WO2013160462A1 - Schaltwandler zum betreiben mindestens einer led - Google Patents

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WO2013160462A1
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voltage
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Richard Dilger
Markus Heckmann
Arnulf Rupp
Markus NORDHAUSEN
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Osram GmbH
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the invention relates to a switching converter according to the preamble of patent claim 1.
  • a sinusoidal alternating clamping ⁇ voltage having an effective value of 230 V
  • current and voltage transformations necessary to provide a current having a constant current intensity as possible comprising two voltage transformers, wherein the first voltage converter, in particular an up ⁇ converter , and the second voltage converter are coupled together via a DC circuit capacitor.
  • a rectifier is connected in front of the first voltage converter.
  • the first voltage converter is usually designed as a power factor correction circuit which synchronizes the input current and the input voltage, since in particular for powers of 25 W predetermined directives with regard to the mains current harmonics are to be fulfilled.
  • the power coupled into the second voltage converter via the intermediate circuit capacitor is almost constant over its course over time.
  • an electrolytic capacitor is preferably used with the largest possible capacity to the best possible Smoothing the voltage and the power to allow.
  • the second voltage converter converts the voltage such that the oppel ⁇ th to the output of the voltage converter LEDs may be supplied with a current as constant as possible current intensity.
  • the second voltage ⁇ converter is generally constructed as a buck converter, as for driving a LED usually only a small voltage is required.
  • the object of the present invention is to provide a switching converter for operating at least one LED, which has a longer service life. This object is achieved by a switching converter having the features of patent claim 1.
  • the switching converter according to the invention for operating at least one LED comprises an input having a first and a second input terminal for coupling to an AC voltage source, an output having a first and a second output terminal for coupling to the at least one LED, wherein an output variable can be provided at the output, and a rectifier having an input coupled to the input of the switching converter and an output.
  • the switching converter comprising a ⁇ matterssreaktanznetztechnik having an input coupled to the output of the rectifier and an output, wherein the mattersreaktanznetztechnik comprises at least a first controllable electronic switch.
  • the switching converter has a capacitive energy store, which is coupled to the output of the input reactance network, and at least one first electronic control circuit, by means of which the switching converter can be regulated at its input to a desired value of the input current.
  • the at least ei ⁇ ne first control circuit is designed such that the switching converter is controllable at its input to a desired value of the input current, wherein the desired value in its time course spectral components at a fundamental frequency of a fundamental with a fundamental amplitude and at least one frequency at least one Harmonic with a predetermined amplitude, the at least one frequency is an integer multiple of the fundamental frequency.
  • Such a design of at least one ers ⁇ th control circuit it is possible to input current harmoniously distorting.
  • the amplitudes of the harmonics can be specified.
  • the amplitudes are preferably predetermined in such a way that a power which is fed from the input reactance network into the capacitive energy store is maximally uniform over its time course. Due to the harmonic distortion of the power less energy must be stored by the capacitive energy storage over half a period based on the period of the fundamental frequency. This makes it possible to design the capacitive energy storage with a smaller capacity than with an undistorted power input.
  • harmonics with the 3 frequency of the fundamental frequency can be a power that is fed from the input reactance network in the capacitive energy storage, which is so harmonic distorted that their time course is maximally uniform, ie that the deviation power versus time average power and time average power versus power factor corrected power proportional to the square of a sine wave, as is common in the art.
  • the amplitudes of the harmonics with frequencies up to 49 times the fundamental frequency can be specified.
  • the input voltage is a sinusoidal AC voltage having a frequency
  • the first control circuit is adapted to regulate the switching converter at its input to a desired value of the input current, wherein the desired value in its time course has a fundamental with the same frequency as that of the input voltage
  • the first control circuit is adapted to control the switching ⁇ converter at its input to a desired value of the input current, wherein the desired value in its time ⁇ course has a fundamental oscillation, which has no phase shift relative to the input voltage.
  • the harmonics of the input current may have any phase shift from the fundamental.
  • the control circuit can also be designed to open the switching converter To control an input current having harmonics with a predetermined phase shift from the fundamental.
  • the phase shifts can be defined as the process that the network delivered by flexibilttanz- power is more evenly in its course over time, especially so that the capaci ⁇ ty of the capacitive energy storage can be further reduced.
  • the predeterminable amplitude of the at least one harmonic is less than or equal to the amplitude predetermined by a distortion standard for a power take-off. Since more stringent specifications with respect to the harmonic distortion, in particular with respect to the amplitudes of harmonics of the input current, are generally available from a power extraction from the power supply starting from about 25 W., it is provided to select the predefinable amplitudes still in the range of the permissible amplitudes, and preferably as close as possible at the maximum permissible amplitudes.
  • the switching converter may have a Popereaktanznetzwerk having an input coupled to the capacitive energy storage device, and an output for coupling to the at least one LED, wherein the off ⁇ gangsreaktanznetztechnik comprises at least one second êtba- ren electronic switch.
  • the switching converter preferably comprises at least one second control circuit , by means of which the switching converter can be regulated to an output variable.
  • the switching converter can advantageously by means of the second control circuit to a desired output chip tion or a desired output current.
  • the output is an output current, since the operation of LEDs as smooth as possible direct current is advantageous.
  • the at least one second control circuit is designed to regulate the switching converter to an output variable as a function of an instantaneous value of a tapped off across the capacitive energy storage voltage. Since by the use of a capacitive energy store and a smaller capacity can be tapped at the capacitive energy storage voltage having a greater undulation, it is advantageous to form the second control circuit such that output variable in the regulation to an off ⁇ , in particular an output current of the zeitli ⁇ che history is taken into account at the capacitive energy storage voltage and not just their time average. Such a configuration of the second control circuit makes it possible to control, in spite of large ripples, the voltage applied to the output reactance network to an output current which is almost constant over time.
  • the input reactance network can be designed as an up-converter.
  • the out ⁇ gangsreaktanznetztechnik can be configured as buck converter.
  • the capacitive energy storage is a ceramic capacitor or a foil capacitor.
  • Ceramic capacitors and lien capacitors have a relatively high Le ⁇ service life and are further formed for a large wavy ⁇ ness of the applied voltage, while Elect ⁇ rolytkondensatoren are not designed for such a large ripple.
  • the capacitance of the ceramic capacitor or of the film capacitor is dimensioned such that a tapped off on the ceramic capacitor or film capacitor voltage has aponswel- lotti, which is greater than 30% of the maximum value of the voltage applied to the input of the switching converter input ⁇ voltage.
  • the same energy can be stored by increasing the intermediate circuit voltage, in particular by the greater ripple of the voltage across the capacitor, and with a ceramic or film capacitor smaller capacity, as with an electrolytic capacitor large capacity and small DC link voltage.
  • the ripple of the voltage provided by the capacitor to the Jardinreaktanznetztechnik be greater than 100 volts, in particular greater than 200 volts.
  • the ripple of the voltage in the prior art is about 60 V, since a Elektrolytkondensa ⁇ tor tolerated no greater ripple voltage where ⁇ is required by a larger capacity.
  • the capacity of the Ke ⁇ ramikkondensators or film capacitor sized is that the instantaneous value of the tapped off at the ceramic capacitor or film capacitor voltage is greater than the instantaneous value of the anlie ⁇ ing voltage at the input of the switching converter.
