WO2014056645A1 - Unterdrückung des nachschwingens eines wandlers für die umfelddetektion - Google Patents

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    • G01S7/523—Details of pulse systems
    • G01S7/526—Receivers
    • G01S7/527—Extracting wanted echo signals

Definitions

  • the present invention relates to a device for environment sensors with a transducer, which is used for the transmission and reception of detection signals.
  • the present invention particularly relates to a device in which the ringing or decay of the transducer after a transmission process by means of suitable, in particular adaptive, filter for faster generation of usable detection signals is suppressed.
  • Automotive converters used which emit a signal in a first step in function of a transmitter and then receive reflections of the emitted signal and convert it into electrical signals as a function of a receiver. Due to the good controllability,
  • cycle time is calculated from the difference between the absolute time t and the respective time of the beginning t S ⁇ of the transmission of a signal of
  • Ti t-tsi - T Pi Fig. 1 visualizes a typical course of a vibration amplitude of an ultrasonic transducer during a measuring cycle '.
  • the transducer During a time of "active" (electrical) excitation of the transducer referred to as “transmit” (S1), the transducer begins to oscillate at the frequency impressed upon it. Since today's converters are resonant systems of higher order, the split
  • Vibrational energy of the converter has been reduced, can be detected on the transducer incoming echoes with the transducer. This time determines the beginning of the reception (S3). Airtime plus decoupling limits the near-measurement capability of the objects on sensors that are designed to sense echoes from reflective objects through run-time detection.
  • the received signal r (T) is a superimposition of the decaying r A (T) and the echoes ⁇ ⁇ ( ⁇ ) of the transmission-reflective transmission signal.
  • Boundary conditions especially climate, specimen properties
  • shape of such periodic signals by means of the course of the
  • WO-201 1009786 A1 describes a multi-carrier pulse modulation in which a frequency set is emitted by several via different converters
  • WO-2010063510 A1 generally describes broadband modulation methods
  • EP 2 251 710 A2 describes a pulse width modulation in which a high spatial resolution and a good Nahmesspurchase be achieved by means of short transmission pulse durations.
  • Design of the acoustic transmission signal to further suppress in order to detect spatially close to the sensor located reflex points of objects can.
  • the device for environment sensor has a converter for transmitting and receiving signals.
  • the converter can be configured, for example, as an electroacoustic transducer. Preferably, this can work in the ultrasonic range.
  • the device has a signal processing unit which is set up to supply the converter with a signal suitable for transmission. Further, the signal processing unit may be configured to receive a (e.g., acoustic) signal received from the transducer and determine a distance of the transducer from surrounding objects from the transit time between transmission and receipt of a respective reflection signal.
  • a (e.g., acoustic) signal received from the transducer and determine a distance of the transducer from surrounding objects from the transit time between transmission and receipt of a respective reflection signal.
  • the signal processing unit is set up to apply a transmission signal form to the converter, which has a different signal form in comparison with its turn-off signal.
  • the transmission signal form may have a different fundamental frequency than the fundamental mode of the decoupling signal, ie the mechanical resonance frequency of the decay signal
  • the signal processing unit According to the invention, the signal received via the converter is freed, at least partially, from the switch-off signal by a blocking filter. In other words, those energy components which result from the decay process in the transducer signal are reduced, so that the energy components which originate from the reflected signal received by the transducer can be analyzed better.
  • the signal processing unit may be configured to track the notch filter to the characteristics of the turn-off signal.
  • the Ausschwingsignal is characterized for example by its amplitude and / or frequency response. While, of course, a decrease in the amplitude occurs during the Ausschwingsignal, in addition, a change in the frequency of the Ausschwingsignals over time is possible.
  • a "tracking" of a filter is understood to mean that the properties of the filter corresponding to a signal to be filtered are adapted over time, so that corresponding signal sections are subjected to a similar filter characteristic.
  • the signal processing unit may be configured to track the rejection frequency of the notch filter of the frequency, in particular the fundamental frequency, of the decay signal of the converter over time. This offers the advantage that, for example, the fundamental part having the highest energy content of the decay signal with a maximum
  • the signal processing unit may be configured to perform time-variant filtering in that the attenuation amount of the
  • Block filter the ratio of the strength of the Ausschwingsignals is tracked with respect to the strength of the received signal.
  • the attenuation amount is tracked to the level difference of the amplitudes of the voltages of both signals.
  • the signal processing unit can be extended by further, usable for filtering elements.
  • notch filter by means of the above-described notch filter, and additionally by means of a second filter downstream of the notch filter and, for example, by means of an analog mixer stage. It can the
  • Signal processing unit may be configured to track the filter frequency characteristics of the second filter, the filter frequency characteristics of the notch filter.
  • the notch filter is an analog filter and the second filter is a digital filter, then the advantages of both filter principles can be combined.
  • the received signal can be transposed by means of a local oscillator into another frequency range via the analog mixer stage, in which the filter is cheaper and / or more precise
  • Disconnect received signal from the decay signal Disconnect received signal from the decay signal.
  • the notch filter can be designed as a time-discrete working filter.
  • the notch filter operates as time discrete
  • Digital filter is designed to provide flexible ways to implement the filter without additional hardware.
  • a processor which is already contained in the sensor periphery may represent a digital filter embodied as software.
  • the signal processing unit may be configured to vary the filtering properties of the time-discrete working filter by varying the sampling frequency and / or variation of the coefficients of the filter in time.
  • Receive path include.
  • components such as capacitors, coils, transistors and ohmic resistors understood, by means of which the expert known filter structures can be produced.
  • the notch filter consists of a network of such components and has
  • the notch filter can be set up, in particular frequencies in a narrow range of
  • Resonance frequency of the transducer to suppress, the time variation of the filter, for example, by a separation or manufacturing electrical
  • the filter out frequency components can be selectively suppressed by the filter network branches, which are tuned to the respective frequency, for example by means of a transistor as a switch included in the filter network or switched ineffective in this. In this way, there is a possibility, by means of little effort, an adaptation of the filter properties to varying over time
  • the signal processing unit can be set up,
  • Receive signals of an analog blocking filter and a subsequent discrete-time filtering to undergo For example, by means of the above-described switchable components, a coarse fit of
  • Block filtering on the signal to be filtered take place and then a discrete-time filtering are performed, which compared to a single-time discrete filtering can have a reduced attenuation.
  • the signal processing unit may be configured to emit the transmission signal at a frequency that differs from the frequency of the Ausschwingsignals.
  • the transmission signal impressed on the sensor from the electrical side can have a significant proportion of energy or almost exclusively energy components in a range which is the same
  • Natural frequency of the sensor is adjacent. Since after switching off the electrical excitation of the transducer essentially performs a free vibration, which is in the range of its mechanical resonance, in this way a distinctness of the actively transmitted transmission signal can be made of the due to the switched off excitation tuning signal. In this way, simplified filtering can be lesser Goodness already to considerable success in the separation between
  • Notch frequency must be tracked to the Ausschwingsignal. In this way, uniform barrier properties over time and uniformly low fading over time in the energy content of the received signal result due to the filtering according to the invention.
  • FIG. 1 shows a basic diagram of the vibration amplitude of the transducer in the course of a measuring cycle
  • Figure 2 shows a time course of a received signal
  • Figure 3 is a principle frequency diagram showing the relationships between the resonant frequency of the resonant transducer and suitable ranges for use in excitation and transmit signals, respectively;
  • Figure 4 is a diagram illustrating relationships of
  • FIG. 5 is a block diagram illustrating a path of FIG
  • Figure 6 is a circuit diagram illustrating the principle of a
  • FIG. 7 shows a diagram of possible frequency characteristics of an emitted one
  • Waveform according to the present invention and a corresponding frequency response of the swinging out of the transducer used;
  • FIG. 8 shows a circuit diagram for operating a converter in accordance with FIG.
