WO2021245921A1 - 光受信器、及び光受信方法 - Google Patents

光受信器、及び光受信方法 Download PDF

Info

Publication number
WO2021245921A1
WO2021245921A1 PCT/JP2020/022360 JP2020022360W WO2021245921A1 WO 2021245921 A1 WO2021245921 A1 WO 2021245921A1 JP 2020022360 W JP2020022360 W JP 2020022360W WO 2021245921 A1 WO2021245921 A1 WO 2021245921A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
optical
signal
component
subcarrier
electric signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2020/022360
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
正満 藤原
淳一 可児
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NTT Inc
Original Assignee
Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nippon Telegraph and Telephone Corp filed Critical Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority to CN202080101615.7A priority Critical patent/CN115606119A/zh
Priority to EP20938581.4A priority patent/EP4164145B1/en
Priority to PCT/JP2020/022360 priority patent/WO2021245921A1/ja
Priority to US17/928,476 priority patent/US12166532B2/en
Priority to JP2022528381A priority patent/JP7393697B2/ja
Publication of WO2021245921A1 publication Critical patent/WO2021245921A1/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/64—Heterodyne, i.e. coherent receivers where, after the opto-electronic conversion, an electrical signal at an intermediate frequency [IF] is obtained
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/27—Arrangements for networking
    • H04B10/272—Star-type networks or tree-type networks

