WO2013145663A1 - 角度ダイバーシチ受信装置及び角度ダイバーシチ受信方法 - Google Patents

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diversity
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angle diversity
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辻本　一郎
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NEC Corp
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    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
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    • H04B7/0882—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using post-detection diversity
    • H04B7/0885—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using post-detection diversity with combination

Definitions

  • the present invention relates to an angle diversity receiving apparatus and an angle diversity receiving method.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of an angle diversity receiving device 600 related to the present invention.
  • the angle diversity receiver 600 includes an antenna group 611 including two horn antennas 61A and 61B.
  • This angle diversity receiver 600 converts a received signal from the horn antenna 61A into a band-pass filter (BPF) 221, a low noise amplifier (low noise amplifier, LNA) 231, a reception frequency converter (down converter).
  • BPF band-pass filter
  • LNA low noise amplifier
  • D / C 241, automatic gain controller (AGC) 251
  • AMF adaptive matched filter
  • the angle diversity receiving device 600 receives the received signal from the horn antenna 61B via the band-pass filter 222, the low noise amplifier 232, the reception frequency converter 242, the automatic gain controller 252 and the adaptive matched filter 132. . In this way, the angle diversity receiving device 600 receives the reception signals from the horn antennas 61A and 61B as two branches (reception systems) where angle diversity is performed.
  • Band-pass filters (BPF) 221 and 222 pass only signals in a frequency band necessary for reception.
  • Low noise amplifiers (LNA) 231 and 232 amplify the received signal.
  • Reception frequency converters (down converters, D / C) 241 and 242 perform frequency conversion of reception signals.
  • Automatic gain controllers (AGC) 251 and 252 amplify the reception signal so as to suppress the amplitude change of the reception signal output to the subsequent stage.
  • the adaptive matched filters 131 and 132 reduce unnecessary signals included in the received signals of each branch.
  • the diversity combining circuit 140 diversity combines the signals input from the adaptive matched filters 131 and 132.
  • An automatic equalization circuit (decision feedback equalizer, decision feedback equalizer, DFE) 150 performs automatic equalization on the diversity combined signal and reproduces the received signal.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining tropospheric scattering propagation.
  • the reception antenna 812 corresponds to, for example, the antenna group 611 of the angle diversity reception device 600 illustrated in FIG.
  • the radio wave radiated from the transmitting station 811 is scattered at the first scattering point STa and the second scattering point STb, and is received by the antenna group 812 as signals in the directivity directions DTa and DTb, respectively.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining the operation of the angle diversity receiver 600 according to the related art.
  • the angle diversity receiver 600 shown in FIGS. 7 and 9 operates as follows. As shown in FIG. 9, the two directivity directions DR6a and DR6b are each fixed at a predetermined angle. Then, the antenna group 611 performs angle diversity processing on the received signals coming from the directivity directions DR6a and DR6b.
  • the angle diversity receiving device 600 receives an incoming radio wave in the transport direction DTa in FIG. 8 by the directivity direction DR6a in FIG. 9, and receives an incoming radio wave in the transport direction DTb in FIG. 8 by the directivity direction DR6b.
  • the transport direction DTa or DTb changes.
  • the strength of the received signal in the angle diversity receiving apparatus 600 may be significantly reduced.
  • the reception level may decrease as a result of the radio wave arrival azimuth changing as the propagation condition changes.
  • the situation of scatter propagation in the troposphere changes greatly due to weather changes and the like.
  • the azimuth of the antenna is fixed, there is a problem that long-period fading of 10 to 20 and several dB occurs in propagation loss throughout the year, and the reception level of radio waves may be lowered.
  • the angles between the plurality of receiving horns are set in advance so that the correlation value between the branches does not increase.
  • the angle diversity receiver has a problem that the correlation value between branches increases with a change in the tropospheric scattering state, and the diversity effect may decrease.
  • the angle diversity receiver can avoid a decrease in reception level even if the angle of arrival of radio waves changes, and maintains the diversity effect even if the tropospheric scatter propagation situation changes It is requested to do.
  • An object of the present invention is to provide an angle diversity receiving apparatus and an angle diversity receiving method capable of avoiding a decrease in reception level even when a radio wave arrival angle changes, and maintaining a diversity effect even when there is a change in tropospheric scatter propagation. Is to provide.
  • An angle diversity receiving apparatus is an angle diversity receiving apparatus that performs angle diversity reception by forming an angle diversity branch from a reception signal of an array antenna, and receives reception signals of a plurality of antenna elements included in the array antenna.
  • a plurality of phased array combining means for generating a reception signal of the branch by performing phased array combining; and a correlation control means for outputting a correlation value between the reception signals of the two branches, the phased array combining means Is characterized in that the angle difference in the directivity direction between the branches for which the correlation value is calculated is controlled so that the correlation value becomes small.
  • An angle diversity reception method is an angle diversity reception method for performing angle diversity reception by forming a diversity branch by a reception signal of an array antenna, wherein the reception signals of a plurality of antenna elements included in the array antenna are phased.
  • a reception signal of the branch is generated, a correlation value between the reception signals of the two branches is output, and an angle difference in a directivity direction between the branches where the correlation value is calculated is calculated as the correlation Control is made so that the value becomes smaller.
  • the angle diversity receiving apparatus and angle diversity receiving method of the present invention can avoid a decrease in reception level even if the angle of arrival of radio waves changes, and maintain the diversity effect even if the tropospheric scatter propagation situation changes. Can do.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating an example of a specific configuration of the angle diversity receiving device illustrated in FIG. 5. It is a block diagram which shows the structure of the angle diversity receiver relevant to this invention. It is a figure for demonstrating tropospheric scattering propagation. It is a figure for demonstrating operation
  • FIG. 1 is a schematic block diagram showing a configuration of an angle diversity receiving apparatus 100 according to the first embodiment of the present invention.
  • the angle diversity receiver 100 of the first embodiment includes an array antenna 10, M number of phased array combining circuits 121-12M, M number of adaptive matched filters 131-13M, and a diversity combining circuit 140.
  • the automatic equalization circuit 150 and the correlation control circuit 160 are included.
  • the array antenna 10 includes N antenna elements 111, 112,.
  • M and N are integers of 2 or more, and M is N or less.
  • the received signal from the antenna element 111-11N is input to the phased array combining circuit 121-12M.
  • Each of the phased array combining circuits 121-12M selects two or more received signals from the received signals received from the antenna elements 111-11N and performs phased array combining.
  • the phased array synthesis circuit 121-12M constitutes M branches.
  • the outputs of the phased array combining circuit 121-12M are input to M adaptive matched filters 131-13M, respectively, and combined by the diversity combining circuit 140. In this manner, angle diversity is combined for M branches.
  • the output of the diversity combining circuit 140 is automatically equalized by the automatic equalization circuit 150, and a received data signal is obtained.
