteuse d'émission. Lors d'une réception de signaux, la synthèse de fréquence permet de fournir ce signal stable en fréquence pour démoduler l'information reçue.
Un premier exemple de réalisation d'un dispositif de synthèse de fréquence 10, utilisé par exemple dans un système d'émission / réception à fréquence porteuse, est représenté sur la figure 1.
Le dispositif 10 comporte un oscillateur 12 commandé en tension (VCO pour « Voltage-Controlled Oscillator »), fournissant en sortie un signal sinusoïdal dont la fréquence d'oscillation est contrôlée par une tension appliquée en entrée de l'oscillateur 12. L'oscillateur 12 est réalisé tel qu'il puisse fournir en sortie un signal oscillant dans la bande des fréquences utilisées par le système de communication dont fait partie le dispositif 10. On considère que l'oscillateur 12 fournit en sortie un signal sinusoïdal de fréquence j.
Le signal de sortie fourni par l'oscillateur 12 seul est instable dans les bandes de fréquences RF et les micro-ondes, dérive dans le temps et présente une impureté spectrale (bruit de phase) élevée. Il est donc nécessaire de le stabiliser en fréquence en verrouillant (c'est-à-dire en fixant, ou synchronisant) sa phase sur celle d'un signal très stable en fréquence fourni par exemple par un résonateur de très haute qualité, tel qu'un résonateur à quartz, qui fonctionne toutefois à plus basse fréquence (généralement dans le domaine des MHz).
Afin de verrouiller la phase du signal délivré par l'oscillateur 12 et stabiliser ainsi la fréquence d'oscillation j de ce signal, l'oscillateur 12 est asservi au sein d'une boucle à verrouillage de phase (PLL pour « Phase-Locked Loop »). Cette PLL comporte plusieurs diviseurs de fréquence reliés en série les uns aux autres (représentés sous la forme d'un seul élément référencé 14 sur la figure 1) et aptes à diviser ensemble la fréquence fa du signal délivré par l'oscillateur 12 par un nombre N entier ou fractionnaire. On obtient en sortie des diviseurs de fréquence 14 un signal périodique de fréquence fi/N qui est ensuite comparé à un signal périodique de référence très stable, tel qu'un signal de fréquence fquanz fourni par un résonateur 16 à quartz. Les diviseurs de fréquence 14 sont réalisés tels que le facteur N obtenu permette que la fréquence fi/N soit proche de la fréquence /qUartz- La comparaison entre ces deux signaux est réalisée par un comparateur de phases 18 (PFD pour « Phase Frequency Detector ») générant en sortie un signal proportionnel à la différence de phases mesurée entre ces deux signaux et dont la valeur est positive ou négative selon le signe de la différence fi/N - fquartz- Ce signal de sortie est envoyé en entrée d'un circuit de pompe de charge et d'un filtre 20 délivrant en sortie un signal appliqué sur l'entrée de commande de l'oscillateur 12 permettant d'ajuster sa fréquence d'oscillation de sorte à ce que fi/N
Figure imgf000003_0001
une fois la boucle stabilisée.
Avec un tel dispositif de synthèse de fréquence 10, la stabilité en fréquence du signal de fréquence j délivré par l'oscillateur 12, sa dérive dans le temps et sa pureté spectrale dépendent essentiellement des caractéristiques du signal de référence de fréquence fquartz fourni par le résonateur 16 ainsi que du rang de division N des diviseurs de fréquence 14. De plus, les fréquences synthétisées par le dispositif 10 dépendent également de la plage de fréquence d'oscillation de l'oscillateur 12 telles que : f ose min ^ ^ f quartz ^ f ose max
fosemin et fosemax étant respectivement les fréquences d'oscillation minimum et maximum de l'oscillateur 12.
L'oscillateur 12 est par exemple réalisé sous la forme de paires croisées différentielles (résonateur couplé avec une résistance négative). Les diviseurs de fréquence 14 utilisent différentes architectures selon qu'ils soient positionnés en début de chaîne (proche de la fréquence flt c'est-à-dire du côté de l'oscillateur 12) ou en fin de chaîne, à plus basse fréquence (proche de la fréquence fquartz, c'est-à-dire du côté du comparateur de phases 18). Aux fréquences élevées, les diviseurs de fréquence utilisent des circuits de type CML (« Current Mode Logic ») ou ILFD (« Injection Locked Frequency Divider »). Les diviseurs de fréquence fonctionnant à plus basses fréquences utilisent des architectures purement numériques de type compteur. Les circuits formant les diviseurs de fréquence 14 peuvent être programmables afin que la valeur de la fréquence synthétisée par le dispositif 10 soit programmable ( j est dans ce cas un multiple àe fquartz) via le choix de la valeur de N (la valeur àe fquartz est fonction de la nature du résonateur 16 et n'est donc pas programmable).
Ce type de dispositif de synthèse de fréquence 10 présente l'inconvénient majeur d'utiliser une longue chaîne de diviseurs de fréquence 14 compte tenu de la valeur importante de N lorsque la différence entre fquanz et j est grande. Les premiers diviseurs de fréquence (ceux du côté de l'oscillateur 12) fonctionnant à hautes fréquences présentent une consommation électrique statique élevée. De plus, lorsque les premiers diviseurs de fréquence emploient une architecture de type ILFD, ils utilisent dans ce cas des éléments résonants (inductances ou lignes de transmission) occupant une surface de circuit importante. D'autre part, la PLL utilise une rétroaction qui agit sur la fréquence d'oscillation de l'oscillateur 12. Or, cette rétroaction peut mener la PLL à des instabilités (non verrouillage de la fréquence j) du fait que cette boucle fonctionne à haute fréquence. Un deuxième exemple de réalisation d'un dispositif de synthèse de fréquence 30, utilisé dans un système d'émission / réception à fréquence porteuse élevée (domaine RF), est représenté sur la figure 2.
Par rapport au dispositif 10 précédemment décrit, ce deuxième dispositif de synthèse de fréquence 30 utilise une approche inverse consistant à multiplier la fréquence de référence fquartz jusqu'à obtention de la fréquence requise f±. Comme représenté sur la figure 2, un tel dispositif 30 comporte un résonateur 16, par exemple similaire à celui du dispositif 10 précédemment décrit, délivrant en sortie le signal stable de référence de fréquence fquartz- Ce signal est appliqué en entrée d'une chaîne de circuits multiplicateur de fréquence 32 de rang N (représentée sous la forme d'un seul élément sur la figure 2) apte à délivrer en sortie le signal de fréquence j = N.fquartz.
Le dispositif 30 ne comporte pas d'oscillateur ni de boucle à verrouillage de phase. Les premiers circuits multiplicateur de fréquences 32 (ceux se trouvant du côté du résonateur 16) fonctionnent à basses fréquences et utilisent des architectures numériques standards. Par contre, les circuits multiplicateur de fréquence 32 se trouvant en fin de chaîne fonctionnent à hautes fréquences et utilisent des architectures à verrouillage sous-harmonique, ou font appel à des techniques dites « push-push », à distorsion, à amplification harmonique ou autres. La stabilité et la pureté du signal (bruit de phase) de fréquence fa obtenu en sortie du dispositif de synthèse de fréquence 30 dépendent essentiellement des caractéristiques du signal stable de référence fourni par le résonateur 16 et du rang de multiplication N.
