WO2016013466A1 - フィルタ - Google Patents

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waveform selection
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    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05K—PRINTED CIRCUITS; CASINGS OR CONSTRUCTIONAL DETAILS OF ELECTRIC APPARATUS; MANUFACTURE OF ASSEMBLAGES OF ELECTRICAL COMPONENTS
    • H05K9/00—Screening of apparatus or components against electric or magnetic fields

Definitions

  • the present invention relates to a filter having electromagnetic characteristics that enables even radio waves of the same frequency to be selectively absorbed and transmitted according to the waveform of the radio waves.
  • the pulse width is the length of radio waves (pulses) in units of time in which radio waves are generated.
  • the pulse width is also the length of time (excitation time) during which radio wave energy is generated.
  • the electromagnetic field characteristics are determined by the resonance phenomenon of the periodic structure. Even unique electromagnetic field characteristics that cannot be obtained can be obtained.
  • Non-Patent Documents 1 and 2 have a structure in which a plurality of conductive members having conductivity are periodically arranged in a grid pattern on a planar dielectric using full-wave rectification. Further, as shown in FIG. 24, adjacent conductive members 11 are connected by a full-wave rectifier circuit 22 formed of a diode bridge, and an RC circuit 60 in which a capacitor is connected in parallel with a resistor is included in the full-wave rectifier circuit 22. Have. In addition, this circuit structure is arrange
  • the conventional metasurface of FIG. 24 has a characteristic of absorbing a short pulse and transmitting a long pulse even with the same frequency radio wave.
  • the operation principle will be described.
  • the capacitor has an impedance of 1 / j ⁇ C.
  • j is an imaginary unit
  • ⁇ 2 ⁇ f (f is a frequency)
  • C represents a capacitance.
  • the capacitor can store high frequency energy.
  • the energy of the low frequency component completely charges the capacitor, and the capacitor cannot store any more energy.
  • the energy stored in the capacitor is then released to the resistor. Therefore, a short pulse-width radio wave can dissipate all energy before the next radio wave arrives.
  • the incident wave induces a surface current, and here has a frequency component f.
  • this frequency component is gradually converted into a DC component by the rectifying action of the diode.
  • Non-Patent Documents 1 and 2 list the characteristics shown in FIG. In FIG. 25, the horizontal axis represents the pulse width, the vertical axis represents the absorption rate, the black square represents the simulation result, and the white square represents the experimental result.
  • FIG. 25A can be shifted left and right as shown in FIG. 25B by changing the time constant R CC newly specified this time.
  • FIG. 25B shows all the simulation results.
  • the white circle uses a capacitance 10 times larger than that of the black square (that is, a time constant that is 10 times larger), and the white triangle indicates one-tenth the capacitance of the black square (that is, 10). 1 time constant).
  • the waveform selectivity of the conventional example developed by these can change the range of the pulse width absorbed by the time constant, the short pulse always has higher absorption characteristics, and the absorption characteristics of long pulses and continuous waves are Get smaller.
  • the conventional example has the following problems. Absorbing a long pulse through a short pulse width signal cannot be obtained from this capacitor and resistor structure. Relatedly, only a signal having an arbitrary pulse width can be absorbed or transmitted, and other signals cannot be transmitted and absorbed, respectively.
  • An object of the present invention is to provide a filter having characteristics such that the absorptance increases as the pulse width increases in at least a part of the pulse width region.
  • the present inventor has found that the above problem can be solved by adopting the following configuration. That is, according to the present invention, the following filter is provided.
  • the filter according to the first aspect is a filter having different radio wave absorption rates depending on radio wave waveforms, and is generated by a conductive member, a rectifier circuit connecting two portions of the conductive member, and a current rectified by the rectifier circuit.
  • An RL circuit including an inductor that generates electric power and a resistor that converts current into heat.
  • the filter according to the second aspect is a filter with different radio wave absorption rates depending on the waveform of the radio wave, wherein the conductive member, the rectifier circuit connecting the two portions of the conductive member, the inductor and the resistor are connected in series, And a RL circuit through which a current rectified by the rectifier circuit flows.
  • the filter according to the first or second aspect it is possible to obtain characteristics such that the absorption rate increases as the pulse width increases in at least a part of the pulse width region.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a waveform selection metasurface in which an RL circuit 30 is connected to a full-wave rectifier circuit 22 in the first embodiment. In 1st Embodiment, it is a top view of the waveform selection metasurface which connected the RL circuit 30 to the half-wave rectifier circuits 24a and 24b.
  • FIG. 6B is a VIC-VIC sectional view of FIG. 6B.
  • the experimental apparatus which measures the absorption factor with respect to the pulse width of a waveform selection metasurface is shown. It is a graph which shows the simulation result and experimental result of the absorption factor with respect to a pulse width. A single time constant is used. It is a graph which shows the simulation result of the absorption factor with respect to a frequency. It is a graph which shows the simulation result and experimental result of the absorption factor with respect to a pulse width. Multiple time constants are used. It is a circuit block diagram of the waveform selection metasurface using full wave rectification based on 2nd Embodiment. It is a block diagram which shows arrangement
  • the simulation result and experimental result of the absorptance with respect to the pulse width in 3rd Embodiment are shown. It is a graph which shows the simulation result of the absorption factor with respect to the frequency in 3rd Embodiment. It is the figure which represented simply the mode of the transmitted wave in the time domain at the time of irradiating a metasurface with a continuous wave (surface wave). It is a block diagram of the waveform selection metasurface in 4th Embodiment. It is a circuit diagram of the waveform selection metasurface in 4th Embodiment. It is a figure which shows the transient characteristic of the waveform selection metasurface in 4th Embodiment. It is a block diagram of the waveform selection metasurface in 5th Embodiment.
  • Pulse width used in this embodiment is defined in FIG. 1A.
  • the pulse width is the length of a radio wave (pulse) in a time unit in which radio waves are generated, and is also the length of time in which radio wave energy is continuously generated.
  • FIG. 1B shows selective transmission characteristics depending on the pulse width at the same frequency in the waveform selection metasurface of the present embodiment.
  • FIG. 1B shows that the waveform selection metasurface (corresponding to a filter) of the present embodiment can transmit radio waves with the same frequency, transmit radio waves with a short pulse width, and absorb radio waves with a long pulse width. Therefore, the waveform selection metasurface is a waveform selection filter and is also an electromagnetic field material having a filter function.
  • Fig. 2 shows the overall structure of the waveform selection metasurface.
  • the dielectric 10 is provided on the metal plate 13, and has a planar basic shape in which a plurality of conductive members 11 are disposed on the dielectric 10.
  • FIG. 3A, FIG. 3B, and FIG. 3C show an arrangement example with periodicity among variations of the arrangement of the conductive member 11 on the dielectric 10.
  • a conductive member 11 having a plurality of quadrangular shapes for example, a square shape having a side of about 18 mm
  • a single dielectric material 10 more specifically, a square shape.
  • An example of a two-dimensional square lattice shape that is, a matrix shape
  • FIG. 3B shows a checkered pattern in which a plurality of quadrangular holes are formed in a two-dimensional square lattice shape (that is, a matrix shape) on a single dielectric material 10 (more specifically, a square shape).
  • a two-dimensional square lattice shape that is, a matrix shape
  • a single dielectric material 10 more specifically, a square shape.
  • positioned the one electroconductive member 11 is shown.
  • the RL circuit 30 and / or the RC circuit 40 is arranged in the dielectric 10.
  • FIG. 3C shows an example in which the shape of the conductive member 11 is changed to a cross shape with respect to the example of FIG. 3A.
  • the shape of the conductive member 11 is not limited to the example shown in FIGS. 3A to 3C, and various shapes are possible as long as the arrangement can be made periodically.
  • the waveform selection metasurface can be made into a planar shape or a flat plate shape by separating and periodically arranging a plurality of conductive members. By making it flat or flat, the waveform selection metasurface can function as an antenna that can receive radio waves efficiently, or it can be stacked on top of an existing antenna to form a waveform selection metasurface. .
  • FIG. 4A, 4B, and 4C show variations in the cross-sectional structure of the waveform selection metasurface.
  • FIG. 4A shows a basic structure in which a conductive member 11 is disposed on a dielectric 10.
  • FIG. 4B shows a structure in which conductive members 11 are arranged on both upper and lower surfaces of the dielectric 10.
  • FIG. 4C shows a structure in which the basic structure of FIG. 4A is stacked. Any of the cross-sectional structures of FIGS. 4A, 4B, and 4C can be combined with any of the arrangements of FIGS. 3A, 3B, and 3C.
  • 5A and 5B show a cross-sectional structure of a corrugated selection metasurface having a metal plate 13 lined with a dielectric 10 as a further variation of the cross-sectional structure of the corrugated selection metasurface.
  • FIG. 5A shows a basic structure in which a dielectric 10 is laminated on a metal plate 13 and a conductive member 11 is arranged on the dielectric 10.
  • FIG. 5B shows a structure in which one dielectric 10 is laminated on each of the upper and lower surfaces of the metal plate 13 and the conductive member 11 is disposed on each of the two dielectrics 10.
  • selective absorption can be realized on both sides by disposing the dielectric 10 and the conductive member 11 on both sides of the metal plate as shown in FIG. 5B.
  • 5A and 5 can be combined with any of the arrangements shown in FIGS. 3A, 3B, and 3C.
  • a plurality of conductive members 11 arranged at intervals with a periodicity are formed as shown in FIG. 6A. It is electrically connected via the structure of the rectifier circuit 22.
  • a diode bridge is used as an example of such a waveform selection metasurface. Note that full-wave rectification can also be obtained by using a rectifier circuit element or a rectifier circuit structure such as an ideal diode constituted by a transistor or an operational amplifier instead of the diode bridge.
  • FIG. 6A and 6B show a waveform selection metasurface in which the RL circuit 30 is connected to the rectifier circuit as the first embodiment.
  • FIG. 6A shows a case where the full-wave rectifier circuit 22 is used as the rectifier circuit.
  • a full-wave rectifier circuit 22 is formed as a rectifier circuit in the electrical wiring (connection circuit) between the adjacent conductive members 11.
  • Some of the full-wave rectifier circuit 22, RL circuit 30 the inductor L and resistor R L is connected in series are connected.
  • the full-wave rectifier circuit 22 can be replaced by other full-wave rectifier circuits in addition to the diode bridge.
  • the equivalent role is played by using an ideal diode using a transistor or an operational amplifier.
  • the inductor L Since the inductor L is connected to the full-wave rectifier circuit 22, the inductor L is not subjected to characteristic deterioration due to a high-frequency signal.
  • FIG. 6B and 6C show a waveform selection metasurface using half-wave rectifier circuits 24a and 24b as rectifier circuits.
  • FIG. 6B is a plan view of this waveform selection metasurface
  • FIG. 6C is a VIC-VIC cross-sectional view of FIG. 6B.
  • the electrical wiring (connection circuit) between the uppermost adjacent conductive members 11 in FIG. 6C includes, as a rectifier circuit, a half-wave rectifier circuit 24a that cuts out current outflow from the conductive member 11, and a conductive member. 11 are alternately formed with half-wave rectifier circuits 24b that cut off the current inflow into the circuit 11.
