WO2018181213A1 - 光周波数コム発生装置 - Google Patents

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WO2018181213A1
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ceo
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章 大久保
肇 稲場
敦 大苗
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    • G—PHYSICS
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    • H01S3/136—Stabilisation of laser output parameters, e.g. frequency or amplitude by controlling devices placed within the cavity
    • H01S3/137—Stabilisation of laser output parameters, e.g. frequency or amplitude by controlling devices placed within the cavity for stabilising of frequency
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    • G02F2203/00—Function characteristic
    • G02F2203/56—Frequency comb synthesizer

Definitions

  • the present invention relates to an optical frequency comb generator, and more particularly to an optical frequency comb generator that generates an optical frequency comb having an offset frequency f ceo of zero.
  • each one is an optical frequency that is a pulsed laser beam represented by an aggregate of a plurality of line spectra arranged in a comb shape at a frequency interval of a constant repetition frequency f rep with a narrow frequency spectrum.
  • the frequency spectrum 1300 of the optical frequency comb includes a component having a long wavelength (low frequency f (N)) and a component having a short wavelength (high frequency f (2N)). At the same time.
  • Control of the offset frequency f ceo of this optical frequency comb is not only a precision frequency metrology and ultrafast physics, but also an important basic technology in chemistry and astronomy.
  • the offset frequency f ceo of the optical frequency comb is obtained by using the f-2f interferometer to generate light having the second harmonic of the long wavelength component (frequency 2f (N)) and light having the short wavelength (high frequency f (2N)).
  • the interference signal obtained by the interference is detected as a beat signal of a component having the second harmonic (frequency 2f (N)) and a short wavelength (high frequency f (2N)).
  • phase discrimination between the offset frequency f ceo of the optical frequency comb and the reference microwave signal is performed, and the offset frequency f ceo of the optical frequency comb is determined.
  • phase synchronization is performed so that the phase difference between the reference microwave signals is constant.
  • the offset frequency f ceo cannot be stabilized to zero as it is.
  • Non-Patent Document 2 and Patent Document 1 a low-frequency component (frequency: f ceo + n1f rep ) and a high-frequency component (frequency: f ceo + n2f rep ) included in an optical frequency comb with a wide band are used as nonlinear optics.
  • Optical frequency comb with zero offset frequency f ceo from DFG by supplying the difference frequency generator (DFG) using crystal and generating the difference frequency components (frequency: (n2-n1) f rep ) Is disclosed.
  • bandwidth processing since the band of the optical frequency comb with the offset frequency f ceo obtained from DFG being zero is narrow, wideband processing (hereinafter referred to as “bandwidth processing”) is performed once again on the obtained optical frequency comb. Simply abbreviated as “re-broadband”).
  • the present invention has been made in view of the above points, and an object thereof is to provide an optical frequency comb generator that generates an optical frequency comb having an offset frequency f ceo of zero with a simple configuration that does not require re-broadbanding.
  • the optical frequency comb generator of the present invention is an aggregate of a plurality of line spectra that are offset by an offset frequency f ceo and are arranged in a comb shape at a frequency interval of a constant repetition frequency f rep.
  • An optical frequency comb generator that generates an optical frequency comb that is a pulsed laser beam represented by the following: and a detection signal that represents an offset frequency f ceo is generated from the optical frequency comb that is output from the optical frequency comb generator, and the detection is performed.
  • the optical frequency comb generator according to the present invention can generate an optical frequency comb with zero offset frequency fceo by a simple configuration that does not require re-broadbanding.
  • FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of an optical frequency comb generator according to the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram of an embodiment of the fceo detection unit in FIG.
  • FIG. 3 is a block diagram of an embodiment of the error signal generator in FIG.
  • FIG. 4A is a diagram illustrating a frequency spectrum of a signal output from the differential amplifier.
  • FIG. 4B is a diagram illustrating a frequency spectrum of a signal output from the bandpass filter.
  • FIG. 4C is a diagram illustrating a waveform of an error signal generated by the adder.
  • FIG. 5 is a frequency spectrum diagram for explaining the operation principle of this embodiment.
  • FIG. 6 is a block diagram of a first modification of the offset frequency fceo detection unit.
  • FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of an optical frequency comb generator according to the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram of an embodiment of the fceo detection unit in FIG.
  • FIG. 3 is a block diagram
  • FIG. 7 is a block diagram of a second modification of the offset frequency fceo detection unit.
  • FIG. 8A is a frequency spectrum diagram of the output signal of the BPF in the error signal detector in the optical frequency comb generator of FIG.
  • FIG. 8B is a diagram illustrating a measurement result of a relative Allan deviation of f ceo / f rep .
  • FIG. 9 is a block diagram of an application example of the optical frequency comb generator according to the present invention.
  • FIG. 10 is a block diagram of an embodiment of the f beat detection unit in FIG.
  • FIG. 11 is a frequency spectrum diagram of the optical signal f (N) output from the optical comb and the laser oscillation frequency fcw .
  • FIG. 13 is a frequency spectrum diagram of an example of the frequency comb output from the optical comb.
  • FIG. 1 shows a block diagram of an embodiment of an optical frequency comb generator according to the present invention.
  • an optical frequency comb generator 10 of this embodiment includes an optical frequency comb generator (hereinafter simply referred to as “optical comb”) 11, an offset frequency fceo detector 12, and an error signal generator 13.
  • the optical frequency comb generator 10 outputs an optical frequency comb that is a pulse laser beam after control that is controlled so that the offset frequency f ceo becomes zero.
  • the frequency of the component included in the optical frequency comb and the frequency included in a signal obtained by performing some processing on the optical frequency comb may be referred to as an optical frequency.
  • the optical comb 11 is an optical frequency of pulsed laser light including a component having a long wavelength f (N) and a component having a short wavelength f (2N) of the frequency spectrum which is an assembly of the line spectrum shown in FIG. Com A is generated.
  • the offset frequency fceo detector 12 significantly attenuates the power of the component having the repetition frequency f rep indicating the frequency interval between adjacent line spectra in the supplied optical frequency comb A using a differential amplifier. A detection signal representing the offset frequency fceo detected in this way is output.
  • the error signal generator 13 includes a component having a frequency (f rep ⁇ f ceo ) that is a difference between the repetition frequency and the offset frequency in the optical comb 11 from the detection signal supplied from the offset frequency f ceo detector 12, An error signal for phase-synchronizing with the component having the frequency (f rep + f ceo ) is generated, and the generated error signal is supplied to the optical comb 11 through the loop filter 14.
  • FIG. 2 shows a block diagram of an embodiment of the offset frequency fceo detection unit 12 in FIG.
  • the offset frequency fceo detection unit 12 includes a nonlinear crystal 121, a beam splitter 122, a variable optical attenuator 123, an optical bandpass filter (OBPF) 124, light receivers 125 and 126, and a differential amplifier 127.
  • the nonlinear crystal 121 has, for example, PPLN (periodically poled lithium niobate).
  • the nonlinear crystal 121 is supplied with an optical frequency comb A including the frequency component of the long wavelength f (N) and the frequency component of the short wavelength f (2N) of the frequency spectrum shown in FIG.
  • the nonlinear crystal 121 generates the second harmonic (frequency 2f (N)) of the frequency component of the long wavelength f (N) and generates the frequency (2f (N) ⁇ f generated by the f-2f interference processing.
  • An interference signal including a component having (2N) f ceo ) is output.
  • the beam splitter 122 divides the optical signal B (consisting of components having optical frequencies 2f (N), f (N), and f (2N)) supplied from the nonlinear crystal 121 into an optical signal C and an optical signal E. .
  • One optical signal C is supplied from the beam splitter 122 to the variable optical attenuator 123, and the other optical signal E is supplied from the beam splitter 122 to the OBPF 124.
  • the OBPF 124 cuts out the optical signal F in the optical frequency band in which the second harmonic having the frequency 2f (N) and the short wavelength (frequency f (2N)) component exist simultaneously from the input optical signal E.
  • the device 126 is supplied.
  • the light receiver 126 is, for example, a photodiode, photoelectrically converts the input optical signal F, and a component having a second harmonic (frequency 2f (N)) in the input signal F and a short wavelength (frequency f (2N)). ) And a component corresponding to an offset frequency f ceo represented by an interference signal and a frequency f rep , 2f rep o , 3f rep ... M times the repetition frequency f rep (m is a natural number of 1 or more).
  • a component having a difference frequency between the frequency and the offset frequency f ceo (f rep ⁇ f ceo , 2f rep ⁇ f ceo , 3f rep ⁇ f ceo ,...), And their frequencies And the offset signal f ceo are supplied to the differential amplifier 127 with a first signal comprising a component having a frequency (f rep + f ceo , 2f rep + f ceo , 3f rep + f ceo ,).
  • the light receiver 125 is, for example, a photodiode, photoelectrically converts the input optical signal D, and has a frequency f rep , 2f rep o , 3f rep that is m times the repetition frequency f rep (m is a natural number of 1 or more).
  • a second signal including a component having... Is supplied to the differential amplifier 127.
  • the signal related to the offset frequency f ceo the signal whose frequency is expressed using the offset frequency f ceo , that is, the frequency f ceo , (f rep ⁇ f ceo ), (2f rep ⁇ f ceo ), (3f rep ⁇ f ceo ),...