Lorsque le rang de multiplication N est élevé (ce qui est le cas pour un dispositif de synthèse de fréquence faisant partie d'un système de communication RF), il est nécessaire d'utiliser un nombre important de circuits multiplicateur de fréquence pour réaliser la chaîne 32, se traduisant par une consommation et une surface de circuit occupée importantes. De plus, il n'existe pas de circuit multiplicateur de fréquence programmable, ce qui rend le rang N fixe et ne permet pas au dispositif 30 de synthétiser des fréquences de manière programmable. Un troisième exemple de réalisation d'un dispositif de synthèse de fréquence 40, utilisé par exemple dans un système d'émission / réception à fréquence porteuse élevée (RF), est représenté sur la figure 3.
L'architecture de ce dispositif 40 correspond à une combinaison des architectures des dispositifs de synthèse de fréquence 10 et 30 précédemment décrits. Une première synthèse de fréquence est effectuée à la fréquence fa en utilisant une architecture similaire à celle du dispositif 10 (en faisant appel à des éléments analogues aux éléments 12, 14, 16, 18, 20 du dispositif 10). Le signal de fréquence fa est ensuite multiplié par une chaîne de circuits multiplicateur de fréquence 42 de rang K afin d'obtenir en sortie un signal de fréquence f2 = K.fi = K. N.fquartz-
Un tel dispositif 40 a pour avantage de pouvoir synthétiser des fréquences programmables (via la programmation du paramètre N) et d'augmenter la valeur de la fréquence pouvant être obtenue en sortie. Les fréquences synthétisables sont telles que :
f ose min ^ ^ ^ f quartz f scma
Bien que le dispositif de synthèse de fréquence 40 résolve une partie des inconvénients des dispositifs de synthèse de fréquence 10 et 30, tous ces dispositifs de synthèse de fréquence ont pour inconvénient de faire appel à des chaînes complètes de diviseurs et/ou multiplicateurs de fréquence de rangs élevés (N et K pouvant être de l'ordre de plusieurs centaines ou plusieurs milliers), en raison des grandes différences entre les valeurs des fréquences porteuses destinées à être obtenues en sortie des dispositifs et les fréquences relativement basses pouvant être fournies par des résonateurs stables tels que des résonateurs à quartz. Or, ces chaînes complètes de circuits diviseurs ou multiplicateurs de fréquence présentent une importante consommation électrique et occupent une surface de circuit également importante.
EXPOSÉ DE L'INVENTION
Un but de la présente invention est de proposer un nouveau type de dispositif de synthèse de fréquence ne présentant pas les inconvénients des dispositifs de synthèse de fréquence de l'art antérieur exposés précédemment. Pour cela, il est proposé un dispositif de synthèse de fréquence, comportant au moins :
- des premiers moyens aptes à générer un signal périodique de fréquence flt
- des deuxièmes moyens aptes à générer un signal périodique impulsionnel dont une fréquence centrale fG est égale à N.flt avec N nombre entier supérieur à 1,
- des troisièmes moyens couplés aux premiers et deuxièmes moyens, aptes à recevoir en entrée le signal périodique de fréquence j et à commander la génération du signal périodique impulsionnel par les deuxièmes moyens seulement sur une partie de chaque période du signal périodique de fréquence flt
- des quatrièmes moyens aptes à générer, à partir du signal périodique impulsionnel délivré par les deuxièmes moyens, un signal périodique, par exemple sinusoïdal, de fréquence f2 = (N+i).flt avec /' nombre entier.
La présente invention propose en outre un dispositif de synthèse de fréquence, comportant au moins :
- des premiers moyens, ou premier générateur, aptes à générer un signal périodique de fréquence flt
- des deuxièmes et troisièmes moyens, ou deuxième générateur, couplés aux premiers moyens et aptes à recevoir en entrée le signal périodique de fréquence j et à générer un signal SG correspondant à un train d'oscillations de fréquence sensiblement égale à N.flr de durée inférieure à Ti = l/fi et répété périodiquement à la fréquence flt avec N nombre entier supérieur à 1,
- des quatrièmes moyens, ou troisième générateur, aptes à générer, à partir du signal SG, un signal périodique, par exemple sinusoïdal, dont le spectre fréquentiel comporte une raie principale, ou pic principal, de fréquence f2 = (N+i).flt avec /' nombre entier.
Un tel dispositif permet de réaliser une synthèse de fréquence qui soit stabilisée en fréquence et en bruit. Ce dispositif se base sur une multiplication de fréquence d'un signal, ou plus particulièrement une génération, à partir d'une basse fréquence, d'un signal périodique complexe centré à plus haute fréquence, et une récupération de fréquence ultérieure afin d'obtenir un signal stabilisé en fréquence. En effet, les deuxièmes et troisièmes moyens génèrent, par exemple via la commande réalisée par les troisièmes moyens sur les deuxièmes moyens, un signal périodique impulsionnel dont la fréquence centrale fG est un multiple d'un premier signal généré de fréquence j. Les troisièmes moyens peuvent agir sur les deuxièmes moyens comme un interrupteur de commande fonctionnant à la fréquence f±. On retrouve ainsi dans le spectre du signal délivré par les deuxièmes moyens et troisièmes moyens, correspondant par exemple à un signal sinusoïdal impulsionnel, ou plus généralement un signal correspondant à un train d'oscillations de fréquence sensiblement égale à N.flr de durée TH inférieure à 7Ί = 1/ft et répété périodiquement à la fréquence flt avec N nombre entier supérieur à 1, plusieurs raies centrées autour de la fréquence centrale fG = Λ/./j et espacées de fa les unes des autres. Les quatrièmes moyens servent ensuite à récupérer dans ce spectre la raie souhaitée et générer en sortie un signal périodique, par exemple sinusoïdal ou de forme sensiblement sinusoïdale, stable de fréquence centrale
Figure imgf000008_0001
Le dispositif selon l'invention permet donc de réaliser une synthèse haute fréquence (f2) à partir d'un signal basse fréquence (fréquence j) et d'un générateur d'impulsions haute fréquence formé par les deuxièmes et troisièmes moyens.
Le dispositif selon l'invention permet de réaliser, entre la fréquence j et la fréquence f2 délivrée, une multiplication de fréquence d'ordre élevé sans présenter les inconvénients des multiplicateurs de fréquence de l'art antérieur. Le dispositif selon l'invention n'utilise pas de chaîne de multiplicateurs de fréquence traditionnels comme dans certains des dispositifs de synthèse de fréquence de l'art antérieur et a donc pour avantage de réduire la consommation et la taille du dispositif de synthèse de fréquence.
De plus, la fréquence synthétisée est programmable via la programmation des paramètres N et /'.