  • Half-wave rectifier circuit 24a, to 24b, inductor L and resistor R L are connected in series, the inductors L and resistor R L constitute a RL circuit 30.
  • any of the waveform selection metasurfaces of FIGS. 6A, 6B, and 6C various variations as shown in FIGS. 3A to 3C, 4A to 4C, 5A, and 5B are available.
  • the dielectric 10 can be disposed.
  • the conductive member 11 is periodically arranged on the dielectric 10, and the adjacent conductive member 11 among the conductive members 11 is a rectifier circuit. connecting the wiring meta surfaces (filter), the rectifying circuit, one RL circuit 30 including the resistor R L to convert the inductor L and the current to generate an electromotive force by a current to heat flowing to the other from the conductive member 11 is doing.
  • the rectifier circuit is one in which full-wave rectifier circuits 22 or half-wave rectifier circuits 24a or 24b are alternately arranged.
  • the waveform selection metasurface of the first embodiment shown in FIGS. 6A to 6C has a feature of transmitting a short pulse and absorbing a long pulse even with the same frequency radio wave.
  • the inductor L of the RL circuit 30 has an impedance of j ⁇ L.
  • j is an imaginary unit
  • ⁇ 2 ⁇ f (f is a frequency)
  • L represents an inductance
  • the incident wave induces an electric current on the surface of the conductive member.
  • the incident wave and the induced current have a frequency component f. Since this frequency component is gradually converted into a DC component by the rectifying action of the diode, a long pulse weakens the electromotive force of the inductor, and its energy is dissipated by the resistor.
  • a radio wave having a sufficiently long pulse width is absorbed by the waveform selection metasurface, and a short one is transmitted.
  • These characteristics can be controlled by a time constant L / R L (where L is the inductance of the inductor and R L is the resistance value of the resistor).
  • FIG. 7 shows an experimental apparatus for measuring the absorption rate with respect to the pulse width of the waveform selection metasurface.
  • a sine wave pulse wave is generated from a signal generator.
  • the energy E i of the incident wave is measured by a power meter and a power sensor attached to the coupler.
  • the energy E r of the reflected wave is also measured.
  • FIG. 8A shows the simulation result and the experimental result of the absorption rate with respect to the pulse width.
  • the simulation is performed under the same conditions as the experiment. Black squares represent simulation results, and white squares represent experimental results. When the pulse width is short, the absorption rate is small, and when the pulse width is long, the absorption rate is large.
  • the inductor L has an inductance of 100 ⁇ H
  • the resistor RL has a resistance value of 5.5 ohms.
  • the frequency of the radio wave was 4.2 GHz in all simulations including this result, and 4.0 GHz in the experiment.
  • the frequency (also referred to as the operating frequency) of the radio wave that can obtain an effect such as absorption by the waveform selection metasurface is, for example, the size of the periodic structure of the metal (conductive member 11) on the dielectric (here, 18 mm square). It is possible to operate at different frequencies by changing the square) and the interval.
  • the absorption rate shown by the black triangle in FIG. 8B is shown.
  • the black squares indicate the absorption rate when the radio wave is not a pulse but a continuous wave.
  • the frequency range in which waveform selectivity can be obtained depends most strongly on the range in which the full-wave rectifier circuit 22 operates. For example, when a diode using GaAs (gallium arsenide) is used, it can operate at a high frequency such as 20 GHz. Become.
  • GaAs gallium arsenide
  • FIG. 8C the result of multiplying the inductance by 10 with respect to the simulation of FIG. 8A (black square in FIG. 8C) is shown by a white circle, and the result of reducing the value by 1/10 is shown by a white triangle.
  • the absorption rate is small, and when the pulse width is long, the absorption rate is large. Further, the absorption rate A increases as the inductance decreases.
  • the RL circuit 30 can obtain a waveform selection metasurface having a characteristic that the absorption rate becomes the minimum value when the pulse width is short and the absorption rate becomes the maximum value when the pulse width is long.
  • the characteristics of the waveform selection metasurface having the characteristic that the absorption rate becomes the minimum value when the pulse width is short and the absorption rate becomes the maximum value when the pulse width is long. Can be changed.
  • FIG. 9A, FIG. 9B, and FIG. 9C the RL circuit 30 in which the inductor L and the resistor R are connected in series to the rectifier circuit according to the second embodiment, and the RC circuit 40 in which the capacitor C and the resistor R are connected in parallel are arranged in parallel. Shows the connection.
  • FIG. 9A is a circuit configuration diagram of a waveform selection metasurface using full-wave rectification.
  • a full-wave rectification circuit 22 is formed as a rectification circuit in the electrical wiring (connection circuit) between the adjacent conductive members 11.
  • Some of the full-wave rectifier circuit 22, inductor L and resistor R L is the RL circuit 30 connected in series, an RC circuit 40 to a capacitor C and a resistor R C are connected in parallel, are connected in parallel. Since the inductor L is connected to the full-wave rectifier circuit 22, the inductor L is not subjected to characteristic deterioration due to a high frequency signal.
  • 9B and 9C are a configuration diagram and a circuit configuration diagram showing the arrangement of the waveform selection metasurface using half-wave rectification. This is because half-wave rectifier circuits 24 a and 24 b are alternately formed as rectifier circuits in the electrical wiring (connection circuit) between the uppermost adjacent conductive members 11. An RC circuit 40 is connected to the half-wave rectifier circuits 24 a and 24 b in parallel to the RL circuit 30.
  • a short pulse that has been absorbed little in the first embodiment can be absorbed by a circuit using the capacitor C.
  • intermediate pulse width signals that are not absorbed in both circuit structures can be transmitted.
  • the circuit characteristics of the RC circuit 40 can be controlled by a time constant R C C (where C is the capacitance of a capacitor, and R C is the resistance value of a resistor used as a pair with the capacitor), and the characteristics of the inductance circuit structure are also included. Since it can be controlled by the time constant L / R l , any specific waveform can be transmitted and other signals can be absorbed.
  • rectification is performed on a metasurface in which conductive members 11 are periodically arranged on the dielectric 10 and adjacent conductive members 11 are wired by a rectifier circuit among the conductive members 11.
  • An RC circuit 40 is connected in parallel with the RL circuit 30 in the circuit.
  • the rectifier circuit is one in which full-wave rectifier circuits 22 or half-wave rectifier circuits 24a and 24b are alternately arranged.
  • the dielectric 10 can be disposed.
  • FIG. 10A shows a simulation result and an experimental result of the absorption rate with respect to the pulse width in the second embodiment.
  • black squares and black circles show simulation results when different time constants are used, and white circles show experimental results under the same conditions as black circle simulations.
  • the black square simulation used a larger capacitance and a smaller inductance than the black circle simulation
  • the black circle simulation used a smaller capacitance and a larger inductance than the black square simulation.
  • C, L, R C , and RL are 1 nF, 100 ⁇ H, 10 k ⁇ , and 5.5 ⁇ , respectively.
  • C, L, and R C 1 and R L are 100 pF, 1 mH, 10 k ⁇ , and 31.2 ⁇ , respectively.
  • Other conditions of the simulation and experiment are the same as those in FIGS. 8A to 8C.
  • the absorption rate is maximum when the pulse width is long and short, and the absorption rate is minimum when the pulse width is between the long time and the short time, that is, in the middle. Has characteristics.
  • the black circle is a combination of a circuit having a small time constant (for example, a white triangle for a black square) in FIG. 25B and a circuit having a large time constant (for example, a white circle for a black square) in FIG. 25B and a circuit having a large time constant (for example, a white circle for a black square) in FIG.
  • the RL circuit 30 and the RC circuit 40 are connected in parallel, so that when the pulse width is long and short, the absorption rate becomes the maximum value, and when the pulse width is long and short, A waveform selection metasurface (corresponding to a filter) having the characteristic that the absorptance becomes the minimum value can be formed. Therefore, by changing the time constant of the RL circuit 30 and / or the RC circuit 40, the pulse width at which the absorption rate becomes the maximum value can be set to a desired value.
  • FIG. 11A is a circuit configuration diagram of a waveform selection metasurface using full-wave rectification.
  • a full-wave rectification circuit 22 is formed as a rectification circuit in the electrical wiring (connection circuit) between the adjacent conductive members 11.
  • Some of the full-wave rectifier circuit 22, inductor L and resistor R L is the RL circuit 30 connected in series, an RC circuit 40 to a capacitor C and a resistor R C are connected in parallel, are connected in series. Since the inductor is connected to the full-wave rectifier circuit 22, it is not subject to characteristic deterioration due to a high-frequency signal.
  • FIG. 11B is a configuration diagram and a circuit configuration diagram showing the arrangement of the waveform selection metasurface using half-wave rectification.
  • half-wave rectifier circuits 24 a and 24 b are alternately formed as rectifier circuits in the electrical wiring (connection circuit) between the uppermost adjacent conductive members 11.
  • the RL circuit 30 is connected to the half-wave rectifier circuits 24 a and 24 b, and the RC circuit 40 is connected to the RL circuit 30 in series.
  • the long pulse absorbed in the first embodiment can also be transmitted through a circuit using a capacitor.
  • intermediate pulse width signals that are not transmitted in both circuit structures can be absorbed.
  • the circuit characteristics of the capacitor of the RC circuit 40 can be controlled by the time constant R C C (where C is the capacitance of the capacitor and R C is the resistance value of the resistor used in pairs), and the characteristics of the circuit structure of the RL circuit 30 because it can control the time constant L / R l also, the two time constant by adjusting independently to absorb any particular waveform can be transmitted through the other signals.
  • FIG. 12A shows a simulation result and an experimental result of the absorption rate with respect to the pulse width in the third embodiment.
  • Black squares and black circles show simulation results when different time constants are used, and white squares show experimental results of black squares.
  • the black square used a relatively small capacitance and a large inductance
  • the black circle used a relatively large capacitance and a small inductance.
  • C, L, R C , and RL are 1 nF, 100 ⁇ H, 10 k ⁇ , and 5.5 ⁇ , respectively.
  • C, L, and R C 1 and R L are 10 nF, 10 ⁇ H, 10 k ⁇ , and 2 ⁇ , respectively.
  • Other conditions of the simulation and experiment are the same as those in FIGS. 8A to 8C.
  • the absorption rate is the minimum value, and when the pulse width is long, the absorption rate has the maximum value when it is between 1 and the short time, that is, in the middle. That is, the black circle is a combination of the circuit having a large time constant (for example, a white circle for a black square) in FIG. 25B and the circuit having a small time constant (for example, a white triangle for the black square) in FIG.
  • simulation result and the experimental result in FIG. 12A show that a specific pulse width signal can be absorbed experimentally although there is a difference depending on the parasitic parameter of the circuit used and the DC superposition characteristics of the inductor. .
  • the absorption rate becomes the minimum value when the pulse width is long and short, and the time between when the pulse width is long and short.
  • a waveform selection metasurface (corresponding to a filter) with the characteristic that the absorption rate becomes the maximum value is created.