  • the offset frequency f ceo detection unit 12 adjusts the power of the second signal with the variable optical attenuator 123, and the differential amplifier 127 uses the m-fold repetition frequency f rep in the first signal, The signal having 2f rep o , 3f rep ... And the second signal are almost canceled out.
  • the differential amplifier 127 outputs a signal G having a frequency spectrum shown in FIG. 4A.
  • the signal G is an example of a detection signal. In the signal G of FIG.
  • the signal component a is a signal having an offset frequency f ceo and the signal component b is a signal having a frequency (f rep ⁇ f ceo ).
  • the signal component c is a signal having a repetitive frequency f rep that is substantially canceled out, the signal component d is a signal having a frequency (f rep + f ceo ), and the signal component e is a frequency (2f rep ⁇ f ceo).
  • the signal component f is a signal having a frequency 2f rep that is substantially canceled out
  • the signal component g is a signal having a frequency (2f rep + f ceo )
  • the signal component h is a frequency (3f rep -F ceo )
  • the signal component h is a signal having a frequency 3f rep that is substantially canceled out.
  • FIG. 3 shows a block diagram of an embodiment of the error signal generator 13 in FIG.
  • the error signal generation unit 13 includes a band pass filter (BPF) 131, a splitter 132, a mixer 133, and an adder 134.
  • the BPF 131 has a slightly wider frequency band including the frequency region of (f rep ⁇ f ceo ) to (f rep + f ceo ) in the electric signal G output from the differential amplifier 127 in the offset frequency f ceo detection unit 12. And outputs a signal including the selected frequency band.
  • the BPF 131 selects and outputs the signal components b, c, and d in the signal G of the frequency spectrum shown in FIG. 4A, and greatly suppresses the other signal components to obtain the frequency spectrum shown in FIG. 4B.
  • the signal H is output.
  • the splitter 132 bisects the input signal H and supplies it to the mixer 133.
  • the mixer 133 multiplies the supplied signals to generate a square signal of the input signal H, and outputs the square signal.
  • the mixer 133 since the input signal H is sufficiently low level and can be ignored except for the signal components b and d, the mixer 133 has the signal component b of the frequency (f rep ⁇ f ceo ) and the frequency ( A square signal I represented by the following equation, which is composed of the signal component d of f rep + f ceo ), is output.
  • ⁇ ⁇ Vcos [2 ⁇ (f rep -f ceo ) t] + Vcos [2 ⁇ (f rep + f ceo ) t + ⁇ ] ⁇ 2 (5)
  • ⁇ indicates the phase difference between the signal components b and d.
  • the adder 134 adds a predetermined DC voltage ⁇ V 2 to the square signal I supplied from the mixer 133 to generate a signal J after addition, and uses the signal J as an error signal through the loop filter 14 of FIG. Feedback output to the comb 11.
  • This error signal J is a basis for a phase error signal between a component having a frequency (f rep ⁇ f ceo ) and a component having a frequency (f rep + f ceo ).
  • the phase difference generated by the difference between the two electric path lengths between the splitter 132 and the mixer 133 changes the amplitude and the positive / negative polarity of the error signal J. However, an appropriate electric path length (in many cases, the same electric path length). By selecting, the maximum amplitude and desired polarity can be obtained.
  • the current of the pumping laser inside the optical comb 11 is controlled by the error signal J, so that the offset frequency f ceo in the output optical frequency comb is the frequency (f rep ⁇ f ceo) and the frequency of the signal component d (f rep + f ceo) is variably controlled so as to approach.
  • (f rep ⁇ f ceo ) (f rep + f ceo ).
  • the adder 134 removes high-frequency components not related to phase synchronization in the equation (6) from the square signal I with a low-pass filter (not shown), and then adds the predetermined DC voltage ⁇ V 2 to the square signal I after removal.
  • an error signal J having a waveform shown in FIG. 4C represented by V 2 cos ⁇ is generated.
  • the only new function required is a simple differential detection function, and the optical frequency comb generator does not need to add a complicated function and limits the wavelength band of the optical frequency comb. It is possible to have a simple configuration that is not required. Also, in this method, the offset frequency f ceo of the light that has not been subjected to the broadband processing of the light source portion of the original optical comb 11 becomes zero, so that the optical frequency comb generator performs the broadband processing from the light source portion of the optical comb 11. It is also possible to use light that has not been lighted by making it broadband once. Furthermore, the optical frequency comb generator can also use an optical frequency comb with a sufficiently wide band generated to detect the offset frequency f ceo as it is.
  • variable attenuator 123 and the differential amplifier 127 have the frequency (f rep ⁇ f ceo ) and the power of the component of (f rep + f ceo ), the power of the component of the repetition frequency f rep is made relatively small.
  • FIG. 6 shows a block diagram of a first modification of the offset frequency fceo detection unit 12.
  • the offset frequency fceo detection unit 12 ⁇ / b> A according to the first modification includes a polarization beam splitter 128 instead of the beam splitter 122, and a variable optical attenuator or polarizer 129 instead of the variable optical attenuator 123.
  • the second harmonic (frequency 2f (N)) of the optical signal B (consisting of components having optical frequencies 2f (N), f (N), f (2N)) obtained by the nonlinear crystal 121 is used.
  • the polarization beam splitter 128 splits the optical signal B into two. Then, an optical frequency comb A including a component having optical frequencies f (N) and f (2N) is output to one optical path (that is, an optical signal composed of a fundamental wave component), and a fundamental wave component is output to the other optical path. And the second harmonic are output as an optical signal E (that is, the same as the optical signal B).
  • the polarization of the light separated by the polarization beam splitter 128 becomes linearly polarized light. Therefore, when a polarizer is used as the variable optical attenuator or polarizer 129, the offset frequency fceo detector 12A detects the same as when the variable optical attenuator is used by rotating the transmission axis of the polarizer. It is possible to adjust the power of signal components having frequencies f rep , 2f rep o , 3f rep ... M times the repetition frequency f rep (m is a natural number of 1 or more).
  • the light receiver 125 supplies a second signal composed of signal components having frequencies f rep , 2f rep o , 3f rep ... M times the repetition frequency f rep to the differential amplifier 127.
  • FIG. 7 shows a block diagram of a second modification of the offset frequency fceo detection unit 12.
  • the offset frequency fceo detection unit 12B of the second modified example supplies the optical frequency comb A from the optical comb 11 to the nonlinear crystal 121a and the variable optical attenuator 123 by branching the optical frequency comb A from the beam splitter 122.
  • the nonlinear crystal 121a generates the second harmonic (frequency 2f (N)) of the frequency component of the long wavelength f (N) based on the optical frequency comb A supplied from the beam splitter 122, and the second harmonic ( The frequency 2f (N)) is output together with the components having the input frequencies f (N) and f (2N).
  • the optical signal B output from the nonlinear crystal 121a includes the second harmonic (frequency 2f (N)) together with the components having the input frequencies f (N) and f (2N).
  • the nonlinear crystal 121a has PPLN like the nonlinear crystal 121, for example.
  • the OBPF 124 generates an optical signal F in an optical frequency band including both the second harmonic (frequency 2f (N)) and the short wavelength f (2N) in the optical signal B supplied from the nonlinear crystal 121a. It is cut out from the optical signal B and supplied to the light receiver 126.
  • the frequency spectrum figure of the output signal of BPF131 in error signal detection part 13 at the time is shown.
  • the output signal (in-loop beat signal) of the BPF 131 shows a peak at the repetition frequency f rep . Therefore, it is strongly suggested that the offset frequency f ceo is zero due to phase synchronization (clear evidence will be described later).
  • the S / N of the coherent peak was about 84 dB ⁇ Hz, which was the same as in the normal case where the offset frequency f ceo was phase-synchronized with the synthesizer reference signal.
  • the beat signal (frequency f in-loop ) of the phase-synchronized offset frequency f ceo and the repetition frequency f directly detected by another port are used.
  • the frequency of rep was measured with a counter, and the relative Allan deviation of f in-loop / f rep was calculated.
  • f ceo 0, f in-loop matches f rep .
  • FIG. 8B shows the measurement result of the relative Allan deviation of f in-loop / f rep .
  • the relative allan deviation of the counter limit was obtained, and the phase synchronization performance of this embodiment was high in combination with the in-loop beat spectrum, and it was confirmed that it was equivalent to the normal phase synchronization of the offset frequency fceo .
  • optical frequency comb generator of this embodiment shows an example in which the optical frequency comb generator of this embodiment is applied to an optical frequency divider.
  • the optical frequency comb generator is useful not only in optical frequency division but also in many fields including the application of attosecond optical pulses for controlling the carrier envelope phase.
  • the application of the apparatus is not limited to the optical frequency divider.
  • FIG. 9 shows a block diagram of an application example of the optical frequency comb generator according to the present invention.
  • the optical frequency divider 20 which is this application example is configured by combining the optical frequency comb generator 10 shown in FIG. 1 with a beat optical frequency zero control circuit for controlling the beat optical frequency f beat to zero.
  • the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted as appropriate.