  • Fig. 1 is a schematic representation of a switching wall lers according to an embodiment of the inven ⁇ tion;
  • Fig. 2 is a schematic diagram of a Messdia gram of the tapable capacitor capacitor voltage and the output current provided at the output of the switching converter according to an embodiment of the invention
  • Fig. 3 is a graphical representation of one of
  • Input reactance network to a capacitor delivered power without harmonic distortion a graphical representation of a harmonic distortion input current according to an embodiment of the invention; a graphical representation of the input ⁇ reactance network according to the current strength of Figure 4a harmonically distorted, output power according to an embodiment of the invention; a graphical representation of another harmonic distortion input current according to an embodiment of the invention; and a graphical representation of the input ⁇ reactance network according to the current from FIG. 5a harmonically distorted, output power according to an embodiment of the invention.
  • Fig. 1 shows a schematic representation of a switching converter 10 according to an embodiment of OF INVENTION ⁇ dung.
  • This comprises an input reactance network 12, which is coupled to a Popereaktanznetzwerk 13 via a capacitive energy storage Cl.
  • a sinusoidal alternating voltage can be present at the input E1, E2 of the switching converter 10, in particular with 230 V rms voltage, which is rectified by a rectifier 11.
  • the output reactance network 13 can be used as a downward converter, in particular as a buck converter, be designed so that a suitable for the operation of at least one LED output voltage U A at the output AI, A2 of the switching converter is provided.
  • the The The inventorsreaktanz- network 12 may be formed as a boost converter, in particular as a boost converter, whereby the voltage can be set high, so that the tapped on the capacitive energy storage Cl voltage U K is greater than the voltage applied to the input E1, E2 input voltage U E. Further toward the capacitive energy storage Cl such that the periodically varying in time, from the input ⁇ reactance 12 extracted power P (t) by energy in the capacitive energy storage gie appointedung Cl as constant as possible over time in the output power Po reactance 13 is coupled in , Furthermore, the switching converter 10 may comprise an electronic control circuit, by means of which the switching converter 10 can be regulated to a desired value of the input current I E (t).
  • the input current I E (t) is adjustable so that it has a fundamental of the same frequency as the input voltage U E and harmonics with integer multiples, in particular odd multiples, this frequency and vorgebba - has amplitude. Due to this harmonic Verzer ⁇ tion of the input current I E (t) and thus also the inputs 12 gansreaktanznetzwerk the removable power P (t), the deviation of the power P (t) from the temporal average power Po in the amount in the time average reduc- are compared with a power P (t), which is proportional to the square of a sine wave.
  • this embodiment of the invention can werk Congressigt that less energy E during half a period T / 2 with respect to the period T of Grundschwindung must be stored by the capacitive energy storage Cl and the capacitive Energyspei- rather Cl can be configured with a much smaller capacity.
  • a ceramic capacitor or film capacitor with a smaller capacitance C than is customary in the prior art can be used as the capacitive energy store C1, which show a large number of advantages over the electrolytic capacitors commonly used.
  • ceramic and film capacitors for a much larger chip ripple is AU are designed, which provides the ability to ⁇ , by increasing the intermediate circuit voltage, the Ka capacity to reduce the ceramic capacitor or film capacitor on.
  • a ceramic capacitor or film capacitor has a much longer life than an electrolytic capacitor, which increases the life and reliability of the entire switching converter 10, since the capacitive Energy storage Cl is the life-determining element.
  • the capacitive voltage U K provided by the capacitive energy storage Cl to the Ricoreaktanznetztechnik 13 has a correspondingly greater voltage ripple AU. Accordingly ⁇ speaking the Ricoreaktanznetztechnik 13 is to be ⁇ forms, such voltage ripple AU Sieren to compensate.
  • a second control circuit may be provided which provides a nearly constant output current I A at the output AI, A2 of the circuit arrangement 10, for example, the output reactance network may comprise an active switch, in particular a controllable electronic switch.
  • the first and second control scarf ⁇ tion may also be formed as a single control circuit, in particular, it may be formed such that two different and independent control tasks can be solved by this one control circuit.
  • the input and Cosmeticreaktanznetztechnik 12 is form 13 together as a Cuk converter, in particular, the control can to an input current ⁇ E (t) and an output current I A of the switching converter 10 by driving only one controllable electronic switch take place by means of the drive circuit 14.
  • a further very advantageous possibility is the control of the switching ⁇ converter 10 to an input current ⁇ E (t) and to realize ter an off ⁇ output current I A by two controllable electronic scarf, wherein preferably the input and Volunteerreaktanznetztechnik 12, 13 one active each Include switch. These two switches can also be controlled by the drive circuit 14.
  • the triggering of the second switch can be effected as a function of the voltage U K which can be tapped on the capacitive energy store C1, not only as a function of the time average of this voltage U K , as is usual in the prior art, but also taking into account the time profile of the voltage U K , that is to say as a function of an instantaneous value of the voltage U K which can be tapped off at the capacitive energy store C1.
  • the triggering of the second switch can be effected as a function of the voltage U K which can be tapped on the capacitive energy store C1, not only as a function of the time average of this voltage U K , as is usual in the prior art, but also taking into account the time profile of the voltage U K , that is to say as a function of an instantaneous value of the voltage U K which can be tapped off at the capacitive energy store C1.
  • the boost converter can be provided as a further embodiment variant to design the boost converter as a power factor correction circuit, in particular in such a way that a distortion standard with respect to the system current drain is maintained.
  • the efficiency of such a switching converter 10 at min ⁇ least 80% -86% is, in particular, what corresponds to ei ⁇ ner usual in the art efficiency. This is remarkable insofar as, in spite of the larger voltage ripple AU, no significant losses occur due to additional loading of the circuit components, in particular of semiconductor elements.
  • FIG. 2 shows a measurement diagram of the time profile of the capacitor voltage U K provided by the capacitive energy store C 1 and of the output current I A provided by the output reactance network 13 Switching converter 10 shown according to an embodiment of the invention. Furthermore, in FIG.
  • the rectified AC voltage U G present at the input of the input reactance network 12, which is designed as a boost converter, in particular as a power factor correction circuit, is shown in its time profile.
  • the input voltage U E present at the input E1, E2 of the switching converter 10 has a frequency of 50 Hz.
  • the capacitor voltage U K of the capacitive energy store C1 has a very large voltage ripple AU of approximately 300 V, which is is more than 90% of the maximum value of the input voltage U E applied to the input E1, E2. This is made possible only by the use of a ceramic capacitor or film capacitor as a DC link capacitor, since the electrolytic capacitors commonly used are not designed for such a large voltage ripple.
  • the output current I A of the switching converter 10 is shown in its time course.
  • the large voltage ripple AU compensate relatively well, so that the output current I A has only a small current ripple ⁇ of about 40 mA, which corresponds approximately to 10% of the maximum value of the output current I A.
  • the formed Re ⁇ gelscados to the output current I A in consideration of the time instantaneous value of the tapped at the capacitor capacitor voltage U K to control, thereby making it possible to provide a relatively constant th output current I A, for example, for Operate LEDs to provide.
  • FIG 3 shows a graphical representation of a power P (t) delivered without harmonic distortion by an input reactance network 12.
