WO2014115278A1 - 同期電動機 - Google Patents

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松岡　篤
馬場　和彦
洋樹 麻生
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    • H02K3/04—Windings characterised by the conductor shape, form or construction, e.g. with bar conductors
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    • H02K2213/03—Machines characterised by numerical values, ranges, mathematical expressions or similar information

Definitions

  • the present invention relates to a synchronous motor.
  • the number of poles can be increased without making the arrangement of teeth wound around the stator winding uniform.
  • a technique for making it non-uniform according to the combination of the number of slots is known (for example, Patent Documents 3 to 5).
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide a synchronous motor that can achieve high performance and high efficiency in a 10-pole, 9-slot synchronous motor with high output and high efficiency. .
  • the synchronous motor according to the present invention is formed by forming nine teeth on an annular iron core centered on the shaft center at equal angular intervals in the circumferential direction toward the shaft center.
  • 10 pole-oriented permanent magnets formed at equal angular intervals in the circumferential direction by alternately arranging magnetic poles of different polarities on the outer peripheral surface with the shaft center as the center, and arranged opposite to the stator
  • Each of the teeth is divided into three adjacent three phases, and each of the teeth for one phase has a stator winding of each phase between the adjacent teeth.
  • the width is configured to be larger than 32 ° and smaller than 40 °. It is characterized in.
  • a 10-pole, 9-slot synchronous motor can achieve high output, high efficiency, and high performance.
  • FIG. 1 is a cross-sectional view of a synchronous motor according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a positional relationship between each tooth and magnetic pole for one phase of the synchronous motor according to the embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example in which the center of the teeth coincides with the center of the magnetic pole.
  • FIG. 4 is a diagram showing an induced voltage of the stator winding wound around each tooth for one phase.
  • FIG. 5 is a diagram showing calculation results for obtaining the short-pitch coefficient Kp, the distributed winding coefficient Kd, and the winding coefficient Kw using the tip widths ⁇ 1 and ⁇ 2 of the teeth of each phase as parameters.
  • FIG. 6 is a diagram showing a winding coefficient ratio and an induced voltage ratio based on a case where the tip width ⁇ 1 of the teeth at the center of each phase is 40 °.
  • FIG. 1 is a cross-sectional view of a synchronous motor according to an embodiment.
  • FIG. 1 in the present embodiment, an example in the case of a synchronous motor using a rotor 4 in which a permanent magnet is arranged facing the inner peripheral surface of the stator 1 will be described.
  • the stator 1 includes an annular iron core centered on an axial center and nine protruding iron cores (hereinafter referred to as “teeth”) 2a, 2b, 2c spaced equidistantly in the circumferential direction toward the axis (machine (Angle 40 °).
  • teeth nine protruding iron cores
  • Each tooth 2a, 2b, 2c is divided into three adjacent three phases (U phase, V phase, W phase).
  • variety of the part which opposes the rotor 4 of each teeth 2a, 2b, 2c is hereafter called "tip width".
  • the rotor 4 has ten-pole permanent magnets 6 at equiangular intervals (mechanical angle 36 °) in the circumferential direction by alternating magnetic poles of different polarities on the outer peripheral surface of a columnar back yoke 5 centered on the axis. It arrange
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a positional relationship between each tooth and magnetic pole for one phase of the synchronous motor according to the embodiment.
  • Stator windings 3 of each phase are continuously wound by concentrated winding on each of the teeth 2a, 2b, 2c for one phase, and the stator winding 3 is wound around each adjacent tooth in each phase.
  • the winding directions are opposite to each other when viewed from the axial center.
  • the tip width of the teeth 2a located in the center for each phase is ⁇ 1
  • the tip widths of the teeth 2b and 2c located at both ends are ⁇ 2.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example in which the center of the teeth coincides with the center of the magnetic pole.
  • FIG. 4 is a figure which shows the induced voltage of the stator winding wound around each tooth for 1 phase.
  • winding coefficient Kw As an index indicating how effectively the magnetic flux generated from the permanent magnet of the rotor is linked to the stator winding, there is a coefficient generally called “winding coefficient Kw”.
  • the winding coefficient Kw is obtained by the product of the short-pitch winding coefficient Kp and the distributed winding coefficient Kd.
  • the short-pitch winding coefficient Kp is calculated from the width of the magnetic pole of the rotor and the width of the tip of the stator teeth.
  • This short-pitch winding coefficient Kp is a coefficient indicating how much the magnetic flux passes through the teeth around which the stator winding is wound, assuming that magnetic flux is generated in a sinusoidal shape from one magnetic pole of the rotor. Yes, it is calculated from the width (angle) of one magnetic pole of the rotor and the tip width (angle) of the teeth using the following equation (1).
  • this short winding coefficient Kp is 1 which is the maximum value when the tip width of the teeth and the width of the magnetic pole are equal.
