WO2013180479A1 - 안테나 및 이를 포함하는 통신 장치 - Google Patents

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antenna
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성원모
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    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas

Definitions

  • the present invention relates to an antenna and a communication device including the same.
  • one communication device is designed to extend the bandwidth of an antenna or operate in multiple bands.
  • inverted F type antennas are frequently used in small devices such as mobile communication terminals and smart phones.
  • the inverted F type antenna was used, it was able to cover the service band previously required, and it was able to perform moderately excellent performance.
  • the pattern shape is changed. Since the design of the inverted F type antenna is different for each antenna designer, the pattern shape of the completed antenna is also varied. In other words, there was no established single design approach.
  • One object of the present invention is to provide an antenna capable of a simple and clear design.
  • a power supply A first loop antenna having one end connected to the feed and the other end connected to ground; And a second loop antenna having one end connected to the feed and the other end connected to the ground and having a different electrical length from the first loop antenna, wherein the line width is discontinuously different in a partial region of the first loop antenna.
  • An antenna is provided in which a matching line is formed.
  • the ground may be in the form of a full ground overlapping the first and second loop antennas.
  • At least one of the first and second loop antennas may be formed on a rear cover of the communication device.
  • At least one of the first and second loop antennas may be formed on an inner surface of the battery cover.
  • the impedance matching line may be formed in an area that does not overlap with the release component.
  • the impedance matching line may be formed at the point where the electric field or the magnetic field distribution is maximum in the first and second loop antennas.
  • first inductor interposed between one end of the first loop antenna and the power supply; And a second inductor interposed between the other end of the first loop antenna and the ground, the second inductor having an inductance value different from that of the first inductor, wherein the impedance matching line is arranged within the first loop antenna.
  • the inductance value of the two inductors can be formed closer to the larger.
  • a first inductor interposed between one end of the first loop antenna and the power supply; And a second inductor interposed between the other end of the first loop antenna and the ground and having the same inductance value as the first inductor, wherein the impedance matching line includes an intermediate point of the first loop antenna. Can be formed on.
  • the apparatus may further include a first inductor interposed between one end of the first loop antenna and the power supply, and the impedance matching line may be formed closer to the one end of the first loop antenna and the other end of the first loop antenna.
  • the display device may further include a second inductor interposed between the other end of the first loop antenna and the ground, and the impedance matching line may be formed closer to the other end of one end and the other end of the first loop antenna.
  • the impedance matching line may include a gap coupling structure.
  • the impedance matching line may include a slot.
  • a branch line for branching the first loop antenna and the second loop antenna A first feed line of a loop structure having one end connected to the branch line and the other end connected to the ground; And a second feed line having a loop structure, one end of which is connected to the main circuit unit, the other end of which is connected to the ground, and which is inductively coupled to the first feed line.
  • a communication device including the antenna is provided.
  • the antenna can be easily designed by simply adjusting the inductance component or the impedance matching line.
  • an antenna that exhibits excellent performance without removing the ground plane of the main circuit included in the communication device. Therefore, when such an antenna is included, the main circuit included in the communication device has an advantage that it can be utilized in a full ground state. In this case, the display area of the communication device can be extended to the entire area of one surface of the communication device.
  • the ZOR (Zeroth Order Resonance) characteristic that is, the zero-order resonance characteristic, is less affected by the hand (hand) than the conventional inverted F type or inverted L type antenna, and interferes with the deformed component.
  • the ZOR (Zeroth Order Resonance) characteristic that is, the zero-order resonance characteristic, is less affected by the hand (hand) than the conventional inverted F type or inverted L type antenna, and interferes with the deformed component.
  • FIG. 1 is a view illustrating a display area and an antenna area of a communication device according to the related art.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an antenna according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 3 is a diagram illustrating only the first loop antenna separated from the antenna according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a graph illustrating VSWR of only the first loop antenna in the antenna according to the embodiment of the present invention.
  • FIG 5 is a diagram illustrating only the first loop antenna separated from the antenna according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a graph illustrating VSWR of only the first loop antenna in the antenna according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a state in which an antenna is applied to a communication device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a graph comparing VSWR when the antenna is operated in the full ground state and when the antenna is operated with the lower ground removed 2mm according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a view for explaining the position of forming the impedance matching line in the antenna according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram showing an electric field distribution at 1.09 GHz and a magnetic field distribution at 1.95 GHz with respect to the structure of FIG.
  • FIG. 11 is a view illustrating an impedance matching line formed in the region identified in FIG. 10.
  • FIG. 12 is a graph of VSWR that changes as the values of the design parameters of the impedance matching line of FIG. 11 are adjusted.
  • FIG. 13 is a diagram showing an electric field distribution at 1.85 GHz with respect to the structure of FIG.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a state in which impedance matching lines are formed in the region identified in FIG. 13.
  • 15 is a graph of VSWR that changes as the values of the design parameters of the impedance matching line of FIG. 14 are adjusted.
  • FIG. 16 is a diagram showing an electric field distribution at 1.95 GHz with respect to the structure of FIG.
  • FIG. 17 is a view illustrating an impedance matching line formed in the region identified in FIG. 16.
  • FIG. 18 shows a graph of VSWR that changes as the values of the design parameters of the impedance matching line of FIG. 17 are adjusted.
  • FIG. 19 is a diagram showing a magnetic field distribution at 1.85 GHz with respect to the structure of FIG.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating a state in which impedance matching lines are formed in the region identified in FIG. 19.
  • 21 is a graph of VSWR that changes as the values of the design parameters of the impedance matching line of FIG. 20 are adjusted.
  • 22 is a diagram illustrating only the first loop antenna separated from the antenna according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating various shapes of an impedance matching line.
  • 24 and 25 illustrate a state in which an antenna is combined with a wideband feed structure and applied according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 26 is a graph illustrating VSWR measured in a state in which an antenna is combined with a broadband power supply structure according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an antenna according to an embodiment of the present invention.
  • an antenna according to an embodiment of the present invention includes a power supply 10, a first loop antenna 11, and a second loop antenna 12.
  • One end of the first loop antenna 11 is connected to the power supply 10 and the other end is connected to the ground.
  • One end of the second loop antenna 12 is also connected to the feed and the other end is connected to ground.
  • the second loop antenna 12 has a different electrical length than the first loop antenna 11. That is, the electrical length considering the physical length d1 of the first loop antenna 11 and the inductance components L1 and L2 at both ends is equal to the physical length d2 of the second loop antenna 12 and the inductance component at both ends ( It is different from the electrical length considering L3 and L4).
  • inductance components may refer to a structure in which the inductor is directly connected, but is not limited thereto, and may be an inductance component generated by the length component of the lead end.
  • FIG 3 is a diagram illustrating only the first loop antenna 11 separated from the antenna according to the embodiment of the present invention.
  • the operation principle of the first loop antenna 11 is described.
  • the electrical length considering the physical length (d) of the first loop antenna and the inductance components (L1, L2) of both ends is close to ⁇ / 2
  • the current intensity is distributed maximum at both ends of the loop, and the minimum current strength at the loop center is The zero-order resonance characteristic is shown.
  • the electrical length is close to 3 ⁇ / 2
  • the maximum point of the current appears at both ends and the center of the loop and shows the first resonance characteristic.
  • This resonance characteristic may be adjusted by forming an impedance matching line 13 in which line widths are discontinuously different in some regions of the first loop antenna 11.
  • the impedance matching line 13 having the line width discontinuously extended as shown in FIG. 3 is formed, the matching characteristic is changed by the inductance value Lw1 and the capacitance value Cw1 in the impedance matching line 13. .
  • FIG. 4 is a graph illustrating VSWR of only the first loop antenna 11 in the antenna according to the embodiment of the present invention, which is different from the case where the impedance matching line 13 is included in the center of the first loop antenna 11. Are graphs respectively.
  • the physical length d and the inductance components L1 and L2 of the first loop antenna 11 are adjusted appropriately so that the 0th-order resonance characteristic appears at around 1.09 GHz, and around 1.95 GHz. It can be designed to show the first resonance characteristic at. In the case of simply designing this structure without the impedance matching line 13, it has a resonance characteristic indicated as "before application" in FIG.
  • the impedance matching line 13 in which the line width is discontinuously extended is formed at the center of the first loop antenna 11, the impedance matching of the antenna is changed, and as a result, the resonance characteristic is also changed.