  • FIG. 9 shows a circuit diagram according to an embodiment for time-variant blocking filtering of received signals.
  • Figure 1 illustrates the amplitude of a transducer as it could be used in a device according to the invention. Over time, essentially three different operating states can be identified in the diagram shown. At the beginning of the environment detection is in a
  • Transmitting process S1 can in a transient process S1 a and a subsequent to this section with substantially constant
  • the oscillations of the transducer are still too large in this region to be able to detect reflected or incident on the transducer signals on the electrical side of the transducer can.
  • Only with an adjoining the decay process S2 reception state S3 is the Ausschwingsignal the converter so far decayed that incident on the transducer reflection signals can be separated and evaluated on the electrical side. It can be seen from FIG. 1 that the settling time S2 must be kept short in order to reliably detect early echoes originating from nearby reflection objects.
  • Figure 2 shows the sonogram of a time course in which the transducer signal is shown over a scale, illustrating the object distance in mm. While in a signal range which corresponds to 0 to 70 mm distance, the signal in terms of the amplitude scale shown in the overdrive, closes from a distance of 70 mm to about 83 mm, a detectable decrease in the vibration amplitude of the transducer. In a signal range, which has an object distance of 83 mm to about 150 mm
  • the reflection signal is recognizable at a nearby real object in the range of the converter.
  • Transducer signals between 83 mm and 150 mm are compared to the
  • ⁇ ⁇ ( ⁇ ) const. T characterized, in particular when the transducer has a pronounced resonance.
  • the converter could be used to transmit pulse-shaped modulated signal forms with an oscillation frequency deviating from the resonant frequency f RW , for example f s ⁇ 46.5 kHz, f s ⁇ 49.5 kHz, or f s ⁇ 51 kHz are excited.
  • the notch filter located in the receive path has a frequency response which attenuates signals at the resonant frequency f RW of the transducer more strongly than those emitted at the transmit signal frequency f s
  • Nahmesshit be reduced. Especially with modern digitally realized filters can be
  • FIG. 4 shows a diagram of the voltage amplitudes of the echo signal G1 in relation to an unfiltered decay signal G2 according to the prior art in comparison to a decoupling signal G3 of the converter processed by means of a notch filter according to the invention.
  • the graphs shown in FIG. 4 are also plotted over a corresponding object distance D in cm. While the Nahmesssky, which approximates the intersection of the graphs of the echo signal G1 with the graph of
  • Ausschwingsignale G2 or G3 can be determined, without notch filtering is close to the 8 cm mark, the notch filter filtered signal G3 cuts well below 6 cm, the echo signal G1.
  • the example improves
  • FIG. 5 shows a block circuit diagram in which a converter 1 is connected to a signal processing unit 2.
  • the signal processing unit 2 comprises a filter unit 3, in which in turn an analog blocking filter 4 the
  • FIG. 1 Receives input signal of the converter 1 and passes on to a downstream digital discrete-time filter 5.
  • the discrete-time filter 5 passes the filtered signal to a mixer stage 6, which uses a signal originating from a local oscillator 7 to frequency-transpose the filtered signal.
  • An evaluation unit 8 identifies the mutually resolved or manipulated signals for identifying the signal propagation delay and is configured to pass on information corresponding to the evaluation results to the periphery of the system. This may include, for example, an automotive on-board network, such as a bus system (CAN bus or other information lines).
  • Figure 6 shows a schematic diagram of a passive notch filter, which a
  • Input signal U e converts to an output signal U a .
  • an ohmic resistance Ri an ohmic resistance R 2 , an inductance L and a parallel circuit of capacitances Ci, C 2 , ... C n are provided parallel to the input U e .
  • the capacitances C 2 to C n are connected to the ground via a respective switch.
  • a tap for the output voltage U a is provided between the two ohmic resistors R- ⁇ and R 2 .
  • a ceradiode D to ground and a varistor V connected in parallel to this tap.
  • a disadvantage of the digital filter shown in FIG. 5 is its limited input dynamics. Its resolution should be known for
  • the passive blocking filter shown in Figure 6 can be used according to the invention, the passive blocking filter shown in Figure 6 can be used. This is due to the relationship of his
  • Output voltage U a to its input voltage U e characterized.
  • the mode of operation is known to the person skilled in the art.
  • the frequency response is determined by the
  • Resistors, coil and capacitors determined.
  • Resistors, coil and capacitors determined.
  • the overload of the signal U a is passively limited at very high input voltages by suitable limiting components such as varistors V and / or suppressor diodes D are provided.
  • suitable limiting components such as varistors V and / or suppressor diodes D are provided.
  • Spectral components are especially in narrow-band acoustic
  • the passive filter contains neither an inductance L nor a
  • Capacity C in particular, when used as a prefilter for a subsequent
  • the decay is characterized by a fixed oscillation frequency.
  • the swinging due to the multiple oscillatory connected to the transducer is characterized by a fixed oscillation frequency.
  • the method for filter frequency tracking includes determining the decay frequency or its course ⁇ ⁇ ( ⁇ ). Especially in the case of
  • Overdrive signals marked at the beginning of decay are those described in WO-201 1009786 A1 and methods for evaluating the period duration sequences. Subsequently, the filter frequency of the notch filter is adjusted so that the ratio of R A (d (T)) to RE (d) gives a small Nahmessgrenze.
  • this can be achieved, for example, by connecting or disconnecting the capacitors C 2 to C n .
  • the electrical connection of the capacitor in question eg, with the electrical ground
  • the capacitor switched to be effective or ineffective is separated or manufactured and thus the capacitor switched to be effective or ineffective.
  • the sampling frequency can be varied by varying the
  • Filter coefficients are set a desired blocking frequency.
  • Locking frequency is the variation of the sampling frequency. This is particularly suitable for digital filters with fixed filter coefficients. For example, filters can be efficiently realized especially when the ratio of sampling frequency F s to filter frequency f Fi
  • t f RW , corresponding to a natural number.
  • Converter f RW due to external influences, such as climate, in the range of ⁇ 2%.
  • the fluctuation of f RW should be the Sampling frequency proportionally, ie, also in the range of ⁇ 2%.
  • Such a small fluctuation will significantly improve the suppressive effect of the notch filter with low-noise signals; however, the negative impact on the transmission in the passband can be determined by the
  • the converter can form a resonant circuit of a first resonant frequency and be connected to a second or third impedance in the near range during the swinging out or during the echo circumference, in conjunction with which it forms a resonant circuit a second or a third
  • Discharge signal of the converter with a time-varying frequency f A ( ⁇ ) whose frequency over time between ⁇ 0 and T A has a similar to the transmission signal characteristic, namely in a central region has a strong falling edge and against reaching the time T. A takes a horizontal course. If the time profile of the frequency of the excitation signal shown in FIG. 7 is selected, the frequency characteristics of both signals differ with a shift by a temporal offset of T P only by an at least approximately constant frequency difference.
  • the previous measurement cycle ' (for example, based on a model of the converter) the
  • Frequency of the emitted acoustic pulse for example, slightly smaller than the frequency of the notch filter and the emitted pulse is reflected by an approaching the sensor object, the frequency of the reflected echo due to the Doppler effect compared to the transmitted signal can be increased and thus in the range of the blocking frequency of the Block filters lie. In this way, the reflected useful signal would be undesirably suppressed by the notch filter. With time-variant filtering, the notch filter should therefore only be active as long as the turn-off signal is greater than the expected relevant echo signals.
  • time-variant filtering is achieved, for example, by virtue of the fact that, in addition to the blocking filter, at least one other
  • Transmission element is provided with a different blocking effect or with a different filtering effect.