  • a part of the magnetic flux passing through the teeth does not interlink with the stator winding, but passes through the tip portion of the teeth and is adjacent to the magnetic pole. Since the short winding coefficient Kp is reduced, the magnetic flux generated from the magnetic pole is linked to the stator winding even when the tip width of the tooth is smaller than the width of the magnetic pole. Therefore, the short winding coefficient Kp becomes small.
  • the distributed winding coefficient Kd is such that, when the phase of the induced voltage generated in each stator winding wound around each tooth of the same phase is shifted, the amplitude of the induced voltage is simply set in each stator winding. This is a coefficient for correcting that the sum of induced voltages is not obtained, and is generally calculated using the following equation (2).
  • the stator windings of each phase As for the positional relationship with the magnetic pole, the distributed winding coefficient Kd is 1 because the phase of the induced voltage generated in each stator winding constituting each phase does not shift only by repeating the same arrangement.
  • the distributed winding coefficient Kd obtained by the above equation (2) is a coefficient calculated on the assumption that the teeth of the stator are arranged at equal intervals and the tip widths of all the teeth are the same.
  • the winding coefficient Kw cannot be calculated using the above equation (2).
  • the induced voltage generated in each of the wound stator windings is based on the induced voltage generated in the stator winding 3 of each phase center tooth 2a. , 2c, the phase of the induced voltage generated in the windings is shifted by 40 ° in electrical angle.
  • the sum of the induced voltages generated in the stator windings 3 wound around the teeth 2a, 2b, 2c is the induced voltage generated in the stator windings 3 wound around the teeth 2a, 2b, 2c.
  • ⁇ d is the phase of the induced voltage generated in the stator winding 3 of the teeth 2b and 2c at both ends of each phase with respect to the phase of the induced voltage generated in the stator winding 3 of the tooth 2a at the center of each phase.
  • the phase difference is shown.
  • the induced voltage generated in the stator winding 3 of each tooth 2b, 2c at both ends of each phase becomes smaller, and the induction generated in the stator winding 3 of each tooth 2a, 2b, 2c.
  • the synthesized value of the voltage is also reduced.
  • the winding coefficient Kw1 of the stator winding 3 wound around the teeth 2a at the center of each phase is expressed by the following equation (1), where the short-pitch winding coefficient is Kp1 and the distributed winding coefficient is Kd1. From the equation (3), it is as follows.
  • Kw1 Kp1 ⁇
  • the winding coefficient Kw2 of the stator winding 3 wound around each of the teeth 2b and 2c at both ends of each phase has a short-pitch coefficient Kp2 and a distributed winding coefficient Kd2. From the equations (1) and (3), the following is obtained.
  • FIG. 5 is a diagram showing calculation results for obtaining the short-pitch winding coefficient Kp, the distributed winding coefficient Kd, and the winding coefficient Kw using the tip widths ⁇ 1 and ⁇ 2 of the teeth of each phase as parameters.
  • FIG. 6 is a diagram showing the winding coefficient ratio and the induced voltage ratio based on the case where the tip width ⁇ 1 of the teeth at the center of each phase is 40 °.
  • the solid line shown in FIG. 6 calculates the winding coefficient Kw using the above equation (4), and the winding coefficient based on the winding coefficient Kw when the tip width ⁇ 1 of the teeth at the center of each phase is 40 °. 6 shows the ratio, and the diamond symbol (6) shown in FIG.
  • the calculation result of the winding coefficient Kw at this time is 0.9452, as shown in FIG.
  • the winding coefficient Kw gradually increases as the tip width ⁇ 1 of the teeth at the center of each phase decreases from 40 °, and the winding coefficient Kw becomes the maximum. This is a case where the tip width ⁇ 1 of the teeth in the center of the phase is 36 ° ( ⁇ 2 is 42 °), which is 0.9553 as shown in FIG.
  • each tooth is equiangular and the tip widths ⁇ 1 and ⁇ 2 of each tooth in each phase are equal.
  • the winding coefficient Kw is larger than that of a 10-pole 9-slot synchronous motor. As shown in FIG. 6, the winding coefficient ratio obtained by the above equation (4) is almost the same as the induced voltage ratio obtained by magnetic field analysis, and the tip width ⁇ 1 of the teeth at the center of each phase is 36 °. In some cases, the induced voltage is up to about 1% higher.
  • the tip width ⁇ 1 of the center tooth 2a of each phase is configured to satisfy 32 ° ⁇ 1 ⁇ 40 °.
  • the tip width ⁇ 1 of the teeth 2a at the center of each phase is set to approximately 36 °, which is the maximum compared to a general 10-pole 9-slot synchronous motor.
  • An induced voltage that is about 1% larger can be obtained, and higher output and higher efficiency can be achieved.
