WO2015025440A1 - Ｄ級増幅器 - Google Patents

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Definitions

  • the present invention relates to a class D amplifier, and more particularly to a class D amplifier including a full bridge circuit or a half bridge circuit formed of switching elements.
  • a high-frequency power source that converts DC of a DC power source into high-frequency AC by switching operation is known.
  • a class D high-frequency power source based on a class D amplifier circuit (Class D: IEC international standard IEC60268-3 4 class of operation) is known.
  • a D-class high frequency power supply forms a full bridge circuit or a half bridge circuit with an RF power amplifying element, and uses this RF power amplifying element as a switching element to perform a switching operation with an RF gate signal of a certain duty (Duty).
  • the direct current is converted into high frequency alternating current, and the obtained high frequency alternating current is supplied to the load as high frequency traveling wave power.
  • the D-class high frequency power supply adjusts the output in a pulse drive mode or a continuous drive mode. In the pulse drive mode, the RF power amplifying element is switched by the RF gate signal, and the driving mode has both the ON section where the RF output is output and the OFF section where the RF output is not output without performing the switching operation alternately.
  • the output power of the RF output is adjusted by changing the duty, which is the time ratio between the ON section and the OFF section.
  • the duty of the ON section and the OFF section can be controlled by the duty (Duty) of the ON section and the OFF section of the pulse control signal.
  • RF means high frequency.
  • FIG. 11 shows a configuration example of a class D amplification circuit in the RF band using a conventionally known bridge circuit configuration.
  • a full bridge circuit is configured by MOSFET switching elements.
  • the class D amplifier circuit converts the direct current supplied from the direct current power supply unit into a high frequency alternating current via the wiring inductance La and the lead wire inductance Lp of the lead wire provided in the package of the class D amplifier circuit, and supplies it to the load.
  • bypass capacitor C 2 between the outside of the package leads in order to suppress surge voltage generated during ON-OFF of the MOSFET.
  • Surge voltage suppression by the bypass capacitor C 2 is performed in the low-frequency RF region.
  • the switching loss of the MOSFET is also exerts the effect of suppressing the resonance phenomenon due to the wiring inductance La serve damping resistor.
  • FIG. 12A shows an equivalent circuit when the class D amplifier circuit shown in FIG. 11 is switched from ON to OFF
  • FIG. 12B shows an outline of the drain-source voltage of the class D amplifier circuit in the low frequency RF region. Show.
  • r represents switching loss
  • Lp represents the lead inductance of the package
  • Cd represents the capacitance in the package.
  • the switching loss r acts as a damping resistance, and the damping coefficient ⁇ is set to a value larger than 1 to attenuate the drain-source voltage oscillation when the MOSFET is switched on and off as shown in FIG.
  • FIG. 13 shows an example of a class D amplifier circuit in the high frequency RF region.
  • the circuit enclosed with the broken line in FIG. 13 has shown the snubber circuit mentioned later.
  • 14A shows an equivalent circuit when the D-class amplifier circuit (circuit configuration excluding the snubber circuit) in the high-frequency RF region shown in FIG. 13 is switched from ON to OFF, and
  • FIG. 14B shows the D in the high-frequency RF region.
  • La in the equivalent circuit represents a wiring inductance outside the package
  • Lp represents a lead inductance of the package
  • Cd represents a capacitance in the package.
  • the high frequency RF area since the wiring inductance Ld and the capacitance Cd in the package becomes non-negligible value, the drain of the bypass capacitor C 2 in MOSFET provided on the outside of the package - can not suppress a surge voltage of the source.
  • the switching loss of the high-speed MOSFET is small, and the class D amplifier circuit in the high-frequency RF region does not have a switching loss r and does not act as a damping resistor.
  • C and D in FIG. 14B the effect of suppressing the oscillation of the drain-source voltage cannot be obtained, and the resonance phenomenon continuously occurs.
  • C in the figure indicates a voltage oscillation state when the switching element is switched from OFF to ON, and a surge voltage is generated.
  • D in the figure indicates a voltage oscillation state when the switching element is switched from on to off. In any switching, the generated vibration state continues until the next switching.
  • a CR snubber circuit consisting of a series circuit of Csu and Rsu is connected between the supply lines in order to suppress natural vibration due to inductance outside the package.
  • the structure to do is known.
  • a bypass capacitor is connected in parallel to the series circuit of the switching elements constituting the half-bridge circuit in the package, so that a drop in the supply voltage is avoided and a current peak is generated when a current pulse is generated during switching.
  • the structure which prevents destruction of the switching element by this is known (patent document 1).
  • FIG. 15 is a diagram showing a configuration example in which a bypass capacitor is connected in parallel to the half bridge circuit.
  • Bypass capacitor C 3 is configured by parallel connection to the series circuit of switching elements constituting a half bridge circuit.
  • Patent Document 1 In the configuration in which the bypass capacitor is provided in the package of the class D amplifier, there is a problem that a current path is formed by the switching element and the bypass capacitor, and an oscillation circuit is formed by the line inductance in the current path and the output capacitance of the switching element. It is pointed out that the application of the class D amplifier to the plasma process is inappropriate (paragraph [0012] of Patent Document 1). In Patent Document 1, it is proposed to reduce the inductance by limiting the length of the current path flowing through the bypass capacitor, and to facilitate attenuation by shifting the oscillation frequency to a high frequency (Patent Document 1). Paragraph [0016]).
  • JP 2008-228304 A (paragraph [0012], paragraph [0016])
  • a bypass capacitor or a snubber circuit has been provided outside the package in order to cope with the problem of surge voltage and resonance phenomenon generated when the switching elements forming the bridge circuit are turned ON / OFF. Measures to connect or measures to connect a bypass capacitor in the package are taken.
  • the measure of providing a bypass capacitor outside the package has a problem that the energy of the lead wire inductance Lp of the package and the wiring inductance Ld in the package cannot be absorbed, and the measure of providing a CR snubber circuit outside the package is a direct current. There is a problem that the effect of vibration absorption cannot be obtained due to the influence of the smoothing capacitor Cf (FIG. 13) provided in the power supply.
  • a high-frequency RF class D amplifier having a bridge circuit formed by switching elements has problems of vibration phenomenon and surge voltage.
  • the present invention aims to solve the above-described conventional problems and suppress the vibration phenomenon in the high-frequency RF region and reduce the surge voltage in the class D amplifier.
  • the present invention has a vibration absorbing circuit connected to the power supply side of the class D amplifier circuit, and equivalently configured with the vibration absorbing circuit connected to the class D amplifier circuit.
  • the class D amplifier of the present invention is composed of a class D amplifier circuit and a vibration absorption circuit.
  • the class D amplifier circuit includes, in a package, a bridge circuit including at least one series circuit of switching elements and a bypass capacitor connected in parallel to the series circuit of switching elements of the bridge circuit. Connect the vibration absorption circuit to the end.
  • the vibration absorbing circuit is connected to either the positive voltage side power supply input terminal or the negative voltage side power supply input terminal of the class D amplifier circuit, as well as both the positive voltage side and negative voltage side power supplies of the class D amplifier circuit. It may be connected to the input terminal.
  • the vibration absorbing circuit is composed of an RL parallel circuit of resistance and inductance.
  • the connected vibration absorption circuit and class D amplifier circuit constitute a vibration circuit, and the resistance of the vibration absorption circuit constitutes a damping resistance of the vibration circuit in the high frequency RF region.
  • the inductance constituting the vibration absorption circuit allows a low frequency component (DC component) lower than the resonance frequency of the vibration absorption circuit to flow through the class D amplification circuit.
  • DC component low frequency component
  • the vibration absorption circuit can supply the low frequency component (DC component) to the class D amplifier circuit without generating power loss due to the resistance.
  • the RC series circuit of the resistor or the resistor and the capacitor constituting the vibration absorbing circuit passes a high frequency component higher than the resonance frequency of the vibration absorbing circuit to the class D amplifier circuit.
  • the vibration absorption circuit causes a resistance R of the vibration absorption circuit to attenuate the vibration due to the vibration phenomenon of the class D amplification circuit by flowing a high frequency component (AC component) higher than the resonance frequency to the class D amplification circuit through the resistor.
  • AC component high frequency component
  • the vibration absorption circuit included in the present invention has a resistance component used for power consumption necessary for vibration attenuation in the high-frequency RF region including the resonance frequency component outside the package without adjusting the package configuration of the class D amplifier circuit. It can be implemented substantially by the circuit to which it is connected.
  • a current path is formed in the class D amplifier circuit with the on-state switching element as a part of the path, and resonance is caused by the wiring impedance on this current path and the bypass capacitor connected in parallel.
  • a circuit is formed.
  • the wiring impedance is represented by a series circuit of a wiring inductance and a capacitance between the drain and the source of the switching element.
  • the resistance of the vibration absorption circuit connected to the class D amplifier circuit is equivalently connected in parallel to the resonance circuit formed in the class D amplifier circuit to constitute the vibration circuit.
  • the resistor constitutes a damping resistor of the vibration circuit, suppresses the vibration phenomenon in the high frequency RF region, and reduces the surge voltage.
  • the resistance value of the resistor that constitutes the vibration absorption circuit is set using the value of the bypass capacitor as a parameter. More specifically, the resistance of the vibration absorbing circuit, the bypass capacitor of the class D amplifier circuit, and the wiring impedance composed of the series circuit of the wiring inductance of the class D amplifier circuit and the capacitance of the switching element are equivalently expressed as an RLC parallel circuit.
  • the resistance value of the vibration absorption circuit can be set based on a value obtained by dividing the product of the damping coefficient and the resonance frequency by the value of the bypass capacitor.
