WO2017195883A1 - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents

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    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to a torque control system that calculates a current command value based on at least a steering torque, and a current control that controls a motor current value flowing in a motor (for example, a brushless motor that is driven and controlled by vector control) based on the current command value.
  • a current control that controls a motor current value flowing in a motor (for example, a brushless motor that is driven and controlled by vector control) based on the current command value.
  • the present invention relates to an electric power steering apparatus that attenuates a specific frequency band component and has a processing function that does not cause a phase delay, and that appropriately suppresses generation of vibrations and abnormal noise.
  • An electric power steering device that assists and controls the steering system of a vehicle with the rotational force of a motor uses a driving force of the motor to transmit a steering assist force to a steering shaft or a rack shaft by a transmission mechanism such as a gear or a belt via a speed reducer.
  • EPS electric power steering device
  • Such a conventional electric power steering apparatus performs feedback control of the motor current in order to accurately generate the torque of the steering assist force.
  • the motor applied voltage is adjusted so that the difference between the current command value and the motor current detection value becomes small.
  • the adjustment of the motor applied voltage is performed by the duty of PWM (pulse width modulation) control. It is done by adjustment.
  • the general configuration of the electric power steering apparatus will be described with reference to FIG. 6b is further connected to the steering wheels 8L and 8R via hub units 7a and 7b.
  • the column shaft 2 is provided with a torque sensor 10 for detecting the steering torque Th of the handle 1 and a steering angle sensor 14 for detecting the steering angle ⁇ , and a motor 20 for assisting the steering force of the handle 1 is a reduction gear.
  • 3 is connected to the column shaft 2 through 3.
  • the control unit (ECU) 100 that controls the electric power steering apparatus is supplied with electric power from the battery 13 and also receives an ignition key (IG) signal through the ignition key 11.
  • IG ignition key
  • the control unit 100 calculates a current command value of an assist (steering assist) command based on the steering torque Th detected by the torque sensor 10 and the vehicle speed Vs detected by the vehicle speed sensor 12, and compensates the current command value.
  • the current supplied to the EPS motor 20 is controlled by the voltage control command value Vref subjected to.
  • the steering angle sensor 14 is not essential and may not be provided, and the steering angle can be obtained from a rotation sensor such as a resolver connected to the motor 20.
  • the control unit 100 is connected to a CAN (Controller Area Network) 50 that transmits and receives various types of vehicle information, and the vehicle speed Vs can also be received from the CAN 50.
  • the control unit 100 can also be connected to a non-CAN 51 that exchanges communications other than the CAN 50, analog / digital signals, radio waves, and the like.
  • the control unit 100 is mainly composed of an MCU (including a CPU, an MPU, etc.).
  • FIG. 2 shows general functions executed by a program inside the MCU.
  • the function and operation of the control unit 100 will be described with reference to FIG. 2.
  • the steering torque Th detected by the torque sensor 10 and the vehicle speed Vs detected by the vehicle speed sensor 12 (or from the CAN 50) are expressed as a current command value Iref.
  • the current command value calculation unit 101 to be calculated is input.
  • the current command value calculation unit 101 calculates a current command value Iref that is a control target value of the motor current supplied to the motor 20 using an assist map or the like based on the input steering torque Th and the vehicle speed Vs.
  • the voltage control command value Vref whose characteristics are improved by the PI control unit 104 is input to the PWM control unit 105, and the motor 20 is further PWM driven via an inverter 106 as a drive unit.
  • the motor current value Im of the motor 20 is detected by the motor current detector 107 and fed back to the subtraction unit 103.
  • the inverter 106 uses an FET as a drive element, and is configured by an FET bridge circuit.
  • Patent Document 1 proposes a technique for removing a mechanical resonance frequency component of a rigid body portion of a structure of an electric power steering device such as a column or a rack or a vehicle front structure.
  • a band cut filter band stop filter (BPF)
  • BPF band stop filter
  • LPF low-pass filter
  • Patent Document 2 noise generated by calculation is removed using LPF at the end of the assist control.
  • the control system (torque control system) from the input of the steering torque Th and the vehicle speed Vs to the output of the current command value Irefh and the output of the motor current value Im from the input of the current command value Irefh.
  • the current control system (current control system) is periodically performed.
  • Ts_trq [sec] of the torque control system and the calculation cycle Ts_cur [sec] of the current control system are Ts_trq ⁇ Ts_cur.
  • the update period of the current command value is pulled by the update period of the current command value in the torque control system.
  • FIG. 3 is a graph showing the state, in which the horizontal axis represents the frequency [Hz] and the vertical axis represents the power spectrum [dB], and the power spectrum of the current command value is displayed, in the vicinity of the frequency that is a natural number multiple of fs_trq / 2. As shown by the broken line, a steep power spectrum is generated.
  • fs_trq / 2 corresponds to the Nyquist frequency for sampling of the current command value in the torque control system, and therefore the power spectrum becomes large at a frequency that is a natural number multiple of fs_trq / 2 in the current command value in the current control system. It will end up. The same applies to a vector control electric power steering apparatus using a brushless motor.
  • the steep power spectrum becomes an excitation source regardless of the presence or absence of the resonance frequency band of the electric power steering device (for example, several hundred Hz to several kHz of mechanical resonance). It will cause vibration and noise.
  • Patent Document 1 a filter having a steep attenuation characteristic in a narrow frequency band is used for the purpose of removing a mechanical resonance frequency component. Therefore, the calculation cycle and current of the torque control system as described above having different frequency bands are used. It is difficult to attenuate the power spectrum generated due to the relationship between the calculation periods of the control system, and vibrations, abnormal noises, and the like using the power spectrum as an excitation source cannot be suppressed accurately. Further, in Patent Document 2, since the noise generated by the calculation is removed using the LPF, the same problem occurs.
  • the present invention has been made under the circumstances as described above, and the object of the present invention is to attenuate the power spectrum generated from the relationship between the calculation cycle of the torque control system and the calculation cycle of the current control system, thereby reducing its power.
  • An object of the present invention is to provide an electric power steering device (including an electric power steering device of a vector control system) capable of accurately suppressing vibration, abnormal noise, and the like using a spectrum as an excitation source.
  • the present invention relates to an electric power steering apparatus including a torque control system that calculates a current command value based on at least a steering torque, and a current control system that controls a motor current value flowing in a motor based on the current command value.
  • the object of the present invention is that the calculation cycle of the torque control system is equal to or greater than the calculation cycle of the current control system, and the current control system is approximately half the calculation frequency of the torque control system with respect to the current command value.
  • a specific frequency band removing unit that attenuates a frequency component of at least one natural number multiple of one frequency, and the specific frequency band removing unit is configured by a notch filter that sets an attenuation frequency. .
  • the object of the present invention is to provide a phase lag filter in which the specific frequency band removing unit further has a cutoff frequency set to a lower frequency side than the frequency attenuated by the notch filter, and is connected in series to the notch filter.
  • the notch filter is composed of a plurality of notch filters connected in series, or the phase lag filter is of a primary or secondary order, or
  • the specific frequency band removing unit inputs the current command value output from the torque control system, or the current deviation between the current command value and the motor current value, or the motor is a brushless motor, and the brushless motor When the motor is driven and controlled by vector control, or the vector control system has three-phase feedback.