  • the winding coefficient Kw1 of the stator winding wound around the teeth at the center of each phase is the stator winding wound around the teeth at both ends of each phase. Since the winding coefficient Kw2 of each tooth is higher than the winding coefficient Kw2, the width of the portion where the stator winding of each tooth is wound is made non-uniform according to the tip width of each tooth, and the teeth at the center of each phase When the part where the stator windings of the teeth at both ends of each phase are wound closer to each other, the cross-sectional area of the slot between the teeth at the center of each phase and the teeth at both ends of each phase decreases, and the stator can be stored in the slot Since there are fewer windings, the performance of the synchronous motor cannot be fully exploited.
  • the teeth 2a, 2b, 2c are arranged at equal angular intervals, and the tip widths of the teeth 2b, 2c at both ends of each phase are the same ⁇ 2.
  • harmonic components which are distortions included in the induced voltage generated in the stator windings of the teeth, cancel each other out.
  • the distortion of the induced voltage can be reduced.
  • the largest winding coefficient can be theoretically obtained by increasing the slot opening between the phases and making the tip widths of the teeth close to 36 ° (distribution).
  • the center of each phase By configuring so that the tip width ⁇ 1 of the teeth satisfies 32 ° ⁇ 1 ⁇ 40 °, an induced voltage larger than that of a general 10-pole 9-slot synchronous motor can be obtained.
  • a current equivalent to that of the synchronous motor is supplied, higher torque can be obtained, so that higher output can be achieved.
  • the induced voltage is about 1% higher than that of a general 10-pole 9-slot synchronous motor.
  • higher output and higher efficiency can be achieved.
  • the configuration shown in the above embodiment is an example of the configuration of the present invention, and can be combined with another known technique, and a part thereof is omitted without departing from the gist of the present invention. Needless to say, it is possible to change the configuration.
  • the synchronous motor according to the present invention is useful for a three-phase synchronous motor using a permanent magnet, and is particularly suitable for a synchronous motor having a 10-pole 9-slot configuration.
  • stator 1 stator, 2a, 2b, 2c teeth, 3 stator winding, 4 rotor, 5 back yoke, 6 permanent magnet.