  • FIG. 13 is a diagram simply showing the state of transmitted waves in the time domain when the metasurface of the present invention is irradiated with continuous waves (surface waves).
  • A is a conventional example
  • (b) is a first embodiment
  • (c) is a second embodiment
  • (d) is a third embodiment.
  • the portions that appear to be blacked out are actually portions where the waveforms are densely packed.
  • Waveform selectivity also has a filtering effect that changes by changing the waveform of incident radio waves.
  • (A) shows the transmitted wave in the time domain when a conventional metasurface is irradiated with a continuous wave. Since the metasurface of the conventional example has the characteristics shown in FIGS. 25A and 25B, the absorption rate is large when the pulse width is small, and the absorption rate is small when the pulse width is large. Therefore, the continuous wave is absorbed in the initial state in the time domain and is transmitted when time elapses. In this way, the transmitted wave has a waveform obtained by cutting off the initial energy from the continuous wave.
  • (B) shows a transmitted wave in the time domain when the metasurface of the first embodiment is irradiated with a continuous wave. Since the metasurface of the first embodiment has the characteristics shown in FIGS. 8A and 8C, the absorption rate is small when the pulse width is small, and the absorption rate is large when the pulse width is large. Therefore, the continuous wave is transmitted in the initial state in the time domain, and is absorbed as time elapses. Thus, the transmitted wave is a waveform of only the initial energy of the continuous wave.
  • (C) shows the transmitted wave in the time domain when the metasurface of the second embodiment is irradiated with a continuous wave. Since the metasurface of the second embodiment has the characteristics shown in FIG. 10A, the absorption rate is large when the pulse width is small and large, and the absorption rate is small when the pulse width is between them. Therefore, in the time domain, the continuous wave is absorbed in the initial state and the state in which time has elapsed, and the pulse width is transmitted at a time corresponding to an intermediate time between them. In this way, the transmitted wave cuts the energy in the state in which the initial and time have passed from the continuous wave, and becomes a waveform of only the time corresponding to the intermediate time of the pulse width.
  • (D) shows a transmitted wave in the time domain when the metasurface of the third embodiment is irradiated with a continuous wave. Since the metasurface of the third embodiment has the characteristics shown in FIG. 12A, the absorption rate is small when the pulse width is small and large, and the absorption rate is large when the pulse width is between them. Therefore, the continuous wave is transmitted in the time domain in the initial state and in the state in which time has elapsed, and is absorbed in a time corresponding to the intermediate time of the pulse width. In this way, the transmitted wave is a waveform obtained by cutting off the waveform corresponding to the time when the pulse width is intermediate between them, leaving the energy in the initial state and the time elapsed.
  • the rectifier circuit connects the two portions of the conductive member 11 in any of the examples of FIGS. 3A, 3B, and 3B.
  • a rectifier circuit connects two adjacent (that is, two) conductive members 11 separated into a plurality.
  • the same rectifier circuit is connected to the two places so that the rectifier circuit connects two places of the conductive member 11 that are continuous without being separated.
  • the waveform selection metasurface of the present embodiment is a conductive member arranged in a two-dimensional lattice shape (that is, a matrix shape) with respect to the waveform selection metasurface shown in FIG. 3A of the first embodiment. 11 is changed to a vertically long rectangular shape.
  • a circuit 30 is arranged.
  • the configuration of the RL circuit 30 is the same as that of the first to third embodiments as shown in FIG.
  • the propagation direction of the radio wave arriving at the waveform selection metasurface is a direction perpendicular to the paper surface of FIG. 14 and from the front side to the back side of the paper surface. Further, the direction of the electric field vector of the radio wave is the vertical direction on the paper surface, and the direction of the magnetic field vector is the horizontal direction on the paper surface.
  • the simulation results of the absorption rate, transmittance, and reflectance of the radio wave in the waveform selection metasurface are as shown in FIG.
  • L and RL are 100 ⁇ H and 5.5 ⁇ , respectively.
  • a continuous wave is incident on the waveform selection metasurface to be simulated.
  • the horizontal axis of the graph of FIG. 16 shows the elapsed time from when the continuous wave of radio waves started to arrive at the waveform selection metasurface, that is, the length of time that the continuous wave has continued to arrive.
  • the vertical axis represents the radio wave absorptance in the past predetermined period (specifically, one cycle of continuous wave) from each elapsed time. Therefore, not the averaged absorption characteristic for each pulse width but the transient characteristic in the time domain is evaluated here. However, it is considered that the absorption characteristics with respect to the pulse width tend to be close to this.
  • the reflectivity of the waveform selection metasurface for incoming radio waves decreases as the pulse width of the radio waves increases.
  • the transmittance of the waveform selection metasurface for incoming radio waves increases as the pulse width of the radio waves increases.
  • the absorption rate of the waveform selection metasurface with respect to incoming radio waves tends to be larger when the pulse width of the radio wave is 0.1 ⁇ sec or more than when the pulse width of the radio wave is less than 0.1 ⁇ sec. It is in.
  • the waveform selection metasurface of the present embodiment not only the absorptance and transmittance but also the reflectance varies depending on the pulse width of the radio wave. That is, the waveform selection metasurface generally has different scattering characteristics depending on the pulse width of the radio wave.
  • the waveform selection metasurface of the present embodiment is a conductive member formed in a two-dimensional lattice shape (that is, a matrix shape) with respect to the waveform selection metasurface shown in FIG. 3B of the first embodiment.
  • the shape of the 11 holes is changed to a horizontally long rectangular shape.
  • the full-wave rectifier circuit 22 and the RL circuit 30 connected in the full-wave rectifier circuit 22 are disposed in the longitudinal center 10b of each of the plurality of holes in the dielectric 10. Is done.
  • the configuration of the RL circuit 30 is the same as that of the first to fourth embodiments as shown in FIG.
  • the propagation direction of the radio wave arriving at the waveform selection metasurface is a direction perpendicular to the paper surface of FIG. 17 and from the front side to the back side of the paper surface. Further, the direction of the electric field vector of the radio wave is the vertical direction on the paper surface, and the direction of the magnetic field vector is the horizontal direction on the paper surface.
  • the waveform selection metasurface of the present embodiment rotates the waveform selection metasurface of the fourth embodiment by 90 ° around the propagation direction of the radio wave, and further replaces the place where the conductive member 11 is present and the place where the conductive member 11 is not present. Is.
  • the scattering characteristics of the radio wave in the waveform selection metasurface of the present embodiment are the same as those obtained by replacing the reflectance and transmittance with respect to the waveform selection metasurface of the fourth embodiment.
  • the simulation results of the radio wave absorption rate, transmissivity, and reflectivity in the waveform selection metasurface of the present embodiment are as shown in FIG.
  • L and RL are 100 ⁇ H and 5.5 ⁇ , respectively.
  • the graph of FIG. 19 is written in the same format as the graph of FIG.
  • the transmittance of the waveform selection metasurface for incoming radio waves decreases as the pulse width of the radio waves increases.
  • the reflectivity of the waveform selection metasurface for incoming radio waves increases as the pulse width of the radio waves increases.
  • the absorption rate of the waveform selection metasurface with respect to incoming radio waves tends to be larger when the pulse width of the radio wave is 0.1 ⁇ sec or more than when the pulse width of the radio wave is less than 0.1 ⁇ sec. It is in.
  • the waveform selection metasurface of the present embodiment not only the absorptance and transmittance but also the reflectance varies depending on the pulse width of the radio wave. That is, the waveform selection metasurface generally has different scattering characteristics depending on the pulse width of the radio wave.
  • a first RL circuit 31, a second RL circuit 32, a first RC circuit 41, and a second RC circuit 42 are connected in the full-wave rectifier circuit 22.
  • a circuit in which the first RL circuit 31 and the first RC circuit 41 are connected in series, and a circuit in which the second RL circuit 32 and the second RC circuit 42 are connected in series are connected to the full-wave rectifier circuit 22. Connected in parallel.
  • the 1RL circuit 31 is a circuit in which the inductor L 1 and a resistor R L1 is connected in series
  • first 2RL circuit 32 includes an inductor L 2 and the resistor R L2 is a circuit connected in series.
  • the 1RC circuit 41 is a circuit for the capacitor C 1 and resistor R C1 is connected in parallel
  • the 2RC circuit 42 is a circuit for the capacitor C 2 and a resistor R C2 is connected in parallel.
  • FIG. 21 shows the simulation result of the waveform selection metasurface of this embodiment.
  • the values of L 1 , R L1 , L 2 , R L2 , C 1 , R C1 , C 2 , R C2 are 30 ⁇ H, 10 ⁇ , 300 ⁇ H, 10 ⁇ , 30 pF, 10 k ⁇ , 3 nF, 10 k ⁇ , etc. These conditions are the same as in the simulation of the fourth embodiment. Note that the graph of FIG. 21 is described using the same horizontal axis as the graph of FIG.
  • the graph of the absorption rate of this waveform selection metasurface is a time chart of a mountain-shaped curve with a high absorption rate at the center, such as the absorption rate of the waveform selection metasurface of the third embodiment (FIG. 12A). Draw two curves arranged in the direction.
  • the dependency of the absorption rate on the pulse width can be complicated by combining the RC circuit and the RL circuit in a complicated manner.
  • the waveform selection metasurface of this embodiment is obtained by changing the circuit connected in the full-wave rectifier circuit 22 to the waveform selection metasurface shown in FIG. 6A in the first embodiment.
  • a first RL circuit 31, a second RL circuit 32, a first RC circuit 41, and a second RC circuit 42 are connected in the full-wave rectifier circuit 22.
  • the internal configuration of these circuits 31, 32, 41, and 42 is the same as in the sixth embodiment.
  • a circuit in which the first RL circuit 31 and the first RC circuit 41 are connected in parallel and a circuit in which the second RL circuit 32 and the second RC circuit 42 are connected in parallel are connected to the full-wave rectifier circuit 22. Connected in series.
  • FIG. 23 shows a simulation result of the waveform selection metasurface of the present embodiment.
  • the values of L 1 , R L1 , L 2 , R L2 , C 1 , R C1 , C 2 , R C2 are 30 ⁇ H, 10 ⁇ , 10 mH, 10 ⁇ , 30 pF, 10 k ⁇ , 1 nF, 10 k ⁇ , etc. These conditions are the same as in the simulation of the sixth embodiment. Note that the graph of FIG. 24 is described using the same horizontal axis as the graph of FIG.
  • the graph of the absorption rate of the waveform selection metasurface shows a valley-shaped curve with a low absorption rate in the center, like the absorption rate of the waveform selection metasurface of the second embodiment (FIG. 10A). Draw two curves arranged in the direction.
  • the dependency of the absorption rate on the pulse width can be complicated by combining the RC circuit and the RL circuit in a complicated manner.
  • the waveform selection metasurface has been described as having different scattering characteristics depending on the pulse width of the radio wave. This is the case with the first to third embodiments, the sixth and the sixth embodiments. This also applies to the seventh embodiment. That is, in the waveform selection metasurfaces of the first to third embodiments, the sixth embodiment, and the seventh embodiment, the reflectance of the radio wave changes when the pulse width of the incoming radio wave changes.