  • the electric power steering apparatus of the present invention by using a notch filter that attenuates a frequency component that is a natural number multiple of a frequency that is 1 ⁇ 2 of the calculation frequency of the torque control system, or the calculation frequency of the torque control system.
  • the relationship between the calculation cycle of the torque control system and the calculation cycle of the current control system is achieved by using a notch filter that attenuates a frequency component that is a natural number multiple of 1/2 the frequency and a phase delay filter that recovers the phase.
  • vibrations and abnormal noises with the power spectrum as the excitation source are detected in the resonance frequency band (for example, mechanical resonance) of the electric power steering device. (Several hundred Hz to several KHz) can be accurately suppressed. The same applies to the electric power steering device of the vector control system.
  • FIG. 22 is an enlarged view of FIG. 21. It is a block diagram which shows the other structural example (3rd Embodiment) of this invention. It is a block diagram which shows an example of the vector control system (three-phase feedback type) which can apply this invention It is a block diagram which shows the vector control system (2 phase feedback type) which can apply this invention.
  • a steep power spectrum generated from the relationship between the calculation cycle Ts_trq of the torque control system and the calculation cycle Ts_cur of the current control system is obtained by using a filter having a narrow band and a steep attenuation characteristic such as a notch filter.
  • a phase lag filter is connected in series to perform processing without phase lag.
  • the calculation cycle Ts_trq of the torque control system and the calculation cycle Ts_cur of the current control system may be different from each other due to a difference in the calculation amount of each control system.
  • the calculation amount of the torque control system may be different from that of the current control system.
  • “Ts_trq ⁇ Ts_cur” may be set. In this case, the power spectrum as described above is generated.
  • a phase lag filter is connected downstream of the notch filter to prevent the occurrence of phase lag.
  • a filter having a particularly narrow frequency band to be blocked is a notch filter.
  • FIG. 4 shows a configuration example of an embodiment of the present invention corresponding to FIG. 2, and the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
  • the specific frequency band removing unit 110 is provided between the maximum output limiting unit 102 and the subtracting unit 103, and the current command value Irefh whose maximum output is limited is input to the specific frequency band removing unit 110.
  • the current command value calculation unit 101 and the maximum output limit unit 102 constitute a torque control system, and a specific frequency band removal unit 110, a subtraction unit 103, a PI control unit 104, a PWM control unit 105, an inverter 106, and a motor current detector.
  • Reference numeral 107 denotes a current control system.
  • the torque control system performs torque control at the calculation cycle Ts_trq
  • the current control system performs current control at the calculation cycle Ts_cur
  • the relationship is “Ts_trq ⁇ Ts_cur”.
  • the specific frequency band removing unit 110 has a configuration in which three notch filters 111, 112, and 113 are connected in series, and a phase delay filter 115 is connected to the final stage. It has become.
  • the attenuation frequencies of the notch filters 111, 112 and 113 are fs_trq / 2 and fs_trq, respectively.
  • fs_trq ⁇ 3/2.
  • the attenuation frequency refers to a frequency having the smallest amplitude in the amplitude characteristics of the filter, and is sometimes called a notch frequency, a center frequency, or the like.
  • Each of the notch filters 111 to 113 is designed as a secondary filter, and the frequency characteristic is represented by the following transfer function G when the attenuation frequency is fe .
  • s is a Laplace operator
  • ⁇ n and ⁇ d are attenuation coefficients.
  • the amplitude characteristic in this case is an attenuation characteristic as shown in FIG. 6, for example.
  • the horizontal axis represents frequency [Hz]
  • the vertical axis represents amplitude (gain) [dB]
  • the amplitude is the smallest at the attenuation frequency f e (in this example, fs_trq / 2).
  • the current command value Itefh is converted.
  • the phase delay filter 115 has a first-order or second-order form, and is expressed by a transfer function of the following formula 2 with cut-off frequencies being f n and f d .
  • a sample and hold unit exists between the maximum output limiting unit 102 of the torque control system and the specific frequency band removing unit 110 of the current control system. Since the calculation cycle Ts_trq of the torque control system is different from the calculation cycle Ts_cur of the current control system, the current control system cannot receive data (current command value) output from the torque control system in synchronization with the torque control system. For this reason, the data output from the torque control system is stored (sampled) by the sample and hold unit and held until the current control system can receive the data. As a result, data loss can be eliminated. Note that the sample and hold unit may be incorporated into the specific frequency band removing unit 110.
  • the current command value Irefh output from the maximum output limiting unit 102 of the torque control system is input to the specific frequency band removing unit 110 of the current control system (step S10).
  • the notch filter 1111 receives the current command value Irefh, and converts the current command value Irefh based on the above equation 1 using the held parameter.
  • the converted current command value Irefh1 is input to the next-stage notch filter 112, and similarly converted to the current command value Irefh2 based on the above equation 1, and the current command value Irefh2 is further input to the notch filter 113, and similarly Based on Equation 1, the current command value is converted to Irefh3 (step S20).
  • the current command value Irefh3 is phase-processed by the final-stage phase delay filter 115 (step S21), and the current command value Irefn thus processed by the specific frequency band removing unit 110 is output (step S30).
  • the current command value Irefn is input to the subtraction unit 103, and thereafter, through the same operation as described above, the motor 20 is PWM-driven (step S40), and the motor current value Im detected by the motor current detector 107 is subtracted by the subtraction unit 103. (Step S50).
  • FIG. 8 shows the result of applying the present invention to the current command value having the power spectrum shown in FIG.
  • FIG. 8 shows the power spectrum of the current command value with the frequency [Hz] on the horizontal axis and the power spectrum [dB] on the vertical axis, as in FIG.
  • the steep power spectrum (broken line portion) generated every half frequency of the calculation frequency fs_trq is reduced. I understand.
  • the number of notch filters may be changed in accordance with the number of power spectra to be attenuated.
  • the specific frequency band removing unit 110 may be configured by only the notch filter 111 and the phase delay filter 115.
  • a notch filter having this frequency as an attenuation frequency may be added to the specific frequency band removing unit 110.
  • the phase is a bold line in the Bode diagrams shown in FIGS. 9 (A) and 9 (B).
  • the specific frequency band removing unit 110 is configured with the primary LPF of 300 Hz
  • the frequency characteristics thereof are as shown by the thin lines in FIGS. 9A and 9B. That is, the LPF is set to be equivalent to 300 Hz so that the gain at 500 Hz matches.
  • the frequency characteristic for the phase change is shown in FIG. 10, which shows a case where the phase of 50 Hz recovers by about 4.5 degrees.
  • the specific frequency band removing unit 110 includes the notch filters 111 to 113 and the phase delay filter 115, but may also include the notch filters 111 to 114 as shown in FIG. 14 (second embodiment). .
  • the specific frequency band removing unit 110 has a configuration in which four notch filters 111, 112, 113, and 114 are connected in series as shown in FIG.
  • the attenuation frequencies of the notch filters 111, 112, 113, and 114 are respectively fs_trq / 2.