Le dispositif selon l'invention a donc pour avantages, par rapport aux dispositifs de synthèse de fréquence de l'art antérieur comportant de longues chaînes de circuits multiplicateurs ou diviseurs de fréquence, de réduire la consommation électrique du dispositif, d'améliorer les performances de la synthèse de fréquence réalisée en termes de bruit de phase et de plage de fonctionnement fréquentiel, et de réduire également la complexité du design du dispositif.
Le dispositif de synthèse de fréquence selon l'invention ne fait pas appel à une longue chaîne de diviseurs de fréquence (source de consommation et de surface occupée importantes), ni à une PLL fonctionnant à haute fréquence (source d'instabilités à haute fréquence).
Le signal délivré par les quatrièmes moyens peut correspondre à un signal périodique dont le spectre fréquentiel comporte des raies de fréquences multiples entiers de fa et dont la raie principale (présentant la plus grande amplitude parmi l'ensemble des raies spectrales) est à la fréquence f2=(N+i)f1.
Il est également proposé un dispositif de synthèse de fréquence comportant au moins :
- des moyens aptes à générer un signal périodique de fréquence flt - des moyens aptes à générer, à partir du signal périodique de fréquence flt un signal périodique impulsionnel dont une fréquence centrale fG est égale à N.fi, avec N nombre entier supérieur à 1, le signal périodique impulsionnel ayant périodiquement une valeur nulle sur une partie de la période du signal périodique de fréquence flt
- des moyens aptes à générer, à partir du signal périodique impulsionnel de fréquence centrale fG égale à N.flt un signal périodique, par exemple, sinusoïdal, de fréquence f2 = (N+i).flt avec /' nombre entier.
Les deuxièmes moyens peuvent comporter au moins un oscillateur commandé en tension dont la plage d'oscillation libre inclut la fréquence centrale fG, c'est-à-dire N.flt la valeur de N pouvant être fonction d'une valeur d'une première tension de commande destinée à être appliquée en entrée de l'oscillateur commandé en tension. La plage d'oscillation libre peut être définie comme étant la gamme de fréquences comprises entre la fréquence minimale et la fréquence maximale atteignables par l'oscillateur commandé en tension en fonction de la première tension de commande. Les troisièmes moyens peuvent être aptes à générer une tension d'alimentation des deuxièmes moyens sous la forme d'un autre signal périodique de fréquence dont le rapport cyclique peut être inférieur à 1.
Les troisièmes moyens peuvent comporter au moins un interrupteur relié à une entrée d'alimentation électrique des deuxièmes moyens et apte à être commandé par le signal périodique de fréquence fa destiné à être généré par les premiers moyens.
Les troisièmes moyens peuvent comporter au moins un interrupteur relié à une entrée d'alimentation électrique de l'oscillateur et apte à être commandé par le signal périodique de fréquence fa tel qu'il génère une tension d'alimentation de l'oscillateur non nulle seulement pendant une partie de chaque période
Les troisièmes moyens peuvent comporter au moins un interrupteur relié à une sortie de l'oscillateur et apte à être commandé par le signal périodique de fréquence tel qu'il coupe une liaison électrique entre la sortie de l'oscillateur et l'entrée des quatrièmes moyens pendant une partie de chaque période
Les quatrièmes moyens peuvent comporter au moins un oscillateur verrouillé par injection destiné à recevoir en entrée le signal périodique impulsionnel de fréquence centrale fG (qui est périodiquement interrompu à la fréquence fj) généré par les deuxièmes moyens, ou le signal 5G, et à être verrouillé au moins périodiquement à la fréquence f2, la valeur de /' pouvant être fonction d'une valeur d'une deuxième tension de commande destinée à être appliquée en entrée de l'oscillateur verrouillé par injection. Ce ou ces oscillateurs verrouillés par injection peuvent réaliser une récupération d'au moins une des raies, correspondant à la fréquence f2, du spectre du signal délivré par les deuxièmes moyens.
Les quatrièmes moyens peuvent comporter au moins un filtre passe- bande de fréquence centrale sensiblement égale à /2.
La valeur de la fréquence peut être supérieure à environ 1 GHz, et/ou la valeur de la fréquence f2 peut être supérieure à environ 10 GHz, et/ou le signal périodique impulsionnel généré par les deuxièmes moyens peut être un signal sinusoïdal impulsionnel, et/ou les oscillations du signal SG peuvent être sinusoïdales, et/ou le signal périodique de fréquence f2, ou plus généralement le signal périodique dont le spectre fréquentiel comporte une raie principale de fréquence f2, peut être un signal sensiblement sinusoïdal.
Les premiers moyens peuvent comporter au moins un dispositif résonateur et une boucle à verrouillage de phase apte à asservir la phase du signal périodique de fréquence fa délivré par un oscillateur commandé en tension de la boucle à verrouillage de phase sur une phase d'un signal périodique, par exemple un signal sinusoïdal, délivré par le dispositif résonateur. Ainsi, le dispositif de synthèse de fréquence peut faire appel à une boucle à verrouillage de phase fonctionnant à basse fréquence, ce qui permet de supprimer les risques d'instabilité engendrés par une PLL fonctionnant à une haute fréquence comme dans l'art antérieur.
En variante, les premiers moyens peuvent également comporter un dispositif résonateur apte à générer le signal périodique, qui est stable, de fréquence f±.
L'invention concerne également un dispositif d'émission et/ou de réception de signaux, comportant au moins un dispositif de synthèse de fréquence tel que défini précédemment et couplé à un modulateur et/ou un démodulateur du dispositif d'émission et/ou de réception.
I l est également proposé un procédé de synthèse de fréquence, comportant au moins les étapes de :
- génération d'un signal périodique de fréquence flt
- génération, à partir du signal périodique de fréquence flt d'un signal périodique impulsionnel dont une fréquence centrale fG est égale à N.flt avec N nombre entier supérieur à 1, le signal périodique impulsionnel ayant périodiquement une valeur non-nulle seulement sur une partie de chaque période du signal périodique de fréquence f
- génération, à partir du signal périodique impulsionnel de fréquence centrale /G, d'un signal périodique de fréquence f2 = (N+i).flt avec /' nombre entier.
La présente invention concerne en outre un procédé de synthèse de fréquence, comportant au moins les étapes de :
- génération d'un signal périodique de fréquence flt - génération, à partir du signal périodique de fréquence flr d'un signal 5G correspondant à un train d'oscillations de fréquence sensiblement égale à N.fj, de durée inférieure à Ti = l/fi et répété périodiquement à la fréquence flt avec N nombre entier supérieur à 1,
- génération, à partir du signal 5G, d'un signal périodique de fréquence f2 = (N+i).fi, avec /' nombre entier.
Le fait que le signal périodique impulsionnel généré par les deuxièmes moyens ait une valeur non-nulle seulement sur une partie de chaque période du signal périodique de fréquence j signifie que ce signal impulsionnel a périodiquement une valeur nulle sur une partie de la période du signal périodique de fréquence f±.