  • Modification 2 The resistance value of the resistor, the capacitance of the capacitor, and the inductance of the inductor used in the first to seventh embodiments may be variable. In this case, the time constants of the RL circuit and RC circuit used in the first to seventh embodiments are also variable.
  • the resistors of the first to seventh embodiments are not limited to elements that function as a single resistor, but may be a part that realizes a resistance component in an element having a resistance component.
  • an element having a resistance component for example, there is a MOSFET in which a drain current is variable when a voltage between the drain and the source is changed by generating a resistance component according to a voltage between the drain and the source.
  • the capacitors of the first to seventh embodiments are not limited to elements that function as a single capacitor, but may be a part that realizes a capacitance component in an element having a capacitance component (for example, a variable gap diode).
  • the inductors of the first to seventh embodiments are not limited to elements that function as a single inductor, but may be a part that realizes a capacitance component in an element having an inductance component.
  • the filters (waveform selection metasurfaces) of the first to seventh embodiments and modifications the effect of obtaining higher absorption characteristics for a long pulse width even with the same frequency radio wave. There is. In addition, it is possible to obtain characteristics such that the absorption rate increases as the pulse width increases, in at least a part of the pulse width region.
  • the filter can be made into a planar shape by separating and periodically arranging a plurality of conductive members.
  • an antenna that can efficiently receive radio waves can be configured.
  • the first to third embodiments it is possible to absorb a long pulse width signal and arbitrarily transmit or absorb a pulse width signal positioned between a short pulse and a long pulse.
  • Possible waveform selection can provide a filter. Therefore, according to the present invention, an apparatus can be selected that selects the same frequency by the waveform (pulse width).
  • the frequency resource can be expanded two-dimensionally, and the frequency depletion of the radio communication technology It is a fundamental solution to the problem.
  • the circuit composed of the RL circuit 30 and the RC circuit 40 connected in series with the full-wave rectifier circuit 22 corresponds to an example of a connection circuit that electrically connects adjacent conductive members.
  • the waveform selection metasurface of the above embodiment can be used by giving a “pulse width” that gives a new degree of freedom to existing wireless communication devices and applications such as antennas, and thus can solve the problem of frequency resource depletion. Increases nature.

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Abstract

電波の波形によって電波の吸収率が異なる波形選択メタサーフェスが、複数の導電性部材１１と、これら導電性部材１１の内、隣り合う２つの導電性部材１１間を繋ぐ回路２０、３０と、を備え、回路２０、３０は、２つの導電性部材１１の一方から他方に流れる電流により起電力を発生させるインダクタと電流を熱に変換する抵抗とを含むＲＬ回路３０を有する。

Description

フィルタ
　本発明は、同一周波数の電波でも、電波の波形に応じて選択的に吸収、透過できるようにする電磁特性を持ったフィルタに関するものである。
　従来からある通常の材料は、同一の周波数の電波に対して、パルス幅に対する選択性がない。ここで、パルス幅とは、図１Ａに示すように、電波の発生している時間単位の電波（パルス）の長さである。また、パルス幅は、電波のエネルギーが発生している時間の長さ（励振時間）でもある。
　一方、メタサーフェスと呼ばれる「人工的に構築された入射電波波長よりも短い周期構造」では、周期構造の共振現象によって電磁界特性が決定することから、周期構造を適宜設計することで、自然界から得られないような特異な電磁界特性でも得られるようになった。
　非特許文献１、２のメタサーフェスは、全波整流を用い、平面状の誘電体の上に、導電性を有する複数の導電性部材を格子状に周期的に配置する構造を持っている。更に、図２４のように、隣接する導電性部材１１を、ダイオードブリッジで構成される全波整流回路２２で繋ぎ、全波整流回路２２内にはコンデンサを抵抗と並列に接続したＲＣ回路６０を有している。なお、この回路構造は電界の集中する場所に配置される。したがって、従来例のような構造ではＲＣ回路６０は導電性部材１１間に接続されている。
　図２４の従来例のメタサーフェスは同一周波数電波でも短いパルスのものを吸収し、長いパルスのものを透過する特性を持っている。その作動原理を説明する。コンデンサは１／ｊωＣから成るインピーダンスを有している。ここで、ｊは虚数単位であり、ω＝２πｆ（ｆは周波数）、Ｃはキャパシタンスを表す。
　つまり、コンデンサは、高い周波数のエネルギーを蓄えることができる。しかし、低い周波数成分のエネルギーはコンデンサを完全に充電してしまうため、コンデンサがそれ以上エネルギーを蓄えることができなくなる。なお、コンデンサに蓄えられたエネルギーは、その後抵抗へと放出される。よって、短いパルス幅電波は、次の電波が到来する前に、全てのエネルギーを消散できる。
　一方、入射波は表面電流を誘起させ、ここでは周波数成分ｆを有している。ただし、ダイオードの整流作用によってこの周波数成分は徐々に直流成分へと変換される。
　これらの点からパルス幅（励振時間または波形）の短い電波はメタサーフェスにより吸収され、長いものは透過される。非特許文献１、２では、図２５に示す特性が掲載されている。図２５中において、横軸はパルス幅、縦軸は吸収率であり、黒四角はシミュレーション結果を、白四角は実験結果を、表す。
　また、これらの特性は時定数ＲＣＣによってコントロール可能であることが記載されている。具体的には、図２５Ａのカーブを、今回、新たに特定した時定数ＲＣＣを変化させることにより図２５Ｂのように左右にシフトすることができる。ただし、図２５Ｂは全てシミュレーション結果を示し、白丸は黒四角よりも１０倍大きなキャパシタンス（すなわち１０倍大きな時定数）を使用しており、白三角は黒四角の１０分の１のキャパシタンス（すなわち１０分の１の時定数）を使用している。
　これらで開発された従来例の波形選択性は、時定数により吸収されるパルス幅のレンジを変更可能であるものの、必ず短いパルスの方が高い吸収特性となり、長いパルスや連続波の吸収特性は小さくなる。
　したがって、従来例には、以下の課題がある。短いパルス幅信号を通して、長いパルスを吸収することはこのコンデンサと抵抗を用いた構造からは得ることはできない。関連して、任意のパルス幅の信号のみ吸収または透過させ、その他の信号をそれぞれ透過、吸収することもできない。
H. Wakatsuchi, J. J. Rushton, J. Lee, F. Gao, M. Jacob, S. Kim, D. F. Sievenpiper, "Experimental Demonstration of Nonlinear Waveform-Dependent Metasurface Absorber with Pulsed Signals", Electronics Letters, vol.49, no.24, pp.1530-1531, November 2013. H. Wakatsuchi, S. Kim, J. J. Rushton, D. Sievenpiper, "Waveform-Dependent Absorbing Metasurfaces", Physical Review Letters 111, 245501, December 2013.
　本発明の目的は、パルス幅が長くなるほど吸収率が上昇するような特性を少なくとも一部のパルス幅領域で有するフィルタを提供することである。