Definitions

  • the present invention relates to an optical receiver and an optical receiving method.
  • a carrier-wave suppression type optical subcarrier multiplexed signal using an optical IQ modulator as an optical transmitter is used.
  • the optical receiver demodulates the optical subcarrier multiplex signal by using optical intradyne detection. This reduces the influence of signal performance deterioration due to interference noise during optical intradyne detection.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a functional configuration of the conventional optical transmitter 100.
  • the optical transmitter 100 is a transmitter for generating a carrier wave suppression type optical subcarrier multiplex signal.
  • the optical transmitter 100 includes a serial parallel converter 101, symbol mappers 102-1 to 102-n (n is an integer of 2 or more), frequency shift units 103-1 to 103-n, an adder 104, and a D / A (Digital).
  • -to-Analog) A converter 105-1 to 105-2, a laser 106, and an optical IQ modulator 107 are provided.
  • the serial-parallel conversion unit 101 parallelizes the data signal input from the outside into 2N columns.
  • the serial-parallel conversion unit 101 parallelizes the data signals by the number of symbol mappers 102-1 to 102-n.
  • N is an integer of 1 or more.
  • the symbol mappers 102-1 to 102-n map the parallelized data signals according to the modulation method.
  • the mapped data signal is input to the frequency shift units 103-1 to 103-n.
  • the frequency shift units 103-1 to 103-n move the input data signals so as not to overlap on the frequency axis.
  • the adder 104 generates a frequency-multiplexed signal by adding data signals output from each of the frequency shift units 103-1 to 103-n.
  • the D / A converters 105-1 to 105-2 convert the frequency-multiplexed signal into digital-to-analog.
  • the D / A converter 105-1 converts the real part (I component) of the frequency-multiplexed signal into digital-to-analog.
  • the D / A converter 105-2 converts the imaginary part (Q component) of the frequency-multiplexed signal into digital-to-analog.
  • the laser 106 outputs an optical signal having a frequency of f 0 to the optical IQ modulator 107.
  • the optical IQ modulator 107 generates a modulated signal by photomodulating the output light of the laser 106 with a subcarrier multiplexed signal divided into an I component and a Q component.
  • the optical IQ modulator 107 transmits the generated modulated signal to the optical receiver via an optical fiber.
  • the parallel data of the 2N column is at the frequency position numbered by # 1, ..., # N-1, #N, # N + 1, # N + 2, ..., # 2N. It is superimposed on a certain optical subcarrier.
  • the optical transmitter 100 does not utilize all optical subcarriers as shown in FIG. 16 (A). Serial-parallel conversion is performed according to the optical subcarrier used.
  • FIG. 16B shows an example in which only the optical subcarrier of # N-1 is used.
  • FIG. 17 is a block diagram showing the functional configuration of the conventional optical receiver 200.
  • the optical receiver 200 includes a configuration of a digital coherent receiver by general optical intradyne detection.
  • the optical receiver 200 includes a PBS (Polarization Beam Splitter) 201, a local oscillation light source 202, a PBS 203, an optical 90-degree hybrid detector 204-1 to 204-2, and an A / D (Analog-to-Digital) converter 205-1. It is provided with ⁇ 205-2, A / D converters 206-1 to 206-2, and a digital signal processing unit 207.
  • PBS Polarization Beam Splitter
  • PBS201 is a polarization splitter.
  • the PBS 201 inputs the modulated signal transmitted from the optical transmitter 100.
  • PBS201 separates the input modulation signal into a horizontally polarized optical signal and a vertically polarized optical signal.
  • the PBS 201 outputs a horizontally polarized optical signal to the optical 90-degree hybrid detector 204-1 and outputs a vertically polarized optical signal to the optical 90-degree hybrid detector 204-2.
  • the local oscillation light source 202 outputs local light emission.
  • PBS203 is a polarization splitter.
  • the PBS 203 inputs the local emission output from the local oscillation light source 202.
  • the PBS 203 separates the input local emission into a horizontally polarized light signal and a vertically polarized light signal.
  • the PBS 203 outputs a horizontally polarized optical signal to the optical 90-degree hybrid detector 204-1 and outputs a vertically polarized optical signal to the optical 90-degree hybrid detector 204-2.
  • the optical 90 degree hybrid detector 204-1 inputs and processes an optical signal of horizontally polarized waves.
  • the optical 90 degree hybrid detector 204-1 includes splitters 208-1 to 208-2, ⁇ / 2 delayers 209, couplers 210-1 to 210-2, and balanced receivers 211-1 to 211-2.
  • Splitter 208-1 inputs a horizontally polarized optical signal output from PBS201.
  • the splitter 208-1 branches the input horizontally polarized optical signal and outputs it to the couplers 210-1 and 210-2.
  • the splitter 208-2 inputs a horizontally polarized optical signal output from the PBS 203.
  • the splitter 208-2 branches the input horizontally polarized optical signal and outputs it to the coupler 210-1 and the ⁇ / 2 delay device 209.
  • the ⁇ / 2 delay device 209 delays the horizontally polarized optical signal output by the splitter 208-2 by ⁇ / 2 and outputs it to the coupler 210-2.
  • the coupler 210-1 generates interference light by merging and interfering with the horizontally polarized light signal output by the splitter 208-1 and the horizontally polarized light signal output by the splitter 208-2.
  • the coupler 210-1 branches the generated interference light into two interference lights and outputs the generated interference light to the balanced receiver 211-1.
  • the coupler 210-2 causes the horizontally polarized optical signal output by the splitter 208-1 to interfere with the horizontally polarized optical signal output by the ⁇ / 2 delayer 209 and delayed by ⁇ / 2 minutes. This produces interference light.
  • the coupler 210-2 branches the generated interference light into two interference lights and outputs the generated interference light to the balanced receiver 211-2.
  • the balanced receiver 211-1 converts the two interference lights output by the coupler 210-1 into an electric signal.
  • the balanced receiver 211-1 detects the difference between the converted electric signals as an in-phase component, that is, an I component, and outputs the difference to the A / D converter 205-1.
  • the balanced receiver 211-2 converts the two interference lights output by the coupler 210-2 into an electric signal.
  • the balanced receiver 211-2 detects the difference between the converted electric signals as an orthogonal component, that is, a Q component, and outputs the difference to the A / D converter 205-2.
  • the A / D converter 205-1 samples the analog electric signal of the I component and outputs it to the digital signal processing unit 207 as a digital sampling signal.
  • the A / D converter 205-2 samples the analog electric signal of the Q component and outputs it to the digital signal processing unit 207 as a digital sampling signal.
  • the optical 90 degree hybrid detector 204-2 inputs and processes a vertically polarized optical signal.
  • the optical 90 degree hybrid detector 204-2 includes splitters 212-1 to 212-2, ⁇ / 2 delayers 213, couplers 214-1 to 214-2, and balanced receivers 215-1 to 215-2.
  • Splitter 212-1 inputs a vertically polarized optical signal output from PBS201.
  • the splitter 212-1 branches the input vertically polarized optical signal and outputs it to the couplers 214-1 and 214-2.
  • the splitter 212-2 inputs a vertically polarized optical signal output from the PBS 203.
  • the splitter 212-2 branches the input vertically polarized optical signal and outputs it to the coupler 214-1 and the ⁇ / 2 delayer 213.
  • the ⁇ / 2 delay device 213 delays the vertically polarized optical signal output by the splitter 212-2 by ⁇ / 2 and outputs it to the coupler 214-2.
  • the coupler 214-1 generates interference light by merging and interfering with the vertically polarized light signal output by the splitter 212-1 and the vertically polarized light signal output by the splitter 212-2.
  • the coupler 214-1 branches the generated interference light into two interference lights and outputs the generated interference light to the balanced receiver 215-1.
  • the coupler 214-2 causes the vertically polarized light signal output by the splitter 212-1 and the vertically polarized light signal output by the ⁇ / 2 delayer 213 to be delayed by ⁇ / 2 to interfere with each other. This produces interference light.
  • the coupler 214-2 branches the generated interference light into two interference lights and outputs the generated interference light to the balanced receiver 215-2.
  • the balanced receiver 215-1 converts the two interference lights output by the coupler 214-1 into an electric signal.
  • the balanced receiver 215-1 detects the difference between the converted electric signals as an in-phase component, that is, an I component, and outputs the difference to the A / D converter 206-1.
  • the balanced receiver 215-2 converts the two interference lights output by the coupler 214-2 into an electric signal.
  • the balanced receiver 215-2 detects the difference between the converted electric signals as an orthogonal component, that is, a Q component, and outputs the difference to the A / D converter 206-2.
  • the A / D converter 206-1 samples the analog electric signal of the I component and outputs it to the digital signal processing unit 207 as a digital sampling signal.
  • the A / D converter 206-2 samples the analog electric signal of the Q component and outputs it to the digital signal processing unit 207 as a digital sampling signal.
  • the digital signal processing unit 207 inputs digital sampling signals output from each of the A / D converters 205-1 to 205-4.
  • the digital signal processing unit 207 demodulates the input sampling signal.
  • the processing performed by the optical receiver 200 is the same as that of a general intradyne receiver used in digital coherent transmission.
  • the carrier wave is suppressed as shown in FIG. 16 by performing optical subcarrier modulation using an optical IQ modulator, and interference during optical reception is performed.
  • the influence of noise can be reduced (see Non-Patent Document 1).
  • optical intradyne detector used in the conventional technology has a problem that the configuration is complicated and it is expensive to use in the access system.
  • an object of the present invention is to provide a technique capable of deteriorating signal performance due to interference noise when optical reception is performed by coherent detection at low cost.
  • One aspect of the present invention is a heterodyne detection unit that converts a subcarrier multiplexed signal in which a plurality of optical signals transmitted from a plurality of optical transmitters are multiplexed into an electric signal in the intermediate frequency band by heterodyne detection, and an intermediate frequency band.
  • a filter unit that extracts a subcarrier component excluding a carrier component from the electric signal converted to the above, an analog digital conversion unit that converts the signal of the subcarrier component extracted by the filter unit into analog digital, and the analog digital.
  • It is an optical receiver including a digital signal processing unit that performs digital signal processing for each subcarrier using a digital signal converted by the conversion unit.
  • a subcarrier multiplexed signal in which a plurality of optical signals transmitted from a plurality of optical transmitters are multiplexed is converted into an electric signal in the intermediate frequency band by heterodyne detection, and converted into the intermediate frequency band.
  • the subcarrier component excluding the carrier wave component is extracted from the electric signal, the extracted signal of the subcarrier component is analog-digitally converted, and the digital signal converted by the analog-digital conversion is used to digitalize each subcarrier.
  • the carrier in the third embodiment shows an example of setting the f 0 frequencies below position.
  • the carrier in the third embodiment shows an example of setting the f 0 frequencies above position. It is a block diagram which shows the functional structure of the optical receiver in 4th Embodiment.
  • ONU subscriber line terminal devices
  • OLT subscriber line end station device
  • OLT optical receiver
  • an optical intensity modulator is used as an optical transmitter
  • a heterodyne detector is used as an optical receiver.
  • Each of the ONUs transmits a modulated signal in which the subcarrier is modulated by the optical intensity modulator to the OLT.
  • the modulated signals transmitted from each of the ONUs are multiplexed in the optical splitter and input to the OLT.
  • the subcarrier multiplex signal is optical heterodyne detection.
  • the optical receiver removes the carrier component converted into the intermediate frequency band by the bandpass filter in the electric stage. Then, the optical receiver extracts the subcarrier on which the transmission data is superimposed.
  • FIG. 1 is a diagram showing a system configuration of the optical transmission system 1 according to the first embodiment.
  • the optical transmission system 1 includes N ONU2-1 to 2-N and one OLT3. ONU2-1 to 2-N and OLT3 are connected by an optical fiber via an optical splitter 4.
  • the optical splitter 4 multiplexes the optical signals output from each of ONU2-1 to 2-N and outputs them to the OLT3.
  • the optical splitter 4 demultiplexes the optical signal output from the OLT 3 and outputs it to ONU2-1 to 2-N.
  • the description will focus on the uplink signal transmission from ONU2-1 to 2-N to OLT3.