  • the average power to be coupled into the output reactance network 13 is P o
  • an energy E must be stored by the capacitive energy store C 1 over a half oscillation period T / 2, which energy can be stored in the hatched areas in FIG 3 corresponds.
  • Fig. 4a shows a graphic representation of har ⁇ cally distorted input current I E (t).
  • the associated harmonic distorted power P (t) is shown in Fig. 4b Darge ⁇ represents.
  • the average power to be coupled into the output reactance network 13 is Po 25 W for a sinusoidal alternating voltage with an effective value of 230V as the input voltage U E.
  • the energy E to be stored by the capacitive energy store C1 is in turn represented by the hatched areas. Due to the harmonic distortion, these surfaces, ie the energy E to be stored by the capacitive energy store Cl, are much smaller than in the undistorted power P (t) shown in FIG.
  • the input current I ß it was distorted by appropriate Ausbil ⁇ tion of the first control circuit so that the provisions of class C of the mains current distortion standard with respect to the amplitude components of the higher harmonics are still met.
  • the vorgeb ⁇ cash amplitudes of the harmonics were selected so that they correspond to the maximum permissible amplitudes of these mains current distortion norm and continue only the amplitudes up to the 11th harmonic were preset.
  • the harmonics in this example have no phase shift from the fundamental of the input current Isit).
  • the switching converter 10 of the invention is particularly advantageously additionally provides the ability to control the input current I ß it) of the switching converter 10 such that the harmonics of a phase shift with respect to each have other and also with respect to the fundamental.
  • this also predeterminable phase shifts can be used to particularly skillful manner, the input current ⁇ E (t) and thus also the dance network of Peoplesreak- 12 output power P (t) in such a way to modi ⁇ fy that the capacitive energy storage Cl even further in its size can be reduced.
  • FIG. 5a is a graphical representation of another harmonically distorted current ⁇ E (t) and Fig. 5b is a graph of ⁇ fromcertainsreaktanznetzwerk 12 corresponding to the input current I (t) of FIG. 5a har ⁇ monic distorted output power P (t ).
  • the average power Po to be coupled into the output reactance network 13 is again 25 W in the case of a sinusoidal alternating voltage with an effective value of 230 V as the input voltage U E.
  • the input current IU was (t) distorted by appropriately specified differently surrounded by the first amplitude control circuit, that the provisions of the class D, the mains current distortion standard are yet fulfilled with respect to the amplitude components of the higher harmonics.
  • the shaded areas correspond in turn to be saved from the capacitive energy storage Cl energy E.
  • the energy to be stored e can be further reduced by a greater harmonic distortion ⁇ to.
  • a reduction of the required capacitance of the capacitive energy store C1 by approximately 41% in the case of a distortion according to FIG. 4 a and FIG. 4 b, and by approximately 60% in the case of an distortion according to FIG. 5 a and FIG. 5b are achieved with respect to an undistorted signal.
  • a switching converter for operating at least one LED it is provided that makes it possible to reduce the Ka ⁇ capacity of the capacitive energy storage device by a first control circuit is adapted to distort ei ⁇ NEN input current harmonic, so that the to be stored by the capacitive energy store energy reduced.
  • a first control circuit is adapted to distort ei ⁇ NEN input current harmonic, so that the to be stored by the capacitive energy store energy reduced.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

Beschreibung
Schaltwandler zum Betreiben mindestens einer LED
Technisches Gebiet
Die Erfindung geht aus von einem Schaltwandler nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Stand der Technik
Zum Betreiben von LEDs oder LED-Strängen mit einer Netz- Spannung, üblicherweise einer sinusförmige Wechselspan¬ nung mit einem Effektivwert von 230V, sind Strom- und Spannungswandlungen erforderlich, um einen Strom mit möglichst konstanter Stromstärke bereitzustellen. Im Stand der Technik sind Schaltungsanordnungen zum Betreiben von LEDs bekannt, die zwei Spannungswandler umfassen, wobei der erste Spannungswandler, insbesondere ein Aufwärts¬ wandler, und der zweite Spannungswandler über einen Zwi- schenkreiskondensator miteinander gekoppelt sind. Zum Gleichrichten der Wechselspannung ist vor den ersten Spannungswandler ein Gleichrichter geschaltet. Der erste Spannungswandler ist in der Regel als Leistungsfaktorkorrekturschaltung ausgebildet, die den Eingangsstrom und die Eingangsspannung synchronisiert, da insbesondere bei Leistungen ab 25 W vorgegebene Richtlinien bezüglich der Netzstromoberschwingungen zu erfüllen sind. Bei geeigneter Dimensionierung des Zwischenkreiskondensators ist die über den Zwischenkreiskondensator in den zweiten Spannungswandler eingekoppelte Leistung in ihrem zeitlichen Verlauf nahezu konstant. Als Zwischenkreiskondensator wird bevorzugt ein Elektrolytkondensator mit einer möglichst großen Kapazität verwendet, um eine möglichst gute Glättung der Spannung und der Leistung zu ermöglichen. Der zweite Spannungswandler wandelt die Spannung derart, dass die mit dem Ausgang des Spannungswandlers gekoppel¬ ten LEDs mit einem Strom möglichst konstanter Stromstärke versorgt werden können. Dabei ist der zweite Spannungs¬ wandler in der Regel als Abwärtswandler ausgebildet, da zum Betreiben einer LED meist nur eine kleine Spannung erforderlich ist.
Aus der DE 197 13 814 AI ist ein Schaltregler mit einer Leistungsfaktorkorrektur bekannt, der auf eine vorbestimmte Ausgangsspannung und auf eine vorbestimmte Zwi- schenkreisspannung geregelt wird.
Aus der EP 2 315 497 AI ist eine LED Treiberschaltung mit einer Leistungsfaktorkorrektur, einem Elektrolyt- Zwischenkreiskondensator und einem linearen Gleichspannungswandler bekannt.
Aus der DE 10 2010 039 154 AI ist eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung bekannt, die im Gleichstrombetrieb ei¬ ne lastabhängig veränderliche Stromaufnahme aufweist. Nachteilig bei derartigen Schaltungsanordnungen ist, dass die dafür benötigten Elektrolytkondensatoren für den Zwischenkreis eine relativ geringe Lebensdauer aufweisen, was die Lebensdauer der gesamten Schaltungsanordnung mindert .
Darstellung der Erfindung Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Schaltwandler zum Betreiben mindestens einer LED bereitzustellen, der eine höhere Lebensdauer aufweist. Diese Aufgabe wird durch einen Schaltwandler mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst.