  • Each of the notch filters 111 to 114 is designed as a secondary filter, and the frequency characteristic is represented by the transfer function G of Equation 1 above.
  • the amplitude characteristic in this case is an attenuation characteristic as shown in FIG. 15, for example.
  • the horizontal axis represents frequency [Hz]
  • the vertical axis represents amplitude (gain) [dB]
  • the amplitude is the smallest at the attenuation frequency fe (fs_trq / 2 in this example).
  • a sample and hold unit exists between the maximum output limiting unit 102 of the torque control system and the specific frequency band removing unit 110 of the current control system.
  • the current command value Irefh output from the maximum output limiting unit 102 of the torque control system is input to the specific frequency band removing unit 110 of the current control system (step S10).
  • the notch filter 111 receives the current command value Irefh, and converts the current command value Irefh based on the above equation 1 using the held parameter.
  • the converted current command value Irefh1 is input to the next-stage notch filter 112, and similarly converted to the current command value Irefh2 based on the above equation 1, and the current command value Irefh2 is further input to the notch filter 113, and similarly
  • the current command value Irefh3 is converted to the current command value Irefh3 based on the formula 1, and the current command value Irefh3 is further input to the notch filter 114 at the final stage, and similarly converted to the current command value Irefhn based on the formula 1 (step S20).
  • the current command value Irefn processed by the specific frequency band removing unit 110 is output (step S30).
  • the current command value Irefn is input to the subtraction unit 103, and thereafter, through the same operation as described above, the motor 20 is PWM-driven (step S40), and the motor current value Im detected by the motor current detector 107 is subtracted by the subtraction unit 103. (Step S50).
  • FIG. 17 shows the result of applying the present invention to the current command value having the power spectrum shown in FIG.
  • FIG. 17 shows the power spectrum of the current command value with the frequency [Hz] on the horizontal axis and the power spectrum [dB] on the vertical axis, as in FIG.
  • the steep power spectrum (broken line) generated at every half frequency of the calculation frequency fs_trq is reduced. I understand.
  • the number of notch filters may be changed according to the number of power spectra to be attenuated.
  • the specific frequency band removing unit 110 may be configured by only the notch filter 111.
  • a notch filter having this frequency as an attenuation frequency may be added to the specific frequency band removing unit 110.
  • the phase is a bold line in the Bode diagrams shown in FIGS. 18 (A) and 18 (B).
  • the specific frequency band removing unit 110 is configured with the primary LPF of 300 Hz, the frequency characteristics thereof are as shown by the thin lines in FIGS. That is, the LPF is set to be equivalent to 300 Hz so that the gain at 500 Hz matches.
  • the frequency characteristic for the phase change is shown in FIG. 19 and shows a case where the phase of 50 Hz recovers by about 9 degrees.
  • the specific frequency band removing unit 110 is disposed after the maximum output limiting unit 102, and the current command value Irefh is input to the specific frequency band removing unit 110.
  • a brushless motor may be used as a drive source, and the brushless motor is driven and controlled by a vector control system.
  • the vector control system will be described below.
  • the vector control system of FIG. 24, and the current command value calculating section 220 is provided to correct by calculating the d-axis current command value i d and the q-axis current command value i q, steering the current command value calculating section 220
  • the torque Th, the vehicle speed Vs, the motor angle (rotation angle) ⁇ e , and the motor angular velocity ⁇ calculated by the angular velocity calculating unit 226 are input from the rotation sensor 200A connected to the motor 200.
  • D-axis current command value i d and the q-axis current command value i q calculated by the current command value calculating unit 220 is input to the 2-phase / 3-phase conversion unit 221, three-phase current in synchronization with the motor angle theta e
  • the command values are converted into Iuref, Ivref, and Iwref.
  • the three-phase current command values Iuref, Ivref, Iwref are input to the subtractor 222 (222u, 222v, 222w) and current deviations ⁇ Iu, ⁇ Iv from the motor current values Imu, Imv, Imw detected by the motor current detector 225A. , ⁇ Iw is calculated.
  • the calculated current deviations ⁇ Iu, ⁇ Iv, ⁇ Iw are input to the PI control unit 223, and the three-phase voltage control command values Vuref, Vvref, Vwref subjected to PI control are input to the PWM control unit 224 and calculated by the PWM control unit 224.
  • the motor 200 is driven via the inverter 225 based on each phase duty.
  • the motor current detector 225A is provided in the inverter 225, but it can also be detected by a supply line to the motor 200 or the like.
  • a motor current detector 225A at the detected three-phase motor current Imu, Imv, 3-phase / 2-phase conversion unit for converting into two phases in synchronism with Imw the motor angle theta e 227 is provided.
  • D-axis current command value computed is corrected by the current command value calculating section 220 i d and the q-axis current command value i q is input to the subtraction unit 222 (222d, 222q), 3-phase / 2-phase conversion by the subtraction unit 222
  • Current deviations ⁇ i d and ⁇ i q from the two-phase currents Imd and Imq from the unit 227 are calculated.
  • the current deviations ⁇ i d and ⁇ i q are input to the PI control unit 221, and the two-phase voltage command values Vd and Vq subjected to PI control are input to the two-phase / three-phase conversion unit 223 and the two-phase / three-phase conversion unit 223. in is converted to a voltage command value Vuref ⁇ Vwref three-phase synchronous motor angle theta e, subsequent operation similar to the case of FIG. 24 is executed.
  • the vector control system in FIG. 24 is a three-phase feedback vector control system that feeds back three-phase motor currents Imu, Imv, and Imw
  • the vector control system in FIG. 25 is a three-phase motor current Imu, Imv, Imw.
  • the present invention can be applied to both the three-phase feedback vector control system and the two-phase feedback vector control system.