  • the graph labeled “after application” in FIG. 4 shows this.
  • the impedance matching line 13 when the impedance matching line 13 is applied, the zero-order resonance has a lower frequency, and the first-order resonance has a higher frequency.
  • the zero-order resonance can be analyzed as the frequency shifts downward as the parallel capacitance increases, and the first-order resonance can be analyzed as the frequency moves upward as the series inductance decreases.
  • the impedance matching characteristic is improved by decreasing the overall VSWR value. Since the impedance matching line 13 is formed in this way, the resonance frequency can be intentionally adjusted, and thus the resonance characteristic can be designed to appear in a desired service band. In addition, there is an advantage that can reduce the VSWR value by improving the matching characteristics.
  • the above-described improvement in the resonance frequency shift and matching characteristics may vary depending on the formation region of the impedance matching line 13. This will be described with reference to FIGS. 5 and 6 as follows.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating only the first loop antenna 11 separated from the antenna according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 6 is a VSWR of only the first loop antenna 11 in the antenna according to an embodiment of the present invention.
  • the graph shows the case where the impedance matching line 13 is included at the other end of the first loop antenna 11 and the case where it is not.
  • the physical length d and the inductance components L1 and L2 of the first loop antenna 11 are appropriately adjusted to 0 at about 1.09 GHz. It can be designed such that the difference resonance characteristics are shown and the primary resonance characteristics appear in the vicinity of 1.95 GHz. In the case of simply designing this structure without the impedance matching line 13, it has a resonance characteristic indicated as "before application" in FIG.
  • the impedance matching line 13 having the line width discontinuously extended is formed at the other end of the first loop antenna 11, the impedance matching of the antenna is changed, and as a result, the resonance characteristic is also changed.
  • the graph labeled “after application” in FIG. 6 indicates this.
  • the graph shown in FIG. 6 has different characteristics from that of FIG. 4.
  • the impedance matching line 13 when the impedance matching line 13 is applied, the zero-order resonance increases in frequency, and the first-order resonance decreases in frequency.
  • Zero-order resonance can be analyzed as the frequency moves upward as the series inductance decreases, and the first-order resonance moves as the frequency moves downward as the parallel capacitance increases.
  • the impedance matching characteristic is improved by decreasing the overall VSWR value.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a state in which an antenna is applied to a communication device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7A illustrates a state before applying the impedance matching line 13
  • FIG. 7B illustrates a state after applying the impedance matching line 13.
  • the antenna according to an embodiment of the present invention is a structure included in the communication device 100.
  • the specific shape of the main circuit is not shown in the figure and only the ground 20 is shown, it will be obvious that the structure of the main circuit may be further added.
  • One end 11a of the first loop antenna 11 is connected to the power supply 10 and the other end 11b is connected to the ground 20.
  • the second loop antenna 12 has one end 12a connected to the power supply 10 and the other end 12b connected to the ground 20. Since the electrical lengths of the first loop antenna 11 and the second loop antenna 12 are different from each other, the currents do not cancel each other and can operate as loop antennas.
  • the first loop antenna 11 Before applying the impedance matching line 13, that is, the structure according to FIG. 7A, the first loop antenna 11 has a zero-order resonance characteristic at 1.09 GHz and 1 at 1.95 GHz. Has a differential resonance characteristic.
  • the second loop antenna 12 has a zero order resonance characteristic in the vicinity of 1.85 GHz.
  • the antenna according to an embodiment of the present invention operates as a whole by combining such resonance characteristics of the first loop antenna 11 and the second loop antenna 12.
  • At least one impedance matching line 13 may be formed in a partial region of the first loop antenna 11 or a partial region of the second loop antenna 12.
  • two impedance matching lines 13a and 13c formed in the first loop antenna 11 and two impedance matching lines 13b formed in the second loop antenna 12 are provided. , 13d).
  • the impedance matching line 13 is included, the resonant frequency of the antenna may be adjusted according to a desired service band.
  • the impedance matching line 13 is formed to operate in the LTE (Long Term Evolution) band together with the penta band including the GSM quad band and the W2100 band.
  • LTE Long Term Evolution
  • the number or position shape of the impedance matching line 13 is a parameter that can be modified according to the designer's intention, and will not be fixed as described above.
  • FIG. 8 is a graph comparing VSWR when the antenna is operated in the full ground state and when the antenna is operated with the lower ground removed 2mm according to an embodiment of the present invention.
  • the antenna according to an embodiment of the present invention also exhibits better characteristics when operating in a state in which the lower ground is partially removed, but it can be confirmed that performance degradation is minimized even when operating in a full ground state. have.
  • a typical inverted F-type antenna is difficult to show such excellent characteristics when the ground area under the antenna is in full ground.
  • it can be seen that excellent performance is expressed even when the ground is kept under the antenna.
  • the ground 20 may be in the form of a full ground so as to overlap the first and second loop antennas 11 and 12.
  • the display area can be extended to the front side, there is an advantage of minimizing the limitation of the communication device design due to the antenna.
  • At least one of the first and second loop antennas 11 and 12 may be disposed on a rear cover of the communication device. Can be formed. Or it may be formed on the inner side of the battery cover (battery cover).
  • various methods including laser direct structuring (LDS) can be used as the method of manufacturing the antenna.
  • the antenna has better performance due to an air gap formed between the rear cover and the battery cover to form at least one of the first and second loop antennas 11 and 12 on the inner side of the rear cover or the battery cover. There is an advantage to being terminated. This feature is different from the conventional inverted F type antenna, and may be referred to as an effect exhibited by the structure according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a view for explaining the position of the impedance matching line in the antenna according to an embodiment of the present invention.
  • the position of the release component 30 such as a speaker is often determined in advance according to the plan of the communication device designer.
  • the antenna designer has no choice but to design the antenna depending on the overall structure of the communication device design.
  • the position of the deformable component 30 is also one of the considerations in the antenna design.
  • the region where the impedance matching line 13 is formed is preferably disposed so as not to overlap each other in order to prevent deterioration of performance due to the release component 30. Referring to FIG. 9, the impedance matching line 13 may be formed in the region 14 that does not overlap with the release component 30.
  • the relationship between the position of the impedance matching line 13 and the electric field (E-field) or magnetic field (H-field) distribution will be described in detail with reference to FIGS. 10 to 21.
  • An embodiment of the present invention with reference to FIGS. 10 to 21 is described as a basic structure with the structure shown in FIG.
  • the first loop antenna 11 has a zero-order resonance characteristic near 1.09 GHz and a first-order resonance characteristic near 1.95 GHz.
  • the second loop antenna 12 has a zero order resonance characteristic in the vicinity of 1.85 GHz.
  • the resonance characteristics of the first loop antenna 11 and the second loop antenna 12 are combined to operate. Therefore, in the following description, an embodiment of the present invention will be described based on 1.09 GHz, 1.85 GHz, and 1.95 GHz.
  • the resonance frequency is not limited thereto and may be changed according to a designer's intention.
  • FIG. 10 is a diagram showing an electric field distribution at 1.09 GHz and a magnetic field distribution at 1.95 GHz with respect to the structure of FIG. 10, it can be seen that the region where the electric field distribution is maximum at 1.09 GHz and the region where the magnetic field distribution is maximum at 1.95 GHz overlap each other.
  • FIG. 11 shows the impedance matching line 13a formed in the region identified in FIG. 10.
  • 12 shows a graph of VSWR that changes as the values of the design parameters SE1_W1, SE1_W2, SE1_W3 of the impedance matching line 13a are adjusted. Referring to FIG. 12, it can be seen that the resonance characteristic formed at 1.09 GHz is shifted downward, and the resonance characteristic formed at 1.95 GHz is shifted upward. The reason why the frequency of the resonance formed at 1.09 GHz is shifted downward is because the impedance matching line 13a having an extended line width is formed in a region where the electric field distribution at 1.09 GHz is maximum.
  • the frequency of the resonance formed at 1.95 GHz is shifted upward is because the impedance matching line 13a with the line width is expanded in the region where the magnetic field distribution at 1.95 GHz is maximum.
  • the frequency may be moved downward, and in the region where the H-feild distribution is the maximum.
  • an upward movement of the frequency may be intended. Since the distribution of the electric field and the magnetic field is different for each frequency, if the impedance matching line is formed in consideration of the electric field and the magnetic field distribution according to the frequency band to be adjusted, the frequency can be adjusted independently. This property applies equally to the following description.