  • the resonance frequency of the vibration circuit is a reciprocal value of the square root of the product of the wiring inductance constituting the wiring impedance of each arm of the bridge circuit and the capacitance of the switching element.
  • the bridge circuit of the switching elements constituting the class D amplifier circuit is a half bridge circuit formed by a series circuit of two switching elements, and a full bridge circuit formed by connecting two series of switching elements in parallel. It can be.
  • the vibration phenomenon in the high frequency RF region can be suppressed in the class D amplifier, the surge voltage can be reduced, and the package of the class D amplifier can be reduced. Without limiting the length of the current path, the vibration phenomenon in the high frequency RF region can be suppressed and the surge voltage can be reduced.
  • FIGS. 1 to 3 a configuration example of the class D amplifying device will be shown using FIGS. 1 to 3, and the schematic configuration of the vibration absorbing circuit of the present invention will be shown using FIG. Examples of setting L, R, and bypass capacitor C will be described with reference to FIGS. 5 to 7, and examples will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining a first configuration example of a class D amplifier according to the present invention.
  • a class D amplifier 1 includes a class D amplifier circuit 2A and a vibration absorption circuit 3 connected to the power input terminal of the class D amplifier circuit 2A.
  • the class D amplifier circuit 2A includes a full bridge circuit constituted by a series circuit of a switching element 2a and a switching element 2b, a series circuit of a switching element 2c and a switching element 2d, and a bypass connected in parallel to the two series circuits.
  • the capacitor C is provided, and these are provided in the same package.
  • the switching elements 2a to 2d can be configured by MOSFETs, for example, and switch the current path for the load 5 by on / off control based on a control signal from a control circuit (not shown). For example, when the switching element 2a and the switching element 2d are turned on and the switching element 2b and the switching element 2c are turned off, a current path in the direction indicated by the arrow A from the class D amplifier circuit 2A to the load 5 is formed. On the contrary, the switching element 2a and the switching element 2d are turned off, and the switching element 2b and the switching element 2c are turned on, whereby the direction of the direction indicated by the arrow B in FIG. A current path is formed. The direction of the current supplied to the load 5 is reversed by switching the on / off state of the switching element.
  • the class D amplifier circuit 2A Since the class D amplifier circuit 2A has a configuration in which the switching elements 2a to 2d are disposed on the substrate in the package via the wiring, it has a wiring impedance due to the wiring.
  • the wiring impedance can be represented by a series circuit of the wiring inductance Ld of the wiring of the switching element and the capacitance Cd of the switching element in each switching element constituting the bridge circuit.
  • the capacitance Cd of the switching element is the capacitance between the drain and the source in the case of a MOSFET.
  • the vibration absorbing circuit 3 is connected between the class D amplifier circuit 2A and the DC power source 4, and supplies the DC current of the DC power source 4 to the class D amplifier circuit 2A.
  • the vibration absorbing circuit 3 is configured by an RL parallel circuit of a resistor R and an inductance L.
  • a lead wire is provided at the power input end of the class D amplifier circuit 2A connected to the vibration absorbing circuit 3, and the lead wire inductance component is represented by a lead wire inductance Lp in the drawing.
  • the direct current power source 4 is a power source that supplies direct current obtained by AC / DC conversion to the class D amplification device 2A.
  • the DC power supply 4 includes an AC source 4a, an AC / DC converter 4b that outputs DC by AC / DC conversion, and a low-pass filter 4c that removes high frequency components from the DC output of the AC / DC converter 4b.
  • the configuration of the DC power source shown in the figure is an example, and the configuration is not limited to this configuration.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining a second configuration example of the class D amplifier according to the present invention.
  • the class D amplifying apparatus 1A of the first configuration example has a full bridge configuration in the switching elements 2a to 2d in the class D amplifier circuit 2A, whereas the class D amplifying apparatus 1B of the second configuration example In the class D amplifier circuit 2B, a half-bridge configuration is formed by a series circuit of switching elements 2a and 2b.
  • the class D amplifier circuit 2B includes a half bridge circuit constituted by a series circuit of a switching element 2a and a switching element 2b and a series circuit of capacitors 2e and 2f, and a bypass capacitor C connected in parallel to the series circuit of the switching elements. These are provided in the same package.
  • the switching elements 2a and 2b connected in series can be configured by, for example, MOSFETs, and the current path flowing through the load 5 is switched by on / off control based on a control signal from a control circuit (not shown).
  • a control signal from a control circuit not shown.
  • the switching element 2a when the switching element 2a is turned on and the switching element 2b is turned off, a current path in the direction indicated by the arrow A in the figure from the class D amplifier circuit 2B to the load 5 is formed via the capacitor 2f.
  • the switching element 2a is turned off and the switching element 2b is turned on, the current path in the direction indicated by the arrow B in the figure from the class D amplifier circuit 2B to the load 5 is passed through the capacitor 2e. It is formed.
  • the direction of the current supplied to the load 5 is reversed by switching the on / off state of the switching element.
  • vibration absorbing circuit 3 the DC power supply 4, the load 5, and the lead wire inductance Lp are the same as the configuration of the class D amplification device 2A shown in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining a third configuration example of the class D amplifier according to the present invention.
  • the class D amplifying device 1C of the third configuration example is similar to the configuration of the class D amplifying device 1A of the first configuration example or the class D amplifying device 1B of the second configuration example. In this configuration, both the positive voltage side power input terminal and the negative voltage side power input terminal are connected.
  • the vibration absorption circuit 3A is connected between the positive voltage side power input terminal of the class D amplifier circuit 2A and the positive voltage side of the DC power supply 4, and the vibration absorption circuit 3B is a negative voltage side power input of the class D amplifier circuit 2A. It is connected between the terminal and the negative voltage side of the DC power supply 4 and supplies the DC current of the DC power supply 4 to the class D amplifier circuit 2A.
  • the RL parallel circuit constituting the vibration absorbing circuit 3 having the first configuration shown in FIG. 1 is constituted by the resistor R and the inductance L
  • the vibration suppressing characteristics are similarly applied by the third vibration absorbing circuits 3A and 3B.
  • the vibration absorbing circuit 3A and the vibration absorbing circuit 3B are configured by an RL parallel circuit of a resistor R / 2 and an inductance L / 2.
  • the lead wire inductance of the lead wire connecting the vibration absorbing circuit 3 and the power input terminal of the class D amplifier circuit 2A is Lp / 2.
  • FIG. 4 shows a configuration example of the vibration absorption circuit 3.
  • the vibration absorbing circuit 3 is connected to either the positive voltage side power supply input terminal or the negative voltage side power supply input terminal of the class D amplifier circuit, as well as both the positive voltage side and the negative voltage side of the class D amplifier circuit. It can be connected to the power input terminal.
  • FIG. 4 shows an example in which the vibration absorbing circuit 3 is configured by an RL parallel circuit of a resistor R and an inductance L.
  • the vibration absorbing circuit 3 is configured by an RL parallel circuit of a resistor R and an inductance L.
  • the connected vibration absorption circuit and class D amplification circuit constitute a vibration circuit, and the resistance of the vibration absorption circuit constitutes a damping resistance of the vibration circuit in the high frequency RF region.
  • the class D amplifying device of the present invention introduces a resistance component equivalently in the class D amplifying circuit in order to suppress the occurrence of the resonance phenomenon of the class D amplifying circuit and promote the attenuation of the vibration phenomenon.
  • Class D amplifier of the present invention in order to introduce the resistance component R in the D-class amplifier circuit, and supplies the alternating current component I AC in addition to the DC component I DC in class D amplifier circuit using a vibration absorbing circuit .
  • the direct current obtained by orthogonal transformation of the direct current power supply includes an alternating current component that has passed through the low-pass filter in addition to the direct current component, and the main operation of the class D amplifier circuit is performed by the direct current component.
  • Vibration absorption circuit 3 the DC component I DC with flow in class D amplifier circuit, and supplies the alternating current component I AC in addition to the DC component I DC to introduce a resistor-R in the D-class amplification circuit.
  • a high-frequency component higher than the resonance frequency ⁇ o is passed through the class D amplifier circuit.
  • DC component low frequency component
  • ⁇ o resonance frequency
  • the vibration absorbing circuit 3 can supply the low frequency component (DC component) to the class D amplifier circuit 2 without generating power loss due to the resistance R.
  • the resistance R of the vibration absorbing circuit 3 causes a high frequency component higher than the resonance frequency ⁇ o of the vibration absorbing circuit 3 to flow through the class D amplifier circuit 2, and the vibration absorbing circuit 3 resonates with the class D amplifier circuit 2 via the resistor R.
  • a high-frequency component (alternating current component) having a frequency ⁇ o or higher is passed.
  • the class D amplifier circuit 2 is driven at a driving frequency ⁇ in a high frequency RF region including a resonance frequency in the class D amplifier circuit.
  • the band of the high frequency component supplied from the vibration absorbing circuit 3 to the class D amplifier circuit 2 is set to a band including the high frequency RF region of the driving frequency ⁇ of the class D amplifier circuit 2, so that the resistance R of the vibration absorbing circuit 3 is obtained. Is operated as a damping resistor for attenuating vibration caused by the vibration phenomenon of the class D amplifier circuit.
  • the vibration absorbing circuit 3 uses the resistance R used for power consumption necessary for vibration attenuation in the high-frequency RF region including the resonance frequency in the class D amplifier circuit in the package in the class D amplifier circuit 2. Without adjusting the configuration, etc., it can be mounted substantially by a vibration absorbing circuit connected outside the package.
  • the resistance R of the vibration absorbing circuit 3 acts as a damping resistor for attenuating the vibration with respect to a high frequency component including the resonance frequency component of the resonance vibration of the class D amplifier circuit in the class D amplifier circuit. No power loss occurs with respect to the direct current component.