  • ONU2-1 to 2-N are not particularly distinguished in the following description, they are described as ONU2.
  • the ONU2 is installed, for example, in the home of a subscriber who receives a communication service.
  • the ONU 2 includes an optical transmitter 10.
  • the optical transmitter 10 transmits an optical signal.
  • the OLT 3 is installed, for example, in a containment station.
  • the OLT 3 includes an optical receiver 30.
  • the optical receiver 30 receives the subcarrier multiplexed signal multiplexed by the optical splitter 4.
  • the optical transmitters 10-1 to 2-N of each ONU2-1 to 2-N are modulated by optical modulation of the laser output of the same frequency (f 0 ) by the subcarrier of the electric stage on which the transmission data is superimposed. Generate a signal.
  • the modulated signals generated by each ONU2 are merged by the optical splitter 4, optically subcarrier-multiplexed, and transmitted to the OLT3.
  • FIG. 1 shows a case where ONU2-1 to 2-N generate optical subcarriers at positions of f 0 ⁇ ⁇ f, f 0 ⁇ 2 ⁇ f, ..., F 0 ⁇ N ⁇ f, respectively.
  • ONU2-1 produces an optical subcarrier at f 0 ⁇ ⁇ f
  • ONU2-2 produces an optical subcarrier at f 0 ⁇ 2 ⁇ f
  • ONU2-N produces light at f 0 ⁇ N ⁇ f.
  • Generate subcarriers that is, although the case where one ONU2 generates one optical subcarrier is shown, one ONU2 may generate a plurality of optical subcarriers.
  • each of ONU2-1 to 2-N transmits the modulation signal of the optical subcarrier shown in FIG. 1, the carrier of the subcarrier multiplexed signal received by OLT 3 is superimposed on the same frequency (f 0).
  • FIG. 2 is a block diagram showing a functional configuration of the optical transmitter 10 in the first embodiment.
  • the optical transmitter 10 includes a symbol mapper 11, an oscillator 12, a modulation circuit 13, a laser 14, and an optical intensity modulator 15.
  • FIG. 2 shows the configuration of an optical transmitter by an analog method.
  • the symbol mapper 11 maps the data signal input from the outside according to the modulation method.
  • the modulation circuit 13 modulates the subcarriers output from the oscillator 12 with the data mapped by the symbol mapper 11.
  • the laser 14 outputs an optical signal having a frequency f 0 to the light intensity modulator 15.
  • the light intensity modulator 15 photomodulates the output light of the laser 14 with a subcarrier modulated by the modulation circuit 13. Specifically, the light intensity modulator 15 generates a modulated signal by photomodulating the intensity of the output light of the laser 14 with a subcarrier modulated by the modulation circuit 13.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the functional configuration of the optical receiver 30 in the first embodiment.
  • the optical receiver 30 is a digital coherent receiver that performs optical heterodyne detection.
  • the optical receiver 30 includes a PBS 31, a local oscillation light source 32, a PBS 33, a coupler 34-1, 34-2, a balanced receiver 35-1, 35-2, a filter 36-1, 36-2, and an A / D converter. It includes 37-1, 37-2 and a digital signal processing unit 38.
  • the PBS 31, the local oscillation light source 32, the PBS 33, the couplers 34-1, 34-2, and the balanced receivers 35-1, 35-2 are examples of the heterodyne detection unit.
  • PBS31 is a polarization splitter.
  • the PBS 31 inputs a subcarrier multiplexing signal multiplexed by the optical splitter 4.
  • the PBS 31 separates the input subcarrier multiplex signal into a horizontally polarized subcarrier multiplex signal and a vertically polarized subcarrier multiplex signal.
  • the PBS 31 outputs a horizontally polarized subcarrier multiplex signal to the coupler 34-1 and outputs a vertically polarized subcarrier multiplex signal to the coupler 34-2.
  • the local oscillation light source 32 outputs local light emission used for optical heterodyne detection.
  • the PBS 33 is a polarization splitter.
  • the PBS 33 inputs the local emission output from the local oscillation light source 32.
  • the PBS 33 separates the input local emission into a horizontally polarized light signal and a vertically polarized light signal.
  • the PBS 33 outputs a horizontally polarized optical signal to the coupler 34-1 and outputs a vertically polarized optical signal to the coupler 34-2.
  • the coupler 34-1 generates interference light by merging and interfering with the horizontally polarized subcarrier multiplex signal output by PBS 31 and the horizontally polarized optical signal output by PBS 33.
  • the coupler 34-1 branches the generated interference light into two interference lights and outputs the generated interference light to the balanced receiver 35-1.
  • the coupler 34-2 generates interference light by merging and interfering with the vertically polarized subcarrier multiplex signal output by PBS 31 and the vertically polarized optical signal output by PBS 33.
  • the coupler 34-2 branches the generated interference light into two interference lights and outputs the generated interference light to the balanced receiver 35-2.
  • the balanced receiver 35-1 converts the two interference lights output by the coupler 34-1 into an electric signal.
  • the balanced receiver 35-1 outputs the difference between the converted electric signals to the filter 36-1.
  • the balanced receiver 35-2 converts the two interference lights output by the coupler 34-2 into an electric signal.
  • the balanced receiver 35-2 outputs the difference between the converted electric signals to the filter 36-2.
  • the filter 36-1 filters an electric signal representing the difference between the two interference lights output from the balanced receiver 35-1.
  • the filter 36-1 is an LPF (Low-Pass Filter) or an HPF (High-Pass Filter).
  • the LPF and HPF may use an analog circuit as shown in the figure, but may be performed by dental signal processing.
  • the filter 36-1 extracts only the upper wave band component (+) of the subcarrier multiplexing (SCM) signal by LPF or the lower wave band component (-) by HPF. It is more economical to extract the upper wave band component because it can be received by using a lower frequency A / D converter.
  • SCM subcarrier multiplexing
  • the filter 36-2 filters an electric signal representing the difference between the two interference lights output from the balanced receiver 35-2.
  • the filter 36-2 is an LPF or an HPF.
  • the A / D converter 37-1 analog-digitally converts the upper wave band component (+) or the lower wave band component ( ⁇ ) extracted by the filter 36-1 to generate a digital signal.
  • the A / D converter 37-2 analog-digitally converts the upper wave band component (+) or the lower wave band component ( ⁇ ) extracted by the filter 36-2 to generate a digital signal.
  • the digital signal processing unit 38 inputs the digital signals output from each of the A / D converters 37-1 to 37-2.
  • the digital signal processing unit 38 demodulates the input digital signal by performing digital signal processing for each subcarrier.
  • Modulated subcarrier signals generated by the optical transmitter 10 shown in FIG. 2, with respect to the carrier frequency f 0, is produced in a range of ⁇ B.
  • FIG. 4 shows an example when the carrier wave is set at a frequency position of f 0 + B or higher
  • FIG. 5 shows an example of a case where the carrier wave is set at a frequency position of f 0 ⁇ B or lower.
  • the left figure is a diagram showing the frequency of the subcarrier multiplex signal received by the optical receiver 30, and the right figure is a diagram for explaining the specific processing of the optical receiver 30. Is.
  • the right figure of FIG. 4 shows an example in which the lower wave band component (-) of the subcarrier multiplex signal converted into the signal of the intermediate frequency band by the optical heterodyne detection and the carrier wave component are removed by LPF.
  • the right figure of FIG. 5 shows an example in which the upper wave band component (+) of the subcarrier multiplex signal converted into the signal of the intermediate frequency band by the optical heterodyne detection and the carrier wave component are removed by LPF.
  • FIG. 6 is a sequence diagram showing a processing flow of the optical transmission system 1 according to the first embodiment.
  • the optical transmission system 1 includes two optical transmitters 10 (optical transmitters 10-1 and 10-2) will be described as an example.
  • the functional part of each optical transmitter 10 will be described with a branch number.
  • the symbol mapper 11-1 of the optical transmitter 10-1 maps the data signal input from the outside according to the modulation method (step S101).
  • the symbol mapper 11-1 outputs the mapped data to the modulation circuit 13-1.
  • the modulation circuit 13-1 inputs the subcarrier of the frequency ⁇ f output from the oscillator 12-1 and the mapped data output from the symbol mapper 11-1.
  • the modulation circuit 13-1 modulates the input subcarrier with the mapped data (step S102).
  • the modulation circuit 13-1 outputs the modulated subcarrier to the light intensity modulator 15-1.
  • the optical intensity modulator 15-1 inputs an optical signal having a frequency f 0 output from the laser 14-1 and a modulated subcarrier output from the modulation circuit 13-1.
  • the light intensity modulator 15-1 photomodulates the intensity of the input output light of the laser 14-1 with the modulated subcarrier output from the modulation circuit 13-1. As a result, the light intensity modulator 15-1 generates a modulated signal (step S103).
  • the symbol mapper 11-2 of the optical transmitter 10-2 maps the data signal input from the outside according to the modulation method (step S104).
  • the symbol mapper 11-2 outputs the mapped data to the modulation circuit 13-2.
  • the modulation circuit 13-2 inputs the subcarrier having a frequency of 2 ⁇ f output from the oscillator 12-2 and the mapped data output from the symbol mapper 11-2.
  • the modulation circuit 13-2 modulates the input subcarrier with the mapped data (step S105).
  • the modulation circuit 13-2 outputs the modulated subcarrier to the light intensity modulator 15-2.
  • the optical intensity modulator 15-2 inputs an optical signal having a frequency f 0 output from the laser 14-2 and a modulated subcarrier output from the modulation circuit 13-2.
  • the light intensity modulator 15-2 photomodulates the intensity of the input output light of the laser 14-2 with the modulated subcarrier output from the modulation circuit 13-2. As a result, the light intensity modulator 15-2 generates a modulated signal (step S106).
  • the optical transmitter 10-1 transmits the modulated signal generated by the optical intensity modulator 15-1 (step S107).
  • the optical transmitter 10-2 transmits the modulated signal generated by the optical intensity modulator 15-2 (step S108).
  • the optical splitter 4 receives the modulated signals output from the optical transmitters 10-1 and 10-2, respectively.
  • the optical splitter 4 multiplexes each received modulation signal to generate a subcarrier multiplexed signal (step S109).
  • the optical splitter 4 transmits the generated subcarrier multiplex signal to the optical receiver 30 (step S110).
  • the optical receiver 30 receives the subcarrier multiplex signal output from the optical splitter 4.
  • the optical receiver 30 acquires a horizontally polarized electric signal and a vertically polarized electric signal by performing optical heterodyne detection of the received subcarrier multiplex signal (step S111).
  • the filter 36-1 filters a horizontally polarized electric signal.
  • the filter 36-2 filters the vertically polarized electric signal (step S112).
  • the A / D converter 37-1 generates a digital signal by analog-digitally converting the upper wave band component (+) or the lower wave band component (-) extracted by the filter 36-1.
  • the A / D converter 37-2 generates a digital signal by analog-digitally converting the upper wave band component (+) or the lower wave band component (-) extracted by the filter 36-2 (-). Step S113).
  • the digital signal processing unit 38 inputs the digital signals output from the A / D converters 37-1 to 37-2, respectively.
  • the digital signal processing unit 38 demodulates the input digital signal by performing digital signal processing for each subcarrier (step S114).
  • the optical receiver 30 performs optical heterodyne detection of a subcarrier multiplexed signal based on the modulated signal transmitted from each optical transmitter 10.
  • the carrier component converted to the intermediate frequency band by the filter in the electric stage is excluded.
  • the subcarrier on which the transmission data is superimposed is extracted from the signal from which the carrier wave component is excluded and demodulated.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a functional configuration of the optical transmitter 10a according to the second embodiment.
  • the optical transmitter 10a includes a symbol mapper 11-1 to 11-n, a laser 14, a serial parallel conversion unit 16, a Hermitian symmetric unit 17, a frequency shift unit 18-1 to 18-2n, an adder 19, and a D / A conversion.
  • a device 20 and a light intensity modulator 21 are provided.
  • the number of frequency shift units 18-1 to 18-2n is twice that of the symbol mapper 11.
  • the serial-parallel conversion unit 16 parallelizes the data signal input from the outside into 2N columns. For example, the serial-parallel conversion unit 16 parallelizes the data signals by the number of symbol mappers 11-1 to 11-n.
  • the symbol mappers 11-1 to 11-n map the parallelized data signals according to the modulation method.
  • the mapped data signal is input to the Hermitian symmetry unit 17.
  • the Hermitian symmetry unit 17 arranges data in a subcarrier so that the input mapped data signal becomes a complex conjugate centered on the zero frequency. As a result, the Hermitian symmetrization unit 17 can generate a real number component and an imaginary number component of the parallelized data signal.