  • FIG. 13 is a diagram showing an electric field distribution at 1.85 GHz with respect to the structure of FIG.
  • FIG. 14 is a view showing an impedance matching line 13b formed in the region identified in FIG. 13.
  • FIG. 15 there is shown a graph of VSWR that changes as the values of the design parameters SE2_W1 and SE2_W2 of the impedance matching line 13b are adjusted.
  • the resonance characteristic formed at 1.85 GHz has moved downward in frequency.
  • the reason why the frequency of the resonance formed at 1.85 GHz is shifted downward is because the impedance matching line 13b having an extended line width is formed in the region where the electric field distribution at 1.85 GHz is maximum.
  • FIG. 16 is a diagram showing an electric field distribution at 1.95 GHz with respect to the structure of FIG.
  • FIG. 17 illustrates the formation of the impedance matching line 13c in the region identified in FIG. 16.
  • the resonance characteristic formed at 1.95 GHz is moved downward.
  • the reason why the frequency of the resonance formed at 1.95 GHz is shifted downward is because the impedance matching line 13c having the line width is expanded in the region where the electric field distribution at 1.95 GHz is maximum.
  • FIG. 19 is a diagram showing a magnetic field distribution at 1.85 GHz with respect to the structure of FIG. FIG. 20 illustrates the formation of the impedance matching line 13d in the region identified in FIG. 19.
  • FIG. 21 there is shown a graph of VSWR that changes as the values of the design parameters SE4_W1 and SE4_W2 of the impedance matching line 13d are adjusted.
  • the frequency of the resonance characteristic formed at 1.85 GHz is shifted downward.
  • the impedance matching line having the extended line width is formed in the region where the magnetic field distribution is maximum.
  • the resonance frequency is moved upward.
  • the frequency is moved downward.
  • the electric field distribution at 1.85 GHz is maximum. This is because the regions to be adjacent are adjacent. That is, the frequency is moved downward because it is more affected by the region described with reference to FIGS. 13 to 15.
  • the antenna according to an embodiment of the present invention has a characteristic of shifting a resonance frequency band or increasing a Q value. Therefore, according to the exemplary embodiment of the present invention, the impedance matching line 13 may be formed at the point where the electric field or the magnetic field distribution is maximum in the first and second loop antennas 11 and 12.
  • FIG. 22 is a diagram illustrating only the first loop antenna 11 separated from the antenna according to an embodiment of the present invention, and illustrates a change in electric field distribution according to inductance components L1 and L2 at both ends.
  • inductance components L1 and L2 are included at both ends of the first loop antenna 11.
  • a first inductance component L1 is interposed between one end of the first loop antenna 11 and the power supply 10, and a second inductance component L2 between the other end of the first loop antenna 11 and ground. This intervenes.
  • FIG. 22A illustrates a case where the values of the first inductance component L1 and the second inductance component L2 are the same.
  • the region having the largest electric field distribution is the center of the first loop antenna 11. Is formed.
  • FIG. 22 illustrates a case where the value of the second inductance component L2 is larger than the first inductance component L1. In this case, the region having the largest electric field distribution is closer to the second inductance component L2. Formed closely.
  • the region having the largest electric field distribution can be predicted in advance. Since the impedance matching line 13 is formed in the region where the electric field distribution is maximum, the tuning is more influenced. Therefore, according to the exemplary embodiment of the present invention, the impedance matching line 13 is formed closer to the larger inductance value. . In this case, there is an advantage that the position of the impedance matching line 13 can be efficiently determined even without checking the electric field distribution separately.
  • a first inductor is interposed between one end of the first loop antenna 11 and the power supply 10, and a second inductor is interposed between the other end of the first loop antenna 11 and ground 20.
  • the impedance matching line 13 is formed closer to the side where the inductance value is larger.
  • a first inductor is interposed between one end of the first loop antenna 11 and the power supply 10, and a second inductor is interposed between the other end of the first loop antenna 11 and the ground 20.
  • the impedance matching line 13 is formed in a region including an intermediate point of the first loop antenna 11.
  • a first inductor is interposed between one end of the first loop antenna 11 and the power supply 10.
  • the other end of the first loop antenna 11 is directly connected to the ground 20.
  • the impedance matching line 13 is formed near one end of the first loop antenna 11 and the other end.
  • a second inductor is interposed between the other end of the first loop antenna 11 and the ground 20.
  • One end of the first loop antenna 11 is directly connected to the power supply 10.
  • the impedance matching line 13 is formed near one end of the first loop antenna 11 and the other end.
  • the impedance matching line 13 may have a shape in which the line width is discontinuously expanded. As shown in FIG. 23B, the impedance matching line 13 may have a shape in which the line width is discontinuously reduced. (A) and (b) of FIG. 23 have opposite characteristics. If the impedance matching line 13 having a shape in which the line width is reduced as shown in (b) is used, the direction of the frequency shift described with reference to FIGS. 3 to 21 will be reversed.
  • the impedance matching line 13 may include a gap coupling structure.
  • a slot may be included in the impedance matching line 13. As such, including a gap coupling structure or a slot may change the inductance and capacitance components of the impedance matching line 13.
  • 24 and 25 illustrate a state in which an antenna is combined with a wideband feed structure and applied according to an embodiment of the present invention.
  • the power supply 10 includes a branch line 43 for branching the first loop antenna 11 and the second loop antenna 12.
  • the structure of the branch line 43 is formed in a 'T' shape, but the shape is not limited thereto and may be variously modified.
  • the power supply 10 also includes a first feed line 41 having a loop structure as a whole.
  • the first feed line 41 is connected to the branch line 43, one end 41a of the first feed line is connected to the branch line 43, and the other end 41b of the first feed line is connected to the ground 20. Connected.
  • the other end 41b of the first feed line and the ground 20 may be connected through a via hole or may be connected through a connection terminal.
  • the power supply 10 also includes a second feed line 42 that is in a loop structure as a whole and is inductively coupled to the first feed line 41.
  • One end 42a of the second feed line is connected to the main circuit unit (not shown), and the other end 42b is connected to the ground 20.
  • the first feed line 41 and the second feed line 42 may be formed on different substrates, and may be used in a structure in which these substrates are stacked on each other.
  • broadband matching of the antenna can be realized through inductive coupling between the first feed line 41 and the second feed line 42, and as a result, bandwidth can be extended. Such effects will be described with reference to FIG. 26.
  • FIG. 26 is a graph illustrating VSWR measured in a state in which an antenna is combined with a broadband power supply structure according to an embodiment of the present invention.
  • the combined application of the double loop antenna and the broadband feeding structure together operates in a wide band as compared with the case where only the double loop antenna is applied. Therefore, there is an advantage that can cover more service bands.
  • the antenna according to various embodiments of the present invention described above may be applied to a communication device.
  • the communication device should be understood as a generic term for various electronic devices such as laptop computers and tablet computers, as well as various handheld devices such as mobile communication terminals and smart phones.

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Description

안테나 및 이를 포함하는 통신 장치
본 발명은 안테나 및 이를 포함하는 통신 장치에 관한 것이다.
무선 통신을 하는 모든 장치는 안테나를 필요로 한다. 안테나는 모든 주파수 대역에서 동작하는 것이 아니라 정해진 주파수 대역에서만 공진하기 때문에, 통신 장치에서 특정 통신 서비스를 제공하기 위해서는 그 서비스에 맞는 주파수 대역에서 공진할 수 있도록 설계되어야 한다.
그런데 최근에는 다양한 통신 서비스 대역이 등장하기에 이르러서, 안테나에 요구되는 동작 주파수 대역이 점점 넓어지는 추세이다. 즉, 하나의 통신 장치가 다양한 통신 서비스를 커버하기 위해서, 안테나의 대역폭을 확장하거나 다중 대역에서 동작할 수 있도록 설계하고 있다.
또한, 통신 장치의 소형화 추세에 따라 이동통신 단말기, 스마트폰 등과 같은 소형 장치에서는 역 F 타입(Inverted F type)의 안테나를 많이 사용하고 있다. 역 F 타입의 안테나를 사용할 경우 기존에 요구되었던 서비스 대역을 커버할 수 있었고, 적당히 우수한 성능을 낼 수 있었기 때문이다.
*그러나 역 F 타입의 안테나를 사용하는데에는 다음과 같은 문제점이 있다.
