WO2018230141A1 - インパクト電動工具 - Google Patents

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    • B25B23/00—Details of, or accessories for, spanners, wrenches, screwdrivers
    • B25B23/14—Arrangement of torque limiters or torque indicators in wrenches or screwdrivers
    • B25B23/147—Arrangement of torque limiters or torque indicators in wrenches or screwdrivers specially adapted for electrically operated wrenches or screwdrivers
    • B25B23/1475—Arrangement of torque limiters or torque indicators in wrenches or screwdrivers specially adapted for electrically operated wrenches or screwdrivers for impact wrenches or screwdrivers
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
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    • B25B21/02—Portable power-driven screw or nut setting or loosening tools; Attachments for drilling apparatus serving the same purpose with means for imparting impact to screwdriver blade or nut socket
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    • B25B23/14—Arrangement of torque limiters or torque indicators in wrenches or screwdrivers
    • B25B23/147—Arrangement of torque limiters or torque indicators in wrenches or screwdrivers specially adapted for electrically operated wrenches or screwdrivers

Definitions

  • the present disclosure relates to an impact electric tool including a motor control unit that controls a motor, for example.
  • impact power tools that can convert the rotation of a motor into hammering and perform tightening work with the strong impact force are often used in tightening tools.
  • This impact electric tool has features such as a small size, high efficiency, high torque, low reaction force, and a small worker burden compared to a conventional rotary tool using only a reduction gear.
  • Patent Document 1 detects a minimum value of the rotation speed of the motor or a maximum value of the current and changes the PWM duty
  • Patent Document 2 detects an impact by rotating the motor.
  • Patent Document 3 discloses an impact power tool that cuts useless electric power for maintaining the rotation of the impact and has a high impact impact force in the impact power tool.
  • An object of the present disclosure is to solve the above-mentioned problems, coordinate the motor and the striking mechanism, stabilize the motor rotation speed, enable more effective striking and stable tightening torque generation,
  • An object of the present invention is to provide an impact power tool that can prevent motor step-out and damage to a striking mechanism.
  • An impact power tool according to one aspect of the present disclosure is provided.
  • an impact electric tool comprising a motor, a striking mechanism connected to the motor, and a control unit for controlling the operation of the motor
  • the control unit includes a speed control unit or a current control unit that maintains a constant rotation speed of the motor by compensating for periodic fluctuations in the load torque of the motor caused by the striking mechanism.
  • the impact power tool it is possible to compensate for periodic load torque fluctuations of the motor caused by the impact mechanism unique to the impact power tool, and to further stabilize the rotation speed of the motor. Therefore, it is possible to generate a more effective impact and a stable tightening torque, and in addition, it is possible to prevent motor step-out and damage to the impact mechanism.
  • variation in the speed control part 17A of FIG. 6 is a graph showing frequency characteristics of amplitude and phase of the resonance filter 54 of FIG. 5. It is a block diagram which shows the detailed structural example of the current control part 15 in another embodiment. It is a block diagram which shows the detailed structural example of 15 A of electric current control parts in another embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of an impact power tool according to the first embodiment of the present disclosure.
  • the impact electric tool according to the first embodiment is, for example, an impact electric driver, an impact electric wrench, etc., and includes a motor 1, an inverter circuit unit 2, a motor control unit 3, a spindle 4, a hammer 5, An anvil 6 and a user interface unit (UI unit) 7 are provided.
  • UI unit user interface unit
  • a motor 1 is constituted by a three-phase permanent magnet synchronous motor in which a permanent magnet is provided on a rotor (not shown) and an armature winding is provided on a stator (not shown), for example.
  • armature winding and a rotor when an armature winding and a rotor are simply used, they mean an armature winding and a rotor of the motor 1 provided on the stator of the motor 1, respectively.
  • the motor 1 is, for example, a salient pole machine (motor having salient polarity) represented by an embedded magnet type synchronous motor (IPMSM), but may be a non-salient pole machine.
  • IPMSM embedded magnet type synchronous motor
  • the rotating shaft of the motor 1 is connected to the hammer 5 via the spindle 4, the spindle 4 is rotated by the motor 1, and the hammer 5 rotates as the spindle 4 rotates. Then, the anvil 6 is hit by the rotated hammer 5, and the impact hit by the hammer 5 is transmitted to the workpiece such as a driver bit through the anvil 6. Accordingly, the spindle 4, the hammer 5 and the anvil 6 constitute a striking mechanism.
  • the inverter circuit unit 2 supplies a three-phase AC voltage composed of a U phase, a V phase, and a W phase to the armature winding of the motor 1 according to the rotor position of the motor 1.
  • the motor control unit 3 has, for example, a position sensorless control function, estimates the rotor position, rotation speed, etc. of the motor 1 using the motor current Ia , and inverts a signal for rotating the motor 1 at a desired rotation speed. This is given to the circuit unit 2.
  • the desired rotation speed is preset by the user interface unit 7 and is output to the motor control unit 3 as a motor speed command value ⁇ * in conjunction with a trigger switch (not shown) operated by the user. .
  • FIG. 2 is an analysis model diagram of the motor 1 of the impact power tool of FIG.
  • U-phase, V-phase, and W-phase armature winding fixed axes are shown.
  • the direction of the magnetic flux generated by the permanent magnet 1a is taken as the d-axis
  • the estimated axis for control corresponding to the d-axis Is the ⁇ -axis.
  • the q axis is taken as a phase advanced by 90 degrees in electrical angle from the d axis
  • the estimated ⁇ axis is taken as phase advanced by 90 degrees in electrical angle from the ⁇ axis.
  • the coordinate axis of the rotating coordinate system in which the d axis and the q axis are selected as the coordinate axes is referred to as a dq axis (real axis).
  • the rotational coordinate system for control is a coordinate system in which the ⁇ -axis and the ⁇ -axis are selected as coordinate axes, and the coordinate axes are called ⁇ - ⁇ axes.