　本発明者は、以下のような構成にすることにより、上記課題を解決しうることを見出した。すなわち、本発明によれば、以下のフィルタが提供される。
　第１の観点に係るフィルタは、電波の波形によって電波の吸収率が異なるフィルタであって、導電性部材と、導電性部材の２箇所を繋ぐ整流回路と、整流回路によって整流された電流により起電力を発生させるインダクタと電流を熱に変換する抵抗とを含むＲＬ回路と、を備えたフィルタである。
　第２の観点に係るフィルタは、電波の波形によって電波の吸収率が異なるフィルタであって、導電性部材と、導電性部材の２箇所を繋ぐ整流回路と、インダクタと抵抗が直列に接続され、整流回路によって整流された電流が流れるＲＬ回路と、を備えたフィルタである。
　第１または第２の観点に係るフィルタによれば、パルス幅が長くなるほど吸収率が上昇するような特性を少なくとも一部のパルス幅領域で得ることができる。
パルス幅の定義を示す図である。 同一周波数におけるパルス幅に依存した選択的な透過の概念を実施形態について示す図である。 波形選択メタサーフェスの全体構造を示す図である。 誘電体上の導電性部材の配置のパターン例を示す図である。 誘電体上の導電性部材の配置のパターン例を示す図である。 誘電体上の導電性部材の配置のパターン例を示す図である。 波形選択メタサーフェスの断面構造を示す図である。 波形選択メタサーフェスの断面構造を示す図である。 波形選択メタサーフェスの断面構造を示す図である。 裏打ちの金属板を有する波形選択メタサーフェスの断面構造を示す図である。 裏打ちの金属板を有する波形選択メタサーフェスの断面構造を示す図である。 第１実施形態において、全波整流回路２２にＲＬ回路３０を接続した波形選択メタサーフェスを示す図である。 第１実施形態において、半波整流回路２４ａ、２４ｂにＲＬ回路３０を接続した波形選択メタサーフェスの平面図である。 図６ＢのＶＩＣ－ＶＩＣ断面図である。 波形選択メタサーフェスのパルス幅に対する吸収率を測定する実験装置を示す。 パルス幅に対する吸収率のシミュレーション結果と実験結果を示すグラフである。単一の時定数を用いている。 周波数に対する吸収率のシミュレーション結果を示すグラフである。 パルス幅に対する吸収率のシミュレーション結果と実験結果を示すグラフである。複数の時定数を用いている。 第２実施形態に係る全波整流を用いる波形選択メタサーフェスの回路構成図である。 第２実施形態に係る半波整流を用いる波形選択メタサーフェスの配置を示す構成図である。 第２実施形態に係る半波整流を用いる波形選択メタサーフェスの回路構成図である。 第２実施形態におけるパルス幅に対する吸収率のシミュレーション結果と実験結果を示す図である。 第２実施形態における周波数に対する吸収率のシミュレーション結果を示すグラフである。 第３実施形態に係る全波整流を用いる波形選択メタサーフェスの回路構成図である。 第３実施形態に係る半波整流を用いる波形選択メタサーフェスの配置を示す構成図である。 第３実施形態に係る半波整流を用いる波形選択メタサーフェスの回路構成図である。 第３実施形態におけるパルス幅に対する吸収率のシミュレーション結果と実験結果を示す。 第３実施形態における周波数に対する吸収率のシミュレーション結果を示すグラフである。 メタサーフェスに連続波（表面波）を照射した際の時間領域における透過波の様子を簡易的に表した図である。 第４実施形態における波形選択メタサーフェスの構成図である。 第４実施形態における波形選択メタサーフェスの回路図である。 第４実施形態における波形選択メタサーフェスの過渡特性を示す図である。 第５実施形態における波形選択メタサーフェスの構成図である。 第５実施形態における波形選択メタサーフェスの回路図である。 第５実施形態における波形選択メタサーフェスの過渡特性を示す図である。 第６実施形態における波形選択メタサーフェスの回路図である。 第６実施形態における波形選択メタサーフェスの過渡特性を示す図である。 第７実施形態における波形選択メタサーフェスの回路図である。 第７実施形態における波形選択メタサーフェスの過渡特性を示す図である。 従来例である全波整流回路２２にＲＣ回路６０を配置した図である。 従来例の効果であるパルス幅に対する吸収率のシミュレーション結果と実験結果を示す図である。 従来例の効果であるパルス幅に対する吸収率のシミュレーション結果と実験結果を示す図である。
　以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。本発明は、以下の実施形態に限定されるものではなく、発明の範囲を逸脱しない限りにおいて、変更、修正、改良を加え得るものである。
　本実施形態で使用する「パルス幅」を図１Ａに定義する。パルス幅は、電波の発生している時間単位の電波（パルス）の長さで、電波のエネルギーが連続で発生している時間の長さでもある。
　本実施形態の波形選択メタサーフェスにおける、同一周波数におけるパルス幅に依存した選択的な透過特性を図１Ｂに示す。図１Ｂは、本実施形態の波形選択メタサーフェス（フィルタに相当する）が、同一周波数の電波を、パルス幅の短い電波は透過し、パルス幅の長い電波は吸収できることを示している。よって、波形選択メタサーフェスは、波形選択フィルタであり、フィルタ機能をもった電磁界材料でもある。
　図２に、波形選択メタサーフェスの全体構造を示す。この波形選択メタサーフェスでは、金属板１３の上に誘電体１０があり、誘電体１０の上に複数の導電性部材１１が配置された平面状の基本形状をしている。
　図３Ａ、図３Ｂ、図３Ｃに、誘電体１０上の導電性部材１１の配置のバリエーションのうち、周期性がある配置例を示す。図３Ａは、１個の四角形状（より具体的には正方形状）の誘電体１０の上に複数個の四角形状（例えば一辺が約１８ｍｍの正方形形状）の導電性部材１１を、周期性を持った２次元正方格子状（すなわち、マトリックス状）に配置した例を示す。
　図３Ｂは、１個の四角形状（より具体的には正方形状）の誘電体１０の上に、四角形状の穴を２次元正方格子状（すなわち、マトリックス状）に複数個形成する格子縞形状の１個の導電性部材１１を配置した例を示す。この際、ＲＬ回路３０および／またはＲＣ回路４０（ＲＬ回路３０に対して並列追加または直列追加）は、誘電体１０内に配置する。
　図３Ｃは、図３Ａの例に対して、導電性部材１１の形状を十字形状に変化させた例を示す。導電性部材１１の形状は、図３Ａ～図３Ｃの例以外にも、周期性のある配置ができれば様々な形状が可能である。このように、複数個の導電性部材を、分離して周期的に配置することにより、波形選択メタサーフェスを平面形状または平板形状にすることができる。平面形状または平板形状にすることで、電波を効率的に受信できるアンテナとして波形選択メタサーフェスを機能させることができ、または既存のアンテナの上に積層して波形選択メタサーフェスを構成することができる。
　図４Ａ、図４Ｂ、図４Ｃは、波形選択メタサーフェスの断面構造のバリエーションを示す。図４Ａは、誘電体１０の上に導電性部材１１を配置した基本構造を示す。図４Ｂは、誘電体１０の上下の両面に導電性部材１１を配置した構造を示す。図４Ｃは、図４Ａの基本構造を積層した構造を示す。図４Ａ、図４Ｂ、図４Ｃの断面構造はどれでも、図３Ａ、図３Ｂ、図３Ｃのいずれの配置とも組み合わせ可能である。
　図４Ｂまたは図４Ｃのように複層にすることにより、選択吸収性を向上できたり、チューニングすることができたりする。図５Ａ、図５Ｂは、波形選択メタサーフェスの断面構造の更なるバリエーションとして、誘電体１０に裏打ちされた金属板１３を有する波形選択メタサーフェスの断面構造を示す。
　図５Ａは、金属板１３の上に誘電体１０を積層し、誘電体１０の上に導電性部材１１を配置した基本構造を示す。図５Ｂは、金属板１３の上下の両面にそれぞれ１個ずつ誘電体１０を積層し、２つの誘電体１０の上にそれぞれ導電性部材１１を配置した構造を示す。金属板１３によって誘電体１０を裏打ちすることにより、自由空間中の電波だけでなく、金属板の表面上を図５Ａ、図５Ｂの左右方向に伝搬する電波に起因して同じ方向に伝搬する表面電流に対しても、選択吸収性を実現することができる。
　また、図５Ｂのように金属板の両面に誘電体１０および導電性部材１１を配置することで、選択吸収性を両面において実現することができる。
　なお、図５Ａ、図５の断面構造はどれでも、図３Ａ、図３Ｂ、図３Ｃのいずれの配置とも組み合わせ可能である。
　図３Ａ～図３Ｃ、図４Ａ～図４Ｃまたは図５Ａ、図５Ｂのように周期性を持って互いに間隔を開けて複数個配置された導電性部材１１は、図６Ａに示すように、全波整流回路２２の構造を介して電気的に接続される。ここでは、そのような波形選択メタサーフェスの一例としてダイオードブリッジを用いているものを示す。なお、ダイオードブリッジに代えて、トランジスタやオペアンプによって構成される理想ダイオードなどの整流回路素子や整流回路構造などを使用することでも、全波整流を得ることができる。
　（第１実施形態）
　図６Ａ、図６Ｂに、第１実施形態として、整流回路にＲＬ回路３０を接続した波形選択メタサーフェスを示す。図６Ａは、整流回路として全波整流回路２２を用いる場合を示す。図６Ａでは、隣り合う導電性部材１１の間の電気配線(接続回路)には、整流回路として全波整流回路２２が形成されている。全波整流回路２２の中に、インダクタＬと抵抗ＲＬが直列に接続したＲＬ回路３０が接続されている。ここで、上述のようにこの全波整流回路２２は、ダイオードブリッジだけでなく、その他の全波整流回路によって置き換えることが可能である。例えばトランジスタやオペアンプを使用した理想ダイオードを使用することで同等の役割が果たされる。
　インダクタＬは全波整流回路２２に接続されているため、高周波数信号による特性劣化を受けない。
　図６Ｂ、図６Ｃは、整流回路として、半波整流回路２４ａ、２４ｂを用いる波形選択メタサーフェスを示す。図６Ｂはこの波形選択メタサーフェスの平面図であり、図６Ｃは図６ＢのＶＩＣ－ＶＩＣ断面図である。図６Ｃ中で最上部の隣り合う導電性部材１１の間の電気配線(接続回路)には、整流回路として、導電性部材１１からの電流流出をカットする半波整流回路２４ａと、導電性部材１１への電流流入をカットする半波整流回路２４ｂが、交互に形成されている。半波整流回路２４ａ、２４ｂに対し、インダクタＬと抵抗ＲＬが直列に接続しており、これらインダクタＬと抵抗ＲＬがＲＬ回路３０を構成している。
　なお、図示していないが、図６Ａ、図６Ｂ、図６Ｃのいずれの波形選択メタサーフェスにおいても、図３Ａ～図３Ｃ、図４Ａ～図４Ｃ、図５Ａ、図５Ｂに示すような種々のバリエーションで、誘電体１０を配置することが可能である。
　以上の通り、第１実施形態の波形選択メタサーフェスは、誘電体１０の上に、導電性部材１１を周期的に配置し、導電性部材１１の内、隣接する導電性部材１１を整流回路で配線したメタサーフェス（フィルタ）において、整流回路に、導電性部材１１の一方から他方に流れる電流により起電力を発生させるインダクタＬと電流を熱に変換する抵抗ＲＬとを含むＲＬ回路３０を接続している。ここで、整流回路は、全波整流回路２２、または半波整流回路２４ａまたは２４ｂを交互に配置したものである。
　図６Ａ～図６Ｃで示された第１実施形態の波形選択メタサーフェスは、同一周波数電波でも短いパルスのものを透過し、長いパルスのものを吸収する特徴を有する。
　その作動原理を説明する。ＲＬ回路３０のインダクタＬは、ｊωＬから成るインピーダンスを有している。ここで、ｊは虚数単位であり、ω＝２πｆ（ｆは周波数）、Ｌはインダクタンスを表す。
　このインダクタンスＬの効果により、低い周波数の信号は透過されるものの、高い周波数成分は起電力を生じて遮断される。なお、インダクタを通過した電流は、抵抗ＲＬによってそのエネルギーが消散される。