  • the angle diversity receiving apparatus 100 controls the directivity direction of the branch following the change of the arrival direction of the radio wave by the phased array combining circuit 121-12M to which a plurality of antenna elements are connected. In addition, the angle diversity receiving apparatus 100 forms a plurality of subarrays from a plurality of branches, and uses the outputs of the subarrays as reception signals of the branches of the angle diversity. The angle diversity receiving apparatus 100 performs adaptive matching filtering between the branches of the angle diversity, performs maximum ratio combining including time-distributed multipaths, and performs optimal angle diversity reception.
  • the correlation control circuit 160 calculates a correlation value between two outputs selected from the outputs of the phased array synthesis circuit 121-12M.
  • the calculated correlation value is input to the phased array synthesis circuit that outputs the two selected signals.
  • the correlation control circuit 160 may sequentially calculate correlation values of two outputs among the M outputs of the phased array synthesis circuit 121-12M.
  • FIG. 2 is a block diagram showing an example of a specific configuration of the angle diversity receiving apparatus 100 shown in FIG.
  • the angle diversity receiver 100a includes an array antenna 10, phased array combining circuits 121 and 122, adaptive matched filters (AMF) 131 and 132, a diversity combining circuit 140, a correlation control circuit (CORR) 160, and automatic equalization. Circuit (decision feedback equalizer, DFE) 150.
  • the array antenna 10 includes antenna elements 11a and 11b.
  • the angle diversity receiving apparatus 100a further includes band pass filters (BPF) 221 and 222 and low noise amplifiers (LNA) 231 and 232 between the array antenna 10 and the phased array combining circuits 121 and 122. And reception frequency converters (down converters, D / C) 241 and 242 and automatic gain controllers (AGC) 251 and 252.
  • BPF band pass filters
  • LNA low noise amplifiers
  • AGC automatic gain controllers
  • bandpass filters 221 and 222 The functions of the bandpass filters 221 and 222, the low noise amplifiers 231 and 232, the reception frequency converters 241 and 242, and the automatic gain controllers 251 and 252 are the same as the blocks having the same name shown in FIG. .
  • the array antenna 10 includes antenna elements 111 and 112.
  • Each of the antenna elements 111 and 112 may be a horn antenna type provided with an antenna reflector.
  • the angle diversity receiving apparatus 100a linearly combines the received signals received by the antenna elements 111 and 112 by the phased array combining circuit 121 or 122, respectively. As such, the angle diversity receiving apparatus 100a controls the phased array.
  • the correlation control circuit 160 calculates the correlation between the output signal of the phased array synthesis circuit 121 and the output signal of the phased array synthesis circuit 122 and outputs the correlation to the phased array synthesis circuits 121 and 122.
  • the complex coefficient multiplied by each subarray in the phased array synthesis circuit 121 is W1
  • the complex coefficient multiplied by each subarray in the phased array synthesis circuit 122 is W2.
  • W1 is multiplied by the signal of each subarray by the complex multiplier 19a or 19b.
  • the outputs of the complex multipliers 19a and 19b are added by the adder 19c and output from the phased array synthesis circuit 121.
  • W2 is multiplied by the signal of each subarray by the complex multiplier 20a or 20b.
  • the outputs of the complex multipliers 20 a and 20 b are added by the adder 20 c and output from the phased array combining circuit 122.
  • the complex coefficient W1 is corrected based on the output of the phased array combining circuit 121 and the correlation value input from the correlation control circuit 160 so that the output of the phased array combining circuit 121 is maximized.
  • the complex coefficient W2 is corrected based on the output of the phased array combining circuit 122 and the correlation value input from the correlation control circuit 160 so that the output of the phased array combining circuit 122 is maximized.
  • weighting factors W1 and W2 are calculated by the following adaptive algorithm.
  • W1 (n + 1) W1 (n) + (1- ⁇ ) ⁇ r1 * (n) ⁇ y1 (n) ⁇ (Formula 1)
  • W2 (n + 1) W2 (n) + (1- ⁇ ) ⁇ r2 * (n) ⁇ y2 (n) ⁇ (Expression 2)
  • r1 and r2 are input signal vectors (two-dimensional vectors in FIG. 2) of the phased array synthesis circuits 121 and 122, respectively.
  • Y1 and y2 indicate output signal vectors of the phased array combining circuits 121 and 122, respectively.
  • the symbol * indicates a complex conjugate
  • n in parentheses is the nth sample
  • ⁇ is a correction coefficient.
  • the reason for multiplying by (1 ⁇ ) is that the algorithm is a positive feedback type, so that the calculation result is prevented from being diverged and multiplied by a multiplier for adaptive convergence. It is.
  • phased array combining circuits 121 and 122 independently control the direction of diversity branch so that the reception level is maximized.
  • An explanatory diagram of the operation is shown in FIG. DR1a is the directivity direction of the first diversity branch by the phased array combining circuit 121.
  • DR1b is the direction of the second diversity branch directed by the phased array combining circuit 122.
  • the angle in the directivity direction is variable.
  • angle diversity receiving devices 100 and 100a of the first embodiment are applied to tropospheric scatter propagation.
  • the array antenna of the receiving station corresponds to the receiving antenna 812.
  • the transmission beam transmitted from the transmission station 811 is scattered in the troposphere.
  • the scattering region is called a scattering volume and has a spatial spread. Therefore, the signal of the directivity direction DTa from the first scattering point STa and the signal of the directivity direction DTb from the second scattering point STb are respectively received by the receiving antennas of the non-line-of-sight receiving stations (angle diversity receiving devices 100 and 100a). Arrives at 812.
  • the scattering points STa and STb are spatially separated, and each scattering phenomenon varies randomly. For this reason, the scattering phenomenon at the scattering points STa and STb is uncorrelated with each other. Therefore, the received signals between the directivity directions DTa and DTb are also uncorrelated fading signals.
  • Patent Document 2 shows that if the correlation value between branches of angle diversity is 0.6 or less, it is effective as angle diversity.
  • the correlation value decreases and the angle formed by the directivity directions DTa and DTb increases. Therefore, in the present invention, by controlling the directivity direction by the phased array, the directivity directions DR1a and DR1b that increase the angle between the branches of the angle diversity are formed, the mutual correlation value is reduced, and the diversity effect is maintained. .
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the correlation value between the branches of angle diversity and the spacing in the directing direction (angle difference between beams).
  • the vertical axis represents the inter-branch correlation value ⁇ of the angle diversity
  • the horizontal axis represents the angular difference ⁇ between the beams of the branches.
  • the inter-branch correlation value ⁇ of the angle diversity decreases as the angular difference ⁇ between the beams of the branch increases.
  • the directivity direction vectors (directivity) G1 and G2 of DR1a and DR1b shown in FIG. 3 are defined as follows.
