WO2019159246A1 - ミクサ - Google Patents

ミクサ Download PDF

Info

Publication number
WO2019159246A1
WO2019159246A1 PCT/JP2018/005017 JP2018005017W WO2019159246A1 WO 2019159246 A1 WO2019159246 A1 WO 2019159246A1 JP 2018005017 W JP2018005017 W JP 2018005017W WO 2019159246 A1 WO2019159246 A1 WO 2019159246A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
vga
input
mixer
wave
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2018/005017
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
真也 横溝
暁人 平井
充弘 下澤
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to PCT/JP2018/005017 priority Critical patent/WO2019159246A1/ja
Priority to JP2018535899A priority patent/JP6440911B1/ja
Priority to EP18906135.1A priority patent/EP3742606A4/en
Publication of WO2019159246A1 publication Critical patent/WO2019159246A1/ja
Priority to US16/936,148 priority patent/US11233495B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
    • H03D3/009—Compensating quadrature phase or amplitude imbalances
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array
    • H01Q3/34—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means
    • H01Q3/36—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means with variable phase-shifters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C3/00—Angle modulation
    • H03C3/02—Details
    • H03C3/09—Modifications of modulator for regulating the mean frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C5/00—Amplitude modulation and angle modulation produced simultaneously or at will by the same modulating signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D5/00—Circuits for demodulating amplitude-modulated or angle-modulated oscillations at will
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing
    • H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/16—Networks for phase shifting
    • H03H11/20—Two-port phase shifters providing an adjustable phase shift
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/18—Networks for phase shifting
    • H03H7/20—Two-port phase shifters providing an adjustable phase shift
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0617—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal for beam forming
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0667—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of delayed versions of same signal
    • H04B7/0671—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of delayed versions of same signal using different delays between antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/086—Weighted combining using weights depending on external parameters, e.g. direction of arrival [DOA], predetermined weights or beamforming
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
    • H03D2200/0082—Quadrature arrangements

