WO2016125638A1 - 電流センサ - Google Patents

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WO2016125638A1
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current
current sensor
calibration
inverter
inverter circuit
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PCT/JP2016/052223
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加藤　剛
信章 五来
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Astemo Ltd
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Hitachi Automotive Systems Ltd
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Publication date
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Priority to JP2016573298A priority patent/JP6513715B2/ja
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Priority to US15/548,546 priority patent/US20180017656A1/en
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    • G01R15/202—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using galvano-magnetic devices, e.g. Hall-effect devices, i.e. measuring a magnetic field via the interaction between a current and a magnetic field, e.g. magneto resistive or Hall effect devices using Hall-effect devices
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    • G01R35/005—Calibrating; Standards or reference devices, e.g. voltage or resistance standards, "golden" references

Definitions

  • the present invention relates to a current sensor.
  • the current sensor has setting data that links the magnitude of the current and the detection signal in a predetermined correspondence relationship.
  • the current sensor outputs a detection signal corresponding to the magnitude of the detected current based on the setting data.
  • the current sensor may not be able to maintain the output of a predetermined detection signal corresponding to the magnitude of the detected current due to various causes such as environmental changes. Therefore, the current sensor is calibrated to correct the setting data.
  • the calibration is generally performed by causing a current sensor to detect a direct current as described in Patent Document 1.
  • the current sensor may detect an alternating current instead of a direct current. At this time, if an alternating current is detected with setting data corrected based on calibration using a direct current, there is a problem that an error occurs between the current value interpreted from the detection signal and the true value of the alternating current. .
  • a current sensor includes a current detection unit that detects an alternating current flowing through a conductor, and a storage unit that stores correction data based on a detection value obtained by detecting a predetermined calibration alternating current flowing through the conductor by the current detection unit. And.
  • an error generated between the current value interpreted from the detection signal and the true value of the alternating current can be reduced.
  • the figure which showed a mode that the current sensor was mounted in the inverter (arrow view of FIG. 1).
  • FIG. 1 and 2 show an example in which the current sensor 8 of the present embodiment is mounted on an inverter device.
  • FIG. 2 is an arrow view when FIG. 1 is viewed from the arrow YA1.
  • the bus bar 7 is made of a conductor such as copper.
  • the bus bar 7 is a part of the inverter main circuit, and a current output from a power module or the like flows therethrough.
  • a current flows through the bus bar 7
  • a magnetic flux is generated with the bus bar 7 as a central axis.
  • the current sensor 8 detects a magnetic flux generated by the current flowing through the bus bar 7 and outputs a detection signal to the inverter circuit board 9.
  • the inverter circuit board 9 is an inverter control board, and performs feedback control using the detection signal received from the current sensor 8.
  • the current sensor 8 includes a current sensor circuit 1, a current sensor substrate 2, a communication terminal 3, a peripheral electronic component 4, a magnetic shield 5, and a structural mold 6.
  • the communication terminal 3 is a terminal for electrically connecting the current sensor circuit 1 and the inverter circuit board 9.
  • the communication terminal 3 transmits the signal of the current sensor circuit 1 to the inverter circuit board 9.
  • the communication terminal 3 transmits a signal from the inverter circuit board 9 side to the current sensor circuit 1. Details of transmitting a signal from the inverter circuit board 9 side to the current sensor circuit 1 will be described later. Note that the communication terminal 3 also transmits power for operating the current sensor circuit 1.
  • the current sensor circuit 1 detects a magnetic flux generated by the current flowing through the bus bar 7 and outputs a detection signal to the inverter circuit board 9 via the communication terminal 3. Details of the current sensor circuit 1 will be described later.
  • the peripheral electronic component 4 is a peripheral RC chip component mounted on the current sensor substrate 2.
  • the current sensor substrate 2 is a substrate on which the current sensor circuit 1, the communication terminal 3, and the peripheral electronic component 4 are mounted.
  • the current sensor substrate 2 is fixed to the bus bar 7 with a structural mold 6 so that the current sensor circuit 1 is located a predetermined distance away from the bus bar 7.
  • the magnetic shield 5 is provided to reduce the influence of magnetic noise. As shown in FIG. 2, the magnetic shield 5 surrounds the bus bar 7 and the current sensor substrate 2 and has a square U-shape.
  • the structural mold 6 is a structural mold that structurally holds a part of the current sensor substrate 2, the magnetic shield 5, and the bus bar 7.
  • FIG. 3 is a diagram showing the current sensor circuit 1 and its peripheral configuration.
  • the current sensor circuit 1 includes a magnetic flux detection unit 11, a signal adjustment unit 12, a control unit 13, a communication unit 14, and a memory 15.
  • the control unit 13 controls operations of other components of the current sensor circuit 1.
  • the memory 15 is a memory in which data can be rewritten, and is composed of, for example, an EEPROM.
  • the memory 15 stores setting data having offset data and output gain data.
  • the setting data stored in the memory 15 is appropriately output to the signal adjustment unit 12 by the control unit 13. Further, the setting data stored in the memory 15 is corrected by the control unit 13 at the time of calibration of setting data, which will be described later.
  • the magnetic flux detection unit 11 detects the current flowing through the bus bar 7. Specifically, the magnetic flux detection unit 11 includes a Hall element, and detects the current flowing through the bus bar 7 by detecting the magnetic flux generated by the current flowing through the bus bar 7 using the Hall element. Then, a voltage signal corresponding to the detected current magnitude is output to the signal adjustment unit 12.
  • the signal adjustment unit 12 generates a detection signal based on the current detection result by the magnetic flux detection unit 11 and the setting data stored in the memory 15. Specifically, the signal adjustment unit 12 detects the voltage signal received from the magnetic flux detection unit 11 by performing offset adjustment and gain adjustment based on the setting data stored in the memory 15 and output from the control unit 13. Generate a signal.
  • the signal adjustment unit 12 is designed to lose the stored setting data every time the power supply is interrupted. Therefore, the signal adjustment unit 12 receives setting data from the control unit 13 every time the current sensor circuit 1 is activated.
  • the communication unit 14 outputs the detection signal obtained from the signal adjustment unit 12 to the inverter circuit board 9 (see FIG. 1) via the communication terminal 3.
  • the communication unit 14 receives correction data for correcting the setting data from the outside via the communication terminal 3 when the setting data stored in the memory 15 is calibrated. That is, the communication terminal 3 is used for the communication unit 14 to output a detection signal and receive correction data.
  • FIG. 4 shows the distribution of the magnetic flux density B generated in the bus bar 7 when a current is passed through the bus bar 7.
  • FIG. 4A shows a case where a direct current is passed
  • FIG. 4B shows a case where an alternating current is passed.
  • a direct current is passed
  • the current density in the bus bar 7 is uniformly distributed, so that the magnetic flux density B is also uniformly distributed as shown in FIG.
  • an alternating current is applied, the current concentrates on the corners of the bus bar 7 due to the skin effect, so that the magnetic flux density B also concentrates on the corners of the bus bar 7 as shown in FIG.
  • FIG. 5 shows the result of current flowing under the conditions shown in FIG. 4, and shows the magnetic flux density with respect to the distance along the thickness direction of the bus bar 7 from the center position CEN of the bus bar 7 shown in FIG. (See FIG. 4).
  • the graph shown by the solid line in FIG. 5 is based on the direct current shown in FIG.
  • the graph shown by the broken line in FIG. 5 is based on the alternating current (frequency: 10000 Hz) shown in FIG. As shown in FIG. 5, it is understood that the difference in magnetic flux density between AC and DC is closer to the center position CEN.
  • the difference corresponding to the magnetic flux density of about 3 mT is a detected value of the alternating current as compared with the case where the direct current is detected. Will occur. Since such a difference occurs, it is not desirable to detect the alternating current by calibrating with the direct current. That is, when an alternating current is detected, the calibration must also be performed with the alternating current flowing.
  • FIG. 6 shows the calibration in the present embodiment.
  • the calibration device 20 has a configuration excluding at least the current sensor 8 (product sensor) that is the object to be calibrated. That is, the calibration device 20 includes a current sensor calibration unit 25, an alternating current generation unit 24, a bus bar 22, and a reference current sensor 29.
  • the current sensor calibration unit 25 includes a current sensor output comparison unit 26, a current sensor communication unit 27, and a switch 21.
  • the reference current sensor 29 is a reference current sensor that can detect the current flowing through the bus bar 22 with high accuracy.
  • the bus bar 22 is formed of a conductor such as copper. Both ends of the bus bar 22 are connected to the alternating current generator 24.
  • the reference current sensor 29 and the current sensor 8 detect an alternating current (calibration alternating current described later) flowing through the bus bar 22 and output a detection signal to the current sensor output comparison unit 26.
  • the alternating current generation unit 24 is a single-phase alternating current generation source, and mainly includes a voltage adjustment unit (not shown) and a transformer unit (not shown).