첫째, 역 F 타입의 안테나를 다중 대역에서 동작하도록 설계하려면 패턴 형상에 변화를 주게 되는데, 안테나 설계자마다 역 F 타입 안테나를 설계하는 방식은 상이하기 때문에 완성된 안테나의 패턴 형상도 각양각색이었다. 즉, 확립된 단일 설계 방식이 없었다.
둘째, 역 F 타입의 안테나를 통신 장치 내부에 포함하기 위해서는 안테나 하부에 존재할 접지 영역을 제거해야만 했다. 그렇지 않으면 안테나의 성능이 제대로 발휘되지 않았기 때문이다. 그런데 안테나를 위한 공간 때문에 접지 영역을 일부 제거하게 되면 그 부분에 디스플레이 영역을 확장하지 못하는 문제가 있다. 디스플레이 영역은 그 하부에 접지 영역이 존재해야만 되기 때문이다. 다시 말해, 도 1의 (a)에 도시된 바와 같이 통신 장치(1)의 디스플레이 영역(2)을 전면으로 확장하기 위해서는 접지면을 전면에 걸쳐 형성해야 하므로 역 F 타입의 안테나를 형성할 공간이 없고, 도 1의 (b)에 도시된 바와 같이 통신 장치(1)에 역 F 타입의 안테나를 형성할 공간(3)을 확보하기 위해서는 접지면을 일부 제거해야 하기 때문에 디스플레이 영역(2)이 줄어드는 문제가 있다. 이러한 딜레마 때문에 종래에는 도 1의 (b)와 같은 구조로 통신 장치를 제조하는 경우가 대부분이었다.
따라서, 최근에는 단순하면서도 명확한 안테나 설계 방식이 요구되어 왔고, 접지면을 제거하지 않은 풀 그라운드(full ground) 상태에서도 우수한 성능을 발휘하는 안테나의 개발이 시급한 과제로 부각되어 왔다.
본 발명의 일 목적은 단순하면서도 명확한 설계가 가능한 안테나를 제공하는 것이다.
또한 본 발명의 일 목적은 통신 장치 내부에 포함되는 메인 회로의 접지면을 제거하지 않고도 우수한 성능을 발휘하는 안테나를 제공하는 것이다.
본 발명의 일 실시예에 의하면, 급전; 일단이 상기 급전에 연결되고 타단이 접지에 연결되는 제1 루프 안테나; 및 일단이 상기 급전에 연결되고 타단이 상기 접지에 연결되며 상기 제1 루프 안테나와 상이한 전기적 길이를 갖는 제2 루프 안테나를 포함하고, 상기 제1 루프 안테나의 일부 영역에 선폭이 불연속적으로 상이한 임피던스 매칭 라인이 형성되는 안테나가 제공된다.
또한, 상기 접지는 상기 제1, 제2 루프 안테나와 오버랩되는 풀 그라운드(full ground) 형태일 수 있다.
또한, 상기 제1, 제2 루프 안테나 중 적어도 어느 하나는 통신 장치의 리어 커버에 형성될 수 있다.
또한, 상기 제1, 제2 루프 안테나 중 적어도 어느 하나는 배터리 커버 내측면에 형성될 수 있다.
또한, 상기 임피던스 매칭 라인은 이형 부품과 오버랩되지 않는 영역에 형성될 수 있다.
또한, 상기 임피던스 매칭 라인은 상기 제1, 제2 루프 안테나 내에서 전계 또는 자계 분포가 최대인 지점에 형성될 수 있다.
또한, 상기 제1 루프 안테나의 일단과 상기 급전 사이에 개재되는 제1 인덕터; 및상기 제1 루프 안테나의 타단과 상기 접지 사이에 개재되며 상기 제1 인덕터와 상이한 인덕턴스 값을 갖는 제2 인덕터를 더 포함하고, 상기 임피던스 매칭 라인은 상기 제1 루프 안테나 내에서 상기 제1, 제2 인덕터 중 인덕턴스 값이 더 큰 쪽에 가깝게 형성될 수 있다.
또한, 상기 제1 루프 안테나의 일단과 상기 급전 사이에 개재되는 제1 인덕터; 및 상기 제1 루프 안테나의 타단과 상기 접지 사이에 개재되며 상기 제1 인덕터와 동일한 인덕턴스 값을 갖는 제2 인덕터를 더 포함하고, 상기 임피던스 매칭 라인은 상기 제1 루프 안테나의 중간 지점을 포함하는 영역에 형성될 수 있다.
또한, 상기 제1 루프 안테나의 일단과 상기 급전 사이에 개재되는 제1 인덕터를 더 포함하고, 상기 임피던스 매칭 라인은 상기 제1 루프 안테나의 일단과 타단 중 상기 일단에 가깝게 형성될 수 있다.
또한, 상기 제1 루프 안테나의 타단과 상기 접지 사이에 개재되는 제2 인덕터를 더 포함하고, 상기 임피던스 매칭 라인은 상기 제1 루프 안테나의 일단과 타단 중 상기 타단에 가깝게 형성될 수 있다.
또한, 상기 임피던스 매칭 라인에는 갭 커플링 구조가 포함될 수 있다.
또한, 상기 임피던스 매칭 라인에는 슬롯이 포함될 수 있다.
또한, 상기 제1 루프 안테나와 상기 제2 루프 안테나를 분기시키는 분기선로; 일단이 상기 분기선로와 연결되고 타단이 상기 접지와 연결되는 루프 구조의 제1 급전선로; 및 일단이 메인 회로부와 연결되고 타단이 상기 접지와 연결되며 상기 제1 급전선로와 유도성 결합되는 루프 구조의 제2 급전선로를 포함할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 의하면 상기 안테나를 포함하는 통신 장치가 제공된다.
본 발명의 일 실시예에 의하면 안테나의 단순 명확한 설계 방식을 제공할 수 있다. 즉, 단순히 인덕턴스 성분 또는 임피던스 매칭 라인을 조절함으로써 안테나를 용이하게 설계할 수 있는 장점이 있다.
또한 본 발명의 일 실시예에 의하면 통신 장치 내부에 포함되는 메인 회로의 접지면을 제거하지 않고도 우수한 성능을 발휘하는 안테나가 제공된다. 따라서 이러한 안테나를 포함할 경우 통신 장치 내부에 포함되는 메인 회로는 풀 그라운드 상태로 활용할 수 있는 장점이 있다. 이렇게 되면 통신 장치의 디스플레이 영역을 통신 장치 일면의 전 영역으로 확장할 수 있는 효과가 있다.
또한 본 발명의 일 실시예에 의하면 ZOR(Zeroth Order Resonance) 특성, 즉 0차 공진 특성으로 인해 기존의 역 F 타입이나 역 L 타입 안테나에 비해 핸드(hand)의 영향을 적게 받고, 이형 부품의 간섭에 강한 안테나를 제공할 수 있는 장점이 있다.
도 1은 종래기술에 따른 통신 장치의 디스플레이 영역과 안테나 영역을 설명하기 위한 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나를 도시한 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나에서 제1 루프 안테나만 분리하여 도시한 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나에서 제1 루프 안테나만의 VSWR을 나타낸 그래프이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나에서 제1 루프 안테나만 분리하여 도시한 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나에서 제1 루프 안테나만의 VSWR을 나타낸 그래프이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 안테나를 통신 장치에 적용한 모습을 도시한 도면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나가 풀 그라운드(full ground) 상태에서 동작할 때와 하단 그라운드를 2mm 제거한 상태로 동작할 때의 VSWR을 비교한 그래프이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나에 있어서 임피던스 매칭 라인의 형성 위치를 설명하기 위한 도면이다.
도 10은 도 7의 (a) 구조에 대해 1.09GHz에서의 전계 분포와 1.95GHz에서의 자계 분포를 나타낸 도면이다.
도 11은 도 10에서 확인된 영역에 임피던스 매칭 라인을 형성한 모습을 나타낸 도면이다.
도 12는 도 11의 임피던스 매칭 라인의 설계 파라미터들의 값을 조절함에 따라 변화하는 VSWR의 그래프이다.
도 13은 도 7의 (a) 구조에 대해 1.85GHz에서의 전계 분포를 나타낸 도면이다.
도 14는 도 13에서 확인된 영역에 임피던스 매칭 라인을 형성한 모습을 나타낸 도면이다.