  • an adder (“adder”) may be provided, which for further processing as received signal within a
  • FIG. 8 shows an alternative embodiment of a blocking filter, as already described in FIG.
  • variable resistor R s is a switch S m between the capacitors Ci to C n and the switches S n and electrical ground provided.
  • the alternative comprising the switch S m , but not the variable resistor R s , will first be discussed. When the switch is closed, the filter network is in function. This condition can be discussed.
  • the filter network is deactivated.
  • Such a state can be used, for example, when transmitting the transmission signal or when receiving reflections, which in any case have a comparatively high level compared with the decay processes.
  • Resistor R s but not the switch S m has.
  • this alternative allows stepless adjustment between states as discussed by the alternative described above with the switch S m . While the frequencies of the filter network shown by the variable resistor R s are little or not at all affected, the attenuation of the filter network or its quality and thus the attenuation is affected. In this way, it would be possible to react to a variable variable between the level of the decay signal and the level of the echo signal. In other words, over time that could
  • FIG. 9 shows an alternative embodiment to the filter networks shown in FIG. 6 and FIG.
  • the capacitors C 1 to C n are each connected to the ground by variable ohmic resistances R S i to R Sn .
  • this offers the advantage that the influence of the capacitors used can be set independently, so that with less
  • Capacitors many different capacitor values can be set almost continuously. This improves the controllability of the filter network, reducing the influence of the filtering over time

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Description

Beschreibung Titel
Unterdrückung des Nachschwingens eines Wandlers für die Umfelddetektion Stand der Technik
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Umfeldsensorik mit einem Wandler, welcher für das Aussenden und Empfangen von Detektionssignalen verwendet wird. Die vorliegende Erfindung betrifft insbesondere eine Vorrichtung, bei welcher das Nachschwingen bzw. Ausschwingen des Wandlers nach einem Sendevorgang mittels geeigneter, insbesondere adaptiver, Filter zur rascheren Erzeugung verwertbarer Detektionssignale unterdrückt wird. Für die
Distanzmessung bzw. Umfeldüberwachung werden insbesondere im
Automobilbau Wandler eingesetzt, welche in einem ersten Verfahrensschritt in Funktion eines Senders ein Signal aussenden und anschließend in Funktion eines Empfängers Reflexionen des ausgesendeten Signals empfangen und in elektrische Signale wandeln. Aufgrund der guten Beherrschbarkeit,
Verträglichkeit und der geringen Kosten werden hierfür üblicherweise akustische Wandler eingesetzt, welche insbesondere im Ultraschallbereich arbeiten. Aus der Pulslaufzeit zwischen dem Aussenden und dem Empfangen eines reflektierten Signals wird auf den Objektabstand zum Wandler gefolgert.
Zur allgemeinen Beschreibung der Zeitverläufe eines i-ten Messzyklus' wird im Folgenden das Formelzeichen und der Begriff "Zykluszeit" verwendet. Die Zykluszeit berechnet sich aus der Differenz der Absolutzeit t sowie dem jeweiligen Zeitpunkt des Beginns tS\ des Aussendens eines Signals der
Signaldauer TPi eines i-ten Messzyklus' gemäß der Formel:
Ti = t-tsi - TPi Fig. 1 visualisiert einen typischen Verlauf einer Schwingungsamplitude eines Ultraschallwandlers während eines Messzyklus'. Während einer als "Senden" (S1 ) bezeichneten Zeit der aktiven (elektrischen) Anregung des Wandlers, beginnt der Wandler mit der ihm eingeprägten Frequenz zu schwingen. Da die heutigen Wandler resonante Systeme höherer Ordnung sind, teilt sich die
Sendezeit auf ein eine "Einschwingzeit" (S1 a) und eine "Konstantsendezeit" (S1 b).
Nach dem Ende der aktiven Anregung folgt das Ausschwingen (S2) der durch die Anregung im Wandler gespeicherten Schwingungsenergie. Erst wenn genügend
Schwingungsenergie des Wandlers abgebaut wurde, können auf dem Wandler eintreffende Echos mit dem Wandler detektiert werden. Dieser Zeitpunkt bestimmt den Beginn des Empfangens (S3). Sendezeit plus Ausschwingen beschränken die Nahmessfähigkeit der Objekte bei Sensoren, die Echos von reflektierenden Objekten über Laufzeitermittlung sensieren sollen.
Sofern das Ausschwingsignal nach erfolgtem Sendevorgang noch andauert, mit anderen Worten also die nach dem Senden verbliebenen und abklingenden Membranschwingungen noch nicht vollständig zum Erliegen gekommen sind, ist das Empfangssignal r(T) eine Überlagerung des Ausschwingens rA(T) und der Echos ΓΕ(Τ) des von Objektiven reflektierenden Sendesignals.
Das Ausschwingen rA(T) verläuft bei gleicher Ansteuerung und gleichen
Randbedingungen (insbesondere Klima, Exemplareigenschaften) gleich. Häufig wird die Gestalt solcher periodischer Signale mit Hilfe des Verlaufs der
Signalstärke des Ausschwingens Ra(T) sowie dem Frequenzverlauf des
Ausschwingens ίΑ(τ) sowie des Phasenverlaufs des Ausschwingens φΑ(τ) gemäß der Formel
(2) beschrieben. Bei heute in Serie befindlichen Systemen wird dabei nur die Signalstärke ausgewertet. WO-201 1009786 A1 beschreibt eine Mehrträger-Impulsmodulation, bei der ein Frequenzsatz durch mehrere via verschiedene Wandler ausgesandte
Frequenzen codiert ist. WO-2010063510 A1 beschreibt allgemein breitbandige Modulationsverfahren mit
Anregungen außerhalb der Durchlassfrequenz des Wandlers und Verfahren zur Korrektur des Frequenzganges des Wandlers.
EP 2 251 710 A2 beschreibt eine Pulsdauermodulation, bei der mittels kurzer Sendepulsdauern eine hohe Ortsauflösung und eine gute Nahmessfähigkeit erreicht werden.
Es ist daher wünschenswert, das Ausschwingen des Wandlers bei der
Gestaltung des akustischen Sendesignals weiter unterdrücken zu können, um räumlich nah am Sensor befindliche Reflexpunkte von Objekten noch detektieren zu können.
Offenbarung der Erfindung Die vorstehend genannte Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch eine
Vorrichtung mit den Merkmalen gemäß Anspruch 1 . Entsprechend weist die Vorrichtung zur Umfeldsensorik einen Wandler zum Senden und Empfangen von Signalen auf. Der Wandler kann beispielsweise als elektroakustischer Wandler ausgestaltet sein. Bevorzugt kann dieser im Ultraschallbereich arbeiten. Des Weiteren weist die Vorrichtung eine Signalverarbeitungseinheit auf, welche eingerichtet ist, den Wandler mit einem zum Senden geeigneten Signal zu versorgen. Weiter kann die Signalverarbeitungseinheit eingerichtet sein, ein vom Wandler empfangenes (z.B. akustisches) Signal zu erhalten und aus der Laufzeit zwischen Sendevorgang und Eingang eines entsprechenden Reflexionssignals einen Abstand des Wandlers von Umgebungsobjekten zu bestimmen.