  • the frequency shift units 18-1 to 18-2n move the parallel data output from the Hermitian symmetry unit 17 so as not to overlap on the frequency axis.
  • the frequency shift units 18-1 to 18-n move the parallel data of the upper wave band components so as not to overlap on the frequency axis.
  • the frequency shift unit 18-n + 1 to 2n moves the parallel data of the lower wave band component so as not to overlap on the frequency axis.
  • the adder 19 generates a frequency subcarrier multiplex signal by adding data signals output from each of the frequency shift units 18-1 to 18-2n.
  • the D / A converter 20 digital-to-analog converts the frequency subcarrier multiplex signal. As a result, the D / A converter 20 generates an I subcarrier multiplex signal at the electric stage.
  • the light intensity modulator 21 generates a modulation signal by photomodulating the output light of the laser 14 with an I subcarrier multiplex signal.
  • the modulated signals generated by each ONU2 are merged by the optical splitter 4, optically subcarrier-multiplexed, and transmitted to the OLT3.
  • the optical transmission system 1 in the second embodiment configured as described above, the same as in the first embodiment by using the optical transmitter 10a instead of the optical transmitter 10 in the first embodiment.
  • the effect can be obtained.
  • a digital optical transmitter can be applied.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a functional configuration of the optical transmitter 10b according to the third embodiment.
  • the optical transmitter 10b includes a symbol mapper 11-1 to 11-n, a laser 14, a serial parallel converter 16, a frequency shift unit 18-1 to 18-2n, an adder 19b, and a D / A converter 20-1 to 20. -2 and a double-electrode light intensity modulator 22 are provided.
  • a symbol mapper 11-1 to 11-n a laser 14
  • serial parallel converter 16 a frequency shift unit 18-1 to 18-2n
  • an adder 19b an adder 19b
  • -2 and a double-electrode light intensity modulator 22 are provided.
  • the frequency shift units 18-1 to 18-n move the data signals mapped by the symbol mappers 11-1 to 11-n so as not to overlap on the frequency axis. Further, a value of zero is input to the frequency shift units 18-n + 1 to 18-2n. In this case, the output from the frequency shift units 18-n + 1 to 18-2n becomes zero.
  • the adder 19b generates a frequency-multiplexed signal by adding the data signals output from each of the frequency shift units 18-1 to 18-2n.
  • the adder 19b generates a frequency-multiplexed signal by adding the data signals output from each of the frequency shift units 18-1 to 18-n.
  • the D / A converters 20-1 to 20-2 convert frequency-multiplexed signals into digital-to-analog.
  • the D / A converter 20-1 digital-to-analog converts the real part (I component) of the frequency-multiplexed signal.
  • the D / A converter 20-2 digital-to-analog converts the imaginary part (Q component) of the frequency-multiplexed signal.
  • a subcarrier multiplex signal divided into an I component and a Q component is generated in the electric stage.
  • the double-electrode light intensity modulator 22 generates a modulated signal by photomodulating the intensity of the output light of the laser 14 with a subcarrier multiplexed signal divided into an I component and a Q component. A subcarrier multiplexing signal of either the I component or the Q component is input to the two-electrode type light intensity modulator 22. Therefore, the double-electrode type light intensity modulator 22 generates a modulation signal of a component of either the upper wave band (+) or the lower wave band ( ⁇ ). The two-electrode type light intensity modulator 22 transmits the generated modulation signal to the optical receiver via an optical fiber.
  • Modulated subcarrier signals generated by the optical transmitter 10b shown in FIG. 8, relative to the carrier frequency f 0, is produced in a range of ⁇ B.
  • FIG. 9 shows an example when the carrier wave is set at a frequency position of f 0 + B or higher
  • FIG. 10 shows an example of a case where the carrier wave is set at a frequency position of f 0 ⁇ B or lower
  • FIG. 11 shows an example when the carrier wave is set at a frequency position of f 0 or less
  • FIG. 10 shows an example of a case where the carrier wave is set at a frequency position of f 0 or more.
  • the left figure is a diagram showing the frequency of the subcarrier multiplex signal received by the optical receiver 30, and the right figure is a diagram for explaining the specific processing of the optical receiver 30.
  • the right figure of FIG. 9 shows an example in which the upper wave band component (+) of the subcarrier multiplex signal converted into the signal of the intermediate frequency band by the optical heterodyne detection is extracted by the LPF and the carrier wave component is removed by the LPF. ..
  • the right figure of FIG. 10 shows an example in which the lower wave band component (-) of the subcarrier multiplex signal converted into the signal of the intermediate frequency band by the optical heterodyne detection is extracted by the LPF and the carrier wave component is removed by the LPF. ..
  • the right figure of FIG. 11 shows an example in which the upper wave band component (+) of the subcarrier multiplex signal converted into the signal of the intermediate frequency band by the optical heterodyne detection is extracted by the HPF and the carrier wave component is removed by the HPF. ..
  • the right figure of FIG. 12 shows an example in which the lower wave band component (-) of the subcarrier multiplex signal converted into the signal of the intermediate frequency band by the optical heterodyne detection is extracted by the HPF and the carrier wave component is removed by the HPF. ..
  • the frequency of the carrier wave is set to f 0 or less or f 0 or more, but it can also be set to the vicinity of f 0.
  • reception can be performed using an inexpensive optical heterodyne detector even though the frequency arrangement is the same as that of the optical intradyne detection. can. Therefore, even in SSB, it is possible to deteriorate the signal performance due to the interference noise when the light is received by the coherent detection at low cost.
  • FIG. 8 shows an example in which the optical transmitter 10b generates a modulated signal containing only the component of the upper wave band (+), but the optical transmitter 10b contains only the component of the lower wave band (-). It may be configured to generate a modulated signal.
  • a zero value is input to the frequency shift units 18-1 to 18-n, and the frequency shift units 18-n + 1 to 18-2n are mapped by the symbol mappers 11-1 to 11-n.
  • the data signal is input.
  • the frequency shift units 18-n + 1 to 18-2n move the data signals mapped by the symbol mappers 11-1 to 11-n so as not to overlap on the frequency axis.
  • the optical transmission system 1 according to the fourth embodiment is composed of N units of ONU2-1 to 2-N equipped with an optical transmitter 100 and one OLT 3 equipped with an optical receiver 30a. ONU2-1 to 2-N and OLT3 are connected by an optical fiber via an optical splitter 4.
  • the optical receiver 30a according to the fourth embodiment is the first embodiment in that the modulated signal generated by the optical IQ modulator 107 included in the optical transmitter 100 receives the multiplexed signal multiplexed by the optical splitter 4. -Different from the third embodiment.
  • the configuration of the optical receiver 30a will be described.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a functional configuration of the optical receiver 30a according to the fourth embodiment.
  • the optical receiver 30a is a digital coherent receiver that performs optical heterodyne detection.
  • the optical receiver 30a includes a PBS 31, a local oscillation light source 32, a PBS 33, a coupler 34-1, 34-2, a balanced receiver 35a-1, 35a-2, an A / D converter 37-1, 37-2, and a digital signal. It includes a signal processing unit 38, LPF39, HPF40, LPF41 and HPF42.
  • the PBS 31, the local oscillation light source 32, the PBS 33, the couplers 34-1 and 34-2, and the balanced receivers 35a-1 and 35a-2 are examples of the heterodyne detection unit.
  • the optical receiver 30a includes balanced receivers 35a-1 and 35a-2 in place of the balanced receivers 35-1 and 35-2, and LPF39 and HPF40 in place of the filters 36-1 and 36-2. , LPF41 and HPF42 are provided, and the configuration is different from that of the optical receiver 30. Other configurations of the optical receiver 30a are the same as those of the optical receiver 30, and therefore, the balanced receivers 35a-1, 35a-2, LPF39, HPF40, LPF41 and HPF42 will be described below.
  • the balanced receiver 35a-1 converts the two interference lights output by the coupler 34-1 into an electric signal.
  • the balanced receiver 35a-1 outputs the difference between the converted electric signals to the LPF 39 and the HPF 40.
  • the balanced receiver 35a-2 converts the two interference lights output by the coupler 34-2 into an electric signal.
  • the balanced receiver 35a-2 outputs the difference between the converted electric signals to the LPF 41 and the HPF 42.
  • the LPF39 filters an electric signal representing the difference between the two interference lights output from the balanced receiver 35a-1. For example, LPF39 extracts only the upper wave band component (+) of the subcarrier multiplexing (SCM) signal.
  • SCM subcarrier multiplexing
  • the HPF 40 filters an electric signal representing the difference between the two interference lights output from the balanced receiver 35a-1. For example, the HPF 40 extracts only the lower wave band component ( ⁇ ) of the subcarrier multiplexing (SCM) signal.
  • ⁇ subcarrier multiplexing
  • the LPF 41 filters an electric signal representing the difference between the two interference lights output from the balanced receiver 35a-2. For example, the LPF 41 extracts only the upper wave band component (+) of the subcarrier multiplexing (SCM) signal.
  • SCM subcarrier multiplexing
  • the HPF 42 filters an electric signal representing the difference between the two interference lights output from the balanced receiver 35a-2. For example, the HPF 42 extracts only the lower wave band component ( ⁇ ) of the subcarrier multiplexing (SCM) signal.
  • ⁇ subcarrier multiplexing
  • the upper wave band component (+) extracted by the LPF 39 and the lower wave band component (-) extracted by the HPF 40 are analog-digitally converted into a digital signal. Generate.
  • the upper wave band component (+) extracted by the LPF 41 and the lower wave band component (-) extracted by the HPF 42 are analog-digitally converted into a digital signal. Generate.
  • FIG. 14 shows an example when the carrier wave is set at a frequency position of f 0 + B or higher
  • FIG. 15 shows an example of a case where the carrier wave is set at a frequency position of f 0 ⁇ B or lower.
  • the left figure is a diagram showing the frequency of the subcarrier multiplex signal received in the optical receiver 30a
  • the right figure is a diagram for explaining the specific processing of the optical receiver 30a. Is.
  • the right figure of FIG. 14 shows an example in which the carrier wave component converted into an intermediate frequency band signal by optical heterodyne detection is removed by LPF39 and HPF40.
  • the optical receiver 30a is the LPF 39 and the upper wave band component of the electric signal. Is extracted, and the lower frequency band component of the electric signal is extracted by HPF40.
  • the right figure of FIG. 15 shows an example in which the carrier wave component converted into an intermediate frequency band signal by optical heterodyne detection is removed by LPF41 and HPF42.
  • the optical receiver 30a is the LPF 41 in the lower wave band of the electric signal.
  • the component is extracted, and the upper frequency band component of the electric signal is extracted by HPF42.
  • the optical receiver 30a is used for each optical transmitter.
  • the subcarrier multiplex signal based on the modulated signal transmitted from 100 is optical heterodyne detected, and the carrier component converted into the intermediate frequency band by LPF and HPF in the electric stage is excluded.
  • the optical receiver 30a the subcarrier on which the transmission data is superimposed is extracted from the signal from which the carrier wave component is excluded and demodulated.
  • an optical heterodyne detector instead of an optical intradyne detector for the optical receiver 30a, the cost of the optical receiver can be reduced.
  • the optical transmitter 100 transmits an optical signal in the two-sided wave band (DSB)
  • the optical transmitter 100 is configured to transmit an optical signal in the one-sided wave band (SSB).
  • the optical receiver 30a operates in the same manner as in the third embodiment.
  • the optical receiver 30a extracts a one-sided wave band component of an optical signal transmitted by the optical transmitter 100 and removes a carrier wave component. Therefore, the optical receiver 30a includes either LPF39 or HPF40 and either LPF41 or HPF42. With such a configuration, it becomes possible to perform deterioration of signal performance due to interference noise when optical reception by coherent detection is performed even in SSB at low cost.
  • the present invention can be applied to an optical transmission technique for performing subcarrier multiplexing.
  • Optical splitter 10, 10a, 10b, 10-1 to 10-N ...
  • Optical transmitter 20 ... D / A converter, 30, 30a ... Optical Receiver, 11, 11-1 to 11-n ... Symbol mapper, 12 ... Oscillator, 13 ... Modulation circuit, 14 ... Laser, 15 ... Light intensity modulator, 16 ... Serial parallel converter, 17 ... Elmeat symmetry section, 18-1 to 18-2n ... Frequency shift unit, 19, 19b ... Adder, 20, 20-1 to 20-2 ... D / A converter, 21 ... Light intensity modulator, 22 ... Double electrode type light intensity modulation Instrument, 31 ... PBS, 32 ...