Definitions

  • the present invention relates to a mixer, and more particularly to a mixer having a phase shift function used in a communication system.
  • a mixer is a circuit for performing frequency conversion to a frequency band desired by a user in a direct conversion or superheterodyne communication system.
  • a phase shifter is a circuit that performs an arbitrary phase shift on an input signal in a communication device or radar that performs beamforming.
  • the phase shifter is used to perform beam control in any direction desired by the user.
  • Non-Patent Document 1 The technology relating to the phase shifter is described in Non-Patent Document 1, for example.
  • the phase shifter described in Non-Patent Document 1 combines an IQ generator, two VGAs (variable gain amplifiers) provided at the subsequent stage of the IQ generator, and signals output from these VGAs. It consists of a container.
  • the IQ generator generates an I signal that is an in-phase signal and a Q signal that is a signal with a 90 ° phase difference from the input signal.
  • the I signal is input to one VGA, and the Q signal is input to the other VGA.
  • the one VGA amplifies the I signal with a gain cos ⁇ , and the other VGA amplifies the Q signal with a gain sin ⁇ .
  • ⁇ is the amount of phase shift.
  • the combiner 7 combines the signal output from the VGA 5 and the signal output from the VGA 6.
  • the phase shifter is connected to the subsequent stage of the mixer that performs the frequency conversion.
  • the signal frequency-converted by the mixer is input to the IQ generator of the phase shifter.
  • the IQ generator outputs an I signal having the same phase as the signal input from the mixer, and a Q signal having a 90 ° phase difference with respect to the signal input from the mixer.
  • the I signal output from the IQ generator is amplified with a gain cos ⁇ by one VGA.
  • the Q signal output from the IQ generator 4 is amplified by the VGA 6 with a gain sin ⁇ .
  • the synthesizer 7 synthesizes the signals output from those VGAs 5. As a result, a signal that is phase-shifted by ⁇ ° and frequency-converted with respect to the signal input to the mixer is generated.
  • the conventional phase shifter is provided with the IQ generator in the signal path in order to generate the I signal and the Q signal.
  • the IQ generator has a problem that a passage loss in a signal path is large due to a passive element such as a resistor or a capacitor in a high frequency band.
  • a passive element such as a resistor or a capacitor in a high frequency band.
  • the present invention has been made to solve such a problem, and an object thereof is to provide a mixer that suppresses passage loss and power consumption and realizes both a frequency conversion function and a phase shift function.
  • the mixer according to the present invention receives a phase shift amount ⁇ ° value, calculates and controls the gain cos ⁇ and gain sin ⁇ , and receives an input signal of the first frequency band from the input terminal.
  • the input signal is amplified by the gain cos ⁇ and output as a first signal, and the input signal is input from the input terminal, and the input signal is amplified by the gain sin ⁇ ,
  • a second VGA that is output as two signals; a LO wave that is input; a first LO wave that is in phase with the LO wave; and a second LO wave that has a phase difference of 90 ° with respect to the LO wave.
  • An IQ generator for output and a first stage of the first VGA are connected to the first LO wave output from the IQ generator, and the first LO wave is used as an input to the first signal.
  • a first mixer that generates a third signal in phase with the input signal; and a second stage of the second VGA connected to the second mixer, and the second LO wave output from the IQ generator as an input The second LO wave is used to frequency-convert the second signal to a second frequency band to generate a fourth signal having a phase difference of 90 ° with respect to the input signal.
  • the mixer of the present invention since the IQ generator is not provided in the signal path, the transmission loss is suppressed, and as a result, the use of the amplifier is unnecessary, so that the power consumption can be suppressed and the frequency conversion can be performed. The effect that both the function and the phase shift function can be realized is obtained.
  • the circuit shown in FIG. 9 includes a mixer (hereinafter referred to as MIX) 3, a phase shifter 10, and an amplifier 8. MIX3 is comprised from the phase shifter described in the nonpatent literature 1 mentioned above, for example.
  • the circuit in FIG. 9 is a circuit that performs frequency conversion and phase shift from an IF (Intermediate Frequency) band to an RF (Radio Frequency) band.
  • the phase shifter (PS) 10 includes an IQ generator 4, a VGA 5, a VGA 6, and a synthesizer 7.
  • the IFIN terminal 1 is an input terminal to which an IF band signal is input
  • the RFOUT terminal 9 is an output terminal from which an RF band signal is output
  • the LO (local oscillator) terminal 2 is input to an LO wave.
  • An input terminal ⁇ (0 ⁇ ⁇ 1) indicates a gain of the IQ generator 4.
  • the notation such as (1, Fif, 0 °) indicates (amplitude, frequency, phase) at each node.
  • the IF band frequency is Fif
  • the LO wave frequency is Flo
  • the RF band frequency is Frf.
  • the IF band signal input from the IFIN terminal 1 and the LO wave input from the LO terminal 2 are input to the MIX 3.
  • MIX3 calculates the frequency Frf by adding the frequency Fif of the IF band signal and the frequency Flo of the LO wave, and performs frequency conversion for converting the frequency Fif to the frequency Frf.
  • the output of MIX3 is input to IQ generator 4.
  • the IQ generator 4 outputs an I signal having the same phase as the signal input from the MIX 3 and a Q signal having a 90 ° phase difference with respect to the signal input from the MIX 3.
  • the I signal output from the IQ generator 4 is amplified by the VGA 5 with a gain cos ⁇ .
  • the Q signal output from the IQ generator 4 is amplified by the VGA 6 with a gain sin ⁇ .
  • the synthesizer 7 synthesizes the signal output from the VGA 5 and the signal output from the VGA 6, thereby shifting the RF signal whose phase is shifted by ⁇ ° and frequency-converted with respect to the output signal of the MIX 3. And output from the RFOUT terminal 9.
  • the IQ generator 4 generates an I signal and a Q signal from the signal frequency-converted by the MIX 3. Thereafter, the VGAs 5 and 6 amplify the I signal and the Q signal by cos ⁇ and sin ⁇ , respectively.
  • the IQ generator 4 is provided in the signal path in order to generate the I signal and the Q signal.
  • the IQ generator 4 is composed of passive elements such as resistors and capacitors as described above, it has a large passage loss in the signal path. As a result, a loss occurs in the signal that has passed through the IQ generator 4. For this reason, an amplifier 8 is added after the phase shifter 10 in order to obtain necessary signal power. However, there is a problem that the power consumption increases due to the addition of the amplifier 8.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a mixer according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 1 shows a configuration example of a transmission mixer 21 incorporating a phase shift function as a mixer according to the first embodiment.
  • the transmission mixer 21 includes a VGA 12 as a first VGA, a VGA 13 as a second VGA, an IQ generator 15, a MIX 16 as a first mixer, a MIX 17 as a second mixer, and a combiner 18. And a control unit 300.
  • an IFIN terminal 11 is an input terminal to which an IF signal is input
  • an LO terminal 14 is an input terminal to which an LO wave is input
  • an RFOUT terminal 19 is an output terminal from which an RF signal is output.
  • the notation such as (1, Fif, 0 °) in the figure indicates the value of (amplitude, frequency, phase) at each node.
  • the IF band frequency is Fif
  • the LO wave frequency is Flo
  • the RF band frequency is Frf
  • the present invention is not limited to this case, and the first frequency band and The second frequency band may be appropriately set to an arbitrary value.
  • the transmission mixer 21 is configured as described above, and has a function of performing frequency conversion and a function of performing phase shift.
  • VGAs 12 and 13, MIXs 16 and 17, and a combiner 18 are provided in a signal path between the IFIN terminal 11 and the RFOUT terminal 19.
  • the IQ generator 15 is not provided in the signal path, but is disposed outside the signal path.
  • a control unit 300 is provided for the transmission mixer 21.
  • the controller 300 receives a value of ⁇ ° from the outside. ⁇ ° is the amount of phase shift at RFOUT19.
  • the control unit 300 includes a circuit that calculates the values of cos ⁇ and sin ⁇ based on the value of ⁇ °, and controls the gain cos ⁇ of the VGA 12 and the gain sin ⁇ of the VGA 13.
  • the control unit 300 also controls the frequency Flo of the LO wave input to the IQ generator 15. When the control unit 300 sets the value of the LO wave frequency Flo, the frequency is changed from the preset first frequency band to the desired second frequency band.
  • the IF band signal (1, Fif, 0 °) input to the IFIN terminal 11 is divided into two, one input to the VGA 12 and the other input to the VGA 13.
  • the two distributed signals are in-phase signals.
  • the VGA 12 receives one of the two distributed IF band signals (1, Fif, 0 °).
  • the VGA 12 amplifies the IF signal with a gain cos ⁇ .
  • the gain cos ⁇ is controlled by the control unit 300 and is variable.
  • the VGA 12 only needs to have a configuration that can realize the gain cos ⁇ with respect to an arbitrary value of ⁇ . Therefore, the configuration is not particularly limited, and an arbitrary configuration can be used as the VGA 12.
  • the other signal of the IF band signal (1, Fif, 0 °) divided into two is input to the VGA 13.
  • the VGA 13 amplifies the IF signal with a gain sin ⁇ .
  • the gain sin ⁇ is controlled by the control unit 300 and is variable.
  • the VGA 13 only needs to have a configuration capable of realizing the gain sin ⁇ with respect to an arbitrary value of ⁇ . Therefore, the configuration is not particularly limited, and an arbitrary configuration can be used as the VGA 13.
  • the LO wave is input to the LO terminal 14.
  • the IQ generator 15 outputs an LO wave in phase with the LO wave (hereinafter referred to as LO wave I) and an LO wave with a 90 ° phase difference with respect to the LO wave (hereinafter referred to as LO wave Q).
  • LO wave I an LO wave in phase with the LO wave
  • LO wave Q an LO wave with a 90 ° phase difference with respect to the LO wave
  • the IQ generator 15 is not particularly limited as long as it is configured to output the LO wave I and the LO wave Q with respect to the input LO wave. It can be used as the generator 15.
  • the MIX 16 is connected to the subsequent stage of the VGA 12 and is provided in the signal path.
  • the MIX 16 is a frequency converter having a function of mixing the output signal of the VGA 12 and the LO wave I output from the IQ generator 15.
  • the MIX 16 outputs a sum signal and a difference signal of two signals having different frequencies. Further, the MIX 16 outputs a signal having a phase sum or a phase difference between the two signals with respect to the phase relationship because of the function of mixing two signals having different frequencies.
  • the MIX 16 multiplies the amplitudes of the two signals and adds the frequency and phase of the two signals.
  • the MIX 17 is connected to the subsequent stage of the VGA 13 and is provided in the signal path.
  • the MIX 17 is a frequency converter having a function of mixing the output signal of the VGA 13 and the LO wave Q output from the IQ generator 15.
  • the MIX 17 outputs a sum signal and a difference signal of two signals having different frequencies. Further, the MIX 17 outputs a signal having a phase sum or a phase difference between the two signals with respect to the phase relationship because of the function of mixing two signals having different frequencies.
  • the MIX 17 multiplies the amplitudes of the two signals, and adds the frequency and phase of the two signals.
  • the combiner 18 generates a combined signal by vector combining the output of the MIX 16 and the output of the MIX 17.
  • the generated synthesized signal is output from the RFOUT terminal 19 to the outside.
  • the transmission mixer 21 first distributes the IF band signal (1, Fif, 0 °) input to the IFIN terminal 11 that is the input terminal of the IF signal, and inputs it to the VGA 12 and the VGA 13 respectively. However, the amplitude is not changed. Since the VGA 12 and the VGA 13 have respective gains cos ⁇ and sin ⁇ , an IF band signal (cos ⁇ , Fif, 0 °) is received from the VGA 12, and an IF band signal (sin ⁇ , Fif, 0 °) is sent from the VGA 13. Each is output.
  • a signal output from the VGA 12 is referred to as a first signal
  • a signal output from the VGA 13 is referred to as a second signal.
  • the MIX 16 performs a mixing process of the IF band signal (cos ⁇ , Fif, 0 °) output from the VGA 12 and the LO wave I (1, Flo, 0 °) output from the IQ generator 15, so that the IF band
  • the frequency conversion from the RF band to the RF band is performed to acquire the RF band signal.
  • the MIX 16 acquires and outputs an RF band signal (cos ⁇ , Frf, 0 °) by the mixing process.
  • a signal output from the MIX 16 is referred to as a third signal.
  • MIX 17 performs IF band signal (sin ⁇ , Fif, 0 °) output from VGA 13 and LO wave Q (1, Flo, 90 °) output from IQ generator 15 to perform IF processing.
  • the frequency conversion from the RF band to the RF band is performed to acquire the RF band signal.
  • the MIX 17 acquires and outputs an RF band signal (sin ⁇ , Frf, 90 °) by the mixing processing.
  • a signal output from the MIX 17 is referred to as a fourth signal.
  • the synthesizer 18 vector-synthesizes the output signal (cos ⁇ , Frf, 0 °) of the MIX 16 and the output signal (sin ⁇ , Frf, 90 °) of the MIX 17 to generate RF as shown in the inset of FIG.
  • a band signal (1, Frf, ⁇ °) is output.
  • the RF band signal is a signal obtained by performing frequency conversion to the RF band and phase shift of the phase shift amount ⁇ ° with respect to the IF band signal input to the IFIN terminal 11.
  • a signal output from the combiner 18 is referred to as a fifth signal.
  • the control unit 300 can adjust the gain cos ⁇ and the gain sin ⁇ of the VGA 12 and the VGA 13 to realize a phase shift of an arbitrary phase shift amount ⁇ °.
  • a mixer having a phase shift function can be realized.
  • only the sum frequency signal is considered, but the same operation is performed for the difference frequency signal.
  • the input signals are amplified by the VGAs 12 and 13 with the gain cos ⁇ and the gain sin ⁇ , respectively. Thereafter, the MIX 16 and 17 perform frequency conversion on the amplified signals using the LO wave I and the LO wave Q, respectively.
  • the mixer according to the first embodiment has the above-described configuration, and when the mixer is used as a transmission mixer, the frequency conversion function is provided as in the related art while the IQ generator 15 is not provided in the signal path. And phase shift function can be realized. Therefore, signal attenuation by the IQ generator in the signal path can be eliminated. As a result, it is not necessary to provide an amplifier for obtaining the necessary signal power, so that power consumption can be reduced.
  • the gain of VGA 12 is set to a gain obtained by multiplying a preset gain from cos ⁇ by cos ⁇
  • the gain of VGA 13 is set to a gain obtained by multiplying a preset gain from sin ⁇ by sin ⁇ .
  • the amplitude can be amplified with a preset gain while maintaining the phase shift amount ⁇ ° of the output signal of the transmission mixer 21 incorporating the phase shift function.
  • the VGAs 12 and 13 are operated in the IF band. Therefore, as in the conventional circuit shown in FIG. 9, the operating frequency of the transistor can be lowered as compared with VGAs 5 and 6 operated in the RF band necessary for the vector synthesis type phase shifter. As a result, power consumption can be suppressed.
  • the mixer according to the first embodiment is applied to an up-converter that converts an IF signal into an RF signal.
  • the mixer according to the first embodiment is not limited to this, and the RF signal is not limited to this.
  • the present invention can also be applied to a down converter that converts to an IF signal.
  • FIG. 2 shows an example of the configuration when the mixer according to Embodiment 1 is used as the receiving mixer 32. By adopting the configuration shown in FIG. 2, the same effect can be obtained as a receiving mixer.
  • the receiving mixer 32 in FIG. 2 includes an IQ generator 24, a MIX 25 as a fifth mixer, a MIX 26 as a sixth mixer, a VGA 27 as a fifth VGA, and a VGA 28 as a sixth VGA.
  • a synthesizer 29 as a fourth synthesizer and a control unit 300 are provided.
  • the controller 300 is not shown in FIG. 2 for simplification of the drawing.
  • the RF band signal (1, Frf, 0 °) input to the RFIN terminal 22 which is an RF signal input terminal is divided into two and input to the MIX 25 and the MIX 26, respectively.
  • the amplitude is not changed.
  • the LO wave is input to the LO terminal 23.
  • the IQ generator 24 outputs an LO wave in phase with the LO wave (hereinafter referred to as LO wave I) and an LO wave having a 90 ° phase difference with respect to the LO wave (hereinafter referred to as LO wave Q). .
  • the MIX 25 acquires an IF band signal by performing a mixing process of the RF band signal (1, Frf, 0 °) and the LO wave I (1, Flo, 0 °) output from the IQ generator 23. .
  • the MIX 16 acquires and outputs an IF band signal (1, Fif, 0 °) by the mixing process.
  • a signal output from the MIX 25 is referred to as a twelfth signal.
  • the MIX 26 acquires the IF band signal by mixing the RF band signal (1, Frf, 0 °) with the LO wave Q (1, Flo, 90 °) output from the IQ generator 15.
  • the MIX 17 acquires and outputs an IF band signal (1, Fif, 90 °) by the mixing process.
  • a signal output from the MIX 26 is referred to as a thirteenth signal.
  • the IF band signal (1, Fif, 0 °) output from the MIX 25 is input to the VGA 27. Since the VGA 27 has a gain cos ⁇ , an IF band signal (cos ⁇ , Fif, 0 °) is output from the VGA 27. A signal output from the VGA 27 is referred to as a fourteenth signal.
  • the IF band signal (1, Fif, 90 °) output from the MIX 26 is input to the VGA 28. Since the VGA 28 has a gain sin ⁇ , an IF band signal (sin ⁇ , Fif, 90 °) is output from the VGA 28. A signal output from the VGA 28 is referred to as a fifteenth signal.
  • the synthesizer 29 vector-synthesizes the output signal (cos ⁇ , Fif, 0 °) of the VGA 27 and the output signal (sin ⁇ , Fif, 90 °) of the VGA 28 to thereby generate an IF band signal (1, Fif, ⁇ °).
  • the signal is output.
  • a signal output from the synthesizer 29 is referred to as a sixteenth signal.
  • the input signals are frequency-converted using the LO wave I and the LO wave Q, respectively, at the MIXs 25 and 26, as shown in FIG. Thereafter, the frequency-converted signals are amplified by the VGAs 27 and 28 with the gain cos ⁇ and the gain sin ⁇ , respectively.
  • the frequency generator in the reception mixer of FIG. 2, as in the transmission mixer of FIG. 1, the frequency generator is configured such that the IQ generator 24 is not provided in the RF signal path. Since the conversion function and the phase shift function can be realized, signal attenuation by the IQ generator in the IF signal path can be eliminated. As a result, it is not necessary to provide an amplifier for obtaining the necessary signal power, so that power consumption can be reduced.
  • FIG. FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of a mixer according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 3 shows a configuration example of a transmission quadrature mixer having a built-in phase shift function as the mixer.
  • the transmission orthogonal mixer includes a VGA 35 as a first VGA, a VGA 36 as a second VGA, a VGA 37 as a third VGA, a VGA 38 as a fourth VGA, an IQ generator 40, MIX 41 as a second mixer, MIX 42 as a second mixer, MIX 43 as a third mixer, MIX 44 as a fourth mixer, a synthesizer 45 as a first synthesizer, and a second synthesizer And a synthesizer 47 as a third synthesizer.
  • a BBIN_I terminal 33 is an input terminal to which an in-phase component of a BB (Broadband) band is input
  • a BBIN_Q terminal 34 is an input terminal to which an orthogonal component of the BB band is input
  • an LO terminal 39 Is an input terminal to which LO waves are input
  • the RFOUT terminal 48 is an output terminal from which an RF band signal is output.
  • the notation such as (1, Fbb, 0 °) in the figure indicates the value of (amplitude, frequency, phase) at each node.
  • the frequency of the BB band is Fbb
  • the frequency of the LO wave is Flo
  • the frequency of the RF band is Frf.
  • VGA 35 to 38, MIX 41 to 44, and synthesizers 45 to 47 are provided in a signal path between the BBIN_I terminal 33 and the BBIN_Q terminal 34 and the RFOUT terminal 48.
  • the IQ generator 40 inputs signals to the MIXs 41 to 44, but the IQ generator 40 itself is not provided in the signal path, but is arranged outside the signal path.
  • a control unit 300 is provided.
  • the controller 300 is not shown in FIG. 3 for the sake of simplicity.
  • the controller 300 receives a value of ⁇ ° from the outside.
  • ⁇ ° is the amount of phase shift at RFOUT 48.
  • the control unit 300 has a circuit that calculates the values of cos ⁇ , sin ⁇ , and ⁇ sin ⁇ based on the value of ⁇ °, and calculates the gain cos ⁇ of the VGA 35 and 37, the gain sin ⁇ of the VGA 36, and the gain ⁇ sin ⁇ of the VGA 38. Control.
  • the VGA 35 receives one BB signal obtained by dividing the BB band signal (1, Fbb, 0 °) input to the BBIN_I terminal 33 into two.
  • the VGA 35 amplifies the BB signal with a gain cos ⁇ .
  • the VGA 35 only needs to have a configuration that can realize the gain cos ⁇ with respect to an arbitrary value of ⁇ . Therefore, the configuration is not particularly limited, and an arbitrary configuration can be used as the VGA 35.
  • the VGA 36 receives the other BB signal obtained by dividing the BB band signal (1, Fbb, 0 °) input to the BBIN_I terminal 33 into two.
  • the VGA 36 amplifies the BB signal with a gain sin ⁇ .
  • the VGA 36 only needs to have a configuration that can achieve the gain sin ⁇ with respect to an arbitrary value of ⁇ . Therefore, the configuration is not particularly limited, and an arbitrary configuration can be used as the VGA 36.
  • the VGA 37 receives one BB signal obtained by dividing the BB band signal (1, Fbb, 0 °) input to the BBIN_Q terminal 34 into two.
  • the VGA 37 amplifies the BB signal with a gain cos ⁇ .
  • the VGA 37 only needs to have a configuration that can realize the gain cos ⁇ with respect to an arbitrary value of ⁇ . Therefore, the configuration is not particularly limited, and an arbitrary configuration can be used as the VGA 37.
  • the other BB signal into which the BB band signal (1, Fbb, 0 °) input to the BBIN_Q terminal 34 is divided into two is input to the VGA 38.
  • the VGA 38 amplifies the BB signal with a gain ⁇ sin ⁇ .
