WO2015125724A1

WO2015125724A1 - 電力変換装置の制御方法

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Publication number: WO2015125724A1
Application number: PCT/JP2015/054092
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Inventors: 圭祐太田
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Filing date: 2015-02-16
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Abstract

　本発明は、電圧制御率に対するゲインの割合が増大することによってＶＬ制御系が不安定になることを抑制できる電力変換装置の制御方法である。コンデンサ（Ｃ１）側の電位を基準としたリアクトル（Ｌ１）の電圧（ＶＬ）を検出する。電力変換部２が出力する交流電圧の振幅の直流電圧（Ｖｄｃ）の平均値に対する比たる第１電圧制御率指令（ｋｓ**）が小さいほど小さい補正係数を算出する。リアクトル（Ｌ１）の電圧（ＶＬ）と補正係数との積で求まる補正量（Ｈ）を、第１電圧制御率指令（ｋｓ**）から減算する補正を行なうことで、第２電圧制御率指令（ｋｓ*）を生成する。第２電圧制御率指令（ｋｓ*）に基づいて生成したスイッチング信号（Ｓ）を電力変換部２へと与える。

Description

電力変換装置の制御方法

　本発明は、電力変換装置の制御方法に関し、例えばコンデンサレスインバータの制御装置に関する。

　特許文献１には電動機制御装置が記載されている。当該電動機制御装置は、コンバータとインバータとを有している。コンバータとインバータとは直流リンクを介して互いに接続される。コンバータは交流電圧を入力し、これを全波整流して直流電圧に変換して直流リンクに出力する。インバータは当該直流電圧を入力し、これを交流電圧に変換して電動機へと出力する。

　また直流リンクにはリアクトルとコンデンサとを有するＬＣフィルタが設けられる。より詳細には、コンデンサとリアクトルとはコンバータの一対の出力端の間で互いに直列に接続され、コンデンサの両端電圧が直流電圧としてインバータに入力される。コンデンサの静電容量はいわゆる平滑コンデンサの静電容量よりも小さく、コンデンサの両端電圧は全波整流による脈動成分を有する。

　特許文献１では、ＬＣフィルタの共振に起因する直流電圧の高調波成分を低減すべく、リアクトルの両端電圧に基づいてインバータを制御する。例えばインバータの電圧制御率についての初期値に対して、リアクトルの電圧とゲインとの乗算値を減算する補正を行なって、電圧制御率指令の目標値を算出している。そして、この電圧制御率の目標値と、公知の手法により算出される電圧指令値とに基づいて、インバータへのスイッチング信号を生成する。これによってコンデンサの両端電圧の高調波成分を低減し、ひいて電動機制御装置に入力する電流のゆがみを低減する。このようなリアクトル電圧に基づく制御を、本願においてはＶＬ制御系とも呼ぶ。

特許第４０６７０２１号公報

　電圧制御率の初期値が小さいときには、相対的にゲインが大きくなる。つまり電圧制御率の初期値に対するゲインの割合が増大する。そしてこの割合が大きすぎると、ＶＬ制御系の不安定を招く可能性がある。

　そこで、本願は、電圧制御率に対するゲインの割合が増大することによってＶＬ制御系が不安定になることを抑制できる電力変換装置の制御方法を提供することを目的とする。

　本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第１の態様は、第１電源線(LH)及び第２電源線(LL)と、入力される第１交流電圧を直流電圧に整流して前記第１電源線と前記第２電源線との間に前記直流電圧を出力する整流部(1)と、前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられるコンデンサ(C1)と、前記コンデンサとともにＬＣフィルタを形成するリアクトル(L1)と、入力されるスイッチング信号(S)に基づいて、前記コンデンサが支持する直流電圧(Vdc)を第２交流電圧に変換し、前記第２交流電圧を負荷に印加して交流電流を流す電力変換部(2)とを備える電力変換装置を制御する制御方法であって、前記コンデンサ側の電位を基準とした前記リアクトルの電圧(VL)を検出し、少なくとも、前記第２交流電圧の振幅の前記直流電圧の平均値に対する比たる第１電圧制御率指令(ks**)が所定値よりも小さいときに、前記第１電圧制御率指令が小さいほど小さい補正係数を算出し、前記第１電圧制御率指令に対して、前記リアクトルの電圧と前記補正係数との積で求まる補正量(H)で減算する補正を行なうことで、第２電圧制御率指令(ks*)を生成し、前記第２電圧制御率指令に基づいて生成した前記スイッチング信号を前記電力変換部へと与える。

　本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記第１電圧制御率指令が前記所定値よりも大きいときに、前記補正係数を、前記交流電流の振幅が小さいほど大きく算出する。

　本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第３の態様は、第２の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記第１電圧制御率指令が前記所定値よりも大きいときに、前記補正係数は、前記交流電流の振幅に反比例する。

　本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第４の態様は、第１から第３のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記補正量が正の上限制限値を超えるときに、前記補正量を前記上限制限値に制限し、前記補正量が負の下限制限値を下回るときに、前記補正量を前記下限制限値に制限し、前記上限制限値および前記下限制限値の絶対値は、前記第１電圧制御率指令が大きいほど大きい。

　本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第５の態様は、第４の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記上限制限値または前記下限制限値は前記第１電圧制御率指令に比例する。

　本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第１の態様によれば、補正係数とリアクトルの電圧との積で求まる補正量が第１電圧制御率指令から減算されるので、この補正係数はリアクトル電圧をフィードバックする際のゲインとして機能する。

　また、交流電流の振幅が小さいほど小さい第１電圧制御率指令に対して、補正係数も交流電流の振幅が小さいほど小さい。

　よって、第１電圧制御率指令に対する補正係数（ゲイン）の割合が増大することを抑制でき、ひいては制御の不安定を抑制できる。

　本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第２の態様によれば、交流電流の振幅が大きいときには、第１電圧制御率指令も大きく設定されるので、交流電流の振幅が所定値よりも大きいときには、交流電流が所定値よりも小さいときに比べて第１電圧制御率指令に対するゲインの割合がさほど大きくならない。したがって、第１電圧制御率指令に対して、ゲインが過大となることに起因する制御の不安定は生じにくい。