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Abstract

１０極９スロットの同期電動機において、高出力化、高効率化を図り、高性能化を実現できる同期電動機を得ること。９個の各ティース２ａ，２ｂ，２ｃが周方向に等角度間隔で形成された固定子１に、異なる極性の磁極を交互にして周方向に等角度間隔で形成された１０極の永久磁石６が配置された回転子４を対向配置し、隣り合う３個ずつの３相に区分された各相の各ティース２ａ，２ｂ，２ｃのうち、各相中央のティース２ａの先端幅が３２°よりも大きく、４０°よりも小さくなるように構成する。

Description

同期電動機
  本発明は、同期電動機に関する。
  永久磁石を用いた３相の同期電動機において、固定子の巻線をティースに集中的に巻回する電動機では、一般に、回転子に用いる永久磁石の磁極数と、固定子のスロット数（＝ティース数）との比率を、２：３で構成されることが多い。これに対して、永久磁石が発生する磁束をより有効に固定子の巻線に鎖交させることのできる永久磁石磁極数とスロット数の組合せを用いた同期電動機が存在することが知られている（例えば、特許文献１、２）。
  さらに、回転子の永久磁石が発生する磁束をより有効に固定子の巻線に鎖交させるための技術として、固定子の巻線を巻回するティースの配置を均一としないで、極数とスロット数の組合せに応じて不均一とする技術が知られている（例えば、特許文献３～５）。
特開昭６２－１１０４６８号公報 特開平９－１７２７６２号公報 特開２０００－２５３６０２号公報 特開２００５－１０２４７５号公報 特開平２－８４０４３号公報
  しかしながら、上記特許文献３～５に示された技術では、ティースの巻線を巻回する部分の配置も不均一となるため、巻線を収納するスロットの断面積が不均一となり、巻線を巻回可能な最大量は、断面積の狭いスロットに制限されるため、電動機の固定子の断面積を有効に利用することができない。
  例えば、特許文献３に示された８極９スロットの３相直流モータの場合、各相の隣り合う３つのティースの中で、中央のティースの幅を大きくして、場合によっては中央のティースに巻回する巻線の巻数を多くすることで、同期電動機を高性能化することが可能であるため、スロットの断面積の不均一性を有効に利用できるが、特許文献４に示された１０極９スロットの同期電動機では、両端のティースの巻線を巻回する部分を中央に近づける構成としており、中央のティースの巻線を多くすることができないため、固定子の断面積を有効に利用することができない。また、特許文献４では、ティースの配置を不均一にすることによって得られる効果の根拠と具体的な範囲が示されていない。
  また、例えば、特許文献５に示された８極９スロットの電動機の場合、特許文献３に示された技術とは異なり、１相を構成するティースのうち、３個のティースのうちの２個の幅を大きくすることで回転子の永久磁石の磁束を有効に活用できるとしているが、例えば、１相を構成するティースのうちの両端のティースの幅を大きくした場合には、中央のティースの巻線を多くすることができないため、回転子の磁束を有効に得ることはできない。
  本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、１０極９スロットの同期電動機において、高出力化、高効率化を図り、高性能化を実現できる同期電動機を提供することを目的とする。
  上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる同期電動機は、軸心を中心とする円環状の鉄心に９個のティースが軸心に向かって周方向に等角度間隔で形成された固定子と、軸心を中心として外周面に異なる極性の磁極を交互にして周方向に等角度間隔で形成された１０極の極配向の永久磁石が配置され、前記固定子に対向配置された回転子と、を備え、前記各ティースは、隣り合う３個ずつの３相に区分され、１相分の前記各ティースには、隣接する前記各ティース間で各相の固定子巻線の巻回方向が軸心から見て互いに逆方向となるように連続して集中巻きで巻回され、各相毎の前記各ティースのうち、中央のティースの前記回転子に対向する先端部の幅が３２°よりも大きく、４０°よりも小さくなるように構成されたことを特徴とする。
  本発明によれば、１０極９スロットの同期電動機において、高出力化、高効率化を図り、高性能化を実現できる、という効果を奏する。
図１は、実施の形態にかかる同期電動機の横断面図である。 図２は、実施の形態にかかる同期電動機の１相分の各ティースと磁極との位置関係を示す図である。 図３は、ティースの中心と磁極の中心とが一致した例を示す図である。 図４は、１相分の各ティースに巻回される固定子巻線の誘起電圧を示す図である。 図５は、各相の各ティースの先端幅θ１，θ２をパラメータとして、短節巻係数Ｋｐ、分布巻係数Ｋｄ、巻線係数Ｋｗを求めた計算結果を示す図である。 図６は、各相中央のティースの先端幅θ１が４０°である場合を基準とした巻線係数比率および誘起電圧比率を示す図である。
  以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる同期電動機について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態．
  図１は、実施の形態にかかる同期電動機の横断面図である。図１に示すように、本実施の形態では、固定子１の内周面に対向して永久磁石を配置した回転子４を用いた同期電動機である場合の例について説明する。