  • G1 g1 ⁇ exp (j ⁇ 1) (Formula 3)
  • G2 g2 ⁇ exp (j ⁇ 2) (Formula 4)
  • g1 represents the amplitude of the directivity vector in the directivity direction DR1a
  • ⁇ 1 represents the elevation angle of the directivity vector
  • g2 represents the amplitude of the directivity vector in the directivity direction DR1b
  • ⁇ 2 represents the elevation angle of the directivity vector.
  • the above vectors G1 and G2 are directivity vectors indicated by the respective branches when the outputs of the phased array combining circuits 121 and 122 are maximized. For this reason, when the scattering points STa and STb shown in FIG. 8 are close to each other, the directivities G1 and G2 may approach each other depending on the situation. In this case, the correlation value between the branches increases, and the diversity effect decreases.
  • a correlation value between branches is obtained, and exp (+ j ⁇ ) is added to the vector G1 so that the correlation value decreases, that is, the angle difference ⁇ increases, based on the relationship shown in FIG. / 2).
  • the vector G2 is multiplied by exp ( ⁇ j ⁇ / 2). That is, the vectors G1 and G2 perform perturbation correction on ⁇ as follows.
  • the angle diversity receiver of the first embodiment can avoid a decrease in reception level even if the angle at which the radio wave arrives changes, and maintains the diversity effect even if the tropospheric scatter propagation situation changes. be able to.
  • angle diversity receiver 100 shown in FIG. 1 can also be configured as follows.
  • the angle diversity receiving apparatus 100 is an angle diversity receiving apparatus that forms an angle diversity branch by receiving signals from an array antenna and performs angle diversity reception.
  • Angle diversity receiving apparatus 100 includes an array antenna, phased array combining circuits 20-1 to 20-N, and correlation control circuit 160.
  • the phased array combining circuit 201-20N generates a branch reception signal by performing phased array combining of reception signals of a plurality of antenna elements included in the array antenna. Then, the correlation control means outputs a correlation value between the reception signals of the branches. Further, the phased array synthesis circuit 201-20N controls the angle difference in the directivity direction between the branches so that the correlation value output from the correlation control means 160 becomes small.
  • the angle diversity receiving apparatus 100 can avoid a decrease in reception level even if the angle at which the radio wave arrives changes by performing phased array synthesis. And the angle diversity receiver 100 maintains the diversity effect even if there is a change in the situation of tropospheric scatter propagation by controlling the angle difference in the directivity direction between the branches so that the correlation value between the branches becomes small. Can do.
  • FIG. 5 is a schematic block diagram showing a configuration of an angle diversity receiver 200 according to the second embodiment of the present invention.
  • the angle diversity receiving apparatus 200 is different from the first embodiment in that a cross-correlation between outputs of a plurality of phased array combining circuits is obtained from a complex tap multiplication coefficient of an adaptive matched filter.
  • the correlation control circuit 160 receives the complex tap multiplication coefficient of the adaptive matched filter 131-13M, and the correlation control circuit 160 selects the selected 2 of the adaptive matched filters 131-13M.
  • the correlation value is calculated based on the complex tap multiplication coefficients of the two adaptive matched filters. Note that the configuration and basic operation of the angle diversity receiving apparatus 200 other than the input to the correlation control circuit 160 are the same as those of the angle diversity receiving apparatus 100 described in FIG. .
  • FIG. 6 is a block diagram showing an example of a specific configuration of the angle diversity receiving apparatus 200 shown in FIG.
  • the angle diversity receiver 200a is similar to the angle diversity receiver 100a of FIG. 2 in that the array antenna 10, phased array combining circuits 121 and 122, adaptive matched filters (AMF) 131 and 132, A diversity combining circuit 140, a correlation control circuit (CORR) 160, and an automatic equalization circuit (determination feedback equalizer, DFE) 150 are provided.
  • the array antenna 10 includes antenna elements 11a and 11b.
  • the angle diversity receiving apparatus 200a further includes band pass filters (BPF) 221 and 222 and low noise amplifiers (LNA) 231 and 232 between the array antenna 10 and the phased array combining circuits 121 and 122. And reception frequency converters (down converters, D / C) 241 and 242 and automatic gain controllers (AGC) 251 and 252.
  • BPF band pass filters
  • LNA low noise amplifiers
  • AGC automatic gain controllers
  • bandpass filters 221 and 222 The functions of the bandpass filters 221 and 222, the low noise amplifiers 231 and 232, the reception frequency converters 241 and 242, and the automatic gain controllers 251 and 252 are the same as the blocks having the same name shown in FIG. .
  • Each of the antenna elements 111 and 112 may be a horn antenna type provided with an antenna reflector.
  • the angle diversity receiving apparatus 200a linearly synthesizes the reception signals of the antenna elements 111 and 112 by the phased array synthesis circuits 121 and 122. Thereby, the phased array is controlled.
  • the cross-correlation between the output of the phased array combining circuit 121 and the output of the phased array combining circuit 122 is obtained from the complex tap multiplication coefficients of the adaptive matched filters 131 and 132.
  • the correlation control circuit 160 calculates a correlation value between the complex tap multiplication coefficient of the adaptive matched filter 131 and the complex tap multiplication coefficient of the adaptive matched filter 132, and outputs the correlation value to the phased array synthesis circuits 121 and 122.
  • the complex coefficient multiplied by each subarray in the phased array synthesis circuit 121 is W1
  • the complex coefficient multiplied by each subarray in the second phased array synthesis circuit 122 is W2.
  • the complex coefficient W1 is adaptively corrected so that the output of the phased array synthesis circuit 121 is maximized based on the output of the phased array synthesis circuit 121 and the correlation value input from the correlation control circuit 160.
  • the complex coefficient W2 is adaptively corrected so that the output of the phased array synthesis circuit 122 is maximized based on the output of the phased array synthesis circuit 122 and the correlation value input from the correlation control circuit 160.
  • W1 and W2 are calculated by Expression (1) and Expression (2), as in the first embodiment. Further, the directivity direction vectors (directivity) G1 and G2 of the branch of the angle diversity are obtained by the equations (3) to (6).
  • the outputs of the phased array combining circuits 121 and 122 are maximized using the equations (1) to (6) described in the first embodiment, and the directional vectors G1 and G2 are obtained.
  • the angle diversity effect can be maintained while maintaining a low correlation between the angle diversity.
  • the angle diversity receiver of the second embodiment can avoid a decrease in reception level even when the angle of arrival of radio waves changes, as well as the tropospheric scattering, similarly to the angle diversity receiver of the second embodiment.
  • the diversity effect can be maintained even when the propagation situation changes.
  • the angle diversity receiving apparatus includes, as branches, a plurality of phased array combining circuits for performing phased array combining by multiplying and adding reception signals of a plurality of antenna elements by complex coefficients, and a plurality of phased array combining circuits. Based on the outputs of each of the array synthesis circuits, the correlation control circuit for controlling the angle difference between the directivity directions of the branches so that the correlation value between the branches is minimized, and the outputs of the plurality of phased array synthesis circuits are respectively input.