　一方で、交流電流の振幅が所定値よりも大きいときには、交流電流の振幅の増大によってＶＬ制御系の伝達ゲインが増大し（実施の形態で詳述する）、これにより、ゲイン余裕が低減して制御の不安定を生じ得る。

　第２の態様によれば、交流電流の振幅が所定値よりも大きいときには、交流電流の振幅が小さいほど補正係数を大きく算出している。これにより、交流電流の振幅の変動によるＶＬ制御系のゲイン変動を抑制でき、負荷の不安定性を抑制できる（実施の形態で詳述する）。

　本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第３の態様によれば、交流電流の振幅の変動によるゲイン変動を理論的に解消できる。

　本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第４の態様によれば、第１電圧制御指令に対する補正量の割合が大きくなりすぎる（上限値を超えること）ことを回避できる。

　本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第５の態様によれば、上限制限値または下限制限値を簡易に生成できる。

　この発明の目的、特徴、局面、および利点は、以下の詳細な説明と添付図面とによって、より明白となる。

電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。制御部の概念的な構成の一例を示す図である。等価回路の一例を示す図である。ブロック線図の一例を示す図である。ブロック線図の一例を示す図である。ブロック線図の一例を示す図である。等価回路の一例を示す図である。ブロック線図の一例を示す図である。ブロック線図の一例を示す図である。一巡伝達関数の伝達ゲインと位相との一例を示す図である。ブロック線図の一例を示す図である。ブロック線図の一例を示す図である。ブロック線図の一例を示す図である。補正係数と交流電流の振幅との関係の一例を示す図である。入力電流と直流電圧との一例を示す図である。入力電流と直流電圧との一例を示す図である。制御部の概念的な構成の一例を示す図である。補正量についての制限値と電圧制御指令との関係の一例を示す図である。

　第１の実施の形態．
　＜１．電力変換装置の構成＞
　図１に示すように、本電力変換装置は整流部１とコンデンサＣ１とリアクトルＬ１と電力変換部２とを備えている。

　整流部１は交流電源Ｅ１から入力されるＮ（Ｎは自然数）相交流電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧を直流線（電源線）ＬＨ，ＬＬの間に出力する。図１の例示では、整流部１はダイオード整流回路である。なお整流部１は、ダイオード整流回路に限らず、他励式整流回路であってもよく、あるいは自励式整流回路であってもよい。他励式整流回路としては例えばサイリスタブリッジ整流回路を採用でき、自励式整流回路としては例えばＰＷＭ（Pulse-Width-Modulation：パルス幅変調）方式のＡＣ－ＤＣコンバータを採用できる。

　また図１の例示では整流部１は、三相交流電圧が入力される三相の整流回路である。ただし整流部１に入力される交流電圧の相数、即ち整流部１の相数は三相に限らず適宜に設定されればよい。

　コンデンサＣ１は直流線ＬＨ，ＬＬの間に設けられている。コンデンサＣ１は例えばフィルムコンデンサである。このようなコンデンサＣ１は電解コンデンサに比べて安価である。一方で、このようなコンデンサＣ１の静電容量は電解コンデンサの静電容量に比べて小さく、コンデンサＣ１は直流線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧Ｖｄｃを十分に平滑しない。言い換えれば、コンデンサＣ１は整流部１が整流した整流電圧の脈動を許容する。よって直流電圧ＶｄｃはＮ相交流電圧の整流による脈動成分（例えば全波整流を用いれば、Ｎ相交流電圧の周波数の２Ｎ倍の周波数を有する脈動成分）を有する。図１の例示では、三相交流電圧を全波整流するので、直流電圧Ｖｄｃは三相交流電圧の周波数の６倍の周波数で脈動することとなる。

　リアクトルＬ１はコンデンサＣ１とともにＬＣフィルタを形成する。図１の例示ではリアクトルＬ１はコンデンサＣ１よりも整流部１側で直流線ＬＨ又は直流線ＬＬ（図１の例示では直流線ＬＨ）に設けられる。ただしこれに限らず、リアクトルＬ１は整流部１の入力側に設けられても良い。

　このようなリアクトルＬ１とコンデンサＣ１とは、交流電源Ｅ１の出力端の間で互いに直列に接続されることになるので、いわゆるＬＣフィルタを形成する。コンデンサＣ１の静電容量が上述の通り小さければ、このＬＣフィルタの共振周波数は高くなる傾向にある。同様にリアクトルＬ１のインダクタンスを小さくするほど、共振周波数は高くなる傾向にある。例えば図１において、コンデンサＣ１の静電容量が４０μＦであり、リアクトルＬ１のインダクタンスが０．５ｍＨである場合、共振周波数は約１．１２５ｋＨｚ程度になる。

　電力変換部２は例えば電圧形インバータであって、直流線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧（コンデンサＣ１が支持する直流電圧）Ｖｄｃを入力する。そして電力変換部２は、制御部３からのスイッチング信号Ｓに基づいて直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換し、この交流電圧を負荷Ｍ１へと出力する。以下では、電力変換部２が出力する交流電圧を出力電圧とも呼ぶ。

　図１では、例えば電力変換部２は直流線ＬＨ，ＬＬの間で互いに直列に接続される一対のスイッチング部を、三相分有している。図１の例示では、一対のスイッチング部Ｓｕｐ，Ｓｕｎが互いに直列に接続され、一対のスイッチング部Ｓｖｐ，Ｓｖｎが互いに直列に接続され、一対のスイッチング部Ｓｗｐ，Ｓｗｎが互いに直列に接続される。そして各相の一対のスイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎ（ｘはｕ，ｖ，ｗを代表する、以下同様）の間の接続点が出力線Ｐｘを介して負荷Ｍ１に接続される。これらのスイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎが適切なスイッチング信号に基づいて導通／非導通することで、電力変換部２は直流電圧Ｖｄｃを三相交流電圧に変換してこれを負荷Ｍ１へと出力する。これにより、負荷Ｍ１には交流電流が流れる。