  • the dq axes are rotating, and the rotation speed (that is, the rotation speed of the rotor of the motor 1) is called the actual motor speed ⁇ .
  • the ⁇ - ⁇ axis is also rotating, and the rotation speed is called an estimated motor speed ⁇ e .
  • the phase of the d axis is represented by ⁇ (actual rotor position ⁇ ) with respect to the U-phase armature winding fixed axis.
  • the phase of the ⁇ axis is represented by ⁇ e (estimated rotor position ⁇ e ) with respect to the U-phase armature winding fixed axis.
  • ⁇ e estimated rotor position
  • the parameters ⁇ * , ⁇ , and ⁇ e are expressed as electrical angular velocities.
  • the ⁇ -axis component, ⁇ -axis component, d-axis component and q-axis component of the motor voltage V a are respectively expressed as ⁇ -axis voltage v ⁇ , ⁇ -axis voltage v ⁇ , d-axis voltage v d and q-axis voltage v.
  • the ⁇ -axis component, ⁇ -axis component, d-axis component, and q-axis component of the motor current I a are respectively expressed as q , i.e., ⁇ -axis current i ⁇ , ⁇ -axis current i ⁇ , d-axis current i d, and q-axis current i q.
  • Ra is a motor resistance (resistance value of the armature winding of the motor 1)
  • L d and L q are d-axis inductance (d-axis component of inductance of the armature winding of the motor 1)
  • q an axis inductance (q-axis component of inductance of the armature winding of the motor 1)
  • the [Phi a the armature flux linkage ascribable to the permanent magnet 1a.
  • L d , L q , R a, and ⁇ a are values determined at the time of manufacturing the motor drive system for the impact power tool, and these values are used in the calculation of the motor control unit 3.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a detailed configuration example of the impact power tool of FIG.
  • the motor control unit 3 includes a current detector 11, a coordinate converter 12, a subtractor 13, a subtracter 14, a current control unit 15, a magnetic flux control unit 16, a speed control unit 17, a coordinate converter 18, and a subtraction. And a position / speed estimation unit 20, a step-out detection unit 21, and a torque pulsation cycle estimation unit 22.
  • the current detector 11 is composed of, for example, a Hall element and the like.
  • These currents may be detected by various existing current detection methods in which a shunt resistor or the like is incorporated in the inverter circuit unit 2.
  • Coordinate converter 12 receives the detection result of the U-phase current i u and the V-phase current i v from the current detector 11, based on the estimated rotor position theta e from the position and speed estimation unit 20, the following equation According to (1), it is converted into ⁇ -axis current i ⁇ (current that controls the magnetic flux of the motor) and ⁇ -axis current i ⁇ (current that is directly proportional to the motor supply torque and directly contributes to the generation of motor rotation torque). To do.
  • the position / speed estimation unit 20 estimates and outputs the estimated rotor position ⁇ e and the estimated motor speed ⁇ e .
  • the method of estimating the estimated motor speed ⁇ e and the estimated rotor position theta e it is possible to use the method for example disclosed in Patent Document 4.
  • the torque pulsation cycle estimation unit 22 identifies the frequency or cycle of the periodic motor load torque fluctuation caused by the striking mechanism in the impact power tool from the frequency or cycle of the pulsation component of the ⁇ -axis current i ⁇ , and will be described later. And output to the resonance filter 54.
  • the ⁇ -axis current is directly proportional to the motor supply torque and directly contributes to the generation of the motor rotation torque. Therefore, by detecting the frequency or cycle of the pulsating component, it is possible to specify the frequency or cycle of the periodic motor load torque fluctuation caused by the striking mechanism in the impact power tool.
  • the frequency or period of the pulsating component of the ⁇ -axis current can be detected, for example, by filtering the ⁇ -axis current with a bandpass filter or the like, detecting the zero cross of the signal, and determining the time interval of the zero cross signal, etc. Just measure.
  • the subtracter 19 subtracts the estimated motor speed ⁇ e given from the position / speed estimator 20 from the motor speed command value ⁇ * given from the user interface unit 7, and the subtracted speed error ( ⁇ * ⁇ e). ) Is output. Based on the subtraction result ( ⁇ * ⁇ e ) of the subtractor 19, the speed control unit 17 uses, for example, a PI (Proportional Internal) controller 52 and a repetitive compensator 53 (FIG. 4) to determine the ⁇ -axis current command value i. ⁇ * is generated.
  • PI Proportional Internal
  • the magnetic flux controller 16 outputs a ⁇ -axis current command value i ⁇ * .
  • the ⁇ -axis current command value i ⁇ * and the estimated motor speed ⁇ e are referred to as necessary.
  • the ⁇ -axis current command value i ⁇ * represents the value of the current that the ⁇ -axis current i ⁇ that is the ⁇ -axis component of the motor current I a should follow.
  • the subtractor 13 subtracts the ⁇ -axis current i ⁇ output from the coordinate converter 12 from the ⁇ -axis current command value i ⁇ * output from the magnetic flux control unit 16, and obtains a current error (i ⁇ * as a result of the subtraction . -i ⁇ ) is calculated.
  • the subtracter 14 subtracts the ⁇ -axis current i ⁇ output from the coordinate converter 12 from the ⁇ -axis current command value i ⁇ * output from the speed control unit 17, and obtains a current error (i ⁇ ) as a subtraction result. * ⁇ i ⁇ ) is calculated.
  • the current control unit 15 receives each current error calculated by the subtractors 13 and 14 so that the ⁇ -axis current i ⁇ follows the ⁇ -axis current command value i ⁇ * , and the ⁇ -axis current i ⁇ is ⁇ .
  • the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * are calculated and output so as to follow the shaft current command value i ⁇ * .
  • the coordinate converter 18 performs reverse conversion of the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * based on the estimated rotor position ⁇ e given from the position / velocity estimation unit 20, thereby obtaining a motor voltage.