La présente invention concerne également un procédé de synthèse de fréquence, comportant au moins les étapes de :
- génération d'un signal périodique de fréquence flt
- génération, à partir du signal périodique de fréquence flt d'un signal 5G correspondant à un train d'oscillations de fréquence sensiblement égale à N.fh de durée inférieure à Ti = l/fi et répété périodiquement à la fréquence flt avec N nombre entier supérieur à 1,
- génération, à partir du signal SG, d'un signal périodique dont le spectre fréquentiel comporte une raie principale de fréquence f2 = (N+i).flt avec /' nombre entier.
Il est également proposé un procédé de réalisation d'un dispositif de synthèse de fréquence, comportant au moins les étapes de :
- réalisation de premiers moyens aptes à générer un signal périodique de fréquence flt
- réalisation de deuxièmes moyens aptes à générer un signal périodique impulsionnel dont une fréquence centrale fG est égale à N.flt avec N nombre entier supérieur à 1,
- réalisation de troisièmes moyens couplés aux premiers et deuxièmes moyens, aptes à recevoir en entrée le signal périodique de fréquence j et à commander la génération du signal périodique impulsionnel par les deuxièmes moyens seulement sur une partie de chaque période du signal périodique de fréquence flt
- réalisation de quatrièmes moyens aptes à générer, à partir du signal périodique impulsionnel délivré par les deuxièmes moyens, un signal périodique de fréquence f2 = (N+i).flt avec /' nombre entier.
L'invention concerne enfin un procédé de réalisation d'un dispositif de synthèse de fréquence, comportant au moins les étapes de :
- réalisation de premiers moyens aptes à générer un signal périodique de fréquence flt
- réalisation de deuxièmes et troisièmes moyens, couplés aux premiers moyens et aptes à recevoir en entrée le signal périodique de fréquence j et à générer un signal SG correspondant à un train d'oscillations de fréquence sensiblement égale à N.flr de durée inférieure à Ti = l/fr et répété périodiquement à la fréquence flt avec N nombre entier supérieur à 1,
- réalisation de quatrièmes moyens aptes à générer, à partir du signal
SG, un signal périodique dont le spectre fréquentiel comporte une raie principale de fréquence f2 = (N+i).flt avec /' nombre entier.
BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS
La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description d'exemples de réalisation donnés à titre purement indicatif et nullement limitatif en faisant référence aux dessins annexés sur lesquels :
- les figures 1 à 3 représentent schématiquement des dispositifs de synthèse de fréquence selon l'art antérieur,
- la figure 4 représente schématiquement un dispositif de synthèse de fréquence, objet de la présente invention, selon un premier mode de réalisation,
- les figures 5A et 5B représentent respectivement la forme d'onde et le spectre d'un signal 5C généré dans un dispositif de synthèse de fréquence, objet de la présente invention, - les figures 6A et 6B représentent respectivement la forme d'onde et le spectre d'un signal SG généré dans un dispositif de synthèse de fréquence, objet de la présente invention,
- les figures 7A et 7B représentent respectivement la forme d'onde et le spectre d'un signal S2 obtenu en sortie d'un dispositif de synthèse de fréquence, objet de la présente invention,
- la figure 8 représente la sélectivité d'un circuit récupérateur de fréquence faisant partie d'un dispositif de synthèse de fréquence, objet de la présente invention,
- les figures 9A et 9B représentent des formes d'ondes et des spectres des signaux générés dans un dispositif de synthèse de fréquence, objet de la présente invention,
- la figure 10 représente le spectre d'un signal SG généré dans un dispositif de synthèse de fréquence, objet de la présente invention, selon un exemple de réalisation,
- la figure 11 représente le spectre d'un signal S2 obtenu en sortie d'un dispositif de synthèse de fréquence, objet de la présente invention, selon un exemple de réalisation,
- la figure 12 représente le bruit de phase d'un signal S2 obtenu en sortie d'un dispositif de synthèse de fréquence, objet de la présente invention, selon un exemple de réalisation,
- la figure 13 représente schématiquement un système de communication, également objet de la présente invention, comportant un dispositif de synthèse de fréquence selon l'invention ;
- les figures 14A et 14B représentent de signaux S2 obtenus en sortie d'un dispositif de synthèse de fréquence, objet de la présente invention, selon un exemple de réalisation ;
- la figure 15 représente schématiquement un dispositif de synthèse de fréquence, objet de la présente invention, selon un deuxième mode de réalisation. Des parties identiques, similaires ou équivalentes des différentes figures décrites ci-après portent les mêmes références numériques de façon à faciliter le passage d'une figure à l'autre.
Les différentes parties représentées sur les figures ne le sont pas nécessairement selon une échelle uniforme, pour rendre les figures plus lisibles.
Les différentes possibilités (variantes et modes de réalisation) doivent être comprises comme n'étant pas exclusives les unes des autres et peuvent se combiner entre elles.
EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS On se réfère tout d'abord à la figure 4 qui représente un dispositif de synthèse de fréquence 100 selon un premier mode de réalisation.
Le dispositif 100 comporte un oscillateur 102 par exemple de type VCO fournissant en sortie un signal périodique Si de fréquence flt par exemple sinusoïdal de fréquence d'oscillation f La fréquence fi est contrôlée par une tension appliquée sur une entrée de commande 104 de l'oscillateur 102. Afin de verrouiller et stabiliser la fréquence d'oscillation j du signal Si, l'oscillateur 102 est asservi par une boucle de verrouillage de phase (PLL). Cette PLL comporte un ou plusieurs diviseurs de fréquence 106 aptes à diviser la fréquence du signal Si par un nombre A entier ou fractionnaire. On obtient en sortie du ou des diviseurs de fréquence 106 un signal périodique de fréquence fi/A qui est ensuite comparé à un signal périodique de référence très stable de fréquence /staè/e fourni par un résonateur 108, par exemple à quartz. Le facteur A est choisi tel que la fréquence fi/A soit proche de la fréquence fstabie- Une comparaison entre ces deux signaux est réalisée par un comparateur de phases 110 (PFD) générant un signal de sortie proportionnel à la différence de phases mesurée entre ces deux signaux, dont la valeur est positive ou négative selon le signe de la différence/^ -f stable-
Ce signal de sortie est envoyé en entrée d'un circuit de pompe de charge et d'un filtre 112 délivrant en sortie le signal appliqué sur l'entrée de commande 104 de l'oscillateur 102 afin d'ajuster la fréquence d'oscillation flt de sorte à ce que fl/A =f stable- Les éléments 102, 106, 108, 110 et 112 permettent d'obtenir un signal périodique Slt par exemple sinusoïdal, qui soit stable en fréquence. En variante, il est possible de remplacer ces éléments 102, 106, 108, 110 et 112 par n'importe quel dispositif ou structure apte à fournir un tel signal périodique Si stable en fréquence, correspondant par exemple à un seul dispositif résonateur lorsqu'un tel dispositif résonateur peut fournir directement le signal Si. Le choix du type de dispositif ou structure générant le signal périodique Sj peut notamment être fait en fonction de la fréquence j souhaitée. Un dispositif résonateur seul peut être suffisant si la fréquence fi ne dépasse pas une valeur au-delà de laquelle il peut alors être nécessaire de faire appel à une PLL pour générer le signal Sj.