　一方、入射波は、導電性部材の表面に、電流を誘起させる。ここでは、入射波および誘起される電流は周波数成分ｆを有しているとする。この周波数成分は、ダイオードの整流作用によって徐々に直流成分へと変換されるため、長いパルスはインダクタの起電力を弱め、そのエネルギーは抵抗にて消散される。
　これらの点から、十分にパルス幅（励振時間または波形）の長い電波は、波形選択メタサーフェスにより吸収され、短いものは透過される。なお、これらの特性は時定数Ｌ／ＲＬ（ただし、Ｌはインダクタのインダクタンス、ＲＬは抵抗の抵抗値）によってコントロール可能である。
　図７に、波形選択メタサーフェスのパルス幅に対する吸収率を測定する実験装置を示す。この実験装置を用いた実験では、信号発生器より正弦波パルス波が発生される。入射波のエネルギーＥｉは結合器に取り付けたパワーメータ、パワーセンサにより測定され、同様に反射波のエネルギーＥｒも測定される。
　波形選択メタサーフェスはＴＥ導波管内の底面に配置され、入射波によって誘起される表面電流を吸収または透過する。よって、透過波のエネルギーＥｔは、ＴＥ導波管の通過後に測定される。以上より、吸収率Ａは、Ａ＝１－（Ｅｒ＋Ｅｔ）／Ｅｉという式により算出される。
　第１実施形態の効果を示すため、図８Ａに、パルス幅に対する吸収率のシミュレーション結果と実験結果を示す。シミュレーションは、実験と同等の条件で行っている。黒四角はシミュレーション結果、白四角は実験結果を表す。パルス幅が短いとき吸収率は小さく、パルス幅が長いとき吸収率は大きい。
　なお、このシミュレーションおよび実験では、インダクタＬは１００μＨのインダクタンスを有し、抵抗ＲＬは５．５オームの抵抗値を有する。電波の周波数はこの結果を含む全てのシミュレーションで４．２ＧＨｚとし、実験では４．０ＧＨｚとした。
　なお、波形選択メタサーフェスで吸収等の効果を得られる電波の周波数（動作周波数ともいう）は、例えば、誘電体上の金属（導電性部材１１）の周期構造の大きさ（ここでは１８ｍｍ角の正方形）やその間隔などを変化させることで異なる周波数で動作可能である。
　例えば、図８Ａのシミュレーションにおいて、電波のパルス幅を５０ｎｓに固定して電波の周波数を５ＧＨｚから５ＧＨｚまで変化させた場合、図８Ｂの黒三角に示すような吸収率を示した。なお、図８Ｂ中のシミュレーションにおいて、黒四角は、電波をパルスではなく連続波とした場合の吸収率を示す。
　波形選択性の得られる周波数範囲としては全波整流回路２２が動作する範囲に最も強く依存し、例えばＧａＡｓ（ヒ化ガリウム）を用いたダイオードを使用した場合は２０ＧＨｚなどの高い周波数でも動作可能となる。
　図８Ｃには図８Ａのシミュレーション（図８Ｃ中の黒四角）に対して、インダクタンスを１０倍した結果を白丸で示し、１０分の１にした結果を白三角で示した。パルス幅が短いとき吸収率は小さく、パルス幅が長いとき吸収率は大きい。また、吸収率Ａは、インダクタンスが小さい程大きくなる。
　このように、ＲＬ回路３０により、パルス幅が短いとき、吸収率が最小値となり、パルス幅が長いとき、吸収率が最大値となる特性を持つ波形選択メタサーフェスを得ることができる。また、ＲＬ回路３０の時定数を変化させることにより、パルス幅が短いとき、吸収率が最小値となり、パルス幅が長いとき、吸収率が最大値となる特性を持つ波形選択メタサーフェスの特性を変化させることができる。
　（第２実施形態）
　図９Ａ、図９Ｂ、図９Ｃに、第２実施形態である整流回路にインダクタＬと抵抗Ｒが直列に接続されたＲＬ回路３０とコンデンサＣと抵抗Ｒが並列に接続されたＲＣ回路４０を並列に接続したものを示す。
　図９Ａは、全波整流を用いる波形選択メタサーフェスの回路構成図である。この波形選択メタサーフェスでは、隣り合う導電性部材１１の間の電気配線(接続回路)には、整流回路として全波整流回路２２が形成されている。全波整流回路２２の中に、インダクタＬと抵抗ＲＬが直列に接続したＲＬ回路３０に、コンデンサＣと抵抗ＲＣが並列に接続されたＲＣ回路４０を、並列に接続されている。インダクタＬは全波整流回路２２に接続されているため、高周波数信号による特性劣化を受けない。
　図９Ｂ、図９Ｃは、半波整流を用いる波形選択メタサーフェスの配置を示す構成図および回路構成図である。これは、最上部の隣り合う導電性部材１１の間の電気配線（接続回路）には、整流回路として半波整流回路２４ａ、２４ｂが交互形成されている。半波整流回路２４ａ、２４ｂに、ＲＬ回路３０に並列にＲＣ回路４０が接続されている。
　第２実施形態では、第１実施形態において少ししか吸収されなかった短いパルスもコンデンサＣを用いた回路で吸収することができる。一方、両回路構造において吸収されない中間のパルス幅信号は透過することができる。
　ＲＣ回路４０の回路特性は、時定数ＲＣＣ（ただしＣはコンデンサのキャパシタンス、ＲＣは当該コンデンサとペアで使用される抵抗の抵抗値）によって制御可能であり、インダクタンスの回路構造の特性も、時定数Ｌ／Ｒlによって制御できることから、任意の特定波形を透過させ、その他の信号を吸収することができる。
　よって、第２実施形態は、誘電体１０の上に、導電性部材１１を周期的に配置し、導電性部材１１の内、隣接する導電性部材１１を整流回路で配線したメタサーフェスにおいて、整流回路内に、ＲＬ回路３０と並列にＲＣ回路４０を接続している。ここで、整流回路は、全波整流回路２２、または半波整流回路２４ａ、２４ｂを交互に配置したものである。
　なお、図示していないが、図９Ａ、図９Ｂ、図９Ｃのいずれの波形選択メタサーフェスにおいても、図３Ａ～図３Ｃ、図４Ａ～図４Ｃ、図５Ａ、図５Ｂに示すような種々のバリエーションで、誘電体１０を配置することが可能である。
　図１０Ａに、第２実施形態におけるパルス幅に対する吸収率のシミュレーション結果と実験結果を示す。図１０Ａ中、黒四角と黒丸は異なる時定数を使用した際のシミュレーション結果を示しており、白丸は黒丸のシミュレーションと同条件の実験結果を示している。ただし、黒四角のシミュレーションは、黒丸のシミュレーションに比べて大きなキャパシタンスと小さなインダクタンスを使用し、黒丸のシミュレーションシは、黒四角のミュレーションに比べ小さなキャパシタンスと大きなインダクタンスを使用した。
　より具体的には、黒四角のシミュレーションでは、Ｃ、Ｌ、ＲＣ、ＲＬが、それぞれ１ｎＦ、１００μＨ、１０ｋΩ、５．５Ωであり、黒丸のシミュレーションおよび白丸の実験では、Ｃ、Ｌ、ＲＣ、ＲＬが、それぞれ１００ｐＦ、１ｍＨ、１０ｋΩ、３１．２Ωである。シミュレーションおよび実験の他の条件は、図８Ａ～図８Ｃの場合と同じである。
　これらの実験およびシミュレーションでは、パルス幅が長いときおよび短いとき、吸収率が最大値となり、パルス幅が当該長いときと当該短いときの間の時、即ち中間の時、吸収率が最小値となる特性を持っている。
　すなわち黒丸は、図２５Ｂにおける小さな時定数（例えば黒四角に対する白三角）の回路と図８Ｃにおける大きな時定数（例えば黒四角に対する白丸）の回路を組み合わせたことになる。
　本実施形態のようにＲＬ回路３０とＲＣ回路４０が並列になっている場合は、各パルス幅において、図２５Ｂのグラフと図８Ｃのグラフのうち、そのパルス幅で吸収率が高い方が実現され、その結果、図１０Ａのような吸収率が実現する。
　なお、図１０Ａのシミュレーション結果と実験結果では、使用した回路のパラシティック・パラメータやインダクタの直流重畳特性によって差異が生じているものの、実験的にも特定のパルス幅信号を透過できることを示している。
　また、図１０Ａのシミュレーションにおいては、電波のパルス幅を５０ｎｓに固定して電波の周波数を５ＧＨｚから５ＧＨｚまで変化させた場合、図１０Ｂの黒三角に示すような吸収率を示した。なお、図１０Ｂ中のシミュレーションにおいて、黒四角は、電波をパルスではなく連続波とした場合の吸収率を示す。
　このように、ＲＬ回路３０とＲＣ回路４０が並列に接続されていることで、パルス幅が長いときおよび短いとき、吸収率が最大値となり、パルス幅が長いときと短いときの間の時、吸収率が最小値となる特性を持つ波形選択メタサーフェス（フィルタに相当する）ができる。よって、ＲＬ回路３０、および／またはＲＣ回路４０の時定数を変化させることにより、吸収率が最大値となるパルス幅を所望の値に設定することができる。
　（第３実施形態）
　図１１Ａ、図１１Ｂ、図１１Ｃに、第３実施形態である整流回路にインダクタＬと抵抗ＲＬが直列に接続されたＲＬ回路３０とコンデンサＣと抵抗ＲＣが並列に接続されたＲＣ回路４０を直列に接続した波形選択メタサーフェスを示す。
　図１１Ａは、全波整流を用いる波形選択メタサーフェスの回路構成図である。この波形選択メタサーフェスでは、隣り合う導電性部材１１の間の電気配線(接続回路)には、整流回路として全波整流回路２２が形成されている。全波整流回路２２の中に、インダクタＬと抵抗ＲＬが直列に接続したＲＬ回路３０に、コンデンサＣと抵抗ＲＣが並列に接続されたＲＣ回路４０を、直列に接続されている。インダクタは全波整流回路２２に接続されているため、高周波数信号による特性劣化を受けない。
　図１１Ｂは、半波整流を用いた波形選択メタサーフェスの配置を示す構成図および回路構成図である。この波形選択メタサーフェスでは、最上部の隣り合う導電性部材１１の間の電気配線（接続回路）には、整流回路として半波整流回路２４ａ、２４ｂが交互形成されている。半波整流回路２４ａ、２４ｂにＲＬ回路３０が接続され、ＲＬ回路３０に直列にＲＣ回路４０が接続されている。
　第３実施形態では、第１実施形態において吸収された長いパルスもコンデンサを用いた回路で透過することができる。一方、両回路構造において透過されない中間のパルス幅信号は吸収することができる。
　ＲＣ回路４０のコンデンサの回路特性は、時定数ＲＣＣ（ただしＣはコンデンサのキャパシタンス、ＲＣはペアで使用される抵抗の抵抗値）によって制御可能であり、ＲＬ回路３０の回路構造の特性も時定数Ｌ／Ｒｌによって制御できることから、これら２つの時定数は独立に調整することで、任意の特定波形を吸収させ、その他の信号を透過することができる。
　図１２Ａは、第３実施形態におけるパルス幅に対する吸収率のシミュレーション結果と実験結果を示す。黒四角と黒丸は異なる時定数を使用した際のシミュレーション結果を示しており、白四角は黒四角の実験結果を示している。ただし、黒四角は相対的に小さなキャパシタンスと大きなインダクタンスを使用し、黒丸は相対的に大きなキャパシタンスと小さなインダクタンスを使用した。
　より具体的には、黒四角のシミュレーションでは、Ｃ、Ｌ、ＲＣ、ＲＬが、それぞれ１ｎＦ、１００μＨ、１０ｋΩ、５．５Ωであり、黒丸のシミュレーションおよび白丸の実験では、Ｃ、Ｌ、ＲＣ、ＲＬが、それぞれ１０ｎＦ、１０μＨ、１０ｋΩ、２Ωである。シミュレーションおよび実験の他の条件は、図８Ａ～図８Ｃの場合と同じである。
　パルス幅が長いときおよび短いとき、吸収率が最小値となり、パルス幅が当該長いとき１と当該短いときの間の時、即ち中間の時、吸収率が最大値となる特性を持っている。すなわち、黒丸は図２５Ｂにおける大きな時定数（例えば黒四角に対する白丸）の回路と図８Ｃにおける小さな時定数（例えば黒四角に対する白三角）の回路を組み合わせたことになる。
　本実施形態のようにＲＬ回路３０とＲＣ回路４０が直列になっている場合は、図２５Ｂのグラフと図８Ｃのグラフのうち、パルス幅毎に、そのパルス幅で吸収率が低い方が実現され、その結果、図１２Ａのような吸収率が実現する。
　なお、図１２Ａのシミュレーション結果と実験結果では使用した回路のパラシティック・パラメータやインダクタの直流重畳特性によって差異が生じているものの、実験的にも特定のパルス幅信号を吸収できることを示している。
　また、図１２Ａのシミュレーションにおいては、電波のパルス幅を５０ｎｓに固定して電波の周波数を５ＧＨｚから５ＧＨｚまで変化させた場合、図１２Ｂの黒三角に示すような吸収率を示した。なお、図１２Ｂ中のシミュレーションにおいて、黒四角は、電波をパルスではなく連続波とした場合の吸収率を示す。
