WO2015032529A1 - Schaltung zur tastverhältnisbegrenzung bei einem schaltregler sowie verfahren zum betrieb eines schaltreglers - Google Patents

Schaltung zur tastverhältnisbegrenzung bei einem schaltregler sowie verfahren zum betrieb eines schaltreglers Download PDF

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Definitions

  • the present invention relates to a circuit for duty cycle limitation in a switching regulator, a method for operating a switching regulator and a motor vehicle with a circuit for duty cycle limitation in a
  • Signals such as clock signals or PWM (Pulse Width Modulated) signals, have a duty cycle, also called a duty cycle.
  • PWM Pulse Width Modulated
  • Duty cycle defines the ratio of pulse duration, ie active
  • the non-active signal part can also be referred to as the switch-off time.
  • a duty cycle sets in which ideally corresponds to the ratio of the output voltage to the input voltage. If, for example, an output voltage of 6 V is generated from an input voltage of 14 V, then a duty ratio of approximately 43% is established. With such a duty cycle, the output stage of the switching regulator would be turned on for the first 43% of a clock period and the subsequent 57% of the clock period would be off. In the off-time, that is, when the power amplifier is turned off, a
  • Energy storage for example, a boost capacitor, recharged, the charge in the next period to turn on and / or holding a gate voltage of the power amplifier is needed.
  • the inventive method for operating a switching regulator with a downstream circuit which is controlled by a signal of the switching regulator, and an energy storage device, such as a capacitor or a boost
  • Capacitor which is charged when the downstream circuit is switched off, basically comprises that the duty cycle of the signal at an upper
  • Limit is limited such that a predetermined charging time for the
  • pulse width modulated signal such as a (pulse width modulated) PWM signal or a square wave signal is limited at or by a limit above. In this way it is ensured that the capacitor is always the one to Turning on and / or holding the gate voltage of the downstream circuit, such as an output stage, can provide required charge.
  • Capacitor such as capacitance or type of capacitor, or other based on properties of the downstream circuit, such as a gate voltage can be defined.
  • gate voltages can be in the range of about 1.8V for energy-optimized FETs
  • Capacitor is calculated from C x U / 1, that is the capacity of the
  • Capacitor times the voltage divided by the current.
  • Capacitor can be charged on the basis of the predetermined charging time to a charge level between 50% and 100%, preferably between 70% and 90% and particularly preferably between 90% and 100%.
  • the predetermined charging time via a signal, for example via the duty cycle of the signal.
  • it may be provided to provide the off-time of the limited signal as a part or multiple of the clock, the duty cycle or the pulse duration of the signal
  • the duty cycle can be set to a value between zero and the limit value or to a value of 100%. It stays that way
  • the duty cycle of every nth period of the signal can be limited. As described, the capacitor is recharged while the downstream circuit or the power amplifier is turned off. The finite
  • the turn-off time is extended accordingly, so that the effective duty cycle, averaged over n periods, remains the same.
  • This increases the available recharging time of the capacitor, averaged over n periods, at n greater than 1 compared to the recharging time at n equal to 1 with the same effective duty cycle limitation.
  • n can be chosen equal to 3. This value has proven to be advantageous in practice. Values from 2 to 5, in particular from 3 to 5, or less than or equal to 10, have also proven to be advantageous.
  • the limit can be calculated as (nx T - t out ) / (nx T), where T is the
  • the duty cycle is limited when the average duty cycle over n periods is greater than the threshold.
  • n the duty cycle
  • the duty cycle may be limited in the nth period if the
  • Duty cycle limitation will be. With this criterion, the limitation of the duty cycle can already be activated directly in the nth period. This has the
  • a duty cycle limiting circuit in a switching regulator having a final stage driven by a signal is adapted to provide a duty cycle limiter with the switching regulator for transmitting the signal to the duty cycle limiter in FIG
  • the duty cycle is set to generate from the signal a duty cycle up limited limited signal
  • Duty Cycle Limiter communicates with the power amplifier for transmitting the limited signal to the power amplifier.
  • the signal generated by the controller for driving the output stage such as a PWM (pulse width modulated) signal or square wave signal, not directly used to drive the power amplifier, but is first processed in a duty cycle, or in other words, a new signal is generated , which is then used to control the power amplifier.
  • the turn-off time of the limited signal may be such that a predetermined charging time for a capacitor of the final stage available
  • the generation of the limited signal is optimized to charge a capacitor, or to maintain a defined charge level when the
  • a motor vehicle comprises an aforementioned circuit, wherein the switching regulator with an electrical system of the
  • the circuit according to the invention is particularly suitable.
  • FIG. 1 shows a duty cycle limitation according to the invention, in which a switching regulator 1, which is operated for example as a buck converter, with a duty cycle 2, the circuit shown in Figure 3 for
  • Duty cycle limit contains, is connected.
  • the switching regulator 1 outputs a signal, here a pulse width modulated signal, PWMJN to the duty cycle limiter 2.
  • the Tast tribe Anlagenr 2 is connected to an output stage 3, for example, the switching regulator, and outputs a signal, here a pulse width modulated signal PWM_OUT, to the output stage 3 from.
  • a capacitor 4 for example in the form of a boost capacitor included.
  • the charge of the boost capacitor can be used to turn on the power amplifier or to hold a gate voltage of the power amplifier 3.
  • the output stage 3 is shown here by way of example for a downstream circuit.
  • the capacitor 4 may, as shown, be included in the output stage 3 or in the switching regulator 1 or may separately from the power amplifier 3 and the
  • Switching regulator 1 may be arranged.
  • the output stage 3 and / or the duty cycle 2 may be part of the switching regulator 1.
  • the capacitor 4 is charged while the power amplifier 3 is turned off.
  • d of the capacitor 4 is through the finite
  • Duty cycle averaged over n periods, equal.
  • n 3 has proven to be good value.