  • V a of the U-phase component the U-phase voltage command value representing a V-phase component and a W-phase component v u *, V-phase voltage value v v * and the W-phase voltage command value v w * voltage command value of three-phase consisting of Are output to the inverter circuit unit 2.
  • equation (2) is used for this inverse transformation.
  • the inverter circuit unit 2 generates a pulse-width-modulated signal based on three-phase voltage command values (v u * , v v *, and v w * ) representing the voltage to be applied to the motor 1, and voltage command value of the phase (v u *, v v * and v w *) of the motor current I a corresponding to the supplied to the armature winding of the motor 1 drives the motor 1.
  • the step-out detection unit 21 estimates the rotation speed of the rotor using an estimation method (for example, refer to Patent Document 5) different from the estimation method of the rotation speed of the rotor employed in the position / speed estimation unit 20. If the difference is large, the motor 1 is forcibly stopped by assuming that the step-out has occurred.
  • an estimation method for example, refer to Patent Document 5
  • FIG. 4 is a block diagram showing a detailed configuration example of the speed control unit 17 of FIG.
  • the speed control unit 17 includes an adder 51, a PI controller 52, and a repeat compensator 53.
  • the speed control unit 17 generates a repetitive compensation signal having a repetitive compensation value ⁇ erc based on the speed deviation one cycle before corresponding to the fluctuation of the load torque, and the speed command of the motor 1 in particular.
  • the variation of the load torque of the motor is compensated by adding to the speed deviation ( ⁇ * ⁇ e ) between the value and the estimated speed value.
  • an adder 51 repeats compensation having a repeat compensation value ⁇ erc from the repeat compensator 53 for a speed deviation ( ⁇ * ⁇ e ) between the speed command value of the motor 1 and the estimated speed value.
  • a signal is generated and output to the PI controller 52 and the repetitive compensator 53.
  • the PI controller 52 uses, for example, a known PI (Proportional International) control method to control the ⁇ -axis current command value i ⁇ *. Is generated and output.
  • the repeat compensator 53 generates a repeat compensation signal having a repeat compensation value ⁇ erc using the following equation (3), and outputs it to the adder 51.
  • L is the period of torque pulsation
  • s is the Laplace operator
  • e is the base of the natural logarithm.
  • the repetitive compensation control is an effective control system for following periodic target signals appearing in the repetitive motion of the robot and for removing periodic disturbances synchronized with the rotational speed generated in the rotating system such as a motor.
  • the basic idea is the “internal model principle” required for servo systems, which is a servo system with a generator of a periodic signal in the feedback. Its feature is that it uses the deviation signal of one cycle before, and is a kind of learning control system in which the speed deviation decreases by continuing the repeated operation.
  • the speed control unit 17 determines the repetitive compensation value ⁇ erc based on the load torque deviation signal one cycle before having a speed deviation ⁇ er corresponding to the load torque deviation. And generating the repetitive compensation signal, and adding the repetitive compensation signal to the speed deviation ( ⁇ * ⁇ e ) between the speed command value and the speed estimated value of the motor 1. Can compensate for fluctuations.
  • the rotation speed of the motor can be kept dynamically constant. For example, in an impact electric tool, more effective striking and stable tightening torque can be generated. It becomes possible. In addition, it is possible to prevent damage to the striking mechanism, such as motor step-out and spindle 4 retreating excessively to collide with the barrier and break.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a detailed configuration example of a speed control unit 17A according to a modified example provided in place of the speed control unit 17 of FIG.
  • the speed control unit 17 ⁇ / b> A includes a PI controller 52, a resonance filter 54, and an adder 55.
  • the PI controller 52 uses a known PI (Proportional Interval) control method based on the speed deviation ( ⁇ * ⁇ e ), for example, to obtain a normal ⁇ -axis current command value i ⁇ * (S5). And output to the adder 55.
  • the resonance filter 54 Based on the speed deviation ( ⁇ * ⁇ e ), the resonance filter 54 generates a cancel value i qc (S6) that compensates for periodic pulsation of the load torque using, for example, the following equation (4).
  • the adder 55 adds the cancel value i qc to the normal ⁇ -axis current command value i ⁇ * and outputs it to the subsequent stage as the operation amount of the speed control unit 17A.
  • F ( ⁇ r ) is a transfer function of the resonance filter 54 and is expressed by the following equation (11).
  • ⁇ r is an angular velocity (frequency) of torque pulsation
  • b 0 and ⁇ are predetermined constants, respectively
  • s is a Laplace operator
  • FIG. 6 is a graph for explaining the principle of reducing the speed fluctuation in the speed controller 17A of FIG. 5, and FIG. 7 is a graph showing the frequency characteristics of the amplitude and phase of the resonance filter 54 of FIG.
  • the current command value shift S3 occurs between the ideal current command value S1 and the actual current command value S2 due to control delay or the like.
  • the speed fluctuation S4 occurs due to the current command value deviation S3.
  • the phase of the cancel signal S6 is advanced by 90 degrees with respect to the speed deviation S5 from the target.
  • the resonance filter 54 having the transfer function F ( ⁇ r ) of the above equation (11) is used.
  • the frequency characteristic of the transfer function F ( ⁇ r ) is as shown in FIG. 7, and has one resonance point, only the frequency component at that resonance point is extracted, and only the phase of the frequency component is advanced by 90 degrees. Waveforms can be generated.
  • the speed deviation ( ⁇ * ⁇ e ) is input to the resonance filter 54, and the cancel value i qc is output from the resonance filter 54. Since the cancel value i qc acts in a direction to eliminate the speed deviation, the rotation speed of the motor 1 is stabilized.
  • the speed control unit 17A extracts a component of a predetermined resonance frequency from the speed deviation between the speed command value and the speed estimated value of the motor 1, and By adding the resonance frequency component to the manipulated variable of the speed control unit 17A as a cancel value for compensating for periodic fluctuations in the load torque, fluctuations in the load torque of the motor can be compensated.