  • the VGA 38 only needs to have a configuration that can achieve a gain ⁇ sin ⁇ with respect to an arbitrary value of ⁇ . Therefore, the configuration is not particularly limited, and an arbitrary configuration can be used as the VGA 38.
  • the LO wave is input to the LO terminal 39.
  • the IQ generator 40 outputs an LO wave in phase with the LO wave (hereinafter referred to as LO wave I) and an LO wave having a phase difference of 90 ° with respect to the LO wave (hereinafter referred to as LO wave Q).
  • LO wave I an LO wave in phase with the LO wave
  • LO wave Q an LO wave having a phase difference of 90 ° with respect to the LO wave
  • the IQ generator 40 only needs to have a configuration capable of outputting the LO wave I and the LO wave Q with respect to the input signal. Therefore, the configuration is not particularly limited, and any configuration can be used as the IQ generator 40. is there.
  • the MIX 41 is connected to the subsequent stage of the VGA 35 and is provided in the signal path.
  • the MIX 41 is a frequency converter having a function of mixing the output signal of the VGA 35 and the LO wave I output from the IQ generator 40.
  • the MIX 41 outputs a sum signal and a difference signal of two signals having different frequencies.
  • the MIX 41 outputs a signal having a phase sum or a phase difference between the two signals with respect to the phase relationship because of the function of mixing two signals having different frequencies.
  • the MIX 41 multiplies the amplitudes of the two signals and adds the frequency and phase of the two signals.
  • the MIX 42 is connected to the subsequent stage of the VGA 36 and is provided in the signal path.
  • the MIX 42 is a frequency converter having a function of mixing the output signal of the VGA 36 and the LO wave Q output from the IQ generator 40.
  • the MIX 42 outputs a sum signal and a difference signal of two signals having different frequencies. Further, the MIX 42 outputs a signal having a phase sum or a phase difference between the two signals with respect to the phase relationship because of the function of mixing two signals having different frequencies.
  • the MIX 42 multiplies the amplitudes of the two signals, and adds the frequency and phase of the two signals.
  • the MIX 43 is connected to the subsequent stage of the VGA 37 and is provided in the signal path.
  • the MIX 43 is a frequency converter having a function of mixing the output signal of the VGA 37 and the LO wave Q output from the IQ generator 40.
  • the MIX 43 outputs a sum signal and a difference signal of two signals having different frequencies. Further, the MIX 43 outputs a signal having a phase sum or a phase difference between the two signals with respect to the phase relationship because of the function of mixing two signals having different frequencies.
  • the MIX 43 multiplies the amplitudes of the two signals and adds up the frequencies and phases of the two signals.
  • the MIX 44 is connected to the VGA 38 and provided in the signal path.
  • the MIX 44 is a frequency converter having a function of mixing the output signal of the VGA 38 and the LO wave I output from the IQ generator 40.
  • the MIX 44 outputs a sum signal and a difference signal of two signals having different frequencies.
  • the MIX 44 outputs a signal having a phase sum or a phase difference between the two signals with respect to the phase relationship because of the function of mixing two signals having different frequencies.
  • the MIX 44 multiplies the amplitudes of the two signals and adds the frequency and phase of the two signals.
  • the synthesizer 45 performs vector synthesis of the output of the MIX 41 and the output of the MIX 42.
  • the synthesizer 46 performs vector synthesis of the output of the MIX 43 and the output of the MIX 44.
  • the synthesizer 47 performs vector synthesis of the output of the synthesizer 45 and the output of the synthesizer 46, generates an RF band signal (1, Frf, ⁇ °), and outputs the signal from the RFOUT terminal 48 to the outside.
  • the BB band signal (1, Fbb, 0 °) input from the BBIN_I terminal 33 is divided into two and input to the VGA 35 and the VGA 36, respectively.
  • the VGA 35 and the VGA 36 have gains cos ⁇ and sin ⁇ , respectively. Therefore, the VGA 35 outputs a BB band signal (cos ⁇ , Fbb, 0 °), and the VGA 36 outputs a BB band signal (sin ⁇ , Fbb, 0 °).
  • the signals output from the VGA 35 and VGA 36 are referred to as a first signal and a second signal, respectively.
  • the BB band signal (1, Fbb, 0 °) input from the BBIN_Q terminal 34 is divided into two and input to the VGA 37 and the VGA 38, respectively.
  • the VGA 37 and the VGA 38 have gains cos ⁇ and ⁇ sin ⁇ , respectively. Therefore, the VGA 37 outputs a BB band signal (cos ⁇ , Fbb, 0 °), and the VGA 38 outputs a BB band signal ( ⁇ sin ⁇ , Fbb, 0 °).
  • Signals output from the VGA 37 and the VGA 38 are referred to as a sixth signal and a seventh signal, respectively.
  • the MIX 41 performs mixing of the BB band signal (cos ⁇ , Fbb, 0 °) output from the VGA 35 and the LO wave I (1, Flo, 0 °) output from the IQ generator 40, and Similarly, an RF band signal (cos ⁇ , Frf, 0 °) is output.
  • a signal output from the MIX 41 is referred to as a third signal.
  • the MIX 42 mixes the BB band signal (sin ⁇ , Fbb, 0 °) output from the VGA 36 and the LO wave Q (1, Flo, 90 °) output from the IQ generator 40, and Similarly, an RF band signal (sin ⁇ , Frf, 90 °) is output.
  • a signal output from the MIX 42 is referred to as a fourth signal.
  • the MIX 43 performs mixing of the BB band signal (cos ⁇ , Fbb, 0 °) output from the VGA 37 and the LO wave Q (1, Flo, 90 °) output from the IQ generator 40. Similarly, an RF band signal (cos ⁇ , Frf, 90 °) is output. A signal output from the MIX 43 is referred to as an eighth signal.
  • the MIX 44 mixes the BB band signal ( ⁇ sin ⁇ , Fbb, 0 °) output from the VGA 38 and the LO wave I (1, Flo, 0 °) output from the IQ generator 40, to the first embodiment. In the same manner as described above, an RF band signal ( ⁇ sin ⁇ , Frf, 0 °) is output. A signal output from the MIX 44 is referred to as a ninth signal.
  • the synthesizer 45 synthesizes the output signal of the MIX 41 and the output signal of the MIX 42, thereby outputting an RF band signal (1, Frf, ⁇ °) as shown in the inset of FIG.
  • a signal output from the synthesizer 45 is referred to as a fifth signal.
  • the synthesizer 46 vector-synthesizes the output signal of the MIX 43 and the output signal of the MIX 44 to output an RF band signal (1, Frf, 90 + ⁇ °) as shown in the inset of FIG.
  • a signal output from the synthesizer 46 is referred to as a tenth signal.
  • the synthesizer 47 vector-synthesizes the output signal of the synthesizer 45 and the output signal of the synthesizer 46 to generate an RF band signal subjected to orthogonal modulation, and outputs the RF band signal from the RFOUT terminal 48 to the outside.
  • a signal output from the synthesizer 47 is referred to as an eleventh signal.
  • the control unit 300 adjusts the gains cos ⁇ , sin ⁇ , cos ⁇ , and ⁇ sin ⁇ of the VGA 35, VGA 36, VGA 37, and VGA 38, thereby realizing an arbitrary phase shift amount ⁇ °.
  • the phase shift function and the quadrature modulation function can be realized with this configuration.
  • the mixer according to the second embodiment has the above-described configuration, and when the mixer is used as a transmission mixer, the frequency conversion function is provided in the same manner as in the prior art while the IQ generator 40 is not provided in the signal path. Since the phase shift function can be realized, the signal attenuation by the IQ generator in the signal path can be eliminated. As a result, it is not necessary to provide an amplifier for obtaining the necessary signal power, so that power consumption can be reduced.
  • the transmitter mixer with a built-in phase shift function can be used in the quadrature modulation method, a direct conversion method transmitter and an image rejection function are required. It can also be used in a heterodyne transmitter.
  • the quadrature mixer according to the second embodiment can realize a phase shift function and a frequency conversion function by using an IQ generator of LO that is originally required for the quadrature modulation method. Therefore, the effect of reducing the RF signal loss is higher than that of the conventional circuit shown in FIG.
  • the quadrature mixer is applied to the up-converter that converts the BB signal into the RF signal.
  • the present invention is not limited to this, and can also be applied to the down-converter that converts the RF signal into the BB signal.
  • FIG. 4 shows a configuration example of a receiving quadrature mixer incorporating a phase shift function according to the second embodiment. With the configuration as shown in FIG. 4, the same effect can be obtained in the receiver.
  • reception orthogonal mixer shown in FIG. 4 will be briefly described.
  • the reception quadrature mixer of FIG. 4 includes an IQ generator 51, a MIX 52 as a fifth mixer, a MIX 53 as a sixth mixer, a MIX 54 as a seventh mixer, a MIX 55 as an eighth mixer, A VGA 56 as a fifth VGA, a VGA 57 as a sixth VGA, a VGA 58 as a seventh VGA, a VGA 59 as an eighth VGA, a synthesizer 60 as a fourth synthesizer, A synthesizer 61 as a synthesizer and a control unit 300 are provided.
  • the controller 300 is not shown in FIG. 4 for the sake of simplicity.
  • the RF band signal (1, Frf, 0 °) input to the RFIN terminal 49 which is the RF signal input terminal, is divided into two. These two signals are further divided into two parts, a total of four parts, and input to MIXs 52 to 55, respectively. However, the amplitude is not changed.
  • the LO wave is input to the LO terminal 50.
  • the IQ generator 51 outputs an LO wave in phase with the LO wave (hereinafter referred to as LO wave I) and an LO wave with a 90 ° phase difference with respect to the LO wave (hereinafter referred to as LO wave Q). .
  • the MIX 52 performs a mixing process on the RF band signal (1, Frf, 0 °) and the LO wave I (1, Flo, 0 °) output from the IQ generator 51, so that the BB band signal (1, Fbb, 0 °) is acquired and output.
  • a signal output from the MIX 52 is referred to as a twelfth signal.
  • the MIX 53 performs mixing of the RF band signal (1, Frf, 0 °) and the LO wave Q (1, Flo, 90 °) output from the IQ generator 51 to thereby generate the BB band signal (1, Fbb). , 90 °).
  • a signal output from the MIX 53 is referred to as a thirteenth signal.
  • the MIX 54 performs a mixing process of the RF band signal (1, Frf, 0 °) and the LO wave Q (1, Flo, 90 °) output from the IQ generator 51, whereby the BB band signal (1, Fbb, 90 °) is acquired and output.
  • a signal output from the MIX 54 is referred to as a seventeenth signal.
  • the MIX 55 performs mixing of the RF band signal (1, Frf, 0 °) and the LO wave I (1, Flo, 0 °) output from the IQ generator 51 to thereby generate the BB band signal (1, Fbb). , 0 °).
  • a signal output from the MIX 55 is referred to as an eighteenth signal.
  • the BB band signal (1, Fbb, 0 °) output from the MIX 52 is input to the VGA 56. Since the VGA 56 has a gain cos ⁇ , a BB band signal (cos ⁇ , Fbb, 0 °) is output from the VGA 56. A signal output from the VGA 56 is referred to as a fourteenth signal.
  • the BB band signal (1, Fbb, 90 °) output from the MIX 53 is input to the VGA 57. Since the VGA 57 has a gain sin ⁇ , the VGA 57 outputs a BB band signal (sin ⁇ , Fbb, 90 °). A signal output from the VGA 57 is referred to as a fifteenth signal.
  • the BB band signal (1, Fbb, 90 °) output from the MIX 54 is input to the VGA 58. Since the VGA 58 has a gain cos ⁇ , a BB band signal (cos ⁇ , Fbb, 90 °) is output from the VGA 58. A signal output from the VGA 58 is referred to as a nineteenth signal.
  • the BB band signal (1, Fbb, 0 °) output from the MIX 55 is input to the VGA 59. Since the VGA 59 has a gain ⁇ sin ⁇ , the VGA 59 outputs a BB band signal ( ⁇ sin ⁇ , Fbb, 0 °). A signal output from the VGA 59 is referred to as a 20th signal.
  • the synthesizer 60 vector-synthesizes the output signal (cos ⁇ , Fbb, 0 °) of the VGA 56 and the output signal (sin ⁇ , Fbb, 90 °) of the VGA 57, so that BB A band signal (1, Fbb, ⁇ °) is generated and output from the BBOUT_I terminal 62 to the outside.
  • a signal output from the combiner 60 is referred to as a sixteenth signal.
  • the synthesizer 61 performs vector synthesis of the output signal (cos ⁇ , Fbb, 90 °) of the VGA 58 and the output signal ( ⁇ sin ⁇ , Fbb, 0 °) of the VGA 59, A BB band signal (1, Fbb, ⁇ + 90 °) is generated and output from the BBOUT_Q terminal 63 to the outside.
  • a signal output from the combiner is referred to as a 21st signal.
  • the receiving mixer of FIG. 4 also has a frequency conversion function and a configuration similar to the conventional technique, with a configuration in which the IQ generator 50 is not provided in the signal path, similarly to the transmitting mixer of FIG. Since the phase shift function can be realized, signal attenuation by the IQ generator in the signal path can be eliminated. As a result, it is not necessary to provide an amplifier for obtaining the necessary signal power, so that power consumption can be reduced.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of a mixer according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 5 shows a configuration example of a transmission quadrature mixer having a built-in phase shift function as the mixer.
  • the orthogonal mixer for transmission includes a VGA 66 as a first VGA, a VGA 67 as a second VGA, a VGA 68 as a third VGA, a VGA 69 as a fourth VGA, an IQ generator 71, MIX 72 as a second mixer, MIX 73 as a second mixer, MIX 74 as a third mixer, MIX 75 as a fourth mixer, a synthesizer 77 as a first synthesizer, and a second synthesizer Synthesizer 78, a synthesizer 79 as a third synthesizer, and an inverter 76.
  • a BBIN_I terminal 64 is an input terminal to which an in-phase component of BB band is input
  • a BBIN_Q terminal 65 is an input terminal to which an orthogonal component of BB band is input
  • an LO terminal 70 is LO
  • the RFOUT terminal 80 is an output terminal from which an RF band signal is output.
  • the transmission orthogonal mixer shown in FIG. 5 is configured as described above, and has substantially the same configuration as that of the transmission orthogonal mixer shown in FIG. 3 described in the second embodiment. 5 differs from the configuration of FIG. 3 in that the gain of the VGA 38 in FIG. 3 is ⁇ sin ⁇ , whereas the gain of the VGA 69 in FIG. 5 is sin ⁇ , and an inverter 76 is added. is there.
  • the inverter 76 is connected between the IQ generator 71 and the MIX 75 as shown in FIG.
  • the inverter 76 inverts the LO wave I output from the IQ generator 71 to generate an inverted signal ( ⁇ 1, Flo, 0 °) of the LO wave I (1, Flo, 0 °), and sends it to the MIX 75. input.
  • the MIX 75 includes the BB band signal (sin ⁇ , Fbb, 0 °) output from the VGA 39 and the LO wave I (1, Flo, 0 °) output from the IQ generator 40. Mixing with the inverted signal ( ⁇ 1, Flo, 0 °) is performed, and an RF band signal ( ⁇ sin ⁇ , Frf, 0 °) is output. Therefore, the signal output from the MIX 75 is the same as the signal output from the MIX 44 of FIG. 3 shown in the second embodiment.
  • control unit 300 has a circuit for calculating the values of cos ⁇ and sin ⁇ based on the value of ⁇ °, and gains cos ⁇ of VGAs 66 and 68 and VGAs 67 and 69. Is controlled.
  • the controller 300 is not shown in FIG. 5 for the sake of simplicity.
  • the IQ generator 71 and the MIX 75 are differential circuits, it is not necessary to provide the inverter 76, and the same effect can be obtained by inverting and connecting the differential output terminal of the IQ generator 71 and the differential input terminal of the MIX 75. Can be obtained.
  • the third embodiment it is configured as described above, and all the signals output from the MIXs 72 to 75 are the same as the corresponding MIXs 41 to 44 in the second embodiment shown in FIG. The same effects as those of the second embodiment can be obtained.
  • the mixer according to the third embodiment has the above-described configuration, and when the mixer is used as a transmission mixer, the frequency generator is not provided with the IQ generator 71 in the signal path, as in the related art. Since the conversion function and the phase shift function can be realized, signal attenuation by the IQ generator in the signal path can be eliminated. As a result, it is not necessary to provide an amplifier for obtaining the necessary signal power, so that power consumption can be reduced.
  • the orthogonal mixer is applied to the up-converter that converts the BB signal into the RF signal in the above description.
  • the present invention is not limited to this, and the RF signal is converted into the BB signal. It can also be applied to down converters.
  • FIG. 6 is a configuration example of a receiving quadrature mixer with a built-in phase shift function according to the third embodiment.
  • the reception quadrature mixer of FIG. 6 includes an IQ generator 83, a MIX 84 as a fifth mixer, a MIX 85 as a sixth mixer, a MIX 86 as a seventh mixer, a MIX 87 as an eighth mixer, A VGA 89 as a fifth VGA, a VGA 90 as a sixth VGA, a VGA 91 as a seventh VGA, a VGA 92 as an eighth VGA, a synthesizer 93 as a fourth synthesizer, A synthesizer 94 as a synthesizer and a control unit 300 are provided.
  • the controller 300 is not shown in FIG. 6 for simplification of the drawing.
  • the reception orthogonal mixer of FIG. 4 described in the second embodiment. 6 differs from the configuration of FIG. 4 in that the gain of the VGA 59 in FIG. 4 is ⁇ sin ⁇ , whereas the gain of the VGA 92 in FIG. 6 is sin ⁇ , and an inverter 88 is added. is there.
  • the inverter 88 is connected between the IQ generator 83 and the MIX 87.
  • the inverter 88 inverts the LO wave I output from the IQ generator 83 to generate an inverted signal ( ⁇ 1, Flo, 0 °) of the LO wave I (1, Flo, 0 °), and sends it to the MIX 87. input.
  • the MIX 87 is an RF signal (1, Frf, 0 °) and an inverted signal (-1, Flo, 0 °) of the LO wave I (1, Flo, 0 °) output from the IQ generator 83.
  • a BB band signal ( ⁇ 1, Fbb, 0 °) is acquired and output.
  • the BB band signal ( ⁇ 1, Fbb, 0 °) output from the MIX 87 is input to the VGA 92. Since the VGA 59 has a gain sin ⁇ , the VGA 59 outputs a BB band signal ( ⁇ sin ⁇ , Fbb, 0 °). Therefore, the signal output from the VGA 92 is the same as the signal output from the VGA 59 of FIG. 4 shown in the second embodiment.
  • VGA 66 and VGA 68 have the same gain cos ⁇ and VGA 67 and VGA 69 have the same gain sin ⁇ in the transmission quadrature mixer shown in FIG. 5. Therefore, in control unit 300, gains of VGA 66 and VGA 68 are the same.
  • the circuit scale can be reduced by unifying the circuits for controlling the gain and unifying the circuits for controlling the gains of the VGA 67 and VGA 69.
  • VGA 89 and VGA 91 have the same gain cos ⁇
  • VGA 90 and VGA 92 have the same gain sin ⁇ .
  • the receiving mixer of FIG. 6 also has a frequency conversion function and a configuration similar to the conventional technique, with the configuration in which the IQ generator 83 is not provided in the signal path, similarly to the transmitting mixer of FIG. Since the phase shift function can be realized, signal attenuation by the IQ generator in the signal path can be eliminated. As a result, it is not necessary to provide an amplifier for obtaining the necessary signal power, so that power consumption can be reduced.
  • the error of the gain of the VGA due to the set value of the gain of the control circuit does not affect the quadrature accuracy. Orthogonal accuracy can be realized. The reason will be described below.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining orthogonal accuracy of transmission signals in the second embodiment. 7 has the same configuration as that of FIG. 3 shown in the second embodiment, but for the sake of explanation, in FIG. 7, the reference numerals different from those in FIG.
  • the gains of VGA99, VGA100, VGA101, and VGA102 are cos ⁇ + ⁇ 1, sin ⁇ + ⁇ 2, cos ⁇ + ⁇ 1, and ⁇ sin ⁇ + ⁇ 3.
  • the in-phase component input signal and the quadrature component input signal in the BB band are in a quadrature relationship
  • the LO wave I and the LO wave Q are in a quadrature relationship.
  • the amplitude of the output signal of the synthesizer 109 at this time is A I and the phase shift amount is ⁇ I °.
  • the amplitude of the output signal of the synthesizer 110 is A Q and the phase shift amount is ⁇ Q °.
  • the orthogonal relationship between the in-phase component input signal and the orthogonal component input signal in the BB band can be maintained.
  • the gain errors ⁇ 1, ⁇ 2, and ⁇ 3 as described above occur, A I ⁇ A Q and ⁇ I ⁇ ⁇ Q , and the BB band in-phase component input signal and the quadrature component input signal The orthogonal relationship cannot be maintained.
  • the orthogonal relationship between the in-phase component input signal and the quadrature component input signal in the BB band can be maintained. The reason will be described below.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining orthogonal accuracy of transmission signals in the third embodiment. 3 has exactly the same configuration as that of FIG. 5 shown in the third embodiment, but for the sake of explanation, in FIG. 8, components different from those in FIG.
  • the fourth VGA gain setting value is ⁇ sin ⁇ in the second embodiment of FIG.
  • the error is ⁇ 3, in the third embodiment shown in FIG. 8, the gain is sin ⁇ , and thus the gain error is ⁇ 2. Therefore, the gains of the VGA 115, VGA 116, VGA 117, and VGA 118 are cos ⁇ + ⁇ 1, sin ⁇ + ⁇ 2, cos ⁇ + ⁇ 1, and sin ⁇ + ⁇ 2.
  • the amplitude of the output signal of the synthesizer 126 at this time is A I ′
  • the amount of phase shift is ⁇ I ′ °
  • the amplitude of the output signal of the synthesizer 127 is A Q ′
  • the amount of phase shift is ⁇ Q ′ °.
  • the gain of VGA 115 and the gain of VGA 117 are equal to cos ⁇ + ⁇ 1
  • the gain of VGA 116 and the gain of VGA 118 are equal to sin ⁇ + ⁇ 2.
  • the orthogonal relationship between the in-phase component input signal and the quadrature component input signal in the BB band can be maintained. Therefore, in the third embodiment, higher orthogonal accuracy can be realized as compared with the second embodiment.
  • the third embodiment basically has the same configuration as that of the second embodiment, the same effects as those of the second embodiment can be obtained. Further, in the third embodiment, as shown in FIG. 5, the gains of the VGAs 66 and 68 are made the same, and the gains of the VGA 67 and the VGA 69 are made the same. Thereby, the orthogonal relationship between the input signal of the in-phase component and the input signal of the quadrature component in the BB band can be maintained. Therefore, in the third embodiment, higher orthogonal accuracy can be realized as compared with the second embodiment.
  • control device 300 is configured to include a controller.
  • the controller includes a processor and a memory.
  • Each function constituting the control device 300 is realized by software, firmware, a dedicated circuit, or a combination thereof.
  • Software and firmware are described as programs and stored in a memory.
  • the processor implements each function of the control device 300 by reading and executing a program stored in the memory.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Transmitters (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Abstract