  • an external transistor can be used, that is, the transistor is not in the ASIC (application-specific integrated circuit, English Application-Specific Integrated Circuit) but as a discrete
  • every third period would therefore be limited to a duty cycle of 85%, while each first and second period is not limited.
  • FIG. 2 shows exemplary profiles of the PWM signal PWMJN, that is to say the original PWM signal from the controller 1, and the signal PWM_OUT, that is to say the PWM signal with a limited duty cycle.
  • PWMJN the original PWM signal from the controller 1
  • PWM_OUT the signal PWM_OUT
  • the two signals PWMJN and PWMJDUT are identical, since the duty cycle limitation is not activated.
  • the periods are marked here at the switch-off time of the period, a period extending from a rising to the next rising edge.
  • the duty ratio TV is larger than the upper limit value TVB.
  • the number of periods whose duty cycle is greater than the threshold TVB even less than n, namely equal to 2. Only in the next period 104 does the duty cycle limitation intervene. This can be recognized by the now different signals PWMJN and PWMJDUT.
  • This period 104 is limited to a pulse duty factor of 85% in order to achieve maximum duty cycles of 100% each in the two preceding periods 102, 103 a duty cycle of less than or equal to 95%, averaged over these three periods.
  • the effective duty cycle does not need to be exactly 95%, because the two preceding periods could have a duty cycle of less than 100%, which contributes to the averaging.
  • the next three periods 105, 106, and 107 correspond to periods 102, 103, and 104 so that the waveforms are identical.
  • the duty ratio TV is smaller than the limit value or the effective duty cycle limitation TVB.
  • the original PWM signal PWMJN generated by the controller 1 is monitored. Only when the averaged over n periods duty cycle TV of the original PWM signal PWMJN is greater than the target duty cycle limit TVB or the limit TVB, the duty cycle TV of each n-th period is limited. Thus, in this example, every third period is limited to an 85% duty cycle only if there were previously periods whose duty cycle was so large that the three-period average duty cycle TV of the original PWM signal PWMJN is greater than the target duty cycle limit of 95%. Accordingly, the third period need not be the third period of an order, but the third period may be too large a duty cycle.
  • the duty cycle limitation would be activated in the third period, if both the first and the second period each have a duty ratio of TV greater than 95%. Accordingly, a circuit is realized with a counter which is counted up when the duty ratio TV of a period is greater than the target
  • Duty cycle limit or the upper limit TVB If the counter has reached a level of n - 1, the nth period is limited in its duty cycle to (T - t off ) / T. It may be advantageous not to reset the counter if there are periods with a duty cycle of TV less TVB in between. This means that the duty cycle limitation is activated for a period even if any two periods, and not just the immediately preceding two periods, each have a duty cycle of TV greater than TVB, here 95%.
  • a clock signal CLK 2 with a duty cycle TV 2 is additionally used, which can be calculated from the switch-off time t from the output stage 3 as follows:
  • circuit 5 for example
  • the circuit 5 may be included in the duty cycle limiter 2 of FIG. Central components of the circuit 5 are a counter 6, a JK flip-flop 7 and a clock generator 8. Furthermore, the circuit contains a plurality of logic elements, which will be explained in more detail below. Inputs of the circuit are derived from the controller 1 PWM signal PWMJN and the clock signal CLKJN, the output of the circuit 5 is the limited PWM signal PWM_OUT, which is output from the duty cycle 2 to the output stage 3.
  • the signals may have other shapes or relationships, for example trapezoidal waveforms.
  • the counter 6 and the JK flip-flop 7 are set to zero at the beginning of this consideration or deleted.
  • the output of the counter 6 is connected to the J input of the JK flip-flop 7.
  • the clock input C1 of the JK flip-flop 7 is connected to the clock input CLKJN of the circuit 5. Due to the zero setting or deletion is also the signal
  • the signal 1 1 1 1 at the Q output of the JK flip-flop 7 equal to zero.
  • the signal 1 1 1 can also be referred to as TV_SEL, since with this signal between the duty cycles TV1 and TV 2 is switched.
  • the signal 1 1 1 is sent to the K input of the
  • JK flip-flops 7 fed back.
  • the signal 1 1 12 or RST_CNT is output, is connected to the reset input R of the counter 6 and serves to reset the counter 6th
  • the clock signal CLK1 has a duty cycle TV1.
  • the clock output of the clock generator 8, the output of the counter 6 and the clock input CLKJN are connected to a NOR gate 9.
  • the NOR gate 9 outputs a signal to an AND gate 10 when all three inputs have a signal level of 0.
  • the second input of the AND gate 10 is connected to the input signal PWMJN.
  • the output of the AND gate 10 is connected to the increment input I of the counter 6.
  • the duty cycle TV of the current period 1 14 of the PWM signal PWMJN is greater than the target duty cycle limit TVB.
  • the count 1 13, also referred to as counter, of the counter 6 is incremented by 1 in this case with the falling edge of CLK, if it is less than n - 1 before the increment.
  • the periods are here at the switch-off time of the period
  • a period extends from a rising to the next rising edge.

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Abstract

Es wird eine Schaltung zur Tastverhältnisbegrenzung bei einem Schaltregler (1) mit einer von einem PWM-Signal angesteuerten Endstufe (3) beschrieben, bei der ein Tastverhältnisbegrenzer (2) mit dem Schaltregler (1) zur Übertragung des Signals (PWMJN) an den Tastverhältnisbegrenzer (2) in Verbindung steht, der Tastverhältnisbegrenzer (2) eingerichtet ist, aus dem Signal (PWMJN) ein im Tastverhältnis nach oben limitiertes begrenztes Signal (PWM_OUT) zu generieren, und der Tastverhältnisbegrenzer (2) mit der Endstufe (3) zur Übertragung des begrenzten Signals (PWMJDUT) an die Endstufe (3) in Verbindung steht. Ferner wird ein Verfahren zum Betrieb eines Schaltreglers (1) mit einer nachgeordneten Schaltung (3), die von einem Signal (PWMJN) des Schaltreglers (1) angesteuert wird, und einem Kondensator (4), der bei ausgeschalteter nachgeordneter Schaltung (3) geladen wird, vorgeschlagen, bei dem das Tastverhältnis des Signals (PWMJN) bei einem oberen Grenzwert derart begrenzt wird, dass eine vorbestimmte Ladezeit für den Kondensator (4) zur Verfügung steht.