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Abstract

【課題】トルク制御系の演算周期と電流制御系の演算周期の関係性から発生するパワースペクトルを減衰させることにより、そのパワースペクトルを加振源とする振動や異音等を的確に抑制可能な電動パワーステアリング装置（ベクトル制御系を含む）を提供する。 【解決手段】電流指令値を演算するトルク制御系と、電流指令値に基づいてモータに流れるモータ電流値を制御する電流制御系とを備える電動パワーステアリング装置において、トルク制御系の演算周期が電流制御系の演算周期以上であり、電流制御系は、電流指令値に対してトルク制御系の演算周波数の略２分の１の周波数の少なくとも１つの自然数倍の周波数の成分を減衰させる特定周波数帯域除去部を備え、特定周波数帯域除去部は、減衰周波数を設定するノッチフィルタとで構成され、若しくはノッチフィルタと、減衰される周波数よりも低域側にカットオフ周波数を設定された位相遅れフィルタとで構成されている。

Description

電動パワーステアリング装置
　本発明は、少なくとも操舵トルクに基づいて電流指令値を演算するトルク制御系と、電流指令値に基づいてモータ（例えばベクトル制御で駆動制御されるブラシレスモータ）に流れるモータ電流値を制御する電流制御系とを備える電動パワーステアリング装置に関し、特に特定の周波数帯域成分を減衰させると共に、位相遅れを生じない処理機能を有し、振動や異音の発生を的確に抑制する電動パワーステアリング装置に関する。
　車両の操舵系をモータの回転力でアシスト制御する電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）は、モータの駆動力で減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に操舵補助力（アシスト力）を付与するようになっている。かかる従来の電動パワーステアリング装置は、操舵補助力のトルクを正確に発生させるため、モータ電流のフィードバック制御を行っている。フィードバック制御は、電流指令値とモータ電流検出値との差が小さくなるようにモータ印加電圧を調整するものであり、モータ印加電圧の調整は、一般的にＰＷＭ（パルス幅変調）制御のデューティの調整で行っている。
　電動パワーステアリング装置の一般的な構成を図１に示して説明すると、ハンドル１のコラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４ａ及び４ｂ、ピニオンラック機構５、タイロッド６ａ，６ｂを経て、更にハブユニット７ａ，７ｂを介して操向車輪８Ｌ，８Ｒに連結されている。また、コラム軸２には、ハンドル１の操舵トルクＴｈを検出するトルクセンサ１０及び操舵角θを検出する舵角センサ１４が設けられており、ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０が減速ギア３を介してコラム軸２に連結されている。電動パワーステアリング装置を制御するコントロールユニット（ＥＣＵ）１００には、バッテリ１３から電力が供給されると共に、イグニションキー１１を経てイグニションキー（ＩＧ）信号が入力される。コントロールユニット１００は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｈと車速センサ１２で検出された車速Ｖｓとに基づいてアシスト（操舵補助）指令の電流指令値の演算を行い、電流指令値に補償等を施した電圧制御指令値Ｖｒｅｆによって、ＥＰＳ用モータ２０に供給する電流を制御する。
　なお、舵角センサ１４は必須のものではなく、配設されていなくても良く、また、モータ２０に連結されたレゾルバ等の回転センサから操舵角を取得することも可能である。
　コントロールユニット１００には、車両の各種情報を授受するＣＡＮ（Controller　Area　Network）５０が接続されており、車速ＶｓはＣＡＮ５０から受信することも可能である。また、コントロールユニット１００には、ＣＡＮ５０以外の通信、アナログ／ディジタル信号、電波等を授受する非ＣＡＮ５１も接続可能である。
　コントロールユニット１００は主としてＭＣＵ（ＣＰＵ、ＭＰＵ等も含む）で構成されるが、そのＭＣＵ内部においてプログラムで実行される一般的な機能を示すと図２のようになる。
　図２を参照してコントロールユニット１００の機能及び動作を説明すると、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｈ及び車速センサ１２で検出された（若しくはＣＡＮ５０からの）車速Ｖｓは、電流指令値Ｉｒｅｆを演算する電流指令値演算部１０１に入力される。電流指令値演算部１０１は、入力された操舵トルクＴｈ及び車速Ｖｓに基づいてアシストマップ等を用いて、モータ２０に供給するモータ電流の制御目標値である電流指令値Ｉｒｅｆを演算する。電流指令値Ｉｒｅｆは過熱保護条件に従って最大電流を制限する最大出力制限部１０２に入力され、最大電流を制限された電流指令値Ｉｒｅｆｈが減算部１０３に入力され、フィードバックされているモータ電流値Ｉｍとの電流偏差ΔＩ（＝Ｉｒｅｆｈ－Ｉｍ）が演算され、その電流偏差ΔＩが操舵動作の特性改善のためのＰＩ（比例積分）制御部１０４に入力される。ＰＩ制御部１０４で特性改善された電圧制御指令値ＶｒｅｆがＰＷＭ制御部１０５に入力され、更に駆動部としてのインバータ１０６を介してモータ２０がＰＷＭ駆動される。モータ２０のモータ電流値Ｉｍはモータ電流検出器１０７で検出され、減算部１０３にフィードバックされる。インバータ１０６は駆動素子としてＦＥＴが用いられ、ＦＥＴのブリッジ回路で構成されている。
　このような電動パワーステアリング装置では、装置の構成物や周辺物が共振系を形成し、それら共振系の共振により振動や異音等が発生するので、その抑制が望まれており、種々の対策が提案されている。
　例えば、特許第５４５６５７６号公報（特許文献１）では、コラムやラック等の電動パワーステアリング装置の構成物若しくは車両前部構造物の剛体部分の機械共振周波数成分を除去する技術が提案されている。特許文献１では、急峻な減衰特性を有するバンドカットフィルタ（バンドストップフィルタ（ＢＰＦ））若しくはノッチフィルタを用いて、更には２次以上のローパスフィルタ（ＬＰＦ）を組み合わせて、機械共振周波数成分を除去している。
　また、特許第５２３５５３６号公報（特許文献２）では、演算により発生するノイズを、アシスト制御終端でＬＰＦを用いて除去している。
特許第５４５６５７６号公報 特許第５２３５５３６号公報