  • An angle diversity receiving apparatus includes, as branches, a plurality of phased array combining circuits for performing phased array combining by multiplying and adding reception coefficients of a plurality of antenna elements by complex coefficients, and a plurality of phased array combining circuits.
  • a plurality of adaptive matched filters to which the outputs of the array combining circuit are respectively input, a diversity combining circuit that performs angle diversity combining by combining the outputs of the plurality of adaptive matching filters, and an automatic that automatically equalizes the output of the diversity combining circuit Based on complex tap multiplication coefficients of a plurality of adaptive matched filters, an equalization circuit and a correlation control circuit that controls the angle difference in the directivity direction between the branches so that the correlation value between the branches is minimized.
  • the plurality of antenna elements of the third and fourth embodiments of the present invention may be horn antenna types.
  • the angle diversity receivers of the first to fourth embodiments can be used for communication using angle diversity in propagation in which multipath fading occurs. Further, as an application example of the present invention, it can be used for tropospheric scatter propagation communication or land mobile communication.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Description

角度ダイバーシチ受信装置及び角度ダイバーシチ受信方法
　本発明は、角度ダイバーシチ受信装置及び角度ダイバーシチ受信方法に関する。
　図７は、本発明に関連する、角度ダイバーシチ受信装置６００の構成を示すブロック図である。図７を参照すると、角度ダイバーシチ受信装置６００は、２個のホーンアンテナ６１Ａ及び６１Ｂから成るアンテナ群６１１を有している。この角度ダイバーシチ受信装置６００は、ホーンアンテナ６１Ａからの受信信号を、帯域通過ろ波器（band pass filter、ＢＰＦ）２２１、低雑音増幅器（low noise amplifier、ＬＮＡ）２３１、受信周波数変換器（ダウンコンバータ、Ｄ／Ｃ）２４１、自動利得制御器（automatic gain controller、ＡＧＣ）２５１及び適応整合フィルタ（adaptive matched filter、ＡＭＦ）１３１を経て受信する。
　また、角度ダイバーシチ受信装置６００は、ホーンアンテナ６１Ｂからの受信信号を、帯域通過ろ波器２２２、低雑音増幅器２３２、受信周波数変換器２４２、自動利得制御器２５２及び適応整合フィルタ１３２を経て受信する。このようにして、角度ダイバーシチ受信装置６００は、ホーンアンテナ６１Ａ及び６１Ｂからの受信信号を、角度ダイバーシチが行われる２個のブランチ（受信系）として受信する。
　帯域通過ろ波器（band pass filter、ＢＰＦ）２２１及び２２２は、受信に必要な周波数帯域の信号のみを通過させる。低雑音増幅器（low noise amplifier、ＬＮＡ）２３１及び２３２は、受信信号を増幅する。受信周波数変換器（ダウンコンバータ、Ｄ／Ｃ）２４１及び２４２は、受信信号の周波数変換を行う。自動利得制御器（automatic gain controller、ＡＧＣ）２５１及び２５２は、後段へ出力される受信信号の振幅変化を抑制するように、受信信号を増幅する。適応整合フィルタ１３１及び１３２は、各ブランチの受信信号に含まれる不要な信号を低減する。
　ダイバーシチ合成回路１４０は、適応整合フィルタ１３１及び１３２から入力された信号を、ダイバーシチ合成する。自動等化回路（判定帰還等化器、decision feedback equalizer、ＤＦＥ）１５０は、ダイバーシチ合成された信号に対する自動等化を行い、受信信号を再生する。
　なお、この種の角度ダイバーシチ受信装置については、上記のもの以外にも、例えば、特許文献１～６ならびに非特許文献１に開示されている。
　図８は、対流圏散乱伝搬を説明するための図である。受信アンテナ８１２は、例えば図７に示された角度ダイバーシチ受信装置６００のアンテナ群６１１に対応する。送信局８１１から放射された電波は、第１の散乱点ＳＴａ及び第２の散乱点ＳＴｂで散乱を受け、それぞれ指向方向ＤＴａ及びＤＴｂの信号としてアンテナ群８１２で受信される。
　図９は、関連技術による角度ダイバーシチ受信装置６００の動作を説明するための図である。図７及び図９に示された角度ダイバーシチ受信装置６００は、次のように動作する。図９に示されるように、２個の指向方向ＤＲ６ａ及びＤＲ６ｂは、それぞれ、予め定められた角度に固定されている。そして、アンテナ群６１１は、指向方向ＤＲ６ａ及びＤＲ６ｂから到来する受信信号の、角度ダイバーシチ処理を行う。