도 15는 도 14의 임피던스 매칭 라인의 설계 파라미터들의 값을 조절함에 따라 변화하는 VSWR의 그래프이다.
도 16은 도 7의 (a) 구조에 대해 1.95GHz에서의 전계 분포를 나타낸 도면이다.
도 17은 도 16에서 확인된 영역에 임피던스 매칭 라인을 형성한 모습을 나타낸 도면이다.
도 18은 도 17의 임피던스 매칭 라인의 설계 파라미터들의 값을 조절함에 따라 변화하는 VSWR의 그래프가 나타난다.
도 19는 도 7의 (a) 구조에 대해 1.85GHz에서의 자계 분포를 나타낸 도면이다.
도 20은 도 19에서 확인된 영역에 임피던스 매칭 라인을 형성한 모습을 나타낸 도면이다.
도 21은 도 20의 임피던스 매칭 라인의 설계 파라미터들의 값을 조절함에 따라 변화하는 VSWR의 그래프이다.
도 22는 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나에서 제1 루프 안테나만 분리하여 도시한 도면이다.
도 23은 임피던스 매칭 라인의 다양한 형상을 나타내는 도면이다.
도 24 및 도 25는 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나를 광대역 급전 구조(wideband feed structure)와 결합하여 적용한 모습을 나타낸 도면이다.
도 26은 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나를 광대역 급전 구조와 결합한 상태에서 측정한 VSWR을 나타내는 그래프이다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
또한, 본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
이하, 발명에 따른 다양한 실시예들을 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명하기로 한다. 다만, 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 공지기술 및 그 구성에 대한 구체적인 설명은 생략하기로 한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나를 도시한 도면이다.
도 2에 의하면, 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나는 급전(10), 제1 루프 안테나(11), 제2 루프 안테나(12)를 포함한다. 제1 루프 안테나(11)의 일단은 급전(10)에 연결되고 타단은 접지에 연결된다. 제2 루프 안테나(12)의 일단도 급전에 연결되고 타단은 접지에 연결되는데, 제2 루프 안테나(12)는 제1 루프 안테나(11)와 상이한 전기적 길이를 갖는다. 즉, 제1 루프 안테나(11)의 물리적 길이(d1)와 양단의 인덕턴스 성분(L1, L2)를 고려한 전기적 길이는, 제2 루프 안테나(12)의 물리적 길이(d2)와 양단의 인덕턴스 성분(L3, L4)를 고려한 전기적 길이와 상이하다. 만약 양자의 전기적 길이가 동일하다면 전류가 상쇄되기 때문에 안테나로 동작할 수 없다. 한편, 여기서 인덕턴스 성분(L1, L2, L3, L4)이라는 표현은 인덕터가 직접 연결된 구조를 의미할 수도 있으나, 이에 한정되는 것은 아니며 도선 단부의 길이 성분에 의해 발생되는 인덕턴스 성분이 될 수도 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나에서 제1 루프 안테나(11)만 분리하여 도시한 도면이다.
도 3에 의하면, 제1 루프 안테나(11)의 동작 원리가 설명된다. 제1 루프 안테나의 물리적 길이(d)와 양단의 인덕턴스 성분(L1, L2)을 고려한 전기적 길이가 λ/2에 가까운 경우 루프 양단에서 전류 세기가 최대로 분포하며, 루프 중심에서 전류 세기가 최소가 되는 0차 공진 특성을 보인다. 한편, 전기적 길이가 3λ/2에 가까운 경우 루프의 양단과 중심에서 전류의 최대점이 나타나며 1차 공진 특성을 보인다.
이러한 공진 특성은 제1 루프 안테나(11)의 일부 영역에 선폭이 불연속적으로 상이한 임피던스 매칭 라인(13)을 형성하여 조절될 수 있다. 도 3에 도시된 것처럼 선폭이 불연속적으로 확장된 임피던스 매칭 라인(13)을 형성하게 되면, 임피던스 매칭 라인(13)에서의 인덕턴스 값(Lw1)과 커패시턴스 값(Cw1)에 의해 매칭 특성이 달라지는 것이다.
도 4를 참조하면 이에 대한 구체적인 예를 설명할 수 있다. 도 4는 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나에서 제1 루프 안테나(11)만의 VSWR을 나타낸 그래프인데, 제1 루프 안테나(11)의 중심에 임피던스 매칭 라인(13)을 포함한 경우와 그렇지 않은 경우를 각각 도시한 그래프이다.
본 발명의 일 실시예에 의하면, 제1 루프 안테나(11)의 물리적 길이(d)와 인덕턴스 성분(L1, L2)을 적절히 조절하여 1.09GHz 부근에서 0차 공진 특성이 나타나도록 하고, 1.95GHz 부근에서 1차 공진 특성이 나타나도록 설계할 수 있다. 임피던스 매칭 라인(13) 없이 단순히 이러한 구조로만 설계한 경우, 도 4에서 "적용 전"이라고 표시된 공진 특성을 띠게 된다.
만약 이러한 실시예에서 선폭이 불연속적으로 확장되는 임피던스 매칭 라인(13)을 제1 루프 안테나(11)의 중심에 형성하게 되면, 안테나의 임피던스 매칭이 달라지게 되어 결과적으로 공진 특성도 달라진다. 도 4에서 "적용 후"라고 표시된 그래프가 이를 나타낸다.
도 4에 도시된 것처럼, 임피던스 매칭 라인(13)을 적용하면 0차 공진은 주파수가 하향하게 되고, 1차 공진은 주파수가 상향하게 된다. 0차 공진은 병렬 커패시턴스가 증가하면서 주파수가 하향 이동하는 것이고, 1차 공진은 직렬 인덕턴스가 감소하면서 주파수가 상향 이동하게 되는 것으로 분석할 수 있다. 또한, 전반적으로 VSWR 값이 감소하는 것을 통해 임피던스 매칭 특성이 개선되는 것도 확인할 수 있다. 이처럼 임피던스 매칭 라인(13)을 형성하면 공진 주파수의 의도적인 조절이 가능하기 때문에, 원하는 서비스 대역에서 공진 특성이 나타나도록 설계할 수 있다. 아울러, 매칭 특성을 개선하여 VSWR 값을 감소할 수 있는 장점도 있다.
한편, 전술한 공진 주파수 이동 및 매칭 특성의 개선은 임피던스 매칭 라인(13)의 형성 영역에 따라 그 특성이 달라질 수 있다. 이에 대한 설명을 도 5 및 도 6을 참고하여 설명하면 다음과 같다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나에서 제1 루프 안테나(11)만 분리하여 도시한 도면이고, 도 6은 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나에서 제1 루프 안테나(11)만의 VSWR을 나타낸 그래프인데, 제1 루프 안테나(11)의 타단에 임피던스 매칭 라인(13)을 포함한 경우와 그렇지 않은 경우를 각각 도시한 그래프이다.
도 3 및 도 4를 통해 설명한 것과 동일하게, 본 발명의 일 실시예에 의하면 제1 루프 안테나(11)의 물리적 길이(d)와 인덕턴스 성분(L1, L2)을 적절히 조절하여 1.09GHz 부근에서 0차 공진 특성이 나타나도록 하고, 1.95GHz 부근에서 1차 공진 특성이 나타나도록 설계할 수 있다. 임피던스 매칭 라인(13) 없이 단순히 이러한 구조로만 설계한 경우, 도 6에서 "적용 전"이라고 표시된 공진 특성을 띠게 된다.
만약 이러한 실시예에서 선폭이 불연속적으로 확장되는 임피던스 매칭 라인(13)을 제1 루프 안테나(11)의 타단에 형성하게 되면, 안테나의 임피던스 매칭이 달라지게 되어 결과적으로 공진 특성도 달라진다. 도 6에서 "적용 후"라고 표시된 그래프가 이를 나타낸다.
도 6에 도시된 그래프는 도 4와 상이한 특성을 갖는다. 도 6을 참고할 경우, 임피던스 매칭 라인(13)을 적용하면 0차 공진은 주파수가 상향하게 되고, 1차 공진은 주파수가 하향하게 된다. 0차 공진은 직렬 인덕턴스가 감소하면서 주파수가 상향 이동하는 것이고, 1차 공진은 병렬 커패시턴스가 증가하면서 주파수가 하향 이동하게 되는 것으로 분석할 수 있다. 또한, 전반적으로 VSWR 값이 감소하는 것을 통해 임피던스 매칭 특성이 개선되는 것도 확인할 수 있다.