　しかしながら、電動パワーステアリング装置のコントロールユニット１００では、操舵トルクＴｈ及び車速Ｖｓの入力から電流指令値Ｉｒｅｆｈの出力までの制御系（トルク制御系）と電流指令値Ｉｒｅｆｈの入力からモータ電流値Ｉｍの出力までの制御系（電流制御系）が周期的に行われるが、トルク制御系の演算周期Ｔｓ＿ｔｒｑ［ｓｅｃ］と電流制御系の演算周期Ｔｓ＿ｃｕｒ［ｓｅｃ］がＴｓ＿ｔｒｑ≧Ｔｓ＿ｃｕｒの場合、電流制御系での電流指令値の更新周期がトルク制御系での電流指令値の更新周期に引っ張られてしまう。例えば、ハンドルを任意に操舵したときのトルク制御系での電流指令値を電流制御系の演算周期Ｔｓ＿ｃｕｒでＦＦＴ（高速フーリエ変換）解析すると、トルク制御系の演算周波数ｆｓ＿ｔｒｑ（＝１／Ｔｓ＿ｔｒｑ）の１／２倍の周波数おきに顕著なスペクトルが発生する。図３はその様子を示すグラフで、横軸を周波数［Ｈｚ］、縦軸をパワースペクトル［ｄＢ］として電流指令値のパワースペクトルを表示したものであり、ｆｓ＿ｔｒｑ／２の自然数倍の周波数近辺で、破線で示されているように、急峻なパワースペクトルが発生している。これは、ｆｓ＿ｔｒｑ／２はトルク制御系での電流指令値のサンプリングに対するナイキスト周波数に相当するので、電流制御系での電流指令値において、ｆｓ＿ｔｒｑ／２の自然数倍の周波数でパワースペクトルが大きくなってしまうのである。ブラシレスモータを使用するベクトル制御系の電動パワーステアリング装置でも全く同様である。
　このような急峻なパワースペクトルが発生すると、電動パワーステアリング装置の共振周波数帯（例えば、機械共振の数百Ｈｚから数ｋＨｚまで等）の有無に関係なく、急峻なパワースペクトルが加振源となり、振動や異音等を引き起こしてしまう。
　特許文献１では、機械共振周波数成分の除去を目的に、狭小な周波数帯域で急峻な減衰特性を有するフィルタを使用しているので、周波数帯域が異なる上述のようなトルク制御系の演算周期と電流制御系の演算周期の関係性から発生するパワースペクトルを減衰させることが困難で、そのパワースペクトルを加振源とする振動や異音等を的確に抑制することができない。また、特許文献２では、演算により発生するノイズをＬＰＦを用いて除去しているので、同様な問題が生じる。
　本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、トルク制御系の演算周期と電流制御系の演算周期の関係性から発生するパワースペクトルを減衰させることにより、そのパワースペクトルを加振源とする振動や異音等を的確に抑制することが可能な電動パワーステアリング装置（ベクトル制御系の電動パワーステアリング装置を含む）を提供することにある。
　本発明は、少なくとも操舵トルクに基づいて電流指令値を演算するトルク制御系と、前記電流指令値に基づいてモータに流れるモータ電流値を制御する電流制御系とを備える電動パワーステアリング装置に関し、本発明の上記目的は、前記トルク制御系の演算周期が前記電流制御系の演算周期以上であり、前記電流制御系は、前記電流指令値に対して前記トルク制御系の演算周波数の略２分の１の周波数の少なくとも１つの自然数倍の周波数の成分を減衰させる特定周波数帯域除去部を備え、前記特定周波数帯域除去部は、減衰周波数を設定するノッチフィルタで構成されていることにより達成される。
　本発明の上記目的は、前記特定周波数帯域除去部が更に、前記ノッチフィルタで減衰される周波数よりも低域側にカットオフ周波数を設定され、前記ノッチフィルタに直列に接続された位相遅れフィルタを備えていることにより、或いは前記ノッチフィルタが、直列に接続された複数のノッチフィルタで構成されていることにより、或いは前記位相遅れフィルタが、１次又は２次の構成であることにより、或いは前記特定周波数帯域除去部が、前記トルク制御系から出力される前記電流指令値、若しくは前記電流指令値と前記モータ電流値の電流偏差を入力することにより、或いは前記モータがブラシレスモータであり、前記ブラシレスモータがベクトル制御で駆動制御されることにより、或いは前記ベクトル制御系が、３相フィードバック式ベクトル制御であることにより、或いは前記ベクトル制御系が、２相フィードバック式ベクトル制御であることにより、より効果的に達成される。
　本発明の電動パワーステアリング装置によれば、トルク制御系の演算周波数の１／２倍の周波数の自然数倍の周波数成分を減衰させるノッチフィルタを使用することにより、或いはトルク制御系の演算周波数の１／２倍の周波数の自然数倍の周波数成分を減衰させるノッチフィルタと、位相の回復を図る位相遅れフィルタとを使用することにより、トルク制御系の演算周期と電流制御系の演算周期の関係性から発生するパワースペクトルを減衰させると共に、制御帯域の位相遅れを減少させているので、パワースペクトルを加振源とする振動や異音等を、電動パワーステアリング装置の共振周波数帯域（例えば機械共振の数百Ｈｚから数ＫＨｚ）の有無によらず、的確に抑制することができる。ベクトル制御系の電動パワーステアリング装置でも同様である。
電動パワーステアリング装置の概要を示す構成図である。 電動パワーステアリング装置のコントロールユニット（ＥＣＵ）の構成例を示すブロック図である。 電流指令値のパワースペクトルの例を示すグラフである。 本発明の構成例を示すブロック図である。 特定周波数帯域除去部の構成例（第１実施形態）を示すブロック図である。 ノッチフィルタの振幅特性の一例を示す周波数特性図である。 本発明の動作例（第１実施形態）を示すフローチャートである。 本発明適用後の電流指令値のパワースペクトルの例を示すグラフである。 本発明の効果をシミュレーションしたボード線図である。 本発明の効果を示す周波数特性図である。 ハンドル舵角の一例を示す特性図である。 本発明の効果を示す操舵トルクのシミュレーション特性図である。 図１２の拡大図である。 特定周波数帯域除去部の他の構成例（第２実施形態）を示すブロック図である。 ノッチフィルタの振幅特性の一例を示す周波数特性図である。 本発明の動作例（第２実施形態）を示すフローチャートである。 本発明適用後の電流指令値のパワースペクトルの例を示すグラフである。 本発明の効果をシミュレーションしたボード線図である。 本発明の効果を示す周波数特性図である。 ハンドル舵角の一例を示す特性図である。 本発明の効果を示す操舵トルクのシミュレーション特性図である。 図２１の拡大図である。 本発明の他の構成例（第３実施形態）を示すブロック図である。 本発明を適用できるベクトル制御系（３相フィードバック式）の一例を示すブロック図である 本発明を適用できるベクトル制御系（２相フィードバック式）を示すブロック図である。
　本発明では、トルク制御系の演算周期Ｔｓ＿ｔｒｑと電流制御系の演算周期Ｔｓ＿ｃｕｒの関係性から発生する急峻なパワースペクトルを、ノッチフィルタのような狭帯域で急峻な減衰特性を有するフィルタを使用して減衰させると共に、位相遅れフィルタを直列に接続して位相遅れのない処理を行っている。具体的には、“Ｔｓ＿ｔｒｑ≧Ｔｓ＿ｃｕｒ”の場合にトルク制御系の演算周波数ｆｓ＿ｔｒｑ（＝１／Ｔｓ＿ｔｒｑ）の１／２倍の周波数おきに発生する急峻なパワースペクトルを、ノッチフィルタを用いて減衰させる。トルク制御系の演算周期Ｔｓ＿ｔｒｑと電流制御系の演算周期Ｔｓ＿ｃｕｒは、例えば、それぞれの制御系での演算量の違い等から異なる周期とすることがあり、トルク制御系の演算量が電流制御系の演算量より大きいとき、“Ｔｓ＿ｔｒｑ≧Ｔｓ＿ｃｕｒ”と設定されることがあり、この場合に上記のようなパワースペクトルが発生する。“Ｔｓ＿ｔｒｑ＜Ｔｓ＿ｃｕｒ”の場合は、トルク制御系でのナイキスト周波数（＝演算周波数／２）が電流制御系でのナイキスト周波数より大きいので、上記のようなパワースペクトルの発生は抑えられる。