　負荷Ｍ１は例えば回転機（例えば誘導機又は同期機）であってもよい。また図１の例示では三相の負荷Ｍ１が例示されているものの、その相数はこれに限らない。換言すれば、電力変換部２は三相の電力変換部に限らない。

　＜２．制御＞
　ここでは電圧制御率ｋｓを導入して電力変換部２の制御を行う。ここでいう電圧制御率ｋｓとは直流電圧Ｖｄｃに対する電力変換部２の出力電圧の振幅Ｖｍの比（＝Ｖｍ／Ｖｄｃ）である。つまり電圧制御率ｋｓは、直流電圧Ｖｄｃに対してどの程度の割合で交流電圧を出力するかを示す値となる。

　さて、電力変換部２はスイッチング動作を行うので、スイッチングに伴って直流電圧Ｖｄｃが変動する。つまり直流電圧Ｖｄｃに高調波成分が生じる。なお、スイッチング周波数は、整流による直流電圧Ｖｄｃの脈動の周波数（以下、脈動周波数とも呼ぶ）よりも高いので、ここでいう高調波成分の周波数は脈動周波数よりも高い。また本電力変換装置は、上述のように、コンデンサＣ１とリアクトルＬ１とによって形成されるＬＣフィルタを有している。よって、スイッチング周波数がＬＣフィルタの共振周波数に近いほど、コンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄｃの高調波成分の変動幅が増大する。

　このような直流電圧Ｖｄｃの高調波成分は、例えば整流部１に入力される交流電流の高調波成分を招くので、好ましくない。

　そこで、このような直流電圧Ｖｄｃの高調波成分を低減すべく、電圧制御率ｋｓを補正する。より詳細には、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分が増大するときに電圧制御率ｋｓを増大する補正を行う。これにより、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分が高いときに出力電圧の振幅Ｖｍが増大する。このとき電力変換部２の出力電力が高まるので、直流電圧Ｖｄｃが低減される。したがって直流電圧Ｖｄｃの高調波成分を低減できるのである。

　このような補正はリアクトルＬ１が支える電圧ＶＬに基づいて行われる。整流部１に入力されるＮ相交流電圧を理想的な電圧源と見なすと、電圧ＶＬとして直流電圧Ｖｄｃの高調波成分が現れると考えることができるからである。ただし電圧ＶＬに現れる高調波成分は、電圧ＶＬの基準電位の採り方によって、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分と同相または逆相となる。例えば図１のようにリアクトルＬ１のコンデンサＣ１側の電位を基準として採用すると、電圧ＶＬには直流電圧Ｖｄｃの高調波成分とは逆相の高調波成分が現れる。またリアクトルＬ１のコンデンサＣ１とは反対側の（つまり整流部１側の）電位を基準として採用すると、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分と同相の高調波成分が電圧ＶＬに現れる。

　よって例えばコンデンサＣ１側の電位を基準とした場合、電圧ＶＬが増大するほど電圧制御率ｋｓを低減する補正を行い、反対側の電位を基準とした場合、電圧ＶＬが増大するほど電圧制御率ｋｓを増大する補正を行う。これによって、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分が増大するときに電圧制御率ｋｓを増大する補正を行うことができる。

　コンデンサＣ１側の電位を基準とした電圧ＶＬを採用する場合について、より具体的に従来の電圧制御率ｋｓの補正について説明する。電圧ＶＬと所定のゲインＫとの積たる補正量Ｈ（＝Ｋ・ＶＬ）を、補正前の電圧制御率指令ｋｓ**から減算することで、補正後の電圧制御率指令ｋｓ*を算出する。これを定式化すると以下の式が導かれる。

　ｋｓ*＝ｋｓ**－Ｋ・ＶＬ　　　・・・（１）
　これにより、電圧ＶＬが増大するほど、電圧制御率指令ｋｓ*を低減することができる。ひいては、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分が増大するときに電圧制御率指令ｋｓ*を増大する補正を行うことができる。

　ゲインＫは、電圧ＶＬの値、即ち直流電圧Ｖｄｃの高調波成分に対して、どの程度で電圧制御率指令ｋｓ*を低減させるかを決定するパラメータである。ゲインＫが大きいほど、補正量（電圧制御率指令ｋｓ*の低減量）は大きい。

　なお、整流部１側の電位を基準とした電圧ＶＬを採用する場合には、補正量Ｈを、補正前の電圧制御率指令ｋｓ**に加算することで、補正後の電圧制御率指令ｋｓ*を算出する。これを定式化すると以下の式が導かれる。

　ｋｓ*＝ｋｓ**＋Ｋ・ＶＬ　　　・・・（２）
　電圧制御率指令ｋｓ**が小さいほど、電圧制御率指令ｋｓ**に対するゲインＫの割合（Ｋ／ｋｓ**）が増大する。そして電圧制御率指令ｋｓ**に対してゲインＫが過大となる場合には、ＶＬ制御系の安定性を損なう場合がある。

　そこで、本実施の形態では、電圧制御率指令ｋｓ**が小さいほど小さい補正係数αを導入する。より詳細には、電圧ＶＬとゲインＫと補正係数αとの積を補正量Ｈとして採用し、この補正量Ｈを電圧制御率指令ｋｓ**から減算する。これを定式化すると、以下の式が導かれる。なお以下では一例として、リアクトルの電圧ＶＬの基準として、コンデンサＣ１側の電位を採用する場合について述べるものの、式（２）を用いてもよい。

　ｋｓ*＝ｋｓ**－α・Ｋ・ＶＬ　　　・・・（３）
　なお、電圧ＶＬの係数として機能する、補正係数αとゲインＫとの積を補正係数（α・Ｋ）と把握しても良い。またこの補正係数（α・Ｋ）は、電圧ＶＬについてのゲインとして機能する。このとき補正係数（α・Ｋ）も、電圧制御率指令ｋｓ**が小さいほど小さい。