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computing Systems (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)

Abstract

複数の光送信器から送信された複数の光信号が多重化されたサブキャリア多重信号をヘテロダイン検波により中間周波数帯の電気信号に変換するヘテロダイン検波部と、中間周波数帯に変換された電気信号から搬送波成分を除いたサブキャリア成分を抽出するフィルタ部と、フィルタ部で抽出されたサブキャリア成分の信号をアナログデジタル変換するアナログデジタル変換部と、アナログデジタル変換部により変換されたデジタル信号を用いて、サブキャリア毎にデジタル信号処理を行うデジタル信号処理部と、を備える光受信器。

Description

光受信器、及び光受信方法
　本発明は、光受信器、及び光受信方法に関する。
　従来の光サブキャリア多重信号の伝送では、光送信器に光ＩＱ変調器を用いた搬送波抑圧型の光サブキャリア多重信号を利用している。この場合、光受信器では、光イントラダイン検波を用いることで光サブキャリア多重信号を復調する。これにより、光イントラダイン検波時において干渉雑音による信号性能劣化の影響を低減している。
　図１６は、従来の光送信器１００の機能構成を表すブロック図である。光送信器１００は、搬送波抑圧型の光サブキャリア多重信号を生成するための送信器である。光送信器１００は、シリアルパラレル変換部１０１、シンボルマッパ１０２－１～１０２－ｎ（ｎは２以上の整数）、周波数シフト部１０３－１～１０３－ｎ、加算器１０４、Ｄ／Ａ（Digital-to-Analog）変換器１０５－１～１０５－２、レーザ１０６、光ＩＱ変調器１０７を備える。
　シリアルパラレル変換部１０１は、外部から入力されたデータ信号を２Ｎ列に並列化する。例えば、シリアルパラレル変換部１０１は、データ信号をシンボルマッパ１０２－１～１０２－ｎの台数分並列化する。Ｎは１以上の整数である。
　シンボルマッパ１０２－１～１０２－ｎは、並列化されたデータ信号を変調方式に応じてマッピングする。マッピングされたデータ信号は、周波数シフト部１０３－１～１０３－ｎに入力される。
　周波数シフト部１０３－１～１０３－ｎは、入力されたデータ信号を、周波数軸上で重ならないように移動する。
　加算器１０４は、周波数シフト部１０３－１～１０３－ｎそれぞれから出力されたデータ信号を加算することによって周波数多重信号を生成する。
　Ｄ／Ａ変換器１０５－１～１０５－２は、周波数多重信号をデジタルアナログ変換する。例えば、Ｄ／Ａ変換器１０５－１は、周波数多重信号の実部（Ｉ成分）をデジタルアナログ変換する。例えば、Ｄ／Ａ変換器１０５－２は、周波数多重信号の虚部（Ｑ成分）をデジタルアナログ変換する。これにより、電気段でＩ成分とＱ成分に分かれたサブキャリア多重信号が生成される。
　レーザ１０６は、周波数ｆ０の光信号を光ＩＱ変調器１０７に出力する。
　光ＩＱ変調器１０７は、レーザ１０６の出力光を、Ｉ成分とＱ成分に分かれたサブキャリア多重信号で光変調することによって変調信号を生成する。光ＩＱ変調器１０７は、生成した変調信号を、光ファイバを介して光受信器に送信する。
　２Ｎ列の並列データは、例えば図１６に示すように、♯１，・・・，♯Ｎ－１，♯Ｎ，♯Ｎ＋１，♯Ｎ＋２，・・・，♯２Ｎで番号付けされる周波数位置にある光サブキャリアに重畳される。ただし、光送信器１００は、図１６（Ａ）のように、全ての光サブキャリアを利用する訳ではない。シリアルパラレル変換は利用する光サブキャリアに応じて行われる。例えば、図１６（Ｂ）では、♯Ｎ－１の光サブキャリアのみが利用されている例を示している。
　図１７は、従来の光受信器２００の機能構成を表すブロック図である。光受信器２００は、一般的な光イントラダイン検波によるデジタルコヒーレント受信器の構成を備える。光受信器２００は、ＰＢＳ（Polarization Beam Splitter）２０１、局部発振光源２０２、ＰＢＳ２０３、光９０度ハイブリッド検波器２０４－１～２０４－２、Ａ／Ｄ（Analog-to-Digital）変換器２０５－１～２０５－２、Ａ／Ｄ変換器２０６－１～２０６－２及びデジタル信号処理部２０７を備える。
　ＰＢＳ２０１は、偏波スプリッタである。ＰＢＳ２０１は、光送信器１００から送信された変調信号を入力する。ＰＢＳ２０１は、入力した変調信号を、水平偏波の光信号及び垂直偏波の光信号に分離する。ＰＢＳ２０１は、水平偏波の光信号を光９０度ハイブリッド検波器２０４－１に出力し、垂直偏波の光信号を光９０度ハイブリッド検波器２０４－２に出力する。
　局部発振光源２０２は、局発光を出力する。
　ＰＢＳ２０３は、偏波スプリッタである。ＰＢＳ２０３は、局部発振光源２０２から出力された局発光を入力する。ＰＢＳ２０３は、入力した局発光を、水平偏波の光信号及び垂直偏波の光信号に分離する。ＰＢＳ２０３は、水平偏波の光信号を光９０度ハイブリッド検波器２０４－１に出力し、垂直偏波の光信号を光９０度ハイブリッド検波器２０４－２に出力する。
　光９０度ハイブリッド検波器２０４－１は、水平偏波の光信号を入力して処理する。光９０度ハイブリッド検波器２０４－１は、スプリッタ２０８－１～２０８－２、π／２遅延器２０９、カプラ２１０－１～２１０－２及びバランスド受信器２１１－１～２１１－２を備える。
　スプリッタ２０８－１は、ＰＢＳ２０１から出力される水平偏波の光信号を入力する。スプリッタ２０８－１は、入力した水平偏波の光信号を分岐してカプラ２１０－１及び２１０－２に出力する。スプリッタ２０８－２は、ＰＢＳ２０３から出力される水平偏波の光信号を入力する。スプリッタ２０８－２は、入力した水平偏波の光信号を分岐してカプラ２１０－１と、π／２遅延器２０９に出力する。
　π／２遅延器２０９は、スプリッタ２０８－２が出力した水平偏波の光信号をπ／２分遅延させてカプラ２１０－２に出力する。
　カプラ２１０－１は、スプリッタ２０８－１が出力した水平偏波の光信号と、スプリッタ２０８－２が出力した水平偏波の光信号とを合波して干渉させることにより干渉光を生成する。カプラ２１０－１は、生成した干渉光を２つの干渉光に分岐してバランスド受信器２１１－１に出力する。
　カプラ２１０－２は、スプリッタ２０８－１が出力した水平偏波の光信号と、π／２遅延器２０９が出力したπ／２分遅延した水平偏波の光信号とを合波して干渉させることにより干渉光を生成する。カプラ２１０－２は、生成した干渉光を２つの干渉光に分岐してバランスド受信器２１１－２に出力する。
　バランスド受信器２１１－１は、カプラ２１０－１が出力した２つの干渉光を電気信号に変換する。バランスド受信器２１１－１は、変換した電気信号の差分を同相成分、すなわちＩ成分として検出してＡ／Ｄ変換器２０５－１に出力する。
　バランスド受信器２１１－２は、カプラ２１０－２が出力した２つの干渉光を電気信号に変換する。バランスド受信器２１１－２は、変換した電気信号の差分を直交成分、すなわちＱ成分として検出してＡ／Ｄ変換器２０５－２に出力する。
　Ａ／Ｄ変換器２０５－１は、Ｉ成分のアナログ電気信号をサンプリングしてデジタルのサンプリング信号としてデジタル信号処理部２０７に出力する。
　Ａ／Ｄ変換器２０５－２は、Ｑ成分のアナログ電気信号をサンプリングしてデジタルのサンプリング信号としてデジタル信号処理部２０７に出力する。
　光９０度ハイブリッド検波器２０４－２は、垂直偏波の光信号を入力して処理する。光９０度ハイブリッド検波器２０４－２は、スプリッタ２１２－１～２１２－２、π／２遅延器２１３、カプラ２１４－１～２１４－２及びバランスド受信器２１５－１～２１５－２を備える。
　スプリッタ２１２－１は、ＰＢＳ２０１から出力される垂直偏波の光信号を入力する。スプリッタ２１２－１は、入力した垂直偏波の光信号を分岐してカプラ２１４－１及び２１４－２に出力する。スプリッタ２１２－２は、ＰＢＳ２０３から出力される垂直偏波の光信号を入力する。スプリッタ２１２－２は、入力した垂直偏波の光信号を分岐してカプラ２１４－１と、π／２遅延器２１３に出力する。
　π／２遅延器２１３は、スプリッタ２１２－２が出力した垂直偏波の光信号をπ／２分遅延させてカプラ２１４－２に出力する。
　カプラ２１４－１は、スプリッタ２１２－１が出力した垂直偏波の光信号と、スプリッタ２１２－２が出力した垂直偏波の光信号とを合波して干渉させることにより干渉光を生成する。カプラ２１４－１は、生成した干渉光を２つの干渉光に分岐してバランスド受信器２１５－１に出力する。
　カプラ２１４－２は、スプリッタ２１２－１が出力した垂直偏波の光信号と、π／２遅延器２１３が出力したπ／２分遅延した垂直偏波の光信号とを合波して干渉させることにより干渉光を生成する。カプラ２１４－２は、生成した干渉光を２つの干渉光に分岐してバランスド受信器２１５－２に出力する。
　バランスド受信器２１５－１は、カプラ２１４－１が出力した２つの干渉光を電気信号に変換する。バランスド受信器２１５－１は、変換した電気信号の差分を同相成分、すなわちＩ成分として検出してＡ／Ｄ変換器２０６－１に出力する。
　バランスド受信器２１５－２は、カプラ２１４－２が出力した２つの干渉光を電気信号に変換する。バランスド受信器２１５－２は、変換した電気信号の差分を直交成分、すなわちＱ成分として検出してＡ／Ｄ変換器２０６－２に出力する。
　Ａ／Ｄ変換器２０６－１は、Ｉ成分のアナログ電気信号をサンプリングしてデジタルのサンプリング信号としてデジタル信号処理部２０７に出力する。
　Ａ／Ｄ変換器２０６－２は、Ｑ成分のアナログ電気信号をサンプリングしてデジタルのサンプリング信号としてデジタル信号処理部２０７に出力する。
　デジタル信号処理部２０７は、Ａ／Ｄ変換器２０５－１～２０５－４それぞれから出力されたデジタルのサンプリング信号を入力する。デジタル信号処理部２０７は、入力したサンプリング信号を復調する。
　光受信器２００が行う処理は、デジタルコヒーレント伝送で用いられる一般的なイントラダイン受信器と同様である。
　上記のように、従来では、光サブキャリア多重信号の伝送において、光ＩＱ変調器を用いて光サブキャリア変調を行うことによって、図１６に示されるように搬送波を抑圧し、光受信時の干渉雑音の影響を低減することができる（非特許文献１参照）。
Junwen Zhang, Zhensheng Jia, Haipeng Zhang, Mu Xu, Jingjie Zhu, and Luis Alberto Campos, "Rate-flexible Single-wavelength TDFM 100G Coherent PON based on Digital Subcarrier Multiplexing Technology", OFC2020, W1E.5, 2020.
　しかしながら、従来技術で用いる光イントラダイン検波器は構成が複雑であり、アクセス系で使用するには高価であるという問題があった。
　上記事情に鑑み、本発明は、コヒーレント検波による光受信を行った際の干渉雑音による信号性能の劣化を低コストで行うことができる技術の提供を目的としている。
　本発明の一態様は、複数の光送信器から送信された複数の光信号が多重化されたサブキャリア多重信号をヘテロダイン検波により中間周波数帯の電気信号に変換するヘテロダイン検波部と、中間周波数帯に変換された前記電気信号から搬送波成分を除いたサブキャリア成分を抽出するフィルタ部と、前記フィルタ部で抽出された前記サブキャリア成分の信号をアナログデジタル変換するアナログデジタル変換部と、前記アナログデジタル変換部により変換されたデジタル信号を用いて、サブキャリア毎にデジタル信号処理を行うデジタル信号処理部と、を備える光受信器である。
　本発明の一態様は、複数の光送信器から送信された複数の光信号が多重化されたサブキャリア多重信号をヘテロダイン検波により中間周波数帯の電気信号に変換し、中間周波数帯に変換された前記電気信号から搬送波成分を除いたサブキャリア成分を抽出し、抽出された前記サブキャリア成分の信号をアナログデジタル変換し、前記アナログデジタル変換により変換されたデジタル信号を用いて、サブキャリア毎にデジタル信号処理を行う光受信方法である。
　本発明により、コヒーレント検波による光受信を行った際の干渉雑音による信号性能の劣化を低コストで行うことが可能となる。
第１の実施形態における光伝送システムのシステム構成を表す図である。 第１の実施形態における光送信器の機能構成を表すブロック図である。 第１の実施形態における光受信器の機能構成を表すブロック図である。 第１の実施形態において搬送波をｆ０＋Ｂ以上の周波数位置に設定した場合の一例を示す図である。 第１の実施形態において搬送波をｆ０－Ｂ以下の周波数位置に設定した場合の一例を示す図である。 第１の実施形態における光伝送システムの処理の流れを示すシーケンス図である。 第２の実施形態における光送信器の機能構成を表すブロック図である。 第３の実施形態における光送信器の機能構成を表すブロック図である。 第３の実施形態において搬送波をｆ０＋Ｂ以上の周波数位置に設定した場合の一例を示す図である。 第３の実施形態において搬送波をｆ０－Ｂ以下の周波数位置に設定した場合の一例を示す図である。 第３の実施形態において搬送波をｆ０以下の周波数位置に設定した場合の一例を示す図である。 第３の実施形態において搬送波をｆ０以上の周波数位置に設定した場合の一例を示す図である。 第４の実施形態における光受信器の機能構成を表すブロック図である。 第４の実施形態において搬送波をｆ０＋Ｂ以上の周波数位置に設定した場合の一例を示す図である。 第４の実施形態において搬送波をｆ０－Ｂ以下の周波数位置に設定した場合の一例を示す図である。 従来の光送信器の機能構成を表すブロック図である。 従来の光受信器の機能構成を表すブロック図である。
　以下、本発明の一実施形態を、図面を参照しながら説明する。
　まず本発明の概略について説明する。