Erfindungsgemäß ist die Signalverarbeitungseinheit eingerichtet, den Wandler mit einer Sendesignalform zu beaufschlagen, welche im Vergleich zu dessen Ausschwingsignal eine andere Signalform aufweist. Insbesondere kann die Sendesignalform eine andere Grundfrequenz aufweisen, als sie der Grundmode des Ausschwingsignals, also der mechanischen Resonanzfrequenz des
Wandlers, entspricht. Weiter kann die Signalverarbeitungseinheit erfindungsgemäß eingerichtet sein, dass über den Wandler empfangene Signal durch einen Sperrfilter zumindest anteilig vom Ausschwingsignal zu befreien. Mit anderen Worten werden diejenigen Energieanteile, welche im Wandlersignal vom Ausschwingvorgang herrühren, vermindert, so dass die Energieanteile, welche durch das reflektierte und vom Wandler empfangene Signal stammen, besser analysiert werden können.
Die Unteransprüche zeigen bevorzugte Weiterbildungen der Erfindung. Bevorzugt kann die Signalverarbeitungseinheit eingerichtet sein, den Sperrfilter den Eigenschaften des Ausschwingsignals nachzuführen. Das Ausschwingsignal ist beispielsweise durch seinen Amplituden- und/oder Frequenzverlauf gekennzeichnet. Während naturgemäß eine Abnahme der Amplitude beim Ausschwingsignal erfolgt, ist zusätzlich auch eine Veränderung der Frequenz des Ausschwingsignals über der Zeit möglich. Unter einem "Nachführen" eines Filters sei im Rahmen der vorliegenden Erfindung verstanden, dass die Eigenschaften des Filters korrespondierend zu einem zu filternden Signal mit der Zeit angepasst werden, so dass einander entsprechende Signalsektionen einer ähnlichen Filtercharakteristik unterworfen sind.
Weiter bevorzugt kann die Signalverarbeitungseinheit eingerichtet sein, die Sperrfrequenz des Sperrfilters der Frequenz, insbesondere der Grundfrequenz, des Ausschwingsignals des Wandlers über der Zeit nachzuführen. Dies bietet den Vorteil, dass beispielsweise die den höchsten energetischen Anteil des Ausschwingsignals aufweisende Grundschwingung mit einer maximalen
Dämpfung aus dem gesamten Ausschwingsignal über der Zeit entfernt werden kann.
Weiter bevorzugt kann die Signalverarbeitungseinheit eingerichtet sein, eine zeitvariante Filterung dadurch durchzuführen, dass das Dämpfungsmaß des
Sperrfilters dem Verhältnis der Stärke des Ausschwingsignals in Bezug auf die Stärke des empfangenen Signals nachgeführt wird. Mit anderen Worten wird das Dämpfungsmaß dem Pegelunterschied der Amplituden der Spannungen beider Signale nachgeführt. Auf diese Weise kann zu einem frühen Zeitpunkt während des Detektionsvorgangs ein noch hoher Pegel des Ausschwingsignals stark gedämpft werden und nach einer gewissen Zeitdauer das bereits abgeklungene Ausschwingsignal nur noch gering gedämpft werden, während die Präzision und Ansprechgeschwindigkeit des Filters hierbei gesteigert werden kann.
Weiter bevorzugt kann die Signalverarbeitungseinheit um weitere, zur Filterung verwendbare Elemente erweitert werden. Durch diese kann die
Signalverarbeitungseinheit eingerichtet sein, die zeitvariante Filterung
beispielsweise mittels des zuvor beschriebenen Sperrfilters, sowie zusätzlich mittels eines dem Sperrfilter nachgeschalteten zweiten Filters und beispielsweise mittels einer analogen Mischerstufe durchzuführen. Dabei kann die
Signalverarbeitungseinheit eingerichtet sein, die Filterfrequenzeigenschaften des zweiten Filters den Filterfrequenzeigenschaften des Sperrfilters nachzuführen. Ist beispielsweise das Sperrfilter ein analoges Filter und das zweite Filter ein digitales Filter, so können die Vorteile beider Filterprinzipien miteinander vereint werden. Über die analoge Mischerstufe kann dabei das empfangene Signal mittels eines lokalen Oszillators in einen anderen Frequenzbereich transponiert werden, in welchem die Filter kostengünstiger und/oder präziser das
Empfangssignal vom Ausschwingsignal trennen können.
Weiter bevorzugt kann der Sperrfilter als zeitdiskret arbeitender Filter ausgeführt sein. Insbesondere in dem Fall, dass der Sperrfilter als zeitdiskret arbeitender
Digitalfilter ausgeführt ist, bieten sich flexible Möglichkeiten, den Filter ohne zusätzlichen Hardwareaufwand zu implementieren. Beispielsweise kann ein ohnehin in der Sensorperipherie enthaltener Prozessor einen als Software ausgeführten Digitalfilter darstellen.
Weiter bevorzugt kann die Signalverarbeitungseinheit eingerichtet sein, die filternden Eigenschaften des zeitdiskret arbeitenden Filters mittels Variation der Abtastfrequenz und/oder Variation der Koeffizienten des Filters zeitlich zu variieren. Auf diese Weise ergibt sich eine einfache Möglichkeit, eine Anpassung zeitlich variierender Eigenschaften des Ausklingsignals durch Filtereigenschaften zu berücksichtigen, ohne dass aufwändige dynamische Filterfunktionen implementiert oder (im Falle analoger Filter) Schaltvorgänge zur Anpassung des Filters erforderlich würden. Weiter bevorzugt kann der Sperrfilter diskrete elektrische Bauteile im
Empfangspfad umfassen. Unter diskreten elektrischen Bauteilen seien im Rahmen der vorliegenden Erfindung Bauelemente, wie z.B. Kondensatoren, Spulen, Transistoren und ohmsche Widerstände verstanden, mittels welcher dem Fachmann bekannte Filterstrukturen erzeugt werden können. Insbesondere besteht der Sperrfilter aus einem Netzwerk solcher Bauteile und weist
insbesondere Schalter bzw. Transistoren auf. Dabei kann der Sperrfilter eingerichtet sein, insbesondere Frequenzen in einem engen Bereich der
Resonanzfrequenz des Wandlers zu unterdrücken, wobei die Zeitvariation des Filters beispielsweise durch ein Trennen bzw. Herstellen elektrischer
Verbindungen der Bauteile innerhalb des Empfangspfades des Filterweges erzeugt wird. M.a.W. können die herauszufilternden Frequenzanteile dadurch gezielt unterdrückt werden, indem die Filternetzwerkzweige, welche auf die jeweilige Frequenz abgestimmt sind, beispielsweise mittels eines Transistors als Schalter in das Filternetzwerk einbezogen bzw. in diesem wirkungslos geschaltet werden. Auf diese Weise bietet sich eine Möglichkeit, mittels geringem Aufwand eine Anpassung der Filtereigenschaften an zeitlich variierende
Ausschwingsignale bzw. empfangene reflektierte Signale anzupassen.
Weiter bevorzugt kann die Signalverarbeitungseinheit eingerichtet sein,
Empfangssignale einer analogen Sperrfilterung und einer anschließenden zeitdiskreten Filterung zu unterziehen. Beispielsweise kann mittels der vorstehend erläuterten schaltbaren Bauteile eine Grobanpassung der
Sperrfilterung an das zu filternde Signal erfolgen und anschließend eine zeitdiskrete Filterung durchgeführt werden, welche gegenüber einer alleinigen zeitdiskreten Filterung ein vermindertes Dämpfungsmaß aufweisen kann.