　角度ダイバーシチ受信装置６００は、図９における指向方向ＤＲ６ａによって図８の搬送方向ＤＴａの到来電波を受信し、指向方向ＤＲ６ｂによって図８の搬送方向ＤＴｂの到来電波を受信しているとする。ここで、対流圏散乱の状態が変化し、散乱点ＳＴａまたはＳＴｂの空間位置が変化すると、搬送方向ＤＴａまたはＤＴｂが変化する。その結果、角度ダイバーシチ受信装置６００における受信信号の強度が著しく低下することがある。
　すなわち、ホーンアンテナの方位が固定された角度ダイバーシチ方式では、伝搬状況の変化に伴い電波到来方位角が変化する結果、受信レベルが低下することがある。特に、対流圏散乱伝搬においては、気象変化などにより対流圏での散乱伝搬の状況が大きく変化する。その結果、アンテナの方位が固定された角度ダイバーシチ方式では、年間を通じて伝搬損失に１０～２０数ｄＢの長周期フェージングが生じ、電波の受信レベルが低下することがあるという問題が発生する。
　また、角度ダイバーシチ受信装置においては、ブランチ間の相関値が大きくならないように、複数の受信ホーン間の角度が予め設定されている。しかしながら、角度ダイバーシチ受信装置には、対流圏散乱の状態の変化に伴い、ブランチ間の相関値が大きくなり、ダイバーシチ効果が低下する場合があるという問題がある。
特許第２９８２５０４号公報 米国特許公報 ＵＳ７，６２３，０８４Ｂ２ 特開平０６－０２９８９０号公報 特開平０５－３４４０２９号公報 特開平０４－２２７１３２号公報 特公平０７－０５０８６８号公報
‘Performance of an Experimental Angle-Diversity Troposcatter System’（P.Monsen、IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS、APRIL 1972、P242-247）
　上述したことから明らかなように、角度ダイバーシチ受信装置には、電波が到来する角度が変化しても受信レベルの低下を回避できると共に、対流圏散乱伝搬の状況に変化があってもダイバーシチ効果を維持することが要望されている。
　本発明の目的は、電波到来角度が変化しても受信レベルの低下を回避できると共に、対流圏散乱伝搬の変化があってもダイバーシチ効果を維持することができる角度ダイバーシチ受信装置及び角度ダイバーシチ受信方法を提供することである。
　本発明の角度ダイバーシチ受信装置は、アレイアンテナの受信信号によって角度ダイバーシチのブランチを構成して角度ダイバーシチ受信を行う角度ダイバーシチ受信装置であって、前記アレイアンテナに含まれる複数のアンテナ素子の受信信号をフェーズドアレイ合成することにより、前記ブランチの受信信号を生成する複数のフェーズドアレイ合成手段と、２つの前記ブランチの受信信号間の相関値を出力する相関制御手段と、を備え、前記フェーズドアレイ合成手段は、前記相関値が計算された前記ブランチ間の指向方向の角度差を、前記相関値が小さくなるように制御する、ことを特徴とする。
　本発明の角度ダイバーシチ受信方法は、アレイアンテナの受信信号によってダイバーシチのブランチを構成して角度ダイバーシチ受信を行う角度ダイバーシチ受信方法であって、前記アレイアンテナに含まれる複数のアンテナ素子の受信信号をフェーズドアレイ合成することにより、前記ブランチの受信信号を生成し、２つの前記ブランチの受信信号間の相関値を出力し、前記相関値が計算された前記ブランチ間の指向方向の角度差を、前記相関値が小さくなるように制御する、ことを特徴とする。
　本発明の角度ダイバーシチ受信装置及び角度ダイバーシチ受信方法は、電波の到来する角度が変化しても受信レベルの低下を回避できると共に、対流圏散乱伝搬の状況に変化があってもダイバーシチ効果を維持することができる。
本発明の第１の実施形態による角度ダイバーシチ受信装置の構成を示す概略的なブロック図である。 図１に示した角度ダイバーシチ受信装置の具体的な構成の一形態を示すブロック図である。 角度ダイバーシチ受信装置の動作を説明するための図である。 角度ダイバーシチのブランチ間の相関値と指向方向の間隔（ビーム間の角度差）との関係を示す図である。 本発明の第２の実施形態による角度ダイバーシチ受信装置の構成を示す概略的なブロック図である。 図５に示した角度ダイバーシチ受信装置の具体的な構成の一形態を示すブロック図である。 本発明に関連する、角度ダイバーシチ受信装置の構成を示すブロック図である。 対流圏散乱伝搬について説明するための図である。 関連技術による角度ダイバーシチ受信装置の動作を説明するための図である。
　［第１の実施形態］
　図１は、本発明の第１の実施形態による角度ダイバーシチ受信装置１００の構成を示す概略的なブロック図である。図１において、第１の実施形態の角度ダイバーシチ受信装置１００は、アレイアンテナ１０と、Ｍ個のフェーズドアレイ合成回路１２１－１２Ｍと、Ｍ個の適応整合フィルタ１３１～１３Ｍと、ダイバーシチ合成回路１４０と、自動等化回路１５０と、相関制御回路１６０とを有している。アレイアンテナ１０は、Ｎ個のアンテナ素子１１１、１１２、・・・、１１Ｎを備える。ここで、Ｍ及びＮは２以上の整数であり、ＭはＮ以下である。
　アンテナ素子１１１－１１Ｎからの受信信号は、フェーズドアレイ合成回路１２１－１２Ｍに入力される。フェーズドアレイ合成回路１２１－１２Ｍのそれぞれは、アンテナ素子１１１－１１Ｎから受信した受信信号から２つ以上の受信信号を選択して、フェーズドアレイ合成を行う。フェーズドアレイ合成回路１２１－１２Ｍは、Ｍ個のブランチを構成する。そして、フェーズドアレイ合成回路１２１－１２Ｍの出力は、それぞれＭ個の適応整合フィルタ１３１－１３Ｍに入力され、ダイバーシチ合成回路１４０によって合成される。このようにして、Ｍ個のブランチについて角度ダイバーシチの合成が行われる。ダイバーシチ合成回路１４０の出力は、自動等化回路１５０によって自動等化が行われ、受信データ信号が得られる。
　角度ダイバーシチ受信装置１００は、複数のアンテナ素子が接続されたフェーズドアレイ合成回路１２１－１２Ｍにより、電波到来方向の変化に追随してブランチの指向方向を制御する。また、角度ダイバーシチ受信装置１００は、複数のブランチから複数のサブアレイを構成し、当該サブアレイの出力を角度ダイバーシチのブランチの受信信号として利用する。そして、角度ダイバーシチ受信装置１００は、当該角度ダイバーシチのブランチ間で適応整合フィルタリングを実施し、時間分散したマルチパスを含めた最大比合成を行い、最適な角度ダイバーシチ受信を行う。
　第１の実施形態においては、相関制御回路１６０は、フェーズドアレイ合成回路１２１－１２Ｍの出力から選択された２つの出力の相関値を計算する。計算された相関値は、選択された２つの信号を出力したフェーズドアレイ合成回路に入力される。相関制御回路１６０は、フェーズドアレイ合成回路１２１－１２ＭのＭ個の出力のうち２つの出力の相関値を、順次計算してもよい。