　本発明では、光送信器を備える複数の加入者線終端装置（以下「ＯＮＵ」（Optical Network Unit）という）と、光受信器を備える１台の加入者線端局装置（以下「ＯＬＴ」（Optical Line Terminal)という）とを備える光伝送システムにおいて、光送信器に光強度変調器を用いて、光受信器にヘテロダイン検波器を用いる。ＯＮＵのそれぞれは、サブキャリアを光強度変調器により変調した変調信号をＯＬＴに送信する。ＯＮＵのそれぞれから送信された変調信号は、光スプリッタにおいて多重化されてＯＬＴに入力される。ＯＬＴでは、サブキャリア多重信号を光ヘテロダイン検波する。次に、光受信器は、電気段でバンドパスフィルタにより中間周波帯に変換された搬送波成分を除去する。そして、光受信器は、送信データが重畳されたサブキャリアを抜き出す。
　以下、具体的な構成について説明する。
（第１の実施形態）
　図１は、第１の実施形態における光伝送システム１のシステム構成を表す図である。以下の説明では、光伝送システム１を、ＰＯＮ（Passive Optical Network）システムに適用した場合を例に説明する。光伝送システム１は、Ｎ台のＯＮＵ２－１～２－Ｎと、１台のＯＬＴ３とを備える。ＯＮＵ２－１～２－ＮとＯＬＴ３とは、光スプリッタ４を介して光ファイバで接続されている。
　光スプリッタ４は、ＯＮＵ２－１～２－Ｎそれぞれから出力された光信号を多重してＯＬＴ３に出力する。光スプリッタ４は、ＯＬＴ３から出力された光信号を分波してＯＮＵ２－１～２－Ｎに出力する。
　以下の説明では、ＯＮＵ２－１～２－ＮからＯＬＴ３への上り信号伝送に焦点を当てて説明する。以下の説明においてＯＮＵ２－１～２－Ｎを特に区別しない場合には、ＯＮＵ２と記載する。
　ＯＮＵ２は、例えば通信サービスの提供を受ける加入者の宅内に設置される。ＯＮＵ２は、光送信器１０を備える。光送信器１０は、光信号を送信する。
　ＯＬＴ３は、例えば収容局に設置される。ＯＬＴ３は、光受信器３０を備える。光受信器３０は、光スプリッタ４によって多重されたサブキャリア多重信号を受信する。
　各ＯＮＵ２－１～２－Ｎの光送信器１０－１～２－Ｎは、同一周波数（ｆ０）のレーザ出力を、送信データが重畳された電気段のサブキャリアで光変調することによって変調信号を生成する。各ＯＮＵ２で生成された変調信号は、光スプリッタ４で合流し、光サブキャリア多重されてＯＬＴ３に伝送される。
　図１では、ＯＮＵ２－１～２－Ｎがそれぞれ、ｆ０±Δｆ，ｆ０±２Δｆ，・・・，ｆ０±ＮΔｆの位置の光サブキャリアを生成する場合を示している。例えば、ＯＮＵ２－１がｆ０±Δｆの位置の光サブキャリアを生成し、ＯＮＵ２－２がｆ０±２Δｆの位置の光サブキャリアを生成し、ＯＮＵ２－Ｎがｆ０±ＮΔｆの位置の光サブキャリアを生成する。すなわち、１台のＯＮＵ２が１つの光サブキャリアを生成する場合を示しているが、１台のＯＮＵ２が複数の光サブキャリアを生成してもよい。
　ＯＮＵ２－１～２－Ｎのそれぞれが図１に示す光サブキャリアの変調信号を送信する場合、ＯＬＴ３で受信されるサブキャリア多重信号は搬送波が同一周波数（ｆ０）で重畳される。
　図２は、第１の実施形態における光送信器１０の機能構成を表すブロック図である。光送信器１０は、シンボルマッパ１１、発振器１２、変調回路１３、レーザ１４及び光強度変調器１５を備える。図２では、アナログ方式による光送信器の構成を示している。
　シンボルマッパ１１は、外部から入力されたデータ信号を変調方式に応じてマッピングする。
　発振器１２は、周波数ｋΔｆ（ｋ＝１，２,・・,Ｎ）の正弦波(サブキャリア)を出力する。
　変調回路１３は、発振器１２から出力されたサブキャリアを、シンボルマッパ１１によりマッピングされたデータで変調する。
　レーザ１４は、周波数ｆ０の光信号を光強度変調器１５に出力する。
　光強度変調器１５は、レーザ１４の出力光を、変調回路１３によって変調されたサブキャリアで光変調する。具体的には、光強度変調器１５は、レーザ１４の出力光の強度を、変調回路１３によって変調されたサブキャリアで光変調することによって変調信号を生成する。
　図３は、第１の実施形態における光受信器３０の機能構成を表すブロック図である。光受信器３０は、光ヘテロダイン検波を行うデジタルコヒーレント受信器である。光受信器３０は、ＰＢＳ３１、局部発振光源３２、ＰＢＳ３３、カプラ３４－１，３４－２、バランスド受信器３５－１，３５－２、フィルタ３６－１，３６－２、Ａ／Ｄ変換器３７－１，３７－２及びデジタル信号処理部３８を備える。ＰＢＳ３１、局部発振光源３２、ＰＢＳ３３、カプラ３４－１，３４－２、バランスド受信器３５－１，３５－２は、ヘテロダイン検波部の一例である。
　ＰＢＳ３１は、偏波スプリッタである。ＰＢＳ３１は、光スプリッタ４によって多重化されたサブキャリア多重信号を入力する。ＰＢＳ３１は、入力したサブキャリア多重信号を、水平偏波のサブキャリア多重信号及び垂直偏波のサブキャリア多重信号に分離する。ＰＢＳ３１は、水平偏波のサブキャリア多重信号をカプラ３４－１に出力し、垂直偏波のサブキャリア多重信号をカプラ３４－２に出力する。
　局部発振光源３２は、光ヘテロダイン検波に用いる局発光を出力する。
　ＰＢＳ３３は、偏波スプリッタである。ＰＢＳ３３は、局部発振光源３２から出力された局発光を入力する。ＰＢＳ３３は、入力した局発光を、水平偏波の光信号及び垂直偏波の光信号に分離する。ＰＢＳ３３は、水平偏波の光信号をカプラ３４－１に出力し、垂直偏波の光信号をカプラ３４－２に出力する。
　カプラ３４－１は、ＰＢＳ３１が出力した水平偏波のサブキャリア多重信号と、ＰＢＳ３３が出力した水平偏波の光信号とを合波して干渉させることにより干渉光を生成する。カプラ３４－１は、生成した干渉光を２つの干渉光に分岐してバランスド受信器３５－１に出力する。
　カプラ３４－２は、ＰＢＳ３１が出力した垂直偏波のサブキャリア多重信号と、ＰＢＳ３３が出力した垂直偏波の光信号とを合波して干渉させることにより干渉光を生成する。カプラ３４－２は、生成した干渉光を２つの干渉光に分岐してバランスド受信器３５－２に出力する。
　バランスド受信器３５－１は、カプラ３４－１が出力した２つの干渉光を電気信号に変換する。バランスド受信器３５－１は、変換した電気信号の差分をフィルタ３６－１に出力する。
　バランスド受信器３５－２は、カプラ３４－２が出力した２つの干渉光を電気信号に変換する。バランスド受信器３５－２は、変換した電気信号の差分をフィルタ３６－２に出力する。
　フィルタ３６－１は、バランスド受信器３５－１から出力された２つの干渉光の差分を表す電気信号をフィルタリングする。フィルタ３６－１は、ＬＰＦ（Low-Pass Filter）又はＨＰＦ（High-Pass Filter）である。ＬＰＦやＨＰＦは、図示の通りアナログ回路を用いてもよいが、デンタル信号処理で行ってもよい。
　例えば、フィルタ３６－１は、ＬＰＦでサブキャリア多重（ＳＣＭ）信号の上測波帯成分（＋）、もしくは、ＨＰＦで下測波帯成分（－）のみを抜き出す。上測波帯成分を抜き出した方がより低周波のＡ／Ｄ変換器を利用して受信できるためより経済的である。
　フィルタ３６－２は、バランスド受信器３５－２から出力された２つの干渉光の差分を表す電気信号をフィルタリングする。フィルタ３６－２は、ＬＰＦ又はＨＰＦである。
　Ａ／Ｄ変換器３７－１は、フィルタ３６－１によって抜き出された上測波帯成分（＋）、もしくは、下測波帯成分（－）をアナログデジタル変換してデジタル信号を生成する。
　Ａ／Ｄ変換器３７－２は、フィルタ３６－２によって抜き出された上測波帯成分（＋）、もしくは、下測波帯成分（－）をアナログデジタル変換してデジタル信号を生成する。
　デジタル信号処理部３８は、Ａ／Ｄ変換器３７－１～３７－２それぞれから出力されたデジタル信号を入力する。デジタル信号処理部３８は、入力したデジタル信号をサブキャリア毎にデジタル信号処理を行うことによって復調する。
　図２に示す光送信器１０で生成されるサブキャリアの変調信号は、搬送波周波数ｆ０に対して、±Ｂの範囲で生成される。図４は搬送波をｆ０＋Ｂ以上の周波数位置に設定した場合の一例を示し、図５は搬送波をｆ０－Ｂ以下の周波数位置に設定した場合の一例を示している。図４及び図５において、左図は光受信器３０において受信されたサブキャリア多重信号の周波数は位置を示す図であり、右図は光受信器３０の具体的な処理を説明するための図である。
　図４の右図では、光ヘテロダイン検波により中間周波数帯の信号に変換されたサブキャリア多重信号の下測波帯成分（－）と、搬送波成分とをＬＰＦで除去した例を示している。
　図５の右図では、光ヘテロダイン検波により中間周波数帯の信号に変換されたサブキャリア多重信号の上測波帯成分（＋）と、搬送波成分とをＬＰＦで除去した例を示している。
　図６は、第１の実施形態における光伝送システム１の処理の流れを示すシーケンス図である。図６の処理では、光伝送システム１が、光送信器１０を２台（光送信器１０－１及び１０－２）備えている場合を例に説明する。なお、各光送信器１０の機能部を区別するために、各光送信器１０の機能部については枝番を付して説明する。
　光送信器１０－１のシンボルマッパ１１－１は、外部から入力されたデータ信号を変調方式に応じてマッピングする（ステップＳ１０１）。シンボルマッパ１１－１は、マッピングしたデータを変調回路１３－１に出力する。変調回路１３－１は、発振器１２－１から出力された周波数Δｆのサブキャリアと、シンボルマッパ１１－１から出力されたマッピングしたデータと入力する。変調回路１３－１は、入力したサブキャリアを、マッピングしたデータで変調する（ステップＳ１０２）。変調回路１３－１は、変調後のサブキャリアを光強度変調器１５－１に出力する。
　光強度変調器１５－１は、レーザ１４－１から出力された周波数ｆ０の光信号と、変調回路１３－１から出力された変調後のサブキャリアとを入力する。光強度変調器１５－１は、入力したレーザ１４－１の出力光の強度を、変調回路１３－１から出力された変調後のサブキャリアで光変調する。これにより、光強度変調器１５－１は、変調信号を生成する（ステップＳ１０３）。
　光送信器１０－２のシンボルマッパ１１－２は、外部から入力されたデータ信号を変調方式に応じてマッピングする（ステップＳ１０４）。シンボルマッパ１１－２は、マッピングしたデータを変調回路１３－２に出力する。変調回路１３－２は、発振器１２－２から出力された周波数２Δｆのサブキャリアと、シンボルマッパ１１－２から出力されたマッピングしたデータと入力する。変調回路１３－２は、入力したサブキャリアを、マッピングしたデータで変調する（ステップＳ１０５）。変調回路１３－２は、変調後のサブキャリアを光強度変調器１５－２に出力する。
　光強度変調器１５－２は、レーザ１４－２から出力された周波数ｆ０の光信号と、変調回路１３－２から出力された変調後のサブキャリアとを入力する。光強度変調器１５－２は、入力したレーザ１４－２の出力光の強度を、変調回路１３－２から出力された変調後のサブキャリアで光変調する。これにより、光強度変調器１５－２は、変調信号を生成する（ステップＳ１０６）。
　光送信器１０－１は、光強度変調器１５－１によって生成された変調信号を送信する（ステップＳ１０７）。光送信器１０－２は、光強度変調器１５－２によって生成された変調信号を送信する（ステップＳ１０８）。
　光スプリッタ４は、光送信器１０－１及び１０－２それぞれから出力された変調信号を受信する。光スプリッタ４は、受信した各変調信号を多重化してサブキャリア多重信号を生成する（ステップＳ１０９）。光スプリッタ４は、生成したサブキャリア多重信号を光受信器３０に送信する（ステップＳ１１０）。
　光受信器３０は、光スプリッタ４から出力されたサブキャリア多重信号を受信する。光受信器３０は、受信したサブキャリア多重信号を光ヘテロダイン検波することにより水平偏波の電気信号と、垂直偏波の電気信号を取得する（ステップＳ１１１）。フィルタ３６－１は、水平偏波の電気信号をフィルタリングする。フィルタ３６－２は、垂直偏波の電気信号をフィルタリングする（ステップＳ１１２）。
　Ａ／Ｄ変換器３７－１は、フィルタ３６－１によって抜き出された上測波帯成分（＋）、もしくは、下測波帯成分（－）をアナログデジタル変換してデジタル信号を生成する。Ａ／Ｄ変換器３７－２は、フィルタ３６－２によって抜き出された上測波帯成分（＋）、もしくは、下測波帯成分（－）をアナログデジタル変換してデジタル信号を生成する（ステップＳ１１３）。
　デジタル信号処理部３８は、Ａ／Ｄ変換器３７－１～３７－２それぞれから出力されたデジタル信号を入力する。デジタル信号処理部３８は、入力したデジタル信号をサブキャリア毎にデジタル信号処理を行うことによって復調する（ステップＳ１１４）。
　以上のように構成された第１の実施形態における光伝送システム１によれば、光受信器３０が、各光送信器１０から送信された変調信号に基づくサブキャリア多重信号を光ヘテロダイン検波し、電気段でフィルタにより中間周波数帯に変換された搬送波成分を除外している。そして、光受信器３０では、搬送波成分が除外された信号から送信データが重畳されたサブキャリアを抜き出して復調する。これにより、光コヒーレント検波により光コヒーレント検波により光受信を行った際の干渉雑音による信号性能劣化を大幅に低減することができる。また、光受信器３０に光イントラダイン検波器ではなく光ヘテロダイン検波器を用いることにより、光受信器の低コスト化を図ることができる。そのため、コヒーレント検波による光受信を行った際の干渉雑音による信号性能の劣化を低コストで行うことが可能になる。
（第２の実施形態）
　第１の実施形態では、アナログ方式による光送信器を用いた場合について説明した。第２の実施形態では、デジタル方式による光送信器の構成を用いた場合について説明する。第２の実施形態における光受信器の構成は第１の実施形態と同様であるため説明を省略する。
　図７は、第２の実施形態における光送信器１０ａの機能構成を表すブロック図である。光送信器１０ａは、シンボルマッパ１１－１～１１－ｎ、レーザ１４、シリアルパラレル変換部１６、エルミート対称化部１７、周波数シフト部１８－１～１８－２ｎ、加算器１９、Ｄ／Ａ変換器２０及び光強度変調器２１を備える。周波数シフト部１８－１～１８－２ｎの台数は、シンボルマッパ１１の２倍の台数である。
　シリアルパラレル変換部１６は、外部から入力されたデータ信号を２Ｎ列に並列化する。例えば、シリアルパラレル変換部１６は、データ信号をシンボルマッパ１１－１～１１－ｎの台数分並列化する。
　シンボルマッパ１１－１～１１－ｎは、並列化されたデータ信号を変調方式に応じてマッピングする。マッピングされたデータ信号は、エルミート対称化部１７に入力される。