  • the alternating current generation unit 24 communicates with the current sensor output comparison unit 26, receives an instruction from the current sensor output comparison unit 26, and outputs an alternating current to the bus bar 22. This AC current will be called a calibration AC current.
  • the current sensor output comparison unit 26 issues a command to output an alternating current for calibration to the alternating current generation unit 24 at the time of output gain adjustment described later.
  • the current sensor output comparison unit 26 compares the output of the reference current sensor 29 and the output of the current sensor 8, and outputs a difference between these output voltages to the current sensor communication unit 27.
  • the current sensor communication unit 27 generates correction data for correcting the setting data stored in the memory 15 of the current sensor 8 based on the difference between the output voltages, and outputs the correction data to the current sensor 8.
  • the current sensor 8 corrects the setting data included in the memory 15 using the correction data.
  • the switch 21 switches the connection destination of the current sensor 8 between the current sensor output comparison unit 26 and the current sensor communication unit 27.
  • FIG. 7 is a flowchart for the calibration of this embodiment.
  • the flowchart includes an offset voltage adjustment process including steps S02 to S05 and an output gain adjustment process including steps S06 to S09.
  • product sensor in FIG. 7 refers to the current sensor 8
  • reference sensor refers to the reference current sensor 29.
  • step S02 When the calibration flow is started (step S01), the process enters step S02.
  • step S02 no current flows through the bus bar 22.
  • the current sensor output comparison unit 26 measures the offset voltages of the current sensor 8 and the reference current sensor 29.
  • step S03 the current sensor output comparison unit 26 calculates an offset voltage error by subtracting the offset voltage of the reference current sensor 29 from the offset voltage of the current sensor 8.
  • the current sensor output comparison unit 26 transmits offset correction data having an offset voltage error to the current sensor communication unit 27.
  • step S04 is entered.
  • step S04 the current sensor communication unit 27 outputs the offset correction data to the current sensor 8.
  • the control unit 13 corrects the offset data of the setting data included in the memory 15 using the offset correction data. Specifically, the offset voltage error is added to the offset data of the setting data.
  • the process enters step S05.
  • the current sensor output comparison unit 26 measures the offset voltages of the current sensor 8 and the reference current sensor 29 in a state where the bus bar 22 is not energized, as in step S02. Then, the current sensor output comparison unit 26 confirms whether or not the voltage value of the offset voltage of the current sensor 8 is within the target output range.
  • the current sensor output comparison unit 26 determines whether or not the difference when the offset voltage of the reference current sensor 29 is subtracted from the offset voltage of the current sensor 8 is equal to or less than a predetermined value. If a positive determination is made, the process enters step S06. If a negative determination is made, step S02 is entered, and the same flow is followed thereafter. If a negative determination is made at a predetermined number of times, for example, 5 times in step S05, the current sensor 8 is regarded as a product defect.
  • step S ⁇ b> 06 the alternating current generator 24 causes the calibration alternating current to flow through the bus bar 22 in response to a command from the current sensor output comparator 26.
  • the frequency of the alternating current for calibration is the frequency when the current sensor 8 is actually used, that is, the frequency of the alternating current to be measured. Further, for the reason described later (see FIG. 9), the amplitude of the alternating current for calibration is set to the amplitude of the maximum current that flows through the bus bar 22 when the current sensor 8 is actually used.
  • the current sensor output comparison unit 26 measures the output voltage waveform output from each of the current sensor 8 and the reference current sensor 29. After step S06, the process enters step S07.
  • step S07 the current sensor output comparison unit 26 calculates an output gain error from the voltage waveform of the current sensor 8 and the voltage waveform of the reference current sensor 29.
  • the current sensor output comparison unit 26 transmits output gain correction data having an output gain error to the current sensor communication unit 27.
  • step S08 the current sensor communication unit 27 outputs the output gain correction data to the current sensor 8.
  • the control unit 13 corrects the output gain data of the setting data included in the memory 15 using the output gain correction data. Specifically, the output gain error is added to the output gain data of the setting data.
  • step S09 the process enters step S09.
  • step S09 the current sensor output comparison unit 26 measures the output voltage waveforms of the current sensor 8 and the reference current sensor 29 in a state where the calibration alternating current is supplied to the bus bar 22, as in step S06. Then, the current sensor output comparison unit 26 confirms whether the voltage amplified by the output gain of the current sensor 8 is within the target output range. That is, the current sensor output comparison unit 26 determines whether the difference between the amplitude of the output voltage waveform of the current sensor 8 and the amplitude of the output voltage waveform of the reference current sensor 29 is equal to or less than a predetermined value. If a positive determination is made, step S10 is entered and the flow is terminated. If a negative determination is made, step S06 is entered, and the same flow is followed thereafter. If a negative determination is made at a predetermined number of times, for example, 5 times in step S09, the current sensor 8 is determined to be defective.
  • the setting data after correction based on the detection value obtained by detecting the predetermined calibration AC current by the magnetic flux detection unit 11 is stored in the memory 15.
  • the detection result of the alternating current by the magnetic flux detecting unit 11 is adjusted by the signal adjusting unit 12 so that no detection error occurs when the current sensor 8 detects the alternating current. be able to.
  • FIG. 8 shows an example of the relationship between the input current and output voltage of the current sensor 8 when calibrated with a direct current.
  • the current When calibrating with a direct current, the current must flow until the current is stable and the measurement is complete. Therefore, the maximum current value (700A in FIG. 8) may not be calibrated because of the product damage caused by the bus bar generating heat.
  • the broken line L1 may actually be calibrated as indicated by the solid line L2.
  • calibration is often performed at two points of 0 A (first adjustment point) and the positive current value (second adjustment point) that can be calibrated, and the minus side is often not calibrated. .
  • FIG. 9 shows an example of the relationship between the input current and output voltage of the current sensor 8 when calibration is performed in the present embodiment.
  • calibration is performed with an alternating current having a maximum amplitude of 700 A that may actually be used.
  • the frequency of the alternating current is set to a frequency that is actually used.
  • calibration can be performed in the current range of ⁇ 700 A to +700 A that is actually used. That is, the voltage output from the current sensor 8 can be made error-free in all current regions actually used.
  • the current sensor of the present embodiment has the following configuration and exhibits the following operational effects.
  • the current sensor 8 detects a magnetic flux generated by an alternating current flowing through the bus bars 7 and 22 that are conductors, thereby detecting a magnetic flux detection unit 11 that detects the alternating current and a predetermined calibration alternating current flowing through the bus bar 22.
  • a memory 15 that stores setting data based on the detection value detected by the magnetic flux detection unit 11. As a result, it is possible to prevent a detection error from occurring when the current sensor 8 detects an alternating current.
  • the frequency of the alternating current for calibration is determined based on the frequency of the alternating current to be measured. Thereby, it is possible to prevent an error from occurring when the current sensor 8 detects an alternating current to be measured.
  • the communication terminal 3 is further provided for outputting a detection signal and receiving correction data relating to setting data. This eliminates the need to unnecessarily increase the number of communication terminals, thereby contributing to space saving.
  • the current sensor substrate 2 provided with the magnetic flux detector 11 and the memory 15 is further provided, and the communication terminal 3 is provided on the current sensor substrate 2.
  • the magnetic flux detection unit 11, the memory 15, and the communication terminal 3 can be combined on the current sensor substrate 2.
  • FIG. 10A shows the current detection unit 30.
  • the current detection unit 30 includes a current sensor 8 provided on the bus bar 7, and the current sensor 8 detects a current flowing through the bus bar 7.
  • the current detection unit 30 constitutes a current detection module 31 as shown in FIG.
  • the current detection module 31 includes a number of current detection units 30 corresponding to the number of phases of the alternating current used.
  • FIG. 10B shows a current detection module 31 for a three-phase alternating current. Since the current detection module 31 shown in FIG. 10B is for flowing a three-phase alternating current, it has three current detection units 30. For the following description, the three current detection units 30 shown in FIG. 10B will be re-assigned as 30U, 30V, and 30W.
  • bus bars included in the current detection units 30U, 30V, and 30W are re-assigned as bus bars 7U, 7V, and 7W, respectively.
  • the current sensors included in the current detection units 30U, 30V, and 30W are re-referenced as current sensors 8U, 8V, and 8W.
  • FIG. 10B shows how a three-phase alternating current flows through the current detection module 31.
  • the U-phase, V-phase, and W-phase AC currents flow through the bus bars 7U, 7V, and 7W of the current detection units 30U, 30V, and 30W, respectively. That is, the phases of the alternating currents flowing through the respective current detection units 30 are different from each other.
  • a current sensor of a certain current detection unit 30 detects even a magnetic flux generated by a current flowing in a current detection unit 30 other than the current detection unit 30. Occur. This will be specifically described.