  • the vibration absorbing circuit 3 of the present invention has a resistance component used for power consumption necessary for vibration attenuation at the driving frequency in the high frequency RF region including the resonance frequency component of the class D amplifier circuit. Without adjusting the configuration, etc., it can be mounted substantially by a vibration absorbing circuit connected outside the package.
  • the L and R values of the vibration absorbing circuit are set by circuit simulation, and a provisional value is calculated for an equivalent circuit obtained by approximation, and the provisional value is set as an initial value by circuit simulation.
  • a provisional value is calculated for an equivalent circuit obtained by approximation
  • the provisional value is set as an initial value by circuit simulation.
  • FIG. 5 is a circuit configuration diagram and equivalent circuit for explaining the vibration absorbing circuit and the class D amplifier circuit.
  • FIG. 5A shows a case where all the switching elements are in the off state.
  • the load 5 is a plasma load.
  • the load 5 is in an open state (open state), and the effective component becomes zero.
  • the class D amplification circuit 2 is in an open state (open state) or a short circuit state (short state).
  • the wiring impedance includes a series circuit of a wiring inductance Ld and a capacitance Cd between the drain and source of the switching element.
  • FIG. 5 (b) shows an equivalent circuit of the vibration absorbing circuit 3 and the class D amplifier circuit 2 in the circuit configuration of FIG. 5 (a).
  • the drive frequency is ⁇
  • the resistance and inductance of the vibration absorption circuit are R and L
  • the lead wire inductance is Lp
  • ⁇ ⁇ L >> ⁇ ⁇ Lp and R >> ⁇ ⁇ Lp are selected. Therefore, the lead wire inductance Lp can be omitted.
  • a state (open state) in which there is no active component of the load having the circuit configuration of FIG. 5A is a condition in which the damping coefficient of the equivalent circuit shown in FIG.
  • the resistance R of the vibration absorbing circuit 3 is equivalently connected in parallel to the resonance circuit formed by the class D amplifier circuit 2 to constitute the vibration circuit.
  • the resistor constitutes a damping resistor of the vibration circuit, suppresses the vibration phenomenon in the high frequency RF region, and reduces the surge voltage.
  • the resistance value of the resistor R constituting the vibration absorbing circuit 3 is set using the value of the bypass capacitor C as a parameter. More specifically, the resistance is equivalent to the resistance R of the vibration absorbing circuit 3, the bypass capacitor C of the class D amplifier circuit 2, and the wiring impedance composed of a series circuit of the wiring inductance Ld of the class D amplifier circuit 2 and the capacitance Cd of the switching element.
  • the resistance value of the resistance R of the vibration absorption circuit 3 is the product of the damping coefficient ⁇ and the resonance frequency ⁇ n. It can be set based on the value divided by the value of C.
  • Resonant frequency ⁇ n of the resonant circuit the square root of the product of the capacitance Cd of the wiring inductance Ld and the switching elements constituting the wiring impedance of each arm of the bridge circuit constituting the class D amplifier circuit (Ld ⁇ Cd) (Ld ⁇ Cd) 1
  • the value is / 2 .
  • ⁇ o is the resonance frequency of the vibration absorption circuit (RL parallel circuit)
  • ⁇ m is the resonance frequency of the series circuit of R of the vibration absorption circuit and the bypass capacitor C.
  • ⁇ is a drive frequency
  • ⁇ n is a resonance frequency of the vibration circuit including the vibration absorption circuit and the full bridge circuit.
  • the resistance R of the vibration absorbing circuit is expressed by the following formula (10).
  • the value of the resistance R of the vibration absorbing circuit can be obtained from the wiring inductance Ld, the capacitance Cd of the switching element, and the bypass capacitor C based on the equations (8) to (10).
  • the damping coefficient ⁇ By setting the damping coefficient ⁇ to a value smaller than 1, the vibration can be damped, and can be determined, for example, at a level of about 0.05 to 0.8.
  • L and R are unknown, Ld, Cd, and C are known, k 1 , k 2 , and ⁇ are parameters and unknown L and R are set will be described with reference to the flowchart of FIG.
  • the setting conditions (4) and (5) are expressed by the following equation using the parameters k 1 and k 2 (S2).
  • Parameters k 1 , k 2 , and ⁇ are determined (S3), and the value of the bypass capacitor C is determined.
  • the value of the bypass capacitor C is set based on the design conditions required for the class D amplifier circuit (S4).
  • the resistance R and the inductance L of the vibration absorbing circuit are calculated by substituting the values of the parameters k 1 and k 2 and the bypass capacitor C into the equation (8) of the resonance frequency ⁇ n and the equation (9) of the damping coefficient ⁇ (S5 ), L, C and R of the class D amplifier are set (S6). If the inductance L of the vibration absorption circuit is predetermined in S4, the resistance R and the bypass capacitor C of the vibration absorption circuit may be calculated in S5.
  • FIG. 7 shows the frequency relationship in the setting example.
  • FIG. 7A shows the frequency relationship in the vibration absorption circuit.
  • the DC component lower than the resonance frequency ⁇ o of the vibration absorption circuit (RL parallel circuit) is supplied to the class D amplifier circuit through the inductance L of the vibration absorption circuit, and the AC component higher than the resonance frequency ⁇ o is class D amplified through the resistor R of the vibration absorption circuit. Supplied to the circuit.
  • FIG. 7B shows the frequency relationship in the class D amplifier circuit.
  • the drive frequency ⁇ is determined based on the period of the switching operation of the switching element, and is a frequency range that satisfies the conditions of R / L ⁇ ⁇ ⁇ 1 / CR and R >> ⁇ ⁇ Lp as described above.
  • the driving frequency and circuit constants of each example are as follows.
  • Drive frequency f 40MHz
  • L of vibration absorption circuit 300nH Bypass capacitor
  • Load impedance 26 + j15 ⁇
  • a DC voltage Vdd and a drain-source voltage Vds according to an embodiment of the conventional configuration will be described with reference to FIG.
  • the embodiment shown here is an example of a conventional configuration that does not include the vibration absorbing circuit and the bypass capacitor of the present invention.
  • FIG. 8A and FIG. 8C show the direct current voltage Vdd and the drain-source voltage Vds applied to the class D amplifier circuit
  • FIG. 8B and FIG. d) shows the drain-source voltage Vds
  • FIGS. 8C and 8D show enlarged states before and after the change of the gate signal from the on state to the off state. Note that the periods of the rectangular drive signal and the sinusoidal vibration signal shown in FIG. 8 are schematically shown from the description, and do not indicate actual periods.
  • the DC voltage Vdd is a constant voltage during the ON period when the gate signal is applied to the bridge circuit, and after the gate signal is switched from the ON state to the OFF state, the DC voltage Vdd vibrates as shown in FIGS. Will occur.
  • a rectangular drive signal is applied to the switching element, and the switching operation of the switching element is performed.
  • the drain-source voltage Vds becomes a rectangular periodic signal when a drive signal is applied.
  • the application of the drive signal is stopped to stop the switching operation of the switching element. It is desirable that the periodic signal of the drain-source voltage Vds is stopped by stopping the driving signal.
  • the vibration absorption circuit and the bypass capacitor are not provided in the conventional configuration, the drain-source voltage Vds continues to vibrate by self-excitation even in the off period in which the gate signal is turned off.
  • the switching operation of the switching element may be continued without stopping even in the off period, and a normal switching operation is not performed.
  • the DC voltage Vdd and the drain-source voltage Vds according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the embodiment shown here includes the vibration absorbing circuit and bypass capacitor of the present invention, and as described above, the resistance R of the vibration absorbing circuit is 1.5 ⁇ and the bypass capacitor C is 1 ⁇ F.
  • FIGS. 9A and 9C show the DC voltage Vdd
  • FIG. ) And (d) show the drain-source voltage Vds
  • FIGS. 9C and 9D show enlarged states before and after the change of the gate signal from the on state to the off state. Note that the periods of the rectangular drive signal and the sinusoidal vibration signal shown in FIG. 9 are schematically shown from the description, and do not represent actual periods.
  • the DC voltage Vdd shows a constant voltage during the ON period when the gate signal is applied to the bridge circuit, and after the gate signal is switched from the ON state to the OFF state, the DC voltage Vdd vibrates as shown in FIGS. 9 (a) and 9 (c). Although it fluctuates, the amplitude of vibration is smaller than that of the conventional configuration and attenuates with a predetermined time constant.
  • a rectangular drive signal is applied to the switching element, and the switching operation of the switching element is performed.
  • the drain-source voltage Vds becomes a rectangular periodic signal when a drive signal is applied.
  • the application of the drive signal is stopped.
  • this drive signal is stopped, a surge voltage is generated in the drain-source voltage Vds, but the generated surge voltage has a smaller amplitude than that of the periodic signal generated in the conventional configuration and attenuates with a predetermined time constant.
  • a DC voltage Vdd and a drain-source voltage Vds according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the embodiment shown here is provided with the vibration absorbing circuit and bypass capacitor of the present invention, and as described above, the resistance R of the vibration absorbing circuit is 1.5 ⁇ and the bypass capacitor C is 720 pF.
  • FIGS. 10A and 10C show the DC voltage Vdd
  • FIG. ) And (d) show the drain-source voltage Vds
  • FIGS. 10C and 10D show enlarged states before and after the change of the gate signal from the on state to the off state. Note that the period of the rectangular drive signal and the sinusoidal vibration signal shown in FIG. 10 is schematically shown from the description, and does not indicate an actual period.
  • the DC voltage Vdd is a constant voltage during the ON period in which the gate signal is applied to the bridge circuit. After the gate signal is switched from the ON state to the OFF state, as shown in FIGS.