  • the optical comb 11 is controlled so that the offset frequency f ceo of the generated optical frequency comb is zero by the first feedback loop including the f ceo detection unit 12, the error signal generation unit 13, and the loop filter 14.
  • the optical comb 11 is based on the oscillation frequency f cw of CW laser oscillator 22, generates the (N / N cw) dividing represented by f cw optical frequency comb f (N).
  • N is an arbitrary natural number
  • N cw is a constant value corresponding to a desired frequency division ratio.
  • the f beat detector 23 is supplied with the optical frequency comb from the optical comb 11 and the CW laser signal from the CW laser oscillator 22.
  • the f beat detection unit 23 photoelectrically converts an optical signal including an interference signal between the optical frequency comb and the CW laser signal, a component corresponding to the beat frequency f beat , and m times the repetition frequency f rep (m is 1 or more).
  • the error signal detection unit 24 includes a component having a frequency (f rep ⁇ f beat ) of the difference between the repetition frequency and the beat frequency in the optical comb 11 and the sum frequency ( An error signal for phase-synchronizing with the component having f rep + f beat ) is generated, and the generated error signal is supplied to the optical comb 11 through the loop filter 25.
  • FIG. 10 shows a block diagram of an embodiment of the f beat detection unit 23 in FIG.
  • the f beat detection unit 23 includes an optical bandpass filter (OBPF) 231, a 1: 1 beam splitter (BS) 232, light receivers 233 and 234, and a differential amplifier 235.
  • the 1: 1 beam splitter (BS) 232 may be a half mirror.
  • the OBPF 231 is a narrow optical frequency region (for example, ⁇ several) centered on an optical signal having a frequency f (N cw ) closest to the oscillation frequency f cw of the CW laser signal among the optical signals of the optical frequency comb output from the optical comb 11.
  • the optical signal within 1000 f rep is selected and output.
  • FIG. 11 shows the frequency spectrum of the optical signal in the f beat detector 23.
  • the beat frequency f beat between the frequency f cw is expressed by the following equation.
  • the repetition frequency f rep is expressed by the following equation.
  • f rep (f cw ⁇ f ceo ⁇ f beat ) / N cw (9) Therefore, the frequency f (N) in the optical frequency comb is expressed by the following equation by substituting the equation (9) into the equation (1).
  • f (N) f ceo + (N / N cw ) (f cw ⁇ f ceo ⁇ f beat ) (10)
  • the 1: 1 beam splitter (BS) 232 in FIG. 10 outputs an optical signal in a narrow optical frequency region centered on the frequency f (N cw ) of the optical signal from the OBPF 231 and the CW laser signal from the CW laser oscillator 22. Synthesize and branch into two for output.
  • An optical signal including beat signals S and T is output on one optical path, and an optical signal including beat signals -S and T is output on the other optical path.
  • the beat signal -S is a phase inversion signal of the beat signal S.
  • the light receiver 233 photoelectrically converts an optical signal including the beat signals S and T, and corresponds to the beat signal S, f beat , (f rep ⁇ f beat ), (f rep + f beat ), (2f rep ⁇ f Outputs a signal composed of a component having a frequency of beat ),... and a component having a frequency of f rep , 2f rep , 3f rep,. To do.
  • This output signal is input to the differential amplifier 235 as a first signal.
  • the light receiver 234 photoelectrically converts an optical signal including the beat signals -S and T, and corresponds to the beat signal -S, f beat , (f rep -f beat ), (f rep + f beat ), ( 2f rep -f beat ),... And a component corresponding to the beat signal T and having a frequency of f rep , 2f rep , 3f rep,. Is output.
  • This output signal is input to the differential amplifier 235 as a second signal.
  • Each of the light receiver 233 and the light receiver 234 can be, for example, a photodiode.
  • the differential amplifier 235 differentially amplifies the first and second signals to significantly suppress the m-fold repetition frequencies f rep , 2f rep o , 3f rep ... And f beat , ( The electrical signal of the component having the frequency consisting of f rep ⁇ f beat ), (f rep + f beat ), (2f rep ⁇ f beat ),... is output to the error signal generator 24.
  • the error signal generation unit 24 includes a band pass filter, a square circuit, and an adder. First, (f rep ⁇ f beat ) to (f rep + f) in the electric signal supplied from the differential amplifier 235 by the band pass filter. A signal having a frequency band slightly wider than that including the frequency range of beat ) is selected.
  • the signal output from the bandpass filter is substantially the signal of the frequency (f rep ⁇ f beat ) and the frequency (f rep + f beat). ) Signal.
  • the square circuit outputs a square signal U expressed by the following equation from the frequency (f rep ⁇ f beat ) signal and the frequency (f rep + f beat ) signal supplied from the bandpass filter.
  • ⁇ ⁇ Vcos [2 ⁇ (f rep -f beat ) t] + Vcos [2 ⁇ (f rep + f beat ) t + ⁇ ] ⁇ 2 (11)
  • ⁇ represents a phase difference between the signal of the above frequency (f rep ⁇ f beat ) and the signal of the frequency (f rep + f beat ).
  • the adder in the error detection unit 24 adds a predetermined DC voltage ⁇ V 2 to the square signal U to generate an error signal, and supplies this error signal to the optical comb 11.
  • the optical comb 11 causes the f beat control actuator such as an electro-optic modulator or a piezo element in the internal laser resonator to transmit the optical frequency (f rep in the frequency comb output from the optical comb 11.
  • -F beat ) and (f rep + f beat ) are controlled so as to be close to each other, and the frequency (f rep -f beat ) signal and the frequency (f rep + f beat ) signal are phase-synchronized.
  • the adder in the error detector 24 removes a high-frequency component not related to phase synchronization in the equation (12) from the square signal U with a low-pass filter (not shown), and then adds the predetermined DC to the square signal U after the removal.
  • a low-pass filter not shown
  • V 2 cos ⁇ an error signal having the same waveform as the waveform shown in FIG. 4C represented by V 2 cos ⁇
  • the generated error signal is output to the optical comb 11 through the loop filter 25.
  • the optical comb 11 generates an optical frequency comb in which the beat frequency f beat is controlled to be zero, and outputs the optical frequency comb to the output terminal 26 in FIG.
  • the optical frequency divider 20 controls the offset frequency f ceo of the optical frequency comb to zero by the first feedback loop including the f ceo detection unit 12, the error signal generation unit 13, and the loop filter 14.
  • the beat frequency f beat is controlled to zero by the second feedback loop including the f beat detection unit 23, the error signal generation unit 24, and the loop filter 25.
  • the optical frequency divider 20 makes the offset frequency f ceo of the optical comb 21 zero by the first feedback loop circuit 27 having the above-described f ceo detection unit 12, error signal generation unit 13, and loop filter 14.
  • the second feedback loop circuit 28 having the f beat detection unit 23, the error signal generation unit 24, and the loop filter 25 is used to control the reference laser frequency and the optical frequency comb from the reference laser oscillator 41 of the optical comb 21.
  • the beat frequency f beat between optical signals having a frequency closest to the reference laser frequency is controlled to zero.
  • the optical frequency divider 30 having an offset frequency locks the offset frequency of the optical comb 31 to 29.9 MHz by a known first phase-locked loop (PLL) circuit 32 and a known second PLL circuit. 33 controls the beat frequency between the reference laser frequency from the reference laser oscillator 41 of the optical comb 31 and the optical signal having the frequency closest to the reference laser frequency in the optical frequency comb to 29.9 MHz.
  • PLL phase-locked loop
  • an optical bandpass filter (OBPF) 42 selects an optical signal having a wavelength of 1020 nm and a wavelength region in the vicinity thereof.
  • the OBPF 43 selects an optical signal having a wavelength of 1020 nm and a wavelength region in the vicinity thereof.
  • the repetition frequency f rep in each frequency comb emitted from the optical combs 21 and 31 is set equal.
  • the counter 44 counts the frequency of the two out-of-loop beat signals selected by the OBPFs 42 and 43, respectively.
  • the graph shown second from the top in FIG. 12 shows the frequency spectrum of the optical signal from the optical comb 21, and the graph shown third from the top in FIG. 12 shows the frequency spectrum of the optical signal from the optical comb 31.
  • the waveform shown at the bottom of FIG. 12 shows the measured out-of-loop beat frequency and the relative Allan deviation with respect to the optical frequency of 200 THz.