　図２は、図１に示した角度ダイバーシチ受信装置１００の具体的な構成の一形態を示すブロック図である。
　角度ダイバーシチ受信装置１００ａは、アレイアンテナ１０と、フェーズドアレイ合成回路１２１及び１２２と、適応整合フィルタ（ＡＭＦ）１３１及び１３２と、ダイバーシチ合成回路１４０と、相関制御回路（ＣＯＲＲ）１６０と、自動等化回路（判定帰還等化器、ＤＦＥ）１５０とを備える。アレイアンテナ１０は、アンテナ素子１１ａ及び１１ｂを備える。
　そして、角度ダイバーシチ受信装置１００ａは、さらに、アレイアンテナ１０と、フェーズドアレイ合成回路１２１及び１２２との間に、帯域通過ろ波器（ＢＰＦ）２２１及び２２２と、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２３１及び２３２と、受信周波数変換器（ダウンコンバータ、Ｄ／Ｃ）２４１及び２４２と、自動利得制御器（ＡＧＣ）２５１及び２５２と、を備える。
　帯域通過ろ波器２２１及び２２２、低雑音増幅器２３１及び２３２、受信周波数変換器２４１及び２４２、自動利得制御器２５１及び２５２の機能は、図７に示された同一の名称のブロックと同様である。
　図２において、ダイバーシチブランチの数は２個である。また、アレイアンテナ１０は、アンテナ素子１１１及び１１２を備える。なお、アンテナ素子１１１及び１１２はそれぞれ、空中線反射鏡を備えたホーンアンテナタイプであってもよい。
　角度ダイバーシチ受信装置１００ａは、アンテナ素子１１１及び１１２で受信された受信信号を、それぞれフェーズドアレイ合成回路１２１又は１２２によって線形合成する。そのようにして、角度ダイバーシチ受信装置１００ａは、フェーズドアレイの制御を行う。
　相関制御回路１６０は、フェーズドアレイ合成回路１２１の出力信号と、フェーズドアレイ合成回路１２２の出力信号との相関を算出して、フェーズドアレイ合成回路１２１及び１２２に出力する。
　ここで、フェーズドアレイ合成回路１２１において各サブアレイに乗算される複素係数をＷ１、フェーズドアレイ合成回路１２２において各サブアレイに乗算される複素係数をＷ２とする。
　Ｗ１は、複素乗算器１９ａ又は１９ｂによって、各サブアレイの信号と乗算される。複素乗算器１９ａ及び１９ｂの出力は、加算器１９ｃで加算されてフェーズドアレイ合成回路１２１から出力される。Ｗ２は、複素乗算器２０ａ又は２０ｂによって、各サブアレイの信号と乗算される。複素乗算器２０ａ及び２０ｂの出力は、加算器２０ｃで加算されてフェーズドアレイ合成回路１２２から出力される。
　複素係数Ｗ１は、フェーズドアレイ合成回路１２１の出力と、相関制御回路１６０から入力された相関値とに基づいて、フェーズドアレイ合成回路１２１の出力が最大になるように、修正される。
　また、複素係数Ｗ２は、フェーズドアレイ合成回路１２２の出力と、相関制御回路１６０から入力された相関値とに基づいて、フェーズドアレイ合成回路１２２の出力が最大になるように、修正される。
　具体的には、重み付け係数Ｗ１及びＷ２は、以下の適応アルゴリズムで算出される。
　　Ｗ１（ｎ＋１）＝Ｗ１（ｎ）＋（１－μ）｛ｒ１＊（ｎ）・ｙ１（ｎ）｝　・・・（式１）
　　Ｗ２（ｎ＋１）＝Ｗ２（ｎ）＋（１－μ）｛ｒ２＊（ｎ）・ｙ２（ｎ）｝　・・・（式２）
　ここで、ｒ１及びｒ２は、フェーズドアレイ合成回路１２１及び１２２それぞれの入力信号ベクトル（図２では２次元ベクトル）である。また、ｙ１及びｙ２は、フェーズドアレイ合成回路１２１及び１２２それぞれの出力信号ベクトルを示す。記号＊は複素共役を示し、括弧内のｎはｎ番目のサンプル、μは修正係数を示す。式１及び式２において、（１－μ）を乗算している理由は、上記アルゴリズムが正帰還型であることから、計算結果の発散を防止し、適応収束させるための乗数を逐次乗算するためである。
　上記のアルゴリズムにより、フェーズドアレイ合成回路１２１及び１２２は、それぞれが独立に、受信レベルが最大になるように、ダイバーシチブランチの指向方向を制御する。当該動作の説明図を図３に示す。ＤＲ１ａは、フェーズドアレイ合成回路１２１による第１のダイバーシチブランチの指向方向である。また、ＤＲ１ｂはフェーズドアレイ合成回路１２２による第２のダイバーシチブランチの指向方向である。それぞれ指向方向の角度は、可変である。
　以下、第１の実施形態の角度ダイバーシチ受信装置１００、１００ａを対流圏散乱伝搬に適用する場合について説明する。
　再び図８を用いて対流圏散乱伝搬について説明する。受信局（角度ダイバーシチ受信装置１００、１００ａ）のアレイアンテナが、受信アンテナ８１２に対応する。送信局８１１から送信された送信ビームは、対流圏において散乱される。当該散乱領域は、散乱ボリュームと言われ、空間的広がりを有する。したがって、第１の散乱点ＳＴａからの指向方向ＤＴａの信号と第２の散乱点ＳＴｂからの指向方向ＤＴｂの信号とが各々、見通し外の受信局（角度ダイバーシチ受信装置１００、１００ａ）の受信アンテナ８１２に到来する。
　ここで、散乱点ＳＴａとＳＴｂは空間的に離隔しており、また、各々の散乱現象は、ランダムに変動する。このため、散乱点ＳＴａとＳＴｂにおける散乱現象は、互いに無相関となる。したがって、指向方向ＤＴａ及びＤＴｂ間の受信信号も互いに無相関なフェージング信号となる。
　よって、指向方向ＤＴａの信号及びＤＴｂの信号を、それぞれ角度差（例えば図３のＤＲ１ａ、ＤＲ１ｂ）を有する複数の受信素子で受信することにより、互いに無相関なダイバーシチのブランチを合成でき、その結果、角度ダイバーシチを行うことができる。
　なお、実際の散乱伝搬では散乱点ＳＴａとＳＴｂが比較的空間的に近接した場合、それぞれの散乱点から受信される信号は完全には無相関ではなく、ある程度の相関を示す。特許文献２では、角度ダイバーシチのブランチ間の相関値が０．６以下であれば角度ダイバーシチとして効果があることが示されている。
　散乱点ＳＴａとＳＴｂとの空間距離が大きくなれば、相関値が減少し、指向方向ＤＴａとＤＴｂとがなす角度が大きくなる。したがって、本発明ではフェーズドアレイによる指向方向を制御することにより、角度ダイバーシチのブランチ間の角度が大きくなるような指向方向ＤＲ１ａ及びＤＲ１ｂを形成し、互いの相関値を低減させ、ダイバーシチ効果を維持する。
　図４は、角度ダイバーシチのブランチ間の相関値と指向方向の間隔（ビーム間の角度差）の関係を示す図である。図４において、縦軸は角度ダイバーシチのブランチ間相関値ηを、横軸はブランチのビーム間の角度差Δθを示す。図４から分かるように、角度ダイバーシチのブランチ間相関値ηは、ブランチのビーム間の角度差Δθの増大と共に減少する。