  • the rotation speed of the motor can be kept dynamically constant. For example, in an impact electric tool, more effective striking and stable tightening torque can be generated. It becomes possible. In addition, it is possible to prevent damage to the striking mechanism, such as motor step-out and spindle 4 retreating excessively to collide with the barrier and break.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a detailed configuration example of the current control unit 15 in another embodiment.
  • the current control unit 15 includes an adder 51, a PI controller 52, and a repeat compensator 53.
  • the current control unit 15 repeatedly generates a compensation value based on the current deviation of the load torque of one cycle before, and uses the repetition compensation value between the current command value of the motor and the current estimated value. It is characterized by comprising a repetitive compensation unit that compensates for fluctuations in the load torque of the motor by adding to the current deviation.
  • the current control unit 15 of the present embodiment generates a repetitive compensation signal having a repetitive compensation value based on a current deviation signal one cycle before having a current deviation corresponding to a change in load torque, and the repetitive compensation By adding the signal to the current deviation between the current command value of the motor 1 and the estimated current value, fluctuations in the load torque of the motor 1 can be compensated.
  • the rotation speed of the motor can be kept dynamically constant. For example, in an impact electric tool, more effective striking and stable tightening torque can be generated. It becomes possible. In addition, it is possible to prevent damage to the striking mechanism, such as motor step-out and spindle 4 retreating excessively to collide with the barrier and break.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a detailed configuration example of a current control unit 15A according to a modification of the current control unit 15 in another embodiment.
  • the current control unit 15 ⁇ / b> A includes a PI controller 52, a resonance filter 54, and an adder 55.
  • the current control unit 15A extracts a predetermined resonance frequency component from the current deviation between the motor current command value and the current estimation value, and uses the resonance frequency component as a cycle of the load torque.
  • a resonance type filter is provided that compensates for fluctuations in the load torque of the motor by adding it to the operation amount of the current control unit as a cancel value that compensates for local fluctuations.
  • the current control unit 15A of the present embodiment extracts a predetermined resonance frequency component from the speed deviation between the motor speed command value and the estimated speed value, and uses the resonance frequency component as a periodic component of the load torque. By adding to the operation amount of the current control unit 15A as a cancel value that compensates for a large variation, it is possible to compensate for a variation in the load torque of the motor.