  固定子１は、軸心を中心とする円環状の鉄心に９個の突起状の鉄心（以下、「ティース」という）２ａ，２ｂ，２ｃが軸心に向かって周方向に等角度間隔（機械角４０°）で形成される。各ティース２ａ，２ｂ，２ｃは、隣り合う３個ずつの３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に区分されている。なお、各ティース２ａ，２ｂ，２ｃの回転子４に対向する部分の幅を、以下、「先端幅」という。
  回転子４は、軸心を中心とする円柱状のバックヨーク５の外周面に、異なる極性の磁極を交互にして周方向に等角度間隔（機械角３６°）で１０極の永久磁石６が配置され、各ティース２ａ，２ｂ，２ｃの内側に固定子１に対向して回転可能に配置されている。
  図２は、実施の形態にかかる同期電動機の１相分の各ティースと磁極との位置関係を示す図である。１相分の各ティース２ａ，２ｂ，２ｃには、それぞれ各相の固定子巻線３が連続して集中巻きで巻回され、各相において隣接する各ティースに巻回する固定子巻線３の巻回方向を軸心から見て互いに逆方向としている。
  図２に示すように、各相中央のティース２ａの中心を、対向する永久磁石６の中心、すなわち磁極の中心とすると、各相両端のティース２ｂ，２ｃの中心は、対向する永久磁石６の中心、すなわち磁極の中心から電気角θｄ＝２０°（機械角４°）ずれた位置となる。また、本実施の形態では、図１、図２に示すように、各相毎に中央に位置するティース２ａの先端幅をθ１、両端に位置するティース２ｂ，２ｃの先端幅をθ２とする。
  ここで、本実施の形態の構成概念について、図２～図４を参照して説明する。図３は、ティースの中心と磁極の中心とが一致した例を示す図である。また、図４は、１相分の各ティースに巻回される固定子巻線の誘起電圧を示す図である。
  回転子の永久磁石から発生する磁束が固定子巻線にどの程度有効に鎖交するかを示す指標として、一般的に「巻線係数Ｋｗ」と呼ばれる係数がある。この巻線係数Ｋｗは、短節巻係数Ｋｐと分布巻係数Ｋｄとの積で求められる。
  短節巻係数Ｋｐは、回転子の磁極の幅と固定子のティースの先端幅から計算される。この短節巻係数Ｋｐは、回転子の１つの磁極より正弦波状に磁束が発生するものとして、それらの磁束が固定子の巻線が巻回されるティースをどれだけ通過するかを示す係数であり、回転子の１つの磁極の幅（角度）とティースの先端幅（角度）とから下記（１）式を用いて計算される。
  Ｋｐ＝ｓｉｎ（π／２×（極数）／（スロット数））
      ＝ｓｉｎ（π／２×（ティースの先端幅）／（磁極の幅））  …（１）
  上記（１）式より、この短節巻係数Ｋｐは、ティースの先端幅と磁極の幅とが等しい場合には、最大値である１となる。図３に示すように、ティースの先端幅が大きい場合には、同様にティースを通過する磁束の一部は固定子巻線に鎖交せず、ティースの先端部分を通過して、隣接する磁極へと短絡してしまうため、この短節巻係数Ｋｐは小さくなり、逆にティースの先端幅が磁極の幅より小さい場合でも、磁極から発生する磁束のすべてを固定子巻線に鎖交させることができないため、この短節巻係数Ｋｐは小さくなる。
  一方、分布巻係数Ｋｄは、同一相の各ティースに巻回される各固定子巻線に発生する誘起電圧の位相がずれている場合に、誘起電圧の振幅が単純に各固定子巻線の誘起電圧の和とならないことを補正するための係数であり、一般的には、下記（２）式を用いて計算される。
    Ｋｄ＝ｓｉｎ（π／６）／（ｑ×ｓｉｎ（π／６ｑ）  …（２）
          （ｑ＝（スロット数）／（極数）／３）
  極数とスロット数との比が、同期電動機において一般的に用いられる２：３や４：３の組合せである場合、極数、スロット数が大きくなっても、各相の固定子巻線と磁極との位置関係は、同じ配置の繰り返しが増えるだけで各相を構成する各固定子巻線に発生する誘起電圧の位相がずれることはないため、この分布巻係数Ｋｄは１となる。
  ここで、上記（２）式により得られる分布巻係数Ｋｄは、固定子のティースが等間隔に配置され、全てのティースの先端幅が同一である場合を前提として計算される係数であるため、ティースの配置が等間隔ではない場合や、先端幅が異なるティースを有している場合には、上記（２）式を用いて巻線係数Ｋｗを算出することができない。
  したがって、本実施の形態では、巻線係数Ｋｗを各ティースに巻かれる固定子巻線に発生する誘起電圧の大きさ（＝短節巻係数Ｋｐ）、および各相の各ティースに巻回される各固定子巻線に発生する誘起電圧との位相差（≒分布巻係数Ｋｄ）に着目して、ティースの先端幅が等間隔ではない場合の同期電動機の巻線係数Ｋｗを求めた。
  本実施の形態にかかる１０極９スロットの同期電動機の場合、図２に示す例において、回転子４の各磁極が右から左へと移動するものと仮定すると、各ティース２ａ，２ｂ，２ｃに巻回された固定子巻線にそれぞれ発生する誘起電圧は、図４に示すように、各相中央のティース２ａの固定子巻線３に発生する誘起電圧を基準として、各相両端のティース２ｂ，２ｃの巻線に発生する誘起電圧の位相がそれぞれ電気角で４０°ずれる。これらの各ティース２ａ，２ｂ，２ｃに巻回された固定子巻線３に発生する誘起電圧の総和は、各ティース２ａ，２ｂ，２ｃに巻回された固定子巻線３に発生する誘起電圧の位相がずれている影響により、中央のティース２ａに発生する誘起電圧を３倍した値よりも小さくなる。各相中央のティース２ａに巻回された固定子巻線３に発生する誘起電圧に対して、各相両端の各ティース２ｂ，２ｃに巻回された固定子巻線３に発生する誘起電圧の位相がずれることによる各相毎の誘起電圧の減少による影響を示す係数として、便宜上、上記（２）式に相当する各ティース２ａ，２ｂ，２ｃの分布巻係数Ｋｄを仮定すると、この分布巻係数Ｋｄは下記（３）式を用いて計算できる。