　式（３）によれば、電圧制御率指令ｋｓ**が小さいほど補正係数（α・Ｋ）も小さくなる。よって従来に比べて、電圧制御率指令ｋｓ**に対する補正係数の割合（＝α・Ｋ／ｋｓ**）の増大を抑制できる。換言すれば、電圧制御率指令ｋｓ**に対して補正係数が過大となることを抑制できる。よって、制御の不安定を抑制することができる。

　なお補正係数αとしては、例えば電圧制御率指令ｋｓ**に比例する値を採用してもよい。これによれば、簡単に補正係数αを算出することができる。

　＜３．制御構成＞
　具体的な制御構成について説明する。図１に示すように、本電力変換装置にはリアクトル電圧検出部４が設けられる。リアクトル電圧検出部４はリアクトルＬ１の電圧ＶＬを検出し、例えばこれにアナログ／デジタル変換を施して、変換後の電圧ＶＬを制御部３に出力する。ここでは一例として、電圧ＶＬはリアクトルＬ１の両端の電位のうちコンデンサＣ１側の電位を基準とした電圧である。リアクトル電圧検出部４によって検出される電圧ＶＬは、上述のように、電圧制御率ｋｓの補正に用いられる。

　また本電力変換装置には、電流検出部５が設けられている。電流検出部５は、電力変換部２が出力する交流電流（負荷Ｍ１を流れる交流電流）を検出し、例えばこれにアナログ／デジタル変換を施して、変換後の交流電流を制御部３に出力する。図１の例示では、電力変換部２が三相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）の交流電流を出力し、そのうち二相（ｕ相、ｖ相）の交流電流ｉｕ，ｉｖが検出されている。三相の交流電流の和は理想的には零であるので、制御部３は、二相の交流電流ｉｕ，ｉｖから残りの一相の交流電流ｉｗを算出することができる。これらの電流はスイッチング信号Ｓを生成するために、公知の手法で適宜に用いられる。

　制御部３は図１に例示するように、高調波抑制制御部３１と、電圧制御率補正部３２と、スイッチング信号生成部３３とを備えている。

　制御部３は例えばマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部３はこれに限らず、制御部３によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

　高調波抑制制御部３１は直流電圧Ｖｄｃの高調波成分を抑制するための機能部である。高調波抑制制御部３１は、電圧制御率指令ｋｓ**と、電圧ＶＬとを入力し、これらに基づいて、高調波抑制に用いる上記補正量Ｈを算出する。

　図２は高調波抑制制御部３１の具体的な内部構成の一例を示す機能ブロック図である。高調波抑制制御部３１は、補正係数演算部３１１と、ゲイン部３１２と、乗算部３１３とを備えている。

　補正係数演算部３１１には、電圧制御率指令ｋｓ**が入力される。補正係数演算部３１１は、電圧制御率指令ｋｓ**が小さいほど小さい補正係数αを算出する。例えば電圧制御率指令ｋｓ**に所定の比例係数（＞０）を乗算して補正係数αを算出する。この補正係数αは乗算部３１３へと出力される。

　ゲイン部３１２は電圧ＶＬを入力する。そして、電圧ＶＬとゲインＫとを乗算し、その結果を乗算部３１３へと出力する。

　乗算部３１３はゲイン部３１２の結果（Ｋ・ＶＬ）と、補正係数αとを入力する。そして、これらを乗算して補正量Ｈ（＝α・Ｋ・ＶＬ）を算出し、この補正量Ｈを電圧制御率補正部３２へと出力する。

　再び図１を参照して、電圧制御率補正部３２は、補正量Ｈと電圧制御率指令ｋｓ**とを入力し、電圧制御率指令ｋｓ*を出力する。電圧制御率補正部３２は、電圧制御率指令ｋｓ**から補正量Ｈを減算して、電圧制御率指令ｋｓ*を算出する。電圧制御率指令ｋｓ*はスイッチング信号生成部３３へと出力される。

　スイッチング信号生成部３３は、電力変換部２が出力する交流電圧についての電圧指令（例えばｄ－ｑ軸回転座標系におけるｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令）を、公知の手法（例えば特許文献１）に基づいて生成する。そして、例えばその電圧指令に、電圧制御率指令ｋｓ*を乗算することで補正を行なう。そして、補正後の電圧指令に基づいて、公知の手法（例えば補正後の電圧指令を三相の電圧指令に座標変換し、三相の電圧指令とキャリアとを比較する手法）により、スイッチング信号Ｓを生成する。このスイッチング信号Ｓは電力変換部２へと出力される。

　これにより、電圧制御率指令ｋｓ*に基づいた交流電圧が出力される。よって、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分を抑制することができる。しかも、補正係数α（或いはα・Ｋ）は電圧制御率指令ｋｓ**が小さいほど小さいので、電圧制御率指令ｋｓ**に対する補正係数α（或いはα・Ｋ）の割合が増大することを抑制できる。よって当該増大に起因する制御の不安定を抑制することができる。

　第２の実施の形態．
　第２の実施の形態は、補正係数αの算出方法という点で第１の実施の形態と相違する。第２の実施の形態では、電圧制御率指令ｋｓ**が所定値よりも小さいときには、第１の実施の形態のように、電圧制御率指令ｋｓ**が小さいほど小さくなるように補正係数αを算出し、その一方で電圧制御率指令ｋｓ**が所定値よりも大きいときには、交流電流の振幅が小さいほど大きくなるように補正係数αを算出する。この所定値は、例えば実験またはシミュレーションにより、予め決定される。

　電圧制御率指令ｋｓ**が所定値よりも大きい領域（以下、高負荷領域とも呼ぶ）においては、たとえ従来の式（１）を採用したとしても、電圧制御率指令ｋｓ**に対する補正係数（ゲインＫ）の割合は比較的に小さい。よって、高負荷領域においては、当該割合の増大はＶＬ制御系の安定性を損ないにくい。