Besonders vorteilhafte Ausgestaltungen finden sich in den abhängigen Ansprüchen. Der erfindungsgemäße Schaltwandler zum Betreiben mindestens einer LED umfasst einen Eingang mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss zum Koppeln mit einer Wechselspannungsquelle, einen Ausgang mit einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss zum Koppeln mit der mindestens einen LED, wobei am Ausgang eine Ausgangsgröße bereitstellbar ist, und einen Gleichrichter mit einem Eingang, der mit dem Eingang des Schaltwandlers gekoppelt ist, und einem Ausgang. Des Weiteren umfasst der Schalt¬ wandler ein Eingangsreaktanznetzwerk mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Gleichrichters gekoppelt ist und einem Ausgang, wobei das Eingangsreaktanznetzwerk mindestens einen ersten steuerbaren elektronischen Schalter umfasst. Weiterhin weist der Schaltwandler einen kapazitiven Energiespeicher auf, der mit dem Ausgang des Ein- gangsreaktanznetzwerks gekoppelt ist, und mindestens eine erste elektronische Regelschaltung, mittels welcher der Schaltwandler an seinem Eingang auf einen Sollwert des Eingangsstroms regelbar ist. Dabei ist die mindestens ei¬ ne erste Regelschaltung derart ausgebildet, dass der Schaltwandler an seinem Eingang auf einen Sollwert des Eingangsstroms regelbar ist, wobei der Sollwert in seinem zeitlichen Verlauf Spektralanteile aufweist bei einer Grundfrequenz einer Grundschwingung mit einer Grundamplitude und bei mindestens einer Frequenz mindestens einer Oberschwingung mit einer vorgebbaren Amplitude, wobei die mindestens eine Frequenz ein ganzzahliges Vielfaches der Grundfrequenz ist.
Durch eine derartige Ausbildung der mindestens einen ers¬ ten Regelschaltung ist es möglich den Eingangsstrom har- monisch zu verzerren. Dabei können zur Bewerkstelligung einer gewünschten harmonischen Verzerrung die Amplituden der Oberschwingungen vorgegeben werden. Bevorzugt werden dabei die Amplituden so vorgegeben, dass eine Leistung, die vom Eingangsreaktanznetzwerk in den kapazitiven Ener- giespeicher eingespeist wird, in ihrem zeitlichen Verlauf maximal gleichmäßig ist. Durch die harmonische Verzerrung der Leistung muss weniger Energie vom kapazitiven Energiespeicher über eine halbe Periode bezogen auf die Periodendauer der Grundfrequenz gespeichert werden. Dadurch ist es möglich den kapazitiven Energiespeicher mit einer kleineren Kapazität auszugestalten als bei einer unverzerrten Leistungseinkopplung. Dies stellt die Möglichkeit bereit als kapazitiven Energiespeicher andere Kondensato¬ ren mit kleinerer Kapazität und höherer Lebensdauer zu verwenden als die üblicherweise verwendeten Elektrolyt¬ kondensatoren. So kann durch die Verwendung von Kondensatoren mit kleinerer Kapazität und höherer Lebensdauer die Lebensdauer des gesamten Schaltwandlers erhöht werden.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist mittels der Regelschaltung der Schaltwandler auf einen zeitlich variierenden Sollwert des Eingangsstroms regel¬ bar, der Spektralanteile aufweist bei Frequenzen von meh¬ reren Oberschwingungen mit jeweils einer vorgebbaren Amplitude, wobei die Frequenzen ungeradzahlige Vielfache der Grundfrequenz sind. Durch Oberschwingungen mit der 3- fachen, 5-fachen, 7-fachen, usw. Frequenz der Grundfrequenz lässt sich eine Leistung, die vom Eingangsreaktanznetzwerk in den kapazitiven Energiespeicher eingespeist wird, generieren die derart harmonisch verzerrt ist, dass ihr zeitlicher Verlauf maximal gleichmäßig ist, d.h. dass sich die Abweichung der Leistung vom zeitlichen Mittelwert der Leistung im Betrag und im zeitlichen Mittel reduziert gegenüber einer Leistungsfaktor korrigierten Leistung, die proportional dem Quadrat einer Sinusschwin- gung ist, wie im Stand der Technik üblich.
Des Weiteren sind die Amplituden der Oberschwingungen mit Frequenzen bis zum 49-fachen der Grundfrequenz vorgebbar.
Bevorzugt ist die Eingangsspannung eine sinusförmige Wechselspannung mit einer Frequenz ist, wobei die erste Regelschaltung dazu ausgebildet ist, den Schaltwandler an seinem Eingang auf einen Sollwert des Eingangsstroms zu regeln, wobei der Sollwert in seinem zeitlichen Verlauf eine Grundschwingung mit derselben Frequenz wie die der Eingangsspannung aufweist. In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist die erste Regelschaltung dazu ausgebildet, den Schalt¬ wandler an seinem Eingang auf einen Sollwert des Eingangsstroms zu regeln, wobei der Sollwert in seinem zeit¬ lichen Verlauf eine Grundschwingung aufweist, die keine Phasenverschiebung gegenüber der Eingangsspannung aufweist.
Weiterhin können die Oberschwingungen des Eingangsstroms eine beliebige Phasenverschiebung gegenüber der Grundschwingung aufweisen. Insbesondere kann die Regelschal- tung auch dazu ausgebildet sein, den Schaltwandler auf einen Eingangsstrom zu regeln, die Oberschwingungen mit einer vorgebbaren Phasenverschiebung gegenüber der Grundschwingung aufweisen. Die Phasenverschiebungen können dabei so vorgegeben werden, dass die vom Eingangsreaktanz- netzwerk abgegebene Leistung in ihrem zeitlichen Verlauf noch gleichmäßiger ist, insbesondere so, dass die Kapazi¬ tät des kapazitiven Energiespeichers weiter reduziert werden kann.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfin- dung ist die vorgebbare Amplitude der mindestens einen Oberschwingung kleiner oder gleich der durch eine Verzerrungsnorm für eine Netzstromentnahme vorgegebenen Amplitude. Da in der Regel ab einer Leistungsentnahme aus dem Stromnetz ab etwa 25 W strengere Vorgaben bezüglich der harmonischen Verzerrung, insbesondere bezüglich der Amplituden von Oberschwingungen des Eingangsstroms vorliegen, ist es vorgesehen die vorgebbaren Amplituden noch im Bereich der zulässigen Amplituden zu wählen, und bevorzugt möglichst nahe an den maximal zulässigen Amplituden. Weiterhin kann der Schaltwandler ein Ausgangsreaktanznetzwerk mit einem Eingang, der mit dem kapazitiven Energiespeicher gekoppelt ist, aufweisen, und einem Ausgang zum Koppeln mit der mindestens einen LED, wobei das Aus¬ gangsreaktanznetzwerk mindestens einen zweiten steuerba- ren elektronischen Schalter umfasst.
Bevorzugt umfasst der Schaltwandler mindestens eine zwei¬ te Regelschaltung, mittels welcher der Schaltwandler auf eine Ausgangsgröße regelbar ist.
So kann der Schaltwandler vorteilhafterweise mittels der zweiten Regelschaltung auf eine gewünschte Ausgangspan- nung oder einen gewünschten Ausgangsstrom geregelt werden .
Bevorzugt ist die Ausgangsgröße ein Ausgangsstrom, da für das Betreiben von LEDs ein möglichst glatter Gleichstrom vorteilhaft ist.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist die mindestens eine zweite Regelschaltung dazu ausgebildet, den Schaltwandler auf eine Ausgangsgröße zu regeln in Abhängigkeit eines Momentanwerts einer über dem kapazitiven Energiespeicher abgreifbaren Spannung. Da durch die Verwendung eines kapazitiven Energiespeichers mit einer kleineren Kapazität die am kapazitiven Energiespeicher abgreifbare Spannung eine größere Welligkeit aufweist ist es vorteilhaft, die zweite Regelschaltung derart auszubilden, dass bei der Regelung auf eine Aus¬ gangsgröße, insbesondere einen Ausgangsstrom der zeitli¬ che Verlauf der am kapazitiven Energiespeicher abgreifbaren Spannung berücksichtigt wird und nicht nur deren zeitlicher Mittelwert. Durch eine derartige Ausbildung der zweiten Regelschaltung ist es möglich, trotz großer Welligkeit der am Ausgangsreaktanznetzwerk anliegenden Spannung auf einen Ausgangsstrom zu regeln, der zeitlich nahezu konstant ist.