  • the amplitude of vibration is smaller than that of the first embodiment of the present invention, and is attenuated and stabilized with a smaller time constant.
  • a rectangular drive signal is applied to the switching element, and the switching operation of the switching element is performed.
  • the drain-source voltage Vds becomes a rectangular periodic signal when a drive signal is applied.
  • the application of the drive signal is stopped.
  • a surge voltage is generated in the drain-source voltage Vds.
  • the generated surge voltage has a smaller amplitude and a smaller time constant than the surge voltage of the first embodiment of the present invention. It attenuates at.
  • the surge voltage is reduced and vibration is reduced. Can be effectively attenuated.
  • the class D amplifier of the present invention can be applied to power supply to a plasma load, and can be applied to a film forming apparatus for manufacturing a thin film such as a semiconductor, a liquid crystal, and a solar panel, a laser oscillator, and the like.

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Abstract

Ｄ級増幅器において高周波ＲＦ領域での振動現象を抑制し、サージ電圧を低減する。Ｄ級増幅回路の電源側に振動吸収回路を接続し、Ｄ級増幅回路と接続した振動吸収回路とによって等価的に振動回路を構成し、振動吸収回路が備える抵抗を振動回路の減衰抵抗とすることによって、振動現象の抑制およびサージ電圧の低減を行う。振動吸収回路は、抵抗とインダクタンスとのＲＬ並列回路で構成される。振動吸収回路およびＤ級増幅回路は振動回路を構成し、振動吸収回路の抵抗は高周波ＲＦ領域において振動回路の減衰抵抗を構成する。

Description

Ｄ級増幅器
　本発明は、Ｄ級増幅器に関し、特にスイッチング素子で形成されるフルブリッジ回路あるいはハーフブリッジ回路を備えるＤ級増幅器に関する。
　スイッチング動作によって直流電源の直流を高周波交流に変換する高周波電源が知られている。この高周波電源として、Ｄ級増幅回路（Class　D：IEC国際基準IEC60268-3　4 classes of operation）によるＤ級高周波電源が知られている。
　Ｄ級高周波電源は、ＲＦ電力増幅素子でフルブリッジ回路あるいはハーフブリッジ回路を形成し、このＲＦ電力増幅素子をスイッチング素子として一定のデューティー（Duty）のＲＦゲート信号でスイッチング動作することによって直流電源の直流を高周波交流に変換し、得られた高周波交流を高周波進行波電力として負荷に供給する。Ｄ級高周波電源は、パルス駆動モードあるいは連続駆動モードによって出力調整を行う。パルス駆動モードでは、ＲＦゲート信号によってＲＦ電力増幅素子をスイッチング動作させ、ＲＦ出力を出力するＯＮ区間と、スイッチング動作を行わずにＲＦ出力を出力しないＯＦＦ区間の両区間を交互に有する駆動態様であり、ＯＮ区間とＯＦＦ区間の時間比率であるデューティー（Duty）を変えることによって、ＲＦ出力の出力電力を調整する。ＯＮ区間とＯＦＦ区間のデューティーは、パルス制御信号のＯＮ区間とＯＦＦ区間のデューティー（Duty）によって制御することができる。なお、ＲＦは高周波を意味している。
　図１１は、従来知られているブリッジ回路構成によるＲＦ帯域のＤ級増幅回路の構成例である。なお、ここでは、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子によってフルブリッジ回路を構成した例を示している。Ｄ級増幅回路は、配線インダクタンスＬａおよびＤ級増幅回路のパッケージに設けられたリード線のリード線インダクタンスＬｐを介して直流電源部から供給された直流を高周波交流に変換して負荷に供給する。
　スイッチング周波数が高くない低周波ＲＦ領域では、ＭＯＳＦＥＴのＯＮ－ＯＦＦ時に発生するサージ電圧を抑制するためにパッケージの外部のリード線間にバイパスコンデンサＣ２を接続している。
　バイパスコンデンサＣ２によるサージ電圧抑制は、低周波ＲＦ領域では、ＭＯＳＦＥＴのＯＮ時におけるドレイン－ソース電圧のライズタイム（立ち上がり時間）、およびＭＯＳＦＥＴのＯＦＦ時におけるドレイン－ソース間電圧のフォールタイム（立ち下がり時間）が比較的遅いことや、ＭＯＳＦＥＴの電流変化（di/dt）が小さいことから、ＭＯＳＦＥＴの低周波ＲＦ領域のスイッチング損失が高周波ＲＦ帯域のスイッチング損失よりも大きいことによるものである。
　さらに、バイパスコンデンサＣ２を大きく設定することによって、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失がダンピング抵抗の役割を果たして配線インダクタンスＬａによる共振現象を抑制する効果も奏している。
　図１２（ａ）は図１１に示すＤ級増幅回路のＯＮからＯＦＦに切り替わる際の等価回路を示し、図１２（ｂ）は低周波ＲＦ領域のＤ級増幅回路のドレイン－ソース電圧の概略を示している。等価回路中のｒはスイッチング損失を表し、Ｌｐはパッケージのリード線インダクタンスを表し、Ｃｄはパッケージ内のキャパシタンスを表している。
　低周波ＲＦ領域では、Ｄ級増幅回路の特性方程式は２次系で表すことができ、減衰係数ζはζ＝ｒ／２・（２Ｃｄ／Ｌｄ）１／２で表される。スイッチング損失ｒはダンピング抵抗として作用し、減衰係数ζを１より大きな値として、図１２（ｂ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴのＯＮ－ＯＦＦ切り替え時におけるドレイン－ソース電圧の振動を減衰する。
　一方、スイッチング周波数が高い高周波ＲＦ領域では使用されるＭＯＳＦＥＴは高速動作するため、ＭＯＳＦＥＴの電流変化（di/dt）は大きくなる。図１３は高周波ＲＦ領域のＤ級増幅回路の例を示している。なお、図１３中の破線で囲む回路は、後述するスナバ回路を示している。図１４（ａ）は図１３に示す高周波ＲＦ領域のＤ級増幅回路（スナバ回路を除く回路構成）のＯＮからＯＦＦに切り替わる際の等価回路を示し、図１４（ｂ）は高周波ＲＦ領域のＤ級増幅回路（スナバ回路を除く回路構成）のドレイン－ソース電圧の概略を示している。等価回路中のＬａはパッケージ外の配線インダクタンスを表し、Ｌｐはパッケージのリード線インダクタンスを表し、Ｃｄはパッケージ内のキャパシタンスを表している。
　高周波ＲＦ領域では、パッケージ内の配線インダクタンスＬｄやキャパシタンスＣｄは無視できない値となるため、パッケージの外部に設けたバイパスコンデンサＣ２ではＭＯＳＦＥＴのドレイン－ソースのサージ電圧を抑制することができない。
　また、図１４（ａ）の等価回路が示すように、高速化されたＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失は小さく、高周波ＲＦ領域のＤ級増幅回路ではスイッチング損失ｒが存在しないためダンピング抵抗として作用しない。そのため、図１４（ｂ）中のＣ，Ｄに示すようにドレイン－ソース電圧の振動を抑制する効果が得られず、共振現象が継続して発生する。図中のＣはスイッチング素子がオフからオンへ切り替わる時における電圧の振動状態を示し、サージ電圧が発生する。また、図中のＤはスイッチング素子がオンからオフへ切り替わる時における電圧の振動状態を示している。何れの切り替え時においても、発生した振動状態は次の切り替わり時まで継続する。
　図１４（ｂ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴのドレイン－ソース間にサージ電圧が発生すると、直流交流変換の効率が低下する他、サージ電圧の過電圧によって素子破壊が起こるといった問題が発生する。
　パッケージの外部に接続したバイパスコンデンサＣ２ではリード線インダクタンスＬｐやパッケージ内の配線インダクタンスＬｄのサージエネルギーを吸収してＭＯＳＦＥＴへの流入を防ぐことはできない。