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Abstract

光周波数コム発生器１１は、一定の繰り返し周波数ｆrepの複数の線スペクトルの集合体で表されるパルスレーザ光である光周波数コムＡを発生する。オフセット周波数ｆceo検出部１２は、供給された光周波数コムＡの隣接する線スペクトラム間の周波数間隔を示す繰り返し周波数ｆrepを持つ成分のパワーを差動アンプを用いて大幅に減衰させて検出したオフセット周波数ｆceoを表す検出信号を出力する。誤差信号生成部１３は、オフセット周波数ｆceo検出部１２から供給される検出信号から、光周波数コム発生器１１から発する光周波数コム中の繰り返し周波数とオフセット周波数との差の周波数 (ｆrep－ｆceo)を持つ成分と、和の周波数(ｆrep＋ｆceo)を持つ成分とを位相同期するための誤差信号を生成し、ループフィルタ１４を通して光周波数コム発生器１１に供給する。

Description

光周波数コム発生装置
　本発明は、光周波数コム発生装置に関し、特にオフセット周波数ｆceoゼロの光周波数コムを発生する光周波数コム発生装置に関する。
　図１３に示されるように、１本１本は細い周波数スペクトラムが一定の繰り返し周波数ｆrepの周波数間隔で櫛歯状に並ぶ複数の線スペクトルの集合体で表されるパルスレーザ光である光周波数コムが、１オクターブ以上の帯域にわたって存在する場合、光周波数コムの周波数スペクトラム１３００は、長波長(低周波数ｆ(N))を持つ成分と短波長(高周波数ｆ(2N))を持つ成分とを同時に含む。長波長(低周波数ｆ(N))を持つ成分及び短波長(高周波数ｆ(2N))を持つ成分は、オフセット周波数ｆceoだけオフセットされているため、それぞれの成分の周波数は、次式で表される。
　　　　ｆ(N)＝Ｎ×ｆrep＋ｆceo　　　　　 （１）
　　　　ｆ(2N)＝２Ｎ×ｆrep＋ｆceo　　　　（２）
　ただし、上式中Ｎは０又は自然数であり、モード次数を示す。また、オフセット周波数ｆceoは正式にはキャリアエンベロープオフセット周波数と呼ばれる（ただし、本明細書では便宜上「オフセット周波数」と略す）。また、オフセット周波数ｆceoと繰り返し周波数ｆrepとの間には、次の不等式が成立する。
　　　　０≦ｆceo≦ｆrep　　　　　　　　　（３）
　この光周波数コムのオフセット周波数ｆceoの制御は、精密周波数メトロロジ及び超高速物理だけでなく、化学及び天文においても重要な基盤技術である。特に、ｆceo＝０に制御された光周波数コムは、光周波数分周、または、キャリアエンベロープ位相を制御するアト秒光パルスの応用などをはじめ、多くの分野において有用である。光周波数コムのオフセット周波数ｆceoは、ｆ-２ｆ干渉計によって長波長成分の第２高調波(周波数２ｆ(N))を持つ光と短波長(高周波数ｆ(2N))を持つ光とを干渉させて得られる干渉信号において、第２高調波(周波数２ｆ(N))と短波長(高周波数ｆ(2N))を持つ成分とのビート信号として検出される。このｆ-２ｆ干渉計では、周波数が安定なオフセット周波数ｆceoを得るため、光周波数コムのオフセット周波数ｆceoと基準マイクロ波信号との位相弁別が行われ、光周波数コムのオフセット周波数ｆceoと基準マイクロ波信号間の位相差が一定になるように位相同期することが一般的に行われる。しかし、ゼロ周波数（直流）には位相が存在せず位相弁別は不可能であるため、そのままではオフセット周波数ｆceoをゼロに安定化することができない。
　そこで、従来より、オフセット周波数ｆceoがゼロとなる光周波数コムを発生する光周波数コム発生装置が提案されている（例えば、非特許文献１及び２、特許文献１参照）。非特許文献１には、オフセット周波数ｆceoをゼロとなる光周波数コムを発生する装置が開示されている。この装置は、音響光学変調器（ＡＯＭ）により変調周波数ｆAOMだけ周波数シフトした光周波数コムからｆ-２ｆ干渉計を用いて周波数（ｆceo＋ｆAOM）を検出し、このシフトした周波数を持つ信号を周波数ｆAOMに位相同期することで、次式に従ってオフセット周波数ｆceoをゼロとする。
　　　　ｆceo＋ｆAOM＝ｆAOM　　　　　　　（４）
　また、非特許文献２及び特許文献１には、広帯域化した光周波数コムに含まれる低周波数成分（周波数：ｆceo＋n1ｆrep）と高周波数成分（周波数：ｆceo＋n2ｆrep）とを、非線形光学結晶を用いた差周波発生器（ＤＦＧ）に供給し、それらの差周波数成分（周波数：(n2-n1)ｆrep)を生成することで、ＤＦＧからオフセット周波数ｆceoをゼロとした光周波数コムを出力させる装置が開示されている。
Rausch et al.,Opt.Express.17,20282,(2009) 論文 Krauss et al.,Opt.Lett.36,540(2011)
米国特許出願公開第２０１２－００９３１８１号明細書
　しかしながら、ＡＯＭを用いる従来の光周波数コム発生装置では、高価なＡＯＭが必要で装置全体として高価な構成となり、また、０次光の混入などによって制御に用いる信号のＳ／Ｎが低下するという課題がある。一方、ＤＦＧを用いる従来の光周波数コム発生装置では、ＤＦＧから得られるオフセット周波数ｆceoをゼロとした光周波数コムの帯域が狭いため、得られた光周波数コムに対してもう一度広帯域化処理（以下、単に「再広帯域化」と略す）を必要とするという課題がある。
　本発明は以上の点に鑑みなされたもので、簡単で、しかも再広帯域化が不要な構成によりオフセット周波数ｆceoをゼロとした光周波数コムを発生する光周波数コム発生装置を提供することを目的とする。
　上記の目的を達成するため、本発明の光周波数コム発生装置は、オフセット周波数ｆceoだけオフセットされ、かつ、一定の繰り返し周波数ｆrepの周波数間隔で櫛歯状に並ぶ複数の線スペクトルの集合体で表されるパルスレーザ光である光周波数コムを発生する光周波数コム発生器と、光周波数コム発生器から出力された光周波数コムからオフセット周波数ｆceoを表す検出信号を生成して、その検出信号を出力する検出部と、その検出信号から周波数(ｆrep－ｆceo)を持つ成分と周波数(ｆrep＋ｆceo)を持つ成分とを位相同期させるための誤差信号を生成し、その誤差信号を光周波数コム発生器にフィードバックして、光周波数コム発生器から出力される光周波数コム中のオフセット周波数ｆceoをゼロに可変制御する誤差信号検出部と、を有する。
　本発明による光周波数コム発生装置は、簡単で、しかも再広帯域化が不要な構成によりオフセット周波数ｆceoをゼロとした光周波数コムを発生することができる。
図１は、本発明に係る光周波数コム発生装置の一実施形態のブロック図である。 図２は、図１中のｆceo検出部の一実施形態のブロック図である。 図３は、図１中の誤差信号生成部の一実施形態のブロック図である。 図４Ａは、差動アンプから出力される信号の周波数スペクトラムを表す図である。 図４Ｂは、バンドパスフィルタから出力される信号の周波数スペクトラムを表す図である。 図４Ｃは、加算器により生成される誤差信号の波形を表す図である。 図５は、本実施形態の動作原理説明用周波数スペクトラム図である。 図６は、オフセット周波数ｆceo検出部の第１変形例のブロック図である。 図７は、オフセット周波数ｆceo検出部の第２変形例のブロック図である。 図８Ａは、図１の光周波数コム発生装置における誤差信号検出部中のＢＰＦの出力信号の周波数スペクトル図である。 図８Ｂは、ｆceo/ｆrepの相対アラン偏差の測定結果を示す図である。 図９は、本発明に係る光周波数コム発生装置の一応用例のブロック図である。 図１０は、図９中のｆbeat検出部の一実施形態のブロック図である。 図１１は、光コムから出力される光信号ｆ(N)及びレーザ発振周波数ｆcwの周波数スペクトラム図である。 図１２は、本発明に係る光周波数コム発生装置がオフセット周波数ｆceo＝０であることを確認するための装置構成、光コムからの光信号の周波数スペクトラム、及び、測定したアウトオブループビート周波数と、光周波数２００ＴＨｚに対する相対アラン偏差を示す図である。 図１３は、光コムから出力される周波数コムの一例の周波数スペクトラム図である。
　次に、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
　図１は、本発明に係る光周波数コム発生装置の一実施形態のブロック図を示す。同図に示すように、本実施形態の光周波数コム発生装置１０は、光周波数コム発生器（以下、単に「光コム」と略す）１１、オフセット周波数ｆceo検出部１２、誤差信号生成部１３、ループフィルタ１４を含むフィードバックループ構成を有する。そして光周波数コム発生装置１０は、光コム１１からオフセット周波数ｆceoがゼロとなるように制御された制御後のパルスレーザ光である光周波数コムを出力する。