  • the solid lines 801a, 801b, and 801c shown in FIG. 11 are voltage waveforms output from the current detection module 31 shown in FIG.
  • the current detection units 30U, 30V, and 30W of the current detection module 31 should output the voltage waveforms indicated by the broken lines 802a, 802b, and 802c, respectively, but solid lines 801a and 801b are caused by interference with each other. , 801c are output. Therefore, when the current detection module 31 is configured using three calibrated single-phase AC currents for one current detection unit 30 and the three-phase AC current is detected, an error is caused by the difference between the solid line and the broken line. End up. Therefore, in this embodiment, three current sensors 8 are used to calibrate with a three-phase alternating current.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating calibration according to the present embodiment.
  • the calibration according to the present embodiment will be described with reference to FIG. In addition, description is abbreviate
  • calibration is performed using a three-phase alternating current. This is the main difference from the calibration of the first embodiment (FIG. 6).
  • the calibration device 120 has a configuration excluding at least the current sensors 8U, 8V, and 8W (product sensors) to be calibrated. That is, the calibration device 120 includes a current sensor calibration unit 125, an alternating current generation unit 124, a bus bar 122, and reference current sensors 129U, 129V, and 129W.
  • the current sensor calibration unit 125 includes a current sensor output comparison unit adapted to three-phase alternating current detection, a current sensor communication unit, and a switch.
  • the bus bar 122 includes bus bars 122U, 122V, and 122W. One ends of the bus bars 122U, 122V, 122W are connected to each other at a point 122P, and the other ends are connected to the alternating current generator 124, respectively.
  • the bus bars 122U, 122V, and 122W are provided with reference current sensors 129U, 129V, and 129W, and current sensors 8U, 8V, and 8W to be calibrated, respectively.
  • the calibration flowchart of the present embodiment is different from the three-phase or single-phase, but is otherwise the same as the calibration flowchart (FIG. 7) of the first embodiment, and the description thereof is omitted.
  • the error caused by the interference due to the alternating current of the other phase can be corrected, and the output of the current sensor 8 does not include the error.
  • the present embodiment as in the first embodiment, it is possible to prevent an error (see FIG. 5) due to the skin effect from occurring. Moreover, it can also calibrate in the whole electric current range to be used (refer FIG. 9).
  • the current sensor of the present embodiment has the following configuration and exhibits the following operational effects in addition to the operational effects of the first embodiment.
  • the magnetic flux detection unit 11 detects the three-phase alternating current flowing through the three bus bars by detecting the magnetic flux generated by the three-phase alternating current flowing through the three bus bars.
  • the calibration AC current is also a three-phase AC current according to the object to be measured, and each phase current flows through each of the three bus bars. As a result, an error caused by interference due to an alternating current of another phase can be corrected, and the error is not included in the output of the current sensor 8.
  • FIG. 13 shows a power conversion device 50 (inverter device 50) including the current sensor 8.
  • the current sensor 8 is provided in a current detection module 31 for detecting a three-phase alternating current as shown in FIG. Since the current detection module 31 is provided in the power conversion device 50, the current sensor 8 is provided in the power conversion device 50.
  • the power conversion device 50 includes a current detection module 31, an inverter circuit 51, a smoothing capacitor 52, an inverter circuit board 59, and terminals P1, P2, P3, P4, P5, P6, and P7.
  • One end on the right side of the bus bars 7U, 7V, 7W of the current detection module 31 is connected to terminals P5, P6, P7, respectively.
  • a load such as a three-phase motor is usually connected to terminals P5, P6, and P7.
  • the other ends on the left side of the bus bars 7U, 7V, 7W of the current detection module 31 are connected to output terminals 51U, 51V, 51W of the inverter circuit 51, respectively.
  • the inverter circuit 51 is connected to a high voltage power source (not shown) via the smoothing capacitor 52 and the terminal P1, and power for output to the outside is output from the high voltage power source via the terminals P5, P6, and P7. Have been supplied.
  • the inverter circuit 51 includes a high-side U-phase switch UH, a V-phase switch VH, a W-phase switch WH, and a low-side U-phase switch UL, a V-phase switch VL, and a W-phase switch WL. These switches are controlled by the control circuit 53.
  • the inverter circuit board 59 includes a control circuit 53 and a switch 54.
  • the control circuit 53 is supplied with low voltage power from a low voltage power source (not shown) via a terminal P3.
  • the control circuit 53 operates in response to a control communication signal from a control device (not shown) via the terminal P2.
  • the control circuit 53 not only controls the switches UH, VH, WH, UL, VL, WL included in the inverter circuit 51 but also controls the switch 54.
  • the switch 54 is controlled to be turned off at the time of calibration described later, and is controlled to be turned on at other times (normal time).
  • the control circuit 53 normally receives detection signals from the current sensors 8U, 8V, 8W.
  • the switch 54 is turned off during calibration so that the signal of the communication terminal 3 is not input to the control circuit 53 so that the calibration device can correct (rewrite) the setting data of the current sensor 8 normally. Because.
  • FIG. 14 shows calibration in the present embodiment.
  • the calibration of the current sensors 8U, 8V, and 8W is performed by attaching the calibration device 220 to the power conversion device 50.
  • the calibration device 220 includes a current sensor calibration unit 225, an alternating current generation unit 224, bus bars 222U, 222V, and 222W, and reference current sensors 229U, 229V, and 229W.
  • the current sensor calibration unit 225 includes a current sensor output comparison unit adapted to three-phase alternating current detection, a current sensor communication unit, and a switch.
  • Bus bars 222U, 222V, and 222W of calibration device 220 are connected to terminals P5, P6, and P7 of power conversion device 50, respectively.
  • the three-phase calibration AC current generated from the AC current generation unit 224 is input to the power conversion device 50 from the terminals P5, P6, and P7 via the bus bars 222U, 222V, and 222W, respectively.
  • a three-phase calibration AC current flows through the bus bars 7U, 7V, and 7W.
  • detection signals output from the current sensors 8U, 8V, and 8W of the power conversion device 50 are input to the current sensor calibration unit 225.
  • Output signals of the reference current sensors 229U, 229V, and 229W are also input to the current sensor calibration unit 225.
  • the current sensor calibration unit 225 calculates the difference between the detection signals of the current sensors 8U, 8V, and 8W and the output signals of the reference current sensors 229U, 229V, and 229W for the U phase, the V phase, and the W phase, respectively. Based on these differences, correction data for correcting the setting data of each phase is generated and output to the current sensors 8U, 8V, and 8W, respectively.
  • the switch 54 is controlled to be turned off when the setting data stored in the memory 15 of the current sensor circuit 1 of the current sensor 8 is corrected, that is, during calibration. After the switch 54 is turned off and disconnected from the control circuit 53, the calibration device 220 corrects the setting data. Note that, during calibration of the present embodiment, the power supply from the high voltage power source is stopped.
  • the U-phase switch UH, the V-phase switch VH, and the W-phase switch WH on the high side are all turned off.
  • all of the low-side U-phase switch UL, V-phase switch VL, and W-phase switch WL are turned on.
  • a point corresponding to the point 122P shown in FIG. 12 is formed in the inverter circuit 51, so that the current flowing through the three-phase bus bars 7U, 7V, 7W merges at one point. become.
  • the connection in the calibration of the present embodiment is as described above. Note that the calibration flowchart of the present embodiment is the same as that of the second embodiment, and a description thereof will be omitted.
  • the current sensor of the present embodiment has the following configuration and exhibits the following operational effects.
  • the current sensor 8 is electrically connected to the inverter circuit 51 including a plurality of switching elements UH, UL, VH, VL, WH, WL, the inverter DC terminal P1 electrically connected to the inverter circuit 51, and the inverter circuit 51. It is mounted on a power converter 50 having inverter AC terminals P5, P6, and P7 to be connected.
  • the plurality of bus bars 7U, 7V, 7W are connected to the inverter circuit 51 and inverter AC terminals P5, P6, P7.
  • Each switching element UH, UL, VH, VL, WH, WL of the inverter circuit 51 is set to a predetermined switch state, that is, the high-side U-phase switch UH, V-phase switch VH, and W-phase switch WH are all turned off. To do. On the other hand, all of the low-side U-phase switch UL, V-phase switch VL, and W-phase switch WL are turned on.
  • inverter AC terminals P5, P6, and P7 to an AC current generator 224 that is a calibration current source provided outside power converter 50, the AC current for calibration flows through a plurality of bus bars 7U, 7V, and 7W.
  • the current sensor 8 can be calibrated without removing the current sensor 8 from the power conversion device 50. Further, unlike the second embodiment, the current sensor 8 is calibrated in the power conversion device 50 in which the current sensor 8 is actually mounted. Therefore, conditions closer to the actual use environment (for example, conditions such as magnetic flux density distribution) ) Can be calibrated.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating calibration according to the present embodiment. Also in this embodiment, the current sensor 8 is mounted on the power conversion device 50 shown in FIG. 13, and the current sensor 8 is calibrated in this state.