이상, 제1 루프 안테나(11) 하나만을 기준으로 임피던스 매칭 라인(13)을 적용한 경우에 대하여 살펴보았다. 이하에서는 제1 루프 안테나(11)와 제2 루프 안테나(12)를 모두 포함한 구조의 실시예에 대해 설명하기로 한다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 안테나를 통신 장치에 적용한 모습을 도시한 도면이다. 도 7의 (a)는 임피던스 매칭 라인(13)을 적용하기 전의 모습이고, 도 7의 (b)는 임피던스 매칭 라인(13)을 적용한 후의 모습이다.
도 7의 (a)를 참고하면, 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나는 통신 장치(100)에 포함되는 구조이다. 메인 회로의 구체적인 모습은 도면에 도시되지 않았고 접지(20)만 도시되어 있으나, 메인 회로의 구조가 더 추가될 수 있음은 당연하다 할 것이다.
제1 루프 안테나(11)는 일단(11a)이 급전(10)에 연결되고 타단(11b)이 접지(20)에 연결된다. 제2 루프 안테나(12)는 일단(12a)이 급전(10)에 연결되고 타단(12b)이 접지(20)에 연결된다. 제1 루프 안테나(11)와 제2 루프 안테나(12)의 전기적 길이는 서로 상이하기 때문에 서로 전류가 상쇄되지 않고 각각 루프 안테나로서 동작할 수 있다.
임피던스 매칭 라인(13)을 적용하기 전의 모습, 즉 도 7의 (a)에 따른 구조만 놓고 보면, 제1 루프 안테나(11)는 1.09GHz 부근에서 0차 공진 특성을 갖고, 1.95GHz 부근에서 1차 공진 특성을 갖는다. 제2 루프 안테나(12)는 1.85GHz 부근에서 0차 공진 특성을 갖는다. 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나는 제1 루프 안테나(11)와 제2 루프 안테나(12)의 이러한 공진 특성이 조합되어 전체로서 동작하게 된다.
이러한 구조에서 제1 루프 안테나(11)의 일부 영역 또는 제2 루프 안테나(12)의 일부 영역에 적어도 하나의 임피던스 매칭 라인(13)을 형성할 수 있다. 도 7의 (b)에 도시된 실시예에 의하면, 제1 루프 안테나(11)에 형성된 2개의 임피던스 매칭 라인(13a, 13c)와 제2 루프 안테나(12)에 형성된 2개의 임피던스 매칭 라인(13b, 13d)가 포함된다. 임피던스 매칭 라인(13)이 포함되면서 안테나의 공진 주파수는 원하는 서비스 대역에 맞게 조절될 수 있다. 여기서는 GSM 쿼드 밴드(quad band) 및 W2100 밴드를 포함한 펜타 밴드(penta band)와 더불어 LTE(Long Term Evolution) 대역에서도 동작할 수 있도록 임피던스 매칭 라인(13)을 형성한 것이다. 물론, 임피던스 매칭 라인(13)의 개수나 위치 형상 등은 설계자의 의도에 따라 변형될 수 있는 파라미터일 뿐, 전술한 내용으로 고정되는 것은 아니라고 할 것이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나가 풀 그라운드(full ground) 상태에서 동작할 때와 하단 그라운드를 2mm 제거한 상태로 동작할 때의 VSWR을 비교한 그래프이다.
*도 8에 의하면, 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나도 하단 그라운드가 일부 제거된 상태로 동작할 때 더 우수한 특성을 나타내기는 하나, 풀 그라운드 상태로 동작하더라도 성능의 열화가 최소화되는 것을 확인할 수 있다. 일반적인 역 F 타입 안테나는 안테나 하부의 접지 영역이 풀 그라운드 상태일 때 이 정도로 우수한 특성을 나타내기는 어렵다. 그러나 본 발명의 일 실시예에 의하면 안테나 하부에 접지를 그대로 두더라도 우수한 성능이 발현된다는 것을 알 수 있다.
따라서 본 발명의 일 실시예에 의하면 접지(20)를 제1, 제2 루프 안테나(11, 12)와 오버랩되도록 풀 그라운드(full ground) 형태로 둘 수 있다. 이러한 구조에서는 디스플레이 영역이 전면으로 확장될 수 있기 때문에, 안테나로 인한 통신 장치 디자인의 제한을 최소화할 수 있는 장점이 있다.
한편, 도면에 구체적으로 도시되지는 않았으나, 본 발명의 일 실시에에 따른 안테나에 있어서, 제1, 제2 루프 안테나(11, 12) 중 적어도 어느 하나는 통신 장치의 리어 커버(rear cover)에 형성될 수 있다. 또는 배터리 커버(battery cover)의 내측면에 형성될 수도 있다. 이 경우 안테나의 제조 방법으로는 LDS(laser direct structuring)를 비롯한 다양한 공법을 사용할 수 있다.
리어 커버 또는 배터리 커버의 내측면에 제1, 제2 루프 안테나(11, 12) 중 적어도 어느 하나를 형성하게 리어 커버와 배터리 커버 사이에 형성되는 공기층(air gap)으로 인해 안테나의 성능이 더욱 우수해지는 장점이 있다. 이러한 특징은 기존의 역 F 타입 안테나와 다른 특징으로서, 본 발명의 일 실시예에 따른 구조에 의할 때 발휘되는 효과라고 할 수 있다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나에 있어서 임피던스 매칭 라인의 위치를 설명하기 위한 도면이다.
스피커 등과 같은 이형 부품(30)의 위치는 통신 장치 설계자의 계획에 따라 미리 정해져 있는 경우가 많다. 안테나 설계자는 통신 장치 설계의 전체 구조에 의존하여 안테나를 설계할 수밖에 없는데, 이형 부품(30)의 위치도 안테나 설계시 고려해야될 사항 중 하나이다. 임피던스 매칭 라인(13)이 형성되는 영역은 이형 부품(30)으로 인한 성능의 열화를 방지하기 위해, 상호간에 겹쳐지지 않도록 배치하는 것이 바람직하다. 도 9를 참조할 경우, 임피던스 매칭 라인(13)은 이형 부품(30)과 오버랩되지 않는 영역(14)에 형성할 수 있다.
이하에서는 도 10 내지 도 21을 참조하여, 임피던스 매칭 라인(13)의 위치와 전계(E-field) 또는 자계(H-field) 분포와의 관계를 구체적으로 설명하겠다. 도 10 내지 도 21을 참조한 본 발명의 일 실시예는 도 7의 (a)에 도시된 구조를 기본 구조로 설명된다. 도 7의 (a)에 도시된 구조에 따르면, 제1 루프 안테나(11)는 1.09GHz 부근에서 0차 공진 특성을 갖고, 1.95GHz 부근에서 1차 공진 특성을 갖는다. 제2 루프 안테나(12)는 1.85GHz 부근에서 0차 공진 특성을 갖는다. 전체적으로는 제1 루프 안테나(11)와 제2 루프 안테나(12)의 공진 특성이 조합되어 동작하게 된다. 따라서 이하에서는 1.09GHz, 1.85GHz, 1.95GHz를 기준으로 본 발명의 일 실시예를 설명하겠으나, 공진 주파수가 이에 한정되어야 하는 것은 아니며 설계자의 의도에 따라 변경 가능한 것은 당연하다.
도 10은 도 7의 (a) 구조에 대해 1.09GHz에서의 전계 분포와 1.95GHz에서의 자계 분포를 나타낸 도면이다. 도 10에 의하면 1.09GHz에서의 전계 분포가 최대가 되는 영역과 1.95GHz에서의 자계 분포가 최대가 되는 영역은 서로 겹쳐지는 것을 알 수 있다.