  • the rotation speed of the motor can be kept dynamically constant. For example, in an impact electric tool, more effective striking and stable tightening torque can be generated. It becomes possible. In addition, it is possible to prevent damage to the striking mechanism, such as motor step-out and spindle 4 retreating excessively to collide with the barrier and break.

Landscapes

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Abstract

モータに連結された打撃機構と、モータの動作を制御する制御部を備えたインパクト電動工具において、制御部は、打撃機構に起因する周期的なモータの負荷トルクの変動を補償して、モータの回転数を一定に保持する速度制御部もしくは電流制御部を備える。速度制御部もしくは電流制御部は、モータの負荷トルクの変動を補償する繰り返し補償器もしくは共振型フィルタを備え、モータのトルク発生に寄与する電流の脈動成分から、打撃機構に起因するモータの負荷トルク変動の周波数もしくは周期を得る。

Description

インパクト電動工具
　本開示は、例えばモータを制御するモータ制御部を備えたインパクト電動工具に関する。
　近年、締付工具において、モータの回転をハンマによる打撃に変換し、その強い衝撃力で締付作業を行うことが可能なインパクト電動工具が多く用いられる。このインパクト電動工具は、減速機のみを用いた従来の回転工具と比較して、小型で高効率、高トルク及び低反力で作業者負担が小さい等の特徴がある。
　しかし、一方で騒音や振動、打撃機構とモータの協調制御等の課題がある。その課題解決手法の一例として、例えば特許文献１では、モータの回転数の極小値もしくは電流の極大値を検出して、ＰＷＭデューティを変える方法や、特許文献２では、モータの回転により衝撃を検出して、モータへの電力の供給を低減する方法が提案されている。
　また、例えば特許文献３では、インパクト電動工具において、インパクトの回転を維持するための無駄な電力をカットし、なおかつ高いインパクト打撃力を有するインパクト電動工具が開示されている。
特許第５１１５９０４号公報 特許第４４８４４４７号公報 特許第３７９１２２９号公報 特許第４４８０６９６号公報 特許第４１９８１６２号公報
　しかしながら、特許文献１～３にかかる方法では、着座や貫通等で負荷トルクが急変した場合に、モータの回転数及び電流が急変し、モータ制御や打撃動作自体が不安定になったり、制御の不調が原因で、モータの脱調、停止、打撃機構の破損等を生じさせる問題があった。
　本開示の目的は以上の問題点を解決し、モータと打撃機構を協調制御することにより、モータの回転数を安定化させ、より効果的な打撃と安定した締付けトルクの発生を可能にして、モータの脱調や打撃機構の破損を防止できるインパクト電動工具を提供することにある。
　本開示の一態様にかかるインパクト電動工具は、
　モータと、前記モータに連結された打撃機構と、前記モータの動作を制御する制御部を備えたインパクト電動工具において、
　前記制御部は、前記打撃機構に起因する周期的な前記モータの負荷トルクの変動を補償することで、前記モータの回転数を一定に保持する速度制御部もしくは電流制御部を備えたことを特徴とする。
　本開示に係るインパクト電動工具によれば、インパクト電動工具特有の打撃機構に起因する周期的なモータの負荷トルク変動を補償できて、モータの回転数をより安定化することができる。そのため、より効果的な打撃と安定した締付けトルクの発生が可能になり、加えて、モータの脱調や打撃機構の破損が防止できる。
本開示の実施形態１にかかるインパクト電動工具の構成例を示すブロック図である。 図１のインパクト電動工具のモータ１の解析モデル図である。 図１のインパクト電動工具の詳細構成例を示すブロック図である。 図３の速度制御部１７の詳細構成例を示すブロック図である。 変形例にかかる速度制御部１７Ａの詳細構成例を示すブロック図である。 図５の速度制御部１７Ａにおいて速度変動を低減する原理を説明するためのグラフである。 図５の共振型フィルタ５４の振幅及び位相の周波数特性を示すグラフである。 別の実施形態における電流制御部１５の詳細構成例を示すブロック図である。 別の実施形態における電流制御部１５Ａの詳細構成例を示すブロック図である。
　以下、本開示の実施形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照する各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。また、参照する各図において、同一の記号（θ、ωなど）を付したものは同一のものである。また、説明の簡略化上、状態量などを記号のみにて表記する場合がある。つまり、例えば、「推定モータ速度ωｅ」を、単に「ωｅ」と記すことがあるが、両者は同一のものを意味する。
　図１は本開示の実施形態１にかかるインパクト電動工具の構成例を示すブロック図である。図１において、実施形態１にかかるインパクト電動工具は例えばインパクト電動ドライバ、インパクト電動レンチなどであって、モータ１と、インバータ回路部２と、モータ制御部３と、スピンドル４と、ハンマ５と、アンビル６と、ユーザーインターフェース部（ＵＩ部）７を備えて構成する。
　図１において、モータ１は、例えば永久磁石を回転子（図示せず）に、電機子巻線を固定子（図示せず）に設けた三相永久磁石同期モータで構成する。以下の説明において、単に、電機子巻線及び回転子といった場合、それらは、それぞれ、モータ１の固定子に設けられた電機子巻線及びモータ１の回転子を意味するものとする。モータ１は、例えば埋込磁石形同期モータ（ＩＰＭＳＭ）に代表される突極機（突極性を有するモータ）であるが、非突極機であっても構わない。ここで、モータ１の回転軸はスピンドル４を介してハンマ５に連結され、モータ１によってスピンドル４が回転され、スピンドル４の回転に伴ってハンマ５が回転する。そして、回転されたハンマ５によりアンビル６が打撃されて、ハンマ５によるインパクト打撃がアンビル６を介して，例えばドライバビットなどの被加工部材に伝達される。従って、スピンドル４、ハンマ５及びアンビル６は打撃機構を構成する。