Weiterhin kann das Eingangsreaktanznetzwerk als Aufwärts- wandler ausgebildet sein. Darüber hinaus kann das Aus¬ gangsreaktanznetzwerk als Abwärtswandler ausgebildet sein .
In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist der kapazitive Energiespeicher ein Keramikkondensator oder ein Folienkondensator. Keramikkondensatoren und Fo- lienkondensatoren weisen eine vergleichsweise hohe Le¬ bensdauer auf und sind weiterhin für eine große Wellig¬ keit der anliegenden Spannung ausgebildet, während Elekt¬ rolytkondensatoren für eine derart große Welligkeit nicht ausgelegt sind.
Darüber hinaus ist es vorteilhaft, wenn die Kapazität des Keramikkondensators oder des Folienkondensators derart bemessen ist, dass eine am Keramikkondensator oder Folienkondensator abgreifbare Spannung eine Spannungswel- ligkeit aufweist, die größer ist als 30% des Maximalwerts der am Eingang des Schaltwandlers anliegenden Eingangs¬ spannung. Somit kann durch die Erhöhung der Zwischen- kreisspannung, insbesondere durch die größere Welligkeit der Spannung am Kondensator, und mit einem Keramik- oder Folienkondensator kleinerer Kapazität die gleiche Energie gespeichert werden, wie mit einem Elektrolytkondensator großer Kapazität und kleiner Zwischenkreisspannung . Vorteilhafterweise kann die Welligkeit der vom Kondensator an das Ausgangsreaktanznetzwerk bereitgestellten Spannung größer als 100 Volt, insbesondere größer als 200 Volt, sein. Üblicherweise beträgt die Welligkeit der Spannung im Stand der Technik ca. 60 V, da ein Elektrolytkondensa¬ tor keine größere Welligkeit der Spannung verträgt, wo¬ durch eine größere Kapazität erforderlich ist. Durch die Verwendung von Keramikkondensatoren oder Folienkondensatoren, die eine deutlich größere Welligkeit vertragen, kann so bei kleinerer Kapazität und größerer Zwischenkreisspannung die gleiche Energie im Kondensator gespeichert werden. Weiterhin ist es vorteilhaft, wenn die Kapazität des Ke¬ ramikkondensators oder Folienkondensators derart bemessen ist, dass der Momentanwert der am Keramikkondensator oder Folienkondensator abgreifbaren Spannung größer ist als der Momentanwert der am Eingang des Schaltwandlers anlie¬ genden Spannung. Dies gewährleistet, dass das System aus Eingangsreaktanznetzwerk, Regelschaltung und kapazitivem Energiespeicher in Verbindung mit den Schaltaktionen des mindestens einen aktiven Schalters der Aufgabe der echt- zeittreuen Regelung des Schaltwandlers auf seinen Eingangsstrom gerecht wird und dass das System stabil ist und gleichzeitig nicht an seine durch das Schaltwandler¬ prinzip gegebenen Grenzen stößt.
Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen sowie anhand der Zeichnungen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Im Folgenden soll die Erfindung anhand von Ausführungs beispielen näher erläutert werden. Die Figuren zeigen:
Fig. 1 schematische Darstellung eines Schaltwand lers gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfin¬ dung;
Fig. 2 schematische Darstellung eines Messdia gramms der am Kondensator abgreifbaren Kondensatorspannung und des am Ausgang des Schaltwandlers bereitgestellten Ausgangsstroms gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung; Fig. 3 eine graphische Darstellung einer von einem
Eingangsreaktanznetzwerk an einen Kondensator abgegebenen Leistung ohne harmonische Verzerrung; eine graphische Darstellung eines harmonisch verzerrten Eingangsstroms gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung; eine graphische Darstellung der vom Eingangs¬ reaktanznetzwerk entsprechend der Stromstärke aus Fig. 4a harmonisch verzerrten, abgegebenen Leistung gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung; eine graphische Darstellung eines weiteren harmonisch verzerrten Eingangsstroms gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung; und eine graphische Darstellung der vom Eingangs¬ reaktanznetzwerk entsprechend der Stromstärke aus Fig. 5a harmonisch verzerrten, abgegebenen Leistung gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung .
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Fig. 1 zeigt eine schematische Darstellung eines Schalt- wandlers 10 gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfin¬ dung. Dieser umfasst ein Eingangsreaktanznetzwerk 12, das über einen kapazitiven Energiespeicher Cl mit einem Ausgangsreaktanznetzwerk 13 gekoppelt ist. Am Eingang El, E2 des Schaltwandlers 10 kann eine sinusförmige Wechselspan- nung anliegen, insbesondere mit 230 V Effektivspannung, die durch einen Gleichrichter 11 gleichgerichtet wird. Das Ausgangsreaktanznetzwerk 13 kann dabei als Abwärts- wandler, insbesondere als Buck-Converter, ausgebildet sein, so dass eine für den Betrieb mindestens einer LED geeignete Ausgangsspannung UA am Ausgang AI, A2 des Schaltwandlers bereitstellbar ist. Das Eingangsreaktanz- netzwerk 12 kann als Aufwärtswandler ausgebildet sein, insbesondere als Boost-Converter, wodurch die Spannung hochgesetzt werden kann, so dass die am kapazitiven Energiespeicher Cl abgreifbare Spannung UK größer ist als die am Eingang El, E2 anliegende Eingangsspannung UE . Weiter- hin ist der kapazitive Energiespeichers Cl so bemessen, dass die zeitlich periodisch variierende, vom Eingangs¬ reaktanznetzwerk 12 entnommene Leistung P(t) durch Ener- giespeicherung im kapazitiven Energiespeicher Cl als zeitlich möglichst konstante Leistung Po in das Ausgangs- reaktanznetzwerk 13 einkoppelbar ist. Weiterhin kann der Schaltwandler 10 eine elektronische Regelschaltung umfassen, mittels welcher der Schaltwandler 10 auf einen Sollwert des Eingangsstroms IE(t) regelbar ist. Durch ent¬ sprechende Ansteuerung eines elektronischen Schalters durch eine Ansteuerschaltung 14 ist der Eingangsstrom IE(t) derart regelbar, dass er eine Grundschwingung der selben Frequenz wie die der Eingangsspannung UE und Oberschwingungen mit ganzzahligen Vielfachen, insbesondere ungeradzahligen Vielfachen, dieser Frequenz und vorgebba- ren Amplitude aufweist. Durch diese harmonische Verzer¬ rung des Eingangsstroms IE(t) und somit auch der dem Ein- gansreaktanznetzwerk 12 entnehmbaren Leistung P(t) kann die Abweichung der Leistung P(t) vom zeitlichen Mittelwert der Leistung Po im Betrag im zeitlichen Mittel redu- ziert werden gegenüber einer Leistung P(t), die proportional zum Quadrat einer Sinusschwingung ist. Vortrefflicherweise kann durch diese Ausgestaltung der Erfindung be- werkstelligt werden, dass weniger Energie E während einer halben Periodendauer T/2 bezüglich der Periodendauer T der Grundschwindung vom kapazitiven Energiespeicher Cl gespeichert werden muss und der kapazitive Energiespei- eher Cl mit einer wesentlich kleineren Kapazität ausgestaltet werden kann. Als kapazitiver Energiespeicher Cl kann beispielsweise ein Keramikkondensator oder Folienkondensator mit kleinerer Kapazität C als im Stand der Technik üblich verwendet werden, welche eine Vielzahl