　なお、以下では、光周波数コムに含まれる成分の周波数、及び、光周波数コムに対する何らかの処理を行って得られる信号に含まれる周波数を、光周波数と呼ぶことがある。
　光コム１１は、前述した図１３に示した線スペクトラムの集合体である周波数スペクトラムの長波長ｆ(N)を持つ成分と短波長ｆ(2N)を持つ成分とを含むパルスレーザ光の光周波数コムＡを発生する。オフセット周波数ｆceo検出部１２は、供給された光周波数コムＡのうちの互いに隣接する線スペクトラム間の周波数間隔を示す繰り返し周波数ｆrepを持つ成分のパワーを差動アンプを用いて大幅に減衰させて検出したオフセット周波数ｆceoなどを表す検出信号を出力する。誤差信号生成部１３は、オフセット周波数ｆceo検出部１２から供給される検出信号から光コム１１中の繰り返し周波数とオフセット周波数との差の周波数(ｆrep－ｆceo)を持つ成分と、和の周波数(ｆrep＋ｆceo)を持つ成分とを位相同期するための誤差信号を生成し、生成した誤差信号をループフィルタ１４を通して光コム１１に供給する。
　次に、図１中の各ブロックの構成について更に詳細に説明する。図２は、図１中のオフセット周波数ｆceo検出部１２の一実施形態のブロック図を示す。図２において、オフセット周波数ｆceo検出部１２は、非線形結晶１２１、ビームスプリッタ１２２、可変光アッテネータ１２３、光バンドパスフィルタ（ＯＢＰＦ）１２４、受光器１２５及び１２６、差動アンプ１２７を有する。非線形結晶１２１は、例えばＰＰＬＮ(periodically poled lithium niobate)を有する。非線形結晶１２１には、図１３に示した周波数スペクトラムの長波長ｆ(N)の周波数成分と短波長ｆ(2N)の周波数成分とを含む光周波数コムＡが供給される。そして非線形結晶１２１は、長波長ｆ(N)の周波数成分の第２高調波（周波数２ｆ(N)）を発生し、ｆ－２ｆ干渉処理されることで発生する周波数(２ｆ(N)－ｆ(2N)＝ｆceo)を持つ成分を含む干渉信号を出力する。
　ビームスプリッタ１２２は、非線形結晶１２１から供給された光信号Ｂ（光周波数２ｆ(N)、ｆ(N)、ｆ(2N)を持つ成分からなる）を光信号Ｃ及び光信号Ｅに２分割する。一方の光信号Ｃは、ビームスプリッタ１２２から可変光アッテネータ１２３に供給され、他方の光信号Ｅは、ビームスプリッタ１２２からＯＢＰＦ１２４に供給される。ＯＢＰＦ１２４は、入力された光信号Ｅから、周波数２ｆ(N)を持つ第２高調波と短波長（周波数ｆ(2N)）の成分とが同時に存在する光周波数帯域の光信号Ｆを切り出して受光器１２６に供給する。受光器１２６は、例えば、フォトダイオードであり、入力光信号Ｆを光電変換して、入力信号Ｆ中の第２高調波（周波数２ｆ(N)）を持つ成分と短波長（周波数ｆ(2N)）を持つ成分との干渉信号により表されるオフセット周波数ｆceoに相当する成分と、繰り返し周波数ｆrepのｍ倍（ｍは１以上の自然数）の周波数ｆrep、２ｆrep o、３ｆrep・・・を持つ成分と、それらの周波数とオフセット周波数ｆceoとの差の周波数（ｆrep－ｆceo、２ｆrep－ｆceo、３ｆrep－ｆceo、・・・）を持つ成分と、それらの周波数とオフセット周波数ｆceoとの和の周波数（ｆrep＋ｆceo、２ｆrep＋ｆceo、３ｆrep＋ｆceo、・・・）を持つ成分とからなる第１の信号を差動アンプ１２７に供給する。
　一方、受光器１２５は、例えば、フォトダイオードであり、入力光信号Ｄを光電変換して、繰り返し周波数ｆrepのｍ倍（ｍは１以上の自然数）の周波数ｆrep、２ｆrep o、３ｆrep・・・を持つ成分を含む第２の信号を差動アンプ１２７に供給する。ここで、光信号ＤはＯＢＰＦを通していないので、オフセット周波数ｆceo関連の信号（周波数がオフセット周波数ｆceoを用いて表される信号、すなわち、周波数ｆceo、（frep－fceo）、（２frep－fceo）、（３frep－fceo）、．．．、（frep＋fceo）、（２frep＋fceo）、（３frep＋fceo）、．．．などの信号）に対して繰り返し周波数ｆrepを持つ信号のパワーが圧倒的に大きい。そこで、本実施形態によるオフセット周波数ｆceo検出部１２は、第２の信号のパワーを可変光アッテネータ１２３で調整し、差動アンプ１２７において、第１の信号中のｍ倍の繰り返し周波数ｆrep、2ｆrep o、3ｆrep・・・を持つ信号と第２の信号とがほぼ相殺除去されるようにしている。これにより、差動アンプ１２７は、図４Ａに示す周波数スペクトラムの信号Ｇを出力する。ここで、信号Ｇは、検出信号の一例であり、図４Ａの信号Ｇ中、信号成分ａはオフセット周波数ｆceoを持つ信号であり、信号成分ｂは周波数（ｆrep－ｆceo）を持つ信号であり、信号成分ｃはほぼ相殺除去された繰り返し周波数ｆrepを持つ信号であり、信号成分ｄは周波数（ｆrep＋ｆceo）を持つ信号であり、信号成分ｅは周波数（２ｆrep－ｆceo）を持つ信号であり、信号成分ｆはほぼ相殺除去された周波数２ｆrepを持つ信号であり、信号成分ｇは周波数（２ｆrep＋ｆceo）を持つ信号であり、信号成分ｈは周波数（３ｆrep－ｆceo）を持つ信号であり、信号成分ｈはほぼ相殺除去された周波数３ｆrepを持つ信号である。
　次に、図１中の誤差信号生成部１３の構成及び動作について説明する。図３は、図１中の誤差信号生成部１３の一実施形態のブロック図を示す。図３において、誤差信号生成部１３は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１３１、スプリッタ１３２、ミキサ１３３及び加算器１３４を有する。ＢＰＦ１３１は、オフセット周波数ｆceo検出部１２内の差動アンプ１２７から出力された電気信号Ｇ中の（ｆrep－ｆceo）～（ｆrep＋ｆceo）の周波数領域を含むそれより若干広い周波数帯域を選択し、選択した周波数帯域を含む信号を出力する。したがって、ＢＰＦ１３１は図４Ａに示した周波数スペクトラムの信号Ｇ中の信号成分ｂ、ｃ及びｄを選択して出力し、それ以外の信号成分を大幅に抑圧して、図４Ｂに示す周波数スぺトラムの信号Ｈを出力する。
　スプリッタ１３２は、入力信号Ｈを二分してミキサ１３３にそれぞれ供給する。ミキサ１３３は、供給された信号同士を乗じることで、入力信号Ｈの二乗信号を生成し、その二乗信号を出力する。ここで、入力信号Ｈは図４Ｂに示したように、信号成分ｂ及びｄ以外は十分低レベルであり無視できるので、ミキサ１３３は、周波数（ｆrep－ｆceo）の信号成分ｂ及び周波数（ｆrep＋ｆceo）の信号成分ｄからなる次式で示す二乗信号Ｉを出力する。
　　Ｉ＝{Vcos[2π(ｆrep-ｆceo)t]+Vcos[2π(ｆrep+ｆceo)t+Δφ]}2　（５）
ただし、上式中、Δφは上記信号成分ｂ及びｄの位相差を示す。
　加算器１３４はミキサ１３３から供給された二乗信号Ｉに、所定の直流電圧－Ｖ2を加算して加算後の信号Ｊを生成し、その信号Ｊを誤差信号として図１のループフィルタ１４を通して光コム１１にフィードバック出力する。この誤差信号Ｊは、周波数(ｆrep－ｆceo)を持つ成分と周波数(ｆrep＋ｆceo)を持つ成分間の位相の誤差信号の基となる。スプリッタ１３２とミキサ１３３間の２本の電気路長差により発生する位相差により、この誤差信号Ｊの振幅と正負の極性が変化するが、適切な電気路長（多くの場合同じ電気路長）を選ぶことで最大の振幅かつ所望の極性が得られる。光コム１１内部の例えば励起レーザの電流が誤差信号Ｊにより制御されることで、出力される光周波数コムにおけるオフセット周波数ｆceoが、（５）式中の信号成分ｂの周波数（ｆrep－ｆceo）と信号成分ｄの周波数（ｆrep＋ｆceo）とが近づくように可変制御される。そして、両信号成分ｂ及びｄを位相同期することにより、（ｆrep－ｆceo）＝（ｆrep＋ｆceo）となる。この結果、（５）式の二乗信号Ｉは次式で示されるようになる。
　　Ｉ＝Ｖ2＋Ｖ2cosΔφ＋（位相同期に関係ない高周波成分）　　　（６）
　加算器１３４は、二乗信号Ｉから（６）式中の位相同期に関係ない高周波成分を図示しないローバスフィルタで除去した後、除去後の二乗信号Ｉに上記所定の直流電圧－Ｖ2を加算することで、Ｖ2cosΔφで表される図４Ｃに示す波形の誤差信号Ｊを生成する。このように、（ｆrep－ｆceo）＝（ｆrep＋ｆceo）に近づけるようにオフセット周波数ｆceoが制御されて信号成分ｂ及びｄを位相同期することにより、光コム１１はオフセット周波数ｆceoがゼロに制御された光周波数コムを発生して図１の出力端子１５へ出力する。