　インバータ回路部２は、モータ１の回転子位置に応じてモータ１の電機子巻線にＵ相、Ｖ相及びＷ相から成る三相交流電圧を供給する。モータ１の電機子巻線に供給される電圧をモータ電圧（電機子電圧）Ｖａとし、インバータ回路部２からモータ１の電機子巻線に供給される電流をモータ電流（電機子電流）Ｉａとする。
　モータ制御部３は例えば位置センサレス制御機能を有し、モータ電流Ｉａを用いてモータ１の回転子位置や回転速度等を推定し、モータ１を所望の回転速度で回転させるための信号をインバータ回路部２に与える。なお、この所望の回転速度は、ユーザーインターフェース部７で予め設定され、ユーザが操作するトリガスイッチ（図示せず）に連動して、モータ制御部３に、モータ速度指令値ω＊として出力される。
　図２は図１のインパクト電動工具のモータ１の解析モデル図である。図２において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸が示されている。モータ１の回転子を構成する永久磁石１ａが発生する磁束と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石１ａが発生する磁束の方向をｄ軸にとり、ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とする。また、図示していないが、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとり、γ軸から電気角で９０度進んだ位相に推定軸であるδ軸をとる。ｄ軸とｑ軸を座標軸に選んだ回転座標系の座標軸をｄ－ｑ軸（実軸）と呼ぶ。制御上の回転座標系（推定回転座標系）はγ軸とδ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸をγ－δ軸と呼ぶ。
　ｄ－ｑ軸は回転しており、その回転速度（すなわち、モータ１の回転子の回転速度）を実モータ速度ωと呼ぶ。γ－δ軸も回転しており、その回転速度を推定モータ速度ωｅと呼ぶ。また、ある瞬間の回転しているｄ－ｑ軸において、ｄ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθ（実回転子位置θ）により表す。同様に、ある瞬間の回転しているγ－δ軸において、γ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθｅ（推定回転子位置θｅ）により表す。そうすると、ｄ軸とγ軸との軸誤差Δθ（ｄ－ｑ軸とγ－δ軸との軸誤差Δθ）は、Δθ＝θ―θｅで表される。なお、パラメータω＊、ω及びωｅは、電気角速度にて表される。
　以下の記述において、モータ電圧Ｖａのγ軸成分、δ軸成分、ｄ軸成分及びｑ軸成分を、それぞれγ軸電圧ｖγ、δ軸電圧ｖδ、ｄ軸電圧ｖｄ及びｑ軸電圧ｖｑで表し、モータ電流Ｉａのγ軸成分、δ軸成分、ｄ軸成分及びｑ軸成分を、それぞれγ軸電流ｉγ、δ軸電流ｉδ、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑで表す。
　また、Ｒａは、モータ抵抗（モータ１の電機子巻線の抵抗値）であり、Ｌｄ、Ｌｑはそれぞれｄ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｄ軸成分）、ｑ軸インダクタンス（モータ１の電機子巻線のインダクタンスのｑ軸成分）であり、Φａは、永久磁石１ａによる電機子鎖交磁束である。なお、Ｌｄ、Ｌｑ、Ｒａ及びΦａは、インパクト電動工具のためのモータ駆動システムの製造時に定まる値であり、それらの値はモータ制御部３の演算にて使用する。
　図３は図１のインパクト電動工具の詳細構成例を示すブロック図である。図３において、モータ制御部３は、電流検出器１１と、座標変換器１２、減算器１３、減算器１４、電流制御部１５、磁束制御部１６、速度制御部１７、座標変換器１８、減算器１９、位置・速度推定部２０、脱調検出部２１、トルク脈動周期推定部２２とを備えて構成する。
　電流検出器１１は、例えばホール素子等から成り、インバータ回路部２からモータ１に供給されるモータ電流ＩａのＵ相電流（Ｕ相の電機子巻線に流れる電流）ｉｕ及びＶ相電流（Ｖ相の電機子巻線に流れる電流）ｉｖを検出する。なお、これらの電流は、インバータ回路部２にシャント抵抗等を組み込んだ各種既存の電流検出方式で検出しても構わない。座標変換器１２は、電流検出器１１からのＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖの検出結果を受信し、位置・速度推定部２０からの推定回転子位置θｅに基づいて、次式（１）により、γ軸電流ｉγ（モータの磁束を制御する電流）と、δ軸電流ｉδ（モータの供給トルクに正比例し、モータの回転トルクの発生に直接寄与する電流）とに変換する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　位置・速度推定部２０は、推定回転子位置θｅと推定モータ速度ωｅを推定して出力する。推定回転子位置θｅと推定モータ速度ωｅの推定手法については、例えば特許文献４で開示された方法を用いることができる。
　トルク脈動周期推定部２２は、インパクト電動工具における打撃機構に起因する周期的なモータの負荷トルク変動の周波数もしくは周期を、δ軸電流ｉδの脈動成分の周波数もしくは周期から特定し、後述する繰り返し補償器５３並びに、共振型フィルタ５４に出力する。
　δ軸電流は、モータの供給トルクに正比例し、モータの回転トルクの発生に直接寄与する電流である。そのため、その脈動成分の周波数もしくは周期を検出することで、インパクト電動工具における打撃機構に起因する周期的なモータの負荷トルク変動の周波数もしくは周期を特定することができる。
　なお、δ軸電流の脈動成分の周波数もしくは周期の検出は、例えば、δ軸電流をバンドパスフィルタ等でフィルタ処理後、その信号の零クロスを検出して、その零クロス信号の時間間隔等を計測すればよい。
　減算器１９は、ユーザーインターフェース部７から与えられるモータ速度指令値ω＊から、位置・速度推定部２０から与えられる推定モータ速度ωｅを減算し、その減算結果の速度誤差（ω＊－ωｅ）を出力する。速度制御部１７は、減算器１９の減算結果（ω＊－ωｅ）に基づいて、例えばＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ　Ｉｎｔｅｒｇｒａｌ）制御器５２及び繰り返し補償器５３（図４）を用いてδ軸電流指令値ｉδ ＊を生成する。δ軸電流指令値ｉδ ＊は、モータ電流Ｉａのδ軸成分であるδ軸電流ｉδが追従すべき電流の値を表す。磁束制御部１６は、γ軸電流指令値ｉγ ＊を出力する。この際、必要に応じて、δ軸電流指令値ｉδ ＊及び推定モータ速度ωｅを参照する。γ軸電流指令値ｉγ ＊は、モータ電流Ｉａのγ軸成分であるγ軸電流ｉγが追従すべき電流の値を表す。