　ここで、図３に示されたＤＲ１ａ及びＤＲ１ｂの指向方向ベクトル（指向性）Ｇ１、Ｇ２は、以下のように定義される。
　　Ｇ１＝ｇ１・ｅｘｐ（ｊθ１）　・・・（式３）
　　Ｇ２＝ｇ２・ｅｘｐ（ｊθ２）　・・・（式４）
　上記の式３、４において、ｇ１は指向方向ＤＲ１ａの指向ベクトルの振幅、θ１は当該指向ベクトルの仰角、ｇ２は指向方向ＤＲ１ｂの指向ベクトルの振幅、θ２は当該指向ベクトルの仰角を示す。
　以上のベクトルＧ１、Ｇ２は、フェーズドアレイ合成回路１２１及び１２２のそれぞれの出力が最大となる際の、各々のブランチが示す指向性ベクトルである。このため、図８に示された散乱点ＳＴａとＳＴｂとが近接した場合、状況によっては、互いの指向性Ｇ１とＧ２が近づくことがある。この場合、ブランチ間の相関値が大きくなり、ダイバーシチ効果が減少する。本発明では、ブランチ間の相関値を求め、図４に示された関係に基づいて、当該相関値が減少するように、すなわち角度差Δθを増大させるように、前記のベクトルＧ１にｅｘｐ（＋ｊΔθ／２）を乗じる。また、ベクトルＧ２には、ｅｘｐ（－ｊΔθ／２）を乗じる。即ち、ベクトルＧ１とＧ２は以下のように、Δθに関する摂動補正を行う。
　　Ｇ１＝ｇ１・ｅｘｐ（ｊθ１）・ｅｘｐ（＋ｊΔθ／２）　・・・（式５）
　　Ｇ２＝ｇ２・ｅｘｐ（ｊθ２）・ｅｘｐ（－ｊΔθ／２）　・・・（式６）
　以上の指向方向ベクトルＧ１とＧ２を摂動補正することにより、角度ダイバーシチ間の相関を低い状態に保ちつつ、角度ダイバーシチ効果を維持できる。
　その結果、第１の実施形態の角度ダイバーシチ受信装置は、電波の到来する角度が変化しても受信レベルの低下を回避できると共に、対流圏散乱伝搬の状況に変化があってもダイバーシチ効果を維持することができる。
　なお、図１に記載された角度ダイバーシチ受信装置１００は、以下のようにも構成できる。
　角度ダイバーシチ受信装置１００は、アレイアンテナの受信信号によって角度ダイバーシチのブランチを構成して角度ダイバーシチ受信を行う角度ダイバーシチ受信装置である。そして、角度ダイバーシチ受信装置１００は、アレイアンテナと、フェーズドアレイ合成回路２０－１～２０－Ｎと、相関制御回路１６０とを備える。
　フェーズドアレイ合成回路２０１－２０Ｎは、アレイアンテナに含まれる複数のアンテナ素子の受信信号をフェーズドアレイ合成することにより、ブランチの受信信号を生成する。そして、相関制御手段は、ブランチの受信信号間の相関値を出力する。さらに、フェーズドアレイ合成回路２０１－２０Ｎは、相関制御手段１６０から出力される相関値が小さくなるようにブランチ間の指向方向の角度差を制御する。
　このような構成によっても、角度ダイバーシチ受信装置１００は、フェーズドアレイ合成するによって、電波の到来する角度が変化しても受信レベルの低下を回避できる。そして、角度ダイバーシチ受信装置１００は、ブランチ間の相関値が小さくなるようにブランチ間の指向方向の角度差を制御することによって、対流圏散乱伝搬の状況に変化があってもダイバーシチ効果を維持することができる。
　［第２の実施形態］
　図５は、本発明の第２の実施形態による角度ダイバーシチ受信装置２００の構成を示す概略的なブロック図である。角度ダイバーシチ受信装置２００は、複数のフェーズドアレイ合成回路の出力間の相互相関を適応整合フィルタの複素タップ乗算係数から求める点が、第１の実施形態と異なっている。
　すなわち、図５を参照すると、相関制御回路１６０には、適応整合フィルタ１３１－１３Ｍの複素タップ乗算係数が入力されており、相関制御回路１６０は、適応整合フィルタ１３１－１３Ｍのうち選択された２つの適応整合フィルタの複素タップ乗算係数に基づいて、相関値の演算を行う。なお、相関制御回路１６０への入力部分以外の、角度ダイバーシチ受信装置２００の構成及び基本的な動作は、図１に記載された角度ダイバーシチ受信装置１００と同様であるので、詳細な説明は省略する。
　図６は、図５に示した角度ダイバーシチ受信装置２００の具体的な構成の一形態を示すブロック図である。図６を参照すると、角度ダイバーシチ受信装置２００ａは、図２の角度ダイバーシチ受信装置１００ａと同様に、アレイアンテナ１０と、フェーズドアレイ合成回路１２１及び１２２と、適応整合フィルタ（ＡＭＦ）１３１及び１３２と、ダイバーシチ合成回路１４０と、相関制御回路（ＣＯＲＲ）１６０と、自動等化回路（判定帰還等化器、ＤＦＥ）１５０とを備える。アレイアンテナ１０は、アンテナ素子１１ａ及び１１ｂを備える。
　そして、角度ダイバーシチ受信装置２００ａは、さらに、アレイアンテナ１０と、フェーズドアレイ合成回路１２１及び１２２との間に、帯域通過ろ波器（ＢＰＦ）２２１及び２２２と、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２３１及び２３２と、受信周波数変換器（ダウンコンバータ、Ｄ／Ｃ）２４１及び２４２と、自動利得制御器（ＡＧＣ）２５１及び２５２と、を備える。
　帯域通過ろ波器２２１及び２２２、低雑音増幅器２３１及び２３２、受信周波数変換器２４１及び２４２、自動利得制御器２５１及び２５２の機能は、図７に示された同一の名称のブロックと同様である。
　すなわち、図６に示す角度ダイバーシチ受信装置２００ａのダイバーシチブランチ数は２個である。なお、アンテナ素子１１１及び１１２はそれぞれ、空中線反射鏡を備えたホーンアンテナタイプであってもよい。
　角度ダイバーシチ受信装置２００ａは、アンテナ素子１１１及び１１２の受信信号を、フェーズドアレイ合成回路１２１及び１２２によって線形合成する。これにより、フェーズドアレイの制御が行われる。
　角度ダイバーシチ受信装置２００ａにおいては、フェーズドアレイ合成回路１２１の出力及びフェーズドアレイ合成回路１２２の出力間の相互相関は、適応整合フィルタ１３１及び１３２の複素タップ乗算係数から求められる。
　すなわち、相関制御回路１６０は、適応整合フィルタ１３１の複素タップ乗算係数と、適応整合フィルタ１３２の複素タップ乗算係数との相関値を算出して、フェーズドアレイ合成回路１２１及び１２２に出力する。
　ここで、フェーズドアレイ合成回路１２１において各サブアレイに乗算される複素係数をＷ１、第２のフェーズドアレイ合成回路１２２において各サブアレイに乗算される複素係数をＷ２とする。
　複素係数Ｗ１は、フェーズドアレイ合成回路１２１の出力と、相関制御回路１６０から入力された相関値とに基づいて、フェーズドアレイ合成回路１２１の出力が最大になるように、適応修正される。
　また、複素係数Ｗ２は、フェーズドアレイ合成回路１２２の出力と、相関制御回路１６０から入力された相関値とに基づいて、フェーズドアレイ合成回路１２２の出力が最大になるように、適応修正される。