Weiter bevorzugt kann die Signalverarbeitungseinheit eingerichtet sein, das Sendesignal auf einer Frequenz auszusenden, die sich von der Frequenz des Ausschwingsignals unterscheidet. Mit anderen Worten kann das dem Sensor von elektrischer Seite eingeprägte Sendesignal einen erheblichen Energieanteil oder nahezu ausschließlich Energieanteile in einem Bereich aufweisen, welcher der
Eigenfrequenz des Sensors benachbart ist. Da nach dem Abschalten der elektrischen Anregung der Wandler im Wesentlichen eine freie Schwingung durchführt, welche im Bereich seiner mechanischen Resonanz liegt, kann auf diese Weise eine Unterscheidbarkeit des aktiv ausgesendeten Sendesignals von dem aufgrund der abgeschalteten Anregung sich einstellenden Ausschwingsignal hergestellt werden. Auf diese Weise kann eine vereinfachte Filterung geringerer Güte bereits zu erheblichen Erfolgen bei der Trennung zwischen
Ausschwingsignal und empfangenem reflektiertem Signal erfolgen.
Weiter bevorzugt kann der Frequenzverlauf des Sendesignals dem
Frequenzverlauf des Ausschwingsignals nachgeführt werden. Mit anderen Worten kann insbesondere ein fester Frequenzversatz zwischen dem
Ausschwingsignal und dem Anregungssignal erzielt werden, wodurch die Filterflankensteilheit über der Zeit konstant gehalten und lediglich die
Sperrfrequenz dem Ausschwingsignal nachgeführt werden muss. Auf diese Weise ergeben sich über der Zeit gleichmäßige Sperreigenschaften und ein über der Zeit gleichbleibend geringer Schwund im Energiegehalt des Empfangssignals aufgrund der erfindungsgemäßen Filterung.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen im Detail beschrieben. In den Zeichnungen ist:
Figur 1 ein Prinzipdiagramm zur Schwingungsamplitude des Wandlers im Verlauf eines Messzyklus',
Figur 2 ein Zeitverlauf eines Empfangssignals einschließlich
Echos von einem realen Objekt,
Figur 3 ein prinzipielles Frequenzdiagramm zu den Zusammenhängen zwischen der Resonanzfrequenz des ausschwingenden Wandlers und geeigneten Bereichen zur Verwendung für Anregungs- bzw. Sendesignale;
Figur 4 ein Diagramm veranschaulichend Beziehungen der
Signalstärke zwischen Ausschwingsignalen und den jeweils zugehörigen Echos gemäß dem Stand der Technik sowie gemäß der vorliegenden Erfindung; Figur 5 ein Blockdiagramm, veranschaulichend einen Pfad der
Signalverarbeitung in einem Ausführungsbeispiel gemäß der vorliegenden Erfindung;
Figur 6 ein Schaltbild, veranschaulichend das Prinzip eines
allgemeinen passiven Sperrfilters;
Figur 7 ein Diagramm möglicher Frequenzverläufe einer ausgesandten
Signalform gemäß der vorliegenden Erfindung sowie ein korrespondierender Frequenzverlauf des Ausschwingens des verwendeten Wandlers;
Figur 8 zeigt ein Schaltbild zum Betrieb eines Wandlers gemäß einem
Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; und
Figur 9 zeigt ein Schaltbild gemäß einem Ausführungsbeispiel zur zeitvarianten Sperrfilterung empfangener Signale.
Ausführungsformen der Erfindung
Figur 1 veranschaulicht die Amplitude eines Wandlers, wie er in einer erfindungsgemäßen Vorrichtung verwendet werden könnte. Über der Zeit lassen sich im Wesentlichen drei verschiedene Betriebszustände im dargestellten Diagramm identifizieren. Zu Beginn der Umfelderkennung wird in einem
Sendevorgang S1 der Wandler mit Schwingungsenergie versorgt. Der
Sendevorgang S1 kann dabei in einen Einschwingvorgang S1 a und einen sich an diesen anschließenden Abschnitt mit im Wesentlichen konstanter
Schwingungsamplitude S1 b unterteilen. Hat der Wandler im
Schwingungszustand mit im Wesentlichen konstanter Amplitude S1 b für die Umfelderkennung hinreichend Energie abgestrahlt, wird die elektrische Anregung des Wandlers abgeschaltet, im Ansprechen worauf ein Ausschwingvorgang S2 mit abnehmender Schwingungsamplitude erfolgt. Die Schwingungen des Wandlers sind in diesem Bereich noch zu groß, um reflektierte bzw. auf den Wandler auftreffende Signale an der elektrischen Seite des Wandlers detektieren zu können. Erst mit einem sich an den Ausschwingvorgang S2 anschließenden Empfangszustand S3 ist das Ausschwingsignal des Wandlers so weit abgeklungen, dass auf den Wandler eintreffende Reflexionssignale auf der elektrischen Seite separiert und ausgewertet werden können. Es ist aus Figur 1 ersichtlich, dass die Ausschwingzeit S2 kurzgehalten werden muss, um frühzeitige Echos, stammend von nahegelegenen Reflexionsobjekten, zuverlässig erkennen zu können.
Figur 2 zeigt das Sonagramm eines Zeitverlaufes, in welchem das Wandlersignal über einer Skala, veranschaulichend den Objektabstand in mm, dargestellt ist. Während in einem Signalbereich, welcher 0 bis 70 mm Abstand entspricht, das Signal hinsichtlich der dargestellten Amplitudenskala in der Übersteuerung befindet, schließt sich ab einem Abstand von 70 mm bis ca. 83 mm eine erkennbare Abnahme der Schwingungsamplitude des Wandlers an. In einem Signalbereich, welcher einer Objektdistanz von 83 mm bis ca. 150 mm
entspricht, ist das Reflexionssignal an einem nahegelegenen realen Objekt im Bereich des Wandlers erkennbar. Die vom realen Objekt stammenden
Wandlersignale zwischen 83 mm und 150 mm sind gegenüber dem
Ausschwingsignal des Wandlers gut erkennbar und könnten daher auch signalverarbeitungstechnisch gut einander gegenüber aufgelöst und ausgewertet werden.
In einer häufig auftretenden Form ist das Ausschwingen von einer festen zeitinvarianten Ausschwingfrequenz ίΑ(τ) = const.T gekennzeichnet, insbesondere wenn der Wandler eine ausgeprägte Resonanz aufweist. Weist beispielsweise der Wandler eine Resonanzfrequenz ίΑ(τ) = fRW = 48 kHz auf, so könnte der Wandler zum Aussenden pulsformig modulierter Signalformen mit einer von der Resonanzfrequenz fRW abweichenden Schwingfrequenz von beispielsweise fs ~ 46,5 kHz, fs ~ 49,5 kHz, oder fs ~ 51 kHz angeregt werden. Weist das im Empfangspfad befindliche Sperrfilter erfindungsgemäß einen Frequenzgang auf, welcher Signale bei der Resonanzfrequenz fRW des Wandlers stärker dämpft, als die bei der Sendesignalfrequenz fs ausgesandten
Messsignale, so kann der störende Einfluss des Ausschwingens auf die
Nahmessfähigkeit reduziert werden. Insbesondere mit modernen digital realisierten Filtern lassen sich
Frequenzgänge wie der in Fig. 3 gezeigte realisieren. Mit solchen Filtern lassen sich ausgewählte Frequenzen wie beispielsweise fRW unterdrücken. Im Idealfall ist die erreichte Unterdrückung unendlich groß. Deutlich wird auch, dass in der Praxis der bei Verwendung des dort gezeigten Sperrfilters Signale mit einer Signalfrequenz bei fs ~ 51 kHz am wenigsten durch das Sperrfilter unterdrückt werden. Im Verhältnis zu der idealer Weise unendlich großen Unterdrückung bei der Sperrfrequenz fRW werden aber auch Signale mit einer Signalfrequenz von fs = 46,5 kHz und/oder fs ~ 49,5 kHz vernachlässigbar gering unterdrückt. In der Praxis ist eine relative Unterdrückung, also bezogen auf die Dämpfung des Nutzsignals, um einen Faktor von ca. 10 realistisch.