　その一方で、高負荷領域におけるＶＬ制御系の安定性は、交流電流の振幅の変動に伴うＶＬ制御系のゲイン（ここでいうゲインは伝達関数の大きさ、以下、伝達ゲインと呼ぶ）の変動の影響を大きく受ける。この伝達ゲインについて以下に詳述する。

　以下では、説明を順序立てて行うため、まずα＝１とする場合を説明し、更にその後にα＝α２（α２は交流電流の振幅が小さいほど大きい）とする場合を説明する。

　図３は、図１の電力変換装置の簡易的な等価回路を示している。ここではまず、図３の簡易的な等価回路を用いて伝達関数を考慮したうえで、図７の等価回路における伝達関数を導く。図３の例示では、負荷Ｍ１が誘導性負荷であり、電力変換部２以降の後段を電流源として把握している。また交流電源Ｅ１と整流部１との間の電源インピーダンスもＬＣフィルタの共振周波数に影響するため、図３の等価回路においては、電源インピーダンスも示されている。

　ここで、電源インピーダンスの抵抗値およびインダクタンス、リアクトルＬ１のインダクタンスおよびコンデンサＣ１の静電容量をそれぞれｒ，ｌ，Ｌ，Ｃで示し、またリアクトルＬ１に流れる電流、コンデンサＣ１に流れる電流および電流源に流れる電流をそれぞれＩＬ，Ｉｃ，Ｉｏで示す。これらの諸量は図３において、対応する構成に隣接して示されている。

　図４はＶＬ制御系についてのブロック線図を示している。本制御方法では、電圧ＶＬに基づく電圧制御率指令についての補正によって、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分（電圧ＶＬの逆相）を低減する。よって電圧ＶＬを、目標値に近づける制御を行うフィードバックの概念が存在する。ここでは、ＶＬ制御系の安定性を考慮するので、図４において電圧ＶＬのフィードバック制御系のブロック線図が示される。

　図４の例示では、無駄時間要素としての「Ｋ・ｅ^－ｓｔ」が示されている。これは、電圧ＶＬの検出時点から、電圧ＶＬに基づく制御が反映されるまでの無駄時間ｔに起因する要素を示したものである。換言すれば、無駄時間ｔは、電圧ＶＬの検出時点から、電圧制御率指令ｋｓ*（＝ｋｓ**－Ｋ・ＶＬ）を用いて生成されたスイッチング信号Ｓに基づいて電力変換部２が交流電圧を出力するまでの時間である。

　図４のブロック線図に対して公知の変換を行うと、図５のブロック線図が導かれる。よって一巡伝達関数Ｇ０は、図６のブロック線図で示される。一巡伝達関数Ｇ０は、図６の２つの要素で示された式の積である。

　次に図７に示すように、電力変換部２を、電流源と電圧源とに分離して把握する。負荷Ｍ１は誘導性負荷であり、電流源として把握される。

　かかる等価回路において、電力変換部２に入力される直流電圧Ｖｄｃと、電力変換部２の出力電圧の振幅Ｖｍとは、以下の式を満たす。

　Ｖｍ＝（ｋｓ－Ｋ・ＶＬ）・Ｖｄｃ　　　・・・（４）
　また理想的には電力変換部２の入力側の電力と出力側の電力とは互いに等しい。ここでは簡単のために電力変換部２の出力側の力率（いわゆる負荷力率）を１と仮定すると、以下の式が成立する。

　√３・Ｖｒｓｍ・Ｉｒｍｓ＝Ｖｄｃ・Ｉｄｃ　　　・・・（５）
　Ｖｒｍｓは電力変換部２の出力電圧の実効値であり、Ｉｒｍｓは電力変換部２の出力電流（負荷Ｍ１を流れる交流電流）の実効値であり、Ｉｄｃは電力変換部２に入力される直流電流である。ここでは一例として電力変換部２が三相の交流電圧を出力する態様を想定している。よって、式（５）の左辺には√３が因数として存在する。また等価回路の電流Ｉｏ１は実効値として把握され、実効値Ｉｒｍｓと等しいと解される。後に説明するブロック線図では、実効値Ｉｍｓの代わりに等価回路の電流Ｉｏ１を用いる。

　また出力電圧の振幅Ｖｍと実効値Ｖｒｍｓとは以下の式を満たす。

　Ｖｍ＝√２・Ｖｒｍｓ　　　・・・（６）
　式（４）～式（６）を用いて、実効値Ｖｒｍｓと振幅Ｖｍとを消去すると、以下の式が導かれる。

　√（３／２）・（ｋｓ－Ｋ・ＶＬ）・Ｖｄｃ・Ｉｒｍｓ＝Ｖｄｃ・Ｉｄｃ・・・（７）
　両辺にそれぞれ直流電圧Ｖｄｃの逆数を乗算すると以下の式が導かれる。

　√(３/２)・ks・Irms－√(３/２)・Irms・(K・VL)=Idc　　・・・（８）
　式（８）の左辺の第１項は直流電流Ｉｄｃの一定成分であり、電圧制御率指令について補正をしない場合の直流電流Ｉｄｃである。よって、これと区別すべく、電圧制御率指令について補正を行なった場合の直流電流Ｉｄｃを直流電流Ｉｄｃ’とすると、以下の式が導かれる。

　Ｉｄｃ－√（３／２）・Ｉｒｍｓ・（Ｋ・ＶＬ）＝Ｉｄｃ’・・・（９）
　式（９）の左辺の第２項は電圧制御率ｋｓに対する補正量（Ｋ・ＶＬ）を因数として含んでいるので、電圧ＶＬに基づく補正による変動成分である。また電圧ＶＬには直流電圧Ｖｄｃの高調波成分が現れるので、第２項は直流電圧Ｖｄｃの高調波成分に基づく変動成分と把握することができる。この第２項は、出力電流の実効値Ｉｒｍｓも因数として含む。