  • the main feature of the third embodiment is that the calibration device 320 does not include an alternating current generator, that the calibration device 320 is also connected to the motor M, and that calibration is performed using the alternating current output by the power converter 50. This is a major difference. Note that description of the same configuration as that of the third embodiment is omitted.
  • the current sensor 8 is calibrated when the power conversion device 50 is outputting AC power to the motor M as a load.
  • the calibration device 320 of the present embodiment is provided between the power conversion device 50 and the motor M. One end of the windings 61, 62, 63 of the motor M is connected to the calibration device 320, but the other ends of the windings 61, 62, 63 are connected to each other.
  • the calibration device 320 includes a current sensor calibration unit 325, bus bars 322U, 322V, and 322W, and reference current sensors 329U, 329V, and 329W. That is, the calibration device 320 does not include an alternating current generator.
  • high voltage power from a high voltage power source of the power conversion device 50 is used.
  • the control circuit 53 includes switches UH, UL, VH, VL, and so on so that the inverter circuit 51 outputs a three-phase alternating current. WH and WL are controlled.
  • the alternating current output from the inverter circuit 51 flows through the bus bars 7U, 7V, and 7W, passes through the terminals P5, P6, and P7, and then flows through the bus bars 322U, 322V, and 322W of the calibration device 320 and the U-phase winding of the motor M. 61, the V-phase winding 62, and the W-phase winding 63.
  • detection signals output from the current sensors 8U, 8V, and 8W of the power conversion device 50 are input to the current sensor calibration unit 325.
  • Output signals of the reference current sensors 329U, 329V, and 329W are also input to the current sensor calibration unit 325.
  • the current sensor calibration unit 325 calculates the difference between the detection signals of the current sensors 8U, 8V, and 8W and the output signals of the reference current sensors 329U, 329V, and 329W for each of the U phase, the V phase, and the W phase. Based on these differences, correction data for correcting the setting data of each phase is generated and output to the current sensors 8U, 8V, and 8W, respectively.
  • the switch 54 is controlled to be turned off when the setting data stored in the memory 15 of the current sensor circuit 1 of the current sensor 8 is corrected, that is, during calibration. After the switch 54 is turned off and disconnected from the control circuit 53, the calibration device 220 corrects the setting data.
  • the current sensor of the present embodiment has the following configuration and exhibits the following operational effects.
  • the current sensor 8 includes an inverter circuit 51 including a plurality of switching elements UH, UL, VH, VL, WH, WL for converting DC power into AC power, and inverter output terminals P5, P6 for outputting AC power. , P7.
  • the plurality of bus bars 7U, 7V, 7W are connected to the inverter circuit 51 and inverter output terminals P5, P6, P7.
  • this embodiment it calibrates with the alternating current which the power converter device 50 actually outputs. Since the current sensor 8 uses the alternating current as a measurement target, it is possible to prevent the detection signal output from the current sensor 8 from including an error as compared with the third embodiment.
  • the structural mold 6 shown in FIGS. 1 and 2 is fixed to the bus bar 7, the present invention is not limited to this.
  • the structural mold 6 may be fixed to the inverter circuit board 9 or may be provided integrally with a mold member included in the inverter circuit board 9.
  • the current sensor substrate shown in FIGS. 1 and 2 is separate from the inverter circuit substrate, but may be provided integrally with the inverter circuit substrate.
  • the magnetic shield 5 shown in FIG. 2 is provided in a square U shape, but the present invention is not limited to this. For example, a round U shape may be sufficient and the shield shape divided
  • the memory 15 of the current sensor 8 may store setting data at a plurality of frequencies.
  • the frequency of the alternating current used in calibration is not limited to one, and a plurality of frequencies can be used. Further, one of the frequencies may be zero, that is, a direct current.
  • the magnetic flux detection unit 11 in FIG. 3 may have a magnetic flux detection element other than the Hall element. For example, you may make it have a giant magnetoresistive element (GMR element).