　このように、ＲＬ回路３０、および／またはＲＣ回路４０の時定数を変化させることにより、パルス幅が長いときおよび短いとき、吸収率が最小値となり、パルス幅が長いときと短いときの間の時、吸収率が最大値となる特性を持つ、波形選択メタサーフェス（フィルタに相当する）ができる。
　（時間領域における透過特性）
　図１３は、本発明等のメタサーフェスに、連続波（表面波）を照射した際の時間領域における透過波の様子を簡易的に表した図である。（ａ）は従来例、（ｂ）は第１実施形態、（ｃ）は第２実施形態、（ｄ）は第３実施形態を示す。図１３の各グラフ中、黒く塗り潰されているように見える部分は、実際には波形が密集している部分である。
　波形選択性は入射電波の波形を変更して透過するフィルタリング効果も併せ持つ。（ａ）は、従来例のメタサーフェスに連続波を照射した際の透過波を、時間領域において示す。従来例のメタサーフェスは、図２５Ａ、図２５Ｂに示す特性を持つので、パルス幅が小さい時に吸収率は大きく、パルス幅が大きい時に吸収率は小さい。よって、連続波は、時間領域において、初期状態において吸収され、時間が経過すると透過する。このように、透過波は、連続波から初期のエネルギーを切り取ったような波形になる。
　（ｂ）は、第１実施形態のメタサーフェスに連続波を照射した際の透過波を、時間領域において示す。第１実施形態のメタサーフェスは、図８Ａ、図８Ｃに示す特性を持つので、パルス幅が小さい時に吸収率は小さく、パルス幅が大きい時に吸収率は大きい。よって、連続波は、時間領域において、初期状態において透過し、時間が経過すると吸収される。このように、透過波は、連続波のうち初期のエネルギーのみの波形になる。
　（ｃ）は、第２実施形態のメタサーフェスに連続波を照射した際の透過波を、時間領域において示す。第２実施形態のメタサーフェスは図１０Ａに示す特性を持つので、パルス幅が小さい時および大きい時に吸収率は大きく、パルス幅がそれらの中間時に吸収率は小さい。よって、連続波は、時間領域において、初期状態および時間が経過した状態において吸収され、パルス幅がそれらの中間時に相当する時間において透過する。このように、透過波は、連続波から初期と時間が経過した状態のエネルギーをカットし、パルス幅がそれらの中間時に相当する時間のみの波形になる。
　（ｄ）は、第３実施形態のメタサーフェスに連続波を照射した際の透過波を、時間領域において示す。第３実施形態のメタサーフェスは、図１２Ａに示す特性を持つので、パルス幅が小さい時および大きい時に吸収率は小さく、パルス幅がそれらの中間時に吸収率は大きい。よって、連続波は、時間領域において、初期状態および時間が経過した状態において透過し、パルス幅がそれらの中間時に相当する時間において吸収する。このように、透過波は、初期と時間が経過した状態のエネルギーを残し、パルス幅がそれらの中間時に相当する時間の波形をカットした波形になる。
　以上のように、ある時間においてのみ強く透過または吸収し、その他の時間領域においてそれぞれ吸収、透過した波形に変換することが可能となる。したがって、波形選択性の応用例として、連続波をパルスに変換して発振するアンテナや、到来電波をパルスに変換して通信する受信機などの開発も考えられる。
　なお、上記各実施形態および変形例では、図３Ａ、図３Ｂ、図３Ｂのどの例においても、導電性部材１１の２箇所を整流回路が繋ぐ。具体的には、図３Ａ、図３Ｃの例では、複数に分離した導電性部材１１の隣り合う２つ（すなわち２箇所）を、整流回路が繋ぐ。また、図３Ｂの例では、分離せず連続している導電性部材１１の２箇所を整流回路が繋ぐよう、当該２箇所に同じ整流回路が接続される。
　（第４実施形態）
　次に第４実施形態について、図１４～図１６を用いて説明する。本実施形態の波形選択メタサーフェスは、図１４に示す通り、第１実施形態の図３Ａに示した波形選択メタサーフェスに対し、２次元格子状（すなわち、マトリックス状）に配置された導電性部材１１の各々の形状を縦長の矩形形状に変更したものである。
　また、本実施形態においては、誘電体１０のうち、長手方向に隣り合う２つの導電性部材１１の間の部分１０ａに、全波整流回路２２および当該全波整流回路２２内に接続されたＲＬ回路３０が配置される。ＲＬ回路３０の構成は、図１５に示すように、第１～第３実施形態と同じである。
　そして、本実施形態では、波形選択メタサーフェスに到来する電波の伝搬方向は、図１４の紙面に垂直な方向かつ紙面手前側から奥側に向かう方向である。また、当該電波の電界ベクトルの向きは紙面上下方向であり、磁界ベクトルの向きは紙面左右方向である。
　このような場合、波形選択メタサーフェスにおける当該電波の吸収率、透過率、および反射率のシミュレーション結果は、図１６のようになる。このシミュレーションにおいては、Ｌ、ＲＬが、それぞれ１００μＨ、５．５Ωである。
　ただし、本実施形態のシミュレーションでは、シミュレーション対象の波形選択メタサーフェスに対して、連続波を入射させている。図１６のグラフの横軸は、波形選択メタサーフェスに電波の連続波が到来し始めてからの経過時間、すなわち、連続波が到来し続けている時間長を、示す。そして縦軸は、各経過時間から過去所定期間（具体的には連続波の一周期）における電波の吸収率を表している。したがって、ここでは各パルス幅に対する平均化された吸収特性ではなく、時間領域における過渡特性を評価している。ただし、パルス幅に対する吸収特性もこれに近い傾向が得られると考えられる。
　したがって、このシミュレーションによれば、到来する電波に対する波形選択メタサーフェスの反射率は、当該電波のパルス幅が増大するほど小さくなる。また、到来する電波に対する波形選択メタサーフェスの透過率は、当該電波のパルス幅が増大するほど大きくなる。また、到来する電波に対する波形選択メタサーフェスの吸収率は、当該電波のパルス幅が０．１μ秒未満の場合に比べ、当該電波のパルス幅が０．１μ秒以上の場合の方が大きくなる傾向にある。
　このように、本実施形態の波形選択メタサーフェスは、吸収率、透過率のみならず、反射率も、電波のパルス幅に応じて異なる。つまり、波形選択メタサーフェスは、散乱特性全般が、電波のパルス幅に応じて異なる。
　（第５実施形態）
　次に第５実施形態について、図１７～図１９を用いて説明する。本実施形態の波形選択メタサーフェスは、図１７に示す通り、第１実施形態の図３Ｂに示した波形選択メタサーフェスに対し、二次元格子状（すなわち、マトリックス状）に形成された導電性部材１１の穴の形状を横長の矩形形状に変更したものである。
　また、本実施形態においては、誘電体１０のうち当該複数個の穴の各々の長手方向中央部１０ｂに、全波整流回路２２および当該全波整流回路２２内に接続されたＲＬ回路３０が配置される。ＲＬ回路３０の構成は、図１８に示すように、第１～第４実施形態と同じである。
　そして、本実施形態では、波形選択メタサーフェスに到来する電波の伝搬方向は、図１７の紙面に垂直な方向かつ紙面手前側から奥側に向かう方向である。また、当該電波の電界ベクトルの向きは紙面上下方向であり、磁界ベクトルの向きは紙面左右方向である。
　つまり、本実施形態の波形選択メタサーフェスは、第４実施形態の波形選択メタサーフェスを、電波の伝搬方向を軸に９０°回転し、更に、導電性部材１１のある場所と無い場所を入れ替えたものである。
　このような場合、本実施形態の波形選択メタサーフェスにおける当該電波の散乱特性は、それぞれ、第４実施形態の波形選択メタサーフェスに対して反射率と透過率を入れ替えたものと同じになる。
　より具体的には、本実施形態の波形選択メタサーフェスにおける当該電波の吸収率、透過率、および反射率のシミュレーション結果は、図１９のようになる。このシミュレーションにおいては、Ｌ、ＲＬが、それぞれ１００μＨ、５．５Ωである。なお、図１９のグラフは、図１６のグラフと同じ形式で記載されている。
　このシミュレーションでは、到来する電波に対する波形選択メタサーフェスの透過率は、当該電波のパルス幅が増大するほど小さくなる。また、到来する電波に対する波形選択メタサーフェスの反射率は、当該電波のパルス幅が増大するほど大きくなる。また、到来する電波に対する波形選択メタサーフェスの吸収率は、当該電波のパルス幅が０．１μ秒未満の場合に比べ、当該電波のパルス幅が０．１μ秒以上の場合の方が大きくなる傾向にある。
　このように、本実施形態の波形選択メタサーフェスは、吸収率、透過率のみならず、反射率も、電波のパルス幅に応じて異なる。つまり、波形選択メタサーフェスは、散乱特性全般が、電波のパルス幅に応じて異なる。
　（第６実施形態）
　次に第６実施形態について、図２０、図２１を用いて説明する。本実施形態の波形選択メタサーフェスは、第１実施形態で図６Ａに示した波形選択メタサーフェスに対して、全波整流回路２２の中に接続される回路を変更したものである。
　具体的には、本実施形態の波形選択メタサーフェスでは、全波整流回路２２の中に、第１ＲＬ回路３１、第２ＲＬ回路３２、第１ＲＣ回路４１、第２ＲＣ回路４２が接続されている。
　具体的には、第１ＲＬ回路３１と第１ＲＣ回路４１が直列に接続された回路、および、第２ＲＬ回路３２と第２ＲＣ回路４２が直列に接続された回路が、全波整流回路２２に対して並列に接続されている。
　第１ＲＬ回路３１は、インダクタＬ１と抵抗ＲＬ１が直列に接続した回路であり、第２ＲＬ回路３２は、インダクタＬ２と抵抗ＲＬ２が直列に接続した回路である。第１ＲＣ回路４１はコンデンサＣ１と抵抗ＲＣ１が並列に接続した回路であり、第２ＲＣ回路４２はコンデンサＣ２と抵抗ＲＣ２が並列に接続した回路である。
　このように、ＲＬ回路とＲＣ回路が直列に繋がったものを２個並列に配置する構成により、第１～第５実施形態よりも複雑な吸収率が実現する。
　図２１は、本実施形態の波形選択メタサーフェスのシミュレーション結果である。このシミュレーションにおいては、Ｌ１、ＲＬ１、Ｌ２、ＲＬ２、Ｃ１、ＲＣ１、Ｃ２、ＲＣ２の値をそれぞれ３０μＨ、１０Ω、３００μＨ、１０Ω、３０ｐＦ、１０ｋΩ、３ｎＦ、１０ｋΩとし、他の条件を第４実施形態のシミュレーションと同じにしている。なお、図２１のグラフは、図１６のグラフと同じ横軸を用いて記載されている。
　図２１に示す通り、この波形選択メタサーフェスの吸収率のグラフは、第３実施形態の波形選択メタサーフェスの吸収率（図１２Ａ）のような中央部で吸収率が高い山形状のカーブを時間方向に２個並べたカーブを描く。
　これら２つの山のうち、一方が、第１ＲＬ回路３１および第１ＲＣ回路４１から成る回路に起因する吸収率の上昇を表し、他方が、第２ＲＬ回路３２および第２ＲＣ回路４２から成る回路に起因する吸収率の上昇を表している。
　このように、ＲＣ回路とＲＬ回路を複雑に組み合わせることで、吸収率のパルス幅に対する依存性を複雑にすることができる。
　（第７実施形態）
　次に第7実施形態について、図２２、図２３を用いて説明する。本実施形態の波形選択メタサーフェスは、第１実施形態で図６Ａに示した波形選択メタサーフェスに対して、全波整流回路２２の中に接続される回路を変更したものである。
　具体的には、本実施形態の波形選択メタサーフェスでは、全波整流回路２２の中に、第１ＲＬ回路３１、第２ＲＬ回路３２、第１ＲＣ回路４１、第２ＲＣ回路４２が接続されている。これら回路３１、３２、４１、４２の内部構成は、第６実施形態と同じである。
　具体的には、第１ＲＬ回路３１と第１ＲＣ回路４１が並列に接続された回路、および、第２ＲＬ回路３２と第２ＲＣ回路４２が並列に接続された回路が、全波整流回路２２に対して直列に接続されている。
　このように、ＲＬ回路とＲＣ回路が並列に繋がったものを２個直列に配置する構成により、第１～第５実施形態よりも複雑な吸収率が実現する。
　図２３は、本実施形態の波形選択メタサーフェスのシミュレーション結果である。このシミュレーションにおいては、Ｌ１、ＲＬ１、Ｌ２、ＲＬ２、Ｃ１、ＲＣ１、Ｃ２、ＲＣ２の値をそれぞれ３０μＨ、１０Ω、１０ｍＨ、１０Ω、３０ｐＦ、１０ｋΩ、１ｎＦ、１０ｋΩとし、他の条件を第６実施形態のシミュレーションと同じにしている。なお、図２４のグラフは、図２１のグラフと同じ横軸を用いて記載されている。