도 11은 도 10에서 확인된 영역에 임피던스 매칭 라인(13a)을 형성한 모습이 도시된다. 도 12에 의하면 임피던스 매칭 라인(13a)의 설계 파라미터들(SE1_W1, SE1_W2, SE1_W3)의 값을 조절함에 따라 변화하는 VSWR의 그래프가 나타난다. 도 12를 참조하면, 1.09GHz에서 형성되었던 공진 특성은 주파수가 하향 이동한 것을 알 수 있고, 1.95GHz에서 형성되었던 공진 특성은 주파수가 상향 이동한 것을 알 수 있다. 1.09GHz에서 형성된 공진의 주파수가 하향 이동한 이유는, 1.09GHz에서의 전계 분포가 최대가 되는 영역에 선폭이 확장된 임피던스 매칭 라인(13a)을 형성했기 때문이다. 1.95GHz에서 형성된 공진의 주파수가 상향 이동한 이유는, 1.95GHz에서의 자계 분포가 최대가 되는 영역에 선폭이 확장된 임피던스 매칭 라인(13a)을 형성했기 때문이다. 요약하자면, 전계(E-field) 분포가 최대가 되는 영역에 선폭이 확장되는 임피던스 매칭 라인을 형성할 경우 주파수의 하향 이동을 의도할 수 있고, 자계(H-feild) 분포가 최대가 되는 영역에 선폭이 확장되는 임피던스 매칭 라인을 형성할 경우 주파수의 상향 이동을 의도할 수 있다. 각 주파수마다 전계 및 자계의 분포는 달라지기 때문에, 조절하고픈 주파수 대역에 맞게 전계 및 자계 분포를 고려하여 임피던스 매칭 라인을 형성하게 되면 주파수의 독립적 조정이 가능해진다. 이러한 성질은 이하의 설명에서도 동일하게 적용된다.
도 13은 도 7의 (a) 구조에 대해 1.85GHz에서의 전계 분포를 나타낸 도면이다. 도 14는 도 13에서 확인된 영역에 임피던스 매칭 라인(13b)을 형성한 모습이 도시된다. 도 15에 의하면 임피던스 매칭 라인(13b)의 설계 파라미터들(SE2_W1, SE2_W2)의 값을 조절함에 따라 변화하는 VSWR의 그래프가 나타난다. 도 15를 참조하면, 1.85GHz에서 형성되었던 공진 특성은 주파수가 하향 이동한 것을 알 수 있다. 1.85GHz에서 형성된 공진의 주파수가 하향 이동한 이유는, 1.85GHz에서의 전계 분포가 최대가 되는 영역에 선폭이 확장된 임피던스 매칭 라인(13b)을 형성했기 때문이다.
도 16은 도 7의 (a) 구조에 대해 1.95GHz에서의 전계 분포를 나타낸 도면이다. 도 17은 도 16에서 확인된 영역에 임피던스 매칭 라인(13c)을 형성한 모습이 도시된다. 도 18에 의하면 임피던스 매칭 라인(13b)의 설계 파라미터들(SE3_W1=10mm로 고정, SE3_W2의 값만 변화를 줌)의 값을 조절함에 따라 변화하는 VSWR의 그래프가 나타난다. 도 18을 참조하면, 1.95GHz에서 형성되었던 공진 특성은 주파수가 하향 이동한 것을 알 수 있다. 1.95GHz에서 형성된 공진의 주파수가 하향 이동한 이유는, 1.95GHz에서의 전계 분포가 최대가 되는 영역에 선폭이 확장된 임피던스 매칭 라인(13c)을 형성했기 때문이다.
도 19는 도 7의 (a) 구조에 대해 1.85GHz에서의 자계 분포를 나타낸 도면이다. 도 20은 도 19에서 확인된 영역에 임피던스 매칭 라인(13d)을 형성한 모습이 도시된다. 도 21에 의하면 임피던스 매칭 라인(13d)의 설계 파라미터들(SE4_W1, SE4_W2)의 값을 조절함에 따라 변화하는 VSWR의 그래프가 나타난다. 도 21을 참조하면, 1.85GHz에서 형성되었던 공진 특성은 주파수가 하향 이동한 것을 알 수 있다. 원래 자계 분포가 최대가 되는 영역에 선폭이 확장된 임피던스 매칭 라인을 형성하면 공진 주파수가 상향 이동하는 특성을 갖게 되는데, 도 21에서 주파수가 하향 이동하게 되는 이유는, 1.85GHz에서의 전계 분포가 최대가 되는 영역이 인접하기 때문이다. 즉, 도 13 내지 도 15를 통해 설명한 영역에 더 많은 영향을 받기 때문에 주파수가 하향 이동한 것으로 분석할 수 있다.
이와 같이, 각 주파수에 따른 전계 분포 및 자계 분포를 분석함으로써 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나는 공진 주파수 대역을 이동하거나 Q값을 증가시킬 수 있는 특성이 있다. 따라서, 본 발명의 일 실시예에 의하면, 임피던스 매칭 라인(13)을 제1, 제2 루프 안테나(11, 12) 내에서 전계 또는 자계 분포가 최대인 지점에 형성할 수 있다.
만약, 안테나의 설계자가 안테나의 전계 분포 특성을 의도적으로 조절할 수 있다면, 전술한 특징을 더욱 효과적으로 활용할 수 있을 것이다. 전계 분포 특성을 별도로 고려할 필요없이 임피던스 매칭 라인(13)이 형성될 영역을 조절할 수 있는 기술에 대해 설명하겠다.
도 22는 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나에서 제1 루프 안테나(11)만 분리하여 도시한 도면으로서, 양단의 인덕턴스 성분(L1, L2)에 따른 전계 분포의 변화를 설명하기 위한 도면이다.
도 22에 따르면, 제1 루프 안테나(11)의 양단에 인덕턴스 성분(L1, L2)이 포함된다. 다시 말해, 제1 루프 안테나(11)의 일단과 급전(10) 사이에는 제1 인덕턴스 성분(L1)이 개재되고, 제1 루프 안테나(11)의 타단과 접지 사이에는 제2 인덕턴스 성분(L2)이 개재된다.
도 22의 (a)는 제1 인덕턴스 성분(L1)과 제2 인덕턴스 성분(L2)의 값이 동일한 경우를 도시한 것으로서, 이때에는 전계 분포가 최대인 영역이 제1 루프 안테나(11)의 중심에 형성된다.
도 22의 (b)는 제1 인덕턴스 성분(L1)보다 제2 인덕턴스 성분(L2)의 값이 더 큰 경우를 도시한 것으로서, 이때에는 전계 분포가 최대인 영역이 제2 인덕턴스 성분(L2) 쪽에 가깝게 형성된다.
*이처럼 제1 루프 안테나(11)의 양단에 걸리는 제1, 제2 인덕턴스 성분(L1, L2)의 대소 관계만 파악하더라도 전계 분포가 최대인 영역을 미리 예상할 수 있다. 임피던스 매칭 라인(13)은 전계 분포가 최대인 영역에 형성하는 것이 튜닝에 더 많은 영향을 주기 때문에, 본 발명의 일 실시예에 따르면 임피던스 매칭 라인(13)을 인덕턴스 값이 더 큰 쪽에 가깝게 형성한다. 그럴 경우 전계 분포를 따로 확인하지 않더라도 임피던스 매칭 라인(13)의 위치를 효율적으로 결정할 수 있는 장점이 있다.
제1 루프 안테나(11)의 양단에 걸리는 인덕턴스 성분에 따라 임피던스 매칭 라인(13)의 위치를 결정하는 다양한 실시예들을 설명하면 다음과 같다.
첫째, 제1 루프 안테나(11)의 일단과 급전(10) 사이에 제1 인덕터를 개재하고, 제1 루프 안테나(11)의 타단과 접지(20) 사이에 제2 인덕터를 개재한다. 제1 인덕터와 제2 인덕터의 인덕턴스 값이 상이한 경우 임피던스 매칭 라인(13)은 인덕턴스 값이 더 큰 쪽에 가깝게 형성된다.
둘째, 제1 루프 안테나(11)의 일단과 급전(10) 사이에 제1 인덕터를 개재하고, 제1 루프 안테나(11)의 타단과 접지(20) 사이에 제2 인덕터를 개재한다. 제1 인덕터와 제2 인덕터의 인덕턴스 값이 동일한 경우 임피던스 매칭 라인(13)은 제1 루프 안테나(11)의 중간 지점을 포함하는 영역에 형성된다.
셋째, 제1 루프 안테나(11)의 일단과 급전(10) 사이에 제1 인덕터를 개재한다. 제1 루프 안테나(11)의 타단은 접지(20)와 직접 연결된다. 이 경우 임피던스 매칭 라인(13)은 제1 루프 안테나(11)의 일단과 타단 중 일단에 가깝게 형성된다.