    Ｋｄ＝ｃｏｓ（π×θｄ／１８０°）  …（３）
  上記（３）式において、θｄは各相中央のティース２ａの固定子巻線３に発生する誘起電圧の位相に対する各相両端のティース２ｂ，２ｃの固定子巻線３に発生する誘起電圧の位相の位相差を示す。上記（３）式に示すように、各相中央のティース２ａの固定子巻線３に発生する誘起電圧と各相両端の各ティース２ｂ，２ｃの固定子巻線３に発生する誘起電圧との位相差が１８０°に近づくほど、各相両端の各ティース２ｂ，２ｃの固定子巻線３に発生する誘起電圧が小さくなり、各ティース２ａ，２ｂ，２ｃの固定子巻線３に発生する誘起電圧を合成した値も小さくなる。
  以下、実施の形態にかかる１０極９スロットの同期電動機の巻線係数Ｋｗを求めることとする。
  図２に示す例において、各相中央のティース２ａに巻回される固定子巻線３の巻線係数Ｋｗ１は、短節巻係数をＫｐ１、分布巻係数をＫｄ１とすると、（１）式、（３）式より、以下のようになる。
    Ｋｐ１＝ｓｉｎ（２π×（ティース２ａの先端幅）／（磁極の幅））
          ＝ｓｉｎ（２π×θ１／３６°）
    Ｋｄ１＝ｃｏｓ（π×０°／１８０°）＝１
    Ｋｗ１＝Ｋｐ１×Ｋｄ１
          ＝Ｋｐ１
          ＝ｓｉｎ（２π×θ１／３６°）
  また、図２に示す例において、各相両端の各ティース２ｂ，２ｃに巻回される固定子巻線３の巻線係数Ｋｗ２は、短節巻係数をＫｐ２、分布巻係数をＫｄ２とすると、（１）式、（３）式より、以下のようになる。
    Ｋｐ２＝ｓｉｎ（２π×（ティース２ｂ，２ｃの先端幅）／（磁極の幅））
          ＝ｓｉｎ（２π×（（１２０°－θ１）／２）／３６°）
          ＝ｓｉｎ（２π×（６０°－θ１／２）／３６°）
    Ｋｄ２＝ｃｏｓ（π×（（θ１／２＋θ２／２）×（極対数）－１８０°）
              ／１８０°）
          ＝ｃｏｓ（π×（３０°－θ１／４）／１８０°）
    Ｋｗ２＝Ｋｐ２×Ｋｄ２
          ＝（ｓｉｎ（２π×（６０°－θ１／２）／３６°）
              ×ｃｏｓ（π×（３０°－θ１／４）／１８０°））
  上記より、各相毎の巻線係数Ｋｗは、下記（４）式により得ることができる。
    Ｋｗ＝（Ｋｗ１＋２Ｋｗ２）／３
        ＝（ｓｉｎ（２π×θ１／３６°）
          ＋２（ｓｉｎ（２π×（６０°－θ１／２）／３６°）
              ×ｃｏｓ（π×（３０°－θ１／４）／１８０°）））／３  …（４）
  図５は、各相の各ティースの先端幅θ１，θ２をパラメータとして、短節巻係数Ｋｐ、分布巻係数Ｋｄ、巻線係数Ｋｗを求めた計算結果を示す図である。また、図６は、各相中央のティースの先端幅θ１が４０°である場合を基準とした巻線係数比率および誘起電圧比率を示す図である。図６中に示す実線は、上記（４）式を用いて巻線係数Ｋｗを求め、各相中央のティースの先端幅θ１が４０°である場合の巻線係数Ｋｗを基準とした巻線係数比率を示し、図６中に示す菱形記号（◇）は、各相中央のティースの先端幅が異なる１０極９スロットの同期電動機の誘起電圧を磁界解析により求め、各相中央のティースの先端幅θ１が４０°である場合の誘起電圧を基準とした誘起電圧比率を示している。
  一般的な１０極９スロットの同期電動機では、各ティースは等角度間隔に配置されており、各相の各ティースの先端幅θ１，θ２が等しい場合には、これら各相の各ティースの先端幅θ１，θ２は、それぞれ３６０°／９＝４０°である。このときの巻線係数Ｋｗの計算結果は、図５に示すように０．９４５２となる。
  この巻線係数Ｋｗは、図５、図６に示すように、各相中央のティースの先端幅θ１が４０°から小さくなるに従って徐々に大きくなり、巻線係数Ｋｗが最大となるのは、各相中央のティースの先端幅θ１が３６°（θ２が４２°）の場合であり、図５に示すように０．９５５３となる。
  この巻線係数Ｋｗが最大となる各相中央のティースの先端幅θ１（３６°）から、さらに各相中央のティースの先端幅θ１が小さくなるに従って徐々に巻線係数Ｋｗが小さくなり、各相中央のティースの先端幅θ１が３２°（θ２が４４°）の場合に、各相の各ティースの先端幅θ１，θ２が４０°で等しい場合の巻線係数Ｋｗの計算結果と等しく、図５に示すように０．９４５２となる。
  つまり、各相中央のティースの先端幅θ１が３２°＜θ１＜４０°を満たす場合に、各ティースが等角度間隔であり、且つ、各相の各ティースの先端幅θ１，θ２が等しい一般的な１０極９スロットの同期電動機よりも巻線係数Ｋｗが大きくなる。この上記（４）式により求めた巻線係数比率は、図６に示すように、磁界解析により求めた誘起電圧比率とほぼ一致しており、各相中央のティースの先端幅θ１が３６°である場合には、誘起電圧が最大で約１％大きくなる。
  したがって、本実施の形態では、各相の各ティース２ａ，２ｂ，２ｃのうち、各相中央のティース２ａの先端幅θ１が３２°＜θ１＜４０°を満たすように構成する。これにより、一般的な１０極９スロットの同期電動機よりも大きな誘起電圧を得ることができ、一般的な１０極９スロットの同期電動機と同等の電流を通電した場合には、より高いトルクを得ることができ、高出力化を図ることができる。
  また、一般的な１０極９スロットの同期電動機よりも少ない電流を通電して一般的な１０極９スロットの同期電動機と同等のトルクを得ることができ、高効率化を図ることができる。
  より好ましくは、各相の各ティース２ａ，２ｂ，２ｃのうち、各相中央のティース２ａの先端幅θ１を略３６°とすることにより、一般的な１０極９スロットの同期電動機よりも最大で約１％大きな誘起電圧を得ることができ、より高出力化、高効率化を図ることができる。