  • GMR element giant magnetoresistive element
  • the present invention can be applied when an N-phase (N is an integer of 2 or more) multiphase alternating current is used as a measurement target. Note that, as shown in the first embodiment, the present invention can also be applied when a single-phase alternating current is a measurement target.
  • the current sensor 8 is corrected by correcting the setting data (offset data, output gain data) stored in the memory 15 based on the correction data received from the current sensor communication unit 27 of the calibration device 20.
  • the setting data and the correction data may be stored in the memory 15, and based on these data, the calibrated setting data may be output from the control unit 13 to the signal adjustment unit 12.

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Abstract

電流センサで交流電流を検出する際に、検出信号から解釈される電流値と当該交流電流の真値との間で生じる誤差を低減することができる電流センサの提供。 電流センサは、バスバに流れる交流電流によって生じる磁束を検出することで当該交流電流を検出する磁束検出部１１と、バスバに流れる所定の校正用交流電流を磁束検出部１１により検出した検出値に基づく設定データを記憶するメモリ１５と、を備える。

Description

電流センサ
　本発明は、電流センサに関する。
　電流センサは、電流の大きさと検出信号とを所定の対応関係で結びつける設定データを備える。電流センサは、設定データに基づいて、検出した電流の大きさに応じた検出信号を出力する。電流センサは、環境の変化等の種々の原因で、検出した電流の大きさに応じた所定の検出信号を出力することが維持できなくなることがある。そこで、電流センサに対して校正を行い、設定データを補正する。
　当該校正は、特許文献１に記載されているように、電流センサに直流電流を検出させて行うのが一般的である。
特開２００１－１２４８０２号公報
　電流センサは、直流電流ではなく、交流電流を検出することもある。その際、直流電流を用いた校正に基づいて補正された設定データで交流電流を検出すると、検出信号から解釈される電流値と当該交流電流の真値との間で誤差が生じるという問題がある。
　本発明の好ましい態様による電流センサは、導体に流れる交流電流を検出する電流検出部と、導体に流れる所定の校正用交流電流を電流検出部により検出した検出値に基づく補正データを記憶する記憶部と、を備えることを特徴とする。
　本発明によれば、電流センサで交流電流を検出する際に、検出信号から解釈される電流値と当該交流電流の真値との間で生じる誤差を低減することができる。
電流センサがインバータに実装された様子を示した図。 電流センサがインバータに実装された様子を示した図（図１の矢視図）。 電流センサ回路とその周辺構成を示した図。 周波数表皮効果を説明するための図。 周波数表皮効果による検出磁束を示した図。 第１実施形態による校正について示した図。 校正のフロー図。 交流電流による校正領域を示した図。 直流電流による校正領域を示した図。 多相交流電流通電時に磁束が干渉する様子を示した図。 多相交流電流通電時の電流センサの出力電圧を示した図。 第２実施形態による校正について示した図。 電力変換装置（インバータ装置）の構成を示す図。 第３実施形態による校正について示した図。 第４実施形態による校正について示した図。
―第１実施形態―
　図１及び図２は、本実施形態の電流センサ８がインバータ装置に実装された例を示している。図２は、矢印ＹＡ１から図１を見たときの矢視図である。
　バスバ７は銅などの導体で形成されている。バスバ７は、インバータ主回路の一部であり、パワーモジュールなどから出力される電流が流れる。バスバ７に電流が流れると、バスバ７を中心軸として磁束が生じる。
　電流センサ８は、バスバ７に流れる電流によって生じる磁束を検出して、検出信号をインバータ回路基板９に出力する。
　インバータ回路基板９は、インバータの制御基板であり、電流センサ８から受信した検出信号を用いてフィードバック制御を行う。
　ここで、電流センサ８の構成について説明する。電流センサ８は、電流センサ回路１と、電流センサ基板２と、通信端子３と、周辺電子部品４と、磁気シールド５と、構造モールド６と、を備えている。
　通信端子３は、電流センサ回路１とインバータ回路基板９を電気的に接続する端子である。通信端子３は、電流センサ回路１の信号をインバータ回路基板９へ伝達する。また、通信端子３は、インバータ回路基板９側からの信号を電流センサ回路１へ伝達する。インバータ回路基板９側からの信号を電流センサ回路１へ伝達することの詳細については、後述する。なお、通信端子３は、電流センサ回路１が動作するための電力も伝達する。
　電流センサ回路１は、バスバ７に流れる電流によって生じる磁束を検出して、通信端子３を介して検出信号をインバータ回路基板９に出力する。電流センサ回路１の詳細については、後述する。
　周辺電子部品４は、電流センサ基板２に搭載される周辺ＲＣチップ部品である。
　電流センサ基板２は、電流センサ回路１、通信端子３、および、周辺電子部品４を搭載する基板である。電流センサ基板２は、電流センサ回路１がバスバ７に対して所定の距離だけ離れて位置するように、構造モールド６でバスバ７に固定されている。
　磁気シールド５は、磁気ノイズの影響を低減するために設けられている。図２に示すように、磁気シールド５はバスバ７と電流センサ基板２を取り囲むため、四角Ｕ字型の形状をしている。
　構造モールド６は、電流センサ基板２と磁気シールド５とバスバ７の一部を構造的に保持する構造モールドである。
　図３は、電流センサ回路１とその周辺構成を示した図である。
　電流センサ回路１は、磁束検出部１１と、信号調整部１２と、制御部１３と、通信部１４と、メモリ１５と、を備えている。
　制御部１３は、電流センサ回路１の他の各構成の動作を制御する。
　メモリ１５は、データの書き換えが可能なメモリであり、例えば、ＥＥＰＲＯＭなどで構成される。メモリ１５は、オフセットデータおよび出力ゲインデータを有する設定データを記憶する。メモリ１５に記憶された設定データは、制御部１３により、信号調整部１２に適宜出力される。また、後述する設定データの校正時には、制御部１３により、メモリ１５に記憶された設定データが補正される。
　磁束検出部１１は、バスバ７に流れる電流を検出する。具体的には、磁束検出部１１はホール素子を有し、バスバ７に流れる電流によって生じる磁束をホール素子により検出することで、バスバ７に流れる電流を検出する。そして、検出した電流の大きさに応じた電圧信号を信号調整部１２に出力する。
　信号調整部１２は、磁束検出部１１による電流の検出結果とメモリ１５に記憶された設定データとに基づく検出信号を生成する。具体的には、信号調整部１２は、メモリ１５に記憶されて制御部１３から出力された設定データに基づいて、磁束検出部１１から受信した電圧信号をオフセット調整およびゲイン調整することで、検出信号を生成する。信号調整部１２は、電力供給が途絶えるたびに、保持している設定データを消失するように設計されている。そのため、信号調整部１２は、電流センサ回路１の起動のたびに、制御部１３から設定データを受信する。
　通信部１４は、信号調整部１２から得られた検出信号を、通信端子３を介してインバータ回路基板９（図１参照）に出力する。また、通信部１４は、メモリ１５に記憶された設定データの校正時には、外部から通信端子３を介して、設定データを補正するための補正データを受信する。すなわち、通信端子３は、通信部１４が検出信号を出力し、かつ補正データを受信するために使用される。
　図４は、バスバ７に電流を流した場合のバスバ７内で生じる磁束密度Ｂの分布を示している。図４（ａ）は直流電流を流した場合で、図４（ｂ）は交流電流を流した場合である。直流電流を流した場合、バスバ７内の電流密度が一様に分布するため、図４（ａ）に示すように、磁束密度Ｂも一様に分布する。一方、交流電流を流した場合は、表皮効果により、電流がバスバ７の角部に集中するため、図４（ｂ）に示すように、磁束密度Ｂもバスバ７の角部に集中する。
　図５は、図４に示した条件で電流を流した結果を示したものであり、図４に示すバスバ７の中心位置ＣＥＮからのバスバ７の厚み方向に沿った距離に対する磁束密度を示したものである（図４参照）。図５に実線で示すグラフが、図４（ａ）に示す直流電流によるものである。図５に破線で示すグラフが、図４（ｂ）に示す交流電流（周波数：１００００Ｈｚ）によるものである。図５に示すように、交流と直流とでは、中心位置ＣＥＮに近いほど磁束密度に差が生じていることが理解される。具体的には、電流センサ回路１と中心位置ＣＥＮとの距離がたとえば５ｍｍである場合には、直流電流を検出した場合と比べて、３ｍＴ程度の磁束密度に相当する差が交流電流の検出値において生じることになる。このような差が生じてしまうため、直流電流で校正して交流電流を検出するようなことは望ましくない。すなわち、交流電流を検出する場合は、その校正も交流電流を流して行う必要がある。
　図６は、本実施形態における校正について示したものである。校正装置２０は、校正される対象である電流センサ８（製品センサ）を少なくとも除いた構成を有している。すなわち、校正装置２０は、電流センサ校正部２５と、交流電流発生部２４と、バスバ２２と、基準電流センサ２９と、を備えている。電流センサ校正部２５は、電流センサ出力比較部２６と、電流センサ通信部２７と、スイッチ２１と、を備えている。