Figur 4 zeigt ein Diagramm zu den Spannungsamplituden des Echosignals G1 im Verhältnis zu einem ungefilterten Ausschwingsignal G2 gemäß dem Stand der Technik im Vergleich zu einem mittels eines erfindungsgemäßen Sperrfilters bearbeiteten Ausschwingsignals G3 des Wandlers. Auch die in Figur 4 dargestellten Graphen sind über einem korrespondierenden Objektabstand D in cm aufgetragen. Während die Nahmessgrenze, welche näherungsweise als Schnittpunkt der Graphen des Echosignals G1 mit dem Graphen der
Ausschwingsignale G2 bzw. G3 bestimmbar ist, ohne Sperrfilterung nahe der 8- cm-Marke liegt, schneidet das Sperrfilter-gefilterte Signal G3 bereits deutlich unterhalb von 6 cm das Echosignal G1. Im Beispiel verbessert sich die
Nahmess-Grenze durch die Sperrfilterung um mehr als 2 cm.
Figur 5 zeigt ein Blockschaltdiagramm, in welchem ein Wandler 1 mit einer Signalverarbeitungseinheit 2 verbunden ist. Die Signalverarbeitungseinheit 2 umfasst eine Filtereinheit 3, in welcher wiederum ein analoger Sperrfilter 4 das
Eingangssignal des Wandlers 1 erhält und an einen ihm nachgeschalteten digitalen zeitdiskreten Filter 5 weitergibt. Der zeitdiskrete Filter 5 gibt seinerseits das gefilterte Signal an eine Mischerstufe 6 weiter, welche ein von einem lokalen Oszillator 7 stammendes Signal zur Frequenztransposition des gefilterten Signals verwendet. Eine Auswerteeinheit 8 identifiziert die gegeneinander aufgelösten bzw. manipulierten Signale zur Identifikation der Signallaufzeit und ist eingerichtet, den Auswerteergebnissen entsprechende Informationen an die Peripherie des Systems weiterzugeben. Diese kann beispielsweise ein automobiles Bordnetz, wie beispielsweise ein Bussystem (CAN-Bus oder andere Informationsleitungen) umfassen. Figur 6 zeigt ein Prinzipschaltbild eines passiven Sperrfilters, welcher ein
Eingangssignal Ue in ein Ausgangssignal Ua umwandelt. Hierzu sind ein ohmscher Widerstand R-i, ein ohmscher Widerstand R2, eine Induktivität L sowie eine Parallelschaltung aus Kapazitäten Ci, C2, ... Cn parallel zum Eingang Ue vorgesehen. Die Kapazitäten C2 bis Cn sind über einen jeweiligen Schalter mit der Masse verbunden. Zwischen den zwei ohmschen Widerständen R-ι und R2 ist ein Abgriff für die Ausgangsspannung Ua vorgesehen. An diesem Abgriff liegt zusätzlich eine Ceradiode D gegen Masse und ein ihr parallel geschalteter Varistor V. Nachteilig an dem in Figur 5 dargestellten Digitalfilter kann seine beschränkte Eingangsdynamik sein. Dessen Auflösung sollte für bekannte
Anwendungen zwischen 16 bis 18 Bit liegen. Um dieses Erfordernis
herabzusetzen, kann erfindungsgemäß der in Figur 6 dargestellte passive Sperrfilter verwendet werden. Dieser wird durch das Verhältnis seiner
Ausgangsspannung Ua zu seiner Eingangsspannung Ue charakterisiert. Die Funktionsweise ist dem Fachmann bekannt. Der Frequenzgang wird durch die
Widerstände, Spule und Kondensatoren bestimmt. Optional kann durch
Parallelschalten der Kondensatoren C2 ... Cn zum Kondensator Ci der
Frequenzgang dieses Sperrfilters variiert werden. Ein Verfahren zur
Filterfrequenznachführung wird weiter unten beschrieben.
Optional wird bei sehr hohen Eingangsspannungen die Übersteuerung des Signals Ua passiv begrenzt indem geeignete begrenzende Bauelemente wie beispielsweise Varistoren V oder/und Suppressordioden D vorgesehen werden. Die durch diese nichtlinearen Bauelemente entstehenden weiteren
Spektralanteile sind insbesondere bei schmalbandigen akustischen
Messsignalen zumeist vernachlässigbar. In einer weiteren (nicht dargestellten) Ausgestaltung enthält der Passivfilter weder eine Induktivität L noch eine
Kapazität C, insbesondere, wenn es als Vorfilter für ein nachfolgendes
Digitalfilter verwendet wird.
Im zuvor beschriebenen einfachen Idealfall ist das Ausschwingen durch eine feste Schwingfrequenz charakterisiert. In der Praxis weist das Ausschwingen infolge der mehreren an den Wandler angeschlossenen schwingfähigen
Elemente einen zeitvarianten Verlauf der Ausschwingfrequenz ίΑ(τ) auf. Da das Ausschwingen im Allgemeinen von der jeweils zuvor ausgesandten Signalform abhängt, wird bei der Gestaltung der ausgesandten Signalform und dem den Einfluss des Ausschwingens unterdrückenden Sperrfilters Wissen über Merkmale des Wandlers und seiner Beschaltung benötigt. Dies kann
beispielsweise durch Analyse der Gestalt des Ausschwingens wie beispielsweise durch Analyse des Verlaufs der Signalstärke des Ausschwingens Ra(T) sowie des Verlaufs der Frequenz des Ausschwingens ίΑ(τ) erhalten werden.
Das Verfahren zur Filterfrequenznachführung beinhaltet das Bestimmen der Ausschwingfrequenz bzw. dessen Verlauf ίΑ(τ). Insbesondere bei den durch
Übersteuerung zu Beginn des Ausschwingens gekennzeichneten Signalen eignen sich die in WO-201 1009786 A1 beschriebenen Vorrichtung und Verfahren zur Auswertung der Periodendauerfolgen. Anschließend wird die Filterfrequenz des Sperrfilters derart nachgeregelt, dass das Verhältnis von RA(d(T)) zu RE(d) eine kleine Nahmessgrenze ergibt.
Bei dem in Fig. 6 dargestellten passiven Sperrfilter kann dies beispielsweise durch Zu- oder Abschalten der Kondensatoren C2 bis Cn erreicht werden. Mit anderen Worten wird die elektrische Verbindung des betreffenden Kondensators (z.B. mit der elektrischen Masse) getrennt bzw. hergestellt und der Kondensator somit wirksam bzw. unwirksam geschaltet.
Bei Digitalfiltern kann bei konstanter Abtastfrequenz durch Variation der
Filterkoeffizienten eine gewünschte Sperrfrequenz eingestellt werden. Ein besonders hervorzuhebendes alternatives Verfahren zur Variation der
Sperrfrequenz ist die Variation der Abtastfrequenz. Dieses eignet sich besonders bei Digitalfiltern mit festen Filterkoeffizienten. Beispielsweise lassen sich Filter besonders dann effizient realisieren, wenn das Verhältnis von Abtastfrequenz Fs zur Filterfrequenz fFi|t, d.h. in diesem Fall der durch die Ausschwingresonanz des Wandlers fRW vorgegebenen Sperrfrequenz fFi|t = fRW, einer natürlichen Zahl entspricht.
Erfahrungsgemäß schwankt die Frequenz der Ausschwingresonanz des
Wandlers fRW infolge äußerer Einflüsse, wie Klima, im Bereich von ±2%. Um angesichts dieser äußeren Einflüsse die Sperrwirkung des Sperrfilters stets optimal zu halten, sollte sich entsprechend der Schwankung von fRW die Abtastfrequenz proportional verändern, d.h., ebenfalls im Bereich von ±2%. Eine solche kleine Schwankung wird bei rauscharmen Signalen die unterdrückende Wirkung des Sperrfilters deutlich verbessern; der negative Einfluss auf die Durchlässigkeit im Durchlassbereich kann jedoch, wie anhand des
Frequenzganges in Fig. 3 ersichtlich, dagegen aufgrund der im Durchlassbereich flachen Flanken zumeist vernachlässigt werden.