　ただし、本実施形態のシミュレーションでは、シミュレーション対象の波形選択メタサーフェスに対して、連続波を入射させている。図２３のグラフの表示形式は、図２１の表示形式と同じである。
　図２３に示す通り、この波形選択メタサーフェスの吸収率のグラフは、第２実施形態の波形選択メタサーフェスの吸収率（図１０Ａ）のような中央部で吸収率が低い谷形状のカーブを時間方向に２個並べたカーブを描く。
　これら２つの谷のうち、一方が、第１ＲＬ回路３１および第１ＲＣ回路４１から成る回路に起因する吸収率の下降を表し、他方が、第２ＲＬ回路３２および第２ＲＣ回路４２から成る回路に起因する吸収率の下降を表している。
　このように、ＲＣ回路とＲＬ回路を複雑に組み合わせることで、吸収率のパルス幅に対する依存性を複雑にすることができる。
　（他の実施形態）
　なお、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、以下の変形例のうち任意の組み合わせを、上記実施形態に適用することができる。
　（変形例１）
　上記第４、第５実施形態において、波形選択メタサーフェスは、散乱特性全般が、電波のパルス幅に応じて異なると説明したが、このことは、第１～第３実施形態、第６、第７実施形態にも当てはまる。つまり、第１～第３実施形態、第６、第７実施形態の波形選択メタサーフェスも、到来する電波のパルス幅が変化すると当該電波の反射率が変化する。
　（変形例２）
　上記第１～第７実施形態において用いられる抵抗の抵抗値、コンデンサのキャパシタンス、インダクタのインダクタンスは、それぞれ、可変であってもよい。この場合、上記第１～第７実施形態において用いられるＲＬ回路およびＲＣ回路の時定数も、可変となる。
　（変形例３）
　また、上記第１～第７実施形態の抵抗は、抵抗単体として機能する素子に限らず、抵抗成分を有する素子中の抵抗成分を実現する部分であってもよい。抵抗成分を有する素子としては、例えば、ドレインとソースの間の電圧に応じた抵抗成分を発生することで、ドレインとソースの間の電圧が変化するとドレイン電流が可変になるＭＯＳＦＥＴがある。
　また、上記第１～第７実施形態のコンデンサは、コンデンサ単体として機能する素子に限らず、キャパシタンス成分を有する素子（例えば、バリギャップダイオード）中のキャパシタンス成分を実現する部分であってもよい。
　また、上記第１～第７実施形態のインダクタは、インダクタ単体として機能する素子に限らず、インダクタンス成分を有する素子中のキャパシタンス成分を実現する部分であってもよい。
（まとめ）
　以上の通り、第１～第７実施形態および変形例のフィルタ（波形選択メタサーフェス）の一部またはすべてのフィルタによれば、同一周波数電波でも長いパルス幅に対してより高い吸収特性を得る効果がある。また、パルス幅が長くなるほど吸収率が上昇するような特性を少なくとも一部のパルス幅領域で得ることができる。
　また、ＲＬ回路の時定数を変化させることにより、同一周波数電波でも長いパルス幅に対してより高い吸収特性を得る効果の電波のパルス幅に対する吸収特性の依存性を操作することができる。
　また、短いパルス幅信号と長いパルス幅信号を吸収し、その中間に位置する任意のパルス幅信号を選択的に透過する効果がある。
　また、短いパルス幅信号と長いパルス幅信号を透過し、その中間に位置する任意のパルス幅信号を選択的に吸収する効果がある。
　また、選択的な吸収特性のパルス幅に対する依存性を操作する効果がある。すなわち、短いパルス幅信号と長いパルス幅信号を吸収し、その中間に位置する任意のパルス幅信号を選択的に透過する効果、または短いパルス幅信号と長いパルス幅信号を透過し、その中間に位置する任意のパルス幅信号を選択的に吸収する効果、の２種の効果の電波のパルス幅に対する吸収特性の依存性を操作することができる。
　また、複数個の導電性部材を、分離して周期的に配置することにより、フィルタを平面形状にすることができる。平面形状にすることで電波を効率的に受信できるアンテナを構成することができる。
　以上の様に、第１実施形態ないし第３実施形態によれば、長いパルス幅信号の吸収を図ることができるとともに、短いパルスと長いパルスの間に位置するパルス幅信号を任意に透過または吸収できる波形選択はフィルタを提供することができる。よって、本発明によれば、同一周波数に対して、波形（パルス幅）によって選択する装置ができる。
　パルス幅に対する吸収率の特性が異なる第１実施形態、第２実施形態、および第３実施形態に基づく装置をアンテナに適用すれば、周波数資源を２次元的に拡張でき、無線通信技術の周波数枯渇問題に対する根本的な解決手段となる。
　なお、上記実施形態では、全波整流回路２２と直列に繋いだＲＬ回路３０およびＲＣ回路４０から成る回路が、隣り合う導電性部材間を電気的に繋ぐ接続回路の一例に相当する。
　上記実施形態の波形選択メタサーフェスは、アンテナなどの既存の無線通信機器やアプリケーションに新たな自由度となる「パルス幅」を与えて利用することができるので、周波数資源の枯渇問題を解決する可能性が高まる。

Claims (7)

  1. 　電波の波形によって電波の吸収率が異なるフィルタであって、
    　導電性部材と、
    　前記導電性部材の２箇所を繋ぐ整流回路と、
    　前記整流回路によって整流された電流により起電力を発生させるインダクタと前記電流を熱に変換する抵抗とを含むＲＬ回路と、を備えたフィルタ。
  2. 　電波の波形によって電波の吸収率が異なるフィルタであって、
    　導電性部材と、
    　前記導電性部材の２箇所を繋ぐ整流回路と、
    　インダクタと抵抗が直列に接続され、前記整流回路によって整流された電流が流れるＲＬ回路と、を備えたフィルタ。
  3. 　前記ＲＬ回路の時定数が可変になっていることで、電波のパルス幅に対する吸収特性の依存性を操作することが可能であることを特徴とする請求項１または２に記載のフィルタ。
  4. 　コンデンサと抵抗が並列に接続されたＲＣ回路を備え、
    　前記ＲＣ回路は、前記ＲＬ回路と並列に接続することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１つに記載のフィルタ。
  5. 　コンデンサと抵抗が並列に接続されたＲＣ回路を備え、
    　前記ＲＣ回路は、前記ＲＬ回路と直列に接続することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１つに記載のフィルタ。
  6. 　前記ＲＣ回路の時定数が可変になっていることで、電波のパルス幅に対する吸収特性の依存性を操作することが可能であることを特徴とする請求項４または５に記載のフィルタ。
  7. 　前記導電性部材は、複数個に分離して周期的に配置されていることを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１つに記載のフィルタ。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016119646A (ja) * 2014-12-19 2016-06-30 国立大学法人 名古屋工業大学 波形選択フィルタを用いた通話システム、通信端末
WO2019221120A1 (ja) * 2018-05-15 2019-11-21 浜松ホトニクス株式会社 反射型動的メタサーフェス
WO2019221133A1 (ja) * 2018-05-15 2019-11-21 浜松ホトニクス株式会社 発光デバイス
CN114069246A (zh) * 2021-12-02 2022-02-18 四川大学 一种基于周期结构的吸收电磁波的整流表面

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013030952A (ja) * 2011-07-28 2013-02-07 Teramikros Inc エレクトロマグネティック・バンド・ギャップ構造体及びその製造方法

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5323248A (en) * 1976-08-16 1978-03-03 Oki Electric Ind Co Ltd Variable equivalent circuit network
JPS6339207A (ja) * 1986-08-04 1988-02-19 Nec Corp 周波数振幅特性の等化器
JP3177437B2 (ja) * 1996-03-25 2001-06-18 三洋電機株式会社 中間周波同調回路
KR100692204B1 (ko) 2004-11-26 2007-03-09 (주) 엠큐브테크놀로지 완충용 인덕터 기능을 수행할 수 있는 변압기를 구비한전기 회로 및 이를 이용한 자기 자극기
JP4637020B2 (ja) * 2006-01-05 2011-02-23 古野電気株式会社 タンク回路付高周波回路モジュール
JP2015025791A (ja) * 2013-07-29 2015-02-05 株式会社アドバンテスト インピーダンス測定装置

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013030952A (ja) * 2011-07-28 2013-02-07 Teramikros Inc エレクトロマグネティック・バンド・ギャップ構造体及びその製造方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
H. WAKATSUCHI ET AL.: "Experimental Demonstration of Nonlinear Waveform-Dependent Metasurface Absorber with Pulsed Signals", ELECTRONICS LETTERS, vol. 49, no. 24, November 2013 (2013-11-01), pages 1530 - 1531, XP055389582 *

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016119646A (ja) * 2014-12-19 2016-06-30 国立大学法人 名古屋工業大学 波形選択フィルタを用いた通話システム、通信端末
WO2019221120A1 (ja) * 2018-05-15 2019-11-21 浜松ホトニクス株式会社 反射型動的メタサーフェス
JP2019200251A (ja) * 2018-05-15 2019-11-21 浜松ホトニクス株式会社 反射型動的メタサーフェス
WO2019221133A1 (ja) * 2018-05-15 2019-11-21 浜松ホトニクス株式会社 発光デバイス
JP7144188B2 (ja) 2018-05-15 2022-09-29 浜松ホトニクス株式会社 反射型動的メタサーフェス
US11971643B2 (en) 2018-05-15 2024-04-30 Hamamatsu Photonics K.K. Reflective dynamic metasurface
US12046874B2 (en) 2018-05-15 2024-07-23 Hamamatsu Photonics K.K. Light-emitting device
CN114069246A (zh) * 2021-12-02 2022-02-18 四川大学 一种基于周期结构的吸收电磁波的整流表面
CN114069246B (zh) * 2021-12-02 2023-04-07 四川大学 一种基于周期结构的吸收电磁波的整流表面

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