　基準電流センサ２９は、バスバ２２に流れる電流を高精度に検出できる基準電流センサである。
　バスバ２２は、銅などの導体で形成されている。バスバ２２は、両端が交流電流発生部２４に接続されている。基準電流センサ２９および電流センサ８は、バスバ２２を流れる交流電流（後述する校正用交流電流）を検出し、検出信号を電流センサ出力比較部２６に出力する。
　交流電流発生部２４は、単相交流電流発生源であり、不図示の電圧調整部と不図示のトランス部とで主に構成されている。交流電流発生部２４は、電流センサ出力比較部２６と通信しており、電流センサ出力比較部２６から指令を受けて、バスバ２２に対して交流電流を出力する。この交流電流を校正用交流電流と呼ぶことにする。
　電流センサ出力比較部２６は、後述する出力ゲイン調整の時に交流電流発生部２４に校正用交流電流を出力するよう指令を出す。電流センサ出力比較部２６は、基準電流センサ２９の出力と電流センサ８の出力を比較し、これらの出力電圧の差を電流センサ通信部２７に出力する。
　電流センサ通信部２７は、上記の出力電圧の差に基づいて、電流センサ８のメモリ１５に記憶されている設定データを補正するための補正データを生成し、電流センサ８に出力する。電流センサ８は、補正データを用いて、メモリ１５が有する設定データを補正する。
　スイッチ２１は、電流センサ８の接続先を電流センサ出力比較部２６と電流センサ通信部２７との間で切り替える。
　図７は、本実施形態の校正についてのフローチャートである。当該フローチャートは、ステップＳ０２～Ｓ０５からなるオフセット電圧調整工程と、ステップＳ０６～Ｓ０９からなる出力ゲイン調整工程とを有する。なお、図７にある「製品センサ」とは、電流センサ８を指し、「基準センサ」とは基準電流センサ２９を指す。以下、図７を用いて、本実施形態の校正の手順について説明する。
　校正フローが開始されると（ステップＳ０１）、ステップＳ０２に入る。
　ステップＳ０２では、バスバ２２には電流が流れない。その状態で、電流センサ出力比較部２６は、電流センサ８および基準電流センサ２９のそれぞれのオフセット電圧を計測する。ステップＳ０２の後、ステップＳ０３に入る。
　ステップＳ０３において、電流センサ出力比較部２６は、電流センサ８のオフセット電圧から基準電流センサ２９のオフセット電圧を差し引くことで、オフセット電圧誤差を算出する。電流センサ出力比較部２６は、オフセット電圧誤差を有するオフセット補正データを電流センサ通信部２７に送信する。ステップＳ０３の後、ステップＳ０４に入る。
　ステップＳ０４において、電流センサ通信部２７は、上記のオフセット補正データを電流センサ８に出力する。電流センサ８において、制御部１３は、上記のオフセット補正データを用いて、メモリ１５が有する設定データのオフセットデータを補正する。具体的には、設定データのオフセットデータにオフセット電圧誤差を加算する。ステップＳ０４の後、ステップＳ０５に入る。
　ステップＳ０５において、電流センサ出力比較部２６は、ステップＳ０２と同様に、バスバ２２に通電しない状態で、電流センサ８および基準電流センサ２９のそれぞれのオフセット電圧を計測する。そして、電流センサ出力比較部２６は、電流センサ８のオフセット電圧の電圧値が目標とする出力範囲に入っているか確認する。すなわち、電流センサ出力比較部２６は、電流センサ８のオフセット電圧から基準電流センサ２９のオフセット電圧を差し引いた時の差が所定値以下であるかを判定する。肯定判定されれば、ステップＳ０６に入る。否定判定されればステップＳ０２に入り、以下同様の流れをたどる。なお、ステップＳ０５で、所定の回数、例えば、５回否定判定されたら、電流センサ８は製品不良とされる。
　ステップＳ０６において、交流電流発生部２４は、電流センサ出力比較部２６の指令を受けて、バスバ２２に校正用交流電流を流す。校正用交流電流の周波数は、電流センサ８が実際に用いられるときの周波数、すなわち、測定対象とされる交流電流の周波数である。また、後述する理由（図９参照）により、校正用交流電流の振幅は、電流センサ８が実際に用いられるときにバスバ２２に流される最大電流の振幅に設定されている。電流センサ出力比較部２６は、電流センサ８および基準電流センサ２９のそれぞれが出力する出力電圧波形を計測する。ステップＳ０６の後、ステップＳ０７に入る。
　ステップＳ０７において、電流センサ出力比較部２６は、電流センサ８の電圧波形と基準電流センサ２９の電圧波形から、出力ゲイン誤差を算出する。電流センサ出力比較部２６は、出力ゲイン誤差を有する出力ゲイン補正データを電流センサ通信部２７に送信する。ステップＳ０７の後、ステップＳ０８に入る。
　ステップＳ０８において、電流センサ通信部２７は、上記の出力ゲイン補正データを電流センサ８に出力する。電流センサ８において、制御部１３は、上記の出力ゲイン補正データを用いて、メモリ１５が有する設定データの出力ゲインデータを補正する。具体的には、設定データの出力ゲインデータに出力ゲイン誤差を加算する。ステップＳ０８の後、ステップＳ０９に入る。
　ステップＳ０９において、電流センサ出力比較部２６は、ステップＳ０６と同様に、バスバ２２に校正用交流電流を流した状態で、電流センサ８および基準電流センサ２９のそれぞれの出力電圧波形を計測する。そして、電流センサ出力比較部２６は、電流センサ８の出力ゲインによって増幅された電圧が目標とする出力範囲に入っているか確認する。すなわち、電流センサ出力比較部２６は、電流センサ８の出力電圧波形の振幅と基準電流センサ２９の出力電圧波形の振幅との差が所定値以下であるかを判定する。肯定判定されれば、ステップＳ１０に入りフローを終了する。否定判定されればステップＳ０６に入り、以下同様の流れをたどる。なお、ステップＳ０９で、所定の回数、例えば、５回否定判定されたら、電流センサ８は製品不良とされる。
　以上、図７に示すフローチャートに基づいて電流センサ８を校正することで、所定の校正用交流電流を磁束検出部１１により検出した検出値に基づく補正後の設定データがメモリ１５に記憶される。この補正後の設定データを用いて、磁束検出部１１による交流電流の検出結果を信号調整部１２により調整することで、電流センサ８が交流電流を検出する時に、検出誤差が生じないようにすることができる。
　図８は、直流電流で校正した場合の電流センサ８の入力電流と出力電圧の関係の一例を示したものである。直流電流で校正する場合、電流が安定して計測が完了するまでは、その電流を流している必要がある。よって、バスバが発熱することによる製品ダメージの関係で、最大電流値（図８では、７００Ａ）まで校正することができないことがある。その結果、破線Ｌ１のように校正すべきであるところを、実際は、実線Ｌ２のように校正されてしまう可能性がある。
　また、直流電流の場合、０Ａ（第１調整点）と上記の校正できるプラス側の電流値（第２調整点）の２点で校正することが多く、マイナス側については、校正されないことが多い。その結果、破線Ｌ３のように校正すべきであるところを、実際は、実線Ｌ４のように校正されてしまう可能性がある。
　以上より、直流電流で校正した場合には、校正されていない電流領域があり、上述した表皮効果（図４，図５参照）以外のことが原因で、出力電圧に誤差が生じる可能性がある。
　図９は、本実施形態における校正をした場合の電流センサ８の入力電流と出力電圧の関係の一例を示したものである。図９では、実際に使用する可能性のある最大振幅７００Ａを有する交流電流で校正している。無論、当該交流電流の周波数は、実際に使用する周波数に設定されている。その結果、実際に使用する電流領域である－７００Ａ～＋７００Ａにおいて校正することができる。すなわち、実際に使用する電流領域のすべてにおいて、電流センサ８の出力する電圧を誤差がないものとすることができる。
　本実施形態の電流センサは、以下の構成を有し、以下の作用効果を奏する。
（１）電流センサ８は、導体であるバスバ７、２２に流れる交流電流によって生じる磁束を検出することで当該交流電流を検出する磁束検出部１１と、バスバ２２に流れる所定の校正用交流電流を磁束検出部１１により検出した検出値に基づく設定データを記憶するメモリ１５と、を備える。
　これによって、電流センサ８が交流電流を検出する時に、検出誤差が生じないようにすることができる。
（２）校正用交流電流の周波数は、測定対象とされる交流電流の周波数に基づいて決定される。
　これによって、電流センサ８が測定対象とされる交流電流を検出する時に誤差が生じないようにすることができる。
（３）磁束検出部１１による交流電流の検出結果とメモリ１５に記憶された設定データとに基づく検出信号を出力する信号調整部１２および通信部１４をさらに備える。
　これによって、電流センサ８が交流電流を検出して検出信号を外部に出力する時に、高精度な検出信号を出力することができる。
（４）検出信号を出力し、かつ、設定データに関する補正データを受信するための通信端子３をさらに備える。
　これによって、通信端子をいたずらに増やす必要がなくなり、省スペース化に貢献できる。
（５）磁束検出部１１とメモリ１５とが設けられた電流センサ基板２をさらに備え、通信端子３は、電流センサ基板２に設けられている。
　これによって、磁束検出部１１とメモリ１５と通信端子３とを電流センサ基板２の上にまとめることができる。
―第２実施形態―
　図１０（ａ）は、電流検出ユニット３０を示している。電流検出ユニット３０は、バスバ７に電流センサ８が設けられたもので、バスバ７を流れる電流を電流センサ８が検出するものである。電流検出ユニット３０は、図１０（ｂ）に示すように、電流検出モジュール３１を構成する。電流検出モジュール３１は、用いる交流電流の相数に応じた数の電流検出ユニット３０を有する。図１０（ｂ）には、３相交流電流用の電流検出モジュール３１が示されている。図１０（ｂ）に示す電流検出モジュール３１は、３相交流電流を流すためのものなので、３つの電流検出ユニット３０を有する。以降の説明のため、図１０（ｂ）に示す３つの電流検出ユニット３０のそれぞれを３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗと、符号を付し直す。また、電流検出ユニット３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗが有するバスバを、それぞれバスバ７Ｕ、７Ｖ、７Ｗと符号を付し直す。電流検出ユニット３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗが有する電流センサを電流センサ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗと符号を付し直す。