Beispielsweise kann während des Ausschwingens die Abtastfrequenz leicht variiert werden, um den in Fig. 3 dargestellten Frequenzgang des Sperrfilters für ein Ausschwingen mit einer zeitvarianten Resonanz fRW = ΪΑ(Τ) Φ constT zu erreichen, wie sie z.B. in der nachfolgenden Fig. 7 gezeigt wird.
Da ein Elektro-Akustik-Wandler bei der akustischen Umfelderfassung mittels ausgesandter akustischer Messsignalformen wiederholt gleichartig angesteuert wird, können diese Wiederholungen dazu genutzt werden, den jeweils aktuellen Verlauf des Ausschwingens zu bestimmen, um das Sperrfilter und/oder die im nachfolgenden Messzyklus ausgesandte Signalform so zu variieren, dass der Signalanteil des Ausschwingens gegenüber dem Signalanteil des Echos auf die ausgesandte Signalform im Empfangssignal unterdrückt wird.
Eine weitere Maßnahme zur Verminderung des negativen Einflusses des
Ausschwingens auf die Nahmessfähigkeit verwendet eine veränderliche
Impedanz, mit welcher der Wandler beschaltet wird. Auf diese Weise kann der Wandler während des Aussendens der akustischen Sendesignale mit einer ersten Impedanz einen Schwingkreis einer ersten Resonanzfrequenz bilden und während des Ausschwingens bzw. während des Echoumfangs im Nahbereich mit einer zweiten bzw. dritten Impedanz beschaltet werden, in Verbindung mit welcher er einen Resonanzkreis einer zweiten bzw. einer dritten
Resonanzfrequenz bildet.
In der Praxis kann es jedoch zudem vorkommen, dass der Frequenzgang des Ausschwingens, wie in Figur 7 dargestellt, zeitvariabel ist.
In Figur 7 ist ein Sendesignal veränderlicher Frequenz fs (τ) zwischen einem Zeitpunkt -τρ bis τ = 0 ausgesendet worden. Erkennbar ist dabei seine Frequenz von einem höheren Frequenzniveau über eine Flanke zunehmender Steilheit auf ein niedrigeres Niveau abgesunken. Deutlich niedriger als dieses zweite
Frequenzniveau des Sendesignals beginnt ab einem Zeitpunkt τ = 0 das
Ausschwingsignal des Wandlers mit einer zeitlich veränderlichen Frequenz fA (τ), dessen Frequenz im Laufe der Zeit zwischen τ = 0 und TA eine dem Sendesignal ähnliche Charakteristik aufweist, nämlich in einem mittleren Bereich eine stark abfallende Flanke aufweist und gegen Erreichen der Zeit TA einen horizontalen Verlauf annimmt. Wird der in Figur 7 gezeigte zeitliche Verlauf der Frequenz des Anregungssignals gewählt, unterscheiden sich die Frequenzverläufe beider Signale bei einer Verschiebung um einen zeitlichen Versatz von TP nur noch durch eine zumindest annähernd konstante Frequenzdifferenz.
Alternativ kann abhängig von der Form des Ausschwingsignals, insbesondere vom Verlauf der Ausschwingfrequenz über der Zeit, des vorangegangenen Messzyklus' (beispielsweise anhand eines Modells des Wandlers) die
nachfolgend ausgesandte Signalform bestimmt werden. Dies erfolgt
beispielsweise derart, dass eine hohe akustische Energie ausgestrahlt wird, um hohe Reichweiten zu erzielen oder beispielsweise derart, dass eine hohe Ortsauflösung ermöglicht wird, oder derart, dass die Sendefrequenz sich stets von der Ausschwingfrequenz unterscheidet. Daher ist bevorzugt eine
Zeitvariantenfilterung durchzuführen, d.h., der Sperrfilter sollte nur während des
Ausschwingens aktiv sein. In der Praxis liegt dies in Zeitbereichen τ < 2 ms. Dies ist insbesondere bei Auftreten von Dopplerverschiebung sinnvoll. Ist die
Frequenz des ausgesandten akustischen Impulses beispielsweise etwas kleiner als die Frequenz des Sperrfilters und wird der ausgesandte Impuls von einem sich dem Sensor nähernden Objekt reflektiert, so kann die Frequenz des reflektierten Echos aufgrund des Dopplereffektes gegenüber dem ausgesandten Signal erhöht sein und somit im Bereich der Sperrfrequenz des Sperrfilters liegen. Auf diese Weise würde das reflektierte Nutzsignal unerwünschterweise also vom Sperrfilter unterdrückt. Bei zeitvarianter Filterung sollte das Sperrfilter also nur so lange aktiv sein, wie das Ausschwingsignal größer ist als zu erwartende relevante Echosignale.
Erfindungsgemäß wird eine zeitvariante Filterung beispielsweise dadurch erreicht, dass zusätzlich zum Sperrfilter zumindest ein anderes
Übertragungsglied mit anderer Sperrwirkung bzw. mit einer anderen Filterwirkung vorgesehen ist. Zusätzlich kann eine Addierstelle ("adder") vorgesehen sein, welche die zur Weiterverarbeitung als Empfangssignal innerhalb eines
Messzyklus' anfangs das Signal des Sperrfilters und nachfolgend das Signal des anderen Übertragungsgliedes weiterreicht. Figur 8 zeigt eine alternative Ausführungsform eines Sperrfilters, wie es bereits in
Verbindung mit Figur 6 vorgestellt worden ist. Das zwischen dem ohmschen Widerstand R2 und der elektrischen Masse angeordnete Filternetzwerk ist gegenüber Figur 6 dadurch verändert worden, dass zwischen den in Figur 6 gezeigten Kondensatoren Ci bis Cn bzw. den an diese gegen Masse
angeschlossene Schalter und der elektrischen Masse ein kontinuierlich veränderlicher Widerstand Rs geschaltet ist. Als eine Alternative ist dem veränderlichen Widerstand Rs ein Schalter Sm zwischen den Kondensatoren Ci bis Cn bzw. den Schaltern Sn und elektrischer Masse vorgesehen. Im Folgenden wird zunächst die Alternative, aufweisend den Schalter Sm, jedoch nicht den veränderlichen Widerstand Rs, besprochen. Ist der Schalter geschlossen, ist das Filternetzwerk in Funktion. Dieser Zustand kann
beispielsweise während des Ausschwingens und Empfangens gegenüber den Ausschwingvorgängen schwacher Signale dazu verwendet werden, das empfangene Signal gegenüber den Ausschwingvorgängen hervorzuheben. Wird der Schalter geöffnet, so ist das Filternetzwerk deaktiviert. Ein solcher Zustand kann beispielsweise beim Aussenden des Sendesignals bzw. beim Empfangen von Reflexionen, welche gegenüber den Ausschwingvorgängen ohnehin einen vergleichsweise hohen Pegel aufweisen, verwendet werden.