an Vorzügen gegenüber den üblicherweise verwendeten Elektrolytkondensatoren zeigen. Vorteilhafterweise sind Keramik- und Folienkondensatoren für eine wesentlich größere Span- nungswelligkeit AU ausgelegt, was die Möglichkeit bereit¬ stellt, durch Erhöhung der Zwischenkreisspannung die Ka- pazität des Keramikkondensators oder Folienkondensators weiter zu verkleinern. Dies ist dadurch bedingt, dass die Energie E, die vom kapazitiven Energiespeicher Cl gespeichert werden kann, gemäß E = 0,5 Cl UK 2 zum Einen von der Kapazität des kapazitiven Energiespeichers Cl abhängt und zum Anderen von der am kapazitiven Energiespeicher Cl anliegenden Spannung UK. Entsprechend kann mit einer klei¬ neren Kapazität des kapazitiven Energiespeichers Cl und gleichzeitiger entsprechender Erhöhung der Zwischenkreisspannung die gleiche Energie E gespeichert werden, wie mit einem kapazitiven Energiespeicher Cl größerer Kapazität und kleinerer Zwischenkreisspannung. Ein weiterer sehr bedeutender Aspekt ist darüber hinaus, dass ein Keramikkondensator oder Folienkondensator eine wesentlich höhere Lebensdauer aufweist als ein Elektrolytkondensa- tor, wodurch sich die Lebensdauer und die Zuverlässigkeit des gesamten Schaltwandlers 10 erhöht, da der kapazitive Energiespeicher Cl das Lebensdauer bestimmende Element ist .
Bei der Verwendung eines Keramikkondensators oder Folien¬ kondensators mit kleiner Kapazität C weist die vom kapa- zitiven Energiespeicher Cl an das Ausgangsreaktanznetzwerk 13 bereitgestellte Kondensatorspannung UK eine entsprechend größere Spannungswelligkeit AU auf. Dement¬ sprechend ist das Ausgangsreaktanznetzwerk 13 dazu ausge¬ bildet, eine derartige Spannungswelligkeit AU zu kompen- sieren. Dafür kann eine zweite Regelschaltung vorgesehen sein, die einen nahezu konstanten Ausgangsstrom IA am Ausgang AI, A2 der Schaltungsanordnung 10 bereitstellt, beispielsweise kann das Ausgangsreaktanznetzwerk einen aktiven Schalter umfassen, insbesondere einen steuerbaren elektronischen Schalter. Die erste und zweite Regelschal¬ tung können auch als eine einzige Regelschaltung ausgebildet sein, insbesondere kann diese derart ausgebildet sein, dass durch diese eine Regelschaltung zwei unterschiedliche und voneinander unabhängige Regelaufgaben ge- löst werden können. Weiterhin wird die Möglichkeit be¬ reitgestellt, das Ein- und Ausgangsreaktanznetzwerk 12, 13 zusammen als Cuk-Wandler auszubilden, insbesondere kann die Regelung auf einen Eingangsstrom ±E(t) und einen Ausgangsstrom IA des Schaltwandlers 10 durch Ansteuerung nur eines steuerbaren elektronischen Schalters mittels der Ansteuerschaltung 14 erfolgen. Eine weitere sehr vorteilhafte Möglichkeit ist es, die Regelung des Schalt¬ wandlers 10 auf einen Eingangsstrom ±E(t) und einen Aus¬ gangsstrom IA durch zwei steuerbare elektronische Schal- ter zu realisieren, wobei vorzugsweise das Eingangs- und Ausgangsreaktanznetzwerk 12, 13 jeweils einen aktiven Schalter umfassen. Auch diese beiden Schalter können durch die Ansteuerschaltung 14 angesteuert werden. Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung kann dabei die Ansteuerung des zweiten Schalters in Abhängigkeit von der am kapazitiven Energiespeicher Cl abgreifbaren Spannung UK erfolgen, und zwar nicht nur in Abhängigkeit des zeitlichen Mittelwerts dieser Spannung UK, wie im Stand der Technik üblich, sondern auch unter Berücksichtung des zeitlichen Verlaufs der Spannung UK, d.h. in Abhängigkeit eines Momentanwerts der am kapazitiven Energiespeicher Cl abgreifbaren Spannung UK. Durch diese besonders vorteil¬ hafte Ausgestaltung ist es möglich, einen Ausgangstrom IA bereitzustellen, der eine Stromwelligkeit ΔΙ aufweist, die kleiner ist als 10% des Maximalwerts des Ausgangs- Stroms IA.
Darüber hinaus kann als weitere Ausgestaltungsvariante vorgesehen sein, den Boost-Converter als Leistungsfaktor- korrekurschaltung auszubilden, insbesondere so, dass eine Verzerrungsnorm bezüglich der Netzstromentnahme eingehal- ten wird. Außerdem ist es besonders erwähnenswert, dass die Effizienz eines derartigen Schaltwandlers 10 bei min¬ destens 80%-86% liegt, insbesondere auch darüber, was ei¬ ner im Stand der Technik üblichen Effizienz entspricht. Dies ist insofern bemerkenswert, als trotz der größeren Spannungswelligkeit AU keine signifikanten Verluste durch Mehrbelastung der Schaltungskomponenten, insbesondere von Halbleiterelementen, auftreten. Dies ist unter anderem auf einen weiteren Vorteil der Verwendung eines Keramikkondensators oder eines Folienkondensators zurückzufüh- ren, da an einem Keramikkondensator oder Folienkondensator weniger Verluste aufgrund der kleineren Kapazität und des kleineren Widerstands zu verzeichnen sind, wobei die Möglichkeit der Verwendung einer kleineren Kapazität erst durch die beschriebenen erfindungsgemäßen Maßnahmen bereitgestellt wird. Zur Veranschaulichung, wie sich die Verwendung eines Keramikkondensators mit einer kleinen Kapazität als Zwi- schenkreiskondensator auswirkt, ist in Fig. 2 ein Messdiagramm des zeitlichen Verlaufs der vom kapazitiven Energiespeicher Cl bereitgestellten Kondensatorspannung UK und des vom Ausgangsreaktanznetzwerk 13 bereitgestell¬ ten Ausgangsstroms IA eines Schaltwandlers 10 gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt. Weiterhin ist in Fig. 2 die am Eingang des Eingangsreaktanznetzwerks 12, das als Boost-Converter, insbesondere als Leistungsfaktorkorrekturschaltung, ausgebildet ist, anliegende gleichgerichtete Wechselspannung UG in ihrem zeitlichen Verlauf dargestellt. In diesem Beispiel hat die am Eingang El, E2 des Schaltwandlers 10 anliegende Eingangsspannung UE eine Frequenz von 50 Hz. Wie zu sehen ist, weist die Kondensatorspannung UK des kapazitiver Energiespeichers Cl eine sehr große Spannungswelligkeit AU von ca. 300 V auf, was mehr als 90% des Maximalwerts der am Eingang El, E2 anliegenden Eingangsspannung UE ist. Dies wird erst durch die Verwendung eines Keramik- kondensators oder Folienkondensators als Zwischenkreis- kondensator ermöglicht, da die üblicherweise verwendeten Elektrolytkondensatoren für eine derartig große Spannungswelligkeit nicht ausgelegt sind. Des Weiteren ist der Ausgangsstrom IA des Schaltwandlers 10 in seinem zeitlichen Verlauf dargestellt. Wie zu sehen ist, kann das Ausgangsreaktanznetzwerk 13, insbesondere die zweite Regelschaltung, die große Spannungswelligkeit AU relativ gut kompensieren, so dass der Ausgangsstrom IA nur eine kleine Stromwelligkeit ΔΙ von ca. 40 mA aufweist, was in etwa 10 % des Maximalwerts des Ausgangstroms IA ent- spricht. Dies wird erst dadurch ermöglicht, dass die Re¬ gelschaltung dazu ausgebildet ist, den Ausgangsstrom IA unter Berücksichtigung des zeitlichen Momentanwerts der am Kondensator abgreifbaren Kondensatorspannung UK zu regeln, wodurch es ermöglicht wird, einen relativ konstan- ten Ausgangstrom IA, z.B. zum Betreiben von LEDs, bereitzustellen .