　図１０（ｂ）は、電流検出モジュール３１に３相交流電流が流れる様子を示している。電流検出ユニット３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗのバスバ７Ｕ、７Ｖ、７Ｗには、それぞれ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電流が流れる。すなわち、それぞれの電流検出ユニット３０に流れる交流電流の相は、互いに異なっている。
　このように、複数の相が流れる電流検出モジュール３１においては、ある電流検出ユニット３０の電流センサがその電流検出ユニット３０以外の電流検出ユニット３０に流れる電流によって生じた磁束までも検出するという問題が起こる。具体的に説明する。図１０（ｂ）に示されている電流の向きは、Ｕ相とＷ相が図示下向き、Ｖ相が図示上向きとなっており、隣り合う電流検出ユニット３０のバスバ７に流れる電流の向きが互いに逆になっている。これによって、磁束同士が干渉し、本来検出すべき磁束の値よりも小さい値を検出することになる。
　図１１に示す実線８０１ａ、８０１ｂ、８０１ｃは、図１０（ｂ）に示す電流検出モジュール３１が出力する電圧波形である。電流検出モジュール３１の電流検出ユニット３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗは、本来ならば、それぞれ破線８０２ａ、８０２ｂ、８０２ｃで示される電圧波形を出力するはずであったが、互いに干渉したことにより、実線８０１ａ、８０１ｂ、８０１ｃを出力するようになっている。そのため、１つの電流検出ユニット３０に対して単相交流電流で校正したものを３つ用いて電流検出モジュール３１を構成して、３相交流電流を検出すると、実線と破線の差だけ誤差となってしまう。そこで、本実施形態では、この電流センサ８を３つ用いて３相交流電流で校正する。
　図１２は、本実施形態の校正について示した図である。図１２を用いて本実施形態の校正について説明する。なお、第１実施形態と同様の構成については説明を省略する。
　本実施形態では３相交流電流を用いて校正する。この点が、第１実施形態の校正（図６）との主な相違点である。
　校正装置１２０は、校正される対象である電流センサ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗ（製品センサ）を少なくとも除いた構成を有している。すなわち、校正装置１２０は、電流センサ校正部１２５と、交流電流発生部１２４と、バスバ１２２と、基準電流センサ１２９Ｕ，１２９Ｖ，１２９Ｗと、を備えている。なお、図示していないが、電流センサ校正部１２５は、３相交流電流検出に合わせた電流センサ出力比較部と、電流センサ通信部と、スイッチと、を備えている。
　バスバ１２２は、バスバ１２２Ｕ、１２２Ｖ、１２２Ｗを有している。バスバ１２２Ｕ、１２２Ｖ、１２２Ｗの一端は点１２２Ｐで互いに接続され、他端はそれぞれ交流電流発生部１２４に接続されている。バスバ１２２Ｕ、１２２Ｖ、１２２Ｗには、それぞれ、基準電流センサ１２９Ｕ、１２９Ｖ、１２９Ｗと、校正される対象である電流センサ８Ｕ、８Ｖ、８Ｗが設けられている。
　交流電流発生部１２４は、電流センサ校正部１２５の指令に応じて３相交流電流を出力する。そのため、点１２２Ｐでは、各相の電流の和がゼロになる。すなわち、ＩＵ＋ＩＶ＋ＩＷ＝０Ａが成り立つ。
　本実施形態の校正のフローチャートは、３相か単相かの違いはあるが、それ以外は第１実施形態の校正フローチャート（図７）と同様であるので説明を省略する。
　このように、３相交流電流で校正すると、他の相の交流電流による干渉によって生じる誤差を補正することができ、電流センサ８の出力に誤差が含まれなくなる。なお、本実施形態においても、第１実施形態と同様に、表皮効果による誤差（図５参照）も生じないようにすることができる。また、使用する電流範囲の全てにおいて校正することもできる（図９参照）。
　本実施形態の電流センサは、以下の構成を有し、第１実施形態の作用効果に加え、以下の作用効果を奏する。
　磁束検出部１１は、３つのバスバに流れる３相交流電流によって生じる磁束を検出することで当該３つのバスバに流れる３相交流電流をそれぞれ検出する。校正用交流電流も、測定対象に合わせて３相交流電流であり、各相の電流が３つのバスバのそれぞれを流れる。
　これによって、他の相の交流電流による干渉によって生じる誤差を補正することができ、電流センサ８の出力に当該誤差が含まれなくなる。
―第３実施形態―
　図１３は、電流センサ８を備える電力変換装置５０（インバータ装置５０）を示している。電流センサ８は、図１０（ｂ）に示されているような３相交流電流検出用の電流検出モジュール３１に設けられている。その電流検出モジュール３１が電力変換装置５０に設けられることで、電流センサ８は電力変換装置５０に設けられる。
　電力変換装置５０は、電流検出モジュール３１と、インバータ回路５１と、平滑用キャパシタ５２と、インバータ回路基板５９と、端子Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４、Ｐ５、Ｐ６、Ｐ７と、を備えている。
　電流検出モジュール３１のバスバ７Ｕ、７Ｖ，７Ｗの図示右側の一端は、それぞれ、端子Ｐ５、Ｐ６、Ｐ７に接続されている。端子Ｐ５、Ｐ６、Ｐ７には、通常、３相モータなどの負荷が接続される。また、電流検出モジュール３１のバスバ７Ｕ、７Ｖ，７Ｗの図示左側の他端は、それぞれ、インバータ回路５１の出力端子５１Ｕ、５１Ｖ、５１Ｗに接続されている。
　インバータ回路５１は、平滑用キャパシタ５２と端子Ｐ１とを介して、不図示の高電圧電力源と接続され、端子Ｐ５、Ｐ６、Ｐ７を介して外部に出力するための電力を高電圧電力源から供給されている。インバータ回路５１は、ハイサイド側のＵ相スイッチＵＨ，Ｖ相スイッチＶＨ，Ｗ相スイッチＷＨ、ローサイド側のＵ相スイッチＵＬ，Ｖ相スイッチＶＬ，Ｗ相スイッチＷＬを有している。これらのスイッチは、制御回路５３によって制御される。
　インバータ回路基板５９は、制御回路５３と、スイッチ５４と、を備えている。制御回路５３は、端子Ｐ３を介して不図示の低電圧電力源から低電圧電力を供給されている。制御回路５３は、端子Ｐ２を介して不図示の制御装置から制御通信信号を受けて、動作する。制御回路５３は、インバータ回路５１が有するスイッチＵＨ、ＶＨ，ＷＨ、ＵＬ、ＶＬ，ＷＬを制御するだけでなく、スイッチ５４も制御する。スイッチ５４は、後述する校正時にはオフとなるように制御され、それ以外の時（通常時）はオンとなるように制御される。制御回路５３は、通常時には、電流センサ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗからの検出信号を受信する。なお、スイッチ５４を校正時にオフにするのは、通信端子３の信号を制御回路５３に入力しないようにして、校正装置によって正常に電流センサ８の設定データの補正（書き換え）ができるようにするためである。
　図１４は、本実施形態における校正を示したものである。本実施形態では、電力変換装置５０に校正装置２２０を取り付けることで電流センサ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗの校正を行う。校正装置２２０は、電流センサ校正部２２５と、交流電流発生部２２４と、バスバ２２２Ｕ，２２２Ｖ，２２２Ｗと、基準電流センサ２２９Ｕ，２２９Ｖ，２２９Ｗと、を備えている。なお、図示していないが、電流センサ校正部２２５は、３相交流電流検出に合わせた電流センサ出力比較部と、電流センサ通信部と、スイッチと、を備えている。
　校正装置２２０のバスバ２２２Ｕ，２２２Ｖ，２２２Ｗは、それぞれ、電力変換装置５０の端子Ｐ５、Ｐ６、Ｐ７に接続される。交流電流発生部２２４から発生された３相の校正用交流電流は、バスバ２２２Ｕ，２２２Ｖ，２２２Ｗを介して、端子Ｐ５，Ｐ６，Ｐ７から電力変換装置５０にそれぞれ入力される。これにより、バスバ７Ｕ，７Ｖ，７Ｗに３相の校正用交流電流が流れる。このとき電力変換装置５０の電流センサ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗから出力される検出信号は、電流センサ校正部２２５に入力される。基準電流センサ２２９Ｕ，２２９Ｖ，２２９Ｗの出力信号も、電流センサ校正部２２５に入力される。電流センサ校正部２２５は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれについて、電流センサ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗの検出信号と、基準電流センサ２２９Ｕ，２２９Ｖ，２２９Ｗの出力信号との差をそれぞれ算出する。そして、これらの差に基づいて、各相の設定データを補正するための補正データを生成し、電流センサ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗにそれぞれ出力する。スイッチ５４は、電流センサ８の電流センサ回路１のメモリ１５に記憶されている設定データを補正する時、すなわち、校正時にはオフとなるように制御される。スイッチ５４をオフにして制御回路５３と切り離してから、校正装置２２０により上記の設定データが補正される。
　なお、本実施形態の校正時は、高電圧電力源からの電力供給を停止する。また、インバータ回路５１において、ハイサイド側のＵ相スイッチＵＨ，Ｖ相スイッチＶＨ，Ｗ相スイッチＷＨは、いずれもオフにする。一方、ローサイド側のＵ相スイッチＵＬ，Ｖ相スイッチＶＬ，Ｗ相スイッチＷＬは、いずれもオンにする。このようなスイッチ状態にすることで、インバータ回路５１において図１２に示す点１２２Ｐに相当する点を形成することになり、３相のバスバ７Ｕ，７Ｖ，７Ｗに流れる電流が１点で合流するようになる。本実施形態の校正における接続は以上である。なお、本実施形態の校正のフローチャートは、第２実施形態と同様であるので説明を省略する。
　本実施形態の電流センサは、以下の構成を有し、以下の作用効果を奏する。
　電流センサ８は、複数のスイッチング素子ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬを含むインバータ回路５１と、インバータ回路５１と電気的に接続されるインバータ直流端子Ｐ１と、インバータ回路５１と電気的に接続されるインバータ交流端子Ｐ５，Ｐ６，Ｐ７と、を有する電力変換装置５０に搭載される。
　複数のバスバ７Ｕ，７Ｖ，７Ｗは、インバータ回路５１とインバータ交流端子Ｐ５，Ｐ６，Ｐ７とに接続される。