Description

Beschreibung Titel
Schaltung zur Tastverhältnisbegrenzung bei einem Schaltregler sowie Verfahren zum Betrieb eines Schaltreglers
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung zur Tastverhältnisbegrenzung bei einem Schaltregler, ein Verfahren zum Betrieb eines Schaltreglers sowie ein Kraftfahrzeug mit einer Schaltung zur Tastverhältnisbegrenzung bei einem
Schaltregler.
Stand der Technik
Signale, wie zum Beispiel Taktsignale oder PWM (pulsweitenmodulierte) Signale, weisen ein Tastverhältnis, das auch Tastgrad genannt wird, auf. Das
Tastverhältnis definiert das Verhältnis von Impulsdauer, das heißt aktivem
Signalteil, zu der Periodendauer des Signals. Der nicht aktive Signalteil kann auch als Ausschaltzeit bezeichnet werden.
Wird ein Schaltregler als Abwärtswandler betrieben, so stellt sich ein Tastverhältnis ein, das idealisiert dem Verhältnis von Ausgangs- zu Eingangsspannung entspricht. Wird zum Beispiel aus einer Eingangsspannung von 14 V eine Ausgangsspannung von 6 V erzeugt, so stellt sich ein Tastverhältnis von circa 43 % ein. Bei einem derartigen Tastverhältnis wäre die Endstufe des Schaltreglers die ersten 43 % einer Taktperiode eingeschaltet und die sich anschließenden 57 % der Taktperiode ausgeschaltet. In der Ausschaltzeit, das heißt, wenn die Endstufe ausgeschaltet ist, wird ein
Energiespeicher, zum Beispiel ein Boost-Kondensator, nachgeladen, dessen Ladung in der nächsten Periode wieder zum Einschalten und/oder Halten einer Gate-Spannung der Endstufe benötigt wird.
Wird der Schaltregler nun nahe des Dropbereiches betrieben, das heißt, dass die Eingangsspannung nur geringfügig größer ist als die Ausgangsspannung, stellt sich ein Tastverhältnis ein, das nahe an 100 % heranreicht. Dieser Betriebszustand kann im Auto beispielsweise während des Startvorgangs auftreten. Hier kann die
Batteriespannung stark einbrechen. Wenn der Ladestand des Boost-Kondensators nicht ausreichend hoch ist, kann die
Endstufe in der folgenden Taktperiode nicht mehr eingeschaltet werden. Dies führt dann dazu, dass die Ausgangsspannung absinkt und das Tastverhältnis vom Regler auf 100 % eingestellt wird. Solange der Boost-Kondensator jedoch nicht die erforderliche Ladung hat, kann die Endstufe auch bei einem eingestellten
Tastverhältnis von 100% nicht mehr eingeschaltet werden. Üblicherweise wird der
Boost-Kondensator dann über einen Notladestrompfad wieder aufgeladen. Dieser Mechanismus greift jedoch erst, nachdem die Ausgangsspannung deutlich
abgesunken ist und das Tastverhältnis längere Zeit 100 % beträgt und somit auch keine Ladung mehr für Einschaltversuche beziehungsweise vergebliche
Einschaltvorgänge aus dem Boost-Kondensator entnommen wurde. Dies führt dann dazu, dass keine Ladung mehr für Einschaltvorgänge aus dem Boost-Kondensator entnommen werden kann. Dieser Effekt macht sich als ungewollter Ripple
beziehungsweise als ungewolltes Schwingen der Ausgangsspannung bemerkbar, was den Regelkreis instabil macht.
Offenbarung der Erfindung
Das erfindungsgemäße Verfahren zum Betrieb eines Schaltreglers mit einer nachgeordneten Schaltung, die von einem Signal des Schaltreglers angesteuert wird, und einem Energiespeicher, wie einem Kondensator oder einem Boost-
Kondensator, der bei ausgeschalteter nachgeordneter Schaltung geladen wird, umfasst grundsätzlich, dass das Tastverhältnis des Signals bei einem oberen
Grenzwert derart begrenzt wird, dass eine vorbestimmte Ladezeit für den
Kondensator zur Verfügung steht.
Das erfindungsgemäße Verfahren hat den Vorteil, dass ein Schaltregler auch nahe der Dropspannung stabil betrieben werden kann, indem das Tastverhältnis des
(pulsweitenmodulierten) Signals, wie zum Beispiel einem (pulsweitenmodulierten) PWM-Signal oder einem Rechtecksignal, bei oder durch einen Grenzwert nach oben begrenzt wird. Auf diese Weise wird sichergestellt, dass der Kondensator stets die zum Einschalten und/oder Halten der Gatespannung der nachgeordneten Schaltung, wie zum Beispiel einer Endstufe, erforderliche Ladung zur Verfügung stellen kann.
Die vorbestimmte Ladezeit kann zum einen anhand von Eigenschaften des
Kondensators, wie zum Beispiel Kapazität oder Typ des Kondensators, oder zum anderen basierend auf Eigenschaften der nachgeordneten Schaltung, wie zum Beispiel einer Gatespannung, definiert werden. Gatespannungen können zum Beispiel im Bereich von circa 1 ,8 V für energieoptimierte FETs
(Feldeffekttransistor), von etwa 10 V für MOSFETs (Metall-Isolator-Halbleiter- Feldeffekttransistor) oder von etwa 20 V für IGBTs (Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode) liegen. Für reine Bipolartransistoren werden Basisströme zur Ansteuerung benötigt, die meist im μΑ Bereich liegen. Die Ladezeit eines
Kondensators berechnet sich aus C x U / 1, das heißt der Kapazität des
Kondensators mal der Spannung geteilt durch den Strom.