Fig.3 zeigt eine graphische Darstellung einer von einem Eingangsreaktanznetzwerk 12 abgegebenen Leistung P(t) ohne harmonische Verzerrung. Der zeitliche Verlauf der Leistung P(t) entspricht dabei P(t) = 2 P0 sin2 (cot) , was durch Ausbildung des Eingangsreaktanznetzwerks als Leis¬ tungskorrekturschaltung, wie im Stand der Technik üblich, bewerkstelligt werden kann. Die in das Ausgangsreaktanznetzwerk 13 einzukoppelnde mittlere Leistung ist dabei Po- Um eine zeitlich möglichst konstante Leistung in das Ausgangsreaktanznetzwerk 13 einkoppeln zu können, muss vom kapazitiven Energiespeicher Cl über eine halbe Schwingungsperiode T/2 hinweg eine Energie E gespeichert werden, die den schraffierten Flächen in Fig. 3 ent- spricht.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist nun vorgesehen, die Kapazität des kapazitiven Energiespei¬ chers Cl verkleinern zu können, indem die erste Regel¬ schaltung dazu ausgebildet ist, den Eingangsstrom ±E(t) und somit die vom Eingangsreaktanznetzwerk 12 abgegebene Leistung P(t) harmonisch zu verzerren. Derartig verzerrte Eingangsströme ±E(t) und Leistungen P(t) sind in den Fi¬ guren 4a bis 5b dargestellt.
Fig. 4a zeigt eine graphische Darstellung eines harmo¬ nisch verzerrten Eingangsstroms IE(t). Die zugehörige harmonisch verzerrte Leistung P(t) ist in Fig. 4b darge¬ stellt. In diesem Beispiel beträgt die mittlere in das Ausgangsreaktanznetzwerk 13 einzukoppelnde Leistung Po 25 W bei einer sinusförmigen Wechselspannung mit einem Effektivwert von 230V als Eingangsspannung UE . Die vom ka- pazitiven Energiespeicher Cl zu speichernde Energie E ist wiederum durch die schraffierten Flächen dargestellt. Durch die harmonische Verzerrung sind diese Flächen, also die vom kapazitiven Energiespeicher Cl zu speichernde Energie E, viel kleiner als bei der in Fig. 3 dargestell- ten nicht verzerrten Leistung P(t) . In diesem Beispiel wurde der Eingangsstrom Ißit) durch entsprechende Ausbil¬ dung der ersten Regelschaltung so verzerrt, dass die Bestimmungen der Klasse C der Netzstrom-Verzerrungsnorm bezüglich der Amplitudenanteile der höheren Harmonischen noch erfüllt sind. Insbesondere wurden dabei die vorgeb¬ baren Amplituden der Oberschwingungen so gewählt, dass sie den maximal zulässigen Amplituden dieser Netzstrom- Verzerrungsnorm entsprechen und weiterhin wurden dabei nur die Amplituden bis zur 11. Oberschwingung vorgegeben. Des Weiteren weisen die Oberschwingungen in diesem Beispiel keine Phasenverschiebung gegenüber der Grundschwingung des Eingangsstroms Isit) auf. Der erfindungsgemäße Schaltwandler 10 stellt jedoch besonders vorteilhafterweise noch zusätzlich die Möglichkeit bereit, den Ein- gangsstrom Ißit) des Schaltwandlers 10 derart zu regeln, dass die Oberschwingungen eine Phasenverschiebung zuein- ander und auch gegenüber der Grundschwingung aufweisen. So können auf besonders geschickte Weise diese ebenfalls vorgebbaren Phasenverschiebungen dazu genutzt werden, den Eingangsstrom ±E(t) und somit auch die von Eingangsreak- tanznetzwerk 12 abgegebene Leistung P(t) derart zu modi¬ fizieren, dass der kapazitive Energiespeicher Cl noch weiter in seiner Größe reduziert werden kann.
Fig. 5a zeigt eine graphische Darstellung einer weiteren harmonisch verzerrten Stromstärke ±E(t) und Fig. 5b eine graphische Darstellung der vom Eingangsreaktanznetzwerk 12 entsprechend des Eingangsstroms ±E(t) aus Fig. 5a har¬ monisch verzerrten, abgegebenen Leistung P(t). In diesem Beispiel beträgt die mittlere in das Ausgangsreaktanz¬ netzwerk 13 einzukoppelnde Leistung Po wiederum 25 W bei einer sinusförmigen Wechselspannung mit einem Effektivwert von 230 V als Eingangsspannung UE . In diesem Fall wurde der Eingangsstrom lE(t) durch entsprechend vorgege¬ bene Amplituden mittels der ersten Regelschaltung so verzerrt, dass die Bestimmungen der Klasse D der Netzstrom- Verzerrungsnorm bezüglich der Amplitudenanteile der höheren Harmonischen noch erfüllt sind. Auch hier entsprechen die schraffierten Flächen wiederum der vom kapazitiven Energiespeicher Cl zu speichernden Energie E. Wie zu sehen ist, kann durch eine stärkere harmonische Verzerrung die zu speichernde Energie E noch weiter verkleinert wer¬ den. Insbesondere kann durch eine harmonische Verzerrung eine Verkleinerung der benötigten Kapazität des kapazitiven Energiespeichers Cl um ca. 41% bei einer Verzerrung gemäß Fig. 4a und Fig. 4b, und um ca. 60% bei einer Ver- zerrung gemäß Fig. 5a und Fig. 5b gegenüber eines unverzerrten Signals erreicht werden. Insgesamt wird so ein Schaltwandler zum Betreiben mindestens einer LED bereitgestellt, der es ermöglicht die Ka¬ pazität des kapazitiven Energiespeicher zu verkleinern, indem eine erste Regelschaltung dazu ausgebildet ist ei¬ nen Eingangsstrom harmonisch zu verzerren, so dass sich die vom kapazitiven Energiespeicher zu speichernde Energie verringert. Durch die so gegebene besonders vorteil¬ hafte Möglichkeit der Verwendung von Keramikkondensatoren oder Folienkondensatoren, die für eine größere Spannungs- welligkeit ausgelegt sind, kann die Kapazität des kapazi¬ tiven Energiespeichers bei gleichzeitiger Erhöhung der Zwischenkreisspannung noch zusätzlich verkleinert werden. Darüber hinaus ist ein wesentlicher Vorzug von Keramikkondensatoren und Folienkondensatoren, dass sie eine viel höhere Lebensdauer aufweisen und wesentlich temperaturfester als Elektrolytkondensatoren sind, wodurch zusätzlich noch eine Erhöhung der maximalen Betriebstemperatur des Schaltwandlers erreicht werden kann.