Le dispositif de synthèse de fréquence 100 comporte en outre un générateur de train d'oscillations répétées périodiquement (appelé par la suite « TORP ») dans la bande de fréquences à synthétiser et un récupérateur de fréquence.
Dans ce premier mode de réalisation, le générateur de TORP est composé d'un oscillateur 114 de type VCO contrôlé en tension par un signal de contrôle Van, et des moyens d'alimentation électrique commandés 116 alimentant électriquement l'oscillateur 114 et qui sont commandés par le signal Sj de fréquence fi délivré par l'oscillateur 102. Sur l'exemple de la figure 4, cette alimentation électrique commandée correspond à une source de courant commandée 116 fonctionnant comme un interrupteur interrompant périodiquement (période Ti = 1/ft) l'alimentation électrique de l'oscillateur 114. Cette source de courant commandée peut correspondre à un transistor MOS comportant une grille sur laquelle est appliqué le signal Si. De manière générale, ces moyens 116 peuvent comporter un interrupteur relié à une entrée d'alimentation électrique de l'oscillateur 114 et apte à être commandé par le signal périodique Si.
L'oscillateur 114 est donc commuté par cet interrupteur mettant alternativement l'oscillateur 114 en état ON et en état OFF, c'est-à-dire interrompant ou non la fourniture d'un signal de sortie par l'oscillateur 114, successivement à la fréquence i. L'oscillateur 114 est commandé par un signal Sc correspondant au courant généré par la source de courant 116 (et donc à la tension d'alimentation fournie à l'oscillateur 114) et dont la forme d'onde correspond sensiblement à un signal carré positif de fréquence fi (ce signal carré n'est pas parfait et peut présenter une forme trapézoïdale, comme c'est le cas du signal 5C représenté sur la figure 5A). Ainsi, lorsque le signal de commutation 5C met l'oscillateur 114 en marche, un signal 5G correspondant à un train d'oscillations est créé à la sortie du VCO. Une demi-période 7Ί/2 (avec Ti = 1/fî) plus tard, l'oscillateur 114 est éteint et l'oscillation est interrompue. L'alternance de l'état ON et de l'état OFF toutes les demi-périodes 7Ί/2 correspond au cas où le signal Sc présente un rapport cyclique égal à 0,5. Le signal Sc représenté sur la figure 5A allume l'oscillateur 114 pendant une durée TH qui est égale, dans cet exemple, à 7Ί/2.
Toutefois, ce rapport cyclique (égal à 7Ή/7Ί) peut être différent de 0,5, et plus généralement compris entre 0 et 1, les valeurs 0 et 1 étant exclues, la durée de l'état ON pouvant être supérieure ou inférieure à celle de l'état OFF.
Ainsi, un signal puisé 5G est créé à une fréquence centrale fou correspondant à la fréquence d'oscillation libre de l'oscillateur 114, avec une période de répétition égale à Ti. Le signal 5G correspond donc à un TORP, c'est-à-dire ici un train d'oscillations de fréquence fou de durée inférieure à Ti = l/fi et répété périodiquement avec une période de répétition égale à Ti. Le signal SG a donc périodiquement une valeur nulle sur une partie de chaque période Tlt cette partie de chaque période Ti correspondant approximativement à la partie de chaque période 7Ί au cours de laquelle le signal Sc a une valeur nulle. Le signal SG a la particularité d'avoir sa phase verrouillée sur celle du signal de fréquence j fourni par l'oscillateur 102 et a une fréquence centrale f0L qui est sensiblement égale à un multiple entier de /j (f0L ~ Ν-fi)· Cette propriété est due au fait qu'au démarrage de l'oscillation, l'oscillateur 114 présente une élasticité élevée et se verrouille facilement sur une harmonique N de la fréquence fa avec N tel que le produit N■ fl soit le plus proche de la fréquence d'oscillation libre foi de l'oscillateur 114 lorsqu'il se trouve en oscillation libre. La valeur de N, et donc celle de la fréquence /ot, dépendent de la valeur de la tension Vari appliquée en entrée de l'oscillateur 114.
Le spectre équivalent du signal SG présente une enveloppe dont la forme correspond à un sinus cardinal dont les composantes sont des sinusoïdes de fréquence centrale N.fi. Les raies du spectre de SG sont espacées les unes des autres de f±. Les figures 5A et 5B représentent respectivement la forme d'onde (domaine temporel) et le spectre (domaine fréquentiel) du signal Se. De même, les figures 6A et 6B représentent respectivement la forme d'onde et le spectre du signal SG. Sur la figure 6A, on voit que dans chaque train d'oscillations du signal SG, les amplitudes des oscillations sont croissantes lors du démarrage de l'oscillateur 114 et sont décroissantes lors de l'arrêt de l'oscillateur 114. De plus, les oscillations des trains d'oscillations de SG sont similaires, en termes de phase, d'amplitude et de fréquence, d'un train à l'autre.
D'un point de vue analytique, le signal SG est obtenu par la convolution dans le domaine temporel entre un sinus fenêtré, de fréquence /ot (correspondant à la fréquence d'oscillation libre de l'oscillateur 114) et de largeur de fenêtre égale à TH, avec TH ε ]o,rj[, et un peigne de Dirac de période égale à 7"j. Le signal SG peut donc s'exprimer sous la forme :
Figure imgf000018_0001
Πτ [t ) est la fonction de fenêtrage correspondant à
Figure imgf000018_0002
Le spectre fréquentiel du signal SG correspond dans ce cas à
Figure imgf000018_0003
Pour chacune des raies de fréquences f,- du spectre du signal SG (f, étant des multiples de fi), l'amplitude A, de chacune de ces raies peut être exprimée par l'équation :
A = ίη ε(π( ί - fOL ).TH )
Le signal SG est ensuite utilisé pour obtenir en sortie du dispositif 100 un signal S2 périodique, par exemple sinusoïdal, dont le spectre fréquentiel comporte une raie, ou pic, principale, c'est-à-dire de plus forte valeur par rapport aux autres raies, de fréquence f2 correspondant à la fréquence à synthétiser par le dispositif 100. Aussi, afin d'obtenir un spectre correspondant, ou s'approchant, d'un sinus pur sans les raies adjacentes (correspondant aux raies à (N+x).flt avec x nombre entier, sur le spectre du signal SG représenté sur la figure 6B, lorsque f2 =foù, le dispositif 100 comporte un circuit de récupération de fréquence 118, ou circuit de récupération de raie, dont l'entrée est reliée à la sortie de l'oscillateur puisé 114. Le circuit récupérateur de fréquence 118 joue le rôle de filtre passe-bande et rejette les raies adjacentes à la fréquence à récupérer. On obtient, à la sortie du circuit récupérateur de fréquence 118, un signal S2 périodique dont la raie principale a pour fréquence N■ fl lorsque f2
Figure imgf000019_0001
par exemple un signal sinusoïdal avec une enveloppe sensiblement constante dont la fréquence f2 est par exemple égale à N■ fl . Le bruit de phase du signal S2 est égal au bruit de phase du signal Sj plus 20log(/V), ou N est le facteur de multiplication entre j et/2 : phNh = PhNfi + 20log(N)
dBc/Hz dBc/Hz '
Les figures 7A et 7B représentent respectivement la forme d'onde
(domaine temporel) et le spectre (domaine fréquentiel) du signal S2. Ainsi, on obtient en sortie du dispositif 100 un signal S2 de spectre pur, c'est-à-dire comportant une unique raie à la fréquence f2 verrouillée sur f stable, toutes les autres composantes non désirées ayant été rejetées par le circuit récupérateur de fréquence 118.