Der für die nachgeordnete Schaltung verwendete oder dimensionierte
Kondensator kann anhand der vorbestimmten Ladezeit auf einen Ladestand zwischen 50% und 100%, vorzugsweise zwischen 70% und 90% und besonders bevorzugt zwischen 90% und 100% aufgeladen werden.
Alternativ kann vorgesehen sein, die vorbestimmte Ladezeit über ein Signal, zum Beispiel über das Tastverhältnis des Signals, zu definieren. So kann vorgesehen sein, die Ausschaltzeit des begrenzten Signals als einen Teil oder ein Vielfaches des Taktes, des Tastverhältnisses oder der Impulsdauer des Signals zu
definieren.
Vorteilhafterweise kann das Tastverhältnis auf einen Wert zwischen Null und dem Grenzwert oder auf einen Wert von 100% eingestellt werden. So bleibt ein
Tastverhältnis von 100 %, bei dem die Endstufe dauerhaft eingeschaltet ist, weiterhin möglich. Durch die Begrenzung kann das Tastverhältnis jedoch keine Werte mehr zwischen dem Grenzwert und 100 % annehmen.
Das Tastverhältnis jeder n-ten Periode des Signals kann begrenzt werden. Wie beschrieben, wird der Kondensator nachgeladen, während die nachgeordnete Schaltung beziehungsweise die Endstufe ausgeschaltet ist. Die endliche
Flankensteilheit beim Ein- und Ausschalten verkürzt jedoch die Ladezeit. Die Effizienz des Verfahrens kann nun erhöht werden, wenn nur in jeder n-ten
Periode statt in jeder Periode das Tastverhältnis begrenzt wird.
Vorteilhafterweise wird die Ausschaltzeit entsprechend verlängert, sodass das effektive Tastverhältnis, gemittelt über n Perioden, gleich bleibt. Damit verlängert sich die verfügbare Nachladezeit des Kondensators, gemittelt über n Perioden, bei n größer 1 gegenüber der Nachladezeit bei n gleich 1 bei gleicher effektiver Tastverhältnisbegrenzung.
Mit Vorteil kann n gleich 3 gewählt werden. Dieser Wert hat sich in der Praxis als vorteilhaft erwiesen. Auch haben sich Werte von 2 bis 5, insbesondere von 3 bis 5, beziehungsweise bis kleiner gleich 10 als vorteilhaft gezeigt.
Der Grenzwert kann berechnet werden als (n x T - taus)/(n x T), wobei T die
Periodendauer des Signals und taus die ausgeschaltete beziehungsweise
auszuschaltende Zeit der nachgeordneten Schaltung ist. Dies ist eine einfach und schnell auszuführende Berechnung, die unter anderem auf der gewünschten Ausschaltzeit des Signals beziehungsweise der auszuschaltenden Zeit der nachgeordneten Schaltung basiert.
Vorteilhafterweise wird das Tastverhältnis begrenzt, wenn das durchschnittliche Tastverhältnis über n Perioden größer als der Grenzwert ist. Anstatt das Tastverhältnis zu einer bestimmten Periode fix zu begrenzen, beispielsweise für n gleich 3 zu jeder dritten Periode, kann vorteilhafterweise vorgesehen sein, das Tastverhältnis nur dann zu begrenzen, wenn das durchschnittliche Tastverhältnis über eine gewisse Anzahl von Perioden größer ist als der Grenzwert. Diese gezielte Aktivierung der
Tastverhältnisbegrenzung erlaubt eine effiziente Durchführung des Verfahrens.
Das Tastverhältnis kann in der n-ten Periode begrenzt werden, wenn das
durchschnittliche Tastverhältnis der ersten bis (n-1 )-ten Periode größer als der Grenzwert ist. Wenn die erste bis (n - 1 )-te Periode ein Tastverhältnis größer als der
Grenzwert aufweist, so kann angenommen werden, dass auch die n-te Periode mit einer gewissen Wahrscheinlichkeit ein größeres Tastverhältnis haben wird. Dies führt dazu, dass das gemittelte Tastverhältnis größer als die angestrebte
Tastverhältnisbegrenzung sein wird. Mit diesem Kriterium kann die Begrenzung des Tastverhältnisses bereits direkt in der n-ten Periode aktiviert werden. Dies hat den
Vorteil einer schnellen Reaktion. Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist eine Schaltung zur Tastverhältnisbegrenzung bei einem Schaltregler mit einer von einem Signal angesteuerten Endstufe darauf gerichtet, dass ein Tastverhältnisbegrenzer mit dem Schaltregler zur Übertragung des Signals an den Tastverhältnisbegrenzer in
Verbindung steht, der Tastverhältnisbegrenzer eingerichtet ist, aus dem Signal ein im Tastverhältnis nach oben limitiertes begrenztes Signal zu generieren, und der
Tastverhältnisbegrenzer mit der Endstufe zur Übertragung des begrenzten Signals an die Endstufe in Verbindung steht. Gemäß der Erfindung wird das vom Regler generierte Signal zur Ansteuerung der Endstufe, wie ein PWM (pulsweitenmoduliertes) Signal oder Rechtecksignal, nicht direkt zur Ansteuerung der Endstufe verwendet, sondern wird zunächst in einem Tastverhältnisbegrenzer bearbeitet, oder anders ausgedrückt, es wird ein neues Signal generiert, was dann zur Ansteuerung der Endstufe verwendet wird. Diese einfache Struktur erlaubt eine Integration auch in bereits bestehende Systeme sowie eine leichte Planung neuer Systeme.
Die Ausschaltzeit des begrenzten Signals kann derart bemessen sein, dass eine vorbestimmte Ladezeit für einen Kondensator der Endstufe zur Verfügung
gestellt ist. Die Erzeugung des begrenzten Signals, insbesondere des nicht aktiven Signalteils der Ausschaltzeit, ist darauf optimiert, einen Kondensator zu laden, beziehungsweise einen definierten Ladestand zu halten, wenn die
Endstufe ausgeschaltet ist.