　高周波ＲＦ領域の対策として、負荷側にアイソレータや３ｄＢカプラなどを付加する他に、パッケージ外部のインダクタンスによる固有振動を抑制するためにＣｓｕとＲｓｕの直列回路からなるＣＲスナバ回路を供給線間に接続する構成が知られている。
　また、パッケージ内においてハーフブリッジ回路を構成するスイッチング素子の直列回路に対して並列にバイパスコンデンサを接続し、スイッチング時の電流パルスの発生に対して、供給電圧の電圧低下を回避すると共に、電流ピークによるスイッチング素子の破壊を阻止する構成が知られている（特許文献１）。
　図１５はハーフブリッジ回路にバイパスコンデンサを並列接続した構成例を示す図である。バイパスコンデンサＣ３は、ハーフブリッジ回路を構成するスイッチング素子の直列回路に並列接続して構成される。
　Ｄ級増幅器のパッケージ内にバイパスコンデンサを設ける構成では、スイッチング素子とバイパスコンデンサによって電流経路が形成され、電流経路中の線路インダクタンスとスイッチング素子の出力キャパシタンスによって発振回路が形成されるという問題があり、プラズマプロセスに対するＤ級増幅器の適用は不適であると指摘されている（特許文献１の段落［0012］）。特許文献１では、バイパスコンデンサを流れる電流経路の長さを制限することによってインダクタンスを小さくし、発振周波数を高周波数にシフトさせることによって減衰を容易とすることが提案されている（特許文献１の段落［0016］）。
特開２００８－２２８３０４号公報　（段落［0012］、段落［0016］）
　高周波ＲＦ領域のＤ級増幅器では、ブリッジ回路を形成するスイッチング素子のＯＮ・ＯＦＦ時に発生するサージ電圧や共振現象の問題に対して、従来は前記したように、パッケージ外部にバイパスコンデンサやスナバ回路を接続する対策、あるいはパッケージ内にバイパスコンデンサを接続する対策等が採られている。
　しかしながら、パッケージ外部にバイパスコンデンサを設ける対策では、パッケージのリード線インダクタンスＬｐやパッケージ内の配線インダクタンスＬｄのエネルギーを吸収することができないという問題があり、パッケージ外にＣＲスナバ回路を設ける対策では、直流電源が備える平滑コンデンサＣｆ（図１３）の影響によって振動吸収の効果が得られないという問題がある。
　Ｄ級増幅器のパッケージ内にバイパスコンデンサを設ける構成において、発振の問題に対して、バイパスコンデンサを流れる電流経路の長さを制限することによってインダクタンスを小さくする構成が提案されているが、Ｄ級増幅器のパッケージ内の電流経路の設計は他の素子との配置等の制限を受けるため自由に設計することが難しいという課題がある。
　上記したように、スイッチング素子により形成されるブリッジ回路を備える高周波ＲＦ領域のＤ級増幅器は、振動現象およびサージ電圧の課題を有している。
　高周波ＲＦ領域のＤ級増幅器をプラズマ発生装置用のＲＦ電源として使用する場合には、プラズマの未着火状態やＲＦ電源とプラズマ負荷との間の電気長等によって、負荷の有効成分が無い状態となり、回路の減衰係数が小さくなって大きな振動が発生し易くなるため、Ｄ級増幅器の使用が難しくなる場合がある。
　そこで、本願発明は前記した従来の問題点を解決し、Ｄ級増幅器において高周波ＲＦ領域での振動現象を抑制し、サージ電圧を低減することを目的とする。
　また、Ｄ級増幅器のパッケージ内の電流経路の長さを制限することなく、高周波ＲＦ領域での振動現象を抑制し、サージ電圧を低減することを目的とする。
　本願発明は、上記課題に鑑み、Ｄ級増幅回路の電源側に振動吸収回路を接続し、Ｄ級増幅回路と接続した振動吸収回路とによって等価的に振動回路を構成し、振動吸収回路が備える抵抗を振動回路の減衰抵抗とすることによって、振動現象の抑制およびサージ電圧の低減を行うものである。
　本願発明のＤ級増幅装置はＤ級増幅回路と振動吸収回路とから構成される。Ｄ級増幅回路は、スイッチング素子の直列回路を少なくとも１つ備えるブリッジ回路と、ブリッジ回路のスイッチング素子の直列回路に対して並列接続されたバイパスコンデンサとをパッケージ内に備え、Ｄ級増幅器の電源入力端に振動吸収回路を接続する。
　振動吸収回路は、Ｄ級増幅回路の正電圧側の電源入力端あるいは負電圧側の電源入力端の何れか一方に接続する他、Ｄ級増幅回路の正電圧側および負電圧側の両方の電源入力端に接続してもよい。
　振動吸収回路は、抵抗とインダクタンスとのＲＬ並列回路で構成される。接続された振動吸収回路およびＤ級増幅回路は振動回路を構成し、振動吸収回路の抵抗は高周波ＲＦ領域において振動回路の減衰抵抗を構成する。
　振動吸収回路を構成するインダクタンスは、振動吸収回路の共振周波数より低い低周波数成分（直流分）をＤ級増幅回路に流す。インダクタンスを介して低周波数成分を流すことによって、振動吸収回路は抵抗分による電力損失を発生することなく低周波数成分（直流成分）をＤ級増幅回路に供給することができる。
　他方、振動吸収回路を構成する抵抗又は抵抗とコンデンサのＲＣ直列回路は、振動吸収回路の共振周波数より高い高周波数成分をＤ級増幅回路に流す。振動吸収回路は、抵抗を介してＤ級増幅回路に共振周波数以上の高周波成分（交流成分）を流すことによって、振動吸収回路の抵抗ＲをＤ級増幅回路の振動現象による振動を減衰するダンピング抵抗として作用させることができる。
　したがって、本願発明が備える振動吸収回路は、共振周波数成分を含む高周波ＲＦ領域における振動減衰に必要な電力消費に用いる抵抗分を、Ｄ級増幅回路のパッケージの構成を調整することなく、パッケージ外に接続する回路によって実質的に実装することができる。
　（振動吸収回路の構成例）
　Ｄ級増幅回路が動作状態にあるとき、オン状態のスイッチング素子を経路の一部としてＤ級増幅回路内に電流経路が形成され、この電流経路上の配線インピーダンスおよび並列接続されるバイパスコンデンサによって共振回路が形成される。ここで、配線インピーダンスは、配線インダクタンスおよびスイッチング素子のドレイン－ソース間のキャパシタンスの直列回路で表される。
　Ｄ級増幅回路に接続される振動吸収回路の抵抗は、Ｄ級増幅回路内で形成される共振回路に対して等価的に並列接続して振動回路を構成する。抵抗は振動回路の減衰抵抗を構成し、高周波ＲＦ領域の振動現象を抑制し、サージ電圧を低減する。
　振動吸収回路を構成する抵抗の抵抗値はバイパスコンデンサの値をパラメータとして設定される。より詳細には、振動吸収回路の抵抗と、Ｄ級増幅回路のバイパスコンデンサと、Ｄ級増幅回路の配線インダクタンスおよびスイッチング素子のキャパシタンスの直列回路から成る配線インピーダンスとで等価的にＲＬＣ並列回路で表される２次振動系の振動回路において、振動吸収回路の抵抗の値は、減衰係数と共振周波数との積をバイパスコンデンサの値で除した値に基づいて設定することができる。
　振動回路の共振周波数は、ブリッジ回路の各アームの配線インピーダンスを構成する配線インダクタンスおよびスイッチング素子のキャパシタンスの積の平方根の逆数の値である。
　（Ｄ級増幅回路）
　Ｄ級増幅回路を構成するスイッチング素子のブリッジ回路は、２つのスイッチング素子の直列回路で形成されるハーフブリッジ回路とする他、２つのスイッチング素子の直列回路を並列接続して形成されるフルブリッジ回路とすることができる。
　ハーフブリッジ回路およびフルブリッジ回路の何れのブリッジ回路においても、スイッチング素子のオン動作時の電流経路上には同様の共振回路が形成されるため、振動吸収回路を接続した本願発明のＤ級増幅装置は同様の作用を奏する。
　以上説明したように、本願発明のＤ級増幅装置によれば、Ｄ級増幅器において高周波ＲＦ領域での振動現象を抑制し、サージ電圧を低減することができ、また、Ｄ級増幅器のパッケージ内の電流経路の長さを制限することなく、高周波ＲＦ領域での振動現象を抑制し、サージ電圧を低減することができる。
本願発明のＤ級増幅装置の第１の構成例を説明するための図である。 本願発明のＤ級増幅装置の第２の構成例を説明するための図である。 本願発明のＤ級増幅装置の第３の構成例を説明するための図である。 本願発明の振動吸収回路の構成例を示す図である。 本願発明の振動吸収回路およびＤ級増幅回路を説明するための回路構成図である。 本願発明の振動吸収回路のＬおよびＲの設定を説明するためのフローチャートである。 本願発明の振動吸収回路およびＤ級増幅回路における周波数関係を示している。 従来構成の実施例を説明するための図である。 本願発明の第１の実施例を説明するための図である。 本願発明の第２の実施例を説明するための図である。 従来知られているブリッジ回路構成によるＲＦ帯域のＤ級増幅回路の構成例である。 Ｄ級増幅回路の等価回路、および低周波ＲＦ領域のＤ級増幅回路のドレイン－ソース電圧の概略を示す図である。 高周波ＲＦ領域のＤ級増幅回路例を示す図である。 高周波ＲＦ領域のＤ級増幅回路の等価回路、および高周波ＲＦ領域のＤ級増幅回路のドレイン－ソース電圧の概略を示す図である。 ハーフブリッジ回路にバイパスコンデンサを並列接続した構成例を示す図である。
　以下、本願発明の実施の形態について、図を参照しながら詳細に説明する。