　このような急峻なパワースペクトルが加振源となって振動や異音等を引き起こしてしまうので、ノッチフィルタでピンポイント的に所定周波数帯域を減衰させることにより、他の周波数帯域への影響を抑えて、振動や異音等を的確に抑制することができる。また、ノッチフィルタの後段に位相遅れフィルタを接続し、位相遅れの発生を防止している。なお、バンドストップフィルタのうち、阻止する周波数帯域が特に狭いフィルタがノッチフィルタである。
　以下に、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
　図４は本発明の実施形態の構成例を図２に対応させて示しており、同一構成には同一符号を付して説明は省略する。
　本構成例では、最大出力制限部１０２と減算部１０３との間に特定周波数帯域除去部１１０が設けられており、最大出力を制限された電流指令値Ｉｒｅｆｈが特定周波数帯域除去部１１０に入力されている。そして、電流指令値演算部１０１、最大出力制限部１０２でトルク制御系が構成され、特定周波数帯域除去部１１０、減算部１０３、ＰＩ制御部１０４、ＰＷＭ制御部１０５、インバータ１０６及びモータ電流検出器１０７で電流制御系が構成されている。トルク制御系は演算周期Ｔｓ＿ｔｒｑでトルク制御を行い、電流制御系は演算周期Ｔｓ＿ｃｕｒで電流制御を行い、“Ｔｓ＿ｔｒｑ≧Ｔｓ＿ｃｕｒ”の関係となっている。
　特定周波数帯域除去部１１０は例えば図５（第１実施形態）に示されるように、３個のノッチフィルタ１１１、１１２、１１３を直列に接続し、最終段に位相遅れフィルタ１１５を接続した構成となっている。トルク制御系の演算周波数ｆｓ＿ｔｒｑ（＝１／Ｔｓ＿ｔｒｑ）の１／２倍の周波数おきに発生するパワースペクトルを減衰させるために、ノッチフィルタ１１１、１１２及び１１３の減衰周波数は、それぞれｆｓ＿ｔｒｑ／２、ｆｓ＿ｔｒｑ及びｆｓ＿ｔｒｑ×３／２に設定されている。ここで、減衰周波数とは、フィルタの振幅特性において最も振幅が小さくなる周波数のことを指し、ノッチ周波数、中心周波数等と呼ばれることもある。
　各ノッチフィルタ１１１～１１３は２次フィルタとして設計されており、周波数特性は、減衰周波数をｆｅとした場合、下記数１の伝達関数Ｇで表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 ここで、ωｎ＝ωｄ＝２π×ｆｅで、ｓはラプラス演算子、ζｎ、ζｄは減衰係数である。この場合の振幅特性は、例えば図６に示されるような減衰特性となる。図６において、横軸は周波数［Ｈｚ］、縦軸は振幅（ゲイン）［ｄＢ］であり、減衰周波数ｆｅ（本例ではｆｓ＿ｔｒｑ／２）で最も振幅が小さくなっている。
　ノッチフィルタ１１１には、ｆｅ＝ｆｓ＿ｔｒｑ／２として予め算出及び設定された数１のパラメータが保持されており、数１に基づいて、入力される電流指令値を変換する。同様に、ノッチフィルタ１１２及び１１３にはそれぞれ、ｆｅ＝ｆｓ＿ｔｒｑ及びｆｅ＝ｆｓ＿ｔｒｑ×３／２として予め算出及び設定された数１のパラメータが保持されており、数１に基づいて、入力される電流指令値Ｉｔｅｆｈを変換する。
　なお、ノッチフィルタ１１１～１１３は、図５に示される順番以外の順番で接続しても良く、周波数ｆｅ＝ｆｓ＿ｔｒｑ×２を減衰するノッチフィルタを更に設けても良い。
　位相遅れフィルタ１１５は１次若しくは２次の形態であり、カットオフ周波数をｆｎ、ｆｄとして下記数２の伝達関数で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 “分母のカットオフ周波数ｆｄ＜分子のカットオフ周波数ｆｎ”の関係にあるときを１次位相遅れフィルタと定義し、本実施形態ではｆｄ＜ｆｅ（＝一番高周波側に設定したノッチフィルタの減衰周波数）の関係を有している。
　また、下記数３の伝達関数で表わされるフィルタであり、ωｎ＝２πｆｎ、ωｄ＝２πｆｄ、ζｎ、＞０、ζｄ＞０の関係を有し、ｆｄ＜ｆｎとしたものを２次位相遅れフィルタと定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　図４には示されていないが、トルク制御系の最大出力制限部１０２と電流制御系の特定周波数帯域除去部１１０の間にはサンプルアンドホールド部が存在している。トルク制御系の演算周期Ｔｓ＿ｔｒｑと電流制御系の演算周期Ｔｓ＿ｃｕｒが異なるので、トルク制御系から出力されるデータ（電流指令値）を、電流制御系はトルク制御系と同期して受け取ることができない。このため、トルク制御系から出力されるデータをサンプルアンドホールド部が記憶（サンプリング）し、電流制御系が受け取り可能となるまで保持する。これにより、データの取りこぼしをなくすことができる。なお、サンプルアンドホールド部を特定周波数帯域除去部１１０の中に取り込んでも良い。
　このような構成において、電流制御系の動作例を図７のフローチャートを参照して説明する。
　トルク制御系の最大出力制限部１０２から出力された電流指令値Ｉｒｅｆｈは、電流制御系の特定周波数帯域除去部１１０に入力される（ステップＳ１０）。
　特定周波数帯域除去部１１０では、ノッチフィルタ１１１１が電流指令値Ｉｒｅｆｈを入力し、保持しているパラメータを用いて、上記数１に基づいて電流指令値Ｉｒｅｆｈを変換する。変換された電流指令値Ｉｒｅｆｈ１は次段のノッチフィルタ１１２に入力され、同様に上記数１に基づいて電流指令値Ｉｒｅｆｈ２に変換され、電流指令値Ｉｒｅｆｈ２は更にノッチフィルタ１１３に入力され、同様に上記数１に基づいて電流指令値Ｉｒｅｆｈ３に変換される（ステップＳ２０）。電流指令値Ｉｒｅｆｈ３は、最終段の位相遅れフィルタ１１５で位相処理され（ステップＳ２１）、このように特定周波数帯域除去部１１０で処理された電流指令値Ｉｒｅｆｎが出力される（ステップＳ３０）。電流指令値Ｉｒｅｆｎは減算部１０３に入力され、その後は前述と同様の動作を経て、モータ２０がＰＷＭ駆動され（ステップＳ４０）、モータ電流検出器１０７で検出されたモータ電流値Ｉｍが減算部１０３にフィードバックされる（ステップＳ５０）。
　以上の動作が、演算周期Ｔｓ＿ｃｕｒで繰り返される。
　本発明を、図３に示されるパワースペクトルを有する電流指令値に適用した結果を図８に示す。図８は、図３と同様に、横軸を周波数［Ｈｚ］、縦軸をパワースペクトル［ｄＢ］として電流指令値のパワースペクトルを表示したものである。図３で示されるパワースペクトルと図８で示されるパワースペクトルを比べると、演算周波数ｆｓ＿ｔｒｑの１／２倍の周波数おきに発生している急峻なパワースペクトル（破線の箇所）が低減されていることが分かる。