　減算器１３は、磁束制御部１６から出力されるγ軸電流指令値ｉγ ＊から、座標変換器１２から出力されるγ軸電流ｉγを減算して、減算結果の電流誤差（ｉγ ＊－ｉγ）を算出する。減算器１４は、速度制御部１７から出力されるδ軸電流指令値ｉδ ＊から、座標変換器１２から出力されるδ軸電流ｉδを減算して、減算結果である電流誤差（ｉδ ＊－ｉδ）を算出する。
　電流制御部１５は、減算器１３及び１４で算出された各電流誤差を受信し、γ軸電流ｉγがγ軸電流指令値ｉγ ＊に追従するように、かつδ軸電流ｉδがδ軸電流指令値ｉδ ＊に追従するように、γ軸電圧指令値ｖγ ＊とδ軸電圧指令値ｖδ ＊を算出して出力する。
　座標変換器１８は、位置・速度推定部２０から与えられる推定回転子位置θｅに基づいて、γ軸電圧指令値ｖγ ＊及びδ軸電圧指令値ｖδ ＊の逆変換を行い、モータ電圧ＶａのＵ相成分、Ｖ相成分及びＷ相成分を表すＵ相電圧指令値ｖｕ ＊、Ｖ相電圧指令値ｖｖ ＊及びＷ相電圧指令値ｖｗ ＊から成る三相の電圧指令値を生成して、それらをインバータ回路部２に出力する。この逆変換には、次式（２）を用いる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　インバータ回路部２は、モータ１に印加されるべき電圧を表す三相の電圧指令値（ｖｕ ＊、ｖｖ ＊及びｖｗ ＊）に基づいてパルス幅変調された信号を生成し、当該三相の電圧指令値（ｖｕ ＊、ｖｖ ＊及びｖｗ ＊）に応じたモータ電流Ｉａをモータ１の電機子巻線に供給してモータ１を駆動する。
　脱調検出部２１は、位置・速度推定部２０にて採用される回転子の回転速度の推定方式と異なる推定方式（例えば、特許文献５参照）を用いて、回転子の回転速度を推定し、その差異が大きい場合に脱調と見なして、モータ１を強制停止させる。
　図４は図３の速度制御部１７の詳細構成例を示すブロック図である。図４において、速度制御部１７は、加算器５１と、ＰＩ制御器５２と、繰り返し補償器５３とを備えて構成する。
　従来技術で説明したように、打撃機構に起因する周期的な負荷トルクの変動がモータの速度制御、電流制御を不安定にし、最終的に打撃にも影響を与える。そのため、この周期的なトルク変動に起因する速度制御の遅れを事前にどう補償するかがポイントとなる。本実施形態では、速度制御部１７は、特に、負荷トルクの変動に対応する１周期前の速度偏差に基づいて、繰り返し補償値ωｅｒｃを有する繰り返し補償信号を発生し、当該モータ１の速度指令値と速度推定値との間の速度偏差（ω＊－ωｅ）に加算することで、前記モータの負荷トルクの変動を補償することを特徴とする。
　図４において、加算器５１はモータ１の速度指令値と速度推定値との間の速度偏差（ω＊－ωｅ）に対して、繰り返し補償器５３からの繰り返し補償値ωｅｒｃを有する繰り返し補償信号を発生して、ＰＩ制御器５２及び繰り返し補償器５３に出力する。ＰＩ制御器５２は、前記速度偏差（ω＊－ωｅ）と繰り返し補償値ωｅｒｃの加算値に基づいて、例えば公知のＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ　Ｉｎｔｅｒｇｒａｌ）制御方法を用いてδ軸電流指令値ｉδ＊を生成して出力する。また、繰り返し補償器５３は次式（３）を用いて繰り返し補償値ωｅｒｃを有する繰り返し補償信号を発生して加算器５１に出力する。
ωｅｒｃ＝ωｅｒ×ｅ－Ｌｓ　・・・（３）
　ここで、Ｌはトルク脈動の周期、ｓはラプラス演算子、ｅは自然対数の底である。
　繰り返し補償制御は、例えばロボットの繰返し動作に現れる周期的な目標信号への追従やモータなど回転系で生じる回転数に同期した周期的な外乱除去のための有効な制御系であって、基本的な考え方はサーボ系に要求される「内部モデル原理」であり、周期信号の発生器のモデルをフィードバック内に持つサーボ系となっている。その特徴は、１周期前の偏差信号を利用している点にあり、繰り返し動作を続けていくことにより、速度偏差が減少する学習制御系の一種である。
　図４の繰り返し補償を用いたＰＩ制御方法によれば、モータ１の回転数がより安定化するため、効果的な打撃と安定した締付けトルクの発生が可能になる。また、加えて、モータ１の脱調や打撃機構の破損等も防止できる。
　以上説明したように本実施形態では、速度制御部１７は、特に、負荷トルクの偏差に対応する速度偏差ωｅｒを有する１周期前の負荷トルクの偏差信号に基づいて、繰り返し補償値ωｅｒｃを有する繰り返し補償信号を発生して、当該繰り返し補償信号を前記モータ１の速度指令値と速度推定値との間の速度偏差（ω＊－ωｅ）に加算することで、前記モータ１の負荷トルクの変動を補償できる。
　そのため打撃機構によりモータの負荷トルクが周期的に脈動しても、モータの回転数を動的に一定に保持でき、例えばインパクト電動工具においては、より効果的な打撃と安定した締付けトルクの発生が可能になる。加えて、モータの脱調やスピンドル４が過剰に後退して障壁と衝突し破損する等の打撃機構の破損が防止できる。
　図５は、図４の速度制御部１７に代えて設けられる、変形例にかかる速度制御部１７Ａの詳細構成例を示すブロック図である。図５において、速度制御部１７Ａは、ＰＩ制御器５２と、共振型フィルタ５４と、加算器５５とを備えて構成する。
　図５において、ＰＩ制御器５２は、前記速度偏差（ω＊－ωｅ）に基づいて、例えば公知のＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ　Ｉｎｔｅｒｇｒａｌ）制御方法を用いて通常のδ軸電流指令値ｉδ ＊（Ｓ５）を生成して加算器５５に出力する。共振型フィルタ５４は、前記速度偏差（ω＊－ωｅ）に基づいて、例えば次式（４）を用いて、負荷トルクの周期的な脈動を補償するキャンセル値ｉｑｃ（Ｓ６）を発生して加算器５５に出力する。加算器５５では、通常のδ軸電流指令値ｉδ ＊にキャンセル値ｉｑｃを加算し、速度制御部１７Ａの操作量として後段に出力する。
ｉｑｃ＝（ω＊－ωｅ）×Ｆ（ωｒ）　・・・（４）
　ここで、Ｆ（ωｒ）は共振型フィルタ５４の伝達関数であり、次式（１１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここで、ωｒはトルク脈動の角速度（周波数）、ｂ０とξはそれぞれ所定の定数であり、ｓはラプラス演算子である。
　図６は図５の速度制御部１７Ａにおいて速度変動を低減する原理を説明するためのグラフであり、図７は図５の共振型フィルタ５４の振幅及び位相の周波数特性を示すグラフである。
　速度変動を低減する図６の原理図において、理想的な電流指令値Ｓ１と現実の電流指令値Ｓ２は制御の遅れなどにより、電流指令値のずれＳ３が発生する。この電流指令値のずれＳ３により速度変動Ｓ４が発生しているが、この速度変動Ｓ４を低減するためには、電流指令のずれＳ３をキャンセルするキャンセル信号Ｓ６を発生する必要がある。