　インバータ回路５１の各スイッチング素子ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬを所定のスイッチ状態、すなわち、ハイサイド側のＵ相スイッチＵＨ，Ｖ相スイッチＶＨ，Ｗ相スイッチＷＨは、いずれもオフにする。一方、ローサイド側のＵ相スイッチＵＬ，Ｖ相スイッチＶＬ，Ｗ相スイッチＷＬは、いずれもオンにする。
　インバータ交流端子Ｐ５，Ｐ６，Ｐ７を電力変換装置５０の外部に設けた校正用電流源である交流電流発生部２２４と接続することで校正用交流電流が複数のバスバ７Ｕ，７Ｖ，７Ｗを流れる。
　これによって、電流センサ８を電力変換装置５０から取り外すことなく、電流センサ８の校正を行うことができる。また、第２実施形態と異なり、電流センサ８が実際に搭載される電力変換装置５０の中で電流センサ８を校正するので、より実際の使用環境に近い条件（例えば、磁束密度分布などの条件）で校正することができる。
―第４実施形態―
　図１５は、本実施形態の校正について示した図である。本実施形態でも、電流センサ８は、図１３に示した電力変換装置５０に搭載され、その状態で電流センサ８を校正する。校正装置３２０が交流電流発生部を備えていないこと、校正装置３２０がモータＭにも接続されていること、電力変換装置５０が出力する交流電流で校正することが、第３実施形態との主な相違点である。なお、第３実施形態と同様の構成については、説明を省略する。
　本実施形態では、電力変換装置５０が負荷であるモータＭに交流電力を出力している時に電流センサ８を校正する。本実施形態の校正装置３２０は、電力変換装置５０とモータＭとの間に設けられている。モータＭの巻線６１，６２，６３の一端は校正装置３２０に接続されているが、巻線６１，６２，６３の他端は互いに結線されている。校正装置３２０は、電流センサ校正部３２５と、バスバ３２２Ｕ，３２２Ｖ，３２２Ｗと、基準電流センサ３２９Ｕ，３２９Ｖ，３２９Ｗと、を備えている。すなわち、校正装置３２０は、交流電流発生部を備えていない。本実施形態では、電力変換装置５０の高電圧電力源からの高電圧電力を用いる。制御回路５３は、インバータ回路５１が３相交流電流を出力するように、スイッチＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ．ＷＨ，ＷＬを制御する。インバータ回路５１から出力された交流電流は、バスバ７Ｕ，７Ｖ，７Ｗを流れ、端子Ｐ５，Ｐ６，Ｐ７を通過後、校正装置３２０のバスバ３２２Ｕ，３２２Ｖ，３２２Ｗを流れてモータＭのＵ相巻線６１、Ｖ相巻線６２、Ｗ相巻線６３に至る。このとき電力変換装置５０の電流センサ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗから出力される検出信号は、電流センサ校正部３２５に入力される。基準電流センサ３２９Ｕ，３２９Ｖ，３２９Ｗの出力信号も、電流センサ校正部３２５に入力される。電流センサ校正部３２５は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれについて、電流センサ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗの検出信号と、基準電流センサ３２９Ｕ，３２９Ｖ，３２９Ｗの出力信号との差をそれぞれ算出する。そして、これらの差に基づいて、各相の設定データを補正するための補正データを生成し、電流センサ８Ｕ，８Ｖ，８Ｗにそれぞれ出力する。スイッチ５４は、電流センサ８の電流センサ回路１のメモリ１５に記憶されている設定データを補正する時、すなわち、校正時にはオフとなるように制御される。スイッチ５４をオフにして制御回路５３と切り離してから、校正装置２２０により上記の設定データが補正される。
　本実施形態の校正のフローチャートは、第２、３実施形態と同様であるので説明を省略する。
　本実施形態の電流センサは、以下の構成を有し、以下の作用効果を奏する。
　電流センサ８は、直流電力を交流電力に変換するための複数のスイッチング素子ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬを含むインバータ回路５１と、交流電力を出力するためのインバータ出力端子Ｐ５，Ｐ６，Ｐ７とを有する電力変換装置５０に搭載される。
　複数のバスバ７Ｕ，７Ｖ，７Ｗは、インバータ回路５１とインバータ出力端子Ｐ５，Ｐ６，Ｐ７とに接続される。
　インバータ回路５１からインバータ出力端子Ｐ５，Ｐ６，Ｐ７に接続されたモータＭへと交流電力が出力されることにより、校正用交流電流が複数のバスバ７Ｕ，７Ｖ，７Ｗを流れる。
　このように、本実施形態では、電力変換装置５０が実際に出力する交流電流で校正する。電流センサ８は、この交流電流を測定対象としているので、第３実施形態よりも、電流センサ８が出力する検出信号に誤差が含まれないようにすることができる。
　次のような変形も本発明の範囲内である。
　図１、２に示した構造モールド６は、バスバ７に固定されているが、本発明はこれに限定されない。例えば、構造モールド６はインバータ回路基板９に固定されたり、インバータ回路基板９が有するモールド部材と一体的に設けたりしてもよい。
　図１、２で示した電流センサ基板は、インバータ回路基板と別体となっていたが、インバータ回路基板と一体的に設けてもよい。
　図２で示した磁気シールド５は、四角Ｕ字型で設けられているが、本発明はこれに限定されない。例えば、丸Ｕ字型でもよいし、複数に分割されたシールド形状でもよい。
　電流センサ８のメモリ１５が複数の周波数における設定データを記憶することができるようにしてもよい。その場合、校正において用いる交流電流の周波数は、１つだけでなく、複数用いることができる。また、そのうちの１つの周波数をゼロ、すなわち、直流電流にあててもよい。
　図３の磁束検出部１１はホール素子以外の磁束検出素子を有するようにしてもよい。例えば、巨大磁気抵抗素子（ＧＭＲ素子）を有するようにしてもよい。
　第２～４実施形態では、３相交流電流を測定対象とするときの構成について説明したが、本発明はこれに限定されない。Ｎ相（Ｎは２以上の整数）の多相交流電流を測定対象とするときに本発明は適用できる。なお、第１実施形態で示したように、単相交流電流を測定対象とするときにも本発明は適用できる。
　図７のフローチャートでは、校正装置２０の電流センサ通信部２７から受信した補正データに基づいて、メモリ１５に記憶されている設定データ（オフセットデータ、出力ゲインデータ）を補正することで、電流センサ８を校正するようにした。しかし、設定データと補正データをメモリ１５にそれぞれ記憶しておき、これらのデータに基づいて、校正された設定データを制御部１３から信号調整部１２に出力してもよい。
　本発明は、以上に示した内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。
    １：電流センサ回路
    ２：電流センサ基板
    ３：通信端子
    ４：周辺電子部品
    ５：磁気シールド
    ６：構造モールド
    ７：バスバ
    ８：電流センサ
    ９：インバータ回路基板
  １１：磁束検出部
  １２：信号調整部
  １３：制御部
  １４：通信部
  １５：メモリ
  ２０、１２０、２２０、３２０：校正装置
  ２１：スイッチ
  ２２：バスバ
  ２４：交流電流発生部
  ２５：電流センサ校正部
  ２６：電流センサ出力比較部
  ２７：電流センサ通信部
  ２９：基準電流センサ
  ３０：電流検出ユニット
  ３１：電流検出モジュール
  ５０：電力変換装置（インバータ装置）
  ５１：インバータ回路
  ５１Ｕ、５１Ｖ、５１Ｗ：出力端子
  ５２：平滑用キャパシタ
  ５３：制御回路
  ５４：スイッチ
  ５９：インバータ回路基板
  ６１：Ｕ相巻線
  ６２：Ｖ相巻線
  ６３：Ｗ相巻線
    Ｍ：モータ
  Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４、Ｐ５、Ｐ６、Ｐ７：端子
 
 
 

Claims (8)

  1. 　導体に流れる交流電流を検出する電流検出部と、
    　前記導体に流れる所定の校正用交流電流を前記電流検出部により検出した検出値に基づく設定データを記憶する記憶部と、を備える電流センサ。
  2. 　請求項１に記載の電流センサにおいて、
    　前記電流検出部による前記交流電流の検出結果と前記記憶部に記憶された前記設定データとに基づく検出信号を出力する信号出力部をさらに備える電流センサ。
  3. 　請求項１または２に記載の電流センサにおいて、
    　前記校正用交流電流の周波数は、測定対象とされる前記交流電流の周波数に基づいて決定される電流センサ。
  4. 　請求項１または２に記載の電流センサにおいて、
    　前記電流検出部は、複数の導体に流れる前記交流電流をそれぞれ検出し、
    　前記校正用交流電流は、多相交流電流であり、各相電流が前記複数の導体のそれぞれを流れる電流センサ。
  5. 　請求項４に記載の電流センサにおいて、
    　複数のスイッチング素子を含むインバータ回路と、前記インバータ回路と電気的に接続されるインバータ直流端子と、前記インバータ回路と電気的に接続されるインバータ交流端子と、を有する電力変換装置に搭載され、
    　前記複数の導体は、前記インバータ回路と前記インバータ交流端子とに接続され、
    　前記インバータ回路の各スイッチング素子を所定のスイッチ状態とし、
    　前記インバータ交流端子を前記電力変換装置の外部に設けた校正用電流源と接続することで前記校正用交流電流が前記複数の導体を流れる電流センサ。
  6. 　請求項４に記載の電流センサにおいて、
    　直流電力を交流電力に変換するための複数のスイッチング素子を含むインバータ回路と、前記交流電力を出力するためのインバータ出力端子とを有する電力変換装置に搭載され、
    　前記複数の導体は、前記インバータ回路と前記インバータ出力端子とに接続され、
    　前記インバータ回路から前記インバータ出力端子に接続された負荷へと前記交流電力が出力されることにより、前記校正用交流電流が前記複数の導体を流れる電流センサ。
  7. 　請求項１または２に記載の電流センサにおいて、
    　前記検出信号を出力し、かつ、前記設定データに関する補正データを受信するための通信端子をさらに備える電流センサ。
  8. 　請求項７に記載の電流センサにおいて、
    　前記電流検出部と前記記憶部とが少なくとも設けられた基板をさらに備え、
    　前記通信端子は、前記基板に設けられている電流センサ。
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