　以下では、本願発明のＤ級増幅装置について、図１～３を用いてＤ級増幅装置の構成例を示し、図４を用いて本願発明の振動吸収回路の概略構成を示し、振動吸収回路のＬ，Ｒ、およびバイパスコンデンサＣの設定例について図５～７を用いて示し、図８～図１０を用いて実施例を示す。
［Ｄ級増幅装置の構成例］
　（Ｄ級増幅装置の第１の構成例）
　図１は本願発明のＤ級増幅装置の第１の構成例を説明するための図である。図１において、Ｄ級増幅装置１は、Ｄ級増幅回路２Ａと、Ｄ級増幅回路２Ａの電源入力端に接続された振動吸収回路３とを備える。
　Ｄ級増幅回路２Ａは、スイッチング素子２ａとスイッチング素子２ｂの直列回路とスイッチング素子２ｃとスイッチング素子２ｄの直列回路とによって構成されるフルブリッジ回路と、２つの直列回路に対して並列接続されたバイパスコンデンサＣとを備え、これらを同一のパッケージ内に設けた構成とする。
　スイッチング素子２ａ～２ｄは例えばＭＯＳＦＥＴによって構成することができ、図示しない制御回路からの制御信号に基づくオン・オフ制御によって、負荷５に対する電流経路を切り替える。例えば、スイッチング素子２ａとスイッチング素子２ｄをオン状態とし、スイッチング素子２ｂとスイッチング素子２ｃをオフ状態とすることによって、Ｄ級増幅回路２Ａから負荷５に向かう矢印Ａで示す方向の電流経路が形成され、逆に、スイッチング素子２ａとスイッチング素子２ｄをオフ状態とし、スイッチング素子２ｂとスイッチング素子２ｃをオン状態とすることによって、Ｄ級増幅回路２Ａから負荷５に向かう図中の矢印Ｂで示す方向の電流経路が形成される。このスイッチング素子のオン・オフ状態の切り替えによって負荷５に供給する電流方向を反転させる。
　Ｄ級増幅回路２Ａは、パッケージ内の基板上に配線を介してスイッチング素子２ａ～２ｄを配置する構成であるため、配線による配線インピーダンスを有している。配線インピーダンスは、ブリッジ回路を構成する各スイッチング素子において、スイッチング素子の配線が有する配線インダクタンスＬｄとスイッチング素子のキャパシタンスＣｄの直列回路で表すことができる。スイッチング素子のキャパシタンスＣｄは、ＭＯＳＦＥＴの場合にはドレイン－ソース間のキャパシタンス分である。
　振動吸収回路３はＤ級増幅回路２Ａと直流電源４との間に接続され、直流電源４の直流電流をＤ級増幅回路２Ａに供給する。振動吸収回路３は、抵抗ＲとインダクタンスＬとのＲＬ並列回路で構成される。
　振動吸収回路３と接続するＤ級増幅回路２Ａの電源入力端にはリード線が設けられ、図中ではリード線のインダクタンス成分をリード線インダクタンスＬｐで表している。
　直流電源４は、交直変換で得られる直流をＤ級増幅装置２Ａに供給する電源である。直流電源４は、交流源４ａと、交直変換によって直流を出力するＡＣ／ＤＣコンバータ４ｂと、ＡＣ／ＤＣコンバータ４ｂの直流出力から高周波数成分を除くローパスフィルタ４ｃとを備える。図示する直流電源の構成は一例であり、この構成に限られるものではない。
（Ｄ級増幅装置の第２の構成例）
　図２は本願発明のＤ級増幅装置の第２の構成例を説明するための図である。第１の構成例のＤ級増幅装置１Ａは、Ｄ級増幅回路２Ａにおいてスイッチング素子２ａ～２ｄをフルブリッジ構成とする構成であるのに対して、第２の構成例のＤ級増幅装置１Ｂは、Ｄ級増幅回路２Ｂにおいてスイッチング素子２ａ、２ｂの直列回路によってハーフブリッジ構成とする構成である。
　Ｄ級増幅回路２Ｂは、スイッチング素子２ａとスイッチング素子２ｂの直列回路とコンデンサ２ｅ，２ｆの直列回路によって構成されるハーフブリッジ回路と、スイッチング素子の直列回路に対して並列接続されたバイパスコンデンサＣとを備え、これらを同一のパッケージ内に設けた構成とする。
　直列接続されたスイッチング素子２ａ、２ｂは例えばＭＯＳＦＥＴによって構成することができ、図示しない制御回路からの制御信号に基づくオン・オフ制御によって、負荷５を流れる電流経路を切り替える。例えば、スイッチング素子２ａをオン状態とし、スイッチング素子２ｂをオフ状態とすることによって、コンデンサ２ｆを介してＤ級増幅回路２Ｂから負荷５に向かう図中の矢印Ａで示す方向の電流経路が形成され、逆に、スイッチング素子２ａをオフ状態とし、スイッチング素子２ｂをオン状態とすることによって、コンデンサ２ｅを介してＤ級増幅回路２Ｂから負荷５に向かう図中の矢印Ｂで示す方向の電流経路が形成される。このスイッチング素子のオン・オフ状態の切り替えによって負荷５に供給する電流方向を反転させる。
　その他の振動吸収回路３，直流電源４，負荷５、およびリード線インダクタンスＬｐの構成は、図１に示したＤ級増幅装置２Ａの構成と同様である。
　（Ｄ級増幅装置の第３の構成例）
　図３は本願発明のＤ級増幅装置の第３の構成例を説明するための図である。第３の構成例のＤ級増幅装置１Ｃは、第１の構成例のＤ級増幅装置１Ａの構成あるいは第２の構成例のＤ級増幅装置１Ｂにおいて、振動吸収回路３をＤ級増幅回路の正電圧側の電源入力端と負電圧側の電源入力端の両方に接続する構成である。
　振動吸収回路３ＡはＤ級増幅回路２Ａの正電圧側の電源入力端と直流電源４の正電圧側との間に接続され、振動吸収回路３ＢはＤ級増幅回路２Ａの負電圧側の電源入力端と直流電源４の負電圧側との間に接続され、直流電源４の直流電流をＤ級増幅回路２Ａに供給する。図１に示す第１の構成の振動吸収回路３を構成するＲＬ並列回路を抵抗ＲとインダクタンスＬで構成する場合、第３の振動吸収回路３Ａ，３Ｂによって同様に振動抑制特性を作用させるには、振動吸収回路３Ａおよび振動吸収回路３Ｂは抵抗Ｒ／２とインダクタンスＬ／２とのＲＬ並列回路で構成する。
　また、振動吸収回路３とＤ級増幅回路２Ａの電源入力端とを接続するリード線のリード線インダクタンスはそれぞれＬｐ／２としている。
　その他の直流電源４，負荷５の構成は、図１に示したＤ級増幅装置２Ａの構成と同様である。
［振動吸収回路の構成］
　図４は振動吸収回路３の構成例を示すものである。振動吸収回路３は、Ｄ級増幅回路の正電圧側の電源入力端あるいは負電圧側の電源入力端の何れか一方に接続する他、Ｄ級増幅回路の正電圧側および負電圧側の両方の電源入力端に接続することができる。
　図４は振動吸収回路３を抵抗ＲとインダクタンスＬとのＲＬ並列回路で構成する例を示している。以下、振動吸収回路３が抵抗ＲとインダクタンスＬのＲＬ並列回路で構成される場合について説明する。
　接続された振動吸収回路およびＤ級増幅回路は振動回路を構成し、振動吸収回路の抵抗は高周波ＲＦ領域において振動回路の減衰抵抗を構成する。
　本願発明のＤ級増幅装置は、Ｄ級増幅回路の共振現象の発生を抑制すると共に、振動現象の減衰を促すために、Ｄ級増幅回路内に抵抗分を等価的に導入する。本願発明のＤ級増幅装置は、Ｄ級増幅回路内に抵抗分Ｒを導入するために、振動吸収回路を用いてＤ級増幅回路内に直流成分ＩＤＣに加えて交流成分ＩＡＣを供給する。
　直流電源が直交変換して得られる直流電流には、直流成分の他にローパスフィルタを通過した交流成分が含まれており、Ｄ級増幅回路の主たる動作は直流成分によって行われる。振動吸収回路３は、直流成分ＩＤＣをＤ級増幅回路に流すと共に、Ｄ級増幅回路内に抵抗分Ｒを導入するために直流成分ＩＤＣに加えて交流成分ＩＡＣを供給する。
　振動吸収回路３は、インダクタンスＬを通して振動吸収回路（ＲＬ並列回路）の共振周波数ωｏ（＝Ｒ／Ｌ）より低い低周波数成分（直流分）をＤ級増幅回路に流し、抵抗Ｒを通して振動吸収回路の共振周波数ωｏより高い高周波数成分をＤ級増幅回路に流す。
　振動吸収回路３はインダクタンスＬを通して振動吸収回路３の共振周波数ωｏ（＝Ｒ／Ｌ）より低い低周波数成分（直流成分）をＤ級増幅回路２に流す。インダクタンスＬを介して低周波数成分を流すことによって、振動吸収回路３は抵抗Ｒによる電力損失を発生することなく低周波数成分（直流成分）をＤ級増幅回路２に供給することができる。
　他方、振動吸収回路３の抵抗Ｒは、振動吸収回路３の共振周波数ωｏより高い高周波数成分をＤ級増幅回路２に流し、振動吸収回路３は抵抗Ｒを介してＤ級増幅回路２に共振周波数ωｏ以上の高周波成分（交流成分）を流す。
　Ｄ級増幅回路２は、Ｄ級増幅回路における共振周波数を含む高周波ＲＦ領域の駆動周波数ωで駆動する。ここで、振動吸収回路３からＤ級増幅回路２に供給する高周波成分の帯域を、Ｄ級増幅回路２の駆動周波数ωの高周波ＲＦ領域を含む帯域とすることで、振動吸収回路３の抵抗ＲをＤ級増幅回路の振動現象による振動を減衰するダンピング抵抗として作用させる。
　これによって、振動吸収回路３は、Ｄ級増幅回路における共振周波数を含む高周波ＲＦ領域において振動減衰に必要な電力消費に用いる抵抗分Ｒを、パッケージ内に納められたＤ級増幅回路２内の配線等の構成を調整することなく、パッケージ外に接続する振動吸収回路によって実質的に実装することができる。
　また、振動吸収回路３の抵抗Ｒは、Ｄ級増幅回路においてはＤ級増幅回路の共振振動の共振周波数成分を含む高周波数成分に対して振動を減衰させるダンピング抵抗として作用するが、振動吸収回路においては直流成分に対して電力損失を発生しない。