  なお、図５に示す巻線係数の計算結果を見ると、各相中央のティースに巻回される固定子巻線の巻線係数Ｋｗ１が各相両端のティースに巻回される固定子巻線の巻線係数Ｋｗ２よりも高い値を示していることから、各ティースの固定子巻線が巻回される部分の幅を、各ティースの先端幅に合わせて不均一とし、各相中央のティースに各相両端のティースの固定子巻線が巻回される部分を近づけると、各相中央のティースと各相両端のティースとの間のスロットの断面積が小さくなり、スロットに格納できる固定子巻線が少なくなるため、同期電動機の性能を十分に引き出すことができなくなる。また、各相間のスロットの断面積が大きくなっても巻線を格納しない空間が増えるだけであり、固定子１の断面積を有効に利用できない。また、高い巻線係数Ｋｗ１を有する各相中央のティースの固定子巻線の巻数を減らすと、誘起電圧の減少が大きくなり有効ではない。
  また、上述したように、各相の各ティースの固定子巻線に発生する誘起電圧には、位相差が生じている。本実施の形態では、各ティース２ａ，２ｂ，２ｃを等角度間隔で配置し、各相両端のティース２ｂ，２ｃの先端幅を同一のθ２としている。これによって、各ティースの固定子巻線に発生する誘起電圧に含まれる歪みである高調波成分同士は、お互いで打ち消し合うこととなり、結果として、誘起電圧の低歪率化を図ることができる。巻線係数Ｋｗをさらに上げる手段としては、各相間のスロット開口部を大きくし、各ティースの先端幅をすべて３６°に近づければ、理論的には最も大きな巻線係数が得られるが（分布巻係数を１にすることは可能）、この場合には、各ティースの固定子巻線の誘起電圧間の位相差がなくなるため、高調波成分がキャンセルされず、各相の誘起電圧に歪みが大きく発生する可能性がある。このため、各相間、各ティース間の全てのスロット開口部の幅を略同一幅として、各相の各ティースの固定子巻線に発生する誘起電圧に位相差が生じる状態を維持するのが好ましい。
  また、各相間のスロット開口部が大きくなると、コギングトルクも大きくなるので、同期電動機の振動、騒音も大きくなり好ましくない。
  以上説明したように、実施の形態の同期電動機によれば、１０極９スロット構成の同期電動機において、隣り合う３個ずつの３相に区分された各相の各ティースのうち、各相中央のティースの先端幅θ１が３２°＜θ１＜４０°を満たすように構成することにより、一般的な１０極９スロットの同期電動機よりも大きな誘起電圧を得ることができ、一般的な１０極９スロットの同期電動機と同等の電流を通電した場合には、より高いトルクを得ることができるので、高出力化を図ることができる。
  また、一般的な１０極９スロットの同期電動機よりも少ない電流を通電して一般的な１０極９スロットの同期電動機と同等のトルクを得ることができるので、高効率化を図ることができる。
  より好ましくは、各相の各ティースのうち、各相中央のティースの先端幅θ１を略３６°とすることにより、一般的な１０極９スロットの同期電動機よりも最大で約１％大きな誘起電圧を得ることができ、より高出力化、高効率化を図ることができる。
  また、各ティースを等角度間隔で配置し、各相両端のティースの先端幅を同一のθ２とし、各ティース間の全てのスロット開口部の幅を略同一幅とすることにより、位相差が生じた各ティースの固定子巻線に発生する誘起電圧に含まれる高調波成分が互いに打ち消し合い、誘起電圧の低歪率化を図ることができる。また、各相間のスロット開口部を小さくすることにより、コギングトルクの発生を抑制することができ、低振動化、低騒音化を図ることができる。
  なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
  以上のように、本発明にかかる同期電動機は、永久磁石を用いた３相の同期電動機に有用であり、特に、１０極９スロット構成の同期電動機に適している。
  １  固定子、２ａ，２ｂ，２ｃ  ティース、３  固定子巻線、４  回転子、５  バックヨーク、６  永久磁石。

Claims (4)

  1.   軸心を中心とする円環状の鉄心に９個のティースが軸心に向かって周方向に等角度間隔で形成された固定子と、
      軸心を中心として外周面に異なる極性の磁極を交互にして周方向に等角度間隔で形成された１０極の永久磁石が配置され、前記固定子に対向配置された回転子と、
      を備え、
      前記各ティースは、隣り合う３個ずつの３相に区分され、１相分の前記各ティースには、隣接する前記各ティース間で各相の固定子巻線の巻回方向が軸心から見て互いに逆方向となるように連続して集中巻きで巻回され、各相の前記各ティースのうち、各相中央のティースの前記回転子に対向する先端部の幅が３２°よりも大きく、４０°よりも小さくなるように構成されたことを特徴とする同期電動機。
  2.   各相の前記各ティースのうち、前記回転子に対向する各相中央のティースの先端部の幅が略３６°であることを特徴とする請求項１に記載の同期電動機。
  3.   各相の前記各ティースのうち、前記回転子に対向する各相両端のティースの先端部の幅が等しいことを特徴とする請求項１乃至２に記載の同期電動機。
  4.   前記各ティース間のスロット開口部の幅が略同一幅であることを特徴とする請求項３に記載の同期電動機。
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9923493B2 (en) * 2014-01-09 2018-03-20 Mitsubishi Electric Corporation Drive circuit for synchronous motor, synchronous motor driven by drive circuit, air blower including synchronous motor, air conditioner including air blower, and method of driving synchronous motor