Les oscillateurs 102 et 114 sont par exemple réalisés sous la forme de paires croisées différentielles (résonateurs couplés avec une résistance négative). L'oscillateur 114 peut par exemple être réalisé comme décrit dans le document « A 60 GHz UWB impulse radio transmitter with integrated antenna in CMOS65nm SOI technology » de A. Siligaris et al., Silicon Monolithic Integrated Circuits in RF Systems (SiRF), 2011 IEEE llth Topical Meeting on, pp. 153-156, 17-19 Jan. 2011. L'oscillateur 102 peut par exemple être réalisé comme décrit dans le document « A 17.5-to-20.94GHz and 35-to-41.88GHz PLL in 65nm CMOS for wireless HD applications » de O. Richard et al., Solid-State Circuits Conférence Digest of Technical Papers (ISSCC), 2010 IEEE International, pp.252-253, 7-11 Feb. 2010. Le circuit récupérateur de fréquence 118 joue un rôle de filtre passe- bande de très haute sélectivité, et peut correspondre à un circuit oscillateur verrouillé, ou synchronisé, par injection (ILO) ou plusieurs circuits ILO disposés en cascade. La réalisation d'un tel ILO est par exemple décrite dans le document « A 50 GHz direct injection locked oscillator topology as low power frequency divider in 0.13 μιη CMOS » de M. Tiebout, Solid-State Circuits Conférence, 2003. ESSCI RC '03. Proceedings of the 29th European, pp. 73- 76, 16-18 Sept. 2003.
Un tel circuit oscillateur fonctionne en continu et en l'absence de signal 5G appliqué en entrée (lorsque le signal 5G a périodiquement une valeur nulle), le circuit 118 délivre en sortie un signal sinusoïdal d'oscillation libre dont la fréquence f0Sc_iibre_ii8 est dans la même bande de fréquence que /2 (f0Scjibre_ii8 ~ Λ)· La valeur de la fréquence fosc_nbre_ii8 dépend uniquement de la valeur d'un signal de contrôle
Figure imgf000020_0001
appliqué sur une autre entrée du circuit récupérateur de fréquence 118. Lorsque sa première entrée est excitée par le signal 5G puisé délivré par l'oscillateur 114, le circuit récupérateur de fréquence 118 se verrouille à la raie du signal SG la plus proche de f0Sc_iibre_ii8- Le signal de contrôle Vari_ii8 permet de positionner f0Sc_iibre_ii8 proche de N■ f afin de centrer le signal S2 exactement sur N■ f , c'est-à-dire fG, ou sur une raie adjacente de N■ /λ . Il est donc possible de verrouiller le circuit récupérateur de fréquence 118 sur une raie ( + fl t avec i nombre entier (positif ou négatif ou nul), si le signal de contrôle Vctri_ii8 est tel que f0Scjibre_ii8 se situe proche de la raie (N + i) - fy .
La fréquence f2 synthétisable par le dispositif 100 est donc paramétrable et égale à :
f2 = {N + i) - f1
La programmation, ou le réglage, de la valeur de la fréquence f2 synthétisée s'effectue donc via les paramètres N et/ou /' et/ou j.
Les paramètres N et /' peuvent être modifiés via la valeur du signal de contrôle Var\ de l'oscillateur 114 d'une part, et la valeur du signal de contrôle ναΓι_118 du circuit récupérateur de fréquence 118 d'autre part. Une première possibilité de programmation de la valeur de la fréquence f2 consiste à verrouiller l'oscillateur 114 directement sur la fréquence désirée en sortie tel que foi = f2 = .f1. En effet, comme expliqué précédemment, au démarrage de l'oscillation, l'oscillateur 114 présente une élasticité élevée et a tendance à se verrouiller facilement sur une harmonique N de la fréquence f±. La valeur de la fréquence d'oscillation de l'oscillateur 114 /ot est donc fixée en réglant la valeur de Vctri telle que foi = Λ = N " /i - La fréquence centrale /ot du spectre de l'oscillateur 114 se verrouille alors sur la raie Λ/./j . Le circuit récupérateur de fréquence 118 voit alors à son entrée un signal SG dont le spectre est un sinus cardinal de raies espacées de /j dont la raie centrale se trouve à foL = N.f1. Le signal de contrôle
Figure imgf000021_0001
du circuit récupérateur de fréquence 118 est choisi pour que le verrouillage ait lieu sur la raie centrale, à la fréquence /ot, c'est- à-dire avec i = 0. Ainsi, dans cette première programmation possible de la valeur de /2, la valeur de la fréquence synthétisée f2 est choisie via le choix de la valeur du signal de contrôle Vctri de l'oscillateur 114 (déterminant la valeur de N), la valeur du signal de contrôle Vari_ii8 du circuit récupérateur de fréquence 118 étant constante et choisie telle que /' = 0).
Une deuxième possibilité pour régler la valeur de f2 consiste à verrouiller l'oscillateur 114 sur une fréquence /ot = Λ/./j avec N fixe (c'est-à-dire Vari de valeur constante). Le spectre du signal de sortie SG est un sinus cardinal de raies espacées de /j dont la raie centrale est à la fréquence /ot. Le signal de contrôle Vari_ii8 du circuit récupérateur de fréquence est ensuite choisi pour que le verrouillage ait lieu sur une des raies adjacentes à la raie centrale /ot correspondant à la fréquence f2 recherchée (c'est-à- dire tel que /'≠ 0), dans le lobe principal du spectre en sinus cardinal. Dans ce deuxième exemple de programmation, la valeur de la fréquence synthétisée f2 est choisie via le choix de la valeur du signal de contrôle ναΓι_118 du circuit récupérateur de fréquence 118 (déterminant la valeur de /' qui est différente de 0), la valeur du signal de contrôle Vari de l'oscillateur 114 étant constante et choisie pour que la valeur de N soit telle que la raie de fréquence f2 se situe dans le lobe principal du spectre en sinus cardinal de raie centrale à la fréquence /ot telle que f0i_ = N-fi)- Dans une troisième possibilité de programmation de la valeur de /2, il est possible de combiner les deux possibilités précédentes. Il s'agit alors de jouer à la fois sur le signal de contrôle Vctri de l'oscillateur 114 (jouant sur la valeur de N) et sur le signal de contrôle du circuit récupérateur de fréquence 118 (jouant sur la valeur de /') pour synthétiser la fréquence f2 souhaitée.
Quelque soit la possibilité de programmation choisie parmi celles exposées précédemment, la valeur de /2 peut également être modifiée via le réglage ou le choix de la valeur de la fréquence fa étant donné que la valeur de fa correspond à l'espacement des raies dans le spectre du signal 5G.