　したがって、本願発明の振動吸収回路３は、Ｄ級増幅回路の共振周波数成分を含む高周波ＲＦ領域における駆動周波数において、振動減衰に必要な電力消費に用いる抵抗分をパッケージ内のＤ級増幅回路の配線等の構成を調整することなく、パッケージ外に接続する振動吸収回路によって実質的に実装することができる。
［振動吸収回路のＬ，ＲおよびバイパスコンデンサＣの設定例］
　振動吸収回路のＬ，ＲおよびバイパスコンデンサＣの設定例について説明する。
　振動吸収回路のＬ，Ｒの値は回路シミュレーションによって設定する他、近似により求めた等価回路について暫定値を算定し、この暫定値を初期値として回路シミュレーションによって設定を行う。以下、近似により求めた等価回路に基づく暫定値の算定例について説明する。
（設定例：リード線インピーダンスＬｐが無視できる周波数領域）
　設定例は、リード線インピーダンスＬｐが無視できる周波数領域での設定例である。図５は振動吸収回路およびＤ級増幅回路を説明するための回路構成図および等価回路である。
　図５（ａ）は、スイッチング素子を全てオフ状態として場合を示している。また、Ｄ級増幅装置をプラズマ発生装置に対するＲＦ電源として使用する場合には負荷５はプラズマ負荷となる。負荷５は、プラズマが未着火状態の時には負荷は開放状態（オープン状態）となって有効成分は０になる。また、Ｄ級増幅装置とプラズマ発生装置の電極との間の電気長によっては、Ｄ級増幅回路２は負荷が開放状態（オープン状態）あるいは短絡状態（ショート状態）になる。
　なお、Ｄ級増幅回路２が動作状態にあるときには、オン状態のスイッチング素子を介してＤ級増幅回路内に電流経路が形成され、電流経路上の配線インピーダンスおよび並列接続されるバイパスコンデンサによって共振回路が形成される。配線インピーダンスは、配線インダクタンスＬｄおよびスイッチング素子のドレイン－ソース間のキャパシタンスＣｄの直列回路を含む。
　図５（ｂ）は、図５（ａ）の回路構成において振動吸収回路３とＤ級増幅回路２の等価回路を示している。なお、ここでは、駆動周波数をωとし、振動吸収回路の抵抗およびインダクタンスをＲ，Ｌとし、リード線インダクタンスをＬｐとしたとき、ω・Ｌ≫ω・Ｌｐ、Ｒ≫ω・Ｌｐと選定することによって、リード線インダクタンスＬｐを省略することができる。図５（ａ）の回路構成の負荷の有効成分が無い状態（開放状態）が、図５（ｂ）で示す等価回路の減衰係数が一番小さく、大きい振動が発生する条件である。
　図５（ｂ）の等価回路において、振動吸収回路３の抵抗Ｒは、Ｄ級増幅回路２で形成される共振回路に対して等価的に並列接続して振動回路を構成する。抵抗は振動回路の減衰抵抗を構成し、高周波ＲＦ領域の振動現象を抑制し、サージ電圧を低減する。
　振動吸収回路３を構成する抵抗Ｒの抵抗値はバイパスコンデンサＣの値をパラメータとして設定される。より詳細には、振動吸収回路３の抵抗Ｒと、Ｄ級増幅回路２のバイパスコンデンサＣと、Ｄ級増幅回路２の配線インダクタンスＬｄおよびスイッチング素子のキャパシタンスＣｄの直列回路から成る配線インピーダンスとで等価的にＲＬＣ並列回路で表される２次振動系の振動回路（図５（ｂ））において、振動吸収回路３の抵抗Ｒの抵抗値は、減衰係数ζと共振周波数ωｎとの積をバイパスコンデンサＣの値で除した値に基づいて設定することができる。
　振動回路の共振周波数ωｎは、Ｄ級増幅回路を構成するブリッジ回路の各アームの配線インピーダンスを構成する配線インダクタンスＬｄおよびスイッチング素子のキャパシタンスＣｄの積（Ｌｄ・Ｃｄ）の平方根（Ｌｄ・Ｃｄ）１／２の値である。
　上記関係は、図５（ｂ）の等価回路について得られる４次の特性方程式Ｆに対して、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　Ｃ≫Ｃｄ　　　　　　…（２）
　Ｌ≫Ｌｄ　　　　　　…（３）
　の条件、および駆動周波数ωについて、
　ωo＝Ｒ／Ｌ≫ω　　　　　…（４）
　ω≪１／（Ｃ・Ｒ）＝ωｍ　…（５）
の条件を適用させることによって以下の２次の特性方程式に近似させることができる。
　なお、ωoは振動吸収回路（ＲＬ並列回路）の共振周波数であり、ωｍは振動吸収回路のＲとバイパスコンデンサＣの直列回路の共振周波数である。また、ωは駆動周波数でありωｎは振動吸収回路とフルブリッジ回路とからなる振動回路の共振周波数である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、２次振動系の一般式は以下の式（７）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　式（６）と式（７）において係数を比較することによって、振動回路の共振周波数ωｎ，減衰係数ζは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 となる。
　また、振動吸収回路の抵抗Ｒは以下の式（１０）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　振動吸収回路の抵抗Ｒの値は、式（８）～（１０）に基づいて配線インダクタンスＬｄ、スイッチング素子のキャパシタンスＣｄおよびバイパスコンデンサＣから求めることができる。減衰係数ζは、１よりも小さい値とすることによって振動を減衰させることができ、例えば０．０５～０．８程度を目安として定めることができる。
　一例として駆動周波数ωがｆ＝４０．６８ＭＨｚのフルブリッジ回路の場合を挙げる。
　既知の定数としては、
　Ｌ＝３００ｎＨ
　Ｃ＝７２０ρＦ
　Ｌｄ＝２０ｎＨ
　Ｃｄ＝１２５ρＦ
とし、
　ζ＝０．５とすると、減衰抵抗Ｒは２．２Ωとなる。
　また、周波数の条件は、
　R/(2πL)≪ｆ≪1/(2πCR)
　＝１．２ＭＨz≪４０．６８ＭＨｚ＜（ｆn＝100ＭＨz）≪１００００ＭＨｚ
　を満たしている。
　Ｌ，Ｒを未知とし、Ｌｄ，Ｃｄ，およびＣを既知とし、ｋ１，ｋ２、およびζをパラメータとし、未知のＬおよびＲを設定する例について図６のフローチャートを用いて説明する。
　前記した２次の振動系に基づいて定めるために、
　Ｃ≫Ｃｄ　　　　　　…（２）
　Ｌ≫Ｌｄ　　　　　　…（３）
　ωo＝Ｒ／Ｌ≫ω　　　　　…（４）
　ω≪１／（Ｃ・Ｒ）＝ωｍ　…（５）
の設定条件とし、共振周波数ωｎと減衰係数ζを
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 で定まるものとする（S1）。
　設定条件（４），（５）をパラメータｋ１，ｋ２を用いて以下の式で表す(S2)。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　パラメータｋ１，ｋ２，ζ（＝１／２ｋ１）を定め（S3）、バイパスコンデンサＣの値を定める。なお、バイパスコンデンサＣの値は、Ｄ級増幅回路に求められる設計条件に基づいて設定される（S4）。
　共振周波数ωｎの式（８）および減衰係数ζの式（９）に、パラメータｋ１，ｋ２およびバイパスコンデンサＣの値を代入することによって振動吸収回路の抵抗ＲおよびインダクタンスＬを算出し(S5)、Ｄ級増幅装置のＬ，Ｃ，Ｒを設定する（S6）。なお、S4において振動吸収回路のインダクタンスＬが予め定められている場合には、S5において、振動吸収回路の抵抗ＲおよびバイパスコンデンサＣを算出してもよい。
　なお、図７は設定例における周波数関係を示している。図７（ａ）は振動吸収回路における周波数関係を示している。振動吸収回路（ＲＬ並列回路）の共振周波数ωｏより低い直流成分は振動吸収回路のインダクタンスＬを通してＤ級増幅回路に供給され、共振周波数ωｏより高い交流成分は振動吸収回路の抵抗Ｒを通してＤ級増幅回路に供給される。
　また、図７（ｂ）はＤ級増幅回路での周波数関係を示している。駆動周波数ωは、スイッチング素子の切り替え動作の周期に基づいて定まり、前記したようにＲ／Ｌ≪ω≪１／ＣＲ、およびＲ≫ω・Ｌｐの条件を満たす周波数範囲である。
［実施例］
　以下、本願発明の実施例について説明する。以下では、本願発明の第１の実施例および第２の実施例と、従来構成の実施例とを比較し、本願発明の構成による高周波ＲＦ領域での振動現象の抑制、およびサージ電圧の低減の効果を説明する。
　各実施例の駆動周波数および回路定数は以下の通りとする。
　駆動周波数ｆ＝４０ＭＨｚ
　振動吸収回路のインダクタンスＬ＝３００nＨ
　バイパスコンデンサＣ＝０ｐＦ（開放）（従来構成の実施例）
　　　　　　　　　　　＝１μＦ（本願発明の第１の実施例）
　　　　　　　　　　　＝７２０ｐＦ（本願発明の第２の実施例）
　Ｄ級増幅回路の配線インダクタンスＬｄ＝１０ｎＨ
　Ｄ級増幅回路のキャパシタンスＣｄ＝１２５ｐＦ
　振動吸収回路の抵抗Ｒ＝∞（開放）（従来構成の実施例）
　　　　　　　　　　　＝１．５Ω（本願発明の第１の実施例）
　　　　　　　　　　　＝１．５Ω（本願発明の第２の実施例）
　負荷インピーダンス＝２６＋ｊ１５Ω
（従来構成による実施例）
　従来構成の実施例による直流電圧Ｖｄｄ、およびドレイン－ソース電圧Ｖｄｓについて図８を用いて説明する。ここで示す実施例は、本願発明の振動吸収回路およびバイパスコンデンサを備えない従来構成による例である。