CN106663970A (zh) * 2014-08-01 2017-05-10 比亚乔及C.股份公司 永磁电动机和发电机以及机车中包括该永磁电动机和发电机的混合马达
US10432040B2 (en) * 2015-06-17 2019-10-01 Mitsubishi Electric Corporation Permanent magnet synchronous motor
JP7406739B2 (ja) * 2019-10-25 2023-12-28 政行 梨木 モータとその制御装置

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62110468A (ja) 1985-11-08 1987-05-21 Hitachi Ltd 永久磁石界磁形ブラシレスモ−タ
JPS63144749A (ja) * 1986-12-05 1988-06-16 Nippon Fueroo Furuideikusu Kk モ−タ
JPH0284043A (ja) 1989-07-13 1990-03-26 Nippon Ferrofluidics Kk モータ
JPH05207692A (ja) * 1992-01-22 1993-08-13 Nagano Nippon Densan Kk スピンドルモータのヨークに対する磁石の固着構造
JPH09172762A (ja) 1996-12-27 1997-06-30 Hitachi Ltd 永久磁石界磁形ブラシレスモータ
JP2000253602A (ja) 1999-02-26 2000-09-14 Mitsubishi Electric Corp 直流モータ
JP2001245460A (ja) * 2000-02-29 2001-09-07 Fujitsu General Ltd 永久磁石電動機
JP2004215483A (ja) * 2002-05-29 2004-07-29 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータジェネレータ
JP2005102475A (ja) 2003-06-13 2005-04-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5396134A (en) 1992-01-22 1995-03-07 Nagano Nidec Corporation Spindle motor
AU2003236179A1 (en) 2002-03-29 2003-10-13 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Motor
US6909216B2 (en) 2002-05-29 2005-06-21 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Motor generator
EP1487089A3 (en) 2003-06-13 2005-04-27 Matsushita Electronics Corporation Permanent magnet motor
JP4586717B2 (ja) 2004-12-10 2010-11-24 日本電産株式会社 モータ
JP2007259541A (ja) 2006-03-22 2007-10-04 Mitsubishi Electric Corp 永久磁石式電動機

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62110468A (ja) 1985-11-08 1987-05-21 Hitachi Ltd 永久磁石界磁形ブラシレスモ−タ
JPS63144749A (ja) * 1986-12-05 1988-06-16 Nippon Fueroo Furuideikusu Kk モ−タ
JPH0284043A (ja) 1989-07-13 1990-03-26 Nippon Ferrofluidics Kk モータ
JPH05207692A (ja) * 1992-01-22 1993-08-13 Nagano Nippon Densan Kk スピンドルモータのヨークに対する磁石の固着構造
JPH09172762A (ja) 1996-12-27 1997-06-30 Hitachi Ltd 永久磁石界磁形ブラシレスモータ
JP2000253602A (ja) 1999-02-26 2000-09-14 Mitsubishi Electric Corp 直流モータ
JP2001245460A (ja) * 2000-02-29 2001-09-07 Fujitsu General Ltd 永久磁石電動機
JP2004215483A (ja) * 2002-05-29 2004-07-29 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータジェネレータ
JP2005102475A (ja) 2003-06-13 2005-04-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ

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