　Ｗ１及びＷ２の値は、第１の実施形態と同様に、式（１）及び式（２）によって算出される。また、角度ダイバーシチのブランチの指向方向ベクトル（指向性）Ｇ１、Ｇ２は、式（３）～式（６）によって求められる。
　このような構成においても、第１の実施形態で説明した式（１）～式（６）を用いてフェーズドアレイ合成回路１２１及び１２２の出力を最大化するとともに、指向方向ベクトルＧ１とＧ２とを摂動補正することで、角度ダイバーシチ間の相関を低い状態に保ちつつ、角度ダイバーシチ効果を維持できる。
　その結果、第２の実施形態の角度ダイバーシチ受信装置も、第２の実施形態の角度ダイバーシチ受信装置と同様に、電波の到来する角度が変化しても受信レベルの低下を回避できると共に、対流圏散乱伝搬の状況に変化があってもダイバーシチ効果を維持することができる。
　（第３の実施形態）
　本発明の第３の実施形態の角度ダイバーシチ受信装置は、ブランチとして、複数のアンテナ素子の受信信号を複素係数の乗算及び加算を行ってフェーズドアレイ合成する複数のフェーズドアレイ合成回路と、複数のフェーズドアレイ合成回路それぞれの出力に基づいて、ブランチ間の相関値が最小となるようにブランチ相互の指向方向の角度差を制御する相関制御回路と、複数のフェーズドアレイ合成回路の出力がそれぞれ入力される複数の適応整合フィルタと、複数の適応整合フィルタの出力を合成することで角度ダイバーシチ合成を行うダイバーシチ合成回路と、ダイバーシチ合成回路の出力を自動等化する自動等化回路とを有する。
　（第４の実施形態）
　本発明の第４の実施形態の角度ダイバーシチ受信装置は、ブランチとして、複数のアンテナ素子の受信信号を複素係数の乗算及び加算を行ってフェーズドアレイ合成する複数のフェーズドアレイ合成回路と、複数のフェーズドアレイ合成回路の出力がそれぞれ入力される複数の適応整合フィルタと、複数の適応整合フィルタの出力を合成することで角度ダイバーシチ合成を行うダイバーシチ合成回路と、ダイバーシチ合成回路の出力を自動等化する自動等化回路と、複数の適応整合フィルタの複素タップ乗算係数に基づいて、ブランチ間の相関値が最小となるようにブランチ相互の指向方向の角度差を制御する相関制御回路とを有する。
　なお、本発明の第３及び第４の実施形態の複数のアンテナ素子は、ホーンアンテナ型であってもよい。
　以上説明した実施形態に限定されることなく、本発明は、特許請求の範囲に記載された技術範囲内であれば、種々の変形が可能であることは云うまでもない。
　この出願は、２０１２年３月２９日に出願された日本出願特願２０１２－０７６４８９を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　例えば、第１乃至第４の実施形態の角度ダイバーシチ受信装置は、マルチパスフェージングが生じる伝搬において角度ダイバーシチを用いる通信に利用可能である。また、本発明の活用例として、対流圏散乱伝搬通信または陸上モバイル通信に活用可能である。
　　１０、６１１　アレイアンテナ
　　１１１－１１Ｎ、６１Ａ、６１Ｂ　アンテナ素子
　　１００、１００ａ、２００、２００ａ　角度ダイバーシチ受信装置
　　１２１－１２Ｍ　フェーズドアレイ合成回路
　　１３１－１３Ｍ　適応整合フィルタ
　　１４０　ダイバーシチ合成回路
　　１５０　自動等化回路
　　１６０　相関制御回路
　　１９ａ、１９ｂ、２０ａ、２０ｂ　複素乗算器
　　１９ｃ、２０ｃ　加算器
　　１６０　相関制御回路（ＣＯＲＲ）
　　２２１、２２２　帯域通過ろ波器（ＢＰＦ）
　　２３１、２３２　低雑音増幅器（ＬＮＡ）
　　２４１、２４２　受信周波数変換器（ダウンコンバータ、Ｄ／Ｃ）
　　２５１、２５２　自動利得制御器（ＡＧＣ）
　　８１１　送信局
　　８１２　受信アンテナ

Claims (5)

  1. 　アレイアンテナの受信信号によって角度ダイバーシチのブランチを構成して角度ダイバーシチ受信を行う角度ダイバーシチ受信装置であって、
    　前記アレイアンテナに含まれる複数のアンテナ素子の受信信号をフェーズドアレイ合成することにより、前記ブランチの受信信号を生成する複数のフェーズドアレイ合成手段と、
    　２つの前記ブランチの受信信号間の相関値を計算して出力する相関制御手段と、を備え、
    　前記フェーズドアレイ合成手段は、前記相関値が計算された前記ブランチ間の指向方向の角度差を、前記相関値が小さくなるように制御する、ことを特徴とする角度ダイバーシチ受信装置。
  2. 　前記フェーズドアレイ合成手段の出力がそれぞれ入力される複数の適応整合フィルタと、
    　前記適応整合フィルタの出力を合成することで角度ダイバーシチ合成を行うダイバーシチ合成手段と、
    　前記ダイバーシチ合成手段の出力を自動等化する自動等化手段と、をさらに備え、
    　前記相関制御手段は、２つの前記フェーズドアレイ合成手段の出力に基づいて前記相関値を出力し、
    　前記フェーズドアレイ合成手段は、前記ブランチの受信信号に、前記相関値に基づく複素係数を乗算し、前記乗算した結果を加算することでフェーズドアレイ合成する、
    ことを特徴とする請求項１に記載の角度ダイバーシチ受信装置。
  3. 　前記フェーズドアレイ合成手段の出力がそれぞれ入力される複数の適応整合フィルタと、
    　前記適応整合フィルタの出力を合成することで角度ダイバーシチ合成を行うダイバーシチ合成手段と、
    　前記ダイバーシチ合成手段の出力を自動等化する自動等化手段と、をさらに備え、
    　前記相関制御回路は、２つの前記適応整合フィルタの複素タップ乗算係数に基づいて前記相関値を出力し、
    　前記フェーズドアレイ合成手段は、前記ブランチの受信信号に、前記相関値に基づく複素係数の乗算し、前記乗算した結果を加算することでフェーズドアレイ合成する、
    ことを特徴とする請求項１に記載の角度ダイバーシチ受信装置。
  4. 　前記複数のアンテナ素子は、ホーンアンテナ型である請求項１乃至３のいずれかに記載の角度ダイバーシチ受信装置。
  5. 　アレイアンテナの受信信号によってダイバーシチのブランチを構成して角度ダイバーシチ受信を行う角度ダイバーシチ受信方法であって、
    　前記アレイアンテナに含まれる複数のアンテナ素子の受信信号をフェーズドアレイ合成することにより、前記ブランチの受信信号を生成し、
    　２つの前記ブランチの受信信号間の相関値を出力し、
    　前記相関値が計算された前記ブランチ間の指向方向の角度差を、前記相関値が小さくなるように制御する、ことを特徴とする角度ダイバーシチ受信方法。
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