　本実施形態によれば、新たに必要となる機能は簡単な差動検出機能のみであり、光周波数コム発生装置は、複雑な機能を加えなくてよく、かつ、光周波数コムの波長帯域を制限することがない簡単な構成とすることができる。また、この手法ではもともとの光コム１１の光源部の広帯域化処理されていない光のオフセット周波数ｆceoがゼロになるので、光周波数コム発生装置は、光コム１１の光源部からの広帯域化処理されていない光を一度だけ広帯域化することで使用することも可能である。さらに、光周波数コム発生装置は、オフセット周波数ｆceoを検出するために発生させた、十分広帯域な光周波数コムをそのまま使用することも可能である。
　本実施形態の動作原理について、図５と共に更に説明する。本実施形態では、図５に示す周波数スペクトラムの光周波数コムのうち、まず、図５に（イ）で示すように、図２の可変アッテネータ１２３及び差動アンプ１２７は、周波数（ｆrep－ｆceo）の成分及び（ｆrep＋ｆceo）の成分のパワーに比して、繰り返し周波数ｆrepの成分のパワーを相対的に小さくする。その後、前述した図１のオフセット周波数ｆceo検出部１２、誤差信号生成部１３、ループフィルタ１４及び光コム１１のフィードバックループは、図５に（ロ）で示すように、オフセット周波数ｆceoを可変制御して、周波数（ｆrep－ｆceo）と周波数（ｆrep＋ｆceo）とを近づけてから信号成分ｂ及びｄを位相同期する。その結果、周波数（ｆrep－ｆceo）と周波数（ｆrep＋ｆceo）とがロックされて下記の関係が成立する。
　　　　（ｆrep－ｆceo）＝（ｆrep＋ｆceo）　　　（７）
したがって、オフセット周波数ｆceoがゼロになる。
　次に、オフセット周波数ｆceo検出部１２の変形例について説明する。図６は、オフセット周波数ｆceo検出部１２の第１変形例のブロック図を示す。同図中、図２と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図６において、第１変形例のオフセット周波数ｆceo検出部１２Ａは、ビームスプリッタ１２２の代わりに偏光ビームスプリッタ１２８を有し、可変光アッテネータ１２３の代わりに可変光アッテネータ又は偏光子１２９を有する。本変形例では、非線形結晶１２１により得られる光信号Ｂ（光周波数２ｆ(N)、ｆ(N)、ｆ(2N)を持つ成分からなる）のうち、第２高調波（周波数２ｆ(N)）では偏光が揃っているので、偏光ビームスプリッタ１２８は光信号Ｂを２分岐する。そして、一方の光路には光周波数ｆ(N)、ｆ(2N)を持つ成分を含む光周波数コムＡ（すなわち、基本波成分からなる光信号）が出力され、他方の光路には基本波成分と第２高調波とからなる光信号Ｅ（すなわち、光信号Ｂと同じ）が出力される。
　偏光ビームスプリッタ１２８で分離した光の偏光は直線偏光になる。そのため、可変光アッテネータ又は偏光子１２９として偏光子が用いられる場合は、偏光子の透過軸を回転させることで、可変光アッテネータが用いられる場合と同様に、オフセット周波数ｆceo検出部１２Ａは、検出される繰り返し周波数ｆrepのｍ倍（ｍは１以上の自然数）の周波数ｆrep、２ｆrep o、３ｆrep・・・を持つ信号成分のパワーを調整することができる。受光器１２５は繰り返し周波数ｆrepのｍ倍の周波数ｆrep、２ｆrep o、３ｆrep・・・を持つ信号成分からなる第２の信号を差動アンプ１２７に供給する。
　図７は、オフセット周波数ｆceo検出部１２の第２変形例のブロック図を示す。同図中、図２と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図７において、第２変形例のオフセット周波数ｆceo検出部１２Ｂは、光コム１１からの光周波数コムＡをビームスプリッタ１２２により２分岐して非線形結晶１２１ａ及び可変光アッテネータ１２３へ供給する。非線形結晶１２１ａは、ビームスプリッタ１２２から供給された光周波数コムＡに基づき、長波長ｆ(N)の周波数成分の第２高調波（周波数２ｆ(N)）を発生し、その第２高調波（周波数２ｆ(N)）を入力周波数ｆ(N)及びｆ(2N)を持つ成分と共に出力する。すなわち、非線形結晶１２１ａから出力される光信号Ｂは、入力周波数ｆ(N)及びｆ(2N)を持つ成分とともに、第２高調波（周波数２ｆ(N)）を含む。なお、非線形結晶１２１ａは、例えば、非線形結晶１２１と同様に、ＰＰＬＮを有する。ＯＢＰＦ１２４は、非線形結晶１２１ａから供給される光信号Ｂ中の第２高調波（周波数２ｆ(N)）と短波長ｆ(2N)の周波数成分とがともに含まれる光周波数帯域の光信号Ｆを、光信号Ｂから切り出して受光器１２６に供給する。
　次に、本実施形態の実験結果について説明する。図８Ａは、本実施形態の光周波数コム発生装置１０が、信号成分ｂ及びｄが位相同期するよう動作し、かつ、（ｆrep－ｆceo）＝（ｆrep＋ｆceo）が成立しているときの、誤差信号検出部１３中のＢＰＦ１３１の出力信号の周波数スペクトル図を示す。図８Ａに示すように、ＢＰＦ１３１の出力信号（インループビート信号）は繰り返し周波数ｆrepにおいてピークを示す。そのため、位相同期によりオフセット周波数ｆceoがゼロであることが強く示唆されている（明確な証拠については後述）。コヒーレントピークのＳ／Ｎは約８４ｄＢ・Ｈｚで、オフセット周波数ｆceoがシンセサイザーの基準信号に位相同期される通常の場合と同様であった。
　また、本実施形態の位相同期の影響と安定度を調べるため、位相同期されたオフセット周波数ｆceoのインループでのビート信号（周波数ｆin-loop）と別のポートで直接検出した繰り返し周波数ｆrepをそれぞれカウンタで周波数計測し、ｆin-loop/ｆrepの相対アラン偏差を計算した。ｆceo＝０のとき、ｆin-loopはｆrepと一致する。図８Ｂは、ｆin-loop/ｆrepの相対アラン偏差の測定結果を示す。カウンタリミットの相対アラン偏差が得られており、インループビートスペクトルと合わせて本実施形態の位相同期の性能は高く、オフセット周波数ｆceoの通常の位相同期と同等であることが確認できた。
　次に、本実施形態の光周波数コム発生装置の応用例について説明する。以下説明する応用例は、本実施形態の光周波数コム発生装置を光周波数分周器に応用した例を示す。ただし、前述したように、光周波数コム発生装置は、光周波数分周だけでなく、キャリアエンベロープ位相を制御するアト秒光パルスの応用などをはじめ、多くの分野において有用であり、光周波数コム発生装置の用途は、光周波数分周器に限定されるものではない。
　図９は、本発明に係る光周波数コム発生装置の一応用例のブロック図を示す。この応用例である光周波数分周器２０は、図１に示した光周波数コム発生装置１０にビート光周波数ｆbeatをゼロに制御するビート光周波数ゼロ制御回路を組み合わせて構成される。図９において、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を適宜省略する。
　図９において、光コム１１は発生する光周波数コムのオフセット周波数ｆceoが、ｆceo検出部１２、誤差信号生成部１３及びループフィルタ１４を含む第１のフィードバックループによりゼロに制御されると共に、連続波発振レーザ（ＣＷレーザ）発振器２２の発振周波数ｆcwと光コム１１から出力された光周波数コム中のうち発振周波数ｆcwに最も近い光周波数との差を示すビート周波数ｆbeatが、ｆbeat検出部２３、誤差信号生成部２４及びループフィルタ２５を含む第２のフィードバックループによりゼロに制御される。これにより、光コム１１は、ＣＷレーザ発振器２２の発振周波数ｆcwを基準に、(Ｎ/Ｎcw)ｆcwで表される分周された光周波数コムｆ(N)を発生する。ここで、Ｎは任意の自然数、Ｎcwは所望の分周比に応じた一定値である。
　ｆbeat検出部２３には、光コム１１からの光周波数コム及びＣＷレーザ発振器２２からのＣＷレーザ信号とが供給される。そしてｆbeat検出部２３は、光周波数コムとＣＷレーザ信号との干渉信号を含む光信号を光電変換し、ビート周波数fbeatに相当する成分と、繰り返し周波数frepのm倍（mは1以上の整数）の周波数frep、２frep、３frep、．．．を持つ成分と、それらの周波数とビート周波数fbeatとの差の周波数(frep－fbeat)、(２frep－fbeat)、(３frep－fbeat)、．．．を持つ成分と、それらの周波数とビート周波数fbeatとの和の周波数(frep＋fbeat)、(２frep＋fbeat)、(３frep＋fbeat)、．．．を持つ成分とからなる信号を誤差信号検出部２４に供給する。誤差信号検出部２４は、ｆbeat検出部２３から供給される信号から、光コム１１中の繰り返し周波数とビート周波数との差の周波数(ｆrep－ｆbeat)を持つ成分と、和の周波数(ｆrep＋ｆbeat)を持つ成分とを位相同期するための誤差信号を生成し、生成した誤差信号をループフィルタ２５を通して光コム１１に供給する。