Gemäß einem noch weiteren Aspekt der Erfindung umfasst ein Kraftfahrzeug eine vorgenannte Schaltung, wobei der Schaltregler mit einem Bordnetz des
Kraftfahrzeugs verbunden ist. Für die besonderen Anforderungen im
Kraftfahrzeugbereich ist die erfindungsgemäße Schaltung besonders geeignet.
Im Übrigen gelten die zuvor beschriebenen Vorteile und Modifikationen.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen
angegeben und in der Beschreibung beschrieben.
Zeichnungen Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der Zeichnungen und der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen: Figur 1 ein Blockschaltbild der Tastverhältnisbegrenzung, Figur 2 ein Diagramm der Wirkungsweise der Tastverhältnisbegrenzung, Figur 3 ein Schaltbild der Schaltung zur Tastverhältnisbegrenzung und Figur 4 beispielhafte Signalverläufe der Schaltung aus Figur 3. Ausführungsformen der Erfindung
In der Figur 1 ist eine Tastverhältnisbegrenzung gemäß der Erfindung gezeigt, bei der ein Schaltregler 1 , der zum Beispiel als Abwärtswandler betrieben wird, mit einem Tastverhältnisbegrenzer 2, der eine in Figur 3 gezeigte Schaltung zur
Tastverhältnisbegrenzung enthält, verbunden ist. Der Schaltregler 1 gibt ein Signal, hier ein pulsweitenmoduliertes Signal, PWMJN an den Tastverhältnisbegrenzer 2 aus. Der Tastverhältnisbegrenzer 2 ist mit einer Endstufe 3, zum Beispiel des Schaltreglers, verbunden und gibt ein Signal, hier ein pulsweitenmoduliertes Signal PWM_OUT, an die Endstufe 3 aus. In der Endstufe 3 ist ein Kondensator 4, zum Beispiel in Form eines Boost-Kondensators, enthalten. Die Ladung des Boost-Kondensators kann dazu verwendet werden, die Endstufe einzuschalten beziehungsweise eine Gate-Spannung der Endstufe 3 zu halten. Die Endstufe 3 ist hier beispielhaft für eine nachgeordnete Schaltung dargestellt.
Der Kondensator 4 kann, wie dargestellt, in der Endstufe 3 oder im Schaltregler 1 enthalten sein oder kann separat von der Endstufe 3 beziehungsweise dem
Schaltregler 1 angeordnet sein. Die Endstufe 3 und/oder der Tastverhältnisbegrenzer 2 können Bestandteil des Schaltreglers 1 sein.
Der Kondensator 4 wird geladen, während die Endstufe 3 ausgeschaltet ist. Die Ladezeit oder Nachladezeit t|d des Kondensators 4 wird durch die endliche
Flankensteilheit trf beim Ein- und Ausschalten der Endstufe 3 verkürzt.
Somit berechnet sich die Nachladezeit tid zu
Figure imgf000009_0001
Nun wird nur das Tastverhältnis jeder n-ten Periode begrenzt, die Ausschaltzeit taus der Endstufe 3 dafür aber entsprechend verlängert. Somit bleibt das effektive
Tastverhältnis, über n Perioden gemittelt, gleich.
Ein oberer Grenzwert für die Tastverhältnisbegrenzung beziehungsweise eine effektive Tastverhältnisbegrenzung TVB berechnet sich zu
(2) TVB = (n x T - / (n x T).
Damit verlängert sich die Nachladezeit des Kondensators, betrachtet über n Perioden, bei n größer 1 gegenüber der Nachladezeit bei n gleich 1 bei gleicher effektiver Tastverhältnisbegrenzung TVB. Benötigt die Endstufe 3 beispielsweise trf = 20 ns zum Umschalten bei einem Schaltreglertakt von 1 MHz, was einer Periodendauer t = 1 s entspricht, so ergibt sich bei einem Grenzwert TVB = 95 %, bei n = 1 beziehungsweise n = 3 jeweils eine Ausschaltzeit von
(3) taus,n=i = n x T x (1 - TVB) = 1 x 1 MS x (1 - 0.95) = 50ns
(4) taus n=3 = 3 x 1 S x (1 - 0.95) = 150ns Mit entsprechenden Ladezeiten von
(5) t|d,n=i = taus,n=i - 2 x trf = 50ns - 2 x 20ns = 10ns
(6)
Figure imgf000009_0002
= taUs,n=3 - 2 x trf = 150ns - 2 x 20ns = 1 10ns
Aus dieser Berechnung ist erkennbar, dass bei gleicher effektiver
Tastverhältnisbegrenzung pro Periode aufgrund der längeren Ladedauer mehr Ladung zum Einschalten der Endstufe 3 zur Verfügung steht, je größer n ist. In der Praxis hat sich n = 3 als guter Wert erwiesen.
Als Schaltregler-Endstufe kann ein externer Transistor verwendet werden, das heißt, der Transistor ist nicht in dem ASIC (Anwendungsspezifische integrierte Schaltung, englisch Application-Specific Integrated Circuit) integriert sondern als diskretes
Bauelement vorgesehen. Dann verstärkt sich das Problem der Ladehaltung des Kondensators 4, da die Flankensteilheit des externen Transistors nicht in dem Maße kontrollierbar beziehungsweise spezifizierbar ist wie bei einer internen
Schaltreglerendstufe. Dies hat zur Folge, dass bei einem externen Transistor und n = 1 eine zu große Nachladezeit für den Kondensator 4 vorgehalten werden müsste. Die sich daraus ergebende Tastverhältnisbegrenzung TVB würde eine zu große
Unstetigkeit in der Einstellbarkeit des Tastverhältnisses für den Regelkreis bedeuten, was sich wiederum als ungewollter Ripple beziehungsweise als ungewolltes
Schwingen der Ausgangsspannung bemerkbar machen könnte.