本発明に係るミクサは、２分配されたＩＦ帯の一方の同相の入力の信号に対して利得ｃｏｓθで増幅するＶＧＡ１２と、２分配されたＩＦ帯のもう一方の同相の入力の信号に対して利得ｓｉｎθで増幅するＶＧＡ１３と、ＬＯ波を入力とし、ＬＯ波に対して同相のＬＯ波とＬＯ波に対して９０°位相差のついたＬＯ波を出力するＩＱジェネレータ１５と、ＶＧＡ１２から出力されたＩＦ帯の同相の信号とＩＱジェネレータ１５から出力された同相のＬＯ波を入力とし、ＲＦ帯への周波数変換を行って同相のＲＦ信号を出力するミクサ１６と、ＶＧＡ１３から出力されたＩＦ帯の同相の信号とＩＱジェネレータから出力された９０°位相差のついたＬＯ波を入力とし、ＲＦ帯への周波数変換を行って９０°位相差のついたＲＦ信号を出力する第２のミクサ１７と、合成器１８とを備える。

Description

ミクサ
　本発明はミクサに関し、特に、通信システムで用いられる、移相機能を備えたミクサに関する。
　ミクサは、ダイレクトコンバージョン方式またはスーパーヘテロダイン方式の通信システムにおいて、ユーザが希望する周波数帯への周波数変換を行うための回路である。
　一方、移相器は、ビームフォーミングを行う通信機器またはレーダーにおいて、入力信号に対して任意の移相を行う回路である。移相器は、ユーザが希望する任意の方向へ、ビーム制御を行うために用いられる。
　移相器に関する技術は、例えば、非特許文献１に記載されている。非特許文献１に記載の移相器は、ＩＱジェネレータと、ＩＱジェネレータの後段に設けられた２つのＶＧＡ（Ｖａｒｉａｂｌｅ　Ｇａｉｎ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：利得可変増幅器）と、それらのＶＧＡから出力される信号を合成する合成器とから構成されている。
　ＩＱジェネレータは、入力された信号から、同相の信号であるＩ信号と、９０°位相差のついた信号であるＱ信号とを生成する。Ｉ信号は一方のＶＧＡに入力され、Ｑ信号は他方のＶＧＡに入力される。当該一方のＶＧＡは、Ｉ信号を利得ｃｏｓθで増幅し、当該他方のＶＧＡは、Ｑ信号を利得ｓｉｎθで増幅する。ここで、θは移相量である。合成器７は、ＶＧＡ５から出力された信号とＶＧＡ６から出力された信号とを合成する。
　このとき、周波数変換と移相との両方を行う場合には、上記移相器を、周波数変換を行うミクサの後段に接続することになる。その場合、ミクサで周波数変換された信号が移相器のＩＱジェネレータに入力される。ＩＱジェネレータは、ミクサから入力された信号に対して同相のＩ信号と、ミクサから入力された信号に対して９０°位相差のついたＱ信号とを出力する。ＩＱジェネレータから出力されたＩ信号は、一方のＶＧＡにより利得ｃｏｓθで増幅される。一方、ＩＱジェネレータ４から出力されたＱ信号は、ＶＧＡ６により利得ｓｉｎθで増幅される。合成器７は、それらのＶＧＡ５から出力された信号を合成する。その結果、ミクサに入力された信号に対して、θ°だけ移相され、且つ、周波数変換された信号が生成される。
　このように、従来の移相器をミクサの後段に接続して１つの回路とすることにより、ミクサに入力された信号に対して周波数変換と移相とを行うことができる。
Kwang-Jin Koh、及び、Gabriel M. Rebeiz、「A 6-18 GHz 5-Bit Active Phase Shifter」、Microwave Symposium Digest(MTT)、IEEE MTT-S International、2010年、p.792-795
　上記のように、従来の移相器は、Ｉ信号とＱ信号とを生成するために、信号経路に、ＩＱジェネレータを設けている。しかしながら、ＩＱジェネレータは、特に高周波帯において抵抗や容量といった受動素子で信号経路での通過損失が大きいという問題がある。その結果、ミクサの後段に移相器を接続した場合、ＩＱジェネレータを通過した信号に損失が生じる。そのため、必要な信号電力を得るために、移相器の後段に増幅器を追加する必要が生じる。しかしながら、増幅器の追加により、消費電力が大きくなるという課題があった。
　本発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、通過損失および消費電力を抑え、周波数変換機能と移相機能との両方を実現する、ミクサを提供することを目的とする。
　本発明に係るミクサは、移相量θ°の値が入力されて、利得ｃｏｓθと利得ｓｉｎθとを演算して制御する制御部と、入力端子から第１の周波数帯の入力信号が入力されて、前記入力信号を前記利得ｃｏｓθで増幅して、第１信号として出力する第１のＶＧＡと、前記入力端子から前記入力信号が入力されて、前記入力信号を前記利得ｓｉｎθで増幅して、第２信号として出力する第２のＶＧＡと、ＬＯ波が入力され、前記ＬＯ波と同相の第１のＬＯ波と、前記ＬＯ波に対して９０°の位相差を有する第２のＬＯ波とを出力するＩＱジェネレータと、前記第１のＶＧＡの後段に接続され、前記ＩＱジェネレータから出力された前記第１のＬＯ波を入力とし、前記第１のＬＯ波を用いて、前記第１信号に対して、第２の周波数帯への周波数変換を行って、前記入力信号と同相の第３信号を生成する第１のミクサと、前記第２のＶＧＡの後段に接続され、前記ＩＱジェネレータから出力された前記第２のＬＯ波を入力とし、前記第２のＬＯ波を用いて、前記第２信号に対して、第２の周波数帯への周波数変換を行って、前記入力信号に対して９０°の位相差を有する第４信号を生成する第２のミクサと、前記第１のミクサおよび前記第２のミクサの後段に接続され、前記第３信号と前記第４信号とをベクトル合成することにより、前記入力信号に対して前記移相量θ°だけ移相された第５信号を生成して出力する合成器とを備えている。
　本発明に係るミクサによれば、信号経路にＩＱジェネレータを設けない構成としたことにより、通過損失を抑え、その結果、増幅器の使用を不要としたため、消費電力を抑えることが可能で、周波数変換機能と移相機能との両方を実現できるという効果が得られる。
本発明の実施の形態１に係る移相機能を内蔵した送信用ミクサの一構成例を示した図である。 本発明の実施の形態１に係る移相機能を内蔵した受信用ミクサの一構成例を示した図である。 本発明の実施の形態２に係る移相機能を内蔵した送信用直交ミクサの一構成例を示した図である。 本発明の実施の形態２に係る移相機能を内蔵した受信用直交ミクサの一構成例を示した図である。 本発明の実施の形態３に係る移相機能を内蔵した送信用直交ミクサの一構成例を示した図である。 本発明の実施の形態３に係る移相機能を内蔵した受信用直交ミクサの一構成例を示した図である。 本発明の実施の形態２に係る送信用直交ミクサにおける送信信号の直交精度に関する説明図である。 本発明の実施の形態３に係る送信用直交ミクサにおける送信信号の直交精度に関する説明図である。 ＩＦ帯からＲＦ帯への周波数変換と移相とを行う従来の回路の一構成例を示した図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面に基づいて説明する。
　ここで、本発明の実施の形態について説明する前に、本発明の実施の形態に対する比較例として、従来の一般的な回路構成の一例について、図９を用いて説明する。図９の回路は、ミクサ（以下、ＭＩＸとする）３と、移相器１０と、増幅器８とを備えて構成されている。ＭＩＸ３は、例えば上述した非特許文献１に記載された移相器から構成される。図９の回路は、ＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）帯からＲＦ（Radio Frequency：高周波）帯への周波数変換と移相とを行う回路である。
　移相器（ＰＳ）１０は、ＩＱジェネレータ４と、ＶＧＡ５と、ＶＧＡ６と、合成器７とを備えて構成されている。ここで、図９において、ＩＦＩＮ端子１はＩＦ帯の信号が入力される入力端子、ＲＦＯＵＴ端子９はＲＦ帯の信号が出力される出力端子、ＬＯ（local oscillator）端子２は、ＬＯ波が入力される入力端子、α（０＜α＜１）は、ＩＱジェネレータ４の利得を示す。また、図９において、（１，Ｆｉｆ，０°）などの表記は、各ノードでの（振幅，周波数，位相）を示す。また、ＩＦ帯の周波数をＦｉｆ、ＬＯ波の周波数をＦｌｏ、ＲＦ帯の周波数をＦｒｆとする。また、各周波数帯の周波数の大小関係は、Ｆｉｆ＜Ｆｒｆ＝Ｆｌｏ±Ｆｉｆである。
　図９の回路の動作について説明する。まず、ＩＦＩＮ端子１から入力されたＩＦ帯の信号と、ＬＯ端子２から入力されたＬＯ波とを、ＭＩＸ３に入力する。ＭＩＸ３は、ＩＦ帯の信号の周波数ＦｉｆとＬＯ波の周波数Ｆｌｏとを加算して周波数Ｆｒｆを求め、周波数Ｆｉｆを周波数Ｆｒｆに変換する周波数変換を行う。
　ＭＩＸ３の出力は、ＩＱジェネレータ４に入力される。ＩＱジェネレータ４は、ＭＩＸ３から入力された信号に対して同相のＩ信号と、ＭＩＸ３から入力された信号に対して９０°位相差のついたＱ信号とを出力する。ＩＱジェネレータ４から出力されたＩ信号は、ＶＧＡ５により利得ｃｏｓθで増幅される。一方、ＩＱジェネレータ４から出力されたＱ信号は、ＶＧＡ６により利得ｓｉｎθで増幅される。合成器７は、ＶＧＡ５から出力された信号とＶＧＡ６から出力された信号とを合成することにより、ＭＩＸ３の出力信号に対して、θ°だけ移相し、且つ、周波数変換を行ったＲＦ信号を生成し、ＲＦＯＵＴ端子９から出力する。
　図９の回路においては、ＩＱジェネレータ４が、ＭＩＸ３で周波数変換された信号から、Ｉ信号とＱ信号とを生成する。その後、ＶＧＡ５，６により、Ｉ信号とＱ信号とがｃｏｓθおよびｓｉｎθでそれぞれ増幅される。
　このように、図９に示すように、従来の一般的な回路では、Ｉ信号とＱ信号とを生成するために、信号経路内に、ＩＱジェネレータ４を設けている。しかしながら、ＩＱジェネレータ４は、上述したように、抵抗や容量といった受動素子で構成されるため信号経路での通過損失が大きい。その結果、ＩＱジェネレータ４を通過した信号に損失が生じてしまう。そのため、必要な信号電力を得るために、移相器１０の後段に増幅器８を追加している。しかしながら、増幅器８の追加により、消費電力が大きくなるという問題点がある。
　実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１に係るミクサの一構成例を示した図である。図１は、実施の形態１に係るミクサとして、移相機能を内蔵した送信用ミクサ２１の一構成例を示している。送信用ミクサ２１は、第１のＶＧＡとしてのＶＧＡ１２と、第２のＶＧＡとしてのＶＧＡ１３と、ＩＱジェネレータ１５と、第１のミクサとしてのＭＩＸ１６と、第２のミクサとしてのＭＩＸ１７と、合成器１８と、制御部３００とを備える。図１において、ＩＦＩＮ端子１１はＩＦ信号が入力される入力端子、ＬＯ端子１４はＬＯ波が入力される入力端子、ＲＦＯＵＴ端子１９はＲＦ信号が出力される出力端子である。また、図中の（１，Ｆｉｆ，０°）などの表記は、各ノードでの（振幅，周波数，位相）の値を示す。また、ＩＦ帯の周波数をＦｉｆ、ＬＯ波の周波数をＦｌｏ、ＲＦ帯の周波数をＦｒｆとし、各周波数帯の周波数の大小関係は、Ｆｉｆ＜Ｆｒｆ＝Ｆｌｏ±Ｆｉｆであるとする。
　なお、ここでは、第１の周波数帯としてのＩＦ帯から、第２の周波数帯としてのＲＦ帯への周波数変換を行う場合について説明するが、その場合に限定されず、第１の周波数帯および第２の周波数帯は、任意の値に適宜設定してよい。
　送信用ミクサ２１は、このように構成され、周波数変換を行う機能と、移相を行う機能とを有している。
　以下、各構成要素について説明する。
　図１に示すように、ＩＦＩＮ端子１１とＲＦＯＵＴ端子１９との間の信号経路に、ＶＧＡ１２，１３、ＭＩＸ１６，１７、および、合成器１８が設けられている。ＩＱジェネレータ１５は、信号経路には設けられておらず、信号経路の外部に配置されている。
　また、送信用ミクサ２１に対して、制御部３００が設けられている。制御部３００は、外部から、θ°の値が入力される。θ°は、ＲＦＯＵＴ１９での移相量である。制御部３００は、θ°の値に基づいてｃｏｓθおよびｓｉｎθの値を演算する回路を内部に有し、ＶＧＡ１２の利得ｃｏｓθおよびＶＧＡ１３の利得ｓｉｎθを制御する。また、制御部３００は、ＩＱジェネレータ１５に入力するＬＯ波の周波数Ｆｌｏの制御も行う。ＬＯ波の周波数Ｆｌｏの値を制御部３００が設定することにより、予め設定された第１の周波数帯から、希望する第２の周波数帯への周波数変更が行われる。
　ＩＦＩＮ端子１１に入力されたＩＦ帯の信号（１，Ｆｉｆ，０°）は２分配されて、一方がＶＧＡ１２に入力され、他方がＶＧＡ１３に入力される。２分配された各信号は、同相の信号である。
　ＶＧＡ１２は、２分配されたＩＦ帯の信号（１，Ｆｉｆ，０°）の一方の信号が入力される。ＶＧＡ１２は、当該ＩＦ信号を利得ｃｏｓθで増幅する。このとき、利得ｃｏｓθは、制御部３００によって制御され、可変である。なお、ＶＧＡ１２は、θの任意の値に対して、利得ｃｏｓθが実現できる構成であれば良いため、特に構成が限定されることはなく、任意の構成がＶＧＡ１２として使用可能である。
　ＶＧＡ１３は、２分配されたＩＦ帯の信号（１，Ｆｉｆ，０°）の他方の信号が入力される。ＶＧＡ１３は、当該ＩＦ信号を利得ｓｉｎθで増幅する。このとき、利得ｓｉｎθは、制御部３００によって制御され、可変である。なお、ＶＧＡ１３は、θの任意の値に対して、利得ｓｉｎθが実現できる構成であれば良いため、特に構成が限定されることはなく、任意の構成がＶＧＡ１３として使用可能である。