　次に、図９中の各ブロックの構成について更に詳細に説明する。図１０は、図９中のｆbeat検出部２３の一実施形態のブロック図を示す。図１０に示すように、ｆbeat検出部２３は、光バンドパスフィルタ（ＯＢＰＦ）２３１、１：１ビームスプリッタ（ＢＳ）２３２、受光器２３３及び２３４、差動アンプ２３５を有する。１：１ビームスプリッタ（ＢＳ）２３２はハーフミラーでもよい。ＯＢＰＦ２３１は、光コム１１から出力された光周波数コムの光信号中、ＣＷレーザ信号の発振周波数ｆcwと最も近い周波数f(Ncw)の光信号を中心とする狭い光周波数領域（例えば±数千ｆrep）内の光信号を選択して出力する。
　図１１は、ｆbeat検出部２３内の光信号の周波数スペクトラムを示す。図１１に示すように光コム１１から発生された光周波数コムの周波数ｆ(N)の光信号中、ＣＷレーザ発振周波数ｆcwと最も近い周波数ｆ(Ncw)を持つ光信号とＣＷレーザ発振周波数ｆcwとの間のビート周波数ｆbeatは次式で表される。
　　　ｆbeat＝ｆcw－ｆ(Ncw)＝ｆcw－（ｆceo＋Ncwｆrep)　　　　　（８）
（８）式を整理すると繰り返し周波数ｆrepは次式で表される。
　　　ｆrep＝（ｆcw－ｆceo－ｆbeat）/Ncw　　　　　　　　　　　（９）
よって、光周波数コムにおける、周波数ｆ(N)は（１）式に（９）式を代入することで、次式で表される。
　　　ｆ(N)＝ｆceo＋(N/Ncw)(ｆcw－ｆceo－ｆbeat)　　　　　　　（１０）
　図１０の１：１ビームスプリッタ（ＢＳ）２３２は、ＯＢＰＦ２３１からの光信号の周波数ｆ(Ncw)を中心とする狭い光周波数領域の光信号と、ＣＷレーザ発振器２２からのＣＷレーザ信号とを合成し、かつ２分岐して出力する。一方の光路にはビート信号Ｓ及びＴを含む光信号が出力され、他方の光路にはビート信号－Ｓ及びＴを含む光信号が出力される。ビート信号－Ｓはビート信号Ｓの位相反転信号である。
　受光器２３３は、ビート信号Ｓ及びＴを含む光信号を光電変換して、ビート信号Ｓに相当する、ｆbeat、(ｆrep－ｆbeat)、(ｆrep＋ｆbeat)、(２ｆrep－ｆbeat)、・・・の周波数を持つ成分と、ビート信号Ｔに相当する、繰り返し周波数の自然数倍のｆrep、２ｆrep、３ｆrep、・・・の周波数を持つ成分とからなる信号を出力する。この出力信号は差動アンプ２３５に第１の信号として入力される。一方、受光器２３４は、ビート信号－Ｓ及びＴを含む光信号を光電変換して、ビート信号－Ｓに相当する、ｆbeat、(ｆrep－ｆbeat)、(ｆrep＋ｆbeat)、(２ｆrep－ｆbeat)、・・・の周波数を持つ成分と、ビート信号Ｔに相当する、繰り返し周波数の自然数倍のｆrep、２ｆrep、３ｆrep、・・・の周波数を持つ成分とからなる信号を出力する。この出力信号は差動アンプ２３５に第２の信号として入力される。なお、受光器２３３及び受光器２３４は、それぞれ、例えば、フォトダイオードとすることができる。
　差動アンプ２３５は、上記の第１及び第２の信号を差動増幅して、ｍ倍の繰り返し周波数ｆrep、２ｆrep o、３ｆrep・・・を大幅に抑圧すると共に、ｆbeat、(ｆrep－ｆbeat)、(ｆrep＋ｆbeat)、(２ｆrep－ｆbeat)、・・・からなる周波数を持つ成分の電気信号を誤差信号生成部２４へ出力する。誤差信号生成部２４は、バンドパスフィルタ、二乗回路及び加算器を有し、まず、バンドパスフィルタにより差動アンプ２３５から供給された電気信号中の（ｆrep－ｆbeat）～（ｆrep＋ｆbeat）の周波数領域を含むそれより若干広い周波数帯域の信号を選択する。なお、この周波数領域中の繰り返し周波数frep信号は大幅に抑圧されているため、バンドパスフィルタから出力される信号は、実質上、周波数（ｆrep－ｆbeat）の信号及び周波数（ｆrep＋ｆbeat）の信号からなる。二乗回路はバンドパスフィルタから供給された周波数（ｆrep－ｆbeat）の信号及び周波数（ｆrep＋ｆbeat）の信号から次式で表される二乗信号Ｕを出力する。
　　Ｕ＝{Vcos[2π(ｆrep-ｆbeat)t]+Vcos[2π(ｆrep+ｆbeat)t+Δφ]}2　（１１）
ただし、上式中、Δφは上記周波数（ｆrep－ｆbeat）の信号と周波数（ｆrep＋ｆbeat）の信号間の位相差を示す。
　誤差検出部２４内の加算器は、二乗信号Ｕに所定の直流電圧－Ｖ2を加算して誤差信号を生成し、この誤差信号を光コム１１に供給する。この誤差信号に基づいて光コム１１は、内部のレーザ共振器内の電気光学変調器あるいはピエゾ素子などのｆbeat制御用アクチュエータを、光コム１１から出力される周波数コム中の光周波数（ｆrep－ｆbeat）及び（ｆrep＋ｆbeat）を近づけるように制御して、周波数（ｆrep－ｆbeat）の信号及び周波数（ｆrep＋ｆbeat）の信号を位相同期する。そして、両信号を位相同期することにより、（ｆrep－ｆbeat）＝（ｆrep＋ｆbeat）が成立する。この結果、（１１）式の二乗信号Ｕは次式で示されるようになる。
　　Ｕ＝Ｖ2＋Ｖ2cosΔφ＋（位相同期に関係ない高周波成分）　　（１２）
　誤差検出部２４内の加算器は、二乗信号Ｕから（１２）式中の位相同期に関係ない高周波成分を図示しないローバスフィルタで除去した後、その除去後の二乗信号Ｕに上記所定の直流電圧－Ｖ2を加算することで、Ｖ2cosΔφで表される図４Ｃに示した波形と同様の波形の誤差信号を生成し、生成した誤差信号をループフィルタ２５を通して光コム１１へ出力する。これにより、光コム１１はビート周波数ｆbeatがゼロに制御された光周波数コムを発生して、その光周波数コムを図９の出力端子２６へ出力する。
　このようにして、光周波数分周器２０は光周波数コムのオフセット周波数ｆceoが、ｆceo検出部１２、誤差信号生成部１３及びループフィルタ１４を有する第１のフィードバックループによりゼロに制御されると共に、ビート周波数ｆbeatが、ｆbeat検出部２３、誤差信号生成部２４及びループフィルタ２５を有する第２のフィードバックループによりゼロに制御される。これにより、光周波数分周器２０は、（１０）式にｆceo＝ｆbeat＝０を代入して得られる、(Ｎ/Ｎcw)ｆcwに分周された光周波数コムｆ(N)を光コム１１から発生させる。光周波数分周器２０は分周された光周波数コムを発生するので、周波数コム発生装置の一応用例である。
　次に、本実施形態の光周波数コム発生装置１０において信号成分ｂ及びｄが位相同期して動作し、（ｆrep－ｆceo）＝（ｆrep＋ｆceo）が成立して、オフセット周波数ｆceo＝０であるか否かの確認方法について説明する。本実施形態の光周波数コム発生装置１０において（ｆrep－ｆceo）＝（ｆrep＋ｆceo）が成立していることは、図８Ａに示した、誤差信号検出部１３中のＢＰＦ１３１の出力信号の周波数スペクトル図から分かるが、念のためオフセット周波数ｆceo＝０であることを、図１２の上側に示される構成を持つ装置により確認した。
　図１２において、図９と同一構成部分には同一符号を付してある。図１２において、光周波数分周器２０は、前述したｆceo検出部１２、誤差信号生成部１３及びループフィルタ１４を有する第１のフィードバックループ回路２７により光コム２１のオフセット周波数ｆceoをゼロに制御すると共に、前述したｆbeat検出部２３、誤差信号生成部２４及びループフィルタ２５を有する第２のフィードバックループ回路２８により、光コム２１の基準レーザ発振器４１からの基準レーザ周波数と光周波数コム中の基準レーザ周波数と最も近い周波数を持つ光信号間のビート周波数ｆbeatをゼロに制御する。一方、オフセット周波数を持つ光周波数分周器３０は、公知の第１の位相同期ループ（ＰＬＬ）回路３２により光コム３１のオフセット周波数を２９.９ＭＨｚにロックすると共に、公知の第２のＰＬＬ回路３３により光コム３１の基準レーザ発振器４１からの基準レーザ周波数と光周波数コム中の基準レーザ周波数と最も近い周波数を持つ光信号間のビート周波数を２９.９ＭＨｚに制御する。
　また、光コム２１からの光信号のうち、光バンドパスフィルタ（ＯＢＰＦ）４２により波長１０２０ｎｍ及びその近傍波長領域の光信号が選択される。一方、光コム３１からの光信号のうち、ＯＢＰＦ４３により波長１０２０ｎｍ及びその近傍波長領域の光信号が選択される。なお、光コム２１及び３１から発する各周波数コム中の繰り返し周波数ｆrepは等しく設定されている。ＯＢＰＦ４２及び４３によりそれぞれ選択された２信号のアウトオブループビート(Out-of-loop beat)信号は、カウンタ４４によりその周波数が計数される。