　このように、電圧ＶＬに基づいて電圧制御率ｋｓを補正することは、直流電流Ｉｄｃに対して補正を行うこととなる。そしてそれにより必然的に直流電流Ｉｄｃが実効値Ｉｒｍｓの影響を受けることとなる。具体的には、電圧ＶＬに基づく補正量（Ｋ・ＶＬ）に実効値Ｉｒｍｓに基づく係数√（３／２）・Ｉｒｍｓを乗じた結果（積）を減算することで直流電流Ｉｄｃに補正を行うこととなる。

　値（Ｋ・ＶＬ）に√（３／２）・Ｉｒｍｓを乗じた値が直流電流Ｉｄｃに対する補正量となるので、ＶＬ制御系のブロック線図は図８で示すとおり、図５のブロック線図に対して「√（３／２）・Ｉｏ１」（ここでＩｏ１＝Ｉｒｍｓ）の要素が追加されることとなる。一巡伝達関数Ｇ０’を求めるべく図８のブロック線図を変換すると、図９のブロック線図が導かれる。図９のブロック線図は図６のブロック線図に対して「√（３／２）・Ｉｏ１」の要素が追加された構成を有する。以下では、「Ｋ・ｅ^－ｓｔ」、「√（３／２）・Ｉｏ１」、「（Ｌ・ｓ／Ｃ）／｛（Ｌ＋ｌ）ｓ^２＋ｒ・ｓ＋１／Ｃ｝」で示される要素の伝達関数をそれぞれＧ１～Ｇ３と呼ぶ。

　図９のブロック線図から理解できるように、この一巡伝達関数Ｇ０’の伝達ゲイン（ｄＢ）は、伝達関数Ｇ１～Ｇ３の伝達ゲイン（ｄＢ）の和である。伝達関数Ｇ２は実効値Ｉｒｍｓ(＝Ｉｏ１)に比例するので、一巡伝達関数Ｇ０’の伝達ゲインは実効値Ｉｒｍｓに応じて変動する。図１０は、実効値Ｉｒｍｓが５Ａ，１０Ａ，２０Ａであるときの、一巡伝達関数Ｇ０’の伝達ゲインと位相とを示す。図１０では実効値Ｉｒｍｓが５Ａ，１０Ａ，２０Ａであるときの伝達ゲインがそれぞれ一点差線、点線、実線で示されている。実効値Ｉｒｍｓは正であるので、図１０に示すように、実効値Ｉｒｍｓが大きいほど伝達ゲインは大きい。

　一方、伝達関数Ｇ２は実数であるので、その位相は０度である。よって実効値Ｉｒｍｓが変動しても一巡伝達関数Ｇ０’の位相には影響を与えない。よって図１０では、実効値Ｉｒｍｓが５Ａ，１０Ａ，２０Ａであるときの、一巡伝達関数Ｇ０’の位相が共通して実線で表されている。従って、一巡伝達関数Ｇ０’の位相が－１８０度を採るときの周波数ｆ１は実効値Ｉｒｍｓには依存しない。

　以上のように、周波数ｆ１は実効値Ｉｒｍｓによって変動しないものの、伝達ゲインは実効値Ｉｒｍｓが増大するほど増大する。よって実効値Ｉｒｍｓが大きくなるほどゲイン余裕（位相が－１８０度のときの伝達ゲインの絶対値）が小さくなり、制御の不安定を招きえる。

　そこで、第２の実施の形態では、高負荷領域においては、電圧制御率ｋｓを次のように補正する。即ち、交流電流の実効値Ｉｒｍｓが小さいほど、大きい補正係数α２（＜１）を採用する。これを式で表すと以下の式が導かれる。

　ｋｓ*＝ｋｓ**－α２・Ｋ・ＶＬ　　　・・・（１０）
　このような補正を採用すれば、式（９）は以下の式に変更される。換言すれば式（９）は式（３）においてα＝１を採用する場合に対応し、式（１１）は式（３）において、α＝α２を採用する場合に対応する。

　Ｉｄｃ－√（３／２）・Ｉｒｍｓ・α２・（Ｋ・ＶＬ）＝Ｉｄｃ’・・・（１１）
　式（１２）の左辺の第２項が補正量となるので、かかる補正を採用したときのＶＬ制御系のブロック線図は、図１１に示すように、図８のブロック線図に対して「α２」の要素が追加される。一巡伝達関数Ｇ０’’を求めるべく図１１のブロック線図を変換すると、図１２のブロック線図が導かれる。図１２のブロック線図は、図９のブロック線図に対して「α２」の要素が追加された構成を有する。なお以下ではこの要素の伝達関数を伝達関数Ｇ４と呼ぶ。

　したがって一巡伝達関数Ｇ０’’の伝達ゲインは伝達関数Ｇ１～Ｇ４の伝達ゲインの和となる。補正係数α２は１よりも小さいので、伝達関数Ｇ４の伝達ゲインは単位ｄＢを採用すると負の値を有する。また補正係数α２は実効値Ｉｒｍｓが高いほど小さい値を採るので、伝達関数Ｇ４の伝達ゲインは実効値Ｉｒｍｓが高いほど小さい。したがって、実効値Ｉｒｍｓの増大によって伝達関数Ｇ２の伝達ゲインが増大しても、伝達関数Ｇ４の伝達ゲインが低減するので、一巡伝達関数Ｇ０’’の伝達ゲインの増大を抑制することができる。よって実効値Ｉｒｍｓの増大によるゲイン余裕の低減を抑制することができ、制御の安定に資する。

　また、補正係数α２として実効値Ｉｒｍｓの逆数（１／Ｉｒｍｓ）を採用することが望ましい。言い換えれば、電圧ＶＬとゲインＫと実効値Ｉｒｍｓの逆数との積（補正量Ｈ）を、電圧制御率指令ｋｓ**から減算する補正を行うことが望ましい。これによって、図１２のブロック線図から理解できるように、補正係数α２と実効値Ｉｒｍｓとの乗算により実効値Ｉｒｍｓをキャンセルすることができる。よって、この場合、実効値Ｉｒｍｓの変動に起因して一巡伝達関数Ｇ０’’の伝達ゲインが変動することを回避できる。したがって、実効値Ｉｒｍｓが増大してもゲイン余裕が低減せず、制御の安定に資することができる。