Deshalb kann vorgesehen sein, die Tastverhältnisbegrenzung nur auf jede n-te Periode anzuwenden. In dem Beispiel (TVB = 95 %, T = 1 s und n = 3) würde also jede dritte Periode auf ein Tastverhältnis von 85 % begrenzt werden, während jede erste und zweite Periode nicht begrenzt wird.
In Figur 2 sind beispielhafte Verläufe des PWM-Signals PWMJN, das heißt des ursprünglichen PWM-Signals vom Regler 1 , und des Signals PWM_OUT, also des PWM-Signals mit begrenztem Tastverhältnis, dargestellt. In den ersten beiden
Perioden 100 und 101 ist das Tastverhältnis TV kleiner als der Grenzwert
beziehungsweise die effektive Tastverhältnisbegrenzung TVB. Für die ersten beiden Perioden sind deshalb die beiden Signale PWMJN und PWMJDUT identisch, da die Tastverhältnisbegrenzung nicht aktiviert ist. Die Perioden sind hier an der Ausschaltzeit der Periode gekennzeichnet, eine Periode erstreckt sich von einer steigenden bis zur nächsten steigenden Flanke.
In der dritten Periode 102 und der vierten Periode 103 ist für eine erste und zweite Periode das Tastverhältnis TV größer als der obere Grenzwert TVB. Auch hier wird jedoch nicht begrenzt, da die Anzahl der Perioden, deren Tastverhältnis größer als der Grenzwert TVB, noch kleiner als n, nämlich gleich 2 ist. Erst in der nächsten Periode 104 greift die Tastverhältnisbegrenzung. Dies ist erkennbar durch die sich nun unterscheidenden Signale PWMJN und PWMJDUT.
Diese Periode 104 ist auf ein Tastverhältnis von 85 % begrenzt, um bei maximalen Tastverhältnissen von jeweils 100 % in den beiden davorliegenden Perioden 102, 103 ein über diese drei Perioden gemitteltes Tastverhältnis von kleiner gleich 95 % zu erzielen. Das effektive Tastverhältnis muss nicht genau 95 % betragen, weil die beiden davorliegenden Perioden ein Tastverhältnis von kleiner 100 % haben könnten, was in die Mittelwertbildung einfließt. Die nächsten drei Perioden 105, 106 und 107 entsprechen den Perioden 102, 103 und 104, sodass die Signalverläufe identisch sind. In der Periode 108 wiederum ist das Tastverhältnis TV kleiner als der Grenzwert beziehungsweise die effektive Tastverhältnisbegrenzung TVB.
Es kann vorgesehen sein, die exakten Tastverhältnisse der beiden vorherliegenden oder auch aller Perioden zu messen, um so das Tastverhältnis der zu begrenzenden Periode exakt einzustellen, sodass sich ein effektives Tastverhältnis von 95 % beziehungsweise von einem anderen gewählten Grenzwert ergibt.
Für die Entscheidung, wann die Tastverhältnisbegrenzung aktiviert wird, wird das vom Regler 1 erzeugte ursprüngliche PWM-Signal PWMJN überwacht. Erst wenn das über n Perioden gemittelte Tastverhältnis TV des ursprünglichen PWM-Signals PWMJN größer ist als die angestrebte Tastverhältnisbegrenzung TVB beziehungsweise der Grenzwert TVB, wird das Tastverhältnis TV der jeweils n-ten Periode begrenzt. In diesem Beispiel wird also jede dritte Periode nur dann auf ein Tastverhältnis 85 % begrenzt, wenn es zuvor Perioden gab, deren Tastverhältnis so groß gewesen ist, dass das über drei Perioden gemittelte Tastverhältnis TV des ursprünglichen PWM-Signals PWMJN größer ist als die angestrebte Tastverhältnisbegrenzung von 95 %. Die dritte Periode muss demnach nicht die dritte Periode einer Reihenfolge sein, sondern kann die dritte Periode mit zu großem Tastverhältnis sein.
In der Praxis hat sich die Annahme bewährt, dass, wenn die erste bis (n -1 )-te Periode ein Tastverhältnis von TV größer TVB haben, dann auch die n-te Periode mit einer gewissen Wahrscheinlichkeit ein Tastverhältnis von TV größer TVB haben wird.
Daraus folgt, dass das gemittelte Tastverhältnis größer sein wird als die angestrebte Tastverhältnisbegrenzung. In diesem Beispiel (TVB = 95 %, T = 1 s und n = 3) würde die Tastverhältnisbegrenzung also in der dritten Periode aktiviert werden, wenn sowohl die erste als auch die zweite Periode jeweils ein Tastverhältnis von TV größer 95 % haben. Entsprechend wird eine Schaltung mit einem Zähler realisiert, der hochgezählt wird, wenn das Tastverhältnis TV einer Periode größer ist als die angestrebte
Tastverhältnisbegrenzung beziehungsweise der obere Grenzwert TVB. Hat der Zähler einen Stand von n - 1 erreicht, wird die n-te Periode in ihrem Tastverhältnis auf (T - taus) / T begrenzt. Es kann vorteilhaft sein, den Zähler nicht zurückzusetzen, wenn es zwischendurch Perioden mit einem Tastverhältnis von TV kleiner TVB gibt. Das bedeutet, dass die Tastverhältnisbegrenzung auch dann für eine Periode aktiviert wird, wenn zuvor zwei beliebige Perioden und nicht nur die unmittelbar zurückliegenden beiden Perioden jeweils ein Tastverhältnis von TV größer TVB, hier 95 %, haben.
Als Vorbereitung für die in Figur 3 gezeigte Schaltungsrealisierung werden die folgenden Vorbetrachtungen angestellt. Für die Bewertung, ob das vom Regler 1 erzeugte PWM-Signal PWMJN die angestrebte Tastverhältnisbegrenzung TVB überschreitet, wird ein Taktsignal CLK-ι mit einem Tastverhältnis von TV-ι = TVB verwendet, mit dem das vom Regler 1 erzeugte PWM-Signal verglichen wird.