　図１２の上から２番目に示されるグラフは光コム２１からの光信号の周波数スペクトラムを示し、図１２の上から３番目に示されるグラフは光コム３１からの光信号の周波数スペクトラムを示す。図１２の一番下に示される波形は、測定したアウトオブループビート周波数と、光周波数２００ＴＨｚに対する相対アラン偏差を示す。アウトオブループビート周波数は２９.９ＭＨｚで一定に保たれており、光コム２１が確かにオフセット周波数ｆceo＝０にロックされていることを示している。
　１０　　光周波数コム発生装置
　１１、３１　　光周波数コム発生器（光コム）
　１２、１２Ａ、１２Ｂ　　オフセット周波数ｆceo検出部
　１３、２４　　誤差信号生成部
　１４、２５　　ループフィルタ
　１５、２６　　出力端子
　２０　　光周波数分周器
　３０　　オフセット周波数を持つ光周波数分周器
　２２　　連続波発振レーザ（ＣＷレーザ）発振器
　２３　　ビート周波数ｆbeat検出部
　１２１、１２１ａ　　非線形結晶
　１２２、２３２　　ビームスプリッタ
　１２３　　可変光アッテネータ
　４２、４３、１２４、２３１　　光バンドパスフィルタ（ＯＢＰＦ）
　１２５、１２６、２３３、２３４　　受光器
　１２７、２３５　　差動アンプ
　１２８　　偏光ビームスプリッタ
　１２９　　可変光アッテネータ又は偏光子
　１３１　　バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
　１３２　　スプリッタ
　１３３　　ミキサ
　１３４　　加算器

Claims (6)

  1. 　オフセット周波数ｆceoだけオフセットされ、かつ、一定の繰り返し周波数ｆrepの周波数間隔で櫛歯状に並ぶ複数の線スペクトルの集合体で表されるパルスレーザ光である光周波数コムを発生する光周波数コム発生器と、
    　前記光周波数コム発生器から出力された前記光周波数コムから前記オフセット周波数ｆceoを表す検出信号を生成し、当該検出信号を出力する検出部と、
    　前記検出信号から周波数 (ｆrep－ｆceo)を持つ成分と周波数(ｆrep＋ｆceo)を持つ成分とを位相同期させるための誤差信号を生成し、前記誤差信号を前記光周波数コム発生器にフィードバックして、前記光周波数コム発生器から出力される前記光周波数コム中の前記オフセット周波数ｆceoをゼロに可変制御する誤差信号検出部と、
    を有する光周波数コム発生装置。
  2. 　前記誤差信号検出部は、前記検出信号から前記周波数（ｆrep－ｆceo）を持つ成分のパワー及び前記周波数（ｆrep＋ｆceo）を持つ成分のパワーに比して、前記繰り返し周波数ｆrepのパワーを相対的に小さくした前記周波数（ｆrep－ｆceo）を持つ成分の第１の誤差信号成分及び前記周波数（ｆrep＋ｆceo）を持つ成分の第２の誤差信号成分の位相差に応じた前記誤差信号を生成して前記光周波数コム発生器の前記オフセット周波数ｆceoを可変制御し、前記第１及び第２の誤差信号成分を位相同期する請求項１記載の光周波数コム発生装置。
  3. 　前記検出部は、
    　供給された前記光周波数コムと前記光周波数コムの第２高調波とを干渉させることで干渉光信号を生成する干渉処理手段と、
    　前記干渉光信号を２分岐して２つの光路へ出力する光分岐手段と、
    　前記干渉光信号のうちの前記２つの光路のうちの一方の光路へ出力された光信号に対して、所定の光周波数領域の光信号を選択して光電変換し、前記繰り返し周波数ｆrepのｍ倍（ｍは１以上の自然数）の第１の周波数群の成分と、前記オフセット周波数ｆceoと前記繰り返し周波数ｆrepのｍ倍の周波数との和の周波数及び差の周波数、並びに前記オフセット周波数ｆceoからなる第２の周波数群の成分とからなる第１の信号を検出する第１の信号検出手段と、
    　前記干渉光信号のうちの前記２つの光路のうちの他方の光路へ出力された光信号に対して、前記所定の光周波数領域の光信号を選択することなくパワーを制御した前記第１の周波数群の成分からなる第２の信号を検出する第２の信号検出手段と、
    　前記第１及び第２信号を差動増幅して、前記第１の周波数群の成分が打消され、かつ、前記第２の周波数群の成分のみを含む信号を前記検出信号として出力する差動増幅手段と、
    を有する請求項１又は２記載の光周波数コム発生装置。
  4. 　前記検出部は、
    　供給された前記光周波数コムを２分岐して２つの光路へ出力する光分岐手段と、
    　前記２つの光路のうちの一方の光路へ出力された前記光周波数コムと前記光周波数コムの第２高調波とを干渉させることで干渉光信号を生成する干渉処理手段と、
    　前記干渉光信号から、所定の光周波数領域の光信号を選択して光電変換し、前記繰り返し周波数ｆrepのｍ倍（ｍは１以上の自然数）の第１の周波数群の成分と、前記オフセット周波数ｆceoと前記繰り返し周波数ｆrepのｍ倍の周波数との和の周波数及び差の周波数、並びに前記オフセット周波数ｆceoからなる第２の周波数群の成分とからなる第１の信号を検出する第１の信号検出手段と、
    　前記２つの光路のうちの他方の光路へ出力された前記光周波数コムに対して、前記所定の光周波数領域の光信号を選択することなくパワーを制御した前記第１の周波数群の第２の信号を検出する第２の信号検出手段と、
    　前記第１及び第２信号を差動増幅して、前記第１の周波数群の成分が打消され、かつ、前記第２の周波数群の成分のみを含む信号を前記検出信号として出力する差動増幅手段と、
    を有する請求項１又は２記載の光周波数コム発生装置。
  5. 　前記誤差信号検出部は、
    　前記繰り返し周波数ｆrepのｍ倍（ｍは１以上の自然数）の第１の周波数群の成分と、前記オフセット周波数ｆceoと前記繰り返し周波数ｆrepのｍ倍の周波数との和の周波数及び差の周波数、並びに前記オフセット周波数ｆceoの成分とからなる前記検出信号が供給され、前記検出信号中の前記周波数（ｆrep－ｆceo）を持つ成分及び前記周波数（ｆrep＋ｆceo）を持つ成分を選択する周波数選択手段と、
    　前記周波数選択手段により選択された前記周波数（ｆrep－ｆceo）を持つ成分及び前記周波数（ｆrep＋ｆceo）を持つ成分からなる信号を二乗して、前記周波数（ｆrep－ｆceo）を持つ成分と前記周波数（ｆrep＋ｆceo）を持つ成分間の位相差に応じた二乗信号を出力する二乗手段と、
    　前記二乗手段から出力された前記二乗信号に対し所定の直流電圧を加算して、加算後の信号を前記誤差信号として出力する加算手段と、
    を有する請求項１～４の何れか一項に記載の光周波数コム発生装置。
  6. 　オフセット周波数ｆceoだけオフセットされ、かつ、一定の繰り返し周波数ｆrepの周波数間隔で櫛歯状に並ぶ複数の線スペクトルの集合体で表されるパルスレーザ光である光周波数コムを発生する光周波数コム発生器と、
    　前記光周波数コム発生器から出力された前記光周波数コムから前記オフセット周波数ｆceoを表す第１の検出信号を生成し、当該第１の検出信号を出力する第１の検出部と、
    　前記第１の検出信号から周波数 (ｆrep－ｆceo)を持つ成分と周波数(ｆrep＋ｆceo)を持つ成分とを位相同期させるための誤差信号を生成し、当該誤差信号を前記光周波数コム発生器にフィードバックして、前記光周波数コム発生器から出力される前記光周波数コム中の前記オフセット周波数ｆceoをゼロに可変制御する第１の誤差信号検出部と、
    　連続波レーザを発振出力するレーザ発振手段と、
    　前記連続波レーザのレーザ周波数ｆcwと前記光周波数コム発生器から出力された前記光周波数コム中のうち前記レーザ周波数に最も近い光周波数との差を示すビート周波数ｆbeatを表す第２の検出信号を生成し、当該第２の検出信号を出力する第２の検出部と、
    　前記第２の検出信号から周波数(ｆrep－ｆbeat)を持つ成分と周波数(ｆrep＋ｆbeat)を持つ成分とを位相同期させるための誤差信号を生成し、当該誤差信号を前記光周波数コム発生器にフィードバックして、前記光周波数コム発生器から出力される前記光周波数コム中の前記ビート周波数ｆbeatをゼロに可変制御する第２の誤差信号検出部と、
    　を有し、(Ｎ/Ｎcw)fcw（ただし、Ｎは任意の自然数、Ｎcwは所望の一定値）に分周された光周波数コムを前記光周波数コム発生器から発生させる周波数コム発生装置。
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