　なお、補正係数α２として図１２のブロック線図において実効値Ｉｒｍｓをキャンセルしても、係数√（３／２）が残る。これは単位ｄＢを採れば伝達ゲインのオフセットと見なすことができる。これもキャンセルする場合、補正係数α２としては√（２／３）／Ｉｒｍｓを採用すると良い。これにより、伝達関数Ｇ３，Ｇ４の伝達ゲイン（ｄＢ）の和が零（伝達ゲインの値は１）となる。

　なお、式（１２）の√３は式（５）の√３に起因する。よって電力変換部２が単相交流電圧を出力する場合には、補正係数α２として√２／Ｉｒｍｓを採用するとよい。

　以上のように、電圧制御率指令ｋｓ**が所定値よりも大きい高負荷領域においては、交流電流の振幅が小さいほど大きい補正係数α２を採用する。つまり、電圧制御率指令ｋｓ**に対する補正係数（α・Ｋ）の割合が比較的小さく、当該割合に起因する制御の不安定が生じにくい高負荷領域では、当該割合に起因する制御の不安定ではなく、交流電流の振幅の増大に起因する制御の不安定を抑制するために、補正係数α２を採用するのである。

　その一方で、電圧制御率指令ｋｓ**が所定値よりも小さい低負荷領域においては、第１の実施の形態で述べた補正係数αを採用して、当該割合に起因する制御の不安定を抑制するのである。

　これにより第２の実施の形態では、低負荷領域および高負荷領域において効果的に制御を安定化することができる。

　＜構成＞
　第２の実施の形態にかかる電力変換装置は、高調波抑制制御部の内部構成という点で、図１の電力変換装置と相違する。図１３は、第２の実施の形態にかかる高調波抑制制御部３１の内部構成の一例を概念的に示す機能ブロック図である。高調波抑制制御部３１は、図２の高調波抑制制御部３１に比して、補正係数演算部３１４と、判定部３１５とを更に備えている。

　補正係数演算部３１４は、負荷Ｍ１を流れる交流電流の実効値Ｉｒｍｓを入力する。補正係数演算部３１４は実効値Ｉｒｍｓが小さいほど大きい補正係数α２を算出する。例えば実効値Ｉｒｍｓに反比例する補正係数α２を算出する。

　なお以下では、補正係数演算部３１１が算出する補正係数αを補正係数α１と呼び、補正係数α１，α２を総括した補正係数を補正係数αと呼ぶ。補正係数α１は、第１の実施の形態で説明したように、電圧制御率指令ｋｓ**が小さいほど小さく算出される。例えば補正係数α１は電圧制御率指令ｋｓ**に比例する。

　補正係数α１，α２は判定部３１５に入力される。また判定部３１５には電圧制御率指令ｋｓ**も入力される。そして判定部３１５は、電圧制御率指令ｋｓ**に応じて、補正係数α１，α２のうち一方を選択する。より詳細には、電圧制御率指令ｋｓ**が所定値よりも小さいときに、補正係数α１を選択し、これを補正係数αとして乗算部３１３へと出力する。一方で、電圧制御率指令ｋｓ**が所定値よりも大きいときに、補正係数α２を選択し、これを補正係数αとして乗算部３１３へと出力する。この所定値は予め実験またはシミュレーションによって決定されて、例えば判定部３１５内に格納される。

　乗算部３１３は、第１の実施の形態と同様にして、ゲイン部３１２からの出力（Ｋ・ＶＬ）に補正係数αを乗算して、これを補正量Ｈとして、電圧制御率補正部３２へと出力する。

　これにより、電圧制御率指令ｋｓ**が所定値よりも大きい高負荷領域においては、補正係数αとして補正係数α２が採用され、電圧制御率指令ｋｓ**が所定値よりも小さい低負荷領域においては、補正係数αとして補正係数α１が採用される。

　＜効果の説明＞
　もし低負荷領域および高負荷領域によらず、交流電流の振幅に反比例する補正係数α２を採用するならば、低負荷領域では補正係数α２が非常に高くなる（図１４参照）。なおここでは簡単のために、低負荷領域において電流が小さいと考えている。この場合、電圧制御率指令ｋｓ**に対する補正係数の割合が増大して、ＶＬ制御系が不安定になり得る。そこで、本実施の形態とは異なって、低負荷領域において補正係数αを零に設定することが考えられる。この場合、低負荷領域では電圧制御率が補正されない。よって低負荷領域において直流電圧Ｖｄｃの高調波成分を低減することができない。図１５は、低負荷領域で電圧制御率を補正しない場合の、低負荷領域における整流部１の入力電流と直流電圧Ｖｄｃとの一例を模式的に示している。

　一方で、本実施の形態では、低負荷領域においても、電圧制御率ｋｓが補正される。よって低負荷領域においても直流電圧Ｖｄｃの高調波成分を低減することができる。図１６は、本実施の形態のように低負荷領域で電圧制御率を補正した場合の、低負荷領域における整流部１の入力電流と直流電圧Ｖｄｃとの一例を模式的に示している。

　図１５及び図１６の比較から理解できるように、本実施の形態では、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分を低減でき、ひいては、入力電流の高調波成分も低減できる。

　また、低負荷領域において補正係数αを零にすれば、低負荷領域と高負荷領域との境界で、入力電流および直流電圧Ｖｄｃが比較的大きく変化する。なぜなら、低負荷領域では高調波成分が大きいのに対して、高負荷領域では高調波成分が低減するからである。このような変化は振動の原因となる。

　一方で、本実施の形態では、低負荷領域と高負荷領域との両方において、高調波成分を低減できる。よって、低負荷領域と高負荷領域との境界の前後において、入力電流および直流電流の波形が大きく変わらない。したがって、上述の振動を抑制することができる。

　第３の実施の形態．
　式（３）から理解できるように、電圧ＶＬが大きいときには、電圧制御率指令ｋｓ**に対して補正量Ｈの割合が大きくなる。この割合が過大となると、制御の安定性を損ない得る。