　エルミート対称化部１７は、入力されたマッピングされたデータ信号を、ゼロ周波数を中心として複素共役になるようにサブキャリアにデータを配置する。これにより、エルミート対称化部１７は、並列化されたデータ信号の実数成分と虚数成分とを生成することができる。
　周波数シフト部１８－１～１８－２ｎは、エルミート対称化部１７から出力された並列データを、周波数軸上で重ならないように移動する。周波数シフト部１８－１～１８－ｎは、上測波帯成分の並列データを、周波数軸上で重ならないように移動する。周波数シフト部１８－ｎ＋１～２ｎは、下測波帯成分の並列データを、周波数軸上で重ならないように移動する。
　加算器１９は、周波数シフト部１８－１～１８－２ｎそれぞれから出力されたデータ信号を加算することによって周波数サブキャリア多重信号を生成する。
　Ｄ／Ａ変換器２０は、周波数サブキャリア多重信号をデジタルアナログ変換する。これにより、Ｄ／Ａ変換器２０は、電気段でＩサブキャリア多重信号を生成する。
　光強度変調器２１は、レーザ１４の出力光を、Ｉサブキャリア多重信号で光変調することによって変調信号を生成する。各ＯＮＵ２で生成された変調信号は、光スプリッタ４で合流し、光サブキャリア多重されてＯＬＴ３に伝送される。
　以上のように構成された第２の実施形態における光伝送システム１によれば、第１の実施形態における光送信器１０に代えて光送信器１０ａを用いることで第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。
　このように本発明における光伝送システム１では、デジタル方式による光送信器であっても適用可能である。
（第３の実施形態）
　第１の実施形態及び第２の実施形態では、ＤＳＢ（Double Side Band）の光送信器を用いた場合について説明した。第３の実施形態では、ＳＳＢ（Single Side Band）の光送信器を用いた場合について説明する。第３の実施形態における光受信器の構成は、第１の実施形態及び第２の実施形態と同様であるため説明を省略する。
　図８は、第３の実施形態における光送信器１０ｂの機能構成を表すブロック図である。光送信器１０ｂは、シンボルマッパ１１－１～１１－ｎ、レーザ１４、シリアルパラレル変換部１６、周波数シフト部１８－１～１８－２ｎ、加算器１９ｂ、Ｄ／Ａ変換器２０－１～２０－２及び両電極型光強度変調器２２を備える。以下、第２の実施形態における光送信器１０ａとの相違点についてのみ説明する。
　周波数シフト部１８－１～１８－ｎは、シンボルマッパ１１－１～１１－ｎによってマッピングされたデータ信号を、周波数軸上で重ならないように移動する。また、周波数シフト部１８－ｎ＋１～１８－２ｎにはゼロの値が入力される。この場合、周波数シフト部１８－ｎ＋１～１８－２ｎからの出力はゼロとなる。
　加算器１９ｂは、周波数シフト部１８－１～１８－２ｎそれぞれから出力されたデータ信号を加算することによって周波数多重信号を生成する。図８の例では、加算器１９ｂは、周波数シフト部１８－１～１８－ｎそれぞれから出力されたデータ信号を加算することによって周波数多重信号を生成する。
　Ｄ／Ａ変換器２０－１～２０－２は、周波数多重信号をデジタルアナログ変換する。例えば、Ｄ／Ａ変換器２０－１は、周波数多重信号の実部（Ｉ成分）をデジタルアナログ変換する。例えば、Ｄ／Ａ変換器２０－２は、周波数多重信号の虚部（Ｑ成分）をデジタルアナログ変換する。これにより、電気段でＩ成分とＱ成分に分かれたサブキャリア多重信号が生成される。
　両電極型光強度変調器２２は、レーザ１４の出力光の強度を、Ｉ成分とＱ成分に分かれたサブキャリア多重信号で光変調することによって変調信号を生成する。両電極型光強度変調器２２には、Ｉ成分又はＱ成分のいずれか一方の成分のサブキャリア多重信号が入力される。そのため、両電極型光強度変調器２２は、上測波帯（＋）、もしくは下測波帯（－）のいずれかの成分の変調信号を生成する。両電極型光強度変調器２２は、生成した変調信号を、光ファイバを介して光受信器に送信する。
　図８に示す光送信器１０ｂで生成されるサブキャリアの変調信号は、搬送波周波数ｆ０に対して、±Ｂの範囲で生成される。図９は搬送波をｆ０＋Ｂ以上の周波数位置に設定した場合の一例を示し、図１０は搬送波をｆ０－Ｂ以下の周波数位置に設定した場合の一例を示している。図１１は搬送波をｆ０以下の周波数位置に設定した場合の一例を示し、図１０は搬送波をｆ０以上の周波数位置に設定した場合の一例を示している。
　図９～図１２において、左図は光受信器３０において受信されたサブキャリア多重信号の周波数は位置を示す図であり、右図は光受信器３０の具体的な処理を説明するための図である。
　図９の右図では、光ヘテロダイン検波により中間周波数帯の信号に変換されたサブキャリア多重信号の上測波帯成分（＋）をＬＰＦで抜き出し、ＬＰＦで搬送波成分を除去した例を示している。
　図１０の右図では、光ヘテロダイン検波により中間周波数帯の信号に変換されたサブキャリア多重信号の下測波帯成分（－）をＬＰＦで抜き出し、ＬＰＦで搬送波成分を除去した例を示している。
　図１１の右図では、光ヘテロダイン検波により中間周波数帯の信号に変換されたサブキャリア多重信号の上測波帯成分（＋）をＨＰＦで抜き出し、ＨＰＦで搬送波成分を除去した例を示している。
　図１２の右図では、光ヘテロダイン検波により中間周波数帯の信号に変換されたサブキャリア多重信号の下測波帯成分（－）をＨＰＦで抜き出し、ＨＰＦで搬送波成分を除去した例を示している。
　図１１及び図１２では、搬送波の周波数をｆ０以下もしくはｆ０以上としたが、ｆ０近辺に設定することもできる。
以上のように構成された第３の実施形態における光伝送システム１によれば、光イントラダイン検波と同様の周波数配置であるにも関わらず、安価な光ヘテロダイン検波器を用いて受信することができる。そのため、ＳＳＢにおいてもコヒーレント検波による光受信を行った際の干渉雑音による信号性能の劣化を低コストで行うことが可能になる。
（変形例）
　図８では、光送信器１０ｂが上測波帯（＋）の成分のみを含む変調信号を生成する例を示しているが、光送信器１０ｂは下測波帯（－）の成分のみを含む変調信号を生成するように構成されてもよい。このように構成される場合、周波数シフト部１８－１～１８－ｎにはゼロの値が入力され、周波数シフト部１８－ｎ＋１～１８－２ｎにはシンボルマッパ１１－１～１１－ｎによってマッピングされたデータ信号が入力される。周波数シフト部１８－ｎ＋１～１８－２ｎは、シンボルマッパ１１－１～１１－ｎによってマッピングされたデータ信号を、周波数軸上で重ならないように移動する。
（第４の実施形態）
　第４の実施形態では、従来の光送信器を用いた場合の構成について説明する。第４の実施形態における光送信器の構成は、図１６に示す光送信器１００と同様であるため説明を省略する。第４の実施形態における光伝送システム１では、光送信器１００を備えるＮ台のＯＮＵ２－１～２－Ｎと、光受信器３０ａを備える１台のＯＬＴ３とで構成される。ＯＮＵ２－１～２－ＮとＯＬＴ３とは、光スプリッタ４を介して光ファイバで接続されている。
　第４の実施形態における光受信器３０ａは、光送信器１００が備える光ＩＱ変調器１０７によって生成された変調信号が光スプリッタ４によって多重化された多重信号を受信する点で第１の実施形態～第３の実施形態と異なる。以下、光受信器３０ａの構成について説明する。
　図１３は、第４の実施形態における光受信器３０ａの機能構成を表すブロック図である。光受信器３０ａは、光ヘテロダイン検波を行うデジタルコヒーレント受信器である。光受信器３０ａは、ＰＢＳ３１、局部発振光源３２、ＰＢＳ３３、カプラ３４－１，３４－２、バランスド受信器３５ａ－１，３５ａ－２、Ａ／Ｄ変換器３７－１，３７－２、デジタル信号処理部３８、ＬＰＦ３９、ＨＰＦ４０、ＬＰＦ４１及びＨＰＦ４２を備える。ＰＢＳ３１、局部発振光源３２、ＰＢＳ３３、カプラ３４－１，３４－２、バランスド受信器３５ａ－１，３５ａ－２は、ヘテロダイン検波部の一例である。
　光受信器３０ａは、バランスド受信器３５－１，３５－２に代えてバランスド受信器３５ａ－１，３５ａ－２を備える点と、フィルタ３６－１，３６－２に代えてＬＰＦ３９、ＨＰＦ４０、ＬＰＦ４１及びＨＰＦ４２を備える点で光受信器３０と構成が異なる。光受信器３０ａのその他の構成については、光受信器３０と同様である、そのため、以下、バランスド受信器３５ａ－１，３５ａ－２、ＬＰＦ３９、ＨＰＦ４０、ＬＰＦ４１及びＨＰＦ４２について説明する。
　バランスド受信器３５ａ－１は、カプラ３４－１が出力した２つの干渉光を電気信号に変換する。バランスド受信器３５ａ－１は、変換した電気信号の差分を、ＬＰＦ３９及びＨＰＦ４０に出力する。
　バランスド受信器３５ａ－２は、カプラ３４－２が出力した２つの干渉光を電気信号に変換する。バランスド受信器３５ａ－２は、変換した電気信号の差分を、ＬＰＦ４１及びＨＰＦ４２に出力する。
　ＬＰＦ３９は、バランスド受信器３５ａ－１から出力された２つの干渉光の差分を表す電気信号をフィルタリングする。例えば、ＬＰＦ３９は、サブキャリア多重（ＳＣＭ）信号の上測波帯成分（＋）のみを抜き出す。
　ＨＰＦ４０は、バランスド受信器３５ａ－１から出力された２つの干渉光の差分を表す電気信号をフィルタリングする。例えば、ＨＰＦ４０は、サブキャリア多重（ＳＣＭ）信号の下測波帯成分（－）のみを抜き出す。
　ＬＰＦ４１は、バランスド受信器３５ａ－２から出力された２つの干渉光の差分を表す電気信号をフィルタリングする。例えば、ＬＰＦ４１は、サブキャリア多重（ＳＣＭ）信号の上測波帯成分（＋）のみを抜き出す。
　ＨＰＦ４２は、バランスド受信器３５ａ－２から出力された２つの干渉光の差分を表す電気信号をフィルタリングする。例えば、ＨＰＦ４２は、サブキャリア多重（ＳＣＭ）信号の下測波帯成分（－）のみを抜き出す。
　Ａ／Ｄ変換器３７－１では、ＬＰＦ３９によって抜き出された上測波帯成分（＋）と、ＨＰＦ４０によって抜き出された下測波帯成分（－）とをアナログデジタル変換してデジタル信号を生成する。
　Ａ／Ｄ変換器３７－２では、ＬＰＦ４１によって抜き出された上測波帯成分（＋）と、ＨＰＦ４２によって抜き出された下測波帯成分（－）とをアナログデジタル変換してデジタル信号を生成する。
　図１４は搬送波をｆ０＋Ｂ以上の周波数位置に設定した場合の一例を示し、図１５は搬送波をｆ０－Ｂ以下の周波数位置に設定した場合の一例を示している。図１４及び図１５において、左図は光受信器３０ａにおいて受信されたサブキャリア多重信号の周波数は位置を示す図であり、右図は光受信器３０ａの具体的な処理を説明するための図である。
　図１４の右図では、光ヘテロダイン検波により中間周波数帯の信号に変換された搬送波成分をＬＰＦ３９とＨＰＦ４０とで除去した例を示している。このように、搬送波をｆ０＋Ｂ以上の周波数位置に設定した場合、すなわち搬送波の周波数位置が基準となる周波数以上の位置である場合、光受信器３０ａはＬＰＦ３９で電気信号の上測波帯成分を抽出し、ＨＰＦ４０で電気信号の下測波帯成分を抽出する。
　図１５の右図では、光ヘテロダイン検波により中間周波数帯の信号に変換された搬送波成分をＬＰＦ４１とＨＰＦ４２とで除去した例を示している。このように、搬送波をｆ０－Ｂ以下の周波数位置に設定した場合、すなわち搬送波の周波数位置が基準となる周波数未満の位置である場合、光受信器３０ａはＬＰＦ４１で電気信号の下測波帯成分を抽出し、ＨＰＦ４２で電気信号の上測波帯成分を抽出する。
　以上のように構成された第４の実施形態における光伝送システム１によれば、搬送波抑圧型の従来の光送信器１００を用いた場合であっても、光受信器３０ａが、各光送信器１００から送信された変調信号に基づくサブキャリア多重信号を光ヘテロダイン検波し、電気段でＬＰＦとＨＰＦにより中間周波数帯に変換された搬送波成分を除外している。そして、光受信器３０ａでは、搬送波成分が除外された信号から送信データが重畳されたサブキャリアを抜き出して復調する。また、光受信器３０ａに光イントラダイン検波器ではなく光ヘテロダイン検波器を用いることにより、光受信器の低コスト化を図ることができる。これにより、光コヒーレント検波により光コヒーレント検波により光受信を行った際の干渉雑音による信号性能劣化を大幅に低減することができる。そのため、コヒーレント検波による光受信を行った際の干渉雑音による信号性能の劣化を低コストで行うことが可能になる。
（変形例）
　図１３に示す例では、光送信器１００が両側波帯（ＤＳＢ）の光信号を送信する場合について説明したが、光送信器１００が片側波帯（ＳＳＢ）の光信号を送信するように構成されてもよい。このように構成される場合、光受信器３０ａは、第３の実施形態と同様の動作を行う。例えば、光受信器３０ａは、光送信器１００が送信する光信号の片側波帯成分を抜き出し、搬送波成分を除去する。そのため、光受信器３０ａは、ＬＰＦ３９又はＨＰＦ４０のいずれか一方と、ＬＰＦ４１又はＨＰＦ４２のいずれか一方とを備える。
　このように構成されることによって、ＳＳＢにおいてもコヒーレント検波による光受信を行った際の干渉雑音による信号性能の劣化を低コストで行うことが可能になる。
　以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
　本発明は、サブキャリア多重を行う光伝送技術に適用できる。
　２－１～２－Ｎ…ＯＮＵ，　３…ＯＬＴ，　４…光スプリッタ，１０、１０ａ、１０ｂ、１０－１～１０－Ｎ…光送信器，　２０…Ｄ／Ａ変換器，　３０、３０ａ…光受信器，　１１、１１－１～１１－ｎ…シンボルマッパ，　１２…発振器，　１３…変調回路，　１４…レーザ，　１５…光強度変調器，　１６…シリアルパラレル変換部，　１７…エルミート対称化部，　１８－１～１８－２ｎ…周波数シフト部，　１９、１９ｂ…加算器，　２０、２０－１～２０－２…Ｄ／Ａ変換器，　２１…光強度変調器，　２２…両電極型光強度変調器，　３１…ＰＢＳ，　３２…局部発振光源，　３３…ＰＢＳ，　３４－１、３４－２…カプラ，　３５－１、３５－２、３５ａ－１、３５ａ－２…バランスド受信器，　３６－１、３６－２…フィルタ，　３７－１、３７－２…Ａ／Ｄ変換器，　３８…デジタル信号処理部，　３９…ＬＰＦ，　４０…ＨＰＦ，　４１…ＬＰＦ，　４２…ＨＰＦ