Claims

Ansprüche
Schaltwandler (10) zum Betreiben mindestens einer LED, aufweisend:
- einen Eingang (El, E2) mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss zum Koppeln mit einer Wechselspannungsquelle;
- einen Ausgang (AI, A2) mit einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss zum Koppeln mit der mindestens einen LED, wobei am Ausgang (AI, A2) eine Ausgangsgröße bereitstellbar ist;
- einen Gleichrichter (11) mit einem Eingang, der mit dem Eingang (El, E2) des Schaltwandlers
(10) gekoppelt ist, und einem Ausgang;
- ein Eingangsreaktanznetzwerk (12) mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Gleichrichters
(11) gekoppelt ist, und einem Ausgang, wobei das Eingangsreaktanznetzwerk (12) mindestens einen ersten steuerbaren elektronischen Schalter umfasst;
- einen kapazitiven Energiespeicher (Cl), der mit dem Ausgang des Eingangsreaktanznetzwerks (12) gekoppelt ist;
- mindestens eine erste elektronische Regelschal¬ tung, mittels welcher der Schaltwandler (10) durch entsprechende Ansteuerung des elektronischen Schalters an seinem Eingang (El, E2) auf einen Sollwert des Eingangsstroms (IE(t)) re¬ gelbar ist;
dadurch gekennzeichnet, dass
die mindestens eine erste Regelschaltung derart aus¬ gebildet ist, dass der Schaltwandler (10) an seinem Eingang (El, E2) auf einen Sollwert des Eingangs¬ stroms (IE(t)) regelbar ist, wobei der Sollwert in seinem zeitlichen Verlauf Spektralanteile aufweist bei einer Grundfrequenz einer Grundschwingung mit ei- ner Grundamplitude und bei einer Frequenz mindestens einer Oberschwingung mit einer vorgebbaren Amplitude, wobei die mindestens eine Frequenz ein ganzzahliges Vielfaches der Grundfrequenz ist.
Schaltwandler (10) nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, dass
mittels der Regelschaltung der Schaltwandler (10) auf einen zeitlich variierenden Sollwert des Eingangsstroms (IE(t)) regelbar ist, der Spektralanteile auf¬ weist bei Frequenzen von mehreren Oberschwingungen mit jeweils einer vorgebbaren Amplitude, wobei die Frequenzen ungeradzahlige Vielfache der Grundfrequenz sind .
Schaltwandler (10) nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Amplituden der Oberschwingungen mit Frequenzen bis zum 49-fachen der Grundfrequenz vorgebbar sind.
Schaltwandler (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Eingangsspannung (UE) eine sinusförmige Wechsel¬ spannung mit einer Frequenz ist, wobei die erste Re¬ gelschaltung dazu ausgebildet ist, den Schaltwandler (10) an seinem Eingang (El, E2) auf einen Sollwert des Eingangsstroms (IE(t)) zu regeln, wobei der Soll- wert in seinem zeitlichen Verlauf eine Grundschwingung mit derselben Frequenz wie die der Eingangsspannung UE aufweist.
Schaltwandler (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass
die erste Regelschaltung dazu ausgebildet ist, den Schaltwandler (10) an seinem Eingang (El, E2) auf einen Sollwert des Eingangsstroms (IE(t)) zu regeln, wobei der Sollwert in seinem zeitlichen Verlauf eine Grundschwingung aufweist, die keine Phasenverschie¬ bung gegenüber der Eingangsspannung UE aufweist.
Schaltwandler (10) nach einem der vorhergehenden An sprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass
die vorgebbare Amplitude der mindestens einen Ober Schwingung kleiner oder gleich der durch eine Verzer rungsnorm für die Netzstromentnahme vorgegebenen Amp litude ist. 7. Schaltwandler (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass
der Schaltwandler (10) ein Ausgangsreaktanznetzwerk (13) mit einem Eingang, der mit dem kapazitiven Ener- giespeicher (Cl) gekoppelt ist, aufweist, und einem
Ausgang (AI, A2) zum Koppeln mit der mindestens einen LED, wobei das Ausgangsreaktanznetzwerk (13) mindestens einen zweiten steuerbaren elektronischen Schalter umfasst. Schaltwandler (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass
der Schaltwandler (10) mindestens eine zweite Regel¬ schaltung umfasst, mittels welcher der Schaltwandler (10) auf eine Ausgangsgröße regelbar ist.
9. Schaltwandler (10) nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Ausgangsgröße ein Ausgangsstrom (IA) ist. 10. Schaltwandler (10) nach einem der Ansprüche 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass
die mindestens eine zweite Regelschaltung dazu ausge¬ bildet ist, den Schaltwandler (10) auf eine Ausgangs¬ größe zu regeln in Abhängigkeit eines Momentanwerts einer über dem kapazitiven Energiespeicher (Cl) abgreifbaren Spannung (UK) .
Schaltwandler (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass
das Eingangsreaktanznetzwerk (12) als Aufwärtswandler ausgebildet ist.
Schaltwandler (10) nach einem der Ansprüche 7 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass
das Ausgangsreaktanznetzwerk (13) als Abwärtswandler ausgebildet ist. Schaltwandler (10) nach einem der vorhergehenden An sprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass
der kapazitive Energiespeicher (Cl) ein Keramikkon densator oder Folienkondensator ist.
Schaltwandler (10) nach Anspruch 13,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Kapazität des Keramikkondensators oder Folienkon¬ densators derart bemessen ist, dass eine am Keramik¬ kondensator oder Folienkondensator abgreifbare Spannung (UK) eine Spannungswelligkeit (AU) aufweist, der größer ist als 30% des Maximalwerts der am Eingang (El, E2) des Schaltwandlers (10) anliegenden Eingangsspannung (UE) · 15. Schaltwandler (10) nach einem der Ansprüche 13 oder 14,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Kapazität des Keramikkondensators oder Folienkon¬ densators derart bemessen ist, dass der Momentanwert der am Keramikkondensator abgreifbaren Spannung (UK) größer ist als der Momentanwert der am Eingang (El, E2) des Schaltwandlers (10) anliegenden Spannung (UE) .
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