Zur Realisierung der oben beschriebenen effektiven Tastverhältnisbegrenzung TVB wird zusätzlich ein Taktsignal CLK2 mit einem Tastverhältnis TV2 verwendet, das sich aus der Ausschaltzeit taus der Endstufe 3 wie folgt berechnen lässt:
(7) TV2 = (T - taus) / T
In dem Beispiel (TVB = 95 %, T = 1 s und n = 3) ist eine Ausschaltzeit von
(8) taus = n x T x (1 - TVB) = 3 x 1 ps x (1 - 0.95) = 150ns und damit ein Taktsignal mit einem Tastverhältnis von
(9) TV2 = (1 μβ - 150ns) / 1 ps = 85% vorgesehen. Vorteilhafterweise werden mögliche Toleranzen der Tastverhältnisse TV-i und TV2 bei der Dimensionierung berücksichtigt, um eine zu große Unstetigkeit in der Einstellbarkeit der Tastverhältnisse für den Regelkreis zu vermeiden. Denn eine zu große Unstetigkeit kann sich als ungewollter Ripple beziehungsweise als ungewolltes Schwingen der Ausgangsspannung bemerkbar machen. Da die beiden Taktsignale CLK-ι und CLK2 nicht gleichzeitig verwendet werden, kann ein gemeinsames Taktsignal CLK verwendet werden, dessen Tastverhältnis zwischen TV-i und TV2 umgeschaltet werden kann.
Anhand von Figur 3 wird nun beispielhaft die Schaltung 5 zur
Tastverhältnisbegrenzung bei einem Schaltregler erläutert. Die Schaltung 5 kann in dem Tastverhältnisbegrenzer 2 aus Figur 1 enthalten sein. Zentrale Bestandteile der Schaltung 5 sind ein Zähler 6, ein JK-Flipflop 7 sowie ein Taktgenerator 8. Weiterhin enthält die Schaltung mehrere Logikelemente, die im weiteren Verlauf näher erläutert werden. Eingänge der Schaltung sind das von dem Regler 1 stammende PWM-Signal PWMJN sowie das Taktsignal CLKJN, der Ausgang der Schaltung 5 ist das begrenzte PWM-Signal PWM_OUT, das von dem Tastverhältnisbegrenzer 2 an die Endstufe 3 ausgegeben wird.
Beispielhafte Signalverläufe zu der Schaltung 5 sind in Figur 4 dargestellt und werden gemeinsam mit der Diskussion von Figur 3 erläutert. Die Signalverläufe
beziehungsweise die Signale können andere Formen oder Verhältnisse aufweisen, zum Beispiel trapezförmige Signalformen.
Der Zähler 6 und das JK-Flipflop 7 sind zu Beginn dieser Betrachtung auf Null gesetzt beziehungsweise gelöscht. Dies führt dazu, dass das Signal 1 10, das auch als EQN bezeichnet werden kann, das am Ausgang =(n-1 ) des Zählers 6 anliegt, gleich 0 ist. Der Ausgang des Zählers 6 ist mit dem J-Eingang des JK-Flipflops 7 verbunden. Der Clockeingang C1 des JK-Flipflops 7 ist mit dem Takteingang CLKJN der Schaltung 5 verbunden. Aufgrund der Null-Setzung beziehungsweise Löschung ist auch das Signal
1 1 1 am Q-Ausgang des JK-Flipflops 7 gleich Null. Das Signal 1 1 1 kann auch als TV_SEL bezeichnet werden, da mit diesem Signal zwischen den Tastverhältnissen TV1 und TV 2 umgeschaltet wird. Das Signal 1 1 1 wird an den K-Eingang des
JK-Flipflops 7 zurückgekoppelt. Der Ausgang Q des JK-Flipflops 7, an dem das Signal
1 12 oder RST_CNT ausgegeben wird, ist mit dem Reset-Eingang R des Zählers 6 verbunden und dient zur Zurücksetzung des Zählers 6. Das Signal 1 1 1 , mit dem die Umschaltung zwischen dem Tastverhältnis TV1 und TV2 erfolgt, ist mit dem Taktgenerator 8 verbunden. An einem Clockeingang CLKJN des Taktgenerators 8 liegt der Eingangstakt CLKJN an. Aus dem Taktsignal CLKJN wird wegen 1 1 1 = 0 das Taktsignal CLK = CLK1 von dem Taktgenerator 8 generiert und an dessen Ausgang CLKJDUT zur Verfügung gestellt. Das Taktsignal CLK1 hat ein Tastverhältnis TV1 .
Der Taktausgang des Taktgenerators 8, der Ausgang des Zählers 6 sowie der Takteingang CLKJN sind mit einem NOR-Gatter 9 verbunden. Das NOR-Gatter 9 gibt ein Signal an ein UND-Gatter 10 aus, wenn alle drei Eingänge einen Signalpegel von 0 haben. Der zweite Eingang des UND-Gatters 10 ist mit dem Eingangssignal PWMJN verbunden. Der Ausgang des UND-Gatters 10 ist mit dem Inkrementeingang I des Zählers 6 verbunden.
Ist somit das ursprüngliche PWM-Signal PWMJN während der fallenden Flanke von CLK noch gesetzt (PWMJN = 1 ), so ist das Tastverhältnis TV der aktuellen Periode 1 14 des PWM-Signals PWMJN größer als die angestrebte Tastverhältnisbegrenzung TVB. Der Zählerstand 1 13, auch als Counter bezeichnet, des Zählers 6 wird in diesem Fall mit der fallenden Flanke von CLK um 1 inkrementiert, sofern er vor dem Inkrement kleiner als n - 1 ist. Die Perioden sind hier an der Ausschaltzeit der Periode
gekennzeichnet, eine Periode erstreckt sich von einer steigenden bis zur nächsten steigenden Flanke.