Le circuit récupérateur de fréquence 118 permet de sélectionner une raie située dans le lobe principal du spectre du signal 5G délivré par l'oscillateur 114. Il agit à la fois comme un filtre passe-bande très sélectif et comme un régénérateur de signal, par le biais du verrouillage réalisé sur la fréquence (N+i)fi. La sélectivité du circuit récupérateur de fréquence 118, lorsque celui-ci correspond à un circuit de type oscillateur verrouillé par injection (ILO), est représenté sur la figure 8. La zone référencée 120 représente la plage de verrouillage d'un tel ILO qui, sur l'exemple de la figure 8, se verrouille sur la raie centrale du spectre du signal 5G qui est la plus proche de sa fréquence d'oscillation libre.
Le signal de sortie de cet ILO est composé principalement de cette raie mais la réjection des raies adjacentes n'est pas infinie. Ainsi, le signal 5 obtenu en sortie du circuit récupérateur de fréquence 118 peut correspondre non pas à un signal sinusoïdal pur, mais à un signal périodique dont l'enveloppe n'est jamais nulle (contrairement au signal SG dont l'enveloppe est périodiquement nulle) et dont le spectre fréquentiel présente une raie principale à la fréquence f2. Les raies secondaires de ce spectre, à des fréquences multiples de flt sont atténuées par rapport aux raies secondaires du spectre du signal SG. La figure 14A représente un spectre d'un signal 52 obtenu par exemple avec un circuit récupérateur de fréquence 118 comprenant un seul ILO. Il est possible d'augmenter cette réjection en reliant en cascade (c'est-à-dire en série) un ou plusieurs autres ILO pour former le circuit récupérateur de fréquence 118 et atténuer ainsi encore plus les raies secondaires du spectre du signal S2, ce qui permet d'améliorer la constance de l'enveloppe du signal S2. La figure 14B représente un spectre d'un signal S2 obtenu par exemple avec un circuit récupérateur de fréquence 118 comprenant plusieurs ILO reliés en cascade. On voit sur cette figure que le signal S2 correspond donc quasiment à un signal sinusoïdal pur.
Concernant la forme du spectre du signal 5G, plus le rapport cyclique de ce signal est faible, plus le premier lobe du sinus cardinal est large. Ainsi, un petit rapport cyclique implique la présence d'un plus grand nombre de raies dans le lobe principal du spectre du signal 5G, et donc plus de fréquences potentiellement synthétisables en faisant varier /' pour un N donné. Ce principe est illustré sur les figures 9A et 9B qui représentent les formes d'ondes des signaux Sc et 5G, et le spectre du signal 5G, pour deux signaux Sc de rapports cycliques (=THi/Ti)et a2
Figure imgf000023_0001
différents, le rapport cyclique du signal 5C représenté sur la figure 9A étant supérieure au rapport cyclique a2 du signal Sc représenté sur la figure 9B.
En variante, le circuit récupérateur de fréquence 118 peut correspondre à un ou plusieurs filtres passe-bande reliés en cascade. Ce ou ces filtres sont réalisés tels que leur fréquence centrale soit proche de la raie du signal SG de fréquence (N+i).flt ce qui permet de filtrer le signal SG et récupérer la raie de fréquence (N+i).f! correspondant à la fréquence f2 souhaitée. Ce ou ces filtres sont également réalisés tels qu'ils soient très sélectifs. Ce ou ces filtres peuvent être réalisés de plusieurs façons, par exemple sous la forme de filtre BAW (à ondes acoustiques de volume), LC (à partir d'inductances et de capacités) ou encore de filtre SAW (à ondes acoustiques de surface). De plus, il est également possible que le circuit récupérateur de fréquence 118 comporte un ou plusieurs ILO et un ou plusieurs filtres passe-bande reliés en cascade.
On se réfère à la figure 15 qui représente un dispositif de synthèse de fréquence 200 selon un deuxième mode de réalisation.
Par rapport au dispositif 100 précédemment décrit, l'oscillateur 114 n'est plus commandé par une source d'alimentation interrompue périodiquement, mais est alimenté en continu, fournissant un signal sinusoïdal de fréquence f0i_- Ce signal est envoyé en entrée d'un interrupteur 202 commandé par le signal périodique Sj. L'interrupteur 202 est périodiquement (période 7Ί) en position fermée pendant une durée égale à TH (par exemple égale à T 2 dans le cas d'un rapport cyclique de 0,5) et en position ouverte pendant une durée égale à 7Ί - TH.
On obtient dans ce cas, en entrée du circuit 118, un signal 5G de type TORP, c'est-à-dire de type train d'oscillations de fréquence /ot répété périodiquement avec une période de répétition égale à 7Ί. Les oscillations des trains d'oscillations de 5G ne sont généralement pas similaires, en termes de phase, d'un train à l'autre.
D'un point de vue analytique, ce signal 5G correspond au produit d'un sinus de fréquence /ot (la fréquence d'oscillation libre de l'oscillateur 114) et d'un signal carré périodique de période T1 et d'une durée à l'état haut 7" H avec TH e ]θ,Γχ [ tel que :
SG (t) = sin(l - - fOL - t)- π¾ ( ®∑δ(* - · Ά)
k=-∞
Le s ectre fréquentiel du signal SG correspond dans ce cas à
SG{f}f>0 = {f - k - fi )
Figure imgf000024_0001
Pour chacune des raies de fréquences f, du spectre du signal SG (avec i =foL + i-fi), l'amplitude A, de chacune de ces raies eut être exprimée par l'équation :
Figure imgf000024_0002
Les différentes variantes de réalisation du circuit récupérateur de fréquence 118 précédemment décrites pour le dispositif de synthèse de fréquence 100 peuvent s'appliquer également au dispositif de synthèse de fréquence 200.
On décrit ci-dessous un exemple de réalisation du dispositif de synthèse de fréquence 100.
La PLL fournissant le signal Si, la source de courant 116 et l'oscillateur 114 ainsi que le circuit récupérateur de fréquence 118 sont réalisés par exemple en technologie CMOS 65 nm par exemple sur SOI afin d'obtenir par exemple un dispositif de synthèse de fréquence conforme à la norme I EEE.802.15.3c relative aux réseaux WPAN, WirelessHD ou WiGig, dans lesquels les transmissions de signaux sont par exemple réalisées dans une gamme de fréquences comprise entre environ 57 GHz et 66 GHz. Les éléments 102, 106, 108, 110 et 112 sont réalisés afin d'obtenir en sortie de l'oscillateur 102 un signal Sj de fréquence j égale à environ 2,16 GHz avec un signal de référence fstabie = 36 MHz. L'oscillateur 114 est par exemple réalisé afin de délivrer en sortie un signal SG dont le spectre est représenté sur la figure 10. On voit sur ce spectre que les différentes raies, représentant différents canaux de communication possibles selon les normes de communication, sont bien espacées de /j les unes des autres. Les tensions de commande Vctri et Vari as sont choisies telles que le circuit récupérateur de fréquence 118 délivre un signal S2 de fréquence f2 = 62,64 GHz (canal 3 des normes). Le spectre du signal S2 obtenu en sortie d'un tel dispositif de synthèse de fréquence 100 est représenté sur la figure 11. Enfin, le bruit de phase de ce signal S2 est représenté sur la figure 12. Ceci s'applique également pour la réalisation du dispositif de synthèse de fréquence 200.