　ＩＱジェネレータ１５は、ＬＯ端子１４に、ＬＯ波が入力される。ＩＱジェネレータ１５は、ＬＯ波と同相のＬＯ波（以下、ＬＯ波Ｉと呼ぶ）と、ＬＯ波に対して９０°位相差がついたＬＯ波（以下、ＬＯ波Ｑと呼ぶ）とを出力する。このように、ＩＱジェネレータ１５は、入力されたＬＯ波に対してＬＯ波ＩとＬＯ波Ｑとを出力できる構成であれば良いため、特に構成が限定されることはなく、任意の構成がＩＱジェネレータ１５として使用可能である。
　ＭＩＸ１６は、ＶＧＡ１２の後段に接続され、信号経路に設けられている。ＭＩＸ１６は、ＶＧＡ１２の出力信号とＩＱジェネレータ１５から出力されるＬＯ波Ｉとをミキシングする機能を有する周波数変換器である。ＭＩＸ１６は、周波数が異なる２つの信号の和信号および差信号を出力する。また、ＭＩＸ１６は、周波数が異なる２つの信号をミキシングする機能から、位相関係についても、２つの信号の位相和または位相差を有する信号を出力する。ここでは、説明を簡単化するため、ＭＩＸ１６の和算する機能のみを考える。すなわち、ここでは、ＭＩＸ１６は、２つの信号の振幅については乗算し、２つの信号の周波数及び位相についてはそれぞれ和算する。
　ＭＩＸ１７は、ＶＧＡ１３の後段に接続され、信号経路に設けられている。ＭＩＸ１７は、ＶＧＡ１３の出力信号とＩＱジェネレータ１５から出力されるＬＯ波Ｑとをミキシングする機能を有する周波数変換器である。ＭＩＸ１７は、周波数が異なる２つの信号の和信号および差信号を出力する。また、ＭＩＸ１７は、周波数が異なる２つの信号をミキシングする機能から、位相関係についても、２つの信号の位相和または位相差を有する信号を出力する。ここでは、説明を簡単化するため、ＭＩＸ１７の和算する機能のみを考える。すなわち、ここでは、ＭＩＸ１７は、２つの信号の振幅については乗算し、２つの信号の周波数及び位相についてはそれぞれ和算する。
　合成器１８は、ＭＩＸ１６の出力とＭＩＸ１７の出力をベクトル合成することにより、合成信号を生成する。生成された合成信号は、ＲＦＯＵＴ端子１９から外部に出力される。
　次に、図１の送信用ミクサ２１の動作について説明する。
　送信用ミクサ２１は、まず、ＩＦ信号の入力端子であるＩＦＩＮ端子１１に入力されたＩＦ帯の信号（１，Ｆｉｆ，０°）が２分配され、ＶＧＡ１２およびＶＧＡ１３にそれぞれ入力される。ただし、振幅は変わらないものとする。ＶＧＡ１２及びＶＧＡ１３は、それぞれの利得ｃｏｓθ，ｓｉｎθを有しているため、ＶＧＡ１２からはＩＦ帯の信号（ｃｏｓθ，Ｆｉｆ，０°）、ＶＧＡ１３からはＩＦ帯の信号（ｓｉｎθ，Ｆｉｆ，０°）がそれぞれ出力される。ＶＧＡ１２から出力される信号を第１信号と呼び、ＶＧＡ１３から出力される信号を第２信号と呼ぶ。
　ＭＩＸ１６は、ＶＧＡ１２から出力されるＩＦ帯の信号（ｃｏｓθ，Ｆｉｆ，０°）とＩＱジェネレータ１５から出力されるＬＯ波Ｉ（１，Ｆｌｏ，０°）とのミキシング処理を行うことで、ＩＦ帯からＲＦ帯への周波数変換を行って、ＲＦ帯の信号を取得する。当該ミキシング処理において、振幅は乗算されるのでｃｏｓθ×１＝ｃｏｓθとなり、周波数は和算されるのでＦｌｏ＋Ｆｉｆ＝Ｆｒｆとなり、位相は和算されるので０＋０＝０°となる。従って、ＭＩＸ１６は、当該ミキシング処理により、ＲＦ帯の信号（ｃｏｓθ，Ｆｒｆ，０°）を取得して出力する。ＭＩＸ１６から出力される信号を第３信号と呼ぶ。
　ＭＩＸ１７は、ＶＧＡ１３から出力されるＩＦ帯の信号（ｓｉｎθ，Ｆｉｆ，０°）とＩＱジェネレータ１５から出力されるＬＯ波Ｑ（１，Ｆｌｏ，９０°）とのミキシング処理を行うことで、ＩＦ帯からＲＦ帯への周波数変換を行って、ＲＦ帯の信号を取得する。当該ミキシング処理において、振幅は乗算されるのでｓｉｎθ×１＝ｓｉｎθとなり、周波数は和算されるのでＦｌｏ＋Ｆｉｆ＝Ｆｒｆとなり、位相は和算されるので０＋９０＝９０°となる。従って、ＭＩＸ１７は、当該ミキシング処理により、ＲＦ帯の信号（ｓｉｎθ，Ｆｒｆ，９０°）を取得して出力する。ＭＩＸ１７から出力される信号を第４信号と呼ぶ。
　合成器１８は、ＭＩＸ１６の出力信号（ｃｏｓθ，Ｆｒｆ，０°）とＭＩＸ１７の出力信号（ｓｉｎθ，Ｆｒｆ，９０°）とをベクトル合成することにより、図１の挿入図に示されるように、ＲＦ帯の信号（１，Ｆｒｆ，θ°）の信号を出力する。当該ＲＦ帯の信号は、ＩＦＩＮ端子１１に入力されたＩＦ帯の信号に対して、ＲＦ帯への周波数変換と、移相量θ°の移相が行われた信号である。合成器１８から出力される信号を第５信号と呼ぶ。
　このように、本実施の形態１においては、制御部３００が、ＶＧＡ１２，ＶＧＡ１３の利得ｃｏｓθと利得ｓｉｎθとを調整することで、任意の移相量θ°の移相を実現することが可能となり、本構成にて移相機能を有したミクサを実現することが可能となる。ここでは、和周波の信号のみを考えたが、差周波の信号に対しても同様の動作が成立する。
　以上のように、本実施の形態１のミクサにおいては、図１に示すように、入力信号がＶＧＡ１２，１３で、それぞれ、利得ｃｏｓθおよび利得ｓｉｎθで増幅される。その後、ＭＩＸ１６，１７で、増幅された信号が、それぞれ、ＬＯ波ＩおよびＬＯ波Ｑを用いて周波数変換される。
　本実施の形態１に係るミクサは、上記構成を有し、当該ミクサを送信用ミクサとして用いた場合に、信号経路にＩＱジェネレータ１５を設けない構成としながら、従来技術と同様に、周波数変換機能および移相機能を実現できる。そのため、信号経路におけるＩＱジェネレータによる信号の減衰をなくすことができる。その結果、必要な信号電力を得るための増幅器を設ける必要がなくなるため、低消費電力化が可能となる。
　なお、本実施の形態１では、ＶＧＡ１２の利得をｃｏｓθから予め設定された利得にｃｏｓθを乗算した利得とし、ＶＧＡ１３の利得をｓｉｎθから予め設定された利得をｓｉｎθで乗算した利得とすることで、移相機能を内蔵した送信用ミクサ２１の出力信号の移相量θ°を保ったまま、振幅を予め設定された利得で増幅することができる。
　また、図９の従来の回路においては、ＩＦ帯でベクトル合成型移相器を適用した場合、ＩＦ帯の広帯域なＩＱジェネレータが必要である。一方、本実施の形態１では、そのようなＩＱジェネレータが不要であるため、ＩＦ信号の広帯域化が可能であり、ＩＦ帯の信号が直流信号に近く低周波で比帯域を広げることが難しいような場合にも適用することができる。
　また、本実施の形態１では、ＶＧＡ１２，１３をＩＦ帯で動作させている。そのため、図９に示した従来の回路のように、ベクトル合成型移相器に必要なＲＦ帯で動作させるＶＧＡ５，６と比較して、トランジスタの動作周波数を低くすることができる。その結果、消費電力を抑えることができる。
　なお、上記の説明においては、本実施の形態１に係るミクサを、ＩＦ信号をＲＦ信号に変換するアップコンバータに適用したが、本実施の形態１に係るミクサはこれに限らず、ＲＦ信号をＩＦ信号に変換するダウンコンバータにも適用できる。図２は、実施の形態１に係るミクサを、受信用ミクサ３２として用いる場合の一構成例を示す。図２に示すような構成とすることで、受信用ミクサとしても同様の効果を得ることができる。
　以下、簡単に、図２の受信用ミクサ３２について説明する。
　図２の受信用ミクサ３２は、ＩＱジェネレータ２４と、第５のミクサとしてのＭＩＸ２５と、第６のミクサとしてのＭＩＸ２６と、第５のＶＧＡとしてのＶＧＡ２７と、第６のＶＧＡとしてのＶＧＡ２８と、第４の合成器としての合成器２９と、制御部３００とを備える。制御部３００については、図の簡略化のために、図２では、図示を省略している。
　受信用ミクサ３２は、まず、ＲＦ信号の入力端子であるＲＦＩＮ端子２２に入力されたＲＦ帯の信号（１，Ｆｒｆ，０°）が２分配され、ＭＩＸ２５およびＭＩＸ２６にそれぞれ入力される。ただし、振幅は変わらないものとする。
　ＩＱジェネレータ２４は、ＬＯ端子２３に、ＬＯ波が入力される。ＩＱジェネレータ２４は、ＬＯ波と同相のＬＯ波（以下、ＬＯ波Ｉと呼ぶ）と、ＬＯ波に対して９０°位相差がついたＬＯ波（以下、ＬＯ波Ｑと呼ぶ）とを出力する。
　ＭＩＸ２５は、ＲＦ帯の信号（１，Ｆｒｆ，０°）とＩＱジェネレータ２３から出力されるＬＯ波Ｉ（１，Ｆｌｏ，０°）とのミキシング処理を行うことで、ＩＦ帯の信号を取得する。当該ミキシング処理においては、振幅は乗算されるので１×１＝１となり、周波数は減算されるのでＦｒｆ－Ｆｌｏ＝Ｆｉｆとなり、位相は減算されるので０－０＝０°となる。従って、ＭＩＸ１６は、当該ミキシング処理により、ＩＦ帯の信号（１，Ｆｉｆ，０°）を取得して出力する。ＭＩＸ２５から出力される信号を第１２信号と呼ぶ。
　ＭＩＸ２６は、ＲＦ帯の信号（１，Ｆｒｆ，０°）とＩＱジェネレータ１５から出力されるＬＯ波Ｑ（１，Ｆｌｏ，９０°）とのミキシングを行うことで、ＩＦ帯の信号を取得する。当該ミキシング処理においては、振幅は乗算されるので１×１＝１となり、周波数は減算されるのでＦｒｆ－Ｆｌｏ＝Ｆｉｆとなり、位相は減算されるので９０－０＝９０°となる。従って、ＭＩＸ１７は、当該ミキシング処理により、ＩＦ帯の信号（１，Ｆｉｆ，９０°）を取得して出力する。ＭＩＸ２６から出力される信号を第１３信号と呼ぶ。
　ＶＧＡ２７には、ＭＩＸ２５から出力されたＩＦ帯の信号（１，Ｆｉｆ，０°）が入力される。ＶＧＡ２７は、利得ｃｏｓθを有しているため、ＶＧＡ２７からはＩＦ帯の信号（ｃｏｓθ，Ｆｉｆ，０°）が出力される。ＶＧＡ２７から出力される信号を第１４信号と呼ぶ。
　ＶＧＡ２８には、ＭＩＸ２６から出力されたＩＦ帯の信号（１，Ｆｉｆ，９０°）が入力される。ＶＧＡ２８は、利得ｓｉｎθを有しているため、ＶＧＡ２８からはＩＦ帯の信号（ｓｉｎθ，Ｆｉｆ，９０°）が出力される。ＶＧＡ２８から出力される信号を第１５信号と呼ぶ。
　合成器２９は、ＶＧＡ２７の出力信号（ｃｏｓθ，Ｆｉｆ，０°）とＶＧＡ２８の出力信号（ｓｉｎθ，Ｆｉｆ，９０°）とをベクトル合成することにより、ＩＦ帯の信号（１，Ｆｉｆ，θ°）の信号を出力する。合成器２９から出力される信号を第１６信号と呼ぶ。
　このように、図２に示す受信用ミクサは、図２に示すように、ＭＩＸ２５，２６で、入力信号が、それぞれ、ＬＯ波ＩおよびＬＯ波Ｑを用いて周波数変換される。その後、それらの周波数変換された信号が、ＶＧＡ２７，２８で、それぞれ、利得ｃｏｓθおよび利得ｓｉｎθで増幅される。
　従って、本実施の形態１においては、図２の受信用ミクサにおいても、図１の送信用ミクサと同様に、ＲＦ信号経路にＩＱジェネレータ２４を設けない構成としながら、従来技術と同様に、周波数変換機能および移相機能を実現できるため、ＩＦ信号経路におけるＩＱジェネレータによる信号の減衰をなくすことができる。その結果、必要な信号電力を得るための増幅器を設ける必要がなくなるため、低消費電力化が可能となる。
　実施の形態２．
　図３は、本発明の実施の形態２に係るミクサの一構成例を示す図である。図３は、当該ミクサとして、移相機能を内蔵した送信用直交ミクサの一構成例を示している。当該送信用直交ミクサは、第１のＶＧＡとしてのＶＧＡ３５と、第２のＶＧＡとしてのＶＧＡ３６と、第３のＶＧＡとしてのＶＧＡ３７と、第４のＶＧＡとしてのＶＧＡ３８と、ＩＱジェネレータ４０と、第１のミクサとしてのＭＩＸ４１と、第２のミクサとしてのＭＩＸ４２と、第３のミクサとしてのＭＩＸ４３、第４のミクサとしてのＭＩＸ４４と、第１の合成器としての合成器４５と、第２の合成器としての合成器４６と、第３の合成器としての合成器４７とを備える。
　図３において、ＢＢＩＮ＿Ｉ端子３３は、ＢＢ（Broadband：ブロードバンド）帯の同相成分が入力される入力端子であり、ＢＢＩＮ＿Ｑ端子３４は、ＢＢ帯の直交成分が入力される入力端子であり、ＬＯ端子３９は、ＬＯ波が入力される入力端子であり、ＲＦＯＵＴ端子４８は、ＲＦ帯の信号が出力される出力端子である。また、図中の（１，Ｆｂｂ，０°）などの表記は、各ノードでの（振幅，周波数，位相）の値を示す。また、ＢＢ帯の周波数をＦｂｂ、ＬＯ波の周波数をＦｌｏ、ＲＦ帯の周波数をＦｒｆとする。各周波数帯の周波数の大小関係はＦｂｂ＜Ｆｒｆ＝Ｆｌｏ±Ｆｂｂである。
　以下、各構成要素について説明する。
　図３に示すように、ＢＢＩＮ＿Ｉ端子３３およびＢＢＩＮ＿Ｑ端子３４と、ＲＦＯＵＴ端子４８との間の信号経路に、ＶＧＡ３５～３８、および、ＭＩＸ４１～４４、合成器４５～４７が設けられている。ＩＱジェネレータ４０は、ＭＩＸ４１～４４に信号を入力するが、ＩＱジェネレータ４０自体は、信号経路には設けられておらず、信号経路の外部に配置されている。
　また、図３においても、制御部３００が設けられている。制御部３００については、図の簡略化のために、図３では図示を省略している。制御部３００は、外部から、θ°の値が入力される。θ°は、ＲＦＯＵＴ４８での移相量である。制御部３００は、θ°の値に基づいてｃｏｓθ、ｓｉｎθ、－ｓｉｎθの値を演算する回路を内部に有し、ＶＧＡ３５，３７の利得ｃｏｓθ、ＶＧＡ３６の利得ｓｉｎθ、および、ＶＧＡ３８の利得－ｓｉｎθを制御する。
　ＶＧＡ３５は、ＢＢＩＮ＿Ｉ端子３３に入力されたＢＢ帯の信号（１，Ｆｂｂ，０°）が２分配された一方のＢＢ信号が入力される。ＶＧＡ３５は、当該ＢＢ信号を利得ｃｏｓθで増幅する。ＶＧＡ３５は、θの任意の値に対して、利得ｃｏｓθが実現できる構成であれば良いため、特に構成が限定されることはなく、任意の構成がＶＧＡ３５として使用可能である。