　なお、上述ではノッチフィルタを３個備えているが、減衰させたいパワースペクトルの数に合わせて、ノッチフィルタの数を変えても良い。例えば、周波数ｆｓ＿ｔｒｑ／２でのパワースペクトルが顕著に大きく、このパワースペクトルのみを減衰させたい場合は、特定周波数帯域除去部１１０をノッチフィルタ１１１のみと位相遅れフィルタ１１５で構成すれば良い。或いは、周波数ｆｓ＿ｔｒｑ×５／２でのパワースペクトルも減衰させたい場合は、本周波数を減衰周波数とするノッチフィルタを特定周波数帯域除去部１１０に追加すれば良い。
　次に、ノッチフィルタとＬＰＦを用いる場合の効果の相違を説明する。
　トルク制御系の周期を1ms（fs_trq = 1kHz）、減衰周波数をfs_trq×1/2 = 500Hzとし、特定周波数帯域除去部１１０を５００Ｈｚのノッチフィルタと１次の位相遅れフィルタで構成したときのゲイン及び位相は、図９（Ａ）及び（Ｂ）に示すボード線図の太線となる。ただし、１次位相遅れフィルタの設定は、例えばカットオフ周波数ｆｎ＝６００Ｈｚ、ｆｄ＝３００Ｈｚとし、ｆｄ＜ｆｅ（５００Ｈｚ）としている。これに対し、１次のＬＰＦ３００Ｈｚで特定周波数帯域除去部１１０を構成すると、その周波数特性は図９（Ａ）及び（Ｂ）の細線のようになる。つまり、５００Ｈｚでのゲインが合致するように、ＬＰＦ３００Ｈｚ相当に設定している。位相変化分の周波数特性は図１０となり、５０Ｈｚの位相が約４．５ｄｅｇ回復する場合を示している。
　次に、電動パワーステアリング操舵時のシミュレーションの検討結果を図１１～図１３に示して説明する。ハンドル舵角（トーションバー上側の角度）を図１１のように行った場合、操舵トルク（トーションバートルク）の時間応答は図１２に示すようになる。図１２の太線がノッチフィルタ及び位相遅れによる操舵トルク応答であり、細線が上記ＬＰＦを適用した場合の応答であり、グラフが重なり見づらいので、拡大したものを図１３に示す。位相が回復できる影響により、振動が低減できることが確認でき、ＥＰＳシステムの安定性が改善され、フィードバックループの影響により発生する振動が改善されることを示している。
　上述では特定周波数帯域除去部１１０をノッチフィルタ１１１～１１３と位相遅れフィルタ１１５とで構成しているが、図１４に示すようにノッチフィルタ１１１～１１４で構成しても良い（第２実施形態）。
　即ち、特定周波数帯域除去部１１０は図１４に示されるように、４個のノッチフィルタ１１１、１１２、１１３、１１４を直列に接続した構成となっている。トルク制御系の演算周波数ｆｓ＿ｔｒｑ（＝１／Ｔｓ＿ｔｒｑ）の１／２倍の周波数おきに発生するパワースペクトルを減衰させるために、ノッチフィルタ１１１、１１２、１１３及び１１４の減衰周波数は、それぞれｆｓ＿ｔｒｑ／２、ｆｓ＿ｔｒｑ、ｆｓ＿ｔｒｑ×３／２及びｆｓ＿ｔｒｑ×２に設定されている。
　各ノッチフィルタ１１１～１１４は２次フィルタとして設計されており、周波数特性は前記数１の伝達関数Ｇで表わされる。この場合の振幅特性は、例えば図１５に示されるような減衰特性となる。図１５において、横軸は周波数［Ｈｚ］、縦軸は振幅（ゲイン）［ｄＢ］であり、減衰周波数ｆｅ（本例ではｆｓ＿ｔｒｑ／２）で最も振幅が小さくなっている。
　ノッチフィルタ１１１には、ｆｅ＝ｆｓ＿ｔｒｑ／２として予め算出及び設定された数１のパラメータが保持されており、数１に基づいて、入力される電流指令値を変換する。同様に、ノッチフィルタ１１２～１１４にはそれぞれ、ｆｅ＝ｆｓ＿ｔｒｑ、ｆｅ＝ｆｓ＿ｔｒｑ×３／２、ｆｅ＝ｆｓ＿ｔｒｑ×２として予め算出及び設定された数１のパラメータが保持されており、数１に基づいて、入力される電流指令値Ｉｔｅｆｈを変換する。なお、前述と同様に、トルク制御系の最大出力制限部１０２と電流制御系の特定周波数帯域除去部１１０の間にはサンプルアンドホールド部が存在している。
　このような構成において、電流制御系の動作例を図１６のフローチャートを参照して説明する。
　トルク制御系の最大出力制限部１０２から出力された電流指令値Ｉｒｅｆｈは、電流制御系の特定周波数帯域除去部１１０に入力される（ステップＳ１０）。特定周波数帯域除去部１１０では、ノッチフィルタ１１１が電流指令値Ｉｒｅｆｈを入力し、保持しているパラメータを用いて、上記数１に基づいて電流指令値Ｉｒｅｆｈを変換する。変換された電流指令値Ｉｒｅｆｈ１は次段のノッチフィルタ１１２に入力され、同様に上記数１に基づいて電流指令値Ｉｒｅｆｈ２に変換され、電流指令値Ｉｒｅｆｈ２は更にノッチフィルタ１１３に入力され、同様に上記数１に基づいて電流指令値Ｉｒｅｆｈ３に変換され、電流指令値Ｉｒｅｆｈ３は更に最終段のノッチフィルタ１１４に入力され、同様に上記数１に基づいて電流指令値Ｉｒｅｆｈｎに変換される（ステップＳ２０）。このように特定周波数帯域除去部１１０で処理された電流指令値Ｉｒｅｆｎが出力される（ステップＳ３０）。電流指令値Ｉｒｅｆｎは減算部１０３に入力され、その後は前述と同様の動作を経て、モータ２０がＰＷＭ駆動され（ステップＳ４０）、モータ電流検出器１０７で検出されたモータ電流値Ｉｍが減算部１０３にフィードバックされる（ステップＳ５０）。
　以上の動作が、演算周期Ｔｓ＿ｃｕｒで繰り返される。
　本発明を、図３に示されるパワースペクトルを有する電流指令値に適用した結果を図１７に示す。図１７は、図３と同様に、横軸を周波数［Ｈｚ］、縦軸をパワースペクトル［ｄＢ］として電流指令値のパワースペクトルを表示したものである。図３で示されるパワースペクトルと図１７で示されるパワースペクトルを比べると、演算周波数ｆｓ＿ｔｒｑの１／２倍の周波数おきに発生している急峻なパワースペクトル（破線の箇所）が低減されていることが分かる。
　なお、上述ではノッチフィルタを４個備えているが、減衰させたいパワースペクトルの数に合わせて、ノッチフィルタの数を変えても良い。例えば、周波数ｆｓ＿ｔｒｑ／２でのパワースペクトルが顕著に大きく、このパワースペクトルのみを減衰させたい場合は、特定周波数帯域除去部１１０をノッチフィルタ１１１のみで構成すれば良い。或いは、周波数ｆｓ＿ｔｒｑ×５／２でのパワースペクトルも減衰させたい場合は、本周波数を減衰周波数とするノッチフィルタを特定周波数帯域除去部１１０に追加すれば良い。
　次に、ノッチフィルタとＬＰＦを用いる場合の効果の相違を説明する。
　トルク制御系の周期を1ms（fs_trq = 1kHz）、減衰周波数をfs_trq×1/2 = 500Hzとし、特定周波数帯域除去部１１０を５００Ｈｚのノッチフィルタと１次の位相遅れフィルタで構成したときのゲイン及び位相は、図１８（Ａ）及び（Ｂ）に示すボード線図の太線となる。これに対し、１次のＬＰＦ３００Ｈｚで特定周波数帯域除去部１１０を構成すると、その周波数特性は図１８（Ａ）及び（Ｂ）の細線のようになる。つまり、５００Ｈｚでのゲインが合致するように、ＬＰＦ３００Ｈｚ相当に設定している。位相変化分の周波数特性は図１９となり、５０Ｈｚの位相が約９ｄｅｇ回復する場合を示している。