Le dispositif de synthèse de fréquence 100 ou 200 est par exemple utilisé dans un système de transmission RF 1000 dans un exemple d'architecture est représenté de manière schématique sur la figure 13. Le système de transmission 1000 comporte des éléments servant à réaliser une émission de signaux tels qu'un circuit de traitement en bande de base 1002 recevant en entrée l'information à émettre, un modulateur 1004, un amplificateur de puissance 1006 et une antenne d'émission 1008. Le dispositif de synthèse de fréquence 100 ou 200 est utilisé conjointement avec le modulateur 1004 afin de moduler le signal à la fréquence porteuse souhaitée (fréquence f2), par exemple une fréquence RF de l'ordre d'un ou plusieurs GHz. Le système de transmission 1000 comporte également des éléments servant à réaliser une réception de signaux : un circuit de traitement qu'une antenne de réception 1010, un amplificateur faible bruit 1012, un démodulateur 1014 et un circuit de traitement en bande de base 1016. Le dispositif de synthèse de fréquence 100 est utilisé conjointement avec le démodulateur 1014 afin de démoduler le signal RF reçu en bande de base.

Claims

REVENDICATIONS
1. Dispositif de synthèse de fréquence (100, 200), comportant au moins :
- des premiers moyens (102, 104, 106, 108, 110, 112) aptes à générer un signal périodique de fréquence flt
- des deuxièmes et troisièmes moyens (114, 116, 202), couplés aux premiers moyens (102, 104, 106, 108, 110, 112) et aptes à recevoir en entrée le signal périodique de fréquence j et à générer un signal SG correspondant à un train d'oscillations de fréquence sensiblement égale à N.flr de durée inférieure à Ti = l/fi et répété périodiquement à la fréquence flt avec N nombre entier supérieur à 1,
- des quatrièmes moyens (118) aptes à générer, à partir du signal SG, un signal périodique dont le spectre fréquentiel comporte une raie principale de fréquence f2 = (N+i).flt avec /' nombre entier.
2. Dispositif de synthèse de fréquence (100, 200) selon la revendication 1, dans lequel les deuxièmes moyens (114) comportent au moins un oscillateur commandé en tension dont la plage d'oscillation libre inclut la fréquence N.flt la valeur de N étant fonction d'une valeur d'une première tension de commande destinée à être appliquée en entrée de l'oscillateur commandé en tension.
3. Dispositif de synthèse de fréquence (100) selon la revendication 2, dans lequel les troisièmes moyens (116) comportent au moins un interrupteur relié à une entrée d'alimentation électrique de l'oscillateur (114) et apte à être commandé par le signal périodique de fréquence j tel qu'il génère une tension d'alimentation de l'oscillateur (114) non nulle seulement pendant une partie de chaque période 7Ί.
4. Dispositif de synthèse de fréquence (200) selon la revendication 2, dans lequel les troisièmes moyens (202) comportent au moins un interrupteur relié à une sortie de l'oscillateur (114) et apte à être commandé par le signal périodique de fréquence j tel qu'il coupe une liaison électrique entre la sortie de l'oscillateur (114) et l'entrée des quatrièmes moyens (118) pendant une partie de chaque période Tj.
5. Dispositif de synthèse de fréquence (100, 200) selon l'une des revendications précédentes, dans lequel les quatrièmes moyens (118) comportent au moins un oscillateur verrouillé par injection destiné à recevoir en entrée le signal SG et à être verrouillé au moins périodiquement à la fréquence f2, la valeur de /' étant fonction d'une valeur d'une deuxième tension de commande destinée à être appliquée en entrée de l'oscillateur verrouillé par injection.
6. Dispositif de synthèse de fréquence (100, 200) selon l'une des revendications précédentes, dans lequel les quatrièmes moyens (118) comportent au moins un filtre passe-bande de fréquence centrale sensiblement égale à /2.
7. Dispositif de synthèse de fréquence (100, 200) selon l'une des revendications précédentes, dans lequel la valeur de la fréquence fa est supérieure à environ 1 GHz, et/ou la valeur de la fréquence f2 est supérieure à environ 10 GHz, et/ou les oscillations du signal SG sont sinusoïdales, et/ou le signal périodique dont le spectre fréquentiel comporte une raie principale de fréquence f2 est un signal sensiblement sinusoïdal.
8. Dispositif de synthèse de fréquence (100, 200) selon l'une des revendications précédentes, dans lequel les premiers moyens comportent au moins un dispositif résonateur (108) et une boucle à verrouillage de phase (102, 104, 106, 110, 112) apte à asservir la phase du signal périodique de fréquence fa délivré par un oscillateur commandé en tension (102) de la boucle à verrouillage de phase sur une phase d'un signal périodique délivré par le dispositif résonateur (108).
9. Dispositif de synthèse de fréquence (100, 200) selon l'une des revendications 1 à 7, dans lequel les premiers moyens comportent un dispositif résonateur apte à générer le signal périodique de fréquence f±.
10. Dispositif d'émission et/ou de réception de signaux (1000), comportant au moins un dispositif de synthèse de fréquence (100, 200) selon l'une des revendications précédentes couplé à un modulateur (1004) et/ou un démodulateur (1014) du dispositif d'émission et/ou de réception (1000).
11. Procédé de synthèse de fréquence, comportant au moins les étapes de :
- génération d'un signal périodique de fréquence flt
- génération, à partir du signal périodique de fréquence flt d'un signal SG correspondant à un train d'oscillations de fréquence sensiblement égale à N.fh de durée inférieure à Ti = l/fi et répété périodiquement à la fréquence flt avec N nombre entier supérieur à 1,
- génération, à partir du signal SG, d'un signal périodique dont le spectre fréquentiel comporte une raie principale de fréquence f2 = (N+i).flt avec /' nombre entier.
12. Procédé de réalisation d'un dispositif de synthèse de fréquence (100, 200), comportant au moins les étapes de :
- réalisation de premiers moyens (102, 104, 106, 108, 110, 112) aptes à générer un signal périodique de fréquence flt
- réalisation de deuxièmes et troisièmes moyens (114, 116, 202), couplés aux premiers moyens (102, 104, 106, 108, 110, 112) et aptes à recevoir en entrée le signal périodique de fréquence j et à générer un signal SG correspondant à un train d'oscillations de fréquence sensiblement égale à N.flr de durée inférieure à Ti = l/fi et répété périodiquement à la fréquence flt avec N nombre entier supérieur à 1, - réalisation de quatrièmes moyens (118) aptes à générer, à partir du signal SG, un signal périodique dont le spectre fréquentiel comporte une raie principale de fréquence f2 = (N+i).flt avec /' nombre entier.
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