　ＶＧＡ３６は、ＢＢＩＮ＿Ｉ端子３３に入力されたＢＢ帯の信号（１，Ｆｂｂ，０°）が２分配された他方のＢＢ信号が入力される。ＶＧＡ３６は、当該ＢＢ信号を利得ｓｉｎθで増幅する。ＶＧＡ３６は、θの任意の値に対して、利得ｓｉｎθが実現できる構成であれば良いため、特に構成が限定されることはなく、任意の構成がＶＧＡ３６として使用可能である。
　ＶＧＡ３７は、ＢＢＩＮ＿Ｑ端子３４に入力されたＢＢ帯の信号（１，Ｆｂｂ，０°）が２分配された一方のＢＢ信号が入力される。ＶＧＡ３７は、当該ＢＢ信号を利得ｃｏｓθで増幅する。ＶＧＡ３７は、θの任意の値に対して、利得ｃｏｓθが実現できる構成であれば良いため、特に構成が限定されることはなく、任意の構成がＶＧＡ３７として使用可能である。
　ＶＧＡ３８は、ＢＢＩＮ＿Ｑ端子３４に入力されたＢＢ帯の信号（１，Ｆｂｂ，０°）が２分配された他方のＢＢ信号が入力される。ＶＧＡ３８は、当該ＢＢ信号を利得－ｓｉｎθで増幅する。ＶＧＡ３８は、θの任意の値に対して、利得－ｓｉｎθが実現できる構成であれば良いため、特に構成が限定されることはなく、任意の構成がＶＧＡ３８として使用可能である。
　ＩＱジェネレータ４０は、ＬＯ端子３９にＬＯ波が入力される。ＩＱジェネレータ４０は、ＬＯ波と同相のＬＯ波（以下、ＬＯ波Ｉと呼ぶ）と、ＬＯ波に対して９０°位相差のついたＬＯ波（以下、ＬＯ波Ｑと呼ぶ）とを出力する。ＩＱジェネレータ４０は、入力された信号に対してＬＯ波ＩとＬＯ波Ｑを出力できる構成であれば良いため、特に構成が限定されることはなく、任意の構成がＩＱジェネレータ４０として使用可能である。
　ＭＩＸ４１は、ＶＧＡ３５の後段に接続され、信号経路に設けられている。ＭＩＸ４１は、ＶＧＡ３５の出力信号とＩＱジェネレータ４０から出力されるＬＯ波Ｉとをミキシングする機能を有する周波数変換器である。ＭＩＸ４１は、周波数が異なる２つの信号の和信号および差信号を出力する。また、ＭＩＸ４１は、周波数が異なる２つの信号をミキシングする機能から、位相関係についても、２つの信号の位相和または位相差を有する信号を出力する。ここでは、説明を簡単化するため、ＭＩＸ４１の和算する機能のみを考える。すなわち、ここでは、ＭＩＸ４１は、２つの信号の振幅については乗算し、２つの信号の周波数及び位相についてはそれぞれ和算する。
　ＭＩＸ４２は、ＶＧＡ３６の後段に接続され、信号経路に設けられている。ＭＩＸ４２は、ＶＧＡ３６の出力信号とＩＱジェネレータ４０から出力されるＬＯ波Ｑとをミキシングする機能を有する周波数変換器である。ＭＩＸ４２は、周波数が異なる２つの信号の和信号および差信号を出力する。また、ＭＩＸ４２は、周波数が異なる２つの信号をミキシングする機能から、位相関係についても、２つの信号の位相和または位相差を有する信号を出力する。ここでは、説明を簡単化するため、和算する機能のみを考える。すなわち、ここでは、ＭＩＸ４２は、２つの信号の振幅については乗算し、２つの信号の周波数及び位相についてはそれぞれ和算する。
　ＭＩＸ４３は、ＶＧＡ３７の後段に接続され、信号経路に設けられている。ＭＩＸ４３は、ＶＧＡ３７の出力信号とＩＱジェネレータ４０から出力されるＬＯ波Ｑとをミキシングする機能を有する周波数変換器である。ＭＩＸ４３は、周波数が異なる２つの信号の和信号および差信号を出力する。また、ＭＩＸ４３は、周波数が異なる２つの信号をミキシングする機能から、位相関係についても、２つの信号の位相和または位相差を有する信号を出力する。ここでは、説明を簡単化するため、和算する機能のみを考える。すなわち、ここでは、ＭＩＸ４３は、２つの信号の振幅については乗算し、２つの信号の周波数及び位相についてはそれぞれ和算する。
　ＭＩＸ４４は、ＶＧＡ３８に接続され、信号経路に設けられている。ＭＩＸ４４は、ＶＧＡ３８の出力信号とＩＱジェネレータ４０から出力されるＬＯ波Ｉとをミキシングする機能を有する周波数変換器である。ＭＩＸ４４は、周波数が異なる２つの信号の和信号および差信号を出力する。また、ＭＩＸ４４は、周波数が異なる２つの信号をミキシングする機能から、位相関係についても、２つの信号の位相和または位相差を有する信号を出力する。ここでは、説明を簡単化するため、和算する機能のみを考える。すなわち、ここでは、ＭＩＸ４４は、２つの信号の振幅については乗算し、２つの信号の周波数及び位相についてはそれぞれ和算する。
　合成器４５は、ＭＩＸ４１の出力とＭＩＸ４２の出力とのベクトル合成を行う。
　合成器４６は、ＭＩＸ４３の出力とＭＩＸ４４の出力とのベクトル合成を行う。
　合成器４７は、合成器４５の出力と合成器４６の出力とのベクトル合成を行って、ＲＦ帯の信号（１，Ｆｒｆ，θ°）を生成して、ＲＦＯＵＴ端子４８から外部に出力する。
　次に、図３に示した送信用直交ミクサの動作について説明する。
　図３に示す直交ミクサでは、まず、ＢＢＩＮ＿Ｉ端子３３から入力されたＢＢ帯の信号（１，Ｆｂｂ，０°）が２分配され、ＶＧＡ３５およびＶＧＡ３６にそれぞれ入力される。ＶＧＡ３５およびＶＧＡ３６は、それぞれ、利得ｃｏｓθ，ｓｉｎθを有している。そのため、ＶＧＡ３５からはＢＢ帯の信号（ｃｏｓθ，Ｆｂｂ，０°）が出力され、ＶＧＡ３６からはＢＢ帯の信号（ｓｉｎθ，Ｆｂｂ，０°）が出力される。ＶＧＡ３５およびＶＧＡ３６から出力される信号を、それぞれ、第１信号および第２信号と呼ぶ。
　一方、ＢＢＩＮ＿Ｑ端子３４から入力されたＢＢ帯の信号（１，Ｆｂｂ，０°）が２分配され、ＶＧＡ３７およびＶＧＡ３８にそれぞれ入力される。ＶＧＡ３７およびＶＧＡ３８は、それぞれ、利得ｃｏｓθ，－ｓｉｎθを有している。そのため、ＶＧＡ３７からはＢＢ帯の信号（ｃｏｓθ，Ｆｂｂ，０°）が出力され、ＶＧＡ３８からはＢＢ帯の信号（－ｓｉｎθ，Ｆｂｂ，０°）が出力される。ＶＧＡ３７およびＶＧＡ３８から出力される信号を、それぞれ、第６信号および第７信号と呼ぶ。
　ＭＩＸ４１は、ＶＧＡ３５から出力されるＢＢ帯の信号（ｃｏｓθ，Ｆｂｂ，０°）とＩＱジェネレータ４０から出力されるＬＯ波Ｉ（１，Ｆｌｏ，０°）とのミキシングを行い、実施の形態１と同様にして、ＲＦ帯の信号（ｃｏｓθ，Ｆｒｆ，０°）を出力する。ＭＩＸ４１から出力される信号を、第３信号と呼ぶ。
　ＭＩＸ４２は、ＶＧＡ３６から出力されるＢＢ帯の信号（ｓｉｎθ，Ｆｂｂ，０°）とＩＱジェネレータ４０から出力されるＬＯ波Ｑ（１，Ｆｌｏ，９０°）とのミキシングを行い、実施の形態１と同様にして、ＲＦ帯の信号（ｓｉｎθ，Ｆｒｆ，９０°）を出力する。ＭＩＸ４２から出力される信号を、第４信号と呼ぶ。
　ＭＩＸ４３は、ＶＧＡ３７から出力されるＢＢ帯の信号（ｃｏｓθ，Ｆｂｂ，０°）とＩＱジェネレータ４０から出力されるＬＯ波Ｑ（１，Ｆｌｏ，９０°）とのミキシングを行い、実施の形態１と同様にして、ＲＦ帯の信号（ｃｏｓθ，Ｆｒｆ，９０°）を出力する。ＭＩＸ４３から出力される信号を、第８信号と呼ぶ。
　ＭＩＸ４４は、ＶＧＡ３８から出力されるＢＢ帯の信号（－ｓｉｎθ，Ｆｂｂ，０°）とＩＱジェネレータ４０から出力されるＬＯ波Ｉ（１，Ｆｌｏ，０°）とのミキシングを行い、実施の形態１と同様にして、ＲＦ帯の信号（－ｓｉｎθ，Ｆｒｆ，０°）を出力する。ＭＩＸ４４から出力される信号を、第９信号と呼ぶ。
　合成器４５は、ＭＩＸ４１の出力信号とＭＩＸ４２の出力信号とをベクトル合成することにより、図３の挿入図に示すように、ＲＦ帯の信号（１，Ｆｒｆ，θ°）を出力する。合成器４５から出力される信号を、第５信号と呼ぶ。
　合成器４６は、ＭＩＸ４３の出力信号とＭＩＸ４４の出力信号とをベクトル合成することにより、図３の挿入図に示すように、ＲＦ帯の信号（１，Ｆｒｆ，９０＋θ°）を出力する。合成器４６から出力される信号を、第１０信号と呼ぶ。
　合成器４７は、合成器４５の出力信号と合成器４６の出力信号とをベクトル合成することにより、直交変調を行ったＲＦ帯の信号を生成して、ＲＦＯＵＴ端子４８から外部に出力する。合成器４７から出力される信号を、第１１信号と呼ぶ。
　以上のように、本実施の形態２においては、制御部３００が、ＶＧＡ３５，ＶＧＡ３６，ＶＧＡ３７，ＶＧＡ３８の利得ｃｏｓθ，ｓｉｎθ，ｃｏｓθ，－ｓｉｎθを調整することで、任意の移相量θ°を実現することが可能となり、本構成にて移相機能と直交変調機能を実現することが可能となる。
　本実施の形態２に係るミクサは、上記構成を有し、当該ミクサを送信用ミクサとして用いた場合に、信号経路にＩＱジェネレータ４０を設けない構成としながら、従来技術と同様に、周波数変換機能および移相機能を実現できるため、信号経路におけるＩＱジェネレータによる信号の減衰をなくすことができる。その結果、必要な信号電力を得るための増幅器を設ける必要がなくなるため、低消費電力化が可能となる。
　また、本実施の形態２においては、送信機において、移相機能を内蔵した送信用ミクサを、直交変調方式で利用することができるので、ダイレクトコンバージョン方式の送信機や，イメージリジェクション機能が必要なヘテロダイン方式の送信機においても利用することができる。
　本実施の形態２に係る直交ミクサは、前述の効果に加え、直交変調方式で本来必要なＬＯのＩＱジェネレータを流用して、移相機能と周波数変換機能とを実現することができる。そのため、図９に示した従来の回路よりも、ＲＦ信号の低損失化に対する効果が高い。
　なお、本実施の形態２では、直交ミクサを、ＢＢ信号をＲＦ信号に変換するアップコンバータに適用したが、本発明はこれに限らず、ＲＦ信号をＢＢ信号に変換するダウンコンバータにも適用できる。図４は、実施の形態２に係る移相機能を内蔵した受信用直交ミクサの一構成例を示している。図４に示すような構成とすることで、受信機においても同様の効果を得ることができる。
　以下、簡単に、図４の受信用直交ミクサについて説明する。
　図４の受信用直交ミクサは、ＩＱジェネレータ５１と、第５のミクサとしてのＭＩＸ５２と、第６のミクサとしてのＭＩＸ５３と、第７のミクサとしてのＭＩＸ５４、第８のミクサとしてのＭＩＸ５５と、第５のＶＧＡとしてのＶＧＡ５６と、第６のＶＧＡとしてのＶＧＡ５７と、第７のＶＧＡとしてのＶＧＡ５８と、第８のＶＧＡとしてのＶＧＡ５９と、第４の合成器としての合成器６０と、第５の合成器としての合成器６１と、制御部３００とを備える。制御部３００については、図の簡略化のために、図４では、図示を省略している。
　受信用直交ミクサは、まず、ＲＦ信号の入力端子であるＲＦＩＮ端子４９に入力されたＲＦ帯の信号（１，Ｆｒｆ，０°）が２分配される。それらの２つの信号が、それぞれ、さらに２分配されて、のべ４分配され、ＭＩＸ５２～５５にそれぞれ入力される。ただし、振幅は変わらないものとする。
　ＩＱジェネレータ５１は、ＬＯ端子５０に、ＬＯ波が入力される。ＩＱジェネレータ５１は、ＬＯ波と同相のＬＯ波（以下、ＬＯ波Ｉと呼ぶ）と、ＬＯ波に対して９０°位相差がついたＬＯ波（以下、ＬＯ波Ｑと呼ぶ）とを出力する。
　ＭＩＸ５２は、ＲＦ帯の信号（１，Ｆｒｆ，０°）とＩＱジェネレータ５１から出力されるＬＯ波Ｉ（１，Ｆｌｏ，０°）とのミキシング処理を行うことで、ＢＢ帯の信号（１，Ｆｂｂ，０°）を取得して出力する。ＭＩＸ５２から出力される信号を、第１２信号と呼ぶ。
　ＭＩＸ５３は、ＲＦ帯の信号（１，Ｆｒｆ，０°）とＩＱジェネレータ５１から出力されるＬＯ波Ｑ（１，Ｆｌｏ，９０°）とのミキシングを行うことで、ＢＢ帯の信号（１，Ｆｂｂ，９０°）を取得して出力する。ＭＩＸ５３から出力される信号を、第１３信号と呼ぶ。
　ＭＩＸ５４は、ＲＦ帯の信号（１，Ｆｒｆ，０°）とＩＱジェネレータ５１から出力されるＬＯ波Ｑ（１，Ｆｌｏ，９０°）とのミキシング処理を行うことで、ＢＢ帯の信号（１，Ｆｂｂ，９０°）を取得して出力する。ＭＩＸ５４から出力される信号を、第１７信号と呼ぶ。
　ＭＩＸ５５は、ＲＦ帯の信号（１，Ｆｒｆ，０°）とＩＱジェネレータ５１から出力されるＬＯ波Ｉ（１，Ｆｌｏ，０°）とのミキシングを行うことで、ＢＢ帯の信号（１，Ｆｂｂ，０°）を取得して出力する。ＭＩＸ５５から出力される信号を、第１８信号と呼ぶ。
　ＶＧＡ５６には、ＭＩＸ５２から出力されたＢＢ帯の信号（１，Ｆｂｂ，０°）が入力される。ＶＧＡ５６は、利得ｃｏｓθを有しているため、ＶＧＡ５６からはＢＢ帯の信号（ｃｏｓθ，Ｆｂｂ，０°）が出力される。ＶＧＡ５６から出力される信号を、第１４信号と呼ぶ。
　ＶＧＡ５７には、ＭＩＸ５３から出力されたＢＢ帯の信号（１，Ｆｂｂ，９０°）が入力される。ＶＧＡ５７は、利得ｓｉｎθを有しているため、ＶＧＡ５７からはＢＢ帯の信号（ｓｉｎθ，Ｆｂｂ，９０°）が出力される。ＶＧＡ５７から出力される信号を、第１５信号と呼ぶ。
　ＶＧＡ５８には、ＭＩＸ５４から出力されたＢＢ帯の信号（１，Ｆｂｂ，９０°）が入力される。ＶＧＡ５８は、利得ｃｏｓθを有しているため、ＶＧＡ５８からはＢＢ帯の信号（ｃｏｓθ，Ｆｂｂ，９０°）が出力される。ＶＧＡ５８から出力される信号を、第１９信号と呼ぶ。
　ＶＧＡ５９には、ＭＩＸ５５から出力されたＢＢ帯の信号（１，Ｆｂｂ，０°）が入力される。ＶＧＡ５９は、利得－ｓｉｎθを有しているため、ＶＧＡ５９からはＢＢ帯の信号（－ｓｉｎθ，Ｆｂｂ，０°）が出力される。ＶＧＡ５９から出力される信号を、第２０信号と呼ぶ。