Nachfolgend wird die Alternative diskutiert, welche den veränderlichen
Widerstand Rs, jedoch nicht den Schalter Sm aufweist. Im Wesentlichen ermöglicht diese Alternative eine stufenlose Anpassung zwischen Zuständen, wie sie durch die vorstehend beschriebene Alternative mit dem Schalter Sm diskutiert worden sind. Während die Frequenzen des dargestellten Filternetzwerks durch den veränderlichen Widerstand Rs nur wenig bzw. überhaupt nicht beeinflusst werden, wird die Dämpfung des Filternetzwerks bzw. seine Güte und damit das Dämpfungsmaß beeinflusst. Auf diese Weise könnte auf einen zwischen dem Pegel des Ausschwingsignals und dem Pegel des Echosignals veränderliche Differenz reagiert werden. Mit anderen Worten könnte über der Zeit das
Dämpfungsmaß des Filternetzwerks einem Abklingen des Ausschwingsignals nachgefühlt werden, wodurch auch Verluste im Echosignal vermindert werden können. Sämtliche Schalter der in Figur 8 dargestellten Anordnung lassen sich ebenso wie die variablen Widerstände besonders leicht durch
Feldeffekttransistoren realisieren, deren Drain-Source-Strecke als Kleinsignal angesteuert wird.
Figur 9 zeigt eine alternative Ausgestaltung zu den in Figur 6 und Figur 8 dargestellten Filternetzwerken. In Figur 9 sind die Kondensatoren Ci bis Cn jeweils durch veränderliche ohmsche Widerstände RSi bis RSn mit der Masse verbunden. Gegenüber der in Figur 8 dargestellten Anordnung bietet sich hierdurch der Vorteil, dass der Einfluss der verwendeten Kondensatoren unabhängig voneinander eingestellt werden kann, so dass mit weniger
Kondensatoren viele verschiedene Kondensatorwerte nahezu kontinuierlich eingestellt werden können. Hierdurch verbessert sich die Regelbarkeit des Filternetzwerks, wodurch der Einfluss der Filterung mit dem Zeitverlauf im
Rahmen eines Empfangs- bzw. Messzyklus' reduziert werden kann.
Es ist ein Kerngedanke der vorliegenden Erfindung, entgegen dem energetisch sinnvollen und im Stand der Technik weit verbreiteten Anregen eines Wandlers mit seiner Resonanzfrequenz eine von der Resonanzfrequenz des Wandlers unterschiedliche Frequenz zur Anregung des Wandlers zu verwenden. Da nach dem Abschalten des Anregungssignals der Wandler im Wesentlichen (ggf. unter Einflussnahme weiterer elektrischer Bauelemente) frei ausschwingt, kann das an der Anregungsfrequenz orientierte reflektierte und vom Wandler empfangene Signal mittels Filtertechnik gegenüber dem Ausschwingsignal des Wandlers hervorgehoben werden.
Es ist ein weiterer Kerngedanke der vorliegenden Erfindung, eine Filterung des Wandlersignals zeitvariant durchzuführen, um eine bessere Trennung und damit Auflösbarkeit frequenzveränderlicher Ausschwing- und frequenzveränderlichen
Empfangssignalen darstellen zu können.
Auch wenn die erfindungsgemäßen Aspekte und vorteilhaften
Ausführungsformen anhand der in Verbindung mit den beigefügten
Zeichnungsfiguren erläuternden Ausführungsbeispiele im Detail beschrieben worden sind, sind für den Fachmann Modifikationen und Kombinationen von Merkmalen der dargestellten Ausführungsbeispiele möglich, ohne den Bereich der vorliegenden Erfindung zu verlassen, deren Schutzbereich durch die beigefügten Ansprüche definiert wird.

Claims

- I S Ansprüche
1 . Vorrichtung zur Umfeldsensorik, insbesondere zur akustischen
Signalaufnahme, umfassend
einen Wandler (1 ) zum Senden und Empfangen von Signalen,
- eine Signalverarbeitungseinheit (2) mit einem Sperrfilter (4),
wobei die Signalverarbeitungseinheit (2) eingerichtet ist, anhand eines über den Wandler (1 ) ausgesendeten ersten Signals in Verbindung mit dem reflektierten, über den Wandler (1 ) empfangenen ersten Signals einen Abstand des Wandlers (1 ) von Umgebungsobjekten zu bestimmen, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalverarbeitungseinheit (2) eingerichtet ist, den
Wandler (1 ) mit einer im Vergleich zu seinem Ausschwingsignal
unterschiedlichen Signalform zum Senden anzuregen und durch den
Sperrfilter (4) das über den Wandler (1 ) empfangene Signal zumindest anteilig von dem Ausschwingsignal zu befreien.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die
Signalverarbeitungseinheit (2) eingerichtet ist, den Sperrfilter (4) den
Eigenschaften des Ausschwingsignals nachzuführen.
3. Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch
gekennzeichnet, dass die Signalverarbeitungseinheit (2) eingerichtet ist, die Sperrfrequenz des Sperrfilters (4) der Frequenz des Ausschwingsignals des Wandlers (1 ) über der Zeit nachzuführen, und/oder eine zeitvariante Filterung durchzuführen, indem das Dämpfungsmaß des Sperrfilters (4) dem
Zeitverlauf des Verhältnisses der Stärke des Ausschwingsignals in Bezug auf die Stärke des empfangenen Signals nach geführt wird.
4. Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche (4), dadurch
gekennzeichnet, dass die Signalverarbeitungseinheit (2) eingerichtet ist, eine zeitvariante Filterung durch
den Sperrfilter (4), sowie zumindest einen dem Sperrfilter (4) nachgeschalteten zweiten Filter (5), sowie
eine analoge Mischerstufe (6) durchzuführen, wobei die
Signalverarbeitungseinheit (2) eingerichtet ist, die
Filterfrequenzeigenschaften des zweiten Filters (5) den
Filterfrequenzeigenschaften des Sperrfilters (4) nachzuführen und wobei die Mischerstufe (6) eingerichtet ist, das Filtersignal aus dem Ausgangssignal des Sperrfilters (4) und/oder aus dem Ausgangssignal des zweiten Filters (5) zu transponieren.
5. Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch
gekennzeichnet, dass der Sperrfilter (4) als zeitdiskret arbeitender Filter, insbesondere als zeitdiskret arbeitender Digitalfilter, ausgeführt ist.
6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die
Signalverarbeitungseinheit (2) eingerichtet ist, die filternden Eigenschaften des zeitdiskret arbeitenden Sperrfilters (4) durch Variation der
Abtastfrequenz und/oder Variation der Koeffizienten des Sperrfilters (4) zeitlich zu variieren.
7. Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche 1 bis 6, dadurch
gekennzeichnet, dass der Sperrfilter (4) diskrete elektrische Bauteile im Empfangspfad umfasst, insbesondere aus diesen besteht, wobei der
Sperrfilter (4) eingerichtet ist, insbesondere Frequenzen gleich oder nahe der Resonanzfrequenz des Wandlers (1 ) zu unterdrücken.
8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass eine
Zeitvarianz des Sperrfilters (4) durch ein Trennen bzw. Herstellen elektrischer Verbindungen der Bauteile innerhalb des Empfangspfades erzeugt wird.
9. Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch
gekennzeichnet, dass die Signalverarbeitungseinheit (2) eingerichtet ist, eine analoge Sperrfilterung und anschließend eine zeitdiskrete Filterung durchzuführen.
10. Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch
gekennzeichnet, dass die Signalverarbeitungseinheit (2) eingerichtet ist, das Sendesignal auf einer Frequenz auszusenden, die sich von der Frequenz des Ausschwingsignals unterscheidet. Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch
gekennzeichnet, dass die Signalverarbeitungseinheit (2) eingerichtet ist, den
Frequenzverlauf des Sendesignals dem Frequenzverlauf des
Ausschwingsignals, insbesondere mit einem festen Frequenzversatz zum vorausgegangenen Ausschwingsignal, nachzuführen.
PCT/EP2013/066090 2012-10-08 2013-07-31 Unterdrückung des nachschwingens eines wandlers für die umfelddetektion Ceased WO2014056645A1 (de)

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