넷째, 제1 루프 안테나(11)의 타단과 접지(20) 사이에 제2 인덕터를 개재한다. 제1 루프 안테나(11)의 일단은 급전(10)과 직접 연결된다. 이 경우 임피던스 매칭 라인(13)은 제1 루프 안테나(11)의 일단과 타단 중 타단에 가깝게 형성된다.
도 23은 임피던스 매칭 라인(13)의 다양한 형상을 나타내는 도면이다.
도 23의 (a)에 도시된 것처럼, 임피던스 매칭 라인(13)은 선폭이 불연속적으로 확장되는 형상이 될 수 있다. 도 23의 (b)에 도시된 것처럼, 임피던스 매칭 라인(13)은 선폭이 불연속적으로 축소되는 형상이 될 수도 있다. 도 23의 (a)와 (b)는 서로 반대되는 특징을 갖는다. 만약, (b)에 도시된 것처럼 선폭이 축소되는 형상의 임피던스 매칭 라인(13)을 사용하게 되면, 도 3 내지 도 21을 통해 설명했던 주파수 이동의 방향성은 반대로 나타날 것이다.
도 23의 (c)에 도시된 것처럼, 임피던스 매칭 라인(13)에는 갭 커플링(gap coupling) 구조가 포함될 수 있다. 도 23의 (d)에 도시된 것처럼, 임피던스 매칭 라인(13)에는 슬롯(slot)이 포함될 수도 있다. 이처럼 갭 커플링 구조나 슬롯을 포함하게 되면 임핀던스 매칭 라인(13)의 인덕턴스 및 커패시턴스 성분에 변화를 줄 수 있는 효과가 있다.
도 24 및 도 25는 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나를 광대역 급전 구조(wideband feed structure)와 결합하여 적용한 모습을 나타낸 도면이다.
도 24에 따르면, 급전(10)에는 제1 루프 안테나(11)와 제2 루프 안테나(12)를 분기시키는 분기선로(43)가 포함된다. 분기선로(43)의 구조는 'T'자 형태로 형성되어 있으나, 형상이 이에 한정되는 것은 아니며 다양하게 변형 가능하다.
도 24에 따르면, 급전(10)에는 전체적으로 루프 구조를 이루는 제1 급전선로(41)도 포함된다. 제1 급전선로(41)는 분기선로(43)와 연결되는데, 제1 급전선로의 일단(41a)이 분기선로(43)와 연결되고 제1 급전선로의 타단(41b)은 접지(20)와 연결된다. 제1 급전선로의 타단(41b)과 접지(20)는 비아홀을 통해 연결될 수도 있고, 접속 단자 등을 통해 연결될 수도 있다.
도 24에 따르면, 급전(10)에는 전체적으로 루프 구조를 이루며 제1 급전선로(41)와 유도성 결합되는 제2 급전선로(42)도 포함된다. 제2 급전선로의 일단(42a)는 메인 회로부(미도시)와 연결되고 타단(42b)은 접지(20)와 연결된다.
도 24에 도시된 것처럼 제1 급전선로(41)와 제2 급전선로(42)는 각기 다른 기판에 형성하여 이들 기판을 상호 적층한 구조로 사용할 수도 있다.
이러한 구조에 따르면 제1 급전선로(41)와 제2 급전선로(42) 사이의 유도성 결합을 통해 안테나의 광대역 매칭을 구현할 수 있고, 결과적으로 대역폭이 확장되는 효과를 누릴 수 있다. 그러한 효과는 도 26을 참조하여 설명하기로 한다.
도 26은 본 발명의 일 실시예에 의한 안테나를 광대역 급전 구조와 결합한 상태에서 측정한 VSWR을 나타내는 그래프이다.
도 26에 도시된 것처럼 이중루프 안테나만 적용한 경우에 비하여 이중루프 안테나와 광대역 급전구조를 함께 결합하여 적용한 경우가 전반적으로 넓은 대역에서 동작한다는 것을 확인할 수 있다. 따라서 보다 많은 서비스 대역을 커버할 수 있는 장점이 있다.
*이상 살펴본 본 발명의 다양한 실시예들에 의한 안테나는 통신 장치에 적용될 수 있다. 여기서 통신 장치란 이동통신 단말기, 스마트폰 등 각종 핸드헬드 기기뿐 아니라, 랩탑 컴퓨터나 태블릿 컴퓨터 등 다양한 전자 기기를 총칭하는 개념으로 이해되어야 할 것이다.
이상, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면들을 참조로 설명하였다. 여기서, 본 명세서 및 청구범위에 사용된 용어나 단어는 통상적이거나 사전적인 의미로 한정해서 해석되어서는 아니되며, 본 발명의 기술적 사상에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야만 한다.
따라서 본 명세서에 기재된 실시예와 도면에 도시된 구성은 본 발명의 가장 바람직한 일 실시예에 불과할 뿐이고, 본 발명의 기술적 사상을 모두 대변하는 것은 아니므로, 본 출원시점에 있어서 이들을 대체할 수 있는 다양한 균등물과 변형예들이 있을 수 있음을 이해하여야 한다.

Claims (14)

  1. 급전;
    일단이 상기 급전에 연결되고 타단이 접지에 연결되는 제1 루프 안테나; 및
    일단이 상기 급전에 연결되고 타단이 상기 접지에 연결되며 상기 제1 루프 안테나와 상이한 전기적 길이를 갖는 제2 루프 안테나를 포함하고,
    상기 제1 루프 안테나의 일부 영역에 선폭이 불연속적으로 상이한 임피던스 매칭 라인이 형성되는 안테나.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 접지는 상기 제1, 제2 루프 안테나와 오버랩되는 풀 그라운드(full ground) 형태인 안테나.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제1, 제2 루프 안테나 중 적어도 어느 하나는 통신 장치의 리어 커버에 형성되는 안테나.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제1, 제2 루프 안테나 중 적어도 어느 하나는 배터리 커버 내측면에 형성되는 안테나.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 임피던스 매칭 라인은 이형 부품과 오버랩되지 않는 영역에 형성되는 안테나.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 임피던스 매칭 라인은 상기 제1, 제2 루프 안테나 내에서 전계 또는 자계 분포가 최대인 지점에 형성되는 안테나.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제1 루프 안테나의 일단과 상기 급전 사이에 개재되는 제1 인덕터; 및
    상기 제1 루프 안테나의 타단과 상기 접지 사이에 개재되며 상기 제1 인덕터와 상이한 인덕턴스 값을 갖는 제2 인덕터를 더 포함하고,
    상기 임피던스 매칭 라인은 상기 제1 루프 안테나 내에서 상기 제1, 제2 인덕터 중 인덕턴스 값이 더 큰 쪽에 가깝게 형성되는 안테나.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 제1 루프 안테나의 일단과 상기 급전 사이에 개재되는 제1 인덕터; 및
    상기 제1 루프 안테나의 타단과 상기 접지 사이에 개재되며 상기 제1 인덕터와 동일한 인덕턴스 값을 갖는 제2 인덕터를 더 포함하고,
    상기 임피던스 매칭 라인은 상기 제1 루프 안테나의 중간 지점을 포함하는 영역에 형성되는 안테나.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 제1 루프 안테나의 일단과 상기 급전 사이에 개재되는 제1 인덕터를 더 포함하고,
    상기 임피던스 매칭 라인은 상기 제1 루프 안테나의 일단과 타단 중 상기 일단에 가깝게 형성되는 안테나.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 제1 루프 안테나의 타단과 상기 접지 사이에 개재되는 제2 인덕터를 더 포함하고,
    상기 임피던스 매칭 라인은 상기 제1 루프 안테나의 일단과 타단 중 상기 타단에 가깝게 형성되는 안테나.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 임피던스 매칭 라인에는 갭 커플링 구조가 포함된 안테나.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 임피던스 매칭 라인에는 슬롯이 포함된 안테나.
  13. 제1항에 있어서, 상기 급전은
    상기 제1 루프 안테나와 상기 제2 루프 안테나를 분기시키는 분기선로;
    일단이 상기 분기선로와 연결되고 타단이 상기 접지와 연결되는 루프 구조의 제1 급전선로; 및
    일단이 메인 회로부와 연결되고 타단이 상기 접지와 연결되며 상기 제1 급전선로와 유도성 결합되는 루프 구조의 제2 급전선로를 포함하는 안테나.
  14. 제1항 내지 제13항 중 어느 한 항에 따른 안테나를 포함하는 통신 장치.
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