　合成器６０は、図４の挿入図に示されるように、ＶＧＡ５６の出力信号（ｃｏｓθ，Ｆｂｂ，０°）とＶＧＡ５７の出力信号（ｓｉｎθ，Ｆｂｂ，９０°）とをベクトル合成することにより、ＢＢ帯の信号（１，Ｆｂｂ，θ°）の信号を生成して、ＢＢＯＵＴ＿Ｉ端子６２から外部に出力する。合成器６０から出力される信号を、第１６信号と呼ぶ。
　合成器６１は、図４の挿入図に示されるように、ＶＧＡ５８の出力信号（ｃｏｓθ，Ｆｂｂ，９０°）とＶＧＡ５９の出力信号（－ｓｉｎθ，Ｆｂｂ，０°）とをベクトル合成することにより、ＢＢ帯の信号（１，Ｆｂｂ，θ＋９０°）の信号を生成して、ＢＢＯＵＴ＿Ｑ端子６３から外部に出力する。合成器から出力される信号を、第２１信号と呼ぶ。
　本実施の形態２においては、図４の受信用ミクサにおいても、図３の送信用ミクサと同様に、信号経路にＩＱジェネレータ５０を設けない構成としながら、従来技術と同様に、周波数変換機能および移相機能を実現できるため、信号経路におけるＩＱジェネレータによる信号の減衰をなくすことができる。その結果、必要な信号電力を得るための増幅器を設ける必要がなくなるため、低消費電力化が可能となる。
　実施の形態３．
　図５は、本発明の実施の形態３に係るミクサの一構成例を示す図である。図５は、当該ミクサとして、移相機能を内蔵した送信用直交ミクサの一構成例を示している。当該送信用直交ミクサは、第１のＶＧＡとしてのＶＧＡ６６と、第２のＶＧＡとしてのＶＧＡ６７と、第３のＶＧＡとしてのＶＧＡ６８と、第４のＶＧＡとしてのＶＧＡ６９と、ＩＱジェネレータ７１と、第１のミクサとしてのＭＩＸ７２と、第２のミクサとしてのＭＩＸ７３と、第３のミクサとしてのＭＩＸ７４、第４のミクサとしてのＭＩＸ７５と、第１の合成器としての合成器７７と、第２の合成器としての合成器７８と、第３の合成器としての合成器７９と、インバータ７６とを備える。
　なお、図５において、ＢＢＩＮ＿Ｉ端子６４は、ＢＢ帯の同相成分が入力される入力端子であり、ＢＢＩＮ＿Ｑ端子６５は、ＢＢ帯の直交成分が入力される入力端子であり、ＬＯ端子７０は、ＬＯ波が入力される入力端子であり、ＲＦＯＵＴ端子８０は、ＲＦ帯の信号が出力される出力端子である。
　図５の送信用直交ミクサは、このように構成され、上述の実施の形態２で説明した図３の送信用直交ミクサの構成とほぼ同様の構成を有している。図５と図３との構成の違いは、図３のＶＧＡ３８の利得が－ｓｉｎθであるのに対して、図５のＶＧＡ６９の利得がｓｉｎθである点と、インバータ７６が追加されている点である。
　他の構成及び動作は、実施の形態２と同様であるため、ここでは、説明を省略する。
　インバータ７６は、図５に示すように、ＩＱジェネレータ７１とＭＩＸ７５との間に接続されている。インバータ７６は、ＩＱジェネレータ７１から出力されるＬＯ波Ｉを反転させることで、ＬＯ波Ｉ（１，Ｆｌｏ，０°）の反転信号（－１，Ｆｌｏ，０°）を生成して、ＭＩＸ７５に入力する。
　そのため、本実施の形態３においては、ＭＩＸ７５が、ＶＧＡ３９から出力されるＢＢ帯の信号（ｓｉｎθ，Ｆｂｂ，０°）とＩＱジェネレータ４０から出力されるＬＯ波Ｉ（１，Ｆｌｏ，０°）の反転信号（－１，Ｆｌｏ，０°）とのミキシングを行い、ＲＦ帯の信号（－ｓｉｎθ，Ｆｒｆ，０°）を出力する。従って、ＭＩＸ７５から出力される信号は、実施の形態２で示した図３のＭＩＸ４４が出力する信号と同じになる。
　また、本実施の形態３においては、制御部３００は、θ°の値に基づいて、ｃｏｓθおよびｓｉｎθの値を演算する回路を内部に有し、ＶＧＡ６６，６８の利得ｃｏｓθ、および、ＶＧＡ６７，６９の利得ｓｉｎθを制御する。制御部３００については、図の簡略化のために、図５では図示を省略している。
　なお、ＩＱジェネレータ７１とＭＩＸ７５とが差動回路の場合、インバータ７６を設ける必要はなく、ＩＱジェネレータ７１の差動出力端子とＭＩＸ７５の差動入力端子を反転して接続することで同様の効果を得ることができる。
　本実施の形態３においては、上記構成にように構成され、ＭＩＸ７２～７５から出力される信号が、すべて、図３に示す実施の形態２の対応するＭＩＸ４１～４４と同じになるため、結果として、実施の形態２と同様の効果を得ることができる。
　すなわち、本実施の形態３に係るミクサは、上記構成を有し、当該ミクサを送信用ミクサとして用いた場合に、信号経路にＩＱジェネレータ７１を設けない構成としながら、従来技術と同様に、周波数変換機能および移相機能を実現できるため、信号経路におけるＩＱジェネレータによる信号の減衰をなくすことができる。その結果、必要な信号電力を得るための増幅器を設ける必要がなくなるため、低消費電力化が可能となる。
　また、本実施の形態３においては、上記の説明において、直交ミクサを、ＢＢ信号をＲＦ信号に変換するアップコンバータに適用したが、本発明はこれに限らず、ＲＦ信号をＢＢ信号に変換するダウンコンバータにも適用できる。図６は、実施の形態３に係る移相機能を内蔵した受信用直交ミクサの一構成例である。
　図６の受信用直交ミクサは、ＩＱジェネレータ８３と、第５のミクサとしてのＭＩＸ８４と、第６のミクサとしてのＭＩＸ８５と、第７のミクサとしてのＭＩＸ８６、第８のミクサとしてのＭＩＸ８７と、第５のＶＧＡとしてのＶＧＡ８９と、第６のＶＧＡとしてのＶＧＡ９０と、第７のＶＧＡとしてのＶＧＡ９１と、第８のＶＧＡとしてのＶＧＡ９２と、第４の合成器としての合成器９３と、第５の合成器としての合成器９４と、制御部３００とを備える。制御部３００については、図の簡略化のために、図６では、図示を省略している。
　図６の受信用直交ミクサは、このように構成され、上述の実施の形態２で説明した図４の受信用直交ミクサの構成とほぼ同様の構成を有している。図６と図４との構成の違いは、図４のＶＧＡ５９の利得が－ｓｉｎθであるのに対して、図６のＶＧＡ９２の利得がｓｉｎθである点と、インバータ８８が追加されている点である。
　インバータ８８は、図６に示すように、ＩＱジェネレータ８３とＭＩＸ８７との間に接続されている。インバータ８８は、ＩＱジェネレータ８３から出力されるＬＯ波Ｉを反転させることで、ＬＯ波Ｉ（１，Ｆｌｏ，０°）の反転信号（－１，Ｆｌｏ，０°）を生成して、ＭＩＸ８７に入力する。
　そのため、ＭＩＸ８７は、ＲＦ帯の信号（１，Ｆｒｆ，０°）とＩＱジェネレータ８３から出力されるＬＯ波Ｉ（１，Ｆｌｏ，０°）の反転信号（－１，Ｆｌｏ，０°）とのミキシングを行うことで、ＢＢ帯の信号（－１，Ｆｂｂ，０°）を取得して出力する。
　ＶＧＡ９２には、ＭＩＸ８７から出力されたＢＢ帯の信号（－１，Ｆｂｂ，０°）が入力される。ＶＧＡ５９は、利得ｓｉｎθを有しているため、ＶＧＡ５９からはＢＢ帯の信号（－ｓｉｎθ，Ｆｂｂ，０°）が出力される。従って、ＶＧＡ９２から出力される信号は、実施の形態２で示した図４のＶＧＡ５９が出力する信号と同じになる。
　このように、図６に示すような構成とすることで、受信機においても、図５の送信機と同様の効果を得ることができる。
　なお、本実施の形態３においては、図５の送信用直交ミクサにおいて、ＶＧＡ６６とＶＧＡ６８とは利得ｃｏｓθ、ＶＧＡ６７とＶＧＡ６９とは利得ｓｉｎθで共通であるため、制御部３００において、ＶＧＡ６６とＶＧＡ６８の利得を制御する回路を統一し、ＶＧＡ６７とＶＧＡ６９の利得を制御する回路を統一することで、回路規模を削減することが可能である。
　同様に、本実施の形態３においては、図６の受信用直交ミクサにおいて、ＶＧＡ８９とＶＧＡ９１とは利得ｃｏｓθ、ＶＧＡ９０とＶＧＡ９２とは利得ｓｉｎθで共通であるため、制御部３００において、ＶＧＡ８９とＶＧＡ９１の利得を制御する回路を統一し、ＶＧＡ９０とＶＧＡ９２の利得を制御する回路を統一することで、回路規模を削減することが可能である。
　本実施の形態３においては、図６の受信用ミクサにおいても、図５の送信用ミクサと同様に、信号経路にＩＱジェネレータ８３を設けない構成としながら、従来技術と同様に、周波数変換機能および移相機能を実現できるため、信号経路におけるＩＱジェネレータによる信号の減衰をなくすことができる。その結果、必要な信号電力を得るための増幅器を設ける必要がなくなるため、低消費電力化が可能となる。
　さらに、本実施の形態３のように利得を制御する回路を統一した場合、制御回路の利得の設定値によるＶＧＡの利得の誤差が直交精度に影響しないため、実施の形態２よりも、さらに高い直交精度を実現できる。その理由を以下で説明する。
　図７は、実施の形態２における送信信号の直交精度を説明するための図である。図７は、実施の形態２で示した図３と全く同じ構成であるが、説明のために、図７においては、各構成要素に対して、図３とは異なる符号を付している。
　図７に示すように、実施の形態２の構成においては、利得制御回路の設定値の誤差により、利得ｃｏｓθを設定する時に誤差δ１が生じ、利得ｓｉｎθを設定する時に誤差δ２が生じ、利得－ｓｉｎθを設定する時に誤差δ３が生じる。このとき、δ１≠δ２≠δ３とする。
　したがって、ＶＧＡ９９、ＶＧＡ１００、ＶＧＡ１０１、ＶＧＡ１０２のそれぞれの利得はｃｏｓθ＋δ１、ｓｉｎθ＋δ２、ｃｏｓθ＋δ１、－ｓｉｎθ＋δ３となる。
　また、ＢＢ帯の同相成分の入力信号と直交成分の入力信号とは直交関係にあるとし、且つ、ＬＯ波ＩとＬＯ波Ｑとは直交関係にあるとする。このときの合成器１０９の出力信号の振幅をＡIとし、移相量をθI°とする。また、同様に、合成器１１０の出力信号の振幅をＡQとし、移相量をθQ°とする。
　合成器１０９の出力信号と合成器１１０の出力信号との振幅と移相量とがそれぞれ等しければ、ＢＢ帯の同相成分の入力信号と直交成分の入力信号との直交関係を保持することができる。しかしながら、前記のような利得の誤差δ１、δ２、δ３が生じた場合、ＡI≠ＡQ且つθI≠θQとなってしまい、ＢＢ帯の同相成分の入力信号と直交成分の入力信号との直交関係を保持することができない。
　一方、実施の形態３においては、ＢＢ帯の同相成分の入力信号と直交成分の入力信号との直交関係を保持することができる。以下に、その理由を説明する。
　図８は、実施の形態３における送信信号の直交精度を説明するための図である。図３は、実施の形態３で示した図５と全く同じ構成であるが、説明のために、図８においては、各構成要素に対して、図５とは異なる符号を付している。
　図８に示す実施の形態３の構成において、利得制御回路の設定値の誤差により、図７と同様の利得の誤差が生じたとする。すなわち、利得ｃｏｓθを設定する時に誤差δ１が生じ、利得ｓｉｎθを設定する時に誤差δ２が生じる。このとき、δ１≠δ２とする。
　このように、図７および図８で同様の利得の誤差が生じた場合、第４のＶＧＡの利得の設定値は、図７の実施の形態２では利得が－ｓｉｎθであったため、生じる利得の誤差はδ３であったが、図８の実施の形態３では、利得がｓｉｎθであるため、生じる利得の誤差はδ２となる。したがって、ＶＧＡ１１５、ＶＧＡ１１６、ＶＧＡ１１７、ＶＧＡ１１８のそれぞれの利得はｃｏｓθ＋δ１、ｓｉｎθ＋δ２、ｃｏｓθ＋δ１、ｓｉｎθ＋δ２となる。
　このときの合成器１２６の出力信号の振幅をＡI’、移相量をθI’°とし、合成器１２７の出力信号の振幅をＡQ’、移相量をθQ’°とする。ＶＧＡ１１５の利得とＶＧＡ１１７の利得はｃｏｓθ＋δ１で等しく、ＶＧＡ１１６の利得とＶＧＡ１１８の利得はｓｉｎθ＋δ２で等しい。その結果、ＡI’＝ＡQ’且つθI’＝θQ’となり、ＢＢ帯の同相成分の入力信号と直交成分の入力信号の直交関係を保持することができる。したがって、実施の形態３においては、実施の形態２と比較して、より高い直交精度を実現することができる。
　以上のように、実施の形態３においては、基本的には実施の形態２と同様の構成を有するため、実施の形態２と同様の効果が得られる。さらに、実施の形態３においては、図５に示すように、ＶＧＡ６６，６８の利得を同じにし、ＶＧＡ６７とＶＧＡ６９の利得を同じになるように構成した。これにより、ＢＢ帯の同相成分の入力信号と直交成分の入力信号の直交関係を保持することができる。したがって、実施の形態３においては、実施の形態２と比較して、より高い直交精度を実現することができる。
　なお、上記の実施の形態１～３における制御部３００のハードウェア構成について簡単に説明する。上記の実施の形態１～３において、制御装置３００は、コントローラを備えて構成されている。コントローラは、プロセッサとメモリとを備えている。制御装置３００を構成する各機能は、ソフトウェア、ファームウェア、専用回路、または、それらの組み合わせにより実現される。ソフトウェア及びファームウェアは、プログラムとして記述され、メモリに格納される。プロセッサは、メモリに記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、制御装置３００の各機能を実現する。
　１２，１３　ＶＧＡ、１５　ＩＱジェネレータ、１６，１７　ＭＩＸ、１８　合成器、２４　ＩＱジェネレータ、２５，２６　ＭＩＸ、２７，２８　ＶＧＡ、２９　合成器、３５，３６，３７　ＶＧＡ、４０　ＩＱジェネレータ、４１，４２，４３，４４　ＭＩＸ、４５，４６　合成器、５１　ＩＱジェネレータ、５２，５３，５４，５５　ＭＩＸ、５６，５７，５８，５９　ＶＧＡ、６０，６１　合成器、６６，６７，６８，６９　ＶＧＡ、７１　ＩＱジェネレータ、７２，７３，７４，７５　ＭＩＸ、７７，７８，７９　合成器、８３　ＩＱジェネレータ、８４，８５，８６，８７　ＭＩＸ、８９，９０，９１，９２　ＶＧＡ、９３，９４　合成器、７６，８８　インバータ、３００　制御部。