　そこで第３の実施の形態では、補正量Ｈ（＝α・Ｋ・ＶＬ）に制限を設けることを考える。なお電圧ＶＬには直流電圧Ｖｄｃの高調波成分が現れることに鑑みると、電圧ＶＬは正負の値を採る。そこで、補正量Ｈが正の上限制限値ＨＰｌｉｍｉｔを超えるときに、補正量Ｈを上限制限値ＨＰｌｉｍｉｔに制限し、補正量Ｈが負の下限制限値ＨＭｌｉｍｉｔを下回るときに、補正量Ｈを下限制限値ＨＭｌｉｍｉｔに制限する。例えば、上限制限値ＨＰｌｉｍｉｔと下限制限値ＨＭｌｉｍｉｔの絶対値を互いに等しくできる。このとき、上述の制限により、補正量Ｈの絶対値が制限値Ｈｌｉｍｉｔ（＝ＨＰｌｉｍｉｔ＝｜ＨＭｌｉｍｉｔ｜）に制限されることになる。

　しかるに補正量Ｈを一定値で制限しても、電圧制御率指令ｋｓ**が小さくなれば、当該割合は増大することになる。そこで、第３の実施の形態では、制限値Ｈｌｉｍｉｔを、電圧制御率指令ｋｓ**が小さいほど小さく設定する。例えば図１８に示すように、電圧制御率指令ｋｓ**に比例するように制限値Ｈｌｉｍｉｔを設定する。これを定式化すると以下の式が導かれる。

　Ｈｌｉｍｉｔ＝Ｂ・ｋｓ**　　　・・・（１２）
　比例係数Ｂは適宜に設定され、例えば０．２～０．２５程度の値を採用できる。これにより、当該割合（Ｈ／ｋｓ**）を比例係数Ｂ以下に制限することができる。よって、制御の不安定を抑制することができる。

　＜構成＞
　第３の実施の形態にかかる電力変換装置は、高調波抑制制御部３１という点で、図１の電力変換装置と相違する。図１７は、高調波抑制制御部３１の概念的な構成の一例を示す図である。高調波抑制制御部３１は、図１３の高調波抑制制御部３１に比して、可変リミッタ３１６を更に備えている。可変リミッタ３１６は外部から電圧制御率指令ｋｓ**を入力する。可変リミッタ３１６は、電圧制御率指令ｋｓ**が大きいほど大きい制限値Ｈｌｉｍｉｔを算出する。例えば電圧制御率指令ｋｓ**に比例係数Ｂを乗算して制限値Ｈｌｉｍｉｔを算出する。

　また可変リミッタ３１６は、乗算部３１３から乗算結果（α・Ｋ・ＶＬ）を入力する。可変リミッタ３１６は、当該乗算結果が上限値（制限値Ｈｌｉｍｉｔ）よりも大きいときに、補正量Ｈとして当該上限値（制限値Ｈｌｉｍｉｔ）を出力し、当該乗算結果が下限値（制限値Ｈｌｉｍｉｔに－１を乗じた値）よりも小さいときに、補正量Ｈとして当該下限値を出力する。また当該演算結果が上限値よりも小さく下限値よりも大きいときには、補正量Ｈとして当該演算結果を出力する。この補正量Ｈは電圧制御率補正部３２へと出力される。これにより、補正量Ｈの絶対値を制限値Ｈｌｉｍｉｔに制限することができる。

　上記の種々の実施の形態は、互いの機能を損なわない限り、適宜に組み合わせることができる。

　この発明は詳細に説明されたが、上記した説明は、すべての局面において、例示であって、この発明がそれに限定されるものではない。例示されていない無数の変形例が、この発明の範囲から外れることなく想定され得るものと解される。

Claims

　第１電源線(LH)及び第２電源線(LL)と、
　入力される第１交流電圧を直流電圧に整流して前記第１電源線と前記第２電源線との間に前記直流電圧を出力する整流部(1)と、
　前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられるコンデンサ(C1)と、
　前記コンデンサとともにＬＣフィルタを形成するリアクトル(L1)と、
　入力されるスイッチング信号(S)に基づいて、前記コンデンサが支持する直流電圧(Vdc)を第２交流電圧に変換し、前記第２交流電圧を負荷に印加して交流電流を流す電力変換部(2)と
を備える電力変換装置を制御する制御方法であって、
　前記コンデンサ側の電位を基準とした前記リアクトルの電圧(VL)を検出し、
　少なくとも、前記第２交流電圧の振幅の前記直流電圧の平均値に対する比たる第１電圧制御率指令(ks**)が所定値よりも小さいときに、前記第１電圧制御率指令が小さいほど小さい補正係数を算出し、
　前記第１電圧制御率指令に対して、前記リアクトルの電圧と前記補正係数との積で求まる補正量(H)で減算する補正を行なうことで、第２電圧制御率指令(ks*)を生成し、
　前記第２電圧制御率指令に基づいて生成した前記スイッチング信号を前記電力変換部へと与える、電力変換装置の制御方法。
　前記第１電圧制御率指令が前記所定値よりも大きいときに、前記補正係数を、前記交流電流の振幅が小さいほど大きく算出する、請求項１に記載の電力変換装置の制御方法。
　前記第１電圧制御率指令が前記所定値よりも大きいときに、前記補正係数は、前記交流電流の振幅に反比例する、請求項２に記載の電力変換装置の制御方法。
　前記補正量が正の上限制限値を超えるときに、前記補正量を前記上限制限値に制限し、前記補正量が負の下限制限値を下回るときに、前記補正量を前記下限制限値に制限し、
　前記上限制限値および前記下限制限値の絶対値は、前記第１電圧制御率指令が大きいほど大きい、請求項１から３のいずれか一つに記載の電力変換装置の制御方法。
　前記上限制限値または前記下限制限値は前記第１電圧制御率指令に比例する、請求項４に記載の電力変換装置の制御方法。