Hat der Zähler 6 gegebenenfalls nach wiederholtem Zählen den Stand des Zählers n - 1 erreicht, wird in Periode 1 15 das Ausgangssignal 1 10 des Zählers 6 gleich 1 gesetzt. Anschließend wird das JK-Flipflop 7 mit der steigenden Flanke von CLK gesetzt, sodass an dem Ausgang Q des JK-Flipflops 7 das Signal 1 1 1 = 1 gesetzt wird. Somit erzeugt der Taktgenerator 8 aus dem Taktsignal CLKJN in der aktuellen Periode das Taktsignal CLK = CLK2 mit dem Tastverhältnis TV = TV2.
Weil das JK-Flipflop 7 gesetzt ist, ist das an dem Q -Ausgang ausgegebene Signal RST_CNT = 0, was dazu führt, dass das ODER-Gatter 1 1 das Taktsignal CLK = CLK zu einem UND-Gatter 12 passieren lässt. In dem UND-Gatter 12 wird das Taktsignal CLK = CLK2 mit dem ursprünglichen PWM-Signal PWMJN verknüpft und erscheint so in Periode 1 16 mit der fallenden Flanke von CLK als begrenztes PWM-Signal
PWMJDUT am Ausgang PWMJDUT der Schaltung 5.
Mit der nächsten steigenden Flanke des Taktsignals CLK wird das JK-Flipflop 7 wieder zurückgesetzt, weil die Eingänge J und K gleich 1 sind. Dies führt dazu, dass die beiden Ausgangssignale 1 1 1 = 0 und 1 12 = 1 gesetzt werden. Mit der steigenden Flanke von 1 12 wird auch der Zähler 6 wieder auf Null gesetzt. Somit befindet sich die Schaltung 5 wieder in dem Zustand, den sie zu Beginn der Betrachtung hatte.

Claims

Ansprüche
1 . Verfahren zum Betrieb eines Schaltreglers (1 ) mit einer nachgeordneten Schaltung (3), die von einem Signal (PWMJN) des Schaltreglers (1 ) angesteuert wird, und einem Kondensator (4), der bei ausgeschalteter nachgeordneter Schaltung (3) geladen wird, dadurch gekennzeichnet, dass das Tastverhältnis des Signals (PWMJN) bei einem oberen Grenzwert (TVB) derart begrenzt wird, dass eine vorbestimmte Ladezeit für den Kondensator (4) zur Verfügung steht.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , wobei das Tastverhältnis auf einen Wert
zwischen Null und dem Grenzwert (TVB) oder von 100% eingestellt wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Tastverhältnis jeder n-ten Periode des Signals begrenzt wird.
4. Verfahren nach Anspruch 3, wobei 2 < n < 5, bevorzugt n gleich 3 gewählt wird.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der Grenzwert (TVB) berechnet wird als (n x T - taus)/(n x T), wobei T die Periodendauer des Signals und taus die ausgeschaltete Zeit der nachgeordneten Schaltung ist.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei das Tastverhältnis
begrenzt wird, wenn das durchschnittliche Tastverhältnis über n Perioden größer als der Grenzwert (TVB) ist.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei das Tastverhältnis in der n-ten Periode begrenzt wird, wenn das durchschnittliche Tastverhältnis der ersten bis (n-1 )-ten Periode größer als der Grenzwert (TVB) ist.
8. Schaltung zur Tastverhältnisbegrenzung bei einem Schaltregler (1 ) mit einer von einem Signal angesteuerten Endstufe (3), dadurch gekennzeichnet, dass ein Tastverhältnisbegrenzer (2) mit dem Schaltregler (1 ) zur Übertragung des Signals (PWMJN) an den Tastverhältnisbegrenzer (2) in Verbindung steht, der Tastverhältnisbegrenzer (2) eingerichtet ist, aus dem Signal (PWMJN) ein im Tastverhältnis nach oben limitiertes begrenztes Signal (PWMJDUT) zu generieren, und der Tastverhältnisbegrenzer (2) mit der Endstufe (3) zur Übertragung des begrenzten Signals (PWMJDUT) an die Endstufe (3) in Verbindung steht.
9. Schaltung nach Anspruch 8, wobei die Ausschaltzeit des begrenzten Signals (PWMJDUT) derart bemessen ist, dass eine vorbestimmte Ladezeit für einen Kondensator (4) der Endstufe (3) zur Verfügung gestellt ist.
10. Kraftfahrzeug mit einer Schaltung (5) nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltregler (1 ) mit einem Bordnetz des
Kraftfahrzeugs verbunden ist.
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6230665B1 (ja) 2016-06-27 2017-11-15 三菱電機株式会社 直流電源装置
US10418978B1 (en) 2019-01-22 2019-09-17 Hong Kong Applied Science and Technology Research Institute Company, Limited Duty cycle controller with calibration circuit

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5627460A (en) * 1994-12-28 1997-05-06 Unitrode Corporation DC/DC converter having a bootstrapped high side driver

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5747976A (en) * 1996-03-26 1998-05-05 Raytheon Company Constant on-time architecture for switching regulators
US7345464B2 (en) * 2004-09-16 2008-03-18 Semiconductor Components Industries, L.L.C. PWM power supply controller having multiple PWM signal assertions and method therefor
FR2909237B1 (fr) * 2006-11-28 2009-03-06 Valeo Equip Electr Moteur Procede et dispositif de regulation d'une machine electrique tournante polyphasee fonctionnant en generatrice, et machine electrique tournante polyphasee les utilisant
DE102011104441A1 (de) * 2011-06-16 2012-12-20 Fujitsu Technology Solutions Intellectual Property Gmbh Schaltnetzteil, Betriebsverfahren und Verwendung eines Schaltnetzteils in einem Computer

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5627460A (en) * 1994-12-28 1997-05-06 Unitrode Corporation DC/DC converter having a bootstrapped high side driver

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