　ここで、目標との速度偏差Ｓ５とキャンセル信号Ｓ６との関係は、目標との速度偏差Ｓ５に対してキャンセル信号Ｓ６は位相が９０度進んでいる。本手法では、９０度進んだキャンセル信号Ｓ６を生成するために、上記式（１１）の伝達関数Ｆ（ωｒ）を有する共振型フィルタ５４を用いている。
　この伝達関数Ｆ（ωｒ）の周波数特性は図７のようになっており、１つの共振点を持ち、その共振点での周波数成分のみを抜き出し、その周波数成分の位相だけを９０度進めた波形を生成することができる。図５では、共振型フィルタ５４には速度偏差（ω＊－ωｅ）が入力され、共振型フィルタ５４からキャンセル値ｉｑｃが出力される。このキャンセル値ｉｑｃが、速度偏差を無くす方向に作用するため、モータ１の回転数が安定化する。
　以上のように構成された変形例によれば、前記速度制御部１７Ａは、前記モータ１の速度指令値と速度推定値との間の速度偏差から所定の共振周波数の成分を抽出して、当該共振周波数の成分を、前記負荷トルクの周期的な変動を補償するキャンセル値として前記速度制御部１７Ａの操作量に加算することで、前記モータの負荷トルクの変動を補償できる。
　そのため打撃機構によりモータの負荷トルクが周期的に脈動しても、モータの回転数を動的に一定に保持でき、例えばインパクト電動工具においては、より効果的な打撃と安定した締付けトルクの発生が可能になる。加えて、モータの脱調やスピンドル４が過剰に後退して障壁と衝突し破損する等の打撃機構の破損が防止できる。
　図８は別の実施形態における電流制御部１５の詳細構成例を示すブロック図である。図８において、電流制御部１５は、加算器５１と、ＰＩ制御器５２と、繰り返し補償器５３とを備えて構成する。
　本実施形態では、電流制御部１５は、１周期前の負荷トルクの電流偏差に基づいて繰り返し補償値を発生して、当該繰り返し補償値を前記モータの電流指令値と電流推定値との間の電流偏差に加算することで、前記モータの負荷トルクの変動を補償する繰り返し補償部を備えたことを特徴とする。
　本実施形態の電流制御部１５は、特に、負荷トルクの変動に対応する電流偏差を有する１周期前の電流偏差信号に基づいて、繰り返し補償値を有する繰り返し補償信号を発生して、当該繰り返し補償信号を前記モータ１の電流指令値と電流推定値との間の電流偏差に加算することで、前記モータ１の負荷トルクの変動を補償できる。
　そのため打撃機構によりモータの負荷トルクが周期的に脈動しても、モータの回転数を動的に一定に保持でき、例えばインパクト電動工具においては、より効果的な打撃と安定した締付けトルクの発生が可能になる。加えて、モータの脱調やスピンドル４が過剰に後退して障壁と衝突し破損する等の打撃機構の破損が防止できる。
　図９は別の実施形態における電流制御部１５の変形例にかかる電流制御部１５Ａの詳細構成例を示すブロック図である。図９において、電流制御部１５Ａは、ＰＩ制御器５２と、共振型フィルタ５４と、加算器５５とを備えて構成する。
　本実施形態では、電流制御部１５Ａは、モータの電流指令値と電流推定値との間の電流偏差から所定の共振周波数の成分を抽出して、当該共振周波数の成分を、前記負荷トルクの周期的な変動を補償するキャンセル値として前記電流制御部の操作量に加算することで、前記モータの負荷トルクの変動を補償する共振型フィルタを備えたことを特徴とする。
　本実施形態の電流制御部１５Ａは、モータの速度指令値と速度推定値との間の速度偏差から所定の共振周波数の成分を抽出して、当該共振周波数の成分を、前記負荷トルクの周期的な変動を補償するキャンセル値として前記電流制御部１５Ａの操作量に加算することで、前記モータの負荷トルクの変動を補償できる。
　そのため打撃機構によりモータの負荷トルクが周期的に脈動しても、モータの回転数を動的に一定に保持でき、例えばインパクト電動工具においては、より効果的な打撃と安定した締付けトルクの発生が可能になる。加えて、モータの脱調やスピンドル４が過剰に後退して障壁と衝突し破損する等の打撃機構の破損が防止できる。
１　モータ
２　インバータ回路部
３　モータ制御部
４　スピンドル
５　ハンマ
６　アンビル
７　ユーザーインターフェース部（ＵＩ部）
１１　電流検出器
１２　座標変換器
１３，１４　減算器
１５　電流制御部
１６　磁束制御部
１７，１７Ａ　速度制御部
１８　座標変換器
１９　減算器
２０　位置・速度推定部
２１　脱調検出部
２２　トルク脈動周期推定部
５１　加算器
５２　ＰＩ制御器
５３　繰り返し補償器
５４　共振型フィルタ
５５　加算器

Claims (6)

  1. 　モータと、前記モータに連結された打撃機構と、前記モータの動作を制御する制御部を備えたインパクト電動工具において、
    　前記制御部は、前記打撃機構に起因する周期的な前記モータの負荷トルクの変動を補償することで、前記モータの回転数を一定に保持する速度制御部もしくは電流制御部を備えたことを特徴とするインパクト電動工具。
  2. 　前記速度制御部は、１周期前の負荷トルクの速度偏差に基づいて繰り返し補償値を発生して、当該繰り返し補償値を前記モータの速度指令値と速度推定値との間の速度偏差に加算することで、前記モータの負荷トルクの変動を補償する繰り返し補償部を備えたことを特徴とする請求項１記載のインパクト電動工具。
  3. 　前記速度制御部は、前記モータの速度指令値と速度推定値との間の速度偏差から所定の共振周波数の成分を抽出して、当該共振周波数の成分を、前記負荷トルクの周期的な変動を補償するキャンセル値として前記速度制御部の操作量に加算することで、前記モータの負荷トルクの変動を補償する共振型フィルタを備えたことを特徴とする請求項１記載のインパクト電動工具。
  4. 　前記電流制御部は、１周期前の負荷トルクの電流偏差に基づいて繰り返し補償値を発生して、当該繰り返し補償値を前記モータの電流指令値と電流推定値との間の電流偏差に加算することで、前記モータの負荷トルクの変動を補償する繰り返し補償部を備えたことを特徴とする請求項１記載のインパクト電動工具。
  5. 　前記電流制御部は、前記モータの電流指令値と電流推定値との間の電流偏差から所定の共振周波数の成分を抽出して、当該共振周波数の成分を、前記負荷トルクの周期的な変動を補償するキャンセル値として前記電流制御部の操作量に加算することで、前記モータの負荷トルクの変動を補償する共振型フィルタを備えたことを特徴とする請求項１記載のインパクト電動工具。
  6. 　前記打撃機構に起因する周期的な前記モータの負荷トルク変動の周波数もしくは周期を、前記モータのトルク発生に寄与する電流の脈動成分の周波数もしくは周期から得ることを特徴とする請求項１記載のインパクト電動工具。
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