　従来構成による実施例において、Ｄ級増幅回路に印加される直流電圧Ｖｄｄおよびドレイン－ソース電圧Ｖｄｓを示し、図８（ａ），（ｃ）は直流電圧Ｖｄｄを示し、図８（ｂ），（ｄ）はドレイン－ソース電圧Ｖｄｓを示し、図８（ｃ），（ｄ）はゲート信号がオン状態からオフ状態への変化前後の状態を拡大して示している。なお、図８に示す矩形状の駆動信号および正弦波状の振動信号の周期は、説明上から模式的に示すものであって、実際の周期を示すものではない。
　直流電圧Ｖｄｄは、ブリッジ回路にゲート信号が印加されるオン区間では一定電圧を示し、ゲート信号がオン状態からオフ状態に切り替わった後は、図８（ａ），（ｃ）に示すように振動が発生する。
　ゲート信号が印加されるオン区間では、矩形状の駆動信号がスイッチング素子に印加され、スイッチング素子の切り換え動作が行われる。ドレイン－ソース電圧Ｖｄｓは、駆動信号の印加によって矩形状の周期信号となる。
　ゲート信号がオフ状態に切り替わった後には、スイッチング素子の切り換え動作を停止するために、駆動信号の印加は停止される。この駆動信号の停止によって、ドレイン－ソース電圧Ｖｄｓの周期信号が停止することが望ましい。しかしながら、従来構成では振動吸収回路およびバイパスコンデンサを設けないため、ゲート信号をオフ状態とするオフ区間においても自己励振によってドレイン－ソース電圧Ｖｄｓの振動が継続する。ドレイン－ソース電圧Ｖｄｓの振動が継続した場合には、オフ区間においてもスイッチング素子の切り換え動作が停止することなく継続して行われる場合があり、正常なスイッチング動作が行われないことになる。
　（本願発明の第１の実施例）
　本願発明の第１の実施例による直流電圧Ｖｄｄ、およびドレイン－ソース電圧Ｖｄｓについて図９を用いて説明する。ここで示す実施例は、本願発明の振動吸収回路およびバイパスコンデンサを備え、上記したように、振動吸収回路の抵抗Ｒを１．５Ωとし、バイパスコンデンサＣを１μＦとした場合を示している。
　本願発明の第１の実施例において、Ｄ級増幅回路に印加される直流電圧Ｖｄｄおよびドレイン－ソース電圧Ｖｄｓを示し、図９（ａ），（ｃ）は直流電圧Ｖｄｄを示し、図９（ｂ），（ｄ）はドレイン－ソース電圧Ｖｄｓを示し、図９（ｃ），（ｄ）はゲート信号がオン状態からオフ状態への変化前後の状態を拡大して示している。なお、図９に示す矩形状の駆動信号および正弦波状の振動信号の周期は、説明上から模式的に示すものであって、実際の周期を示すものではない。
　直流電圧Ｖｄｄは、ブリッジ回路にゲート信号が印加されるオン区間では一定電圧を示し、ゲート信号がオン状態からオフ状態に切り替わった後は、図９（ａ），（ｃ）に示すように振動変動するものの、振動の振幅は従来構成の場合と比較して小さく、所定の時定数で減衰する。
　ゲート信号が印加されるオン区間では、矩形状の駆動信号がスイッチング素子に印加され、スイッチング素子の切り換え動作が行われる。ドレイン－ソース電圧Ｖｄｓは、駆動信号の印加によって矩形状の周期信号となる。ゲート信号がオフ状態に切り替わった後、駆動信号の印加は停止される。この駆動信号を停止した際、ドレイン－ソース電圧Ｖｄｓにはサージ電圧が発生するが、発生するサージ電圧は従来構成で発生する周期信号と比較して振幅は小さく、所定の時定数で減衰する。
　これにより、ドレイン－ソース電圧Ｖｄｓの振動は継続することなく低減され、ゲート信号がオフ区間においてスイッチング素子の切り換え動作は停止し、正常なスイッチング動作が行われる。
　（本願発明の第２の実施例）
　本願発明の第２の実施例による直流電圧Ｖｄｄ、およびドレイン－ソース電圧Ｖｄｓについて図１０を用いて説明する。ここで示す実施例は、本願発明の振動吸収回路およびバイパスコンデンサを備え、上記したように、振動吸収回路の抵抗Ｒを１．５Ωとし、バイパスコンデンサＣを７２０ｐＦとした場合を示している。
　本願発明の第２の実施例において、Ｄ級増幅回路に印加される直流電圧Ｖｄｄおよびドレイン－ソース電圧Ｖｄｓを示し、図１０（ａ），（ｃ）は直流電圧Ｖｄｄを示し、図１０（ｂ），（ｄ）はドレイン－ソース電圧Ｖｄｓを示し、図１０（ｃ），（ｄ）はゲート信号がオン状態からオフ状態への変化前後の状態を拡大して示している。なお、図１０に示す矩形状の駆動信号および正弦波状の振動信号の周期は、説明上から模式的に示すものであって、実際の周期を示すものではない。
　直流電圧Ｖｄｄは、ブリッジ回路にゲート信号が印加されるオン区間では一定電圧を示し、ゲート信号がオン状態からオフ状態に切り替わった後は、図１０（ａ），（ｃ）に示すように、振動の振幅は本願発明の第１の実施例と比較して小さく、より小さい時定数で減衰し安定している。
　ゲート信号が印加されるオン区間では、矩形状の駆動信号がスイッチング素子に印加され、スイッチング素子の切り換え動作が行われる。ドレイン－ソース電圧Ｖｄｓは、駆動信号の印加によって矩形状の周期信号となる。ゲート信号がオフ状態に切り替わった後、駆動信号の印加は停止される。この駆動信号を停止した際、ドレイン－ソース電圧Ｖｄｓにはサージ電圧が発生するが、発生するサージ電圧は本願発明の第１の実施例のサージ電圧と比較して振幅は小さく、より小さい時定数で減衰する。
　これにより、ドレイン－ソース電圧Ｖｄｓの振動は、第１の実施例よりさらに低減され、ゲート信号がオフ区間においてスイッチング素子の切り換え動作は停止し、正常なスイッチング動作が行われる。
　本願発明の第１の実施例および第２の実施例によれば、バイパスコンデンサを接続したＤ級増幅回路において、所定の回路定数の振動吸収回路を接続することによって、サージ電圧を低減し、振動を有効に減衰させることができる。
　なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本願発明に係るＤ級増幅器の一例であり、本願発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本願発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本願発明の範囲から排除するものではない。
　本願発明のＤ級増幅器は、プラズマ負荷に対する電力供給に適用することができ、半導体、液晶、太陽光パネル等の薄膜を製造する成膜装置、レーザ発振器等に適用することができる。
１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ　　Ｄ級増幅装置
２，２Ａ，２Ｂ　Ｄ級増幅回路
２ａ－２ｄ　　スイッチング素子
２ｅ，２ｆ　　コンデンサ
３，３Ａ，３Ｂ　　振動吸収回路
４　　直流電源
４ａ　　交流源
４ｂ　　コンバータ
４ｃ　　ローパスフィルタ
５　　負荷
Ｃ　　バイパスコンデンサ
Ｃ２，Ｃ３　　　バイパスコンデンサ
Ｃｄ　　キャパシタンス
Ｃｆ　　平滑コンデンサ
ＩＡＣ　　交流成分
ＩＤＣ　　直流成分
ｋ１，ｋ２，ｋ３，ｋ４　　パラメータ
Ｌ　　インダクタンス
Ｌａ　　配線インダクタンス
Ｌｄ　　配線インダクタンス
Ｌｐ　　リード線インダクタンス
ｒ　　スイッチング損失
Ｒ　　抵抗
Ｖｄｄ　　直流電圧
Ｖｄｓ　　ドレイン－ソース電圧
ζ　　減衰係数
ω　　駆動周波数
ωｎ　　共振周波数
ωｍ　　共振周波数
ωｏ　　共振周波数

Claims (5)

  1. 　スイッチング素子の直列回路を少なくとも１つ備えるブリッジ回路と、前記スイッチング素子の直列回路に対して並列接続されたバイパスコンデンサとをパッケージ内に備えたＤ級増幅回路と、
    　前記Ｄ級増幅器の電源入力端に接続された振動吸収回路とを備え、
    　前記振動吸収回路は、抵抗とインダクタンスとのＲＬ並列回路で構成され、
    　前記振動吸収回路および前記Ｄ級増幅回路が構成する振動回路において、前記振動吸収回路の抵抗は減衰抵抗を構成することを特徴とする、Ｄ級増幅装置。
  2. 　前記振動吸収回路を構成する抵抗は、前記Ｄ級増幅回路の動作中において、前記Ｄ級増幅回路内の配線インピーダンスおよび前記バイパスコンデンサで構成される振動回路に対して等価的に並列接続された減衰抵抗を構成することを特徴とする、請求項１に記載のＤ級増幅装置。
  3. 　前記振動吸収回路を構成する抵抗の抵抗値は前記バイパスコンデンサの値をパラメータとして設定されることを特徴とする、請求項２に記載のＤ級増幅装置。
  4. 　前記振動吸収回路を構成する抵抗の抵抗値は、前記抵抗と前記バイパスコンデンサと配線インダクタンスおよびスイッチング素子のキャパシタンスの直列回路とから成る前記配線インピーダンスとの並列回路で表される２次振動系の振動回路において、減衰係数と共振周波数との積を前記バイパスコンデンサの値で除した値に基づく値であり、
    　前記振動回路の共振周波数は、ブリッジ回路の各アームの配線インピーダンスを構成する配線インダクタンスおよびスイッチング素子のキャパシタンスの積の平方根の値であることを特徴とする、請求項２に記載のＤ級増幅装置。
  5. 　前記ブリッジ回路は、２つのスイッチング素子の直列回路で形成されるハーフブリッジ回路、又は２つのスイッチング素子の直列回路を並列接続して形成されるフルブリッジ回路であることを特徴とする、請求項２から４の何れか一つに記載のＤ級増幅装置。
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