　次に、電動パワーステアリング操舵時のシミュレーションの検討結果を図２０～図２２に示して説明する。ハンドル舵角（トーションバー上側の角度）を図２０のように行った場合、操舵トルク（トーションバートルク）の時間応答は図２１に示すようになる。図２１の太線がノッチフィルタによる操舵トルク応答であり、細線が上記ＬＰＦを適用した場合の応答であり、グラフが重なり見づらいので、拡大したものを図２２に示す。位相が回復できる影響により、振動が低減できることが確認でき、ＥＰＳシステムの安定性が改善され、フィードバックループの影響により発生する振動が改善されることを示している。
　上述の第１及び第２実施形態では、特定周波数帯域除去部１１０を最大出力制限部１０２の後段に配設し、特定周波数帯域除去部１１０に電流指令値Ｉｒｅｆｈを入力しているが、図２３に示すように減算部１０３の後段に配設し、電流偏差ΔＩを入力するようにしても良い（第３実施形態）。
　本発明に係る電動パワーステアリング装置は駆動源としてブラシレスモータが使用されても良く、ブラシレスモータはベクトル制御系で駆動制御される。以下にベクトル制御系について説明する。
　図２４のベクトル制御系では、ｄ軸電流指令値ｉｄ及びｑ軸電流指令値ｉｑを演算して補正する電流指令値演算部２２０が設けられており、電流指令値演算部２２０には操舵トルクＴｈ、車速Ｖｓ、モータ２００に連結された回転センサ２００Ａからモータ角度（回転角度）θｅ、角速度演算部２２６で演算されたモータ角速度ωが入力されている。電流指令値演算部２２０で演算されたｄ軸電流指令値ｉｄ及びｑ軸電流指令値ｉｑは２相／３相変換部２２１に入力され、モータ角度θｅに同期して３相の電流指令値Ｉｕｒｅｆ，Ｉｖｒｅｆ，Ｉｗｒｅｆに変換される。３相の電流指令値Ｉｕｒｅｆ，Ｉｖｒｅｆ，Ｉｗｒｅｆは減算部２２２（２２２ｕ，２２２ｖ，２２２ｗ）に入力され、モータ電流検出器２２５Ａで検出されたモータ電流値Ｉｍｕ，Ｉｍｖ，Ｉｍｗとの電流偏差ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗが算出される。算出された電流偏差ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗはＰＩ制御部２２３に入力され、ＰＩ制御された３相の電圧制御指令値Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，ＶｗｒｅｆがＰＷＭ制御部２２４に入力され、ＰＷＭ制御部２２４で演算された各相ｄｕｔｙに基づいてインバータ２２５を介してモータ２００が駆動される。
　なお、図２４では、モータ電流検出器２２５Ａはインバータ２２５内に設けられているが、モータ２００への供給線等でも検出可能である。
　また、図２５のベクトル制御系では、モータ電流検出器２２５Ａで検出された３相のモータ電流Ｉｍｕ，Ｉｍｖ，Ｉｍｗをモータ角度θｅに同期して２相に変換する３相／２相変換部２２７が設けられている。電流指令値演算部２２０で演算され補正されたｄ軸電流指令値ｉｄ及びｑ軸電流指令値ｉｑは減算部２２２（２２２ｄ、２２２ｑ）に入力され、減算部２２２で３相／２相変換部２２７からの２相の電流Ｉｍｄ，Ｉｍｑとの電流偏差Δｉｄ，Δｉｑが算出される。電流偏差Δｉｄ，ΔｉｑはＰＩ制御部２２１に入力され、ＰＩ制御された２相の電圧指令値Ｖｄ及びＶｑが２相／３相変換部２２３に入力され、２相／３相変換部２２３でモータ角度θｅに同期して３相の電圧指令値Ｖｕｒｅｆ～Ｖｗｒｅｆに変換され、以降は図２４の場合と同様な動作が実行される。
　図２４のベクトル制御系は、３相のモータ電流Ｉｍｕ，Ｉｍｖ，Ｉｍｗがフィードバックされる３相フィードバック式ベクトル制御系であり、図２５のベクトル制御系は、３相のモータ電流Ｉｍｕ，Ｉｍｖ，Ｉｍｗが２相電流Ｉｍｄ，Ｉｍｑに変換されてフィードバックされる２相フィードバック式ベクトル制御系である。本発明は、上記３相フィードバック式ベクトル制御系及び２相フィードバック式ベクトル制御系のいずれにも適用できる。
１　　　　　　　　　　　　　　ハンドル
２　　　　　　　　　　　　　　コラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）
１０　　　　　　　　　　　　　トルクセンサ
１２　　　　　　　　　　　　　車速センサ
２０、２００　　　　　　　　　モータ
１００　　　　　　　　　　　　コントロールユニット（ＥＣＵ）
１０１、２２０　　　　　　　　電流指令値演算部
１０２　　　　　　　　　　　　最大出力制限部
１０４、２２３　　　　　　　　ＰＩ制御部
１０５、２２４　　　　　　　　ＰＷＭ制御部
１０６、２２５　　　　　　　　インバータ
１０７　　　　　　　　　　　　モータ電流検出器
１１０　　　　　　　　　　　　特定周波数帯域除去部
１１１～１１４　　　　　　　　ノッチフィルタ
１１５　　　　　　　　　　　　位相遅れフィルタ

Claims (8)

  1. 少なくとも操舵トルクに基づいて電流指令値を演算するトルク制御系と、前記電流指令値に基づいてモータに流れるモータ電流値を制御する電流制御系とを備える電動パワーステアリング装置において、
    前記トルク制御系の演算周期が前記電流制御系の演算周期以上であり、
    前記電流制御系は、前記電流指令値に対して前記トルク制御系の演算周波数の略２分の１の周波数の少なくとも１つの自然数倍の周波数の成分を減衰させる特定周波数帯域除去部を備え、
    前記特定周波数帯域除去部は、減衰周波数を設定するノッチフィルタで構成されていることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
  2. 前記特定周波数帯域除去部は更に、前記ノッチフィルタで減衰される周波数よりも低域側にカットオフ周波数を設定され、前記ノッチフィルタに直列に接続された位相遅れフィルタを備えている請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
  3. 前記ノッチフィルタが、直列に接続された複数のノッチフィルタで構成されている請求項１又は２に記載の電動パワーステアリング装置。
  4. 前記位相遅れフィルタが、１次又は２次の構成である請求項２に記載の電動パワーステアリング装置。
  5. 前記特定周波数帯域除去部は、前記トルク制御系から出力される前記電流指令値、若しくは前記電流指令値と前記モータ電流値の電流偏差を入力する請求項１乃至４のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置。
  6. 前記モータがブラシレスモータであり、前記ブラシレスモータがベクトル制御で駆動制御される請求項１乃至５のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置。
  7. 前記ベクトル制御系が、３相フィードバック式ベクトル制御である請求項６に記載の電動パワーステアリング装置。
  8. 前記ベクトル制御系が、２相フィードバック式ベクトル制御である請求項６に記載の電動パワーステアリング装置。
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