Claims (8)

  1. 　複数の光送信器から送信された複数の光信号が多重化されたサブキャリア多重信号をヘテロダイン検波により中間周波数帯の電気信号に変換するヘテロダイン検波部と、
    　中間周波数帯に変換された前記電気信号から搬送波成分を除いたサブキャリア成分を抽出するフィルタ部と、
    　前記フィルタ部で抽出された前記サブキャリア成分の信号をアナログデジタル変換するアナログデジタル変換部と、
    　前記アナログデジタル変換部により変換されたデジタル信号を用いて、サブキャリア毎にデジタル信号処理を行うデジタル信号処理部と、
    　を備える光受信器。
  2. 　前記フィルタ部は、前記複数の光送信器が用いた搬送波の周波数位置に応じて、抽出する前記サブキャリア成分の範囲が定められる、
    　請求項１に記載の光受信器。
  3. 　前記複数の光送信器が、強度変調を行う強度変調器を備える光送信器であって、
    　前記複数の光送信器が用いた搬送波の周波数位置が基準となる周波数以上の位置である場合、
    　前記フィルタ部としてローパスフィルタが用いられ、前記電気信号の上測波帯成分を抽出、又は、前記フィルタ部としてハイパスフィルタが用いられ、前記電気信号の下測波帯成分を抽出する、
    　請求項1又は２に記載の光受信器。
  4. 　前記複数の光送信器が、強度変調を行う強度変調器を備える光送信器であって、
    　前記複数の光送信器が用いた搬送波の周波数位置が基準となる周波数未満の位置である場合、
    　前記フィルタ部としてローパスフィルタが用いられ、前記電気信号の下測波帯成分を抽出、又は、前記フィルタ部としてハイパスフィルタが用いられ、前記電気信号の上測波帯成分を抽出する、
    　請求項1から３のいずれか一項に記載の光受信器。
  5. 　前記複数の光送信器が、ＩＱ変調器を備える光送信器であって、
    　前記フィルタ部として少なくともローパスフィルタ又はハイパスフィルタを備えて、前記電気信号の少なくとも片側波帯成分を抽出する、
    　請求項1又は２に記載の光受信器。
  6. 　前記フィルタ部として、前記ローパスフィルタ及び前記ハイパスフィルタの両方を備え、前記複数の光送信器が用いた搬送波の周波数位置が基準となる周波数以上の位置である場合、
    　前記ローパスフィルタは、前記電気信号の上測波帯成分を抽出し、
    　前記ハイパスフィルタは、前記電気信号の下測波帯成分を抽出する、
    　請求項５に記載の光受信器。
  7. 　前記フィルタ部として、前記ローパスフィルタ及び前記ハイパスフィルタの両方を備え、前記複数の光送信器が用いた搬送波の周波数位置が基準となる周波数未満の位置である場合、
    　前記ローパスフィルタは、前記電気信号の下測波帯成分を抽出し、
    　前記ハイパスフィルタは、前記電気信号の上測波帯成分を抽出する、
    　請求項５に記載の光受信器。
  8. 　複数の光送信器から送信された複数の光信号が多重化されたサブキャリア多重信号をヘテロダイン検波により中間周波数帯の電気信号に変換し、
    　中間周波数帯に変換された前記電気信号から搬送波成分を除いたサブキャリア成分を抽出し、
    　抽出された前記サブキャリア成分の信号をアナログデジタル変換し、
    　前記アナログデジタル変換により変換されたデジタル信号を用いて、サブキャリア毎にデジタル信号処理を行う光受信方法。
PCT/JP2020/022360 2020-06-05 2020-06-05 光受信器、及び光受信方法 Ceased WO2021245921A1 (ja)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202080101615.7A CN115606119A (zh) 2020-06-05 2020-06-05 光接收器和光接收方法
EP20938581.4A EP4164145B1 (en) 2020-06-05 2020-06-05 Optical receiver and light reception method
PCT/JP2020/022360 WO2021245921A1 (ja) 2020-06-05 2020-06-05 光受信器、及び光受信方法
US17/928,476 US12166532B2 (en) 2020-06-05 2020-06-05 Optical receiver and optical receiving method
JP2022528381A JP7393697B2 (ja) 2020-06-05 2020-06-05 光受信器、及び光受信方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2020/022360 WO2021245921A1 (ja) 2020-06-05 2020-06-05 光受信器、及び光受信方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2021245921A1 true WO2021245921A1 (ja) 2021-12-09

Family

ID=78830768

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2020/022360 Ceased WO2021245921A1 (ja) 2020-06-05 2020-06-05 光受信器、及び光受信方法

Country Status (5)

Country Link
US (1) US12166532B2 (ja)
EP (1) EP4164145B1 (ja)
JP (1) JP7393697B2 (ja)
CN (1) CN115606119A (ja)
WO (1) WO2021245921A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023127811A1 (ja) * 2021-12-27 2023-07-06 国立研究開発法人産業技術総合研究所 光ネットワークシステム、光伝送方法および通信装置
WO2025248755A1 (ja) * 2024-05-31 2025-12-04 Ｎｔｔ株式会社 光通信装置、光通信システムおよび光通信方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010028470A (ja) * 2008-07-18 2010-02-04 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 受信装置、補償演算回路、および受信方法
JP2017050660A (ja) * 2015-08-31 2017-03-09 日本電信電話株式会社 光伝送システム

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9148247B2 (en) 2013-09-20 2015-09-29 Alcatel Lucent Frequency-diversity MIMO processing for optical transmission

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010028470A (ja) * 2008-07-18 2010-02-04 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 受信装置、補償演算回路、および受信方法
JP2017050660A (ja) * 2015-08-31 2017-03-09 日本電信電話株式会社 光伝送システム

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
CHRISTOPH KOTTKE; JOHANNES VON HOYNINGEN-HUENE; MICHAEL EISELT; HELMUT GRIESSER; JÖRG-PETER ELBERS; KAI HABEL; WERNER ROSENKRANZ: "Coherent SCM-WDM-PON System using OFDM or Single Carrier with SSB Modulation and Wavelength Reuse", 39TH EUROPEAN CONFERENCE AND EXHIBITION ON OPTICAL COMMUNICATION (ECOC 2013); 22-26 SEPT. 2013, 28 October 2013 (2013-10-28), pages 1 - 3, XP009532938, ISBN: 978-1-84919-759-5, DOI: 10.1049/ cp.2013.1463 *
See also references of EP4164145A4 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023127811A1 (ja) * 2021-12-27 2023-07-06 国立研究開発法人産業技術総合研究所 光ネットワークシステム、光伝送方法および通信装置
WO2025248755A1 (ja) * 2024-05-31 2025-12-04 Ｎｔｔ株式会社 光通信装置、光通信システムおよび光通信方法

Also Published As

Publication number Publication date
EP4164145A1 (en) 2023-04-12
EP4164145B1 (en) 2025-12-10
EP4164145A4 (en) 2024-02-28
US12166532B2 (en) 2024-12-10
US20230208530A1 (en) 2023-06-29
JPWO2021245921A1 (ja) 2021-12-09
CN115606119A (zh) 2023-01-13
JP7393697B2 (ja) 2023-12-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9008512B2 (en) Optical network unit, optical access network and a method for exchanging information
EP3672112B1 (en) Optical signal transmission system and optical signal transmission method
US8687962B2 (en) Method and arrangement for transmitting signals in a point to multipoint network
US12556285B2 (en) Optical transmitter and frequency control method in optical transmission
JP5583788B2 (ja) 光通信システム、光送信器及びトランスポンダ
US20170237485A1 (en) Free-space optical communication system and method in scattering environments
US20120195600A1 (en) Reference-signal distribution in an optical transport system
JP7393697B2 (ja) 光受信器、及び光受信方法
TW201019626A (en) Dual-service optical fiber access system
JP4730560B2 (ja) 光伝送システム、光伝送方法及び光送信装置
CN118971978B (zh) 一种节省带宽的相干传输方法及pon系统
US12368508B2 (en) Optical access system, optical transmitter, optical receiver, optical transmission method and demodulation method
Roudas Coherent optical communication systems
WO2023218589A1 (ja) 送信装置及び信号生成方法
JP7795132B2 (ja) 光送信装置、光通信システム及び光送信方法
CN118971977B (zh) 一种基于数字子载波复用的相干传输方法及pon系统
CN116405178B (zh) 一种加密ofdm信号的安全通信系统
CN112468226B (zh) 一种基于微扰电信号的iq调制器参数监测方法及系统
JP2775692B2 (ja) 光通信方式
WO2023175815A1 (ja) 光受信装置
Hamaoka et al. Mode and polarization division multiplexed signal detection with single coherent receiver using mode-selective coherent detection technique
JP2015070360A (ja) 受信器、局側端末、加入者側端末、光ネットワーク、及びコヒーレント通信方法
JP2010136146A (ja) 光受信装置
JP5235721B2 (ja) 光送信装置、光受信装置及び光通信システム
Sotiropoulos et al. Star 16QAM/OOK bidirectional transmission over a TDM‐PON

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 20938581

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2022528381

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2020938581

Country of ref document: EP

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2020938581

Country of ref document: EP

Effective date: 20230105

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWG Wipo information: grant in national office

Ref document number: 2020938581

Country of ref document: EP