Claims (7)

  1. 　移相量θ°の値が入力されて、利得ｃｏｓθと利得ｓｉｎθとを演算して制御する制御部と、
    　入力端子から第１の周波数帯の入力信号が入力されて、前記入力信号を前記利得ｃｏｓθで増幅して、第１信号として出力する第１のＶＧＡと、
    　前記入力端子から前記入力信号が入力されて、前記入力信号を前記利得ｓｉｎθで増幅して、第２信号として出力する第２のＶＧＡと、
    　ＬＯ波が入力され、前記ＬＯ波と同相の第１のＬＯ波と、前記ＬＯ波に対して９０°の位相差を有する第２のＬＯ波とを出力するＩＱジェネレータと、
    　前記第１のＶＧＡの後段に接続され、前記ＩＱジェネレータから出力された前記第１のＬＯ波を入力とし、前記第１のＬＯ波を用いて、前記第１信号に対して、第２の周波数帯への周波数変換を行って、前記入力信号と同相の第３信号を生成する第１のミクサと、
    　前記第２のＶＧＡの後段に接続され、前記ＩＱジェネレータから出力された前記第２のＬＯ波を入力とし、前記第２のＬＯ波を用いて、前記第２信号に対して、第２の周波数帯への周波数変換を行って、前記入力信号に対して９０°の位相差を有する第４信号を生成する第２のミクサと、
    　前記第１のミクサおよび前記第２のミクサの後段に接続され、前記第３信号と前記第４信号とをベクトル合成することにより、前記入力信号に対して前記移相量θ°だけ移相された第５信号を生成して出力する合成器と
    　を備えた、ミクサ。
  2. 　第２の入力端子から前記第１の周波数帯の第２入力信号が入力されて、前記第２入力信号を前記利得ｃｏｓθで増幅して、第６信号として出力する第３のＶＧＡと、
    　前記第２の入力端子から前記第２入力信号が入力されて、前記第２入力信号を利得－ｓｉｎθで増幅して、第７信号として出力する第４のＶＧＡと、
    　前記第３のＶＧＡの後段に接続され、前記ＩＱジェネレータから出力された前記第２のＬＯ波を入力とし、前記第２のＬＯ波を用いて、前記第６信号に対して、前記第２の周波数帯への周波数変換を行って、前記第２入力信号に対して９０°の移相差を有する第８信号を生成する第３のミクサと、
    　前記第４のＶＧＡの後段に接続され、前記ＩＱジェネレータから出力された前記第１のＬＯ波を入力とし、前記第１のＬＯ波を用いて、前記第７信号に対して、前記第２の周波数帯への周波数変換を行って、前記第２入力信号に対して１８０°の位相差を有する第９信号を生成する第４のミクサと、
    　前記第３のミクサおよび前記第４のミクサの後段に接続され、前記第８信号と前記第９信号とをベクトル合成することにより、前記第２入力信号に対して前記移相量θ°に９０°を加算した値だけ移相された第１０信号を生成して出力する第２の合成器と、
    　前記合成器から出力された前記第５信号と前記第２の合成器から出力された前記第１０信号とを合成して出力する第３の合成器と
    　を備え、
    　前記制御部は、前記利得ｃｏｓθと、前記利得ｓｉｎθと、前記利得－ｓｉｎθとを制御する、
    　請求項１に記載のミクサ。
  3. 　前記ＩＱジェネレータと前記第４のミクサとの間に接続され、前記ＩＱジェネレータから出力された前記第１のＬＯ波の反転信号を出力するインバータをさらに備え、
    　前記第４のＶＧＡは、前記第２入力信号を、前記利得－ｓｉｎθの代わりに、前記利得ｓｉｎθで増幅して、前記第７信号として出力し、
    　前記第４のミクサは、前記インバータから出力された前記反転信号を入力とし、前記反転信号を用いて、前記第７信号に対して、前記第２の周波数帯への周波数変換を行って、前記第２入力信号に対して１８０°の位相差を有する前記第９信号を生成し、
    　前記制御部は、前記利得ｃｏｓθと前記利得ｓｉｎθとを制御する、
    　請求項２に記載のミクサ。
  4. 　前記入力端子に入力される前記入力信号と前記第２の入力端子に入力される前記第２入力信号とは、直交関係にある、
    　請求項２または３に記載のミクサ。
  5. 　移相量θ°の値が入力されて、利得ｃｏｓθと利得ｓｉｎθとを演算して制御する制御部と、
    　ＬＯ波が入力され、前記ＬＯ波と同相の第１のＬＯ波と、前記ＬＯ波に対して９０°の位相差を有する第２のＬＯ波とを出力するＩＱジェネレータと、
    　第３の入力端子から第３の周波数帯の第３入力信号が入力されるとともに、前記ＩＱジェネレータから出力された前記第１のＬＯ波が入力されて、前記第１のＬＯ波を用いて、前記第３入力信号に対して、第４の周波数帯への周波数変換を行って、前記第３入力信号と同相の第１２信号を生成する第５のミクサと、
    　前記第３の入力端子から前記第３入力信号が入力されるとともに、前記ＩＱジェネレータから出力された前記第２のＬＯ波が入力されて、前記第２のＬＯ波を用いて、前記第３入力信号に対して、前記第４の周波数帯への周波数変換を行って、前記第３入力信号に対して９０°の移相差を有する第１３信号を生成する第６のミクサと、
    　前記第５のミクサの後段に接続され、前記第５のミクサから前記第１２信号が入力されて、前記第１２信号に対して前記利得ｃｏｓθで増幅して、第１４信号として出力する第５のＶＧＡと、
    　前記第６のミクサの後段に接続され、前記第６のミクサから前記第１３信号が入力されて、前記第１３信号に対して前記利得ｓｉｎθで増幅して、第１５信号として出力する第６のＶＧＡと、
    　前記第５のＶＧＡおよび前記第６のＶＧＡの後段に接続され、前記第５のＶＧＡから出力された前記第１４信号と前記第６のＶＧＡから出力された前記第１５信号とをベクトル合成することにより、前記第３入力信号に対して移相量θ°だけ移相された第１６信号を生成して出力する第４の合成器と
    　を備えた、ミクサ。
  6. 　前記第３の入力端子から前記第３入力信号が入力されるとともに、前記ＩＱジェネレータから出力された前記第２のＬＯ波が入力されて、前記第２のＬＯ波を用いて、前記第３入力信号に対して、前記第４の周波数帯への周波数変換を行って、前記第３入力信号に対して９０°の移相差を有すると第１７信号を生成する第７のミクサと、
    　前記第３の入力端子から前記第３入力信号が入力されるとともに、前記ＩＱジェネレータから出力された前記第１のＬＯ波が入力されて、前記第１のＬＯ波を用いて、前記第３入力信号に対して、前記第４の周波数帯への周波数変換を行って、前記第３入力信号と同相の第１８信号を生成する第８のミクサと、
    　前記第７のミクサの後段に接続され、前記第７のミクサから前記第１７信号が入力されて、前記第１７信号に対して前記利得ｃｏｓθで増幅して、第１９信号として出力する第７のＶＧＡと、
    　前記第８のミクサの後段に接続され、前記第８のミクサから前記第１８信号が入力されて、前記第１８信号に対して利得－ｓｉｎθで増幅して、第２０信号として出力する第８のＶＧＡと、
    　前記第７のＶＧＡおよび前記第８のＶＧＡの後段に接続され、前記第７のＶＧＡから出力された前記第１９信号と前記第８のＶＧＡから出力された前記第２０信号とをベクトル合成することにより、前記第３入力信号に対して移相量θ°に９０°を加算した値だけ移相された第２１信号を生成して出力する第５の合成器と
    　を備え、
    　前記制御部は、前記利得ｃｏｓθと、前記利得ｓｉｎθと、前記利得－ｓｉｎθとを制御する、
    　請求項５に記載のミクサ。
  7. 　前記ＩＱジェネレータと前記第８のミクサとの間に接続され、前記ＩＱジェネレータから出力された前記第１のＬＯ波の反転信号を出力するインバータをさらに備え、
    　前記第８のミクサは、前記反転信号を用いて、前記第３入力信号に対して、前記第４の周波数帯への周波数変換を行って、前記第１８信号として出力し、
    　前記第８のＶＧＡは、前記第８のミクサから入力された前記第１８信号に対して、前記利得－ｓｉｎθの代わりに、前記利得ｓｉｎθで増幅して、前記第２０信号として出力する、
    　請求項６に記載のミクサ。
PCT/JP2018/005017 2018-02-14 2018-02-14 ミクサ Ceased WO2019159246A1 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2018/005017 WO2019159246A1 (ja) 2018-02-14 2018-02-14 ミクサ
JP2018535899A JP6440911B1 (ja) 2018-02-14 2018-02-14 ミクサ
EP18906135.1A EP3742606A4 (en) 2018-02-14 2018-02-14 MIXER
US16/936,148 US11233495B2 (en) 2018-02-14 2020-07-22 Mixer

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2018/005017 WO2019159246A1 (ja) 2018-02-14 2018-02-14 ミクサ

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US16/936,148 Continuation US11233495B2 (en) 2018-02-14 2020-07-22 Mixer

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2019159246A1 true WO2019159246A1 (ja) 2019-08-22

Family

ID=64668497

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2018/005017 Ceased WO2019159246A1 (ja) 2018-02-14 2018-02-14 ミクサ

Country Status (4)

Country Link
US (1) US11233495B2 (ja)
EP (1) EP3742606A4 (ja)
JP (1) JP6440911B1 (ja)
WO (1) WO2019159246A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2022124470A (ja) * 2021-02-15 2022-08-25 キーサイト テクノロジーズ， インク． レーダ試験システムの受信アンテナ及び送信アンテナの分離
JPWO2023112249A1 (ja) * 2021-12-16 2023-06-22

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2020183619A1 (ja) * 2019-03-12 2020-09-17 三菱電機株式会社 ミクサ
WO2023127988A1 (ko) * 2021-12-28 2023-07-06 광운대학교 산학협력단 다단의 믹서를 이용한 초저지연 통신을 위한 다중빔 수신 장치
KR102675358B1 (ko) * 2022-04-29 2024-06-14 한국전자통신연구원 I/q 신호 발생 장치 및 이를 이용한 위상 천이 장치

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20120155580A1 (en) * 2009-11-18 2012-06-21 California Institute Of Technology Broadband phase synthesis network with self-healing capability
US8755756B1 (en) * 2009-04-29 2014-06-17 Qualcomm Incorporated Active cancellation of interference in a wireless communication system
US9729179B1 (en) * 2016-06-23 2017-08-08 Qualcomm Incorporated Feed-forward interference cancellation in a receiver

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6417712B1 (en) * 2000-09-27 2002-07-09 Nortel Networks Limited Phase shifter using sine and cosine weighting functions
US7502278B1 (en) * 2006-05-23 2009-03-10 Maxim Integrated Products, Inc. Analog beamformers for continuous wave ultrasonic receivers
US8044734B2 (en) * 2008-08-01 2011-10-25 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for mitigating VCO pulling
EP2267919B1 (en) * 2009-06-23 2012-11-07 Imec EHF wireless communication receiver using beamforming with scalable number of antenna paths
CN103329004B (zh) * 2011-01-21 2017-07-28 飞思卡尔半导体公司 相控阵接收器、雷达系统以及运载工具
US9407206B2 (en) * 2012-04-24 2016-08-02 Qualcomm Incorporated Phased array architecture configured for current reuse
JP6650599B2 (ja) * 2016-03-29 2020-02-19 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 フェーズドアレイ送信装置及びキャリアリーク補正方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8755756B1 (en) * 2009-04-29 2014-06-17 Qualcomm Incorporated Active cancellation of interference in a wireless communication system
US20120155580A1 (en) * 2009-11-18 2012-06-21 California Institute Of Technology Broadband phase synthesis network with self-healing capability
US9729179B1 (en) * 2016-06-23 2017-08-08 Qualcomm Incorporated Feed-forward interference cancellation in a receiver

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
KWANG-JIN KOHGABRIEL M. REBEIZ: "A 6-18 GHz 5-Bit Active Phase Shifter", MICROWAVE SYMPOSIUM DIGEST (MTT), IEEE MTT-S INTERNATIONAL, 2010, pages 792 - 795, XP031713407
See also references of EP3742606A4

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2022124470A (ja) * 2021-02-15 2022-08-25 キーサイト テクノロジーズ， インク． レーダ試験システムの受信アンテナ及び送信アンテナの分離
JP7853801B2 (ja) 2021-02-15 2026-04-30 キーサイト テクノロジーズ， インク． レーダ試験システムの受信アンテナ及び送信アンテナの分離
JPWO2023112249A1 (ja) * 2021-12-16 2023-06-22
WO2023112249A1 (ja) * 2021-12-16 2023-06-22 日本電信電話株式会社 位相調整回路

Also Published As

Publication number Publication date
EP3742606A1 (en) 2020-11-25
US11233495B2 (en) 2022-01-25
US20200350886A1 (en) 2020-11-05
JPWO2019159246A1 (ja) 2020-02-27
JP6440911B1 (ja) 2018-12-19
EP3742606A4 (en) 2021-01-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6440911B1 (ja) ミクサ
US8085877B2 (en) Method and system for quadrature local oscillator generator utilizing a DDFS for extremely high frequencies
US20070030063A1 (en) Amplifier circuit
WO2007130442A2 (en) System and method for generating local oscillator (lo) signals for a quadrature mixer
JP6318309B2 (ja) 超低位相ノイズ発振器のための振幅ノイズ低減システム及び方法
CN107404288A (zh) 一种混频器装置
US10116289B2 (en) Signal processing circuit for mitigating pulling effect and associated method
US12273132B2 (en) Spurious emissions detection and calibration using envelope detector
JP6299637B2 (ja) 高周波ミクサ
JP4849422B2 (ja) イメージリジェクションミクサ及び無線装置
US7860464B2 (en) Method and system for a programmable local oscillator generator based on quadrature mixing using a phase shifter
JP2009159604A (ja) 信号生成装置並びに送信機及び送受信機
KR100412541B1 (ko) 고주파 수신기
JP2007180634A (ja) 直交ミキサ回路およびｒｆ通信用半導体集積回路
US11387878B1 (en) Wireless communication apparatus and wireless communication method
US11405001B2 (en) Image rejection mixer and communication circuit
CN112564628B (zh) 一种宽频带高本振抑制度的调制器
CN110266338B (zh) 一种宽带无线收发器中单频信号的产生方法
JP2016201619A (ja) イメージリジェクションミクサ
JP2005311775A (ja) 受信機
JP2022131330A (ja) 無線送信機
JP2008278035A (ja) 直交変調器
WO2020184363A1 (ja) ミクサ
JP2019220793A (ja) 周波数変換器
JP2015222856A (ja) 周波数変換器、受信機及び送信機

Legal Events

Date Code Title Description
ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2018535899

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 18906135

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2018906135

Country of